Circuite Integrate Analogice Celule fundamentale · 2013-04-01 · Circuite Integrate Analogice Celule fundamentale Facultatea de Electronică Telecomunicații și Tehnologia Informației

Circuite Integrate AnalogiceCelule fundamentale

Facultatea de Electronică Telecomunicații și

Tehnologia Informației

Celule fundamentaleReferințe de curent și de tensiune

Tehnologia Informației

Doris CsipkesDepartamentul de Bazele Electronicii

Din cuprins ...

referințele ca surse independente, parametrii

divizorul rezistiv ca referință de tensiune

referința de tensiune cu diodă MOS sau bipolară referința de tensiune cu diodă MOS sau bipolară

referința de tensiune ci diodă Zener

referința de curent cu autopolarizare (oglinda de curent cu autopolarizare)

referința de curent Widlar bipolară și MOS (PTAT)

referințele VTh și VBE (CTAT)

Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Referințe integrate de curent și tensiune 2

referințe independente de tensiunea de alimentare

referințele bandgap

Referințe – definiții

referințe de curent și tensiune → implementările active a surselor independente

curentul sau tensiunea de ieșire sunt independente de sarcină, temperatură și tensiunea de alimentare

referințele → precizie, senzitivitate și coeficient de temperatură mai bune decât referințele → precizie, senzitivitate și coeficient de temperatură mai bune decât circuitele normale → se apropie mai bine de sursele ideale

Sensitivitatea = variația relativă a tensiunii sau curentului de ieșire Xref cu parametrul y

refyXref

ref

X ySy X

1ref

ref

XTC

T X

Coeficientul de temperatură = senzitivita-tea tensiunii sau curentului de ieșire Xref, cu temperatura, normalizată la 1°


referințele folosesc adesea

dependența fizică în componentele integrate (ex. dependența cu temperatura a tensiunii sau tensiunii termice într-o joncțiune) avantajele provin din topologie (ex. raportul de rezistențe este independent detemperatură)

Divizorul rezistiv ca referință

2

1 2ref DD

RV VR R

2 1 2 1DD refV DD DDV V R V R RS

Pasivă:

pasivă activă

2 1 2

1 2 2

1DD

ref

refV DD DDV

DD ref DD

V R V R RSV V R R R V

→ o variație de 1% a VDD produce 1% variație a tensiunii de referință

21 1D n GS ThnI V V

Activă:

1 2D DI I

| |

1

DD Thn Thpref Thn

n

V V VV V


1 1

2

2 2

21

1 2

| |

;2 2

D n GS Thn

D p SG Thp

p oxn oxn p

I V V

I V V

C WC WL L

| |

DD

ref

refV DD DDV

DD ref nDD Thn Thp

p

V V VSV V

V V V

1 n

p

1

Referința de tensiune MOS sau bipolară cu diodă

DD refref Th

V VV V

R

MOS:

2DD

ref

refV DD DDV

DD ref ref DD ref

V V VSV V V R V V

ln CC refref T

V VV V

Bipolară: 1 , , ,refVref VDD VCC VTh R

ref

VTC f TC TC TC TC

T V

variația neliniară a Vref cu I →


lnref TS

V VRI

DD

ref

refV CC CC TV

CC ref ref CC ref

V V V VSV V V V V

variația neliniară a Vref cu I → senzitivitatea descrește cu Vref

neliniaritatea este mai accentuată la tranzistoarele bipolare față de MOS (exponențiala vs. funcția pătratică)

Vref are o gamă redusă (VBE sau VGS)

Referința de tensiune MOS sau bipolară cu diodă

11 DD refref Th

V VRV VR R

MOS:

extinderea gamei tensiunii de ieșire cu un divizor de tensiune adițional

2ref ThR R

2DD

ref

refV DD DDV

DD ref ref DD ref

V V VSV V V R V V

Bipolară: 1 , , ,refVref VDD VCC VTh R

VTC f TC TC TC TC

T V


1

2

1 ln CC refref T

S

V VRV VR RI

DD

ref

refV CC CC TV

CC ref ref CC ref

V V V VSV V V V V

Vref VDD VCC VTh RrefT V

referința de tensiune este influențată de toate componentele dependente de temperatură

A Zener diode voltage reference

efectul Zener → străpungerea în avalanșă a joncțiunii pn sub efectulul unei tensiuni de polarizare inverse suficien de mari

câmpul electric intrinsec creat de regiunea de golire extinsă desface legătura covalentă a purtătorilor → cădere de tensiune practic constantă și bine definită și independentă de curentindependentă de curent

dependența abruptă a tensiunii de curent prin diodă reduce senzitivitatea

curentul invers prin joncțiune

srăpungere abruptăVBV=ct.

tensiunea de alimentare 1.2V-1.5V

VBV tipică în CMOS mai mare ca 4-5V


tensiunea inversă prin joncțiune

dezavantaj → VBV mare → neadecvată în aplicațiile de joasă tensiune

Referințe de curent cu autopolarizare folosesc Vref a referinței de tensiune cu diodă pentru a controla o sursă de curent

V V

dacă tranzistoarele sunt împerecheate și echilibrate în tensiune → senzitivitatea cu tensiunea de alimentare se moștenește de la Iref

DD DD

out ref

V VI IS S


ref

o posibilă îmbunătățire → scalarea senzitivității lui Iref cu un coeficient mai mic decât unitatea

o transformare parțial liniară a lui Vref în Iout → refernța de curent Widlar (oglinda)

; 1DD DD

out ref

V VI IS k S k

Referințe de curent Widlar Implementări posibile cu tranzistoare MOS sau bipolare

1 2 2

1

GS GS out

refGS Th

V V I R

IV V

1 2 2

1 ln

BE BE out

refBE T

V V I RI

V VI

11

22

GS Th

outGS Th

V V

IV V

11

22

ln

ln

BE TS

outBE T

S

V VI

IV VI

21 1 1 4 ref

out

II R

2ln ref STout

I IVIR I I


22 2 12

42outI R

R 2 1

lnoutout S

IR I I

1

1 2

1

2DD DD

out ref

V VDSatI I

DSat DSat

VS SV V

2

1

DD DD

out ref

V VTI I

T out

VS SV R I

Referințe de curent VTh și VBE

sunt similare cu referențele Widlar, dar conversia tensiune-curent este complet liniară

1

refTh

GSout MOS

IV

VIR R

11

2 2

ln refT

SBEout BJT

IV

IVIR R

2 2out MOS R R

rezistență de ieșire mărită datorită tranzistoarelor cascodă M2 și Q2


1

1

MOS:2

DD DD

out ref

V VDSatI I

DSat Th

VS SV V

1

Bipolar: DD DD

out ref

V VTI I

BE

VS SV

are cea mai mica senzitivitate posibila cu tensiunea de alimentare dintre referințele cu autopolarizare

Referințe inependente cu temperatura - principiu

autopolarizarea derivă tensiune sau curentul de ieșire de VDD/VCC → inherent supply sensitivity

idee: definirea Iref ca funcție de Iout → independența de tensiunea de alimentare în orice referință Widlar, VTh sau VBE

implică o buclă de reacție pozitivă și dubla definiție a lui Iout → bootstrapping

Ce este acesta??

refIoutI


Referințe de curent bootstrap – circuitul de pornire

punct static de funcționare stabil → Iref=Iout

bucla de reacție pozitivă → două PSF stabile, unul în origine (Iref=Iout=0)

circuitul de pornire împiedică bucla să se așeze în origine și este dezactivată odată ce începe să conveargă spre punctul static de funcționare doritîncepe să conveargă spre punctul static de funcționare dorit

refIoutI


Iref=Iout=0 → VGS1=0 → VGS7 >> → M7 injectează curent în M1 → Iout și Iref cresc

creșterea lui Iref și Iout → creșterea VGS1 → VGS7 devine treptat 0 și circuitul de pornire este dezactivat (ID7=0)

Referințe de curent bootstrap

senzitivitatea teoretică a lui Iout cu VDD este zero dacă Iout=Iref

în practică, oglinda M3-M4 este dezechilibrată → ΔV

3 4

( , )out in SD SDV V V V V

V V V f I V

V

3 1

4 4

( , )

( )SD DD GS ref DD

SD SG out

V V V f I VV V f I

1 4DD GS SGV V V V

( ) 0ref VIn f V S


senzitivitatea poate fi redusă utilizând o oglindă de curent cascodă sau Wilson echilibrată

expresia curentului de ieșire depinde de nucleul referinței (Widlar, VTh, VBE)

( ) 0DD

out

ref VDD I

out

In f V S

I

Referințe compensate cu temperatura

idee: fie două tensiuni cu TC complementar și calculăm o sumă ponderată pentru a obține independența de temperatură

Sunt folosite două tipuri de tensiuni: VBE și ΔVBE

PTATCTAT

variația lui ΔVBE cu temperatura

I I IkT


11

1

22

2

ln

ln

CBE T

S

CBE T

S

IV VI

IV VI

1 21 2

2 1

( )

ln C SBE BE BE T

C S

f T

I IkTV V V Vq I I

PTAT=Proportional To Absolute Temperature

0.085mV/BE TV V CT T

Referințe compensate cu temperatura

variația lui VBE cu temperatura → curentul de saturație al transistorului bipolar

/ /

/

2/0E n p p n E

SB

n

A D B

p iqA D n q nA DI

W N W termeni dependenți de temperatură

a – constantă (2,4 pentru electroni și 2,2 pentru

0

/ /

2 3G

an p n p

qVkT

i

kT kTD C Tq q

n DT e

a – constantă (2,4 pentru electroni și 2,2 pentru goluri în siliciu) VG0 – banda interzisă a siliciului extrapolată la 0K (1,205V) C, D – constante de material specifice tehnologiei independente de temperatură

0 01 3 4

G GqV qVa aE kT kT

SkA CDI T T e bT eN W

40 ln aC

BE GIkTV V T

q b


CTAT=Complementary To Absolute Temperature

/S

A D B

b

N W0BE G q b

0 4BE GBE V VV a kT T q

2mV/BEV C

T

Referințe bandgap – principiu se generează o tensiune VBE forțând un curent printr-o diodă bipolară

obținem o tensiune ΔVBE utilizând o buclă de tensiune într-un circuit PTAT → tipic unele structuri de oglinzi de curent Widlar bipolare

ponderăm tensiunea termică VT și o însumăm cu VBE → α trebuie să fie independent de temperaturătemperatură

out BE TV V V 0out BE TV V VT T T

BE TV VT T

2mV / 23.5

0.085mV /C

C


VBE reală are o curbură → nu scade liniar cu T → compensarea nu este perfectă

proiectarea se optimizează pentru temperatura nominală, unde TC=0

tensiunea de ieșire este aproximativ1,2V → bandgap

Referințe bandgap – exemple

1 1 1 3 2 2out BE BEV V I R V I R

Referința bandgap de tip Widlar → tehnologie bipolară

Legea lui Kirchhoff pentru tensiuni (KII) la Vout :

1 1 1 3 2 2out BE BEV V I R V I R

Oglinda de curent Widlar:

1 21 2 2 3 2

3 2 3 1

ln lnT TBE BE

V I V RV V I R IR I R R

21 2 3 1 3 1 2

1S S S BE BE

RI I I V V I IR


out BE TV V V

2 21

3 1

lnout BE TR RV V VR R

2 2

3 1

ln ( )R R f TR R


1 2 2 1BE BEV V I R

Referința bandgap Song → tehnologie BiCMOS sau CMOS cu tranzistoare PNP laterale


1 2 2 1BE BE

212

1 2 1

ln STPTAT

S

IV II IR I I

2 2

1 1

S E

S E

I A NI A

KII pentru V :


out BE TV V V 23

1

lnout BE TRV V V NR

2

1

ln ( )R N f TR

KII pentru Vout :

3 2out BE PTATV V I R


Referința bandgap de tip BrokawOglinda de curent Widlar:

1 2 2 2BE BEV V I R

IV I 212

2 2 1

ln ST

S

IV IIR I I

2 2

1 1

S E

S E

I A NI A

KII pentru Vout :

V V


out BE TV V V 11

2

2 lnout BE TRV V V N

R

1 1 1 2out BEV V R I I

1

2

2 ln ( )R N f TR


Referința bandgap de tip BiCMOS


1 2 3 1BE BEV V I R

213

1 3 1

ln ST

S

IV IIR I I

2 2

1 1

S E

S E

I A NI A

KII pentru Vout :

4 2 3 5out BEV V R I I

I I I I


out BE TV V V 24

1

2 lnout BE TRV V V NR

2

1

2 ln ( )R N f TR

1 2 3 5I I I I


Referința sub-bandgap CMOS cu transistoare PNP laterale


1 2 2 1EB EBV V I R

212

1 2 1

ln ST

S

IV IIR I I

2 2

1 1

S E

S E

I A NI A

Legea lui Kirchhoff pentru curenți (KI) la nodul de ieșire:

V V

V V R

KII pentru Vout :


out BE TV V V

3 4 5 2

33 4 5 2 3 5 1

( )( )

lnout EB T

f Tf T

R R R RV V V NR R R R R R R

3 3 2out EBV V I R

53 2 4 5 2

4 5 3 4 5

out outV V RI I I I IR R R R R


Referința sub-bandgap bipolară


1 2 2 2BE BEV V I R

IV I I AV V 21

22 2 1

ln ST

S

IV IIR I I

2 2

1 1

S E

S E

I A NI A

V V

1 1 1 2 3out BEV V R I I I

KII pentru Vout :

7outV RI


celula Brokaw

out BE TV V V

5 6 7 11

5 6 7 1 7 2

( )( )

2 lnout BE T

f Tf T

R R R RV V V NR R R R R R

7

35 6 7

outIR R R

Bibliografie

P.E. Allen, D.R. Holberg, CMOS Analog Circuit Design, Oxford University Press, 2002

B. Razavi, Design of Analog CMOS Integrated Circuits, McGraw-Hill, 2002

D. Johns, K. Martin, Analog Integrated Circuit Design, Wiley, 1996

P.R.Gray, P.J.Hurst, S.H.Lewis, R.G, Meyer, Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, Wiley,2009

R.J. Baker, CMOS Circuit Design, Layout and Simulation, 3rd edition, IEEE Press, 2010


Documents

Circuite Integrate Analogice Celule fundamentale · 2013-04-01 · Circuite Integrate Analogice Celule fundamentale Facultatea de Electronică Telecomunicații și Tehnologia Informației