Cap 3. Elemente de circuit n regim de comutaie

Comutaia este regimul de trecere din starea de conducie n starea de blocare.

Existenta a 2 stari permite asocierea cu variabilele binare

0 si 1

Utilizarea unei componente in regim de comutatie are in

vedere o tranzitie cat mai rapida intre stari

Un comutator este caracterizat de o impedan mare n starea blocat i o impedan mic n starea de conducie (in caz contrar avem logica negativa).

O componenta care este exploatata in regim de comutatie

trebuie sa permita aplicarea unor comenzi adecvate

pentru schimbarea starilor

Comutatorul ideal i comutatorul real

Figura 3.1. Comutatorul

ideal

R

E KU

I

Comutatorul ideal este caracterizat de

rezisten n starea de blocare Rb i rezisten n starea de conducie Rc 0.

Dac comutatorul este blocat, atunci tensiunea la bornele sale este egal cu E. Dac comutatorul este nchis, el se afl n stare de conducie iar tensiunea la bornele sale este 0, curentul fiind egal cu E/R.

Puterea disipat pe comutatorul ideal este nul.

Comutatorul ideal

Cele dou situaii (blocare i conducie) determin dou puncte n planul I-U, A i B, care definesc dreapta de sarcina (figura 3.2).

Trecerea din A n B se numete comutaie direct, iar trecerea din B n A comutaie invers. Se observ c ntre punctele A i B tensiunea i curentul sunt simultan nenule ceea ce nseamn c exist putere disipat n timpul comutaiei. Acest fenomen are loc numai dac timpul de comutaie este diferit de zero.

Pentru intervale de timp mici se definete, n cazul comutatorului ideal, puterea comutat sau puterea n sarcin:

Figura 3.2. Caracteristica curent-

tensiune pentru comutatorul ideal

Comutaieinvers

Comutaiedirect

A

E/R

E

B

V

I

PE

RL

2

;

Comutatorul real

Figura 3.3. Comutatorul real

R

V

+

-

ECP

rC

rb

kkr

Comutatorul real este caracterizat de o

rezisten finit nenul att n conducie ct i n blocare.

Schema sa echivalent este prezentat n figura 3.3 .

Considernd comutatorul caracterizat de rezistena sa n stare de conducie rc i de cea n stare de blocare rb, se pot evidenia situaiile de conductie, respectiv blocare, cu evaluarea

expresiilor curentului prin comutatorul

real si a tensiunii labornele sale.

Starea de conductie a

comutatorului real

Deoarece n starea de conducie rc

Starea de blocare a

comutatorului real

Starea de blocare este descris de ecuaia:

)6.3(IrV b

Pe dreapta de ecuaie (3.6) se gsete i punctul static de funcionare B, de coordonate (VB0,IB0). Coordonatele

acestuia se determin n acelai mod ca i n cazul conduciei i sunt exprimate prin relaiile de mai jos:

IE

R rB

b

0 V

r

r REB

b

b

0

Caracteristica de comutaie direct i invers pentru comutatorul real (1)

Figura 3.4. Caracteristica de comutaie direct i invers pentru comutatorul real

(1)

(2)

I

VVCO VBO

ICO

IBO

M

A

B

NComutaiedirect

Comutaieinvers

Caracteristica de comutaie direct i invers pentru comutatorul real (2)

Dac se neglijeaz capacitatea parazit a comutatorului, Cp, trecerea dintr-o stare n alta se face de-a lungul dreptei definite de punctele A i B, prin salt cu timp de comutaie nul.

Dac nu se neglijeaz efectul capacitii Cp, atunci aceasta se comport ca un element de memorare a tensiunii la bornele comutatorului real, ceea ce determina ca

transferul punctului de funcionare ntre A i B s nu se fac n lungul dreptei AB, ci prin punctele M, respectiv N.

ncrcarea i descrcarea capacitii presupune, implicit, un timp de comutaie nenul

Comutatorul ca si cuadripol

Dac privim comutatorul real ca un cuadripol (figura 3.5) putem aprecia c tensiunea de intrare este cea care comand deschiderea comutatorului (atunci cnd are nivel ridicat) i nchiderea lui (atunci cnd are nivel sczut). Se poate considera c:

Vout = f(Vin)

Pentru calculul duratelor de comutaie se va considera teoria descris n capitolul 1. Pentru a determina ecuaia tensiunii de ieire trebuie cunoscute valorile iniiale i finale ale tensiunii pe comutator, adic U(0) respectiv U().

Figura 3.5. Cuadripolul

echivalent unui comutator real

fVin Vout

Figura 3.6. Caracteristica

de transfer a comutatorului

real

Vin

Vout

I

II

III

Comutatia directa

Vr

R rE V

r

R rEc

c

b

b

( ) ; (0)

c echiv cond p c pc

c

pR C r R Cr R

r RC

( || )

V t V V V et

( ) ( ) ( ) (0) V t

E

r Rr

R r r

r Re

c

cb c

b

t

c( ) [( )

]

V tE

r Rr

c

c

t

c( ) ( Re )

innd seama de schema echivalent a comutatorului real, se obine succesiv:

Deoarece R

Comutatia inversa

Vr

r RE V

r

r REb

b

c

c

( ) , (0)

V tE

r Rr

R r r

r Re

b

bb c

b

t

b( ) [( )

]

b cchiv bl p

b

b

p pR Cr R

r RC RC

V t ER

r Re

b

t

b( ) ( )

1

Se pun n eviden valorile iniiale i finale ale tensiunii:

Dac R

Timpii de crestere/cadere

tTLH c 2 2, tTHL b 2 2,

n cazul n care se consider tensiunea de intrare ca fiind un impuls dreptunghiular, dac se calculeaz timpii de cretere, respectiv de cdere ntre 10% i 90% din Vmax, se obine rspunsul din figura 3.7, unde:

Figura 3.7. Rspunsul comutatorului real la un impuls de comand rectangular

0,9 Vmax

0,1 Vmax

Vmax

tTLH tTHL

V

t

Puterea disipata (1)

Avnd n vedere faptul c n timpul comutaiei tensiunea i curentul sunt simultan nenule, se poate determina

puterea disipat de comutatorul real.

Cele patru componente care

alctuiesc puterea disipat sunt:

- puterea disipat n stare blocat

- puterea disipat n stare de conducie

- puterea disipat n timpul comutaiei directe

- puterea disipat n timpul comutaiei inverse.

Figura 3.8. Curentul, tensiunea i puterea disipat printr-un comutator

real

I

Ic0

Ib0

P

Vc0

VVb0

t

t

t

T

Tc Tb

Puterea disipata (2)

Componentele enumerate se regsesc ca termeni componeni ai expresiei care descrie puterea total disipat:

PV I T V I T V I t t

T

b b b c c c b c c b 0 0 0 0 0 0 ( )

Se observ c puterea disipat este o funcie de frecven (inversul perioadei). n regim de comutaie puterea crete cu creterea frecvenei.

P fT

( )1

Dioda in comutatie

Regimuri de functionare

Dioda ca si comutator

Dioda n regim de comutaie

Pentru a studia comportarea diodei n regim de comutaie se consider circuitul elementar din figura 3.9 la a crui intrare se aplic un semnal de tip treapt (se neglijeaza strpungerea invers).

Figura 3.9. Circuit pentru studiul diodei n comutaie (a), semnal de intrare pentru studiul comutaiei (b), caracteristica curent-tensiune a diodei semiconductoare (c)

cba

t

Vin

V2

V1

IA

I0

VAVODVin Vout

R

Dioda in comutatie

n cazul comutrii directe se poate exprima valoarea curentului ID prin expresia (3.23).

Pentru situaia n care dioda este polarizat invers:

IV V

R

V

RD

D

1 1

I IV

RA R

2

Fenomene fizice la comutatia

diodei

Dac se noteaz cu Na, Nd concentraiile impuritilor acceptoare din regiunea p i donoare din regiune n, n ipoteza c toate impuritile sunt ionizate, concentraiile de goluri i electroni n cele dou regiuni ale jonciunii pn, pp i nn, n absena tensiunii de polarizare, satisfac relaiile:

pp = Na ; pn = Nd iar pp np = pn nn = ni2 (3.25)

unde pi = ni reprezint concentraia electronilor sau golurilor n semiconductorul intrinsec (nedopat).

Variatia concentratiei purtatorilor

n teoria semiconductorilor se arat c variaiile concentraiilor de purttori n lungul unei axe perpendiculare pe planul jonciunii, sunt descrise de ecuaiile:

p x p pqV

KT

x l

Lpentru x ln n

A n

p

n( ) exp exp ,

1

n x n nqV

KT

x l

Lpentru x lp p

A p

n

n( ) exp exp ,

1

unde prin Lp i Ln s-au notat lungimea de difuzie a golurilor, respectiv electronilor n exces, iar lp i ln reprezint adncimea regiunii de tranziie n regiunea p, respectiv n.

Distributia concentratiei de

purtatori in polarizare constanta

a. b.

Figura 3.10. Variaia concentraiei de purttori pentru o jonciune pn polarizat direct (a), respectiv invers (b).

Concentraie

pn(0)

np(0) p(x)

xx = 0

regiune p regiune n

(Na)(Nd)

Concentraie

pnnp

n(x)

xx = 0

regiune p regiune n

(Na) (Nd)

pnpn

n(x)

n(p)

n(x)

np(0)

pn(0)

p(x)

n figura 3.10 sunt reprezentate aceste variaii pentru cazul unei polarizri directe (a), respectiv inverse (b), n condiiile neglijrii adncimii regiunilor de tranziie. Comutaia presupune modificarea distribuiei de purttori de la situaia prezentat n figura 3.10.a la situaia din figura 3.10.b sau invers, proces care presupune scurgerea unui anumit timp. Aceste ntrzieri se regsesc de altfel i n formele de und care reprezint rspunsul jonciunii la un semnal treapt.

Comutatia diodei

Comutaia presupune modificarea distribuiei de purttori de la o situaie la alta, proces care presupune scurgerea unui anumit timp. Aceste ntrzieri se regsesc de altfel i n formele de und care reprezint rspunsul jonciunii la un semnal treapt.

https://www.fairchildsemi.com

Variatia tensiunii si curentului

in cazul comutatiei diodei

a.

b.

Figura 3.11. Comutaia direct (a) i invers (b) n cazul diodei semiconductoare

Vin(t)

IA(t)

VA(t)

ID

V1

V2

1,1VD

0,9VD VD

t0t

t

t

td tr

ton

Vin(t)

IA(t)

VA(t)

ID

V1

V2

V2

VD

t0 t

t

t

ts tttoff

0,1IR

IR

Rspunsul detaliat al diodei la un semnal

treapt pozitiv este reprezentat n figura 3.11.

Se remarc c la aplicarea unei trepte de

tensiune, curentul prin

diod crete cu o oarecare inerie, de la valoarea rezidual redus specific polarizrii inverse IT, la valoarea curentului direct

prin dioda deschis ID.

Timpul de comutatie directa

Tensiunea la extremitile jonciunii devine pozitiv cu o ntrziere td (timp de ntrziere -delay time) fa de momentul aplicrii saltului de tensiune la intrare. Aceast inerie se datoreaz timpului necesar transferului de purttori majoritari dintr-o regiune n alta n scopul anihilrii barierei de potenial de la nivelul jonciunii. Urmeaz apoi injecia de purttori minoritari care difuzeaz n regiunile neutre, fenomen caracterizat de asemenea de o anumit ntrziere, tr (timp de cretere -rise time).

Timpul de comutare direct va fi deci alctuit din cele dou componente:

ton = td + tr (3.28)

n cazul n care rezistena regiunilor neutre ale diodei este neglijabil, forma de und a tensiunii la bornele jonciunii prezint o supracretere pronunat, peste valoarea tensiunii de deschidere UD, n interiorul intervalului de timp tr (reprezentarea cu linie ntrerupt - figura 3.11.a).

Timpul de comutatie inversa n cazul comutaiei inverse, atunci cnd tensiunea de intrare trece prin salt

de la o valoare pozitiv la una negativ, curentul prin jonciune prezint la rndul lui un salt datorat faptului c purttorii minoritari din cele dou regiuni nu dispar instantaneu, fiind necesar un timp de recombinare a lor

sau de trecere n regiunile din care provin, timp numit timp de stocare, tS.

Pe msur ce scade concentraia de purttori minoritari, se reduce i tensiunea pe jonciune ctre valoarea 0, urmat de o cretere progresiv ctre valoarea tensiunii inverse de regim staionar, corespunztor cu reducerea curentului ctre valoarea rezidual asociat polarizrii inverse. Timpul necesar pentru ca tensiunea pe jonciune s evolueze de la 0 la valoarea tensiunii inverse de polarizare se numete timp de tranziie, tt.

Timpul de comutaie invers va fi aadar (figura 3.11.b):

toff = ts + tt (3.29)

Reducerea timpului de

comutatie

Timpul de comutaie invers este cu mult mai mare dect timpul de comutaie direct, toff >> ton . Pentru a asigura deci o comutaie rapid trebuie redus n primul rnd timpul de comutaie invers. In procesele de comutaie se studiaz prin urmare, cu precdere, comutaia invers.

Pentru reducerea timpului de comutaie invers, care este determinant n bilanul temporal al comutaiei, se poate utiliza o capacitate conectat n paralel cu sarcina care s asigure parial surplusul de sarcini necesar pentru reechilibrarea jonciunii.

Metode de reducere a timpilor

de comutatie

Utilizarea unor curenti de polarizare mari

care sa asigure re-echilibrarea rapida a

jonctiunii

Reducerea timpului de viata al purtatorilor

minoritari prin asigurarea unei recombinari

rapide (impurificare Si cu Au)

Reducerea grosimii stratului de stocare a

purtatorilor minoritari

Utilizarea diodelor rapide (Schottky)

Diode Schottky

Diodele Schottky lucreaza

preponderent cu purtatori

majoritari, ceea ce elimina

timpul necesar recombinarii

purtatorilor minoritari (ts)

Aplicatii de limitare/fixare nivel

http://www.electronics-tutorials.ws/diode/diode_4.html

Aplicatii in circuite logice

Cascada AND-OR

Evaluati VOH si VOL

Capacitatati specifice

jonctiunilor semiconductoare

Intrzierile care apar la nivelul unei jonciuni semiconductoare sub efectul unui front de tensiune

de comand sunt modelate utiliznd capaciti:

capacitatea de difuzie

(predominanta in polarizarea directa) .

capacitatea de barier

(predominanta in polarizarea inversa) .

Capacitatea de difuzie CD (1)

Pentru o jonciune polarizat direct, golurile difuzeaz din regiunea p n regiunea n. n consecin, n vecintatea jonciunii, n regiunea n, avem o mai mare concentraie de goluri dect exist n mod normal tocmai datorit acestei difuzii. Aceast densitate de goluri n exces poate fi considerat ca o acumulare de sarcini n vecintatea jonciunii.

Cantitatea de sarcini n exces este determinat de mrimea polarizrii directe. Pe msur ce ne ndeprtm de jonciune, excesul concentraiei de goluri descrete datorit recombinrii cu electronii majoritari.

La fel se comport electronii ce difuzeaz n regiunea p.

Capacitatea de difuzie CD (2)

Dac aplicm un semnal ce mrete polarizarea direct cu V, creterea concentratiei de goluri (electroni) provoac o schimbare Q n sarcina acumulat n apropierea jonciunii.

Timpul mediu de via al sarcinilor, , este o msur a timpului de recombinare a excesului de sarcini minoritare si poate fi privit ca o constant de timp de difuzie.

Raportul Q/V definete capacitatea de difuzie CD. Pentru o diod cu jonciune, unde una din regiuni este mult mai puternic dopat dect cealalt, CD se evalueaz astfel:

CdQ

dV

I dt

V rFD

Q T d

[ ] r CD D

Capacitatea de difuzie este proporional cu curentul I.

Capacitatea de bariera CT (1)

n cazul unei polarizri inverse intervine o capacitate numit capacitate de barier (sau capacitate de tranziie sau capacitate de sarcin spaial, CT ).

CT semnifica schimbarea n sarcina acumulat n regiunea srcit de purttori n corelaie cu modificarea tensiunii inverse pe jonciune.

Creterea polarizrii inverse determin mrirea regiunii srcite de purttori de lime W.

Capacitatea de bariera CT (2)

Datorit ionilor pozitivi existeni de o parte a jonciunii i a ionilor negativi de cealalt parte a jonctiunii (in zonele saracite de purtatori), CT este analog cu o capacitate cu

armturi plan-paralele (unde W este limea regiunii srcite de purttori, A este aria jonciunii i este permitivitatea semiconductorului):

Trebuie s remarcm c W este funcie de tensiunea de polarizare invers i deci CT este dependent de tensiune.

CA

WFT

[ ]

CD vs. CT

n condiiile polarizrii directe, valoarea capacitii de barier este att de mic comparativ cu CD nct n general ea este neglijat.

n mod similar n cazul unei diode polarizate invers exist o anumit difuzie a sarcinilor, ns aceast capacitate este neglijabil n comparaie cu CT.

Dependenta capacitatii de bariera de tensiunea

de polarizare inversa este exploatata in cazul

diodelor varicap:

Comutatia TB

Funcionarea tranzistorului n regim de comutaie const n trecerea sa dintr-o stare stabil n alta (saturatie/activ blocare)

Tranzistorul bipolar in regim

de comutatie

Pn n momentul t0 (figura 3.13) presupunem c tranzistorul era blocat (IB = 0; IC= 0). Ca urmare, tensiunea

V2 < 0 se regsete n baz, deci UBE = V2 < 0, iar VBC = VBE + VCE = V2 - EC = - (|V2| + EC) < 0 .

n momentul initial t0 tensiunea la intrare, Vin , i schimb prin salt valoarea de la V2 < 0 la V1 > 0. Curentul n baz va crete brusc deoarece capacitile de barier ale jonciunilor nu-i pot schimba brusc tensiunea la borne.

Pe msur ce aceste capaciti se ncarc, tensiunea n baz ncepe s creasc, iar curentul de baz s scad.

I tV V

R

V V

R

V V

RB

BE

B B B

( )(0)

01 1 2 1 2

Comutatia directa

Figura 3.13. Semnale specifice

tranzistorului bipolar n comutaie: a.- impuls de

comand bipolar b.- curent de baz c.- curent de colector

t

t

t

v in

V1

V2

t5t0

t7t6t1

t8

td1

tr

t4

t3

t2

tf

t5

ton

td2

a)

b)

c)

IB(t)

iB1

iB2

0,1ICS

ICS

0,9ICS

iC(t)

tS

La momentul t1 cnd VBE = V (tensiunea de deschidere a tranzistorului), tranzistorul ajunge la

marginea regiunii active. Se definete prin:

(timpul de ntrziere, necesar tranzistorului s ajung la marginea regiunii active)

n al doilea rnd, trebuie un anumit timp pentru ca purttorii injectai de emitor n baz s ajung la colector. Pentru a caracteriza acest proces se

definete un al doilea timp de ntrziere td2 = t2 - t1,

(datorat difuziei n baz)

Ca urmare, este necesar scurgerea unui timp de ntrziere (delay time) pn n momentul n care curentul de colector ncepe s creasc:

t t td1 1 0

t t td d d 1 2

Timpul de comutatie directa

Dup ce tranzistorul intr n regiunea activ, curentul prin colector nu crete brusc la valoarea final ICS deoarece trebuie ncrcate capacitile de barier ale jonciunilor i trebuie format distribuia de purttori majoritari n baz corespunztoare regimului de saturaie.

Se definete timpul de cretere sau ridicare tr (rise time) ca intervalul n care valoarea curentului de colector crete pn la 0,9 din valoarea final: tr = t3 - t2 (vezi figura 3.13).

n acest interval de timp, curentul n baz prezint o uoar scdere, datorit creterii tensiunii VBE de la V la VBE(sat) > V. Dac tensiunea V1 este suficient de mare, tranzistorul va fi comutat n saturaie (momentul t4 corespunde acestei situaii, figura 3.13.c).

Timpul de comutaie direct ton se definete ca interval de timp scurs de la aplicarea comenzii pn la momentul cnd curentul de colector ajunge la 0,9 din valoarea final:

t t ton d r

Comutatia inversa

Tranzistorul rmne n starea saturat (de conducie) atta timp ct tensiunea la intrare se menine corespunzatoare.

Presupunem acum c la momentul t5 tensiunea la intrare variaz brusc la valoarea V2 < 0. Datorit capacitii de barier, jonciunea baz-emitor nu-i poate schimba instantaneu tensiunea, deci VBE(t5+) = VBE(sat).

Ca urmare, curentul de baz i schimb brusc sensul, lund valoarea:

-situaia este similar cu cea din cazul comutaiei inverse a jonciunii pn.

B

satBE

B

BEB

R

VV

R

VVI

)(222

Timpul de comutatie inversa (1)

Curentul de colector nu simte imediat modificarea

tensiunii aplicate n circuitul bazei deoarece n baza tranzistorului saturat se afl un exces de sarcin (sarcin stocat), fa de valoarea necesar pentru a asigura curentul de colector ICS.

Curentul de colector ncepe s scad abia dup ce este eliminat toat sarcina suplimentar de purttori minoritari din baz (figura 3.13.c).

Intervalul de timp ts = t6 - t5 scurs de la aplicarea

comenzii de comutaie invers pn n momentul cnd curentul de colector ncepe s scad este numit timp de stocare (storage time).

Timpul de comutatie inversa (2)

Dup ce tranzistorul iese din saturaie spre starea de blocare, intervin procese nverse comutatiei directe

Se definete un timp de cdere tf = t7 - t6 (fall time), ca interval n care curentul de colector scade de la ICS la 0,1 ICS. n intervalul t6 t7, valoarea curentului de baz scade puin datorit scderii tensiunii VBE de la VBE(sat) la V.

Timpul de comutaie invers toff se definete ca intervalul scurs de la aplicarea comenzii de comutaie invers pn la momentul n care curentul de colector scade la 0.1 din valoarea sa iniial:

t t toff s f

Timpul de revenire

Dei tranzistorul devine din nou blocat (IC = 0) exist nc un timp final de revenire tfr (final recovery time), necesar descrcrii capacitilor jonciunilor. n acest interval de timp tensiunea VBE scade de la V la zero

tfr = t8 - t7 .

Definiiile date pentru timpii de comutaie corespund interpretrilor fizice ale acestora dar sunt dificil de gestionat in cazurile practice.

Definirea practica a timpilor de

comutatie pentru TB

Experimental este mai

comod s se defineasc timpii de comutaie astfel (figura 3.14):

td - ntre 0 i 0,1 ICS

tr - ntre 0,1 i 0,9 ICS

ts - ntre ICS i 0,9 ICS

tf - ntre 0,9 i 0,1 ICS

Noile definiii modific doar td i tr, respectiv ts i tf. Timpii totali de

comutaie ton i toff (deci cei care intereseaz practic) nu se modific.

Figura 3.14. Definirea practic a timpilor de comutaie

t

t

v in

V1

V2

ICS

0,9ICS

0,1ICS

ic

tftstrtd

toffton

Regimuri de functionare ale

TB in comutatie

Figura 3.15. Regimurile de

funcionare n comutaie ale tranzistorului bipolar

IC

RS

R Act

UCRB

B

E

D

A C

F

IB=ct

RAv

RS - regiunea de saturaieRAv - regiunea de strpungereprin avalanRB - regiunea de blocareR act. - regiunea activ

n funcie de regiunile ntre care are loc deplasarea punctului de funcionare se evideniaz trei regimuri de funcionare n comutaie:

regimul de saturaie: tranzistorul comut ntre regiunea de blocare i cea de saturaie (AB);

regimul de curent: tranzistorul comut ntre regiunea de blocare i cea activ (CD);

regimul de avalan: tranzistorul comut ntre regiunea de blocare i regiunea de avalan (EF).

Regimul de saturaie al tranzistorului bipolar n comutaie

Acest tip de comutaie este specific nivelelor mari de semnal i este cel mai rspndit. Dependena ntre curent i tensiune este descris de ecuaiile Ebers-Moll, care se refer ns la tranzistorul ideal.

Funcionarea n regim de saturaie are loc pentru toate cele trei moduri de conectare ale tranzistorului bipolar (baz comun, emitor comun, colector comun), mai utilizate fiind conexiunea emitor comun i cea cu baz comun.

Indiferent de tipul conexiunii, n acest regim de lucru funcionarea are loc ntre regiunea de blocare i cea de saturaie.

Comutatie TB in planul

caracteristicilor de iesire (EC)

a. b.

Figura 3.16. Conexiunea emitor comun a tranzistorului (a) i caracteristica de ieire asociat (b).

+EC

-

RC

RB+

-

EBUCE

IC

+

IB

UBC

UBE

IC

UCEEC

AA'

C

BB

RB

ICE0 ICB0

R Act

UBC=0

IB= -ICB0

IB= 0

IBS

A

C

B

Starea de blocare

Starea de blocare are loc pentru o tensiune VBE>0 la

tranzistoarele pnp, i VBE< 0 la tranzistoarele npn. Curenii reziduali prin tranzistor se determin din ecuaiile Ebers-Moll.

Deoarece: IC=IE+ICB0 (3.55)

innd cont c IC + IE + IB = 0 i IE = 0 ,

rezult IC = ICB0 i IB = -ICB0 , ceea ce corespunde punctului A' din planul caracteristicilor de ieire.

Situaia corespunde unui regim de blocare profund, caracterizat de o tensiune colector-baz mare i o putere disipat redus.

Dac IB=0, rezult CEOF

COEC I

III

1

Starea de saturatie

Starea de saturaie se produce atunci cnd jonciunea emitorului i a colectorului sunt polarizate direct. Este necesar ca VBE>VD (VD fiind tensiunea de deschidere a

jonciunii baz-emitor).

La limita de intrare n saturaie exist proprietatea:

IC=IB i IC=IE. (3.57)

Punctul de intrare n saturaie este B (0,ICS).

Valoarea curenilor de saturaie se obine pentru situaii extreme:

I IE

RES CS

C

C

Conditia de saturatie

Condiia de saturaie impus tensiunilor nu este comod i de aceea se folosete condiia pentru cureni:

IE IES, IB IBS sau IB > IC / .

Se poate defini, n cazul saturaiei, gradul de saturaie, msurabil prin factorul de supracomand:

Funcionarea tranzistorului n regim de saturaie este exploatat n cazul utilizrii acestuia drept comutator.

SI

IS

I

IE

E

ES

BB

BS

respectiv

Comutator cu TB in conexiune EC (1)

Circuitul din figura

3.18 este un

comutator simplu n configuraie emitor comun.

Forma de und pentru tensiunea de intrare vi

este utilizat pentru a controla starea

comutatorului (ntre colector i emitor).

Figura 3.18. Tranzistorul bipolar n conexiune emitor-comun ca comutator

tOFF

ts

v i

V1

-V2

T2T1t

(a) (b)

v0v i

+VCC

RL

RB++-

-

iC

iB

0,1IC(sat)

VCE(sat)

0,9IC(sat)

v0

ic

VCC

IC(sat)

T2T1

t

t

td tftrtON

Comutator cu TB in conexiune EC (2)

Pentru t < T1 i vi = -V2 dioda baz-emitor este polarizat invers.

Dac neglijm componentele curentului invers, cum dioda baz-colector este de asemenea polarizat invers, tranzistorul bipolar este blocat i nu exist nici un curent n circuit. n consecin, v0 = VCC iar ic=0, acesta fiind echivalent cu un comutator deschis.

Se poate aprecia c ic IC0 i v0 = VCC - IC0 RL. Cu IC0 de ordinul nanoamperilor i RL de ordinul kiloohmilor rezult c v0 difer de VCC doar cu civa microvoli. Deci, n situaii practice, se poate considera c v0=VCC.

Tensiunea de intrare devine V1 pentru T1< t

Comutator cu TB in conexiune EC (3)

Valorile de mai jos aproximeaz un comutator nchis.

Curentul n comutatorul nchis este determinat de elementele externe VCC i RL.

Pentru VCC >> 0,3 V, iC = VCC / RL.

La momentul de timp t=T2, forma de und de intrare comut din nou la -V2, determinnd tranzistorul bipolar s revin n regim de blocare. Forma de und pentru v0 i iC, este reprezentat n figura 3.18.

v v V VCE CE sat 0 03( ) , iV V

Rc

CC CE sat

L

( )( )

Caracteristica de transfer a

comutatorului cu TB

Figura 3.19 Caracteristica de transfer a comutatorului cu tranzistor bipolar

v0

v i

0,7

Caracteristic liniarizat

Caracteristic real

VCE(sat)

VCCCaracteristica de transfer

descris n figura 3.19 este rotunjit i n jurul valorii de saturaie i n jurul valorii de tiere.

Deoarece tranzistorul bipolar nu

se deschide i nu se blocheaz brusc, n vecintatea deschiderii i a blocrii apare o rotunjire a caracteristicii.

Caracteristica de

transfer liniarizata

Caracteristica de transfer liniarizat ilustreaz comportarea circuitului. Cele dou segmente orizontale indic strile ON i OFF ale comutatorului.

De-a lungul fiecruia din cele dou segmente ieirea nu este afectat de schimbrile semnalului de intrare (tranzistorul bipolar este saturat sau blocat).

Segmentul ce unete regiunile orizontale ilustreaz dependena liniar a ieirii fa de intrare, comportamentul fiind aceia a unei surse de tensiune

controlate n tensiune, deci un amplificator (tranzistorul este polarizat n regiunea activ normal).

v0

v i

0,7

Caracteristic liniarizat

Caracteristic real

VCE(sat)

VCC

Porti logice simple cu TB

AND OR NAND NOR NOR

Regimul de curent al tranzistorului

bipolar n comutaie

Regimul de curent reprezint comutarea ntre regiunea de blocare i regiunea activ.

Funcionarea de acest tip este specific amplificatoarelor difereniale.

Perechea cu cuplaj prin emitor

sau perechea diferenial din figura 3.20 este printre cele mai

importante configuraii de tranzistor regsite n circuitele integrate. Sursa de curent IEE

este realizat cu o oglind de curent sau alte circuite similare.

Figura 3.20. Etaj diferenial

+VCC

V0

V02V01

VBE1 VBE2 V2V1

RCRC

Q1 Q2

IEE

+

++

++++

-

--

----

Analiza etajului diferential (1)

Q1 i Q2 sunt tranzistoare identice i ambele rezistene de colector au valori egale.

Se poate arta c etajul diferenial poate fi utilizat att ca amplificator ct i ca comutator. Pentru aceasta vom determina caracteristica de transfer de

curent continuu a circuitului.

Legea lui Kirchhoff pentru bucla ce conine cele dou jonciuni baz-emitor este:

V V V VBE BE1 1 2 2 0

Analiza etajului diferential (2)

Cu tranzistorul polarizat n regiunea activ, curentul invers al jonciunii baz-colector este neglijabil. Curenii de colector IC1 i IC2 sunt determinai de ecuaiile:

Construim raportul IC1 / IC2 ca fiind (3.66):

Se observ c VBE1 - VBE2 = V1 - V2 = Vd unde Vd este diferena (de aici i denumirea de diferenial) dintre dou tensiuni de intrare.

I I eC F ESV VBE T

11 / I I eC F ES

V VBE T2

2 /

I

Ie eC

C

V V V V VBE BE T d T1

2

1 2 ( ) / /

Analiza etajului diferential (3)

Ecuaia lui Kirchhoff pentru cureni n nodul emitorului determin:

mprind ambii membri ai ecuaiei de mai sus prin IC1 / F rezult:

Substituind ecuaia 3.66 n ecuaia de mai sus i rezolvnd pentru IC1 rezult (3.69, 3.70):

( )I I II I

E E EEC

F

C

F

1 21 2

F EE

C

C

C

I

I

I

I1

2

1

1

II

eC

F EE

V VD T1 1

/I

I

eC

F EE

V VD T2 1

/

Caracteristica de ieire normat a etajului diferenial

Figura 3.21. Caracteristica de ieire normat a etajului diferenial

IC1, IC2

FIEE

FIEEIC2 IC1

2

Vd/VT-3 -1 31-4 -2 42

n ecuaiile anteriore (3.69 i 3.70) se observ c prin creterea valorii lui Vd n sens pozitiv peste 4VT se determin ca IC1 i IC2 s se apropie de valorile FIEE i respectiv zero.

Prin analogie, o valoare

negativ a lui Vd, cu |Vd| >4VT face ca IC1 s se apropie de zero i IC2 s tind ctre FIEE.

Caracteristica de transfer a

etajului diferenial

R R RC C C1 2

22021101 ; CCCCCCCC RIVVRIVV

V V V0 01 02

Figura 3.22. Caracteristica de transfer a etajului diferenial

V01 ,V02 , V0

- FIEERc

FIEERcV01 V02

Vd /VT

-3 -1 31-4 -2 42

VCC - FIEERcV0

Pe baza ecuaiilor 3.69 i 3.70 putem construi caracteristica de transfer ca n figura 3.22.

Tensiunile V01 i V02 , pentru

Aplicarea unei tensiuni Vd > 4VT = 100

mV face ca IC1 FIEE i IC2 0. n acelai timp V02 = VCC i V01 = FIEERC . V01 poate fi micorat corespunztor prin alegerea corect a lui RC (V01 i V02 s corespund meninerii Q1 i Q2 n regiunea activ).

Utilizarea etajului diferential Putem aproxima ieirea lui Q1 cu un comutator nchis i a lui Q2 cu un

comutator deschis. Starea acestor comutatoare se schimb aplicnd Vd < -4VT. Ieirea diferenial de asemenea evideniaz dou nivele de ieire distincte: unul pozitiv i unul negativ, pentru o schimbare a lui Vd de aproximativ 4VT.

In intervalul -2VT Vd 2VT, mrimile IC1, IC2, V01, V02 au valori aproximativ liniar variabile relativ la Vd. Pentru aceast gam de valori ale intrrii, circuitul se comport ca o surs controlat. Ambele proprieti, de comutare, respectiv de amplificare ale perechii cuplate prin emitor sunt exploatate n practic.

Proprietatea de amplificator joac un rol foarte important n circuitele analogice iar caracteristica de comutaie este exploatat n circuitele digitale i n mod particular n circuitele logice din familia ECL.

Avantajul principal al acestui mod de lucru este acela c permite o vitez de comutaie mare datorit faptului c tranzistoarele nu ajung n saturaie.

Poarta OR/NOR cu etaj

diferential (ECL)

Regimul de avalansa al TB

Regimul de avalansa permite obtinerea unor timpi de

comutatie redusi, de ordinul nanosecundelor, comutand

curenti de valori mari pe durata strapungerii temporare

colector-emitor (si implicit colector-baza).

La tensiuni de polarizare mari ale jonciunii baz-colector purttorii de sarcin ionizeaz atomii neutri producnd o multiplicare n avalan i o cretere accelerat a curentului de colector.

Se defineste gradul de multiplicare n regiunea de sarcin spaial

MV VBC av

n

1

1 ( / )

VBC - tensiunea invers aplicat acestei jonciuni ;Vav - tensiunea de strpungere n avalan; n = 1 ...7 constant tehnologic ; Vav este cea mai mare tensiune de strpungere pentru jonciunea baz-colector cu IE constant i IC tinznd la .

Strapungerea in avalansa a TB

VCB2, VCB1 sunt tensiuni de strpungere definite ca n figura 3.23. Ele se mai ntlnesc n cataloage cu denumirea de VBR(CE0) respectiv VBR(CB0) , iar ntre ele exist legtura exprimat prin relaia de mai jos:

V V hCB CB bn2 1 211

baz comun emitor comun Figura 3.23. Definirea tensiunilor de strpungere pentru tranzistorul bipolar

polarizat n regiunea activ

IC

VCB1

VCB

IE>0

VCB2

VCE

IC

IB=0

IB>0

VCB1

IE=0

Figura 3.25. Definirea tensiunilor de strpungere pentru tranzistorul bipolar polarizat n regiunea de

blocare

vIC

VCE

(VCB2) (VCB1)

IB=0R B =0

RB

Comutatia prin strapungere in

avalansa a TB Pentru regiunea de blocare se consider o schem simpl de polarizare a

tranzistorului ca n figura 3.24.

Timpul de comutaie al tranzistorului n regim de avalan este determinat de timpul de tranzit al purttorilor prin jonciunea polarizat invers.

La tranzistoarele de nalt frecven, obinute prin difuzie, timpul de comutaie are o valoare mai mic de 1ns i depinde de gradul de multiplicare M i de frecvena de tiere.

Funcionarea n regim de avalan este utilizat la obinerea de impulsuri scurte i uneori la obinerea de tensiuni liniar variabile sau n trepte.

Acest regim nu se folosete n mod uzual deoarece necesit tensiuni mari i prezint instabilitate termic

RB

RC

EC

Vi

VoFigura 3.24. Tranzistor n comutaie

Timpii de comutatie ai TB

La joas frecven tranzistorul bipolar poate fi considerat element de comutaie ideal.

La creterea frecvenei comutaia se nrutete datorit timpului necesar trecerii purttorilor din emitor n colector (inerie de nalt frecven).

Proprietile de inerie sunt puse n eviden de factorul de curent:

unde f = 1 / 2 este frecvena de tiere, iar este constanta de timp pentru conexiunea baz-comun.

h fh

f

f

b

b

21

21 0

1

( )

Viteza de comutatie a TB

Comportarea tranzistorului la nalt frecven este influenat de dimensiunile fizice ale tranzistorului prin rezistena intrinsec a bazei i prin capacitile jonciunilor. Pentru o jonciune se definesc dou capaciti (vezi capitolul 3.2.3.):

C C qVkT

CC

V

U

d dA

b

b

A

0

0

10

exp - capacitatea de difuzie, dominant n polarizarea direct) - capacitatea de barier, dominant n polarizare invers)

Proprietile de comutaie sunt influenate de asemenea i de acumularea de purttori de sarcin minoritari n regiunea bazei la intrarea n saturaie.

Timpii de comutaie asociai sunt influenai i de natura sarcinii.

Raspunsul la monoimpuls de

comanda

Dac reprezentm rspunsul unui tranzistor bipolar comandat

cu un curent de baz de tip impuls se obine o variaie de tipul celei descrise in figura 3.26.

Notaiile au urmtoarele semnificaii: tr - timp de cretere; tS - timp de ieire din saturaie; tf - timp de cdere sau de blocare; tS+ tf= toff - timp de comutaie invers; ton - timp de comutaie direct.

Este necesar s fie ndeplinit condiia de saturare a tranzistorului IBh21E>>ICsat .

Figura 3.26. Rspunsul tranzistorului bipolar la impuls de curent n baz

IB1IB2

IB

IC/IC0

10.9

0.1

tr tS tf

Timpii de comutatie ai TB

Se observ c timpii depind att de curenii din baz, ct i de constanta de timp de stocare .

Avantajele regimului de saturaie n comutaie sunt: stabilitate bun (tranzistorul i pstreaz starea de saturaie sau blocare chiar i n prezena unor perturbaii importante), numr redus de componente, proiectare uoar, disipatie termic redus.

Dezavantajul principal este viteza redus de comutaie.

tI

Ir

CS

B

1

tI

If

CS

B

2

tI I h

I h IS

B B E

CS E B

ln

( )1 2 21

21 2

IB1IB2

IB

IC/IC0

10.9

0.1

tr tS tf

Posibiliti de reducere a timpilor de comutaie (1)

Exist mai multe posibiliti pentru reducerea timpilor de comutaie:

a) reducerea timpilor de comutaie prin utilizarea unor tranzistoare cu frecven de tiere ridicat;

b) utilizarea condensatoarelor de accelerare - asigur o supracomand n baza tranzistorului. Mrirea curentului de baz n general nu este recomandat deoarece IB pentru comutaia direct, respectiv invers determin efecte contrare;

c) evitarea intrrii n saturaie a tranzistorului bipolar cu ajutorul reaciei negative neliniare.

Prima soluie depinde de tehnologia de fabricaie a tranzistorului i nu este la ndemna utilizatorilor, celelalte dou metode fiind ns larg rspndite.

Posibiliti de reducere a timpilor de comutaie (2)

O soluie practic uzual const n modificarea formei de und a tensiunii de comand cu ajutorul unor elemente pasive, n particular capaciti.

Forma de und ideal pentru comanda n baz include supracresteri temporare ce au ca efect reducerea timpilor de

comutaie.

Timpul de comutaie direct ton poate fi redus prin mrirea curentului de comand IB peste valoarea normal de meninere n saturaie. Aceasta influeneaz ns negativ timpul de ieire din saturaie determinat n principal de timpul de stocare a purttorilor ts. De aceea, n cazul comutaiei inverse, se urmrete aplicarea unei supracreteri similare pentru reducerea timpului de comutaie invers toff = tS+tf .

Reducerea timpilor de comutatie

prin supracomanda (1)

Figura 3.27. Reducerea timpilor de comutaie prin modificarea formei de und a curentului de comand

IB

IB1IBIS

IB2I'B2

t

IC

t

ton toff

10,9

0,1

Reducerea timpilor de comutatie

prin supracomanda (2)

O astfel de form de und este dificil de obinut n practic motiv pentru care se utilizeaz un compromis.

Dac se introduce un circuit de derivare n baza tranzistorului (circuit alctuit din C i Rin T ) impulsul de comand furnizat de sursa e(t) (figura 3.28) va fi deformat, fiind afectat de supracreteri suprapuse celor dou fronturi. Tensiunea de comand e(t) va determina o variaie a curentului ca n figura 3.28.

Supracomanda capacitiva

a. b.

Figura 3.28. Supracomanda tranzistorului, folosind circuit de derivare n baz, n scopul reducerii timpilor de comutaie (a) i forme de und asociate (b)

t1 t2

RC

RBVO

IC

IB

EC

D

C

e

rS

IBS

ICB0

IB2

t1

tr

t2

ts + tf

IB1

IB2

E1TO

t

E2

t

Evaluarea curentilor de

supracomanda (1)

Pentru e(t)=E1 , tranzistorul fiind iniial blocat, curentul injectat n baz va fi cel determinat mai jos, unde VC este tensiunea pe condensator la

momentul t1, iar Rin= rb este rezistena de intrare n baza tranzistorului. Pe msur ce condensatorul se ncarc IB, se micoreaz , ajungand la valoarea IBS.

IE V t

r RB

C

s in

11 1

( )

IE

r R RBS

s B in

1

Evaluarea curentilor de

supracomanda (2)

Pentru ca prin tranzistor s se stabileasc curentul de regim staionar, IBS, nainte de terminarea impulsului de comand ( t2 ), trebuie satisfcut relaia:

c s inC R r RT

||( ) 03

n momentul blocrii tranzistorului: I E V tr RBC

s in

22 2

( )

Pe msur ce condensatorul se descarc, IB scade ctre ICB0.

Pentru a accelera descrcarea condensatorului dup blocarea tranzistorului, s-a introdus dioda D care protejeaz jonciunea BE la supracomanda invers. Aceast metod este util cu precdere n cazul tranzistoarelor avnd parametrul h21E cu dispersie tehnologic redus.

Cresterea vitezei de comutatie

prin evitarea saturatiei

O alt metod de reducere a timpilor de comutaie se refer la evitarea intrrii in saturaie prin introducerea unei reacii negative care s mpiedice polarizarea direct a jonciunii baz-colector (figura 3.29).

Valoarea rezistenei R trebuie astfel aleas nct pentru valoarea maxim h21Emax, cderea de tensiune pe R s fie mai mare dect cderea de tensiune pe D.

Figura 3.29. Reducerea timpilor de

comutaie prin evitarea intrrii n saturaie

RC

R

VO

IC

EC

R1

ID D

I IB

I1

EB

R I I V

IE

R h

IE

R

B D

Bc

C E

B

( )

1

21

1

1

121 R

E

Rh

E

VR

B

CE

c

D

Metode alternative de evitare

a saturatiei TB

TEC in comutatie

Tranzistoarele cu efect de cmp (TEC) sunt folosite pe scar larg n circuitele digitale unde este exploatat nsuirea de comutator a acestui dispozitiv.

Cele mai utilizate n regim de comutaie sunt tranzistoarele TEC-MOS, a cror comportament se apropie cel mai mult de comutatorul ideal.

Funcionarea n comutaie este determinat esenial de sarcina pe care lucreaz tranzistorul, motiv pentru care n continuare s-au abordat astfel de situaii concrete.

Tranzistoare cu efect de camp

83

cu imbogatire,

canal indus

cu saracire,

canal initial

cu grila

jonctiune

TEC cu sarcina rezistiva in

regim de comutatie

a. b.

Figura 3.30 TEC cu sarcin rezistiv (a) i caracteristicile asociate (b)

VDD

RD

RG

Cvo

v in

iD

VGS = V1

VGS = ct

VDS

VDD

B

C

D

A

Fenomenul fizic al comutatiei

TEC (1)

S considerm c la momentul iniial tranzistorul se afl n starea blocat i i se aplic un salt de tensiune la intrare.

Imediat dup aplicarea comenzii de comutaie, canalul nefiind format, tranzistorul nu conduce. Iniial sursa de semnal ncarc pozitiv grila fa de substrat i mpinge golurile de la suprafa spre interiorul substratului, formnd regiunea cu sarcin spaial, srcit de goluri. Acelai curent transport electroni din regiunea n+ a sursei spre regiunea p de sub gril, formnd canalul conductor.

Fenomenul fizic al comutatiei

TEC (2)

Procesele care au loc n aceast etap corespund ncrcrii unei capaciti neliniare.

Pentru valorile uzuale ale capacitilor de gril (cca. 1 pF) i RG, durata acestui proces este mic (considerandu-se c tranzistorul intr n conducie imediat dup aplicarea comenzii de comutaie direct).

ntotdeauna la ieirea unui TEC exist o anumit capacitate parazit C, format din capacitatea dren - surs , capacitatea conexiunilor i capacitatea de intrare n etajul urmtor. Datorit acestor capaciti, tensiunea la ieire, la sfritul procesului de formare a canalului, practic nu se schimb, capacitatea memornd tensiunea la borne.

Comutatia directa TEC cu

sarcina rezistiva

n continuare, capacitatea C se descarc prin conductana dren - surs, de la tensiunea iniial VDD (corespunztoare strii blocate) la valoarea redus, corespunztoare strii de conducie (punctele B, respectiv C din figura 3.30.b).

Punctul de funcionare al tranzistorului se deplaseaz pe caracteristica static VGS = V1 din B spre C.

Acest proces determin durata comutaiei directe a TEC-MOS.

Comutatia inversa TEC cu

sarcina rezistiva

Dup aplicarea comenzii de comutaie invers, sursa de semnal descarc capacitatea de gril. Sarcina pozitiv de pe gril este eliminat iar golurile majoritare din substrat ptrund n regiunea srcit de sarcini de la suprafa. n felul acesta, canalul dispare.

Procesul de nchidere a canalului este foarte rapid, durata sa putnd fi neglijat n cadrul timpului de comutaie invers. n planul caracteristicilor de ieire, punctul de funcionare trece din C n D la VDS = constant.

n continuare urmeaz ncrcarea capacitii parazite C prin rezistena de dren pn la tensiunea VDD corespunztoare strii blocate.

Acest proces determin durata comutaiei inverse a TEC-MOS.

Timpii de comutatie TEC-MOS

cu sarcina rezistiva

Comutaia conductanei dren - surs precum i a curentului de dren se face foarte rapid. Tensiunea la ieire are ns un proces tranzitoriu mai lung,

datorit capacitii parazite de la ieire.

Timpii de comutaie direct i invers au aceleai definiii ca la tranzistorul bipolar, cu deosebirea

c se refer la regimul tranzitoriu al tensiunii de la ieire.

La TEC-MOS aceti timpi sunt de ordinul 20 - 100ns.

Figura 3.31. Rspunsul n tensiune al TECMOS cu canal n indus la

impuls de comand rectangular

t

t

v in

vo

V1

VDD

Sarcina rezistiva vs. sarcina

activa

n circuitele integrate actuale, tranzistoarele TEC-MOS nu lucreaz cu sarcin rezistiv.

Rezistoarele folosite n circuitele integrate bipolare obinute prin difuzie sau depuneri metalice n vid ocup suprafee mari. De exemplu, un rezistor difuzat de 20k ocup o suprafa de aproximativ 0,2 mm2.

n circuitele integrate, ca rezistoare se folosesc tot tranzistoare TECMOS a cror suprafa este cu aproximativ un ordin de mrime mai mic dect cea ocupat de rezistorul difuzat. n acest caz, se utilizeaz rezistena efectiv a canalului unui TEC-MOS n conducie care funcioneaz fie n regiunea saturat fie n cea nesaturat a caracteristicii ID (VDS). Cu aceste dispozitive se obin rezistene cu o bun reproductibilitate i liniaritate. n plus, posibilitatea de control a valorii rezistenei prin tensiunea de gril constituie un avantaj deosebit pentru proiectantul de circuite integrate.

TEC cu sarcina activ in regim de comutaie

a. b.

Figura 3.32. TEC cu sarcin activ

+VDD

SarcinQ2

DriverQ2 vov i

+

+

--

vo

v i

t

t0

5

5

t0

Sarcina tranzistorului driver

este un tranzistor de

acelai tip conectat ca rezisten.

Sarcina activa are un

comportament neliniar

TEC cu sarcina activ in regim de comutaie

a. b.

Figura 3.32. TEC cu sarcin activ

+VDD

SarcinQ2

DriverQ2 vov i

+

+

--

vo

v i

t

t0

5

5

t0

Pentru t < t0, tensiunea de intrare are o

valoare sczut; din caracteristica de transfer din figura 3.34 se observ c V0 = VDD. Curentul n circuit, ID1, este zero. Aceasta este o caracteristic tipic pentru un comutator deschis, la care

tensiunea la borne este ridicat, n timp ce curentul este zero.

Pentru t > t0 , tensiunea de intrare este

VDD, rezultnd o tensiune de ieire Vo = 0 (figura 3.32.b) i un curent semnificativ tipic de aproximativ 100 A al VDD = 5V.

Aceste condiii aproximeaz un comutator nchis la care exist un curent important asociat unei tensiuni

joase care traverseaz comutatorului (ntre dren i surs).

Caracteristicile de iesire TEC-

MOS cu sarcina activa

Pentru t < t0, tensiunea de

intrare are o valoare sczut; din caracteristica de transfer

din figura 3.34 se observ c V0 = VDD. Curentul n circuit, ID1, este zero. Aceasta este o

caracteristic tipic pentru un comutator deschis, la care

tensiunea la borne este

ridicat, n timp ce curentul este zero.

Figura 3.33. Caracteristicile de ieire ale tranzistorului driver i caracteristica de sarcin n cazul unei sarcini active n dren

VDS1[V]

2 4 6

ID1[A]

100

200

300

VGS1=3V

VGS1=4V

VGS1=5V

VGS1=6V

Dreapta de sarcinneliniar

Caracteristici de ieireale tranzistorului driver

Pentru t > t0 , tensiunea de intrare este VDD, rezultnd o tensiune de ieire Vo = 0 (figura 3.32.b) i un curent semnificativ tipic de aproximativ 100 A al VDD = 5V. Aceste condiii aproximeaz un comutator nchis la care exist un curent important asociat unei tensiuni joase care traverseaz comutatorului (ntre dren i surs).

Caracteristica de transfer

TECMOS cu sarcina activa

Cele dou stri ale comutatorului pot fi deduse din caracteristica de transfer (figura

3.34). Atta timp ct vi VT tensiunea de ieire este ridicat i curentul este zero.

Tensiunile de intrare mai mari de VDD

produc doar schimbri mici ale parametrilor v0, respectiv ID1 (cu excepia situaiei cnd are loc strpungerea tranzistoarelor).

n consecin, curentul de ieire este determinat aproape n ntregime de caracteristica de ncrcare i de curentul de dren furnizat de sursa de alimentare, VDD .

Figura 3.34. Caracteristica de transfer

pentru TEC cu sarcin activ

vo [V]

vi [V]

4

3

2

1

0 5 4 3 2 1

5