Curs 9 2019/2020rf-opto.etc.tuiasi.ro/docs/files/DCMR Curs 9_2019.pdf2C/1L, DCMR (CDM) Minim 7 prezente (curs+laborator) Curs - conf. Radu Damian Marti 14-16, P7 E – 50% din nota

Curs 9 2019/2020

2C/1L, DCMR (CDM)

Minim 7 prezente (curs+laborator)

Curs - conf. Radu Damian Marti 14-16, P7

E – 50% din nota

probleme + (2p prez. curs) + (3 teste) + (bonus activitate) ▪ primul test L1 (t2 si t3 neanuntate)

▪ 3pz (C) = +0.5p

toate materialele permise

2C/1L, DCMR (CDM) Laborator – conf. Radu Damian

Miercuri 10-14 impar II.12 (par eng.)

Joi 14- 16 par

L – 25% din nota

▪ prezenta + rezultate personale

P – 25% din nota

▪ tema personala

http://rf-opto.etti.tuiasi.ro

http://rf-opto.etti.tuiasi.ro Irinel Casian-Botez: "Microunde vol. 1:

Proiectarea de circuit", Ed. TEHNOPRES, 2008

David Pozar, Microwave Engineering, Wiley; 4th edition , 2011, ISBN : 978-1-118-29813-8 (E), ISBN : 978-0-470-63155-3 (P)

0 dBm = 1 mW 3 dBm = 2 mW 5 dBm = 3 mW 10 dBm = 10 mW 20 dBm = 100 mW -3 dBm = 0.5 mW -10 dBm = 100 W -30 dBm = 1 W -60 dBm = 1 nW

0 dB = 1 + 0.1 dB = 1.023 (+2.3%) + 3 dB = 2 + 5 dB = 3 + 10 dB = 10 -3 dB = 0.5 -10 dB = 0.1 -20 dB = 0.01 -30 dB = 0.001

dB = 10 • log10 (P2 / P1) dBm = 10 • log10 (P / 1 mW)

[dBm] + [dB] = [dBm]

[dBm/Hz] + [dB] = [dBm/Hz]

[x] + [dB] = [x]

Reprezentare polara

modul

faza sincos jzbjaz

0,2

,2

0,0,arctan

0,0,arctan

0,arctan

arg

anedefinit

baa

b

baa

b

aa

b

z

22 baz

impedanta la intrarea liniei de impedanta caracteristica Z0 , de lungime l , terminata cu impedanta ZL

lZjZ

lZjZZZ

L

Lin

tan

tan

0

00

ΓL

Z0 ZL

-l 0

Zin

Transfer de putere

Ei

Zi

ZL Pa

PL

aL

iL

PP

ZZ

*

Ei

Zi

ZL Pa

Pa

aL

iL

PP

ZZ

*

Generatorul are posibilitatea de a oferi o anumita putere maxima de semnal Pa

Pentru o sarcina oarecare, acesteia i se ofera o putere de semnal mai mica PL < Pa

Se intampla “ca si cum” (model) o parte din putere se reflecta Pr = Pa – PL

Puterea este o marime scalara!

Ei

Zi Pa

aL

iL

PP

ZZ

*

Ei

Zi ZL

PL

Ei

Zi

ZL

Pa PL

Pr

+

S11 si S22 sunt coeficienti de reflexie la intrare si iesire cand celalalt port este adaptat

2

1

2221

1211

2

1

a

a

SS

SS

b

b

01

111

2

aa

bS

[S]

a1 a2

b1 b2

02

222

1

aa

bS

S21 si S12 sunt amplificari de semnal cand celalalt port este adaptat

2

1

2221

1211

2

1

a

a

SS

SS

b

b

01

221

2

aa

bS

[S]

a1 a2

b1 b2

02

112

1

aa

bS

a,b informatia despre putere SI faza

Sij influenta circuitului asupra puterii semnalului

incluzand informatiile relativ la faza

2

1

2221

1211

2

1

a

a

SS

SS

b

b

0

02

21ZsursaPutere

ZsarcinaPutereS

[S]

a1 a2

b1 b2

Adaptarea de impedanţa

Im Γ

Re Γ

|Γ|=1

+1

+1

-1

-1

|Γ|

θ=arg Γ

Im Γ

Re Γ

|Γ|=1

+1

+1

-1

-1

|Γ|

θ=arg Γ

Adaptarea cu sectiuni de linii (stub)

15/6 16/7

17/8

18/9

Re Γ

+1

+1

-1

-1

rL = 1 gL = 1

Im Γ

Shunt Stub (sectiune de linie in paralel)

Semnul (+/-) solutiei alese la ecuatia liniei serie impune semnul solutiei utilizate la ecuatia stub-ului paralel solutia “cu +”

solutia “cu -”

S 2cos2

1

1

2tan

S

Ssp l

593.02cos 35.1262

85.46593.0S

85.46;593.0 S

35.126285.46 7.39 472.11

2Im

2

S

S

Sy

2.1241808.55Imtan 1

spSsp y

35.126285.46 4.931806.86

472.11

2Im

2

S

S

Sy 8.55Imtan 1

Ssp y

Series Stub (sectiune de linie in serie) tehnologic mai dificil de realizat la liniile

monofilare (microstrip)

Semnul (+/-) solutiei alese la ecuatia liniei serie impune semnul solutiei utilizate la ecuatia stub-ului serie solutia “cu +”

solutia “cu -”

28.56292.29 1.43 335.11

2Im

2

S

S

Sz

2.1431808.36Imcot 1

ssSss z

8.1661802.13

335.11

2Im

2

S

S

Sz

S 2cos2

1

1

2cot

S

S

ss l

92.29555.0S

92.29;555.0 S 555.02cos 28.562

28.56292.29

8.36Imcot 1

Sss z

Caracterizare cu parametri S Normalizati la Z0 (implicit 50Ω) Cataloage: parametri S pentru anumite

polarizari

L

Lin

S

SSS

V

V

22

211211

1

1

1

S

Sout

S

SSS

V

V

11

211222

2

2

1

Doua porturi in care adaptarea influenteaza transferul de putere

Pav S Pin Pav L PL

Castigul de putere disponibil 22

22

22

21

11

1

outL

S

Sav

Lav

A

S

S

P

PG

Castigul de putere de transfer (transducer power gain)

2

22

2

222

21

11

11

LinS

LS

Sav

LT

S

S

P

PG

Castigul de putere de transfer unilateral

2

22

2

2

11

22

211

1

1

1

L

L

S

STU

SSSG

012 S

Permite tratarea separata a intrarii si iesirii

Linin

11Sin

Stabilitate

marimi care intereseaza: stabilitate castig de putere zgomot (uneori – semnal mic) liniaritate (uneori – semnal mare)

Ecuatia unui cerc, care reprezinta locul geometric al punctelor ΓL pentru limita de stabilitate

Cercul se numeste cerc de stabilitate la iesire (ΓL)

22

22

2112

22

22

**1122

S

SS

S

SSL

22

22

**1122

S

SSCL 22

22

2112

S

SSRL

LLL RC

Doua cazuri: (a) exterior stabil / (b) interior stabil

Stabil

Instabil Neconditionat Stabil

DS DS

CS CS

Stabil

Instabil

Neconditionat Stabil

DS

CS

DS

CS

Stabilitatea necondiţionată: circuitul este necondiţionat stabil dacă |Γin|<1 şi |Γout|<1 pentru orice impedanţă pasivă a sarcinii şi sursei

Stabilitatea condiţionată: circuitul este condiţionat stabil dacă |Γin|<1 şi |Γout|<1 doar pentru un anumit interval de valori pentru impedanţa pasivă a sarcinii şi sursei

Utile pentru analiza de banda larga Stabilitatea nu e suficient sa fie apreciata

doar la frecventele de lucru

e necesar sa avem stabilitate pentru ΓL si ΓS alese la orice frecventa

Diportul este neconditionat stabil daca: Sunt indeplinite simultan conditiile K > 1

|Δ| < 1 Sunt valabile si conditiile implicite |S11| < 1

|S22| < 1

21122211 SSSS

2112

22

22

2

11

2

1

SS

SSK

12

1

2112

22

22

2

11

SS

SSK 121122211 SSSS

Conditia Rollet depinde de doi parametri, K si Δ, si nu poate fi utilizata pentru compararea stabilitatii a doua scheme

11

21121122

2

11

SSSS

S

Diportul este neconditionat stabil daca: μ > 1

Sunt valabile si conditiile implicite |S11| < 1 |S22| < 1

In plus se poate spune ca daca μ creste se obtine stabilitate mai buna μ este distanta de la centrul diagramei Smith la cercul de

stabilitate la iesire

Parametru dual pentru μ, determinat relativ la cercul de stabilitate la intrare

11

21122211

2

22

SSSS

S

Diportul este neconditionat stabil daca: μ’ > 1

Sunt valabile si conditiile implicite |S11| < 1 |S22| < 1

In plus se poate spune ca daca μ’ creste se obtine stabilitate mai buna μ’ este distanta de la centrul diagramei Smith la cercul de

stabilitate la intrare

ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @0.518GHz


Unconditionally Stable

Conditionally Stable




ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @0.518GHz Neconditionat stabil pentru f > 6.31GHz

Stabilitatea neconditionata pentru un interval larg de frecvente are avantaje importante Ex: pot proiecta cu ATF 34143 un amplificator stabil

(conditionat) la 5GHz, dar acest lucru este inutil daca apar oscilatii la 500MHz (μ≈0.1)

Minimul necesar in conditii de lucru cu stabilitate conditionata este sa se verifice stabilitatea la frecvente inafara benzii

Stabilitatea neconditionata poate fi fortata prin introducerea de elemente rezistive in serie/paralel la intrare si/sau iesire

Rsmin

Rsmin

85.150037.0minsR

Rs = 2Ω K = 1.008, MAG = 13.694dB @ 5GHz

fara stabilizare, K = 0.886, MAG = 14.248dB @ 5GHz

Rpmax Gpmin

min

max

1

p

pG

R

367.4502.0226.0026.0

1

j

j

6.99502.0

50maxpR

Rp = 90Ω K = 1.013, MAG = 13.561dB @ 5GHz

fara stabilizare, K = 0.886, MAG = 14.248dB @ 5GHz

Procedura se poate aplica similar la iesire (plecand de la CSOUT)

Din exemplele anterioare, incarcarea rezistiva la intrare are efect pozitiv si asupra stabilitatii la iesire si viceversa (incarcare la iesire efect asupra stabilitatii la intrare)

Rsmin Rpmax

Efect negativ asupra castigului trebuie urmarit MAG/MSG in timpul proiectarii

Efect negativ asupra zgomotului (va urma) Se poate alege una din cele 4 variante care ofera

performante mai bune (in functie de aplicatie) Se pot realiza cu elemente de pasivizare selective in

frecventa Ex: Circuite RL, RC sacrifica performanta doar unde este

necesar sa se imbunatateasca stabilitatea fara afectarea frecventelor la care dispozitivul e deja stabil

E posibil ca aceste efecte sa apara automat ca urmare a elementelor parazite ale circuitelor de polarizare (capacitati de decuplare, socuri de radiofrecventa)

Castigul amplificatoarelor de microunde


Doua porturi in care adaptarea influenteaza transferul de putere

Pav S Pin Pav L PL

Castig maxim de putere se obtine cand

Pentru retele de adaptare fara pierderi

Pentru tranzistor bilateral (S12 ≠ 0) Γin si Γout se influenteaza reciproc deci adaptarea trebuie sa fie simultana

*Sin *

Lout

2

22

2

222

21max

11

11

LinS

LST

S

SG

2

22

22

212max1

1

1

1

L

L

S

TS

SG

|Γ|=1 608.0L

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

0°

45°

90°

135°

180°

225°

270°

315°

65.1429.0 jzL

V0

Z0 ZL

479.82429.21 jZL

608.0L

Adaptare ZL la Z0. Se raporteaza ZL la Z0

Trebuie sa deplasez coeficientul de reflexie in zona in care pentru generator cu Z0 am:

ΓL Γ0

00

m0

adaptare perfecta

adaptare "suficienta"

V0

Zx Z0

Sursa (de ex. tranzitorul) cu ZX are nevoie de un anumit coeficient de reflexie ΓL pentru a functiona corect

Circuitul de adaptare trebuie sa deplaseze coeficientul de reflexie vazut spre sarcina in zona in care pentru sarcina Z0 (Γ0=0) am:

ΓL Γ0

L

mL

adaptare perfecta

adaptare "suficienta"

|Γ|=1

L

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

0°

45°

90°

135°

180°

225°

270°

315°

|Γ|=1

L

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

0°

45°

90°

135°

180°

225°

270°

315°

Circuitele de adaptare care muta ΓL in Γ0 Γ0 in ΓL

sunt identice ca realizare. Difera doar prin ordinea in care se introduc elementele in circuitul de adaptare

Ca urmare se pot folosi in proiectarea circuitelor de adaptare aceleasi: metode relatii

Aflam ΓS

L

Lin

S

SSS

22

211211

1 S

Sout

S

SSS

11

211222

1

L

LS

S

SSS

22

211211

*

1 S

SL

S

SSS

11

211222

*

1

*22

*

*21

*12*

111 S

SSS

L

S

S

SL

S

S

11

22*

1

*21

*12

2

22*22

*1111

*22

22

221 SSSSSSSS SSS

22*21

*12

2

22*11 1 SSSSS

*Sin *

Lout

Ecuatie de gradul 2

Similar

Cu variabilele

2*21

*12

*22

*11 SSSS

01 22**

11

2

22

2

11

2*2211

2 SSSSSS SS

1

2

1211

2

4

C

CBBS

2

2

2222

2

4

C

CBBL

*22111

22

22

2

111 1

SSC

SSB

*11222

22

11

2

222 1

SSC

SSB

Este posibila daca

042

121 CB 04

2

222 CB

2*21

*12

*22

*11 SSSS

22

11

2

22

2

21

2

12

2*2211

2

1 1 SSSSSSC

222

22

22

11

2

121 14 SSCB

22

22

2

22

2

2112

22

22

2

11 14412 SSSSSS

222

22

22

11

2

121 14 SSCB

2

2112

22

22

2

11

22

22

2

11 41244 SSSSSS

Similar

2

2112

22

22

2

11

222

22

22

11

2

121 41214 SSSSSSCB

2

2112

222

22

2

11

2

121 414 SSSSCB

2

2112

2

2112

2

121 424 SSSSKCB

144 22

21

2

12

2

121 KSSCB

144 22

21

2

12

2

222 KSSCB

222

22

22

11

2

121 14 SSCB

2

2112

22

22

2

11

22

22

2

11 41244 SSSSSS

Necesar pentru solutii

1

2

1211

2

4

C

CBBS

2

2

2222

2

4

C

CBBL

1S 1L

121122211 SSSS

0

0

2

1

B

B

12

1

2112

22

22

2

11

SS

SSK

0144

0144

22

21

2

12

2

222

22

21

2

12

2

121

KSSCB

KSSCB

Adaptarea simultana se poate realiza numai pentru amplificatoarele neconditionat stabile la frecventa de lucru, si solutia cu |Γ|<1 se obtine cu semnul “–”

1

2

1211

2

4

C

CBBS

2

2

2222

2

4

C

CBBL

*22111

22

22

2

111 1

SSC

SSB

*11222

22

11

2

222 1

SSC

SSB

In conditiile adaptarii simultane se obtine castigul de transfer maxim pentru tranzistorul bilateral

Daca dispozitivul nu este neconditionat stabil se poate folosi ca o indicatie a capacitatii de amplificare castigul maxim stabil (Maximum Stable Gain)

12

12

21max KK

S

SGT

12

21

S

SGMSG

Indicator in intreaga gama de frecventa a capacitatii de a obtine castig

[dB]

log(f)

GMSG

K< 1 K≥ 1

GMAG = GT max

MAG MSG

curba e continua

MSGKT GS

SG

12

21

1max

neconditionat stabil, adaptare simultana posibila

conditionat stabil, adaptare simultana imposibila







Daca amplificatorul/tranzistorul este unilateral (S12 = 0) adaptarea simultana implica:

11Sin 22Sout *11SS *

22SL

2

22

22

212max1

1

1

1

L

L

S

TS

SG

2

22

2

212

11

max1

1

1

1

SS

SGTU

ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA.

fara stabilizare K = 0.886, MAG = 14.248dB @ 5GHz

nu poate fi folosit in aceasta polarizare

ATF-34143 at Vds=4V Id=40mA

fara stabilizare K = 1.031, MAG = 12.9dB @ 5GHz

utilizam aceasta polarizare pentru a implementa un amplificator

ATF-34143 at Vds=4V Id=40mA. @5GHz

S11 = 0.64111°

S12 = 0.117-27°

S21 = 2.923 -6°

S22 = 0.21 111°

Parametri S

S11 = -0.229+0.597·j

S12 = 0.104-0.053·j

S21 = 2.907-0.306·j

S22 = -0.075+0.196·j

dB9.12497.1912

12

21max KK

S

SGT

dB8.11139.151

1

1

12

22

2

212

11

max

S

SS

GTU

1

2

1211

2

4

C

CBBS

2

2

2222

2

4

C

CBBL

*22111

22

22

2

111 1

SSC

SSB

*11222

22

11

2

222 1

SSC

SSB

?

?

1

1

C

B

?

?

2

2

C

B

?S ?L

1

2

1211

2

4

C

CBBS

2

2

2222

2

4

C

CBBL

*22111

22

22

2

111 1

SSC

SSB

*11222

22

11

2

222 1

SSC

SSB

529.0277.0

207.1

1

1

jC

B

013.0222.0

476.0

2

2

jC

B

768.0403.0 jS 04.0685.0 jL

1867.0 S 1686.0 L

7.117867.0S 7.176686.0L

0.2 0.5 1.0

+0.2

+0.5

+1.0

+2.0

-0.2

-0.5

-1.0 -2.0

2.0

0°

90°

135°

225°

270°

V0

Z0

YL

ΓL Γ0

315°

180°

|Γ|=1

45°

j·B1

1ingLin

V0

Z0 ZL

ΓL Zin,Γ0 Z0,β·l


solutia “cu -”

S 2cos2

1

1

2tan

S

Ssp l

867.02cos 1.1502 7.117;867.0 S

1.15027.117 9.133 477.31

2Im

2

S

S

Sy

10618074Imtan 1

spSsp y

8.1631802.16

477.31

2Im

2

S

S

Sy 74Imtan 1

Ssp y

7.117867.0S

1.15027.117


solutia “cu -”

L 2cos2

1

1

2tan

L

L

sp l

7.176;686.0 L

7.176686.0L


solutia “cu -”

L 2cos2

1

1

2tan

L

L

sp l

686.02cos 3.1332 7.176;686.0 L

3.13327.176

885.11

2Im

2

L

L

Ly 9.1171801.62Imtan 1

spLsp y

25180155

885.11

2Im

2

L

L

Ly 1.62Imtan 1

Lsp y

7.176686.0L

3.1581807.21

3.13327.176

In total exista 4 posibilitati de adaptare intrare/iesire

8.163

9.133

1.150

1.1502

477.3

477.3Im Sy

74

10618074sp

0.25

3.158

3.133

3.1332

885.1

885.1Im Sy

1.62

9.117sp

Se alege una din cele doua solutii posibile la intrare

Similar pentru adaptarea la iesire

Proiectare pentru castig impus


Deseori este necesara o alta abordare decat "forta bruta" si se prefera obtinerea unui castig mai mic decat cel maxim posibil pentru: conditii de zgomot avantajoase (L3 + C9)

conditii de stabilitate mai bune

obtinerea unui VSWR mai mic

controlul performantelor la mai multe frecvente

banda de functionare a amplificatorului

Anumite aplicatii pot impune un raport intre tensiunile maxime/minime pe linii

1

1

min

max

V

VVSWR

VSWR = const Γ = const

Diagrama Smith

constB

G

R

XQ

Factor de calitate ridicat echivalent cu banda ingusta

Adaptarea pentru castig maxim la doua frecvente genereaza o comportare dezechilibrata

[dB]

log(f) f1 f2

MAG MSG

Adaptare pentru castig maxim la frecventa maxima Dezadaptare controlata la frecventa minima eventual la mai multe frecvente din banda

[dB]

log(f) f1 f2

MAG MSG

Se realizeaza cu asumarea unilaterala a amplificatorului

Castig maxim

2

22

2

212

11

max1

1

1

1

SS

SGTU

2

22

2

2

11

22

211

1

1

1

L

L

S

STU

SSSG

012 S

Permite tratarea separata a intrarii si iesirii

11Sin

*11SS

*22SL

Permite estimarea erorii induse de ipoteza tranzistorului unilateral

Se calculeaza U si abaterea maxima si minima a lui GTU fata de GT

aceasta abatere trebuie prevazuta in proiectare ca rezerva pentru castigul maxim

221

1

1

1

UG

G

U TU

T

2

22

2

11

22112112

11 SS

SSSSU

UdBGdBGU TUT 1log201log20


S11 = 0.64139°

S12 = 0.119-21°

S21 = 3.165 16°

S22 = 0.22 146°

094.0

112

22

2

11

22112112

SS

SSSSU

dBdBGdBGdB TUT 861.0783.0



Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata:

2

22

2

2

212

11

2

1

1

1

1

L

L

S

S

TU

SS

SG

2

11

2

1

1

S

SS

SG

2

22

2

1

1

L

LL

SG

2

210 SG

SSS GG LLL GG

Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata: castigul adaugat prin adaptare mai buna la intrare nu

depinde de adaptarea la iesire

castigul adaugat prin adaptare mai buna la iesire nu depinde de adaptarea la intrare

Adaptarile la intrare/iesire pot fi tratate independent Se pot impune cerinte diferite intrare/iesire

se tine cont de compunerea castigurilor generate

LST GGGG 0 dBGdBGdBGdBG LST 0

SSS GG

LLL GG

Castig maxim pentru adaptare complex conjugata (putere) la intrare

Pentru oricare alta retea de adaptare

2

11

2

1

1

S

SS

SG

2

11

max1

1

SGS

*

11SS

2

11

max2

11

2

1

1

1

1

SG

SG S

S

SS


S11 = 0.64139°

S12 = 0.119-21°

S21 = 3.165 16°

S22 = 0.22 146°

094.0

112

22

2

11

22112112

SS

SSSSU

dBdBGdBGdB TUT 861.0783.0

83.171

1

1

12

22

2

212

11

max

S

SS

GTU

dBdBGTU 511.12max

dBS

GS 289.2694.11

12

11

max

2

11

2

1

1

S

SS

SG

5.1SG

0.1SG

5.0SG

Cercuri

2

11

2

1

1

S

SS

SG

*11

max SSSS

GG

2

11

2

1

1log10

S

SS

SdBG

*11

max SSSS

GG

Castig normat (coordonate liniare)

Punctele de nivel constant, pentru un gs<1 fixat

111

1 2

112

11

2

max

S

SG

Gg

S

S

S

SS

2

11

22

11 111 SSg SSS

SSSSSS gSSSgSSg 2

11**

1111

22

11

2

11 11

2

11

2

11

2

11

**1111*

11

1

11 Sg

gS

Sg

SSg

S

S

S

SSSSS

22

11

2

112

11 Sg

Sg

S

S

Ecuatia unui cerc in planul complex in care reprezint ΓS Interpretare: Orice punct ΓS care reprezentat in planul

complex se gaseste pe cercul desenat pentru gcerc = Gcerc/GSmax va conduce la obtinerea castigului GS = Gcerc Orice punct in exteriorul acestui cerc va genera un castig GS <

Gcerc Orice punct in interiorul acestui cerc va genera un castig GS >

Gcerc

2

11

2

11

2

11

*11

11

11

11 Sg

Sg

Sg

Sg

S

S

S

SS

SSS RC

2

11

*11

11 Sg

SgC

S

SS

2

11

2

11

11

11

Sg

SgR

S

SS

Centrele cercurilor se gasesc pe segmentul care uneste cu centrul diagramei Smith

Cercurile se traseaza (traditional, CAD) in coordonate logaritmice ([dB])

relatiile de calcul sunt in coordonate liniare !

Cercul corespunzator lui gS = 0 dB trece prin origine

2

11

*11

11 Sg

SgC

S

SS

2

11

2

11

11

11

Sg

SgR

S

SS

*11SS

Castig maxim

Calcul similar

Exemplu

2

22

max1

1

SGL

*

22SL

2

22

2

1

1

L

LL

SG

111

1 2

222

22

2

max

S

SG

Gg

L

L

L

LL

2

22

*22

11 Sg

SgC

L

LL

2

22

2

22

11

11

Sg

SgR

L

LL

dBS

GL 215.0051.11

12

22

max

2

22

2

1

1

L

LL

SG

*22

max SLLL

GG

2

22

2

1

1

L

LL

SG

*22

max SLLL

GG

2

22

2

1

1log10

L

LL

SdBG

Cercurile se reprezinta pentru valorile cerute in dB Este utila calcularea GSmax si GLmax anterior

Se calculeaza G0, GSmax , GLmax Pentru obtinerea castigului impus se aleg valorile

suplimentare necesare (suplimentar la G0) se tine cont de abaterea caracterizata de factorul de

merit U

Se reprezinta cercurile de castig pentru valorile alese GS_dor , GL_dor

Se proiecteaza retelele de adaptare care muta coeficientul de reflexie pe sau in interiorul cercurilor dorite (in functie de aplicatie)

dBGdBGdBGdBG dorLdorSdorit _0_

Preview (pentru laborator 3-4)

Caracterizare cu parametri S Normalizati la Z0 (implicit 50Ω) Cataloage: parametri S pentru anumite

polarizari

[S]

Deseori este necesara o alta abordare decat "forta bruta" si se prefera obtinerea unui castig mai mic decat cel maxim posibil pentru: conditii de zgomot avantajoase (L3)

conditii de stabilitate mai bune

obtinerea unui VSWR mai mic

controlul performantelor la mai multe frecvente

banda de functionare a amplificatorului

Adaptarea pentru castig maxim la doua frecvente genereaza o comportare dezechilibrata

[dB]

log(f) f1 f2

MAG MSG

Adaptare pentru castig maxim la frecventa maxima Dezadaptare controlata la frecventa minima eventual la mai multe frecvente din banda

[dB]

log(f) f1 f2

MAG MSG

Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata:

2

22

2

2

11

22

211

1

1

1

L

L

S

STU

SSSG

2

11

2

1

1

S

SS

SG

2

22

2

1

1

L

LL

SG

2

210 SG

Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata: castigul adaugat prin adaptare mai buna la intrare nu

depinde de adaptarea la iesire

castigul adaugat prin adaptare mai buna la iesire nu depinde de adaptarea la intrare

Adaptarile la intrare/iesire pot fi tratate independent Se pot impune cerinte diferite intrare/iesire

se tine cont de compunerea castigurilor generate

LST GGGG 0 dBGdBGdBGdBG LST 0

2

11

2

1

1

S

SS

SG

5.1SG

0.1SG

5.0SG

Cercuri

2

11

2

1

1

S

SS

SG

*11

max SSSS

GG

2

11

2

1

1log10

S

SS

SdBG

*11

max SSSS

GG

Ecuatia unui cerc in planul complex in care reprezint ΓS

Interpretare: Orice punct ΓS care reprezentat in planul complex se gaseste pe cercul desenat pentru gcerc = Gcerc/GSmax va conduce la obtinerea castigului GS = Gcerc Orice punct in exteriorul acestui cerc va genera un castig GS < Gcerc

Orice punct in interiorul acestui cerc va genera un castig GS > Gcerc Discutie similara la iesire CCCIN, CCCOUT

2

11

2

11

2

11

*11

11

11

11 Sg

Sg

Sg

Sg

S

S

S

SS

SSS RC

2

11

*11

11 Sg

SgC

S

SS

2

11

2

11

11

11

Sg

SgR

S

SS

Cercurile se reprezinta pentru valorile cerute in dB Este utila calcularea GSmax si GLmax anterior

Factorul de zgomot F caracterizeaza degradarea raportului semnal/zgomot intre intrarea si iesirea unei componente

oo

ii

NS

NSF

Cercuri

Γopt = 0.45 174°

Amplificator de zgomot redus La intrare e necesar un compromis intre

zgomot (cerc de zgomot constant la intrare)

castig (cerc de castig constant la intrare)

stabilitate (cerc de stabilitate la intrare)

La iesire zgomotul nu intervine (nu exista influenta). Compromis intre:

castig (cerc de castig constant la iesire)

stabilitate (cerc de stabilitate la iesire)

Daca se sacrifica 1.2dB castig la intrare pentru conditii convenabile F,Q (Gs = 1 dB)

Se prefera obtinerea unui zgomot mai mic

CCCOUT: -0.4dB, -0.2dB, 0dB, +0.2dB Lipsa conditiilor privitoare la zgomot ofera posibilitatea

obtinerii unui castig mai mare (spre maxim)

De obicei un tranzistor potrivit pentru implementarea unui LNA la o anumita frecventa va avea cercurile de castig la intrare si cercurile de zgomot in aceeasi zona pentru ΓS

Laboratorul de microunde si optoelectronica http://rf-opto.etti.tuiasi.ro [email protected]

Documents

Curs 9 2019/2020rf-opto.etc.tuiasi.ro/docs/files/DCMR Curs 9_2019.pdf2C/1L, DCMR (CDM) Minim 7 prezente (curs+laborator) Curs - conf. Radu Damian Marti 14-16, P7 E – 50% din nota