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UNIVERSIDAD CATÓLICA DE CUENCA
UNIDAD ACADÉMICA DE INGENIERÍA DE SISTEMAS, ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA
CARRERA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA
FUNDAMENTOS E IMPLEMENTACIÓN DEL CALENTAMIENTO POR
INDUCCIÓN ELECTROMAGNÉTICA, APLICADO EN COCINAS
RESIDENCIALES
TRABAJO DE GRADUACIÓN PREVIO A LA OBTENCIÓN DEL TÍTULO DE
INGENIERO ELÉCTRICO
AUTOR: MAURICIO JAVIER GIL POZO
DIRECTOR:
ING. GIOVANNI LAFEBRE
CUENCA – ECUADOR 2014
DECLARACIÓN
Yo, Mauricio Javier Gil Pozo, declaro bajo juramento que el trabajo aquí descrito es
de mi autoría; que no ha sido previamente presentada para ningún grado o
calificación profesional; y, que he consultado las referencias bibliográficas que se
incluyen en este documento.
La Universidad Católica de Cuenca puede hacer uso de los derechos
correspondientes a este trabajo, según lo establecido por la Ley de Propiedad
Intelectual, por su Reglamento y la normatividad institucional vigente.
(f)----------------------------------------------------- Mauricio Javier Gil Pozo
CERTIFICACIÓN
Certifico que bajo mi dirección, este trabajo de investigación fue realizado por el egresado
Mauricio Javier Gil Pozo
(f)----------------------------------------------------- Ing. Giovanni Lafebre
DIRECTOR
ÍNDICE DE CONTENIDO
DECLARACIÓN……………………..………………...………….……………………..…………… i
CERTIFICACIÓN…………………..…………………...………….……………………..………… ii
ÍNDICE DE CONTENIDOS ……………….…….…………...………….………………………… iii
LISTA DE FIGURAS ………………………..………………...………….………………………… iv
LISTA DE TABLAS ………………………………………………..…..………………...………… v
LISTA DE ANEXOS ………………………………….….……..…………………..…………..… vi
RESUMEN…………………………………………………………………………….………..…. vii
CAPÍTULO 1 FUNDAMENTOS………………………………………………12
1.1 BASES DEL CALENTAMIENTO POR INDUCCIÓN………………….12
1.1.1 INDUCCIÓN ELECTROMAGNÉTICA………………………………...13
1.1.2 EFECTO SKIN……………………………………………………………14
1.1.3 RESISTIVIDAD Y CONDUCTIVIDAD DE LOS METALES…………15
CAPÍTULO 2 LINEAMIENTOS DEL DISEÑO……………………………….15
2.1 VOLTAJE Y CORRIENTE DOMICILIAR…………..…………………….15
2.2 FRECUENCIA………………………………………………………………16
2.3 CONVERSIÓN DE POTENCIA…………………………………………...16
2.4 PERDIDAS EN CONMUTACIÓN…………………………………………16
CAPÍTULO 3 TOPOLOGÍAS DEL SISTEMA DE POTENCIA……………..17
3.1 DIODOS RECTIFICADORES……………………………………………..17
3.2 INVERSORES……………………………………………………………….18
3.2.1 RESONANCIA…………………………………………………………….18
3.2.2 INVERSORES DE PULSO RESONANTE…………………………….18
3.2.3 INVERSORES RESONANTES EN SERIE……………………………19
CAPÍTULO 4 ESQUEMA FUNCIONAL………………………………….……20
4.1 ESQUEMA DE UN CIRCUITO INVERSOR RESONANTE EN SERIE DE
MEDIO PUENTE PARA UNA COCINA DE INDUCCIÓN DE UN QUEMADOR..
…………………………………………………………………………………………20
4.2 CIRCUITO PROPUESTO…………………………………………………...21
CAPÍTULO 5 DIMENSIONAMIENTO Y COMPONENTES………………….22
5.1 DIMENSIONAMIENTO……………………………………………………….22
5.1.1 VOLTAJE A 220 VAC.……………………………………………………..22
5.2 TRANSISTORES IGBT………………………………………………………22
5.3 MANEJADOR DE IGBT……………………………………………………...24
5.4 BOBINA DE RESONANCIA…………………………………………………26
5.5 CONDENSADORES DE RESONANCIA…………………………………..29
5.6 FILTROS Y PROTECCIONES………………………………………………29
5.7 TRANSFORMADOR DE CORRIENTE (TC)………………………………31
5.8 SEÑAL DE CONTROL……………………………………………………….31
5.9 FUENTE DE CORRIENTE O VOLTAJE…………………………………..32
CAPÍTULO 6 REFORMAS……………………………………………………..32
CAPÍTULO 7 RESULTADOS…………………………………………………..33
CAPÍTULO 8 CONCLUSIONES……………………………………………….38
CAPÍTULO 9 RECOMENDACIONES……..…………………………………..40
BIBLIOGRAFÍA………………………….…………………………………………..41
LISTA DE FIGURAS
FIGURA 1. Ilustración esquemática de un campo magnético inducido………………….12
FIGURA 2. Transformador…………………………………………………………………….13
FIGURA 3. Transformador en cortocircuito………………………………………………….13
FIGURA 4. Distribución de la densidad de la corriente según el espesor del efecto
skin………………………………………………………………………………………………….15
FIGURA 5. Cuadro de las formas de onda en dispositivos de conmutación…………….17
FIGURA 6. Etapas de potencia que conforman una cocina de inducción……………….17
FIGURA 7. Curva de resonancia……………………………………………………………..18
FIGURA 8. Inversor resonante en serie. B) Equivalente en términos de fasores de un
circuito R-L-C………………………………………………………………………………………19
FIGURA 9. Circuitería de un inversor de medio puente típico…………………………….20
FIGURA 10. Circuito de Potencia por bloques……………………………………………….21
FIGURA 11. Diseño esquemático de la parte de potencia………………………………….21
FIGURA 12. Diseño PCB de la parte de potencia……………………………………………22
FIGURA 13. Transistor IGBT NPN…………………………………………………………….24
FIGURA 14. Diagramas de una conexión de medio puente con drivers IRS2153 y L6384E
……………………………………..……………………………………………………………….24
FIGURA 15. Pruebas con driver IRS2153……………………………………………………25
FIGURA 16. Pruebas con driver L6384E……………………………………………………..25
FIGURA 17. Tabla de cables Litz para 20 KHZ hasta 50 KHZ…………………………….26
FIGURA 18. Bobina, cara frontal y posterior…………………………………………………26
FIGURA 19. Medidor de Inductancia…………………………………………………………28
FIGURA 20. Valor obtenido de la bobina…………………………………………………….28
FIGURA 21. Esquema con 2 condensadores para el tanque de resonancia…………….29
FIGURA 22. Diagrama eléctrico típico de filtro EMI…………………………………………30
FIGURA 23. Choke……………………………………………………………………………..30
FIGURA 24. T.V.S………………………………………………………………………………30
FIGURA 25. Esquema típico de un TC……………………………………………………….31
FIGURA 26. Señales de conmutación a las compuertas de los IGBT…………………….34
FIGURA 27. Señal de control PWM y señal de conmutación………………………………34
FIGURA 28. Forma de onda en las terminales de la bobina de inducción a 60Hz………35
FIGURA 29. Forma de onda en las terminales de la bobina de inducción a
64kHz…………………………………………………………………………………………........35
FIGURA 30. Ondas a 60 Hz…………………………………………………………………….36
FIGURA 31. Forma de onda en las terminales de la bobina de inducción y voltaje RMS con
frecuencia de resonancia…………………………………………………………………………36
FIGURA 32. Forma de onda en las terminales de la bobina de inducción y frecuencia de
resonancia………………………………………………………………………………………….37
FIGURA 33. Gráfica del voltaje distorsionada al acercarse a la frecuencia de
resonancia………………………………………………………………………………………….38
FIGURA 34. Valores de corrinte de la bobina, voltaje del TC y forma de onda del voltaje del
TC en baja potencia……………………………………………………………………………….39
FIGURA 35. Valores de corrinte de la bobina, voltaje del TC y forma de onda del voltaje del
TC en Alta potencia………………………………………………………………………………..39
LISTA DE CUADROS
Cuadro 1. Tipos de cocinas y su eficiencia…………………………………………………….11
LISTA DE ANEXOS
ANEXO A. MANEJADOR DE MEDIO PUENTE A ALTO VOLTAJE……………………..42
ANEXO B. TRANSISTOR IGBT……………………………………………………………..48
ANEXO C. CONDENSADOR RESONANTE………………………………………………55
ANEXO D. TRANSFORMADOR SENSOR DE CORRIENTE……………………………60
ANEXO E. DIODO T.V.S……………………………………………………………………...62
ANEXO F. FILTRO E.M.I……………………………………………………………………...67
ANEXO F. ABSTRACT…………………………………………………………………….....70
INTRODUCCIÓN
En años recientes se han adoptado técnicas de calentamiento industrial, para ser aplicadas al
calentamiento en cocinas residenciales; esto ha sido posible gracias al gran avance de la electrónica de
potencia, específicamente las nuevas tecnologías en transistores, los cuales pueden trabajar con altas potencias
y frecuencias de conmutación, así también como su miniaturización con respecto a sus predecesores.
En pocas palabras, un elemento de calentamiento por inducción (lo que en una estufa de gas se llamaría un
"quemador") es un tipo especial de transformador. Cuando una pieza de buen tamaño de material conductor
magnético como, por ejemplo, un sartén de hierro fundido, se coloca en el campo magnético creado por el
elemento de cocina, la transferencia de campo induce energía en el metal. Esa transferencia de energía hace
que el metal (el recipiente de cocción) se caliente.
Mediante el control de la intensidad del campo magnético, podemos controlar la cantidad de calor que se genera
en el recipiente de cocción y podemos cambiar esa cantidad de manera instantánea.
La cocción por inducción tiene varias ventajas sobre los métodos tradicionales de la cocina
Entre sus grandes ventajas:
• Más eficiente con respecto a otras técnicas de calentamiento, 84% versus a un 40% de las cocinas que
utilizan gas con el diseño más eficiente. [1]
• Control permanente de la temperatura de cocción
• Acelerado alcance de temperatura
• Solo se calienta el recipiente de cocción
• Utiliza energía eléctrica
• Fácil limpieza
• Libre de peligros por electrocución.
Existen diferentes técnicas de calentamiento doméstico para cocción, utilizando energía eléctrica y gas
doméstico; a continuación un cuadro de un estudio de los tipos de cocción más usados, realizado en el año 90,
por el Departamento de Energía de USA. [1]
Tipo de Cocción Eficiencia de Cocción
Eléctrico – Niquelina 73,7%
Eléctrico – Inducción 84%
Gas - Quemador 40%
Cuadro 1 Tipos de cocinas y su eficiencia.
1 FUNDAMENTOS
1.1 BASES DEL CALENTAMIENTO POR INDUCCIÓN
La inducción electromagnética fue descubierta por Michael Faraday en el año de 1831; la inducción
electromagnética hace referencia al fenómeno en el cual la corriente eléctrica es generada en un circuito cerrado
por la fluctuación de corriente en otro circuito adyacente a este.
Este descubrimiento de Faraday permitió el desarrollo de motores eléctricos, generadores, transformadores y
dispositivos de comunicación inalámbrica. Sin embargo siempre se ha tenido pérdidas en forma de calor en el
proceso de inducción electromagnética, las cuales se han minimizado en años posteriores al laminar y aislar
individualmente el núcleo magnético al interior del motor o transformador.
La ley de Faraday en electromagnetismo fue seguida por una serie de avanzados descubrimientos como es el
caso de la ley de Lenz. Esta ley explica que las corrientes inducidas, fluyen inversa, a la dirección del cambio del
movimiento magnético inducido (un efecto inducido siempre se opone a la causa que lo produce) [2].
Perdidas en calor, son generadas en la inducción electromagnética; estas pérdidas pueden ser aprovechadas
para generar un dispositivo de calentamiento eléctrico.
Este fenómeno ha sido utilizado ampliamente en la industria para fundición, tratamientos superficiales y
soldadura de metales. Las ventajas de este sistema de calentamiento, es su ausencia de contacto físico, para
calentar, entre la bobina que genera el campo magnético y la pieza inducida, además su alta densidad
energética para generar energía calórica en un tiempo relativamente corto. [6]
Fig. 1. Ilustración esquemática de un campo magnético inducido
El fenómeno básico de electromagnetismo en el calentamiento por inducción es simple.
Un voltaje alterno aplicado a una bobina, genera una corriente alterna en el circuito de la bobina.
La corriente alterna en la bobina producirá a su alrededor un campo magnético variable que tiene la misma
frecuencia que la que tiene la corriente de la bobina. La fuerza de este campo magnético dependerá de la
corriente que atraviesa la bobina, su geometría y la distancia a la misma
El campo magnético variable induce Corrientes de Eddy o Foucault en el recipiente a ser calentado. Estas
corrientes inducidas tienen la misma frecuencia que la corriente de la bobina, pero sin embargo la dirección es
opuesta; a su vez, las Corrientes de Eddy inducidas en el recipiente a calentar, producen su propio campo
magnético, el cual es opuesto en dirección al Campo Magnético Principal, generado por la corriente de la bobina.
Las Corrientes Variables de Eddy producen calor por el efecto Joule ( I2R ). [6]
Haciendo una analogía básica del funcionamiento del calentamiento por inducción, con un trasformador en su
forma más simple, según la Fig. 2., tenemos que la corriente secundaria es directamente proporcional a la
corriente primaria por el número de vueltas o relación de transformación. Las pérdidas en el bobinado primario y
secundario son generadas por la resistencia del conductor y la relación de transformación entre los 2 circuitos es
1.
Cuando el bobinado del secundario es encendido, una sola vez (Fig. 3.) y puesto en cortocircuito, existe una
substancial pérdida, en calor, por la incrementada carga de corriente, en la corriente del secundario. El bobinado
del primario y la carga del secundario están aislados por un pequeño espacio. [2]
Fig. 2 Transformador Fig. 3 Transformador en cortocircuito
El propósito general del calentamiento por inducción, es maximizar la conversión de energía eléctrica a energía
calórica en el secundario.
El espacio entre el bobinado y la carga o recipiente a ser calentado debe ser el mínimo posible, a más que la
carga debe estar hecha con baja resistencia y una alta permeabilidad.
1.1.1 INDUCCIÓN ELECTROMAGNÉTICA
De acuerdo con la ley de Ampere, cuando una corriente oscilante atraviesa una bobina, un campo
magnético es generado alrededor de esta bobina
(1)
(2)
Dónde:
= flujo magnético
H = fuerza magneto motriz
N = número de vueltas del bobinado
= permeabilidad
A = área del núcleo
F = fuerza
= magnitud de la corriente
De acuerdo con la ley de Faraday, la corriente generada en la superficie del conductor tiene una relación inversa
con la corriente del circuito inductivo. Las corrientes en la superficie del conductor generan las corrientes de
Eddy. [6]
- 14 -
(3)
Dónde:
E = energía
= flujo concatenado o ligado
N = número de vueltas de la bobina
Como resultado, la energía eléctrica generada por la corriente inducida y las corrientes de Eddy son convertidas
en energía calórica.
(4)
Dónde:
P = potencia
R = resistencia [3]
Aquí la resistencia es determinada por la resistividad (ρ) y permeabilidad (μ) de un objeto conductor. La corriente
es determinada por la intensidad del campo magnético. La energía calórica o energía de calentamiento tiene
una relación inversa a la profundad de penetración de la corriente en el objeto inducido.
Si un objeto tiene propiedades ferromagnéticas, un adicional de energía de calentamiento, es producida por el
efecto de la histéresis, la cantidad de energía de calentamiento generada es proporcional a la cantidad de
histéresis presente en el objeto inducido. Aunque este valor de energía calórica es de menos de un 10%, al llegar
a cierta temperatura se hace despreciable por efecto de la temperatura Curie o Punto Curie (temperatura a al
cual un cuerpo ferromagnético se vuelve no magnético).
1.1.2 EFECTO SKIN
El efecto Skin/ Pelicular/ Kelvin, se da únicamente en corriente alterna u oscilante.
La corriente al fluir por un conductor en corriente alterna, no ocupa toda la sección del conductor debido al Efecto
Skin; la densidad de la corriente se da principalmente por el exterior del conductor y este efecto aumenta con la
frecuencia (zona de conducción efectiva), a mayor frecuencia menor densidad de corriente en un conductor.
Este efecto se debe a que la variación del campo magnético es mayor en el centro, lo que da lugar a una
reactancia inductiva mayor, por lo cual tiene intensidad menor. [6]
Debido a este efecto, la energía calórica solo se da en la superficie del objeto inducido o recipiente a calentar,
de ahí en adelante el calor se difunde en el resto del recipiente por conducción del calor.
(5)
Dónde:
: Distancia desde la superficie del objeto, densidad de la corriente a .
: Densidad de la corriente en la penetración de la superficie (
: Una constante determinada por la frecuencia (profundidad de la penetración de la corriente)
(6)
- 15 -
Dónde:
: Resistividad
: Permeabilidad
: Frecuencia de la corriente con la que fluye por el objeto
Según la ecuación (6) se puede apreciar que el espesor de la penetración de la corriente, dependerá de
la resistividad, permeabilidad y frecuencia aplicada al objeto
Fig. 4 Distribución de la densidad de la corriente según el espesor del efecto skin.
Este efecto también es tomado en cuenta al momento del diseño PCB, ya que las pistas en el circuito
PCB y el cable que conformara el bobinado para la generación del campo electromagnético, se verán afectados
en su capacidad de transmitir la corriente necesaria.
1.1.3 RESISTIVIDAD Y CONDUCTIVIDAD DE LOS METALES
La habilidad de un material para conducir corriente eléctrica fácilmente se denomina Conductividad
Eléctrica (Ohm m) “σ” y su opuesto o recíproco se denomina Resistividad Eléctrica (Ohm m)-1
“ρ”.
Los metales y sus aleaciones son considerados buenos conductores y tiene menor resistividad eléctrica
comparada con otros materiales, a su vez tienen buena conductividad eléctrica. Los metales a su vez entre ellos
se dividen por su resistividad eléctrica como metales de baja y alta resistividad eléctrica. La resistividad eléctrica
de un metal en particular varía por su temperatura, composición química, estructura y tamaño de grano. Para la
mayoría de los metales su resistividad ρ, incrementa con la temperatura. [6]
El material de la carga o recipiente a calentar varían sus propiedades magnéticas y eléctricas frente al cambio de
temperatura; por lo que se necesita de un control con retroalimentación para controlar la temperatura que se
desea obtener.
2 LINEAMIENTOS DEL DISEÑO
2.1 VOLTAJE Y CORRIENTE DOMICILIAR
La pauta o lineamiento del diseño será: la potencia máxima que puede entregar un tomacorriente de una
residencia estándar o promedio.
Esta cocina de inducción, será utilizada en una residencia estándar; el voltaje promedio de una vivienda es de
110 VAC, monofásico como también se podrá obtener 220 VAC bifásico próximamente.
Los tomacorrientes residenciales monofásicos y bifásicos generalmente han sido concebidos para entregar 10
amperios en uso continuo, por lo cual los planos eléctricos de las viviendas fueron diseñados en base a esto.
Por lo tanto las potencias máximas para el diseño pueden ser:
(7)
=110 VAC
- 16 -
=10 AMP
=220 VAC
=10 AMP
= 1100 watts
= 2200 watts
2.2 FRECUENCIA
Analizando la teoría sobre la inducción electromagnética, se necesita de una corriente oscilante que
fluya a través de un bobinado, para que se induzca corrientes de Eddy en la superficie del recipiente, y así
obtener energía calórica en este.
Esta corriente por el mismo hecho de ser oscilante, tendrá una frecuencia; esta frecuencia deberá estar por
sobre los 20 KHz, ya que los seres humanos tenemos un rango de frecuencia de audición que va de los 20Hz a
los 20 KHz. Para evitar molestos sonidos, generados en este rango de frecuencia, se mantendrá la frecuencia de
oscilación por sobre este valor.
Una ventaja de trabajar con frecuencias altas, es la disminución del tamaño de los componentes, como es el
caso de los transformadores y filtros generalmente.
Existirán perdidas, asociadas por la frecuencia al momento de la conmutación de los transistores, y mientras
mayor es la frecuencia, mayor serán las perdidas
Según la fórmula (6), la profundidad de la penetración de la corriente por el efecto Skin, está ligado a la
frecuencia.
2.3 CONVERSIÓN DE POTENCIA
Para la obtención de la corriente oscilante, se necesitara de un circuito electrónico de potencia para
dicho fin.
En el control o acondicionamiento de la potencia eléctrica, es necesaria la conversión de potencia eléctrica de
una a otra forma, y que las características de conmutación de los dispositivos de potencia permitan esas
conversiones. Los convertidores estáticos de potencia hacen esas funciones de conversiones de potencia. Se
puede considerar que un convertidor es una matriz de conmutación. Los circuitos eléctricos de potencia se
pueden clasificar en 6 tipos; de los cuales utilizaremos 2.
Para este diseño utilizaremos rectificadores de diodo y convertidores de cd-ca (inversores) [5]
2.4 PERDIDAS EN CONMUTACIÓN
Los semiconductores de conmutación, como en este caso se utilizaran transistores IGBT; al momento
de conmutar no lo hacen instantáneamente, ya que necesitan un tiempo para pasar de un estado de conducción
a otro de no conducción. Este tiempo por lo general depende de la carga, topología y de las características
específicas del transistor.
Adicional existen perdidas, porque la conmutación y desconexión no es total, y siempre habrá fugas de
corriente.
- 17 -
Según la Fig.5, se podrá observar todo lo anterior mencionado. La primera línea indica el control de conmutación
a la compuerta del transistor. En la segunda línea tiene el paso de la corriente y el voltaje del estado de
conducción y no conducción. Aquí se observa cómo se cruzan el voltaje y la corriente, generando una perdida,
que será disipada en forma de calor desde el cuerpo del transistor. En la tercera línea se observa el tiempo de
conmutación y desconexión de los transistores que generan pérdidas.
Todos estos aspectos deben ser tomados en consideración, al momento de poder escoger un diseño en el
inversor.
Fig. 5 Cuadro de las formas de onda en dispositivos de conmutación.
3 TOPOLOGÍAS DEL SISTEMA DE POTENCIA
Fuente de poder Rectificador Inversor de alta frecuencia Bobina de trabajo Carga
VAC desde la fuente de Poder Alta frecuencia Campo magnético de alta frecuencia
Fig. 6 Etapas de potencia que conforman una cocina de inducción.
3.1 DIODOS RECTIFICADORES
La fuente de energía suministrada es alterna, y debe ser rectificada para poder ser utilizada por los
transistores. Los rectificadores de diodo deberán soportar más de 10 amperios, un voltaje nominal de 220 VAC
como mínimo.
El voltaje que alimentara los transistores, no necesariamente se debe eliminar el rizo de la onda de la corriente,
ya que la corriente solo servirá para calentar; el rizo no influye en su desempeño, con lo cual ahorramos en
condensadores de gran capacidad en la eliminación del rizo. Se utilizaran condensadores de muy baja
capacidad de carga (faradios) pero solo serán usados como filtros.
- 18 -
3.2 INVERSORES
Los convertidores de cd a ca se llaman inversores. Su función es cambiar un voltaje de entrada de cd a
un voltaje simétrico de salida ca, con la magnitud y frecuencia deseada. El voltaje de salida podría ser fijo o
variable a una frecuencia fija o variable. Si el voltaje de cd de entrada es fijo, el voltaje de salida puede ser
variable, al variar la ganancia del inversor, lo que se obtiene con la modulación de ancho de puso “PWM” dentro
del inversor.
En el caso del inversor, existen varios diseños posibles, con topologías de 1 transistor, 2 transistores o medio
puente y 4 transistores o puente completo. [5]
Para nuestro caso se utilizará un inversor de pulso resonante en serie.
3.2.1 RESONANCIA
El circuito resonante o sintonizado, es una combinación de elementos R, L, C, que tiene una
característica de respuesta en frecuencia similar a la gráfica en la fig. 7.
Fig. 7 Curva de resonancia
Nótese en la fig. 7 que la respuesta en corriente o voltaje tiene un máximo para la frecuencia disminuyendo
hacia la derecha o la izquierda de esta frecuencia, la cual se denomina frecuencia de resonancia. [2]
3.2.2 INVERSORES DE PULSO RESONANTE
Los dispositivos de conmutación en convertidores controlados por PWM tienen un problema que es la
activación y desactivación de los transistores, cuando la corriente en la carga tienen un alto valor de la tasa di/dt.
Los transistores se someten a un alto esfuerzo eléctrico y las pérdidas de potencia por conmutación de un
dispositivo aumentan en forma lineal con la frecuencia de conmutación. También se produce interferencia
electromagnética cuando hay una alta tasa di/dt o dv/dt en las formas de onda del convertidor.
Se puede eliminar o minimizar las desventajas del control PWM si los dispositivos de conmutación (transistores
IGBT) se encienden y apagan cuando el voltaje o corriente a través de un dispositivo es cero.
El voltaje y la corriente son forzados a pasar por cero, cuando se crea un circuito LC resonante, y por ello su
nombre de Inversores de Pulso Resonante o convertidor resonante.
El conjunto de estos 2 componentes L y C conforman el tanque resonante. [5]
- 19 -
3.2.3 INVERSOR RESONANTE EN SERIE
En este tipo de inversor, se conecta un condensador y una inductancia en serie con una resistencia de
carga. Los dispositivos de conmutación (transistores IGBT) generan una tensión de onda cuadrada, y se elige
una combinación de inductancia y condensador tal que la frecuencia de resonancia sea igual a la frecuencia de
conmutación. [4]
Fig. 8. a) Inversor resonante en serie. B) Equivalente en términos de fasores de un circuito R-L-C.
Según la figura 8.b., analizamos la respuesta de la frecuencia del circuito R-L-C:
(8)
La resonancia se da cuando:
(9)
Quitando la componente reactiva de la ecuación de impedancia total. La impedancia total en resonancia es:
(10)
Que representa el valor mínimo de a cualquier frecuencia. La frecuencia de resonancia puede determinarse
en términos de la inductancia y la capacitancia según la ecuación
Sustituyendo resulta
y
(11)
Y
(12)
O bien:
(13)
- 20 -
En resonancia, las impedancias de la bobina y las capacitancias se cancelan, y la carga aparece como
una resistencia. Si la salida del puente es una onda cuadrada a frecuencia , la combinación L-C actúa como un
filtro, dejando pasar la frecuencia fundamental y atenuando los armónicos. Si se logra eliminar eficazmente el
tercer armónico y superiores, de la salida del puente de onda cuadrada; la tensión en la resistencia de carga es
básicamente una onda sinusoidal, con frecuencia fundamental de la onda cuadrada.
El Control de Amplitud de la frecuencia fundamental en la resistencia de carga se puede controlar desviando la
frecuencia de conmutación con respecto a la de resonancia. La potencia absorbida por la resistencia de carga
está controlada de esta forma, por la frecuencia de conmutación. Cuando se está controlando la entrada, resulta
preferible variar la frecuencia por arriba del valor de resonancia y no por debajo. Las frecuencias de conmutación
más elevadas desplazan hacia arriba a los armónicos de la onda cuadrada, aumentando la afectividad del filtro a
la hora de eliminarlos. Y a la inversa al bajar la frecuencia de conmutación por debajo de la frecuencia de
resonancia, se desplazan los armónicos, particularmente el tercero acercándose a la frecuencia de resonancia y
aumentando sus amplitudes de salida.
Siempre es mejor trabajar en el lado inductivo por la generación de armónicos. [4]
4 ESQUEMA FUNCIONAL
4.1 ESQUEMA DE UN CIRCUITO INVERSOR RESONANTE EN
SERIE, DE MEDIO PUENTE PARA UNA COCINA DE INDUCCIÓN DE
1 QUEMADOR
Fig. 9 Circuitería de un inversor de medio puente típico.
- 21 -
Fig. 10 Circuito de Potencia por bloques
Como se puede observar en la Fig. 9, el tanque resonante dispone de un transformador de corriente conectado
en serie, que permite medir la corriente que fluye por el tanque resonante al momento de su funcionamiento.
S1 y S2 son los transistores IGBT los cuales tienen incluidos en su construcción un diodo volante.
Adicionalmente se observan los condensadores C1 y C2 a los que se denomina componentes Snubbers, estos
asisten en el apagado del transistor, disminuyendo al mínimo las perdidas.
4.2 CIRCUITO PROPUESTO
Fig. 11 Diseño esquemático de la parte de potencia.
- 22 -
Fig. 12 Diseño PCB de la parte de potencia.
El diseño de la parte de potencia se lo realizo con el programa Altium, donde se generó el diseño esquemático y
el diseño del PCB.
En el diseño del PCB, se tomó muy en cuenta la proximidad de los componentes que manejan altas corrientes,
que sea la mínima posible entre ellos, como es el caso de los condensadores de resonancia, los transistores
IGBT, el transformador de corriente y terminales para conectar la bobina de inducción.
Otro aspecto importante fue que las pistas sean lo suficiente anchas, ya que su capacidad de transmitir la
corriente estaba afectada por el efecto Skin, hablado anteriormente. Adicional se las estaño para mejorar este
problema.
Además se consideró, que la distancia entre pistas esté lo suficientemente separadas para que no se generen
arcos voltaicos.
5 DIMENSIONAMIENTO Y COMPONENTES
5.1 DIMENSIONAMIENTO
Se propuso obtener la máxima potencia de un tomacorriente a 220 VAC.
5.1.1 VOLTAJE A 220 VAC
Para un medio puente H, en un conversor resonante en serie, un voltaje apropiado es 220V de ingreso,
tomando en consideración el rango búfer, pueden variar +/- 15%, siendo su mínimo 187V.
Factores externos pueden variar el valor de inductancia de la bobina; se escogerá la frecuencia de 24 kHz,
para que estos factores externos no lleve la frecuencia de resonancia a un valor inferior a los 20 kHz.
- 23 -
La cantidad de corriente resonante que fluirá, será la corriente promedio que fluye durante un ciclo. La se
debe a que es un valor promedio de un voltaje sinusoidal.
(14)
La capacitancia de resonancia necesaria para obtener esta potencia debe ser
(15)
un valor comercial puede ser 2 de 0,680
La inductancia de la bobina debe ser:
(16)
[7]
5.2 TRANSISTORES IGBT
Con respecto a los transistores, se optara por utilizar transistores IGBT, por sus prestaciones para trabajar con
altas corrientes, voltajes y frecuencias; además son los transistores utilizados en la circuitería de potencia de
muchos dispositivos electrónicos contemporáneos, entre ellos las cocinas de inducción.
Las características requeridas son, que funcionen a altas frecuencias, para nuestro caso deben poder conmutar
hasta 70 kHz. Con respecto a la corriente, un sobredimensionamiento nos permitirá trabajar con mayor
seguridad, más que todo al generar picos de corriente en las pruebas.
Se optó por probar transistores IGBT NPT que incorporen diodo de rápida recuperación, voltajes de 600V y que
soporten amperajes de 40 a 80 Amp continuo.
A continuación se lista los modelos y marcas a probar:
FGH40N60SMDF – FAIRCHILD
FGH80N60FD - FAIRCHILD
STGY40NC60VD - ST
- 24 -
Graf. 13 Transistor IGBT NPN
5.3 MANEJADOR DE IGBT
Los transistores IGBT pueden ser controlados por un Manejador o Driver, el cual es un circuito
encapsulado que posee toda la circuitería necesaria para controlar múltiples transistores IGBT, sincronizando
señales de activación a las compuertas de los transistores IGBT y tiempo muerto.
En nuestro caso se realizaron pruebas con 2 tipos de drivers:
Driver modelo IR21531 de marca IR -Es un driver auto oscilante de medio puente; su frecuencia se
ajusta con un condensador y una resistencia variable más una fija como limitante. La frecuencia podía
ser variada regulando el potenciómetro pero el tiempo muerto no es ajustable.
Las pruebas con este driver fueron las primeras de este proyecto, no se continuó utilizando este driver
ya que la variación de la frecuencia es manual, y no puede ser comandada por un control autónomo.
Driver modelo L6384E marca ST -Es un driver que necesita una señal externa oscilante CMOS/TTL
Schmitt trigger, para iniciar el funcionamiento y la generación de las señales de compuerta de los
transistores IGBT. El tiempo muerto es regulable con una resistencia y acompañado con un
condensador.
Las pruebas y diseños preliminares se realizaron con este driver, dispone de varios documentos de
apoyo por parte del fabricante, así como un documento de aplicación enfocado a una cocina de
inducción, de la cual se tomó gran parte de las ideas para el diseño.
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Fig. 14 Diagramas de una conexión de medio puente con drivers IRS2153 y L6384E.
Fig. 15 Pruebas con driver IRS2153
Fig. 16 Pruebas con driver L6384E
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5.4 BOBINA DE RESONANCIA
La bobina que forma la parte inductiva del tanque de resonancia, debe tener una forma circular con un
patrón espiral plano.
Esta bobina debido al Efecto Skin, debe estar hecho por un conductor tipo LITZ.
El cable Litz tiene la característica de ser un cable concebido para transmitir corriente a frecuencias altas, por lo
general son de cobre y estructura multifilar, donde cada filamento está magneto esmaltado y los filamentos
trenzados entre sí.
Su diseño se basa en que, el rango de frecuencia al que funciona será dado por el tamaño o sección del
filamento y la corriente que puede manejar por el número de filamentos.
Los proveedores de cable Litz, tienen tablas en donde uno escoge la combinación más apropiada. Se adjunta
una tabla a continuación de la empresa New England Wire Technologies
Fig. 17 Tabla de cables Litz para 20 KHZ hasta 50 KHZ
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Fig.18 Bobina, cara frontal y posterior
La bobina tiene 2 caras NORTE y SUR o frontal y posterior, donde las líneas de flujo magnético viajan en un
circuito cerrado de norte a sur.
Solo se necesita que las líneas de flujo magnético sobresalgan de una de las 2 caras, para inducirse en el
recipiente o carga a calentar; a esta cara la llamaremos frontal.
Se aprovecha que las líneas de flujo magnético se conducen mejor en cuerpos ferromagnéticos que en el aire o
donde exista menor reluctancia, por esta razón se colocan platinas de ferrita en la cara posterior lo más
próximas a la bobina y de esta forma se acortara el recorrido de las líneas de flujo magnético evitando la
exposición de cualquier objeto por debajo de la cara posterior al flujo magnético.
Se utiliza ferrita por la alta frecuencia ya que cualquier metal magnético no funciona a las frecuencias utilizadas,
debido a la saturación.
Por la no disponibilidad en el país de este tipo de cable, así como una importación de un royo de alambre sería
demasiado costoso, se optara por utilizar una bobina de una cocina de inducción comercial.
La bobina a utilizar tiene una impedancia de 69,76 μH. Este es un valor necesario para el cálculo del valor del
condensador. La bobina perteneció a una cocina de inducción de 1300 watts a 120 VAC, por lo que la sección
del conductor podrá soportar los 10 amperios.
Para la medición de la inductancia se tuvo que construir un medidor de inductancia, el diseño es libre y está
disponible en la web; debido a que los multímetros de uso común no disponen de esta característica de
medición, y si los hay solo llegan a mili henrios, por lo que se optó por la construcción de este medidor de
inductancias.
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Fig. 19 Medidor de Inductancia
Fig. 20 Valor obtenido de la bobina
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5.5 CONDENSADORES DE RESONANCIA
El tanque de resonancia está conformado de un condensador y una inductancia representada por la
bobina, este condensador puede ser remplazado por 2 condensadores iguales, esto ayudara a dividir la carga de
la corriente en dos partes iguales.
Este tipo de conexión es equivalente a conectar los 2 condensadores en paralelo y por ser
condensadores sus valores capacitivos se suman. [2]
Fig. 21 Esquema con 2 condensadores para el tanque de resonancia.
Estos condensadores deben tener las cualidades de trabajar con altas corrientes pulsantes, los
capacitores o condensadores de Película de Polipropileno Metalizado o simplemente MKP han sido muy
utilizados para este propósito, otras características son: compactos y tiene la propiedad de auto curarse, por esta
razón son más fiables. Es favorable utilizar condensadores sobredimensionados en voltaje, ya que pueden
manejar más energía y resistirán sobre voltajes al momento de funcionar.
Los condensadores MKP utilizados son de marca Epcos de una capacitancia de 0,68uF. Los modelos son: 656 a
1000v y 645 a 850v
5.6 FILTROS Y PROTECCIONES
La fuente de corriente que alimenta la parte de potencia, recibirá Interferencia de Radio Frecuencia (EMI),
ocasionada por el cambio rápido de las corrientes y esto es debido a la conmutación de los transistores IGBT
con corrientes altas.
Para eliminar este problema se puede construir un filtro que estará compuesto de algunos componentes o
adquirir un filtro EMI prediseñado según parámetros de corriente, voltaje y frecuencia.
Este filtro EMI ayudara a que la cocina no sea una fuente de ruido para la red de suministro eléctrico y así
también protege su circuitería.
Se utilizó el filtro modelo FN2010-20-06 marca Shaffner, el cual es un filtro de 1 a 60 A de 1 Fase para 250 VAC
a 50/60 Hz.
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Fig. 22 Diagrama eléctrico típico de filtro EMI
Se colocó una inductancia de 50 uH tipo Choke, en serie, a la alimentación de la parte positiva 220 VCC, esto
permitirá bloquear los voltajes a alta frecuencia, proveniente de la parte de potencia, para que no lleguen al resto
de la circuitería. Este fue hecho utilizando un toroide de ferrita y un cable doble esmaltado de sección necesaria
para soportar 15 amperios.
Fig. 23 Choke
Referente a protecciones, se utilizó un diodo Supresor de Transientes y Voltaje (TVS),se conectó entre el PGND
y VCC, de esta forma cualquier sobre voltaje se elimina. Se utilizó un TVS marca ST, modelo Transil 1.5ke a
400v de 1500w unidireccional.
Fig. 24 T.V.S.
- 31 -
5.7 TRANSFORMADOR DE CORRIENTE
La medición de corriente que pasa por la bobina, es un valor necesario para el control de la cocina de
inducción. Para este se integró en el diseño un transformador de corriente. La forma de conexión es en serie
entre la bobina de inducción y el primario del transformador.
Las características de este transformador es la de trabajar en altas frecuencias, en nuestro caso de 11kHz a
70kHz como también a una corriente superior a los 20 Amp.
La relación de transformación es de 1 a 200; se usa esta alta relación debido a que el tanque de resonancia
trabajara con corrientes altas.
Se utilizó un transformador de modelo PE-67200NL marca Pulse.
En el secundario se obtendrá un voltaje alto y una corriente muy pequeña, para bajar el voltaje se coloca una
resistencia en sus terminales, de esta forma bajamos la tensión. Adicional a este voltaje del secundario se le
debe rectificar y remover el rizo utilizado un condensador.
De esta manera se obtiene una señal de voltaje, que es una imagen de la corriente que pasa por la bobina de
inducción.
Fig. 25 Esquema típico de un TC
5.8 SEÑAL DE CONTROL
Con respecto a la señal de conmutación, como la teoría lo menciona en inversores resonantes, no se
necesita variar su ancho de pulso (PWM), si no manteniendo al 50% el ancho de pulso y variar la frecuencia de
conmutación para obtener diferentes potencias. Este rango de frecuencia lo establecimos entre 11kHz a 70kHz.
No pudimos utilizar un microprocesador PIC para generar dichas frecuencias, ya que la programación en
Picbasic y Proton solo permite generar frecuencias de un poco más de 32kHz.
La frecuencia de inicio debe ser la más alta, para que la corriente a través de la bobina sea la mínima posible,
esto es para tener un arranque suave
En su lugar utilizamos un temporizador 555 en modo astable para generar dicha frecuencia, y una resistencia
variable para modificar la frecuencia.
El temporizador 555 fue alimentado con 5VDC por lo que su señal de conmutación será de 5VDC y cumple con
los requerimientos del driver L6384E del pin de ingreso con tecnología CMOS/TTL Schmitt trigger.
- 32 -
5.9 FUENTE DE CORRIENTE
La alimentación de energía para la parte de control se lo hace mediante un transformador, para bajar la
tensión y aislar cualquier ruido generado en la parte de potencia y adicional se rectifica su voltaje. Se necesitan
15 VCD y 5 VCD para su funcionamiento tanto para el driver L6384E y el temporizador 555. Estos voltajes se
obtienen con reguladores de voltaje del tipo 7805 y 7815.
La parte de potencia se alimentó con un voltaje de 110 VAC para pruebas y no 220 VAC como se propuso en el
diseño, debido a que no se disponía de esa tensión al momento de las pruebas. El suministro eléctrico que
ingresa a la cocina, primero debe pasar por un filtro EMI, para después ser rectificado. No recibe una
estabilización capacitiva para eliminar el rizo ya que no lo necesita; pero si lleva un pequeño condensador de 3uF
que funciona como filtro, este valor de condensador sería muy pequeño para eliminar el rizo.
6 REFORMAS Y ENSAMBLADO
Debido a que la bobina no pudo ser diseñada según los requerimientos de lo calculado, se tendrá que
ajustar algunos valores usando las formulas (14) y (15).
Con una bobina de 69,70 uH, cuyo valor no se puede alterar y una capacitancia de 1,36uF; a este valor de
capacitancia si se lo incrementa, la frecuencia de resonancia disminuye y podrá trabajar con más potencia a esta
nueva frecuencia de resonancia calculada según la fórmula (13); en su opuesto, si se decrementa el valor de
capacitancia, tendrá que trabajar con menor potencia y su frecuencia de resonancia aumentar.
Se optó por mantener el valor de capacitancia en 1,36uF, y aplicando la fórmula (13), se obtiene una nueva
frecuencia de resonancia.
Con esta frecuencia y utilizando en el cálculo una potencia de 1.555 w, se puede hacer coincidir los valores de la
capacitancia e inductancia a la frecuencia de resonancia.
La capacitancia de resonancia necesaria para obtener esta potencia debe ser:
Para cerciorarse del valor de inductancia de la bobina
- 33 -
7 RESULTADOS
En las especificaciones del driver L6384E, hace referencia que la señal de frecuencia de la parte de
control, es flotante, o sea no comparte la misma tierra que la parte de potencia; pero no se obtuvo una
respuesta por parte del driver L6384E. Se conectaron las tierras entre el circuito de potencia y el de
control utilizando un diodo y de esta forma se obtuvo la señal de conmutación en el driver L6384E.
Se comenzó realizando pruebas con un voltaje de 24VAC en un proto board, de esa forma se pudo
verificar que los IGBT reciban en su compuerta (GATE) el pulso necesario para generar la conmutación;
para después realizarlas a 110 VAC.
Utilizando un osciloscopio, se verifico que, las 2 señales de control, que van desde el driver L6384E a la
compuerta de cada uno de los transistores IGBT estén a la frecuencia PWM emitida por el temporizador
555. También se observó que las 2 señales de compuerta, sean opuestas entre ellas, y por último se
verificó la existencia de tiempo muerto requerido para minimizar las perdidas en conmutación.
Mediante un multímetro con la característica RMS, se pudo censar la corriente que pasaba por la
bobina de inducción, así también su frecuencia y ancho de pulso, el cual debía estar al 50%.
Utilizando un osciloscopio con una frecuencia de muestreo de 60Hz y conectándolo en las terminales
de la bobina de inducción, se pudo apreciar la forma de onda del voltaje, esta tenía la característica de
ser una doble onda; la particularidad principal que se aprecia es que la onda doble y el voltaje de
suministro de la red eléctrica, vistos en el osciloscopio, se encuentran en fase entre ellas.
Así mismo, si se aumenta la frecuencia de muestreo, se esclarece, que esta doble onda, está
conformada por una onda cuadrada, con una cierta tendencia a ser sinusoidal, que tiene la frecuencia
de conmutación de los transistores IGBT.
El transformador de corriente (TC), colocado en serie con la bobina de inducción; su comportamiento en
las pruebas realizadas hasta los 10 Amp; no mantuvo una relación lineal con el voltaje del secundario
del transformador. En las pruebas con corrientes bajas, su relación casi llega a 2 y con alta corriente la
relación se aproxima a 1. Las posibles causas pueden ser un mal dimensionamiento del transformador,
o la forma en la que está conectado, no es la apropiada. Se deberían hacer más pruebas para
comprobar este problema.
- 34 -
Fig. 26 Señales de conmutación a las compuertas de los IGBT
Fig. 27 Señal de control PWM y señal de conmutación.
- 35 -
Fig. 28 Forma de onda en las terminales de la bobina de inducción a 60Hz
Fig. 29 Forma de onda en las terminales de la bobina de inducción a 64kHz
- 36 -
Fig. 30 Ondas a 60 Hz en fase
Fig. 31 Forma de onda en las terminales de la bobina de inducción y voltaje RMS con frecuencia de resonancia
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Fig. 32 Forma de onda en las terminales de la bobina de inducción y frecuencia de resonancia
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8 CONCLUSIONES
Se pudo obtener el mayor voltaje y amperaje a la frecuencia de resonancia calculada.
El valor del amperaje en la frecuencia de resonancia no se pudo comprobar porque sobrepasaba el
límite del amperímetro que es de 10 AMP, pero las lecturas del TC fueron las más altas a la frecuencia
de resonancia.
Al acercarse a la frecuencia de resonancia, la gráfica de la onda proveniente del voltaje en las
terminales del bobinado, se distorsiona considerablemente.
Para poder determinar cuál puede ser el problema, sería bueno un osciloscopio de múltiples entradas,
pero con tierras separadas, de esta forma examinar que las señales de conmutación de los IGBT y la
señal PWM de control, no se vean afectadas durante las pruebas de potencia.
Se comenzó a escuchar un zumbido, a la frecuencia de resonancia, que está por los 16kHz.
Faltó investigar la programación en lenguaje ensamblador, para el microprocesador PIC, ya que no se
podía obtener las frecuencias PWM requeridas con lenguajes basados en Basic, debido a este
inconveniente no se pudo automatizar el control de la variación de frecuencia y su encendido.
Una solución con respecto a las mediciones del TC, sería generar una tabla de valores mediante
pruebas, que tenga las corrientes y su equivalente en voltaje y verificar que estos valores no cambien.
Por lo tanto, esta tabla puede ser ingresada en un programa de un microprocesador para que realice los
ajustes en la frecuencia de conmutación.
Fig. 33 Gráfica del voltaje distorsionada al acercarse a la frecuencia de resonancia
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Fig. 34 Valores de corriente de la bobina, voltaje del TC y forma de onda del voltaje del TC en baja potencia.
Fig. 35 Valores de corriente de la bobina, voltaje del TC y forma de onda del voltaje del TC en alta potencia.
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9 RECOMENDACIONES
Para optimizar y perfeccionar esta cocina, se deben tomar más consideraciones en las perdidas por
conmutación, ya que los transistores se calientan considerablemente.
Los transistores deben llevar acoplados disipadores de calor, sin estos los IGBT se dañaran.
Comprobar que no se filtre a la red Armónicos, Transientes y EMI, para esto se necesitan equipos
especiales.
Una prueba interesante hubiera sido calcular la eficiencia del diseño, esto ya debería ser hecho en un
laboratorio, con un ambiente controlado y utilizando normas de medición para la fiabilidad de los
resultados.
Al momento de iniciar el funcionamiento de la cocina de inducción, primero hay que verificar que:
1. La frecuencia de conmutación de la parte de control sea la máxima, para después prender el
segmento de potencia.
2. Que tenga una carga o recipiente a calentar, sin este, el manejador de IGBT se estropea, al
incrementar la potencia.
- 41 -
BIBLIOGRAFÍA
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970-26-0448-6.
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[4]Hart, Daniel H. 2001. Electronica de Potencia. Madrid : Pearson Educación, 2001. 84-205-3179-0.
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VOLUME 2: POTENTIAL IMPACT OF ALTERNATIVE EFFICIENCY LEVELS FOR RESIDENTIAL COOKING
PRODUCTS. Berkeley : s.n.
[5]Rashid, Muhammada H. 2004. Electronica de Potencia - Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones.
Mexico : Pearson Educación, 2004. 970-26-05326.
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Induction Heating Systems Topology Review (AN9012). 2000.
[6]Zinn, Stanley y Semiantin, Lee. 1988. Elements of Induntion Heating. s.l. : ASM International,
1988. 978-0-87170-308-8.
- 42 -
ANEXOS
ANEXO A
MANEJADOR DE MEDIO PUENTE A ALTO VOLTAJE
ST - L6384E
- 43 -
- 44 -
- 45 -
- 46 -
- 47 -
- 48 -
ANEXO B
TRANSISTOR IGBT
FAIRCHILD - FGH80N60FD
- 49 -
- 50 -
- 51 -
- 52 -
- 53 -
- 54 -
- 55 -
ANEXO C
CONDENSADOR RESONANTE
EPCOS – MKP 656
- 56 -
- 57 -
- 58 -
- 59 -
- 60 -
ANEXO D
TRANSFORMADOR SENSOR DE CORRIENTE
PULSE - PE-67200NL
- 61 -
- 62 -
ANEXO E
DIODO T.V.S.
ST – TRANSIL 1.5KE
- 63 -
- 64 -
- 65 -
- 66 -
- 67 -
ANEXO F
FILTRO EMI
SHAFFNER - FN2010-20-06
- 68 -
- 69 -
- 70 -
ANEXO G
ABSTRACT
- 71 -
Induction heating, was originally exploited in the Industry; for forging, extrusion , induction welding, metal
hardening surface treatments and so on.
Induction heating is very efficient, compared with other types of heating in domestic kitchens , because the other
types waste energy into the surrounding environment from the container to be heated; in induction heating, the
heat transfer doesn`t exists, but the heat is generated inside the container .
In this work we choose to use a design very used in driven the switching of induction cookers, exceeding 1,300
watts power; as is the case in Resonant Inverter in Series , which allows the cooking at its maximum power be as
efficient as possible . Another feature of Resonant Inverter is helping to manipulate the current, to make a smooth
switching , which means lower switching losses . This is done by matching the zero crossing of the current, due to
the resonance frequency of the L- C circuit and the switching transistors present in the power circuit .
The reason of using Litz cable for creating the induction coil is explained ; the application of a transformer current
sensor for closed loop to control of the power delivered by the system. ; using an integrated circuit, which will
handle the switching of the transistors in the half-bridge mode and finally applied equations to size components of
the resonant tank L and C , for a frequency pre- established, voltage and power in a Resonant Inverter in Series
with a half bridge topology.
- 72 -
- 73 -
- 74 -
- 75 -
