Helder Miguel Gonçalves Barbosaintranet.dei.uminho.pt/gdmi/galeria/temas/pdf/43011.pdf · Aos investigadores Henrique Gonçalves, Gabriel Pinto, Bruno Exposto, ... Carlos Torres

Helder Miguel Gonçalves Barbosa

Sistema de Carregamento Externo de Bateriasde Veículos Elétricos com Interface a Fontede Energia Renovável

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Universidade do MinhoEscola de Engenharia

outubro de 2013

Tese de MestradoCiclo de Estudos Integrados Conducentes ao Grau deMestre em Engenharia Electrónica Industrial e Computadores

Trabalho efetuado sob a orientação doProfessor Doutor João Luiz Afonso

Helder Miguel Gonçalves Barbosa

Sistema de Carregamento Externo de Bateriasde Veículos Elétricos com Interface a Fontede Energia Renovável

Universidade do MinhoEscola de Engenharia

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa iii

Agradecimentos

Em primeiro lugar quero agradecer ao meu orientador o Professor João Luiz Afonso, pelo

apoio, incentivo e por me disponibilizar o acesso ao Laboratório de Eletrónica de Potência sem o

qual teria sido impossível a execução prática deste trabalho.

Um agradecimento especial ao Vítor Monteiro por todos os conselhos, ajuda e

disponibilidade ao longo da execução desta Dissertação.

Aos investigadores Henrique Gonçalves, Gabriel Pinto, Bruno Exposto, Delfim Pedrosa, Rui

Moreira, Rui Araújo e o Raúl Almeida pelo apoio e ajuda ao longo do tempo que estive no

laboratório.

Aos funcionários das oficinas do DEI Joel Almeida, Carlos Torres e Ângela Macedo pela

disponibilidade e ajuda sempre que foi necessário.

Quero também agradecer a todos os meus amigos pelo apoio ao longo destes anos de

curso.

E por fim um agradecimento especial aos meus pais, Francisco e Luísa, pela paciência e

sem os quais nunca teria chegado aqui.

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa v

Resumo

Atualmente a atividade humana é responsável por muitas ameaças ao meio ambiente e os

efeitos da queima de combustíveis fósseis estão, certamente, entre os mais importantes e

mediáticos. No entanto, as desvantagens não são apenas ambientais, existem também questões

económicas, como o aumento contínuo dos preços do petróleo, que têm um impacto negativo na

balança comercial de muitos países. Dessa forma, uma solução para estes problemas, pelo

menos na área dos transportes, passa pela crescente aposta na mobilidade elétrica,

nomeadamente os veículos elétricos (VEs) e os veículos híbridos plug-in (PHEV ). Desta forma, no

futuro poder-se-á finalmente atingir o equilíbrio no consumo final de energia no sector dos

transportes. Mas tal só pode ser atingido se o carregamento das baterias for efetuado através de

fontes de energia renovável. No entanto é necessário criar mecanismos de gestão que permitam

o uso de fontes de energias renováveis em coexistência com a rede elétrica, otimizando o uso de

ambos na produção e consumo de energia.

Então, enquadrado na aposta nas áreas da mobilidade elétrica e das energias renováveis,

esta Dissertação de Mestrado tem como principal objetivo criar um sistema de carregamento

externo de baterias para VEs e PHEVs, com interface para uma fonte de energia renovável. São

utilizados três conversores eletrónicos de potência para efetuar a interligação entre os diferentes

elementos. Isto permite ao sistema adaptar-se aos diferentes níveis de tensão dos diferentes

elementos (rede elétrica, baterias dos VEs e a fonte de energia renovável). Ao sistema é

requerido que extraia a máxima potência possível da fonte de energia renovável e tal é possível

através da implementação de um sistema de controlo utilizando um dos algoritmos de procura

do ponto de máxima potência (MPPT). Um conversor CA-CC efetua a ligação entre o sistema de

carregamento e a rede elétrica. A utilização deste conversor pode trazer problemas de qualidade

de energia elétrica, tais como distorção harmónica, interferências eletromagnéticas ou notches,

que têm de ser mitigados pelo sistema de controlo. O carregamento das baterias dos VEs e

PHEVs é efetuado através de um conversor CC-CC. É necessário que o sistema de controlo deste

conversor cumpra as especificações de carregamento das baterias, a fim de preservar o seu

tempo de vida, embora também seja importante o tempo de carregamento.

Palavras-chave: Carregamento de Veículos Elétricos, Energias Renováveis, V2G (Vehicle-to-Grid),

V2H (Vehicle-to-Home), G2V (Grid-to-Vehicle).

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa vii

Abstract

Currently human activity is responsible for many threats to the environment and the effects of

burning fossil fuels are certainly among the most important and newsworthy. However the

disadvantages are not only environmental, there are also economic issues such as the continued

rise in oil prices which have a negative impact on the balance of trade of many countries. Thus, a

solution to these problems, at least in the area of transportation, can be achieved by the

increasing focus on electric mobility. So in the future it will be possible to finally achieve

equilibrium in final energy consumption in the transportation sector. But this can only be

achieved with the use of renewable energy sources to charge the electric vehicles batteries.

However it is necessary to establish management mechanisms that allow the use of renewable

energy sources in coexistence with the electrical power grid, optimizing the use of both the

production and consumption of energy.

Then framed in the betting areas of electric mobility and renewable energies, this Master

Thesis has the main objective of creating an external charging system for electric end plug-in

vehicles batteries, with interface to a renewable energy source. It uses three power electronic

converters to make the interface between the different elements. This allows the system to adapt

to different voltage levels of the different elements (mains power, batteries of electric vehicles and

renewable energy source). It’s required that the system extracts the maximum power from the

renewable energy source, which is possible through the implementation of a control system using

one algorithm for maximum power point tracking (MPPT). A bidirectional AC-DC converter

performs the connection between the charging system and the power grid. The use of this

converter can bring power quality problems such as harmonic distortion, electromagnetic

interference, or notches, which have to be mitigated by the control system. The charging of the

batteries of hybrid plug-in or electric vehicles is done through a DC-DC converter. It is required

that the control system of this converter meets the specifications of charging batteries in order to

preserve their life time, although it is also important to perform the loading in the shortest time

possible.

Keywords: Electric Vehicles Charge, Renewable Energies Interface, V2G (Vehicle-to-Grid), V2H

(Vehicle-to-Home), G2V (Grid-to-Vehicle).

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa ix

Índice

Agradecimentos ............................................................................................................................. iii

Resumo ........................................................................................................................................... v

Abstract ........................................................................................................................................ vii

Índice ............................................................................................................................................. ix

Lista De Figuras ............................................................................................................................ xiii

Lista de Tabelas ............................................................................................................................. xix

Lista de Siglas e Acrónimos ........................................................................................................... xxi

Nomenclatura ............................................................................................................................. xxiii

Capítulo 1 Introdução...................................................................................................................... 1

1.1. Veículos Elétricos ................................................................................................................. 1

1.2. Veículo como Armazenador de Energia ............................................................................... 2

1.3. Enquadramento do Trabalho ............................................................................................... 4

1.4. Motivações do Trabalho ....................................................................................................... 5

1.5. Objetivos do Trabalho .......................................................................................................... 6

1.6. Organização da Dissertação ................................................................................................. 7

Capítulo 2 Sistemas de Carregamento de Baterias .......................................................................... 9

2.1. Introdução ............................................................................................................................ 9

2.2. Baterias ................................................................................................................................ 9

Baterias de Ácido-Chumbo ......................................................................................... 9 2.2.1.

Baterias de Níquel-Cádmio ....................................................................................... 12 2.2.2.

Bateria de Hidreto Metálico de Níquel ..................................................................... 12 2.2.3.

Baterias de Iões de Lítio ............................................................................................ 13 2.2.4.

Baterias de Polímero de Lítio .................................................................................... 14 2.2.5.

Baterias de Lítio-Ar ................................................................................................... 15 2.2.6.

Comparação entre as Diversas Tecnologias de Baterias ........................................... 16 2.2.7.

2.3. Carregamento de Baterias de Veículos Elétricos ................................................................ 18

MOBI.E ...................................................................................................................... 20 2.3.1.

Pontos de Carregamento Normal MOBI.E ................................................................ 21 2.3.2.

Pontos de Carregamento Rápido MOBI.E ................................................................. 22 2.3.3.

Carregadores Domésticos ......................................................................................... 23 2.3.4.

Carregamento Sem Fios ............................................................................................ 24 2.3.5.

Estações de Troca de Baterias................................................................................... 25 2.3.6.

2.4. Conversores CA-CC Monofásicos Bidirecionais .................................................................. 26

Conversor CA-CC Monofásico de Meia Ponte Bidirecional ....................................... 27 2.4.1.

Conversor CA-CC Monofásico de Ponte Completa Bidirecional ............................... 27 2.4.2.

Índice

x Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa

Conversor CA-CC Monofásico Multinível Bidirecional Flying Capacitor .................... 28 2.4.3.

2.5. Conversores CC-CC Bidirecionais ........................................................................................ 29

Conversor CC-CC Buck+Boost Bidirecional................................................................ 29 2.5.1.

Conversor Dual Active Bridge (Buck-Boost Isolado) ................................................. 30 2.5.2.

2.6. Conclusões ......................................................................................................................... 31

Capítulo 3 Sistemas Fotovoltaicos Para Produção de Energia Elétrica ........................................... 33

3.1. Introdução .......................................................................................................................... 33

3.2. Sistemas Fotovoltaicos ....................................................................................................... 36

Sistemas Fotovoltaicos Isolados da Rede Elétrica de Serviço Público (RESP) ........... 36 3.2.1.

Sistemas Fotovoltaicos com Ligação à Rede Elétrica de Serviço Público .................. 37 3.2.2.

3.3. Módulo Fotovoltaico .......................................................................................................... 42

Célula Fotovoltaica .................................................................................................... 42 3.3.1.

Curva Característica I-V de um Módulo Fotovoltaico ............................................... 44 3.3.2.

3.4. Extração da Máxima Potência ............................................................................................ 46

Perturbação e Observação ........................................................................................ 46 3.4.1.

Condutância Incremental .......................................................................................... 48 3.4.2.

Tensão Constante ...................................................................................................... 49 3.4.3.

Varrimento de Corrente ............................................................................................ 50 3.4.4.

Comparação entre os Diferentes Métodos de MPPT ................................................ 50 3.4.5.

Conversor CC-CC ....................................................................................................... 51 3.4.6.

3.5. Seguidor Solar .................................................................................................................... 52

3.6. Sistemas Fotovoltaicos para Carregamento de Veículos Elétricos...................................... 53

3.7. Conclusões ......................................................................................................................... 54

Capítulo 4 Simulação do Sistema de Carregamento de Baterias .................................................... 57

4.1. Introdução .......................................................................................................................... 57

4.2. Sistema de controlo ............................................................................................................ 58

Modelação e Controlo do Conversor CA-CC Full-Bridge Bidirecional ....................... 58 4.2.1.

Sistema de Controlo do Conversor CC-CC para Carregar as Baterias ........................ 63 4.2.2.

Sistema de Controlo do Conversor CC-CC para os Módulos Fotovoltaicos ............... 65 4.2.3.

4.3. Simulação do Circuito de Controlo em PSIM ...................................................................... 65

Implementação dos Sensores de Tensão e Corrente de Efeito Hall em PSIM ........... 66 4.3.1.

Implementação do circuito de Condicionamento de Sinal em PSIM ........................ 66 4.3.2.

Implementação do Microprocessador em PSIM ....................................................... 67 4.3.3.

4.4. Implementação do Banco de Baterias em PSIM ................................................................ 69

4.5. Implementação dos Módulos Fotovoltaicos em PSIM ....................................................... 70

4.6. Simulação do Conversor CA-CC Bidirecional ...................................................................... 71

Conversor CA-CC em Modo Retificador. ................................................................... 73 4.6.1.

Conversor CA-CC em Modo VSI ................................................................................ 74 4.6.2.

4.7. Simulação do Conversor CC-CC Bidirecional (MPPT) .......................................................... 75

Índice

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa xi

Carregamento das Baterias ...................................................................................... 75 4.7.1.

Devolução da Energia Armazenada nas Baterias ...................................................... 77 4.7.2.

4.8. Simulação do Conversor CC-CC Unidirecional (MPPT) ....................................................... 78

4.9. Simulação do Sistema Completo ........................................................................................ 80

Grid-to-Vehicle (G2V), Vehicle-to-Grid (V2G) e Vehicle-to-Home (V2H) .................. 81 4.9.1.

Carregamento das Baterias Através do Módulo Fotovoltaico .................................. 84 4.9.2.

Perdas ....................................................................................................................... 85 4.9.3.

4.10. Conclusões .................................................................................................................... 88

Capítulo 5 Implementação do Sistema de Carregamento de Baterias ............................................ 91

5.1. Introdução .......................................................................................................................... 91

5.2. Circuito de Potência ........................................................................................................... 92

Módulo de IGBTs....................................................................................................... 92 5.2.1.

Condensadores de Snubber...................................................................................... 93 5.2.2.

Condensadores do Barramento CC........................................................................... 94 5.2.3.

Dissipador de Calor ................................................................................................... 95 5.2.4.

Condensador de Saída do Conversor CC-CC Bidirecional ......................................... 98 5.2.5.

Bobina Conversor CA-CC ........................................................................................... 99 5.2.6.

Bobinas dos Conversores CC-CC ............................................................................... 99 5.2.7.

Pré-Carga e Proteções ............................................................................................ 100 5.2.8.

5.3. Sistema de Controlo ......................................................................................................... 101

Sensores de Tensão de Efeito Hall .......................................................................... 102 5.3.1.

Sensores de Corrente de Efeito Hall ....................................................................... 104 5.3.2.

Placa de Condicionamento de Sinais e ADC ........................................................... 106 5.3.3.

Digital Signal Controller .......................................................................................... 109 5.3.4.

Driver de IGBT ......................................................................................................... 111 5.3.5.

Placa de Comando .................................................................................................. 112 5.3.6.

Placa de DAC ........................................................................................................... 113 5.3.7.

5.4. Fonte de Alimentação para o Sistema de Controlo .......................................................... 114

5.5. Conclusões ....................................................................................................................... 115

Capítulo 6 Resultados Experimentais .......................................................................................... 117

6.1. Introdução ........................................................................................................................ 117

6.2. Baterias ............................................................................................................................ 117

6.3. Ensaio do Conversor CA-CC em Modo Retificador ........................................................... 119

6.4. Ensaio do Conversor CA-CC em Conjunto com o Conversor CC-CC Bidirecional .............. 121

6.5. Carregamento das Baterias Utilizando uma Fonte de Energia Renovável ........................ 123

6.6. Ensaio ao Conversor CA-CC em Modo VSI ....................................................................... 126

6.7. Conclusões ....................................................................................................................... 128

Capítulo 7 Conclusão ................................................................................................................... 131

7.1. Conclusões ....................................................................................................................... 131

Índice

xii Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa

7.2. Propostas de Trabalho Futuro .......................................................................................... 132

Referências Bibliográficas ........................................................................................................... 135

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa xiii

Lista De Figuras

Figura 1.1 – Gráfico do consumo total da RNT do dia 29-05-2012 [2]. .................................................................... 3

Figura 1.2 – Diagrama de blocos do sistema de carregamento. ............................................................................... 4

Figura 2.1 – Estrutura interna de uma bateria de ácido-chumbo de arranque [13] (fonte: Eurobat ). ....................... 10

Figura 2.2 – Diferentes tipos de baterias de ácido-chumbo: (a) Bateria de arranque; (b) Bateria de ciclo profundo

[15] (fonte: Battery University ). ................................................................................................................... 10

Figura 2.3 – Estágios de carga de uma bateria de ácido-chumbo. .......................................................................... 11

Figura 2.4 – Pack de baterias Ni-Cd do Citroën Berlingo e Saxo, em exposição no Museu Autovision na

Alemanha [25] (fonte: Wikipedia ). ............................................................................................................... 12

Figura 2.5 – Pack de baterias NiMH do veículo híbrido Toyota Prius [30] (fonte: Wikipedia ). .................................. 13

Figura 2.6 – Pack de baterias do Nissan Leaf com 48 módulos de quatro células cada, instalados na parte inferior

do automóvel [36] (fonte: Wikipedia ). .......................................................................................................... 14

Figura 2.7 – Veículo elétrico Mercedes-Benz AMG SLS E-CELL, onde se vê a disposição do pack de baterias, da

eletrónica de potência e dos motores, entre outros [38] (adaptado de: Gizmag ). ......................................... 14

Figura 2.8 – Densidade de energia de diversas baterias: futuras baterias de lítio-ar; futuras baterias de iões de lítio;

baterias estado da arte de iões de lítio [39] (adaptado de: Jake Christensen et al.). ...................................... 15

Figura 2.9 – Ilustração do principio de funcionamento de uma bateria de lítio-ar [40] (adaptado de: IBM). ............. 16

Figura 2.10 – Distribuição da frota automóvel ao longo da semana nos Estados Unidos da América, para o ano de

2001 [47] (adaptado de: 2001 National Household Travel Survey ). ............................................................. 19

Figura 2.11 – Rede MOBI.E: (a) Mapa com a indicação dos concelhos aderentes à rede MOBI.E [50]; (b) Pontos de

carregamento rápido previstos para a rede MOBI.E [51] (fonte: Inteli ). ....................................................... 20

Figura 2.12 – Pontos de carregamento normal MOBI.E: (a) Modelo MCR16 All-in-One da Magnum Cap [53] (fonte:

Magnum Cap ); (b) modelo da Efacec com o “quiosque” à esquerda e a “unidade satélite” à direita. ........... 21

Figura 2.13 – Pontos de carregamento rápido MOBI.E: (a) As duas configurações do modelo Efapower EV QC50 da

Efacec [54] (fonte: Efacec ); (b) Modelo MCQC da Magnum Cap com o armário de potência e o “quiosque”

[55] (fonte: Magnum Cap ). ......................................................................................................................... 23

Figura 2.14 – Vários carregadores domésticos: (a) Efacec Homecharger [58] (fonte: Efacec ); (b) Magnum Cap

MCCWB Charger [59] (fonte: Magum Cap ); (c) Schneider Electric EVlink [63] (fonte: Schneider Electric ); (d)

General Electric WattStation wall mount [60] (fonte: General Electric ). ......................................................... 23

Figura 2.15 – Ilustração de um sistema de carregamento sem fios [64] (adaptado de: Delphi ). ............................. 24

Figura 2.16 – Sistema de carregamento sem fios da Delphi com as duas plataformas a serem montadas: (a) no

veículo; (b) No chão [64] (fonte: Delphi )...................................................................................................... 24

Figura 2.17 – Sistema de troca de baterias Better Place: (a) Ilustração de uma estação Better Place; (b) Processo de

troca de baterias [65] (fonte: Better Place ). ................................................................................................. 25

Figura 2.18 – Tesla Supercharger [66] (fonte:Tesla ). ............................................................................................ 26

Figura 2.19 - Tesla Model S [68] (fonte: Tesla ). ..................................................................................................... 26

Figura 2.20 – Conversor CA-CC de meia ponte bidireccional.................................................................................. 27

Lista de Figuras

xiv Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa

Figura 2.21 – Conversor CA-CC Monofásico de Ponte Completa Bidireccional........................................................ 28

Figura 2.22 – Conversor CA-CC monofásico multinível bidirecional flying capacitor com 3 níveis. ........................... 29

Figura 2.23 – Conversor CC-CC buck+boost bidireccional. .................................................................................... 29

Figura 2.24 – Conversor CC-CC Dual Active Bridge. .............................................................................................. 30

Figura 3.1 – Irradiação solar vs. principais recursos energéticos atuais. Os combustiveis fosseis e nucleares são

expressos em relação às reservas totais, enquanto os recursos renováveis estão expressos no potencial de

produção anual [75] (adaptado de: EPIA ). .................................................................................................. 33

Figura 3.2 – Evolução mundial da capacidade de potência instalada fotovoltaica (instalações anuais e capacidade

acumulada) em MW [76] (adaptado de: EPIA). ............................................................................................ 34

Figura 3.3 – Irradiação direta solar em kW/m2/ano [78] (adaptado de: Omsun ). .................................................. 35

Figura 3.4 – Tipologia dos sistemas fotovoltaicos. ................................................................................................. 36

Figura 3.5 – Sistema fotovoltaico isolado hibrido para forneciemento de eletricidade a uma povoação com geradores

eólicos, armazenamento de energia em baterias e gerador a diesel. ............................................................ 37

Figura 3.6 – Vista aérea da Central Solar Fotovoltaica da Amareleja [84] (fonte: Acciona). ..................................... 38

Figura 3.7 – Esquema da Central Solar Fotovoltaica da Amareleja [84] (fonte: Acciona). ........................................ 38

Figura 3.8 – Unidade de microprodução com os módulos fotovoltaicos montados na estrutura do seguidor solar [87]

(fonte: DST Renováveis ). ............................................................................................................................ 40

Figura 3.9 – Elementos necessários à instalação de uma unidade fotovoltaica de microprodução ou miniprodução

[88] (fonte: Efacec ). ................................................................................................................................... 41

Figura 3.10 – Unidade de miniprodução de 250 kW no telhado da Mundo Têxtil em Vizela [89] (fonte: Efacec ). .... 41

Figura 3.11 – Efeito fotovoltaico. ........................................................................................................................... 42

Figura 3.12 – Diferentes materiais de construção das células fotovoltaicas. ........................................................... 43

Figura 3.13 – Diferentes tipos de células fotovoltaicas; (a) Célula de silicio monocriristalino; (b) Célula de silicio

policristalino; (c) Célula de silicio amorfo [92] (fonte: PVSolarChina.com ). ................................................... 43

Figura 3.14 – Circuito equivalente de uma célula fotovoltaica [93] (adaptado de: National Instruments ). ............... 44

Figura 3.15 – Efeitos da variação da temperatura nas caracteristicas I-V do módulo fotovoltaico PV MONO 240 W da

Mprime [95] (adaptado de: Martifer ). .......................................................................................................... 45

Figura 3.16 – Efeitos da variação da irradiância nas caracteristicas I-V do módulo fotovoltaico PV MONO 240 W da

Mprime [95] (adaptado de: Martifer ). .......................................................................................................... 45

Figura 3.17 – Curvas caracteristicas I-V e P-V de um módulo solar com indicação do ponto de máxima potência. .. 46

Figura 3.18 – Principio de funcionamento do algoritmo de perturbação e observação. ........................................... 47

Figura 3.19 – Fluxograma do algoritmo Perturbação e Observação (P&O). ............................................................. 48

Figura 3.20 – Fluxograma do algoritmo Condutância Incremental (CI). .................................................................. 49

Figura 3.21 – Conversor CC-CC buck ligado entre o módulo fotovoltaico e o barramento CC.................................. 51

Figura 3.22 – Conversor CC-CC boost ligado entre o módulo fotovoltaico e o barramento CC. ................................ 52

Figura 3.23 – Inclinação ideal dos módulos fotovoltaicos em relação aos raios solares. ......................................... 52

Figura 3.24 – Variação da posição do Sol ao longo do ano no hemisfério norte [100] (fonte: Exposing

PseudoAstronomy ). .................................................................................................................................... 53

Lista de Figuras

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa xv

Figura 3.25 – Seguidores solares: (a) Seguidor com um grau de liberdade; (b) Seguidor com dois graus de

liberdade. ................................................................................................................................................... 53

Figura 3.26 – Conjunto de soluções SmartPark da MPrime de carregamento de veículos eléctricos por sistemas

fotovoltaicos [101] (fonte: Martifer ). ............................................................................................................ 54

Figura 4.1 – Interface gráfico do ambiente de simulação PSIM. ............................................................................. 58

Figura 4.2 – Conversor CA-CC bidirecional full-bridge. ........................................................................................... 59

Figura 4.3 – Diagrama de blocos do controlador do conversor CA-CC em modo retificador, com malha interna de

corrente e malha externa de tensão. ........................................................................................................... 60

Figura 4.4 – Diagrama de blocos do controlador do conversor CA-CC em modo VSI. .............................................. 60

Figura 4.5 – Diagrama de blocos do conversor CA-CC em modo VSI com controlo de corrente. ............................. 61

Figura 4.6 – Estrutura do algoritmo de PLL implementado. ................................................................................... 61

Figura 4.7 - Resposta do algoritmo de PLL a várias perturbações: (a) Mudança de fase de 90º; (b) Harmónicos; (c)

Desvio de frequencia; (d) Alteração da amplitude (sag e swel da tensão). ..................................................... 62

Figura 4.8 - Diagrama de bode do filtro notch utilizado no algoritmo de PLL. .......................................................... 62

Figura 4.9 - Simulação do algoritmo de PLL no PSIM. ............................................................................................ 63

Figura 4.10 – Circuitos para os diferentes modos de operação do conversor buck+boost. ...................................... 64

Figura 4.11 – Diagramas de blocos do controlador do conversor CC-CC bidirecional: (a) Esquema de controlo

durante a etapa de tensão contínua; (b) Esquema de controlo durante a etapa de corrente contínua. ........... 64

Figura 4.12 – Digrama de blocos do sistema de controlo do conversor CC-CC bidirecional em modo boost. ........... 64

Figura 4.13 – Conversor boost em que a entrada são os módulos fotovoltaicos e a carga é o resto do sistema visto

da saída do conversor. ................................................................................................................................ 65

Figura 4.14 – Diagrama de blocos do controlador do conversor CC-CC unidirecional. ............................................ 65

Figura 4.15 – Implementação em PSIM dos sensores de tensão e corrente utilizados. ........................................... 66

Figura 4.16 – Implementação em PSIM do circuíto de condicionamento de sinais. ................................................ 67

Figura 4.17 – Implementação em PSIM do bloco de C. ......................................................................................... 68

Figura 4.18 – Circuito utilizado para gerar os diversos sinais de PWM: a) gerador de PWM para o conversor CA-CC

com esquema de comutação com tensão unipolar; b) gerador de PWM para o conversor de MPPT; c) gerador

de PWM para o conversor CC-CC bidirecional. ............................................................................................. 69

Figura 4.19 – Modelo equivalente de Thevenin de uma bateria de ácido-chumbo. .................................................. 70

Figura 4.20 – Implementação em PSIM do módulo fotovoltaico MPrime M 260 Mono. .......................................... 71

Figura 4.21 - Tensão (vCA ) e corrente (iCA ) na rede, potência instantânea na rede (pCA ) e valor médio da potência

(P ), valor médio da tensão no barramento CC (VCC ) e ripple da tensão no barramento CC (∆vCC ). ............... 72

Figura 4.22 – Implementação em PSIM do conversor CA-CC em modo retificador. ................................................ 73

Figura 4.23 – Tensão da rede (vi ), corrente na bobina (iL ) e corrente de referência na bobina (iL_ref ) no modo

retificador. .................................................................................................................................................. 74

Figura 4.24 – Tensão no barramento CC (vCC ) e corrente de saída do conversor (icarga ) no modo retificador. .......... 74

Figura 4.25 – Implementação em PSIM do conversor CA-CC em modo VSI. .......................................................... 75

Figura 4.26 – Tensão de saída do conversor (vi ), corrente na bobina (iL ) e corrente de referência na bobina (iL_ref )

em modo VSI. ............................................................................................................................................. 75

Lista de Figuras

xvi Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa

Figura 4.27 – Implementação do conversor CC-CC bidirecional em modo buck. .................................................... 76

Figura 4.28 – Resposta do conversor CC-CC bidirecional ao controlo de corrente constante. Em cima a corrente de

referência (Iref ) e a corrente das baterias (Ibat ); em baixo a tensão aos terminais das baterias (vbat ). ............. 76

Figura 4.29 – Circuito de potência utilizado para simular o estágio de tensão constante. ....................................... 77

Figura 4.30 – Resposta do conversor CC-CC bidirecional ao controlo de tensão constante. Em cima a corrente das

baterias (Ibat ); em baixo a tensão aos terminais das baterias (Vbat ) e a tensão de referência (Vref ). ................ 77

Figura 4.31 – Implementação do conversor CC-CC bidirecional em modo boost. ................................................... 78

Figura 4.32 – Resposta do conversor CC-CC bidirecional em modo boost, corrente nas baterias (ibat ), tensão nas

baterias (vbat ) e tensão no barramento CC (vCC). .......................................................................................... 78

Figura 4.33 – Implementação do seguidor de máxima potência. ........................................................................... 79

Figura 4.34 – Simulação do conversor com a potência máxima do módulo constante: tensão (vpf ) e corrente (ipf ) aos

terminais do módulo fotovoltaico equivalente, potência máxima teórica, potência extraída e tensão no

barramento CC (vCC). .................................................................................................................................. 79

Figura 4.35 – Simulação do conversor com a potência do módulo variável: tensão (vpf ) e corrente (ipf ) aos terminais

do módulo fotovoltaico equivalente, potência máxima teórica, potência extraída e tensão no barramento CC

(vCC ). .......................................................................................................................................................... 80

Figura 4.36 – Implementação em PSIM do carregador de baterias com interface a energias renováveis................. 80

Figura 4.37 – Corrente nas baterias (ibat ) e o seu valor de referência (ibat_ref ), tensão nas baterias (vbat ), tensão no

barramento CC (vCC)e corrente na rede (iL ) durante o modo G2V. ................................................................ 81

Figura 4.38 – Vista de promenor da corrente e da tensão da rede (iL e vi ) durante o modo G2V, vi encontra-se à

escala para melhor visualização. ................................................................................................................. 82

Figura 4.39 – Corrente (ibat ) e tensão (vbat ) na bateria, tensão no barramento CC (vCC) e corrente da rede (iL ) durante

o modo V2G. .............................................................................................................................................. 82

Figura 4.40 – Vista de promenor da corrente e da tensão da rede (iL e vi ) durante modo V2G, vi encontra-se à escala

para melhor visualização. ........................................................................................................................... 83

Figura 4.41 – Corrente (ibat ) e tensão (vbat ) na bateria, tensão no barramento CC (vCC) e corrente da rede (iL ) durante

o modo V2H. .............................................................................................................................................. 83

Figura 4.42 – Vista de promenor da corrente e da tensão da rede (iL e vi ) durante modo V2H, vi encontra-se à escala

para melhor visualização. ........................................................................................................................... 84

Figura 4.43 – Resultados da simulação do carregamento de baterias pelo módulo fotovoltaico com a sua potência

máxima constante: tensão (vpf ) e corrente (ipf ) aos terminais do módulo fotovoltaico equivalente, potência

máxima teórica, potência extraída, potência fornecida às baterias, corrente (ibat ) e tensão nas baterias (vbat ).

.................................................................................................................................................................. 84

Figura 4.44 – Resultados da simulação do carregamento de baterias pelo módulo fotovoltaico com variação da sua

potência máxima: tensão (vpf ) e corrente (ipf ) aos terminais do módulo fotovoltaico equivalente, potência

máxima teórica, potência extraída, potência fornecida às baterias, corrente (ibat ) e tensão nas baterias (vbat ).

.................................................................................................................................................................. 85

Figura 4.45 – Ferramenta Device Database Editor do PSIM. .................................................................................. 86

Figura 4.46 – Circuito utilizado para calcular as perdas e as temperaturas dos módulos de IGBT. ......................... 86

Lista de Figuras

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa xvii

Figura 4.47 – Perdas de comutação e condução dos diversos módulos. ................................................................ 87

Figura 4.48 – Temperaturas nos diversos módulos e no dissipador. ...................................................................... 87

Figura 5.1 – Esquemático do sistema de carregamento desenvolvido. ................................................................... 92

Figura 5.2 – (a) Módulo de IGBTs SKM50GB063D; (b) Esquema de ligações interno. ............................................ 93

Figura 5.3 – Forma de onda tipica da tensão Vce no corte do IGBT: a preto a forma de onda sem condensador de

snubber; a castanho a forma de onda com condensador de snubber [110]. ................................................ 93

Figura 5.4 – Condensador de snubber B32656S0105+561. ................................................................................. 93

Figura 5.5 – Barramento CC: (a) Esquema das placas do barramento CC; (b) Ligação utilizada com todos os

condensadores em paralelo; (c) Ligação alternativa com ponto médio. ........................................................ 94

Figura 5.6 – Implementação do barramento CC. ................................................................................................... 95

Figura 5.7 – (a) Formas de onda de um IGBT durante a condução e as comutações; (b) Forma de onda das perdas

de um IGBT. ............................................................................................................................................... 96

Figura 5.8 – Dissipador de calor modelo P3 da Semikron [116]. ........................................................................... 96

Figura 5.9 – Esquema de montagem realizado em Autocad dos conversores de potência, drivers, condensadores de

snubber e condensadores do barramento CC. ............................................................................................. 97

Figura 5.10 – Esquema de montagem dos diferentes elementos do circuito de potência no dissipador (vista de cima)

e esquema de ligações à rede elétrica, ao banco de baterias e aos módulos fotovoltaicos. ........................... 98

Figura 5.11 – Implementação final dos diferentes elementos do circuíto de potência no dissipador. ....................... 98

Figura 5.12 – Condensador à saída do conversor CC-CC bidirecional. ................................................................... 98

Figura 5.13 – Bobina do conversor CA-CC............................................................................................................. 99

Figura 5.14 – Bobina utilizada nos dois conversores CC-CC. ............................................................................... 100

Figura 5.15 – Esquematico com o circuito de acionamento que faz o interface entre o pino de GPIO e o relé. ...... 101

Figura 5.16 – Placa de relés. .............................................................................................................................. 101

Figura 5.17 – Sensores de tensão: (a) Placa do sensor de tensão para 450 V; (b) Placa do sensor de tensão de

400 V; (c) Esquema de ligações do sensor de tensão de efeito hall CYHVS5-25A da ChenYang Technologies.

................................................................................................................................................................ 102

Figura 5.18 – Sensor de Corrente: (a) Implementação do sensor de corrente de efeito hall LEM LA 55-P; (b)

Esquema de ligações. ............................................................................................................................... 105

Figura 5.19 – Placa de condicionamento de sinais e ADC.................................................................................... 106

Figura 5.20 – Circuito equivalente dos canais de aquisição da placa de ADC. ...................................................... 108

Figura 5.21 – DSC TMS320F28335 da Texas Instruments montado na docking station. ...................................... 110

Figura 5.22 – Ambiente de desenvolvimento integrado Code Composer Studio 5.4. ............................................. 110

Figura 5.23 – Placa do driver SKHI 22 AH4 da Semikron. ................................................................................... 111

Figura 5.24 – Disposição dos pinos do MC14504B e diagrama lógico de uma entrada [126]. .............................. 112

Figura 5.25 – Disposição dos pinos do NE555 [127]. .......................................................................................... 112

Figura 5.26 – Placa de comando. ....................................................................................................................... 113

Figura 5.27 – Placa de DAC. ............................................................................................................................... 114

Figura 5.28 – Circuito equivalente dos canais da placa de DAC, com o amplificador operacional em montagem

subtratora. ................................................................................................................................................ 114

Lista de Figuras

xviii Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa

Figura 5.29 – Fonte de alimentação Traco Power TLX 035-1515D. ..................................................................... 115

Figura 5.30 – Aspeto final do sistema de carregamento externo de baterias de veículos elétricos com interface a

energias renováveis. ................................................................................................................................. 116

Figura 6.1 - Bancada de trabalho. ....................................................................................................................... 117

Figura 6.2 – Relação entre a capacidade [Ah], a corrente [A] e o tempo [horas], durante o processo de descarga de

uma bateria WCG-U1 AGM (adaptado de: Vitor Monteiro et al.) [132]. ........................................................ 118

Figura 6.3 – Relação do tempo de vida útil da bateria, em número de ciclos, em função da profundidade de

descarga para a bateria WCG-U1 AGM (adaptado de: Vitor Monteiro et al.) [132]. ...................................... 119

Figura 6.4 – Esquema do circuito de potência utilizado para testar o conversor CA-CC em modo retificador. ........ 119

Figura 6.5 – Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA e tensão no barramento CC (vCC ) quando os IGBTs do conversor

CA-CC não estão a comutar. ..................................................................................................................... 120

Figura 6.6 – Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA, corrente de referência (iL_ref ) e tensão no barramento CC (vCC )

com os IGBTs do conversor CA-CC a comutar. .......................................................................................... 120

Figura 6.7 – Análise dos harmónicos e THD da corrente (iL ): (a) Quando os IGBTs do conversor CA-CC não estão a

comutar; (b) Quando os IGBTs do conversor CA-CC estão a comutar. ........................................................ 121

Figura 6.8 – Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o funcionamento do conversor CA-CC

em conjunto com o conversor CA-CC bidirecional. ..................................................................................... 121

Figura 6.9 – Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA, tensão no barramento CC (vCC ) e tensão na carga (vcarga ). ..... 122

Figura 6.10 – Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o carregamento das baterias através

da rede. ................................................................................................................................................... 122

Figura 6.11 – Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA, tensão no barramento CC (vCC ), tensão à saída do conversor

CC-CC (vbat ) e corrente nas baterias (ibat ). ................................................................................................. 123

Figura 6.12 – Fonte de tensão não-ideal. ............................................................................................................ 124

Figura 6.13 – Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o algoritmo de MPPT. ................ 124

Figura 6.14 - Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o carregamento das baterias através

de uma fonte de energia renovável. ........................................................................................................... 125

Figura 6.15 – Tensão da fonte CC (vfonte ),tensão (vpf ), e corrente do módulo fotovoltaico (ipf ), tensão no barramento

CC (vCC ), tensão das baterias (vbat ) e corrente nas baterias (ibat ). ............................................................... 126

Figura 6.16 – Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o funcionamento do conversor

CA-CC em modo inversor off-grid. ............................................................................................................. 126

Figura 6.17 - Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA e tensão no barramento CC (vCC ) em VSI. ............................. 127

Figura 6.18 – Esquema de ligações potência utilizado para testar o funcionamento do conversor CA-CC em modo

VSI, alimentado pelas baterias. ................................................................................................................. 127

Figura 6.19 – Ensaio em malha aberta do conversor CA-CC em modo boost. ...................................................... 128

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa xix

Lista de Tabelas

Tabela 2.1 – Principais atributos das baterias utilizadas em VEs [22]. ................................................................... 17

Tabela 2.2 – Caracteristicas técnicas dos pontos de carregamento normal MOBI.E. .............................................. 22

Tabela 2.3 – Caracteristicas técnicas dos pontos de carregamento rápido MOBI.E: Efapower EV QC45 [57],

Efapower EV QC50 [54] e MCQC [55]. ........................................................................................................ 22

Tabela 3.1 – Capacidade instalada acumulada em 2012 para os maiores mercados (com mais de 100 MW) e a

respectiva àrea territorial de cada país [76] (fonte: EPIA ). ........................................................................... 35

Tabela 3.2 – Comparação entre os vários métodos de MPPT. ............................................................................... 51

Tabela 5.1 – Tabela com diversos valores relativos aos sensores de tensão e respetivos canais na placa de

aquisição de sinais.. ................................................................................................................................. 108

Tabela 5.2 – Tabela com diversos valores relativos aos sensores de corrente e respetivos canais na placa de

aquisição de sinais. .................................................................................................................................. 109

Tabela 6.1 – Caracteristicas técnicas das baterias WCG-U1. ................................................................................ 118

Tabela 6.2 – Resultados obtidos no ensaio do conversor CC-CC com o algoritmo de Condutância Incremental. .... 125

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa xxi

Lista de Siglas e Acrónimos

ADC Conversor Analógico-Digital

AGM Absorbed Glass Matt

CA Corrente Alternada

CAN Controller Area Network

CC Corrente Contínua

CE Comunidade Europeia

CI Condutância Incremental

DAC Conversor Digital-Analógico

DEI Departamento de Eletrónica Industrial

DSC Digital Signal Controller

EPIA Associação Europeia da Industria Fotovoltaica

ESR Resistência Equivalente Série

FP Fator de Potência

GEPE Grupo de Eletrónica de Potência e Energia

HEMS Home Energy Management System

IEC Comissão Eletrotécnica Internacional

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

MCI Motor de Combustão Interna

MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor

MPPT Maximum Power Point Tracker

MPP Ponto de Máxima Potência

NREL National Renewable Energy Laboratory

NTC Coeficiente de Temperatura Negativo

PCB Printed Circuit Board

PFC Power Factor Correction

PHEV Plug-in Hybrid Electric Vehicle

PI Proporcional-Integral

PLL Phase Locked Loop

PWM Pulse Width Modulation

Lista de Siglas e Acrónimos

xxii Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa

P&O Perturbação e Observação

RESP Rede Elétrica de Serviço Público

RMS Root Mean Square

TC Tensão Constante

THD Taxa de Distorção Harmónica Total

V2G Vehicle-to-Grid

V2H Vehicle-to-Home

VC Varrimento de Corrente

VE Veículo Elétrico

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa xxiii

Nomenclatura

Símbolo Descrição Unidade

∆vCC Ripple na tensão do barramento CC V

fa Frequência de amostragem Hz

fc Frequência de comutação Hz

frede Frequência da rede elétrica Hz

ibat Corrente instantânea no banco de baterias A

ibat_ref Valor de referência da corrente no banco de baterias A

iL Corrente instantânea na indutância do conversor CA-CC bidirecional A

iL_ref Valor de referência da corrente na indutância do conversor CA-CC bidirecional

A

ipf Corrente instantânea do módulo fotovoltaico equivalente A

Pmax Máxima potência teórica que o módulo fotovoltaico equivalente pode fornecer

W

Ppf Potência extraída ao módulo fotovoltaico equivalente W

Rcarga Resistência de carga utilizada durante os ensaios aos conversores Ω

Ta Período de amostragem s

THD Taxa de Distorção Harmónica Total %

vbat Tensão instantânea no banco de baterias V

vbat_ref Valor de referência da tensão no banco de baterias V

vCC Tensão instantânea no barramento CC V

vCC_ref Valor de referência da tensão no barramento CC V

vfonte Tensão instantânea na fonte CC V

vi Tensão instantânea na entrada do conversor CA-CC bidirecional V

vpf Tensão instantânea do módulo fotovoltaico equivalente V

vpf_ref Valor de referência da tensão no módulo fotovoltaico equivalente gerado pelo algoritmo de MPPT

V

vrede Tensão instantânea da rede elétrica V

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa 1

Capítulo 1

Introdução

1.1. Veículos Elétricos

Desde o final do século XIX, a propulsão de veículos baseia-se em motores de combustão

interna (MCI) que utilizam derivados do petróleo. Apesar dos desenvolvimentos mais recentes,

esta tecnologia continua a contribuir bastante para a emissão de gases com efeito de estufa, é

pouco eficiente, e o preço destes combustíveis continua a aumentar. Contudo, continua a ser a

tecnologia de propulsão mais utilizada para veículos rodoviários. Isto acontece devido a diversos

fatores, nomeadamente a elevada densidade de energia dos combustíveis (que se traduz em

autonomia), a facilidade e rapidez com que se abastece o depósito, e o facto de um veículo com

MCI ser mais barato que um veículo elétrico (VE) a baterias, ou com célula de combustível,

equivalente.

Apesar do domínio dos MCI, ao longo do século XX existiram várias tentativas de produzir um

VE que seja economicamente competitivo. Nesse sentido, foram desenvolvidos vários VEs, tais

como automóveis, autocarros (sejam a baterias ou os Trolleybus que usavam catenárias),

metropolitanos, comboios, entre outros. No entanto, até hoje os automóveis elétricos nunca se

conseguiram impor, principalmente, devido ao elevado preço, baixa autonomia e tempos de

carregamento das baterias superiores ao abastecimento com os tradicionais combustíveis. Os

Trolleybus outrora utilizados em cidades como Braga, Porto e Coimbra só subsistem nesta

última, e com um número reduzido comparado com outras épocas. Atualmente começam a

ganhar terreno os autocarros elétricos com baterias ou com célula de combustível. Apenas no

caso dos metropolitanos e comboios é que a propulsão elétrica se conseguiu impor aos MCI.

Em finais do século XX apareceram no mercado um tipo de veículos denominados de

híbridos. Estes veículos aliam a propulsão elétrica e a com um MCI. Os veículos híbridos são

classificados por híbrido série e híbrido paralelo. Nas primeiras versões destes veículos as

baterias eram carregadas automaticamente pelo veículo, através do MCI e travagem

regenerativa, no entanto, posteriormente foram lançados no mercado modelos destes veículos

com possibilidade de carregamento das baterias através da rede elétrica, denominados híbridos

Capítulo 1 - Introdução

2 Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia Renovável Universidade do Minho – MIEEIC – Hélder Miguel Gonçalves Barbosa

plug-in (Plug-in Hybrid Electric Vehicle, PHEVi ). Face a esta mudança de paradigma, estes

veículos são vistos como um passo intermédio, entre os que são propulsionados por MCI e os

VE.

Já no século XXI as grandes construtoras do setor automóvel começaram a comercializar

várias versões de VE. Estes veículos tiram partido da evolução tecnológica das baterias e da

eletrónica de potência, para que seja possível aumentar a autonomia, mantendo o peso e

volume útil do veículo, em valores semelhantes aos veículos existentes.

1.2. Veículo como Armazenador de Energia

A introdução massiva e descontrolada de VEs no panorama atual dos transportes vai implicar

constrangimentos para as atuais redes elétricas. Por outro lado, vão permitir outras áreas de

atuação. Estes veículos oferecem a possibilidade de armazenar energia elétrica produzida em

excesso durante as horas de vazio, em especial pelas fontes de energia renováveis, é um fator

chave para a integração destes veículos na rede elétrica. Neste contexto, além da simples

operação como elementos consumidores de energia elétrica, estes veículos podem operar em

colaboração com a rede elétrica, funcionando como elementos armazenadores de energia.

Assim, estes veículos contribuirão para a redução de custos aliada ao aumento da eficiência, e

também para um melhor funcionamento e estabilidade do sistema elétrico. A título de exemplo,

na Figura 1.1, encontra-se um o gráfico do consumo total de energia elétrica em Portugal no dia

29 de Maio de 2012. Nele é possível observar que ao longo do dia existem picos de consumo de

energia elétrica, mas que à noite este consumo é bastante inferior.

Observa-se também que no período entre as 0:00 h e as 6:00 h existe mais produção de

energia elétrica do que consumo, sendo o excesso aproveitado pelas barragens para efetuar a

bombagem de água já turbinada de novo para a albufeira. Essa bombagem não é mais do que

uma maneira de armazenar a energia produzida em excesso, em forma de energia potencial da

água, funcionando de modo análogo a uma bateria. Como referido, a bombagem é utilizada

como forma de armazenar energia produzida em excesso, ou aproveitar a energia importada que

nesse período é mais barata. Mas há que ter em conta que a central hidrelétrica mais rápida a

entrar em serviço em Portugal, a Central do Alto Lindoso, demora cerca de 90 segundos a

fornecer potência à rede elétrica [1].

i Para enquadrar a dissertação com o cenário atual destes veículos e para facilitar a sua leitura será usada a

sigla inglesa PHEV.



Para além da bombagem, existem outras soluções para armazenar energia. Uma das

soluções possíveis passa por utilizar a capacidade de armazenamento das baterias dos VE. Para

tal, é necessário que estes permitam a devolução da energia elétrica à rede. Este cenário de

operação, designado vehicle-to-grid (V2G) quando associado às denominadas “redes

inteligentes” (smart grids), permite que a devolução para a rede elétrica de parte da energia

armazenada nas baterias mais rapidamente do que qualquer central elétrica.

Figura 1.1 – Gráfico do consumo total da RNT do dia 29-05-2012 [2].

As smart grids permitem aos distribuidores de energia elétrica controlar e monitorizar em

tempo real toda a rede elétrica, sendo que já se encontram em implementação em vários países.

Em Portugal, a EDP Distribuição avançou em 2009 com o projeto InovGrid [3], tendo este sido

implementado primeiramente com um projeto-piloto em Évora denominado InovCity [4]. No

projeto InovGrid foram tidas em conta as implicações da massificação dos VEs para a rede

elétrica [5], incluindo a possibilidade de o VE operar como elemento armazenador de energia.

Existe também a possibilidade de o veículo fornecer energia elétrica a uma casa off-grid, esta

tecnologia designa-se por vehicle-to-home (V2H), e tem um princípio de funcionamento

semelhante ao V2G. Numa parceria entre a Nissan e a companhia elétrica canadiana

PowerStream, foi desenvolvido um sistema de V2H que utiliza as baterias de iões de lítio, com

capacidade de 24 kWh, do Nissan Leaf para fornecer energia a uma casa típica canadiana

durante um dia [6].

Também a Denso e a Toyota desenvolveram um sistema V2G que funciona em coordenação

com um Home Energy Management System (HEMS). O HEMS faz o interface entre o veículo, a



casa e as fontes de energia renovável que possam existir, para que estes elementos operem da

forma mais eficaz. Este sistema começou a ser testado em 10 casas na cidade de Toyota,

utilizando o Toyota Prius PHV com um inversor instalado a bordo. Segundo a marca, com a

bateria completamente carregada e o depósito atestado, é possível o veículo fornecer energia a

uma casa típica japonesa durante quatro dias. Este sistema começou a ser testado no final de

2012 em dez casas, e faz parte do projeto Toyota City Low-Carbon Verification. A Denso também

pretende instalar o mesmo sistema em veículos da Mitsubishi [7] [8].

Tanto no caso do V2G como no V2H, a devolução de parte da energia armazenada nas

baterias, é conseguida de topologias de conversores de eletrónica de potência de carregamento

bidirecionais. Existem diversas topologias que permitem efetuar este modo de operação e que

podem ser enquadradas em sistemas de carregamento de baterias de VE. Assim, tipicamente

estes sistemas são compostos por um conversor CA-CC bidirecional e por um conversor CC-CC

bidirecional. Através deste conversor CC-CC bidirecional é possível a integração com fontes de

energia renováveis, assim, além de efetuar o carregamento das baterias através da rede elétrica,

é possível efetuar o carregamento das baterias utilizando fontes de energia renováveis. Por outro

lado, com esta topologia é possível devolver energia elétrica para a rede, caso não seja

necessário carregar as baterias do veículo.

Na Figura 1.2, é apresentado um diagrama de blocos com os principais elementos

necessários para implementar a topologia do sistema de carregamento de baterias descrito

acima e que é proposto para esta Dissertação de Mestrado Integrado.

Figura 1.2 – Diagrama de blocos do sistema de carregamento.

1.3. Enquadramento do Trabalho

Atualmente, a atividade humana é responsável por diversas ameaças ao meio ambiente,

destas, os efeitos da queima de combustíveis fósseis são certamente dos mais importantes e

mediáticos. Contudo, as desvantagens não ficam apenas pela questão ambiental,



economicamente também existem diversas desvantagens. Os custos crescentes do petróleo nos

mercados internacionais, e os impactos para a balança comercial de muitos países fazem com

que cada vez mais se procurem alternativas.

Um dos sectores que é altamente dependente dos combustíveis fósseis é o sector dos

transportes. Em Portugal no ano de 2005, 99,3% do consumo final de energia no sector dos

transportes provinha de produtos petrolíferos, e apenas 0,6% de eletricidade [9]. Com o advento

dos VE, torna-se possível que um veículo se desloque apenas com energia proveniente de fontes

renováveis. No entanto a produção de energia a partir de fontes renováveis não é constante e é

altamente dependente de fatores ambientais. Como tal, torna-se necessário criar um sistema

que faça uso sempre que possível de fontes de energia renováveis, e que em períodos de baixa

produção e/ou elevado consumo opere em modo colaborativo com a rede elétrica.

Neste contexto, esta Dissertação de Mestrado Integrado tem como objetivo, criar um sistema

de carregamento externo de baterias de VE com interface a fontes de energias renováveis.

Assim, uma das mais-valias deste trabalho é permitir o carregamento dos VEs utilizando apenas

eletricidade proveniente de fontes de energias renováveis, e deste modo conseguir emissões

zero.

A interligação entre os diferentes elementos do sistema de carregamento de baterias será

efetuada através de dois conversores CC-CC, mais um conversor CA-CC que faz a ligação à rede.

Da utilização do conversor CA-CC poderão resultar vários problemas de qualidade de energia

elétrica, tais como distorção harmónica, desequilíbrios de tensão ou corrente e interferências

eletromagnéticas. Pretende-se que o sistema de controlo deste conversor seja capaz de garantir

a qualidade da energia elétrica.

1.4. Motivações do Trabalho

Com este trabalho pretende-se contribuir para a evolução da mobilidade elétrica, que por sua

vez poderá desempenhar um papel importante na redução de emissões poluentes para a

atmosfera. Mas a mobilidade elétrica por si só não resolve os problemas, é necessário que as

baterias dos veículos elétricos sejam carregadas utilizando fontes de energia limpa e segura.

Neste sentido, procura-se desenvolver um sistema que pode ser utilizado em casa, no trabalho

ou em pontos de carregamento situados nos principais percursos.

Esta é uma área em forte expansão a nível mundial, com os fabricantes de automóveis a

lançarem para o mercado dos modelos híbridos plug-in, ou mesmo modelos totalmente elétricos.



Também os principais fabricantes de equipamentos eletrónicos possuem soluções de

carregamento de VE, mas ainda existem poucos produtos no mercado que permitem o

carregamento direto através de fontes de energia renovável.

A nível pessoal este trabalho envolve praticamente todas as áreas da eletrónica (eletrónica de

potência, controlo, processamento de sinal, programação e instrumentação e sensores) pelo que

permite consolidar os conhecimentos adquiridos ao longo do curso.

1.5. Objetivos do Trabalho

Esta proposta pretende dar continuidade a uma linha de investigação já iniciada na área dos

VE no Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho. Assim, esta

dissertação surge no seguimento da crescente aposta que se tem feito nos últimos anos em VEs

e em energias renováveis, principalmente fotovoltaica e eólica, e também nos benefícios para a

rede elétrica de um sistema que permita englobar estas duas vertentes. Assim, pretende-se

desenvolver um sistema que permita carregar as baterias dos VE a partir da rede elétrica ou

através de fontes de energia renovável, e que também permita descarregar as baterias do VE

diretamente para a rede elétrica (embora no âmbito desta Dissertação de Mestrado apenas se

pretende que o inversor funcione off-grid, embora tenha a capacidade de funcionar on-grid ).

Para este pressuposto, devem ser utilizados um ou mais conversores que permitam adequar os

diferentes níveis de tensão, e ainda de forma a garantir a Qualidade da Energia Elétrica na rede,

a máxima extração de energia a partir das fontes de energia renovável, o tempo de

carregamento das baterias e a sua vida útil.

Este trabalho envolverá as seguintes tarefas:

Pesquisa bibliográfica sobre o estado da arte de diferentes conversores para

carregamento de baterias de veículos elétricos, máxima extração de energia de fontes de

energia renovável, e otimização da qualidade de energia na rede elétrica. Serão também

estudados os respetivos algoritmos de controlo dos conversores.

Realização de simulações computacionais utilizando o software de simulação PSIM

sobre os diferentes conversores abordados no estado da arte e respetivas estratégias de

controlo.

Estudo e desenvolvimento da plataforma do sistema de controlo para o Sistema de

Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fontes de

Energia Renovável a ser implementado (DSP/microcontrolador).



Estudo, projeto e desenvolvimento de conversores que melhor se adaptem ao tema

proposto, tendo em conta a utilização de um banco de baterias de chumbo-ácido (com

tensão total de 280 V e energia armazenada de 9 kWh) de um veículo elétrico, e visando

também a interface com módulos fotovoltaicos e a rede elétrica (230 V – 50 Hz).

Realização de testes dos conversores desenvolvidos e respetivos sistemas de proteção

do Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a

Fontes de Energia Renovável.

Escrita da dissertação de Mestrado

Escrita de um Artigo Técnico relativo ao trabalho efetuado.

1.6. Organização da Dissertação

Esta Dissertação de Mestrado encontra-se dividida em sete capítulos, incluindo o presente

capítulo de introdução.

No segundo capítulo são abordados os sistemas de carregamento de baterias de veículos

elétricos. Para tal começa-se por apresentar as diferentes tecnologias de baterias existentes e

para cada uma delas é apresentado pelo menos um exemplo da sua utilização em veículos

elétricos. De seguida são abordados os carregadores externos de baterias de veículos elétricos,

com especial destaque para o sistema português MOBI.E, sendo ainda referidos os sistemas de

carregamento sem fios e as estações de troca de baterias. Por fim são apresentadas algumas

das topologias de conversores de potência que podem ser utilizadas nos sistemas de

carregamento de baterias.

No terceiro capítulo são abordados os sistemas fotovoltaicos para produção de energia

elétrica. Aqui são descritos os sistemas isolados e os sistemas conectados à rede elétrica de

serviço público. Posteriormente são apresentados os algoritmos que permitem a máxima

extração de potência dos módulos fotovoltaicos, bem como os conversores de potência utilizados

para esse fim. No final do capítulo é apresentado um sistema de carregamento de baterias de

veículos elétricos através de sistemas fotovoltaicos.

O quarto capítulo contém as várias simulações efetuadas aos diferentes conversores de

potência e algoritmos de controlo, utilizados para implementar este sistema de carregamento.

No quinto capítulo encontram-se os passos efetuados durante a implementação de todo o

sistema. São apresentados cálculos e as razões que justificam as opções tomadas na escolha

dos diferentes componentes.



No sexto capítulo são apresentados os resultados experimentais dos diferentes testes que

foram efetuados ao sistema de carregamento implementado.

No sétimo capítulo são apresentadas as conclusões retiradas do trabalho realizado. São

ainda apresentadas propostas de trabalho futuro com o intuito de melhorar o sistema

desenvolvido.


Capítulo 2

Sistemas de Carregamento de Baterias

2.1. Introdução

Os sistemas de carregamento de baterias são equipamentos eletrónicos que permitem

efetuar o carregamento de uma ou várias baterias em simultâneo. Este carregamento deve ser

efetuado em conformidade com o que é exigido por cada tecnologia de baterias, sob pena de

estas serem danificadas ou verem a sua vida útil ser drasticamente reduzida.

Um sistema de carregamento de baterias deverá também ter em consideração a qualidade

da energia elétrica. Este deve ser projetado de forma a reduzir os efeitos nocivos normalmente

associados a este tipo de circuitos, como distorção harmónica na tensão e na corrente, fator de

potência não unitário, interferências eletromagnéticas, subtensões momentâneas, sobretensões

momentâneas e transitórios [10]. Para mitigar estes problemas, é importante escolher a

topologia do conversor e o esquema de controlo mais adequados a cada aplicação.

2.2. Baterias

O armazenamento de energia é o fator crucial para a aposta massiva dos veículos elétricos

(VEs). Um estudo de 2011 efetuado pela consultora Deloitte em 17 países [11], refere que as

questões relacionadas com a autonomia, a facilidade de carregamento e os custos de

carregamento foram classificadas como “extremamente importantes” ou “muito importantes”

por mais de 85% dos inquiridos. No estudo, também é referido que as expectativas dos

potenciais consumidores sobre estes aspetos não têm correspondência com as ofertas

disponíveis no mercado.

Nos VEs, os principais tipos de baterias utilizadas são as baterias de ácido-chumbo, as

baterias de níquel-cádmio, as baterias de iões de lítio, as baterias de polímero de lítio e as

baterias de hidreto metálico de níquel. De seguida serão apresentadas as características de cada

uma delas.

Baterias de Ácido-Chumbo 2.2.1.

As baterias de ácido-chumbo foram inventadas em 1859 por Gaston Planté, e foram as

primeiras baterias recarregáveis [12]. O acionamento do motor de arranque de um motor de

combustão interna (MCI) é uma das principais aplicações das baterias de ácido-chumbo. As

Capítulo 2 – Sistemas de Carregamento de Baterias


baterias construídas especialmente para esta aplicação são denominadas por baterias de

arranque. Na Figura 2.1 pode-se ver uma ilustração da estrutura interna de uma bateria de

ácido-chumbo de arranque. Como o próprio nome indica, estas baterias são utilizadas quando é

necessário fornecer muita energia num curto espaço de tempo, como acontece no arranque de

um MCI. Para tal, a bateria é composta por muitas placas finas (Figura 2.2), o que resulta numa

elevada superfície de contato, permitindo assim que o processo químico de descarregamento se

processe mais rapidamente, isto também implica que a resistência interna da bateria seja baixa.

Figura 2.1 – Estrutura interna de uma bateria de ácido-chumbo de arranque [13] (fonte: Eurobat ).

Ao contrário das baterias de arranque, as baterias de ciclo profundo são construídas de

forma a maximizar a capacidade e o número de ciclos de carregamento/descarregamento

durante a sua vida útil. Para tal, a bateria é constituída por placas grossas (Figura 2.2), que

favorecem o armazenamento de energia. Algumas baterias de ácido-chumbo de ciclo profundo

possuem uma densidade de energia de 35 Wh/kg, e uma densidade de potência de 300 W/kg

[14]. Estas características fazem com que as baterias de ciclo profundo possam ser utilizadas

para armazenamento de energia em VE, mas a sua baixa densidade de energia obriga a um

compromisso entre autonomia e peso.

(a) (b)

Figura 2.2 – Diferentes tipos de baterias de ácido-chumbo: (a) Bateria de arranque; (b) Bateria de ciclo profundo [15] (fonte: Battery University ).



Em comparação com as baterias de arranque, as baterias de ciclo profundo são mais

pesadas e caras, pois necessitam de uma quantidade maior de chumbo. Aliás, o peso e volume

elevados são as principais desvantagens da utilização de baterias de ácido-chumbo em VE.

As baterias de ácido-chumbo são utilizadas num largo leque de VEs que vão desde carrinhos

de golfe [16], empilhadores [17], até automóveis e veículos utilizados em minas [18]. No caso

dos automóveis elétricos, que entre finais do século XIX e inícios do século XX foram mais

populares do que os com MCI, as baterias de ácido-chumbo foram utilizadas desde que em

1881 foram aperfeiçoadas por Camille Faure, de modo a que estas pudessem propulsionar um

VE [19]. Um exemplo mais recente de um VE com baterias de ácido-chumbo é o Fiat Seicento

Elettra produzido entre 1996 e 2005 [20].

Na Figura 2.3 estão apresentados os estágios de carregamento de uma célula de uma

bateria de ácido-chumbo. A linha descontínua representa a corrente, e a linha contínua

representa a tensão.

Tempo [h]

Co

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te [

A] Ten

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]

2.0

1.6

1.2

0.8

0.4

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3 6 9 12

Estágio 1 Estágio 2 Estágio 3

Figura 2.3 – Estágios de carga de uma bateria de ácido-chumbo.

O carregamento de baterias de ácido-chumbo requer três estágios de carregamento. No

primeiro estágio deve ser fornecida à bateria uma corrente constante, no segundo deve ser

fornecida tensão constante, e por fim utiliza-se a “carga flutuante” que serve para compensar os

efeitos de autodescarga da bateria.

O carregamento de baterias de ácido-chumbo pode demorar entre 12 a 16 horas até estar

totalmente efetuado. Caso se utilize uma corrente mais elevada ou métodos de carregamento



com vários estágios, esse tempo pode ser reduzido para 10 horas. Ao contrário de outras

tecnologias, estas baterias não permitem o carregamento rápido [21].

Baterias de Níquel-Cádmio 2.2.2.

As baterias de níquel-cádmio (NiCd), inventadas pelo sueco Waldemar Jungner em 1899,

utilizam o hidróxido de óxido de níquel e cádmio como elétrodos. Estas baterias foram utilizadas

em diversos VEs, como foi o caso do grupo PSA que produziu alguns modelos na década de 90

do século XX. O grupo fabricou versões elétricas dos veículos AX, 106, Saxo, Berlingo e Partner

[22]-[24]. Em Portugal, esses veículos foram utilizados pelas empresas EDP e CTT [20]. Na

Figura 2.4, pode-se observar um pack de baterias utilizado pelos veículos Saxo, Berlingo e

Partner, em exposição no Museu Autovision na Alemanha.

Figura 2.4 – Pack de baterias Ni-Cd do Citroën Berlingo e Saxo, em exposição no Museu Autovision na Alemanha [25] (fonte: Wikipedia ).

Bateria de Hidreto Metálico de Níquel 2.2.3.

As primeiras baterias de hidreto metálico de níquel (NiMH), para pequenas aplicações

eletrónicas, apareceram no mercado em 1989. Estas baterias são uma alternativa mais

económica às baterias de iões de lítio, apesar das suas menores densidades de energia e de

potência [26]. Os veículos híbridos Toyota utilizam um pack de 28 baterias do tipo NiMH, com

tensão nominal de 201,6 V e com uma capacidade de 6,5 Ah [27] [28], como o pack de

baterias pesa 42 kg a sua densidade de energia é de 31 Wh/kg. Na Figura 2.5 encontra-se uma

fotografia de um pack de baterias NiMH de um Toyota Prius. Já as utilizadas no modelo plug-in

do Toyota Prius são do tipo Li-ion, com tensão nominal de 207 V e capacidade de 21,5 Ah [29].

A densidade de energia destas baterias varia entre os 40 Wh/kg e os 120 Wh/kg.



Figura 2.5 – Pack de baterias NiMH do veículo híbrido Toyota Prius [30] (fonte: Wikipedia ).

Baterias de Iões de Lítio 2.2.4.

As baterias de iões de lítio (Li-ion ) são baterias recarregáveis, cujo primeiro protótipo foi

desenvolvido em 1985 pela empresa japonesa Asahi Chemical [31]. A primeira bateria comercial

foi produzida em 1991 pela também empresa japonesa Sony [32]. Este é o tipo de baterias mais

utilizado para aplicações de eletrónica de consumo, e nos últimos anos também têm sido

bastante utilizadas em VEs, devido à sua boa relação entre densidade de energia e densidade de

potência. A densidade de energia é de cerca 120 Wh/kg e a densidade de potência é de

180 W/kg [14].

Na Figura 2.6, encontra-se uma fotografia do pack de baterias de 24 kWh do Nissan Leaf. O

pack é constituído por 48 módulos, cada um constituído por quatro células [33]. As baterias são

instaladas na parte inferior do veículo entre os eixos, de forma a aumentar a estabilidade e

baixar o centro de gravidade.

A utilização destas baterias em VE, apresenta diversas vantagens. Podem ser construídas

com diversos tamanhos e formas, o que permite adaptar o formato do pack de forma a este

aproveitar zonas como a parte de baixo dos bancos ou a consola central do automóvel. São

ainda relativamente leves, quando comparadas com as outras tecnologias de baterias para o

mesmo valor de capacidade.

Já a vida útil das células, a resistência interna, e as questões de segurança, quando não são

utilizadas corretamente, são as desvantagens desta tecnologia [34]. Um estudo recente efetuado

por investigadores do Laboratório de Armazenamento de Energia Eletroquímico do Instituto Paul

Scherrer mostra que ao contrário do que até aqui se acreditava, as baterias de iões de lítio

sofrem do efeito de memória. Contudo esse efeito poderá ser mitigado caso se adapte o software

dos sistemas de gestão de baterias existentes, de forma a lidar com este problema [35].



Figura 2.6 – Pack de baterias do Nissan Leaf com 48 módulos de quatro células cada, instalados na parte inferior do automóvel [36] (fonte: Wikipedia ).

Baterias de Polímero de Lítio 2.2.5.

As baterias de polímero de lítio (Li-poly ), também conhecidas por baterias de polímero de

iões de lítio, são uma evolução das baterias de iões de lítio. Devido às suas características, estas

baterias podem ser moldadas com a forma pretendida. Isto permite um melhor aproveitamento

do espaço disponível, e ao contrário das células de iões de lítio que são cilíndricas, estas baterias

são mais compactas, pois não há espaço desperdiçado dentro de cada módulo.

Um dos automóveis que utiliza baterias de polímeros de lítio é o SLS AMG E-CELL da

Mercedes-Benz (Figura 2.7). A capacidade das baterias é de 63 kWh e estas permitem uma

autonomia de 250 km. O peso deste pack é de aproximadamente 500 kg, e a densidade de

energia é de 126 W/kg [37].

Figura 2.7 – Veículo elétrico Mercedes-Benz AMG SLS E-CELL, onde se vê a disposição do pack de baterias, da eletrónica de potência e dos motores, entre outros [38] (adaptado de: Gizmag ).



Baterias de Lítio-Ar 2.2.6.

A bateria com células de lítio-ar (Li-air ), é uma tecnologia que está a ser desenvolvida, mas

da qual se espera que possa resolver o problema da baixa autonomia dos VEs. Segundo [39], as

baterias de iões de lítio poderão atingir os 400 Wh/kg com a tecnologia plenamente

desenvolvida, mas é expectável que as baterias de lítio-ar possam chegar a capacidades na

ordem dos 1000 Wh/kg (Figura 2.8).

Figura 2.8 – Densidade de energia de diversas baterias: futuras baterias de lítio-ar; futuras baterias de iões de lítio; baterias estado da arte de iões de lítio [39] (adaptado de: Jake Christensen et al.).

Com este valor de densidade de energia, poder-se-á aumentar a autonomia de um automóvel

elétrico até os 600 km com um único carregamento, esta autonomia é comparável a um

automóvel a gasolina com o depósito cheio. Os autores preveem também, que estas baterias

sejam mais baratas do que as atuais, o que fará baixar o preço dos VEs, e consequentemente

torná-los mais competitivos para os consumidores.

Atualmente existem várias empresas a desenvolver este tipo de baterias. Uma delas é a IBM,

que está a desenvolver o Projeto Bateria 500 (The Battery 500 Project ), com o intuito de criar

uma bateria que permita uma autonomia de 500 milhas (aproximadamente 800 km) [40]. Na

Figura 2.9 é apresentado o princípio de funcionamento das baterias de lítio-ar, que é

relativamente simples. Quando em descarga o oxigénio do ar reage com os iões de lítio,

formando peróxido de lítio. Aquando da recarga, o oxigénio é libertado para a atmosfera e o lítio

regressa ao ânodo.

Também a Toyota e a BMW [41], estão a trabalhar em conjunto para desenvolver esta

tecnologia com vista a aplicá-la nos seus veículos. Está previsto até ao fim de 2013 a criação de

400 Wh/kgFuturas Baterias de Iões de Litío

1000 Wh/kgFuturas Baterias

Litío-Ar

200 Wh/kgBaterias de Estado da Arte de Iões Litío

Peso da Bateria [kg]

Au

ton

om

ia [

km]



um protótipo, e o objetivo é de em 2020 estas baterias já equiparem veículos para venda ao

público.

Figura 2.9 – Ilustração do principio de funcionamento de uma bateria de lítio-ar [40] (adaptado de: IBM ).

Comparação entre as Diversas Tecnologias de Baterias 2.2.7.

Na Tabela 2.1 encontram-se algumas das características das baterias referidas

anteriormente, com exceção das baterias de lítio-ar que ainda não existem. A tabela foi retirada

do livro “Understanding Batteries” de 2001 [22].

A tecnologia de baterias a instalar num VE varia de caso para caso. Quando se pretende

adaptar veículos de MCI já existentes a autonomia não é o fator mais importante e normalmente

recorre-se à utilização de baterias de ácido-chumbo de ciclo profundo. Para a mesma capacidade

estas baterias são mais baratas e podem ser instaladas nos locais anteriormente ocupados pelo

MCI, tanque de gasolina e mala do carro.

As baterias de NiCd têm vindo a perder importância ao longo dos anos, hoje em dia nenhum

automóvel elétrico vem equipado de fábrica com estas baterias, e mesmo na eletrónica de

consumo são substituídas por baterias de lítio. Uma grande desvantagem destas baterias está na

necessidade de se proceder à descarga completa, sob pena de a sua capacidade ser seriamente

afetada pelo chamado “efeito de memória”.

As baterias de iões de lítio são as preferidas dos construtores de automóveis para veículos

puramente elétricos e híbridos plug-in, os packs podem ser construídos com o formato do

A tecnologia Bateria 500, é um sistema aberto que utiliza ar como reagente, o qual após a descarga liberta oxigénio para a atmosfera.

Carbono

Cátodoconector

Ânodo conector

Eletrólito 1

Membrana de transporteIões de Lítio

Eletrólito 2

Lítio metálico

Moléculas de oxigénio

As moléculas de oxigénio são absorvidas pela camada de carbono

O oxigénio e os iões de lítio reagem quimicamente, gerando eletricidade e formam peroxido de lítio

Iões de lítio dissolvidos no eletrólito 1 impregnam a camada de carbono

A membrana de transporte previne a contaminação das diversas camadas

O lítio metálico liberta iões no eletrólito 2

Fluxo de ar



espaço que vão ocupar, o que é mais complicado no caso dos veículos com MCI adaptados a

elétricos.

Tabela 2.1 – Principais atributos das baterias utilizadas em VEs [22].

Bateria Prós Contras

Ácido-chumbo de

ciclo profundo

Industria estabelecida

Bateria mais barata

Selada (sem manutenção)

Baixa densidade de energia

Ciclo de vida médio (≈500)

Não indicada para baixas

temperaturas

Ni-Cd

Industria estabelecida

Ciclo de vida longo (≈2000)

Densidade de energia razoável

Baixa performance acima dos 35°C

Componentes tóxicos

Custo elevado

NiMH

Versátil

Razoável densidade de energia

Elevada potência

Tolera carregamento e

descarregamento excessivo

Selada (sem manutenção)

Ciclo de vida curto (≈300)

Elevada autodescarga

Dificuldades no carregamento com

temperaturas mais elevadas

Custo Elevado

Li-ion

Elevadas densidades de energia e

potência

Ciclo de vida longo

Ao carregar necessita controlo de

tensão preciso

Custo elevado

Fase inicial de desenvolvimento

Li-poly Flexibilidade de configuração

Elevada densidade de energia

Fase inicial de desenvolvimento

As baterias de NiCd têm vindo a perder importância ao longo dos anos, hoje em dia nenhum

automóvel elétrico vem equipado de fábrica com estas baterias, e mesmo na eletrónica de

consumo são substituídas por baterias de lítio. Uma grande desvantagem destas baterias está na

necessidade de se proceder à descarga completa, sob pena de a sua capacidade ser seriamente

afetada pelo chamado “efeito de memória”.

As baterias de iões de lítio são as preferidas dos construtores de automóveis para veículos

puramente elétricos e híbridos plug-in, os packs podem ser construídos com o formato do

espaço que vão ocupar, o que é mais complicado no caso dos veículos com MCI adaptados a

elétricos.

As baterias de polímero de lítio são mais utilizadas quando se pretende instalá-las em

veículos mais desportivos. A maior densidade de potência destas baterias, em relação às



baterias de iões de lítio, permite-lhes disponibilizar mais potência ao motor. Estas baterias

podem ser moldadas, ainda mais do que as li-ion, com o formato pretendido.

As baterias de NiMH são mais utilizadas em veículos híbridos. Como estes veículos exigem

um armazenamento de energia menor, o pack a utilizar é relativamente reduzido. Logo a

vantagem de utilizar baterias li-ion é reduzida ou nula, pois a as NiMH são mais baratas.

Caso se verifiquem as espectativas em relação às baterias de lítio-ar, estas poderão vir a ser

amplamente utilizadas em VEs na próxima década. Aliás estas baterias podem permitir aos VEs

serem mais competitivos que os veículos com MCI.

2.3. Carregamento de Baterias de Veículos Elétricos

Tal como um utilizador de um veículo com MCI tem que periodicamente abastecer o seu

veículo com combustível, o utilizador de um VE tem que carregar as baterias. Mas como para já

o abastecimento de combustível é um processo muito mais rápido do que o carregamento das

baterias, é necessário que os utilizadores dos VEs se adaptem a esta realidade.

Existem vários modos de carregamento, estes são definidos na norma IEC 61851-1:2010

“Electric Vehicle Conductive Charging System” da Comissão Eletrotécnica Internacional (IEC).

Este organismo estabeleceu os 4 modos de carregamento de VE e definiu as características de

cada um [42].

O modo 1 corresponde à ligação direta do VE à rede elétrica através de uma tomada

doméstica capaz de fornecer 10 A, com terminal de terra de proteção, sendo que a instalação

deve ter proteções contra sobrecargas e fugas para a terra. Este modo de carregamento é

considerado obsoleto, pois em instalações mais antigas pode ser perigoso.

O modo 2 corresponde à ligação do VE à rede elétrica através de uma tomada doméstica,

monofásica ou trifásica, com terra de proteção. Um dispositivo de proteção encontra-se

embutido no cabo, e comunica com o veículo.

O modo 3 corresponde à ligação direta do VE à rede elétrica por via de um circuito dedicado.

Um sistema de controlo e proteção é instalado permanentemente na instalação. Com este modo

é possível efetuar o load-shedding (redução de carga). Isto permite ao utilizador doméstico

decidir se quer dar prioridade ao carregamento das baterias, ou se pretende dar prioridade aos

outros aparelhos elétricos que possui em casa. Quando é dada prioridade ao carregamento das

baterias, o tempo de carregamento é otimizado. Já quando o carregamento não é prioritário, o

utilizador define uma corrente máxima que o carregador pode consumir, assim é possível evitar



que o consumo de energia elétrica ultrapasse o valor contratado com a empresa de distribuição.

A ativação do load-shedding pode ser efetuada utilizando um temporizador, um contactor ou um

interruptor. O contactor, por exemplo, pode ser ligado a um elemento de potência elevada como

um forno elétrico, de modo a que quando este seja ligado a corrente do carregador de baterias

do VE seja limitada [43].

O modo 4 corresponde ao carregamento rápido das baterias, efetuado através de um

carregador externo que envia corrente CC para o VE.

Para além da norma da IEC, existe também a norma CHAdeMO que é semelhante ao modo

4. Atualmente existem vários veículos preparados para esta norma, bem como pontos de

carregamento instalados, principalmente no Japão e na Europa [43].

Na Figura 2.10, encontra-se um gráfico que mostra a localização da frota automóvel norte-

americana ao longo da semana, para o ano de 2001. Observa-se que os veículos passam a

maior parte do tempo em casa, no trabalho, em espaços comerciais, ou em condução.

Segundo [45]-[47], a distância média do percurso casa-trabalho-casa na União Europeia,

EUA e Austrália é inferior à autonomia dos VEs existentes no mercado. Tendo em conta este

dado e em conjunto com os dados da Figura 2.10, é possível afirmar que, para a maioria dos

utilizadores de VEs, o local preferencial para efetuar o carregamento é em casa e durante a

noite, podendo dessa forma aproveitar o período económico das tarifas bi-horária e tri-horária.

Figura 2.10 – Distribuição da frota automóvel ao longo da semana nos Estados Unidos da América, para o ano de 2001 [47] (adaptado de: 2001 National Household Travel Survey ).

Casa Residência Trabalho Escola e Igreja Espaços Comerciais Condução

Do

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Outros



Nos estacionamentos dos locais de trabalho podem ser instalados carregadores de modo 2,

que sirvam aos trabalhadores que morem mais longe, ou que não possam carregar o VE em

casa.

Nos parques de estacionamento públicos, de centros comerciais ou de rua, podem ser

instalados carregadores de modo 3. Estes permitem efetuar o carregamento entre 1 a 2 horas.

Numa viagem longa, onde a distância seja superior à autonomia, a solução ideal é utilizar

carregadores de modo 4, que permitem efetuar o carregamento em 20 minutos.

A existência de uma rede de pontos de carregamento nas principais cidades e as vias que as

ligam é um fator importante para impulsionar a adesão dos consumidores. Cada vez mais, e um

pouco por todo o mundo, vão surgindo redes de pontos de carregamento [48].

MOBI.E 2.3.1.

No início de 2008 foi lançado pelo Governo Português o Plano para a Mobilidade Elétrica em

Portugal, mais conhecido por MOBI.E. Com este plano, o país foi um dos primeiros a nível

mundial a possuir uma política integrada para a mobilidade elétrica e rede de carregamento de

VEs com cobertura nacional [49]. A rede pública portuguesa de pontos de carregamento possui

1350 pontos de carregamento distribuídos por 25 cidades e itinerários principais (Figura 2.11).

No futuro, pretende-se que um VE possa viajar pelo país tendo sempre um posto de

carregamento ao qual possa recorrer.

(b)(a)

Figura 2.11 – Rede MOBI.E: (a) Mapa com a indicação dos concelhos aderentes à rede MOBI.E [50]; (b) Pontos de carregamento rápido previstos para a rede MOBI.E [51] (fonte: Inteli ).



Para efetuar o carregamento, o dono de um VE deve primeiramente registar-se no site

MOBI.E, depois ser-lhe-á entregue um cartão pré-pago (designado CHARG.E ) com o qual se

pode aceder aos pontos de abastecimento.

Os pontos de carregamento na rede MOBI.E funcionam em dois modos, normal ou rápido. A

maior parte dos pontos é de carregamento normal, e o tempo de carregamento de um pack de

baterias totalmente descarregado pode demorar entre 6 a 8 horas. Foram propostos 50 pontos

de carregamento rápido a serem instalados nas principais vias, para um tempo de carregamento

que se situa entre 20 a 30 minutos.

Pontos de Carregamento Normal MOBI.E 2.3.2.

Está prevista a instalação de 1300 pontos de carregamento normal da rede MOBI.E [52].

Esses pontos de carregamento são fornecidos por duas empresas portuguesas, a Efacec e a

Magnum Cap. Na Figura 2.12 é apresentado o ponto de carregamento MCR16 All-in-One da

Magnum Cap e o ponto de carregamento Public AC Charger da Efacec, este último composto

por “quiosque” e “unidade satélite”. O quiosque é onde se encontra o interface com o utilizador,

bem como o leitor do cartão CHARG.E, o contador de energia, as proteções elétricas, e o

sistema de comunicação via internet. A unidade satélite apenas contém as tomadas. Já no caso

do modelo da Magnum Cap, a unidade satélite e o quiosque encontram-se na mesma estrutura.

Figura 2.12 – Pontos de carregamento normal MOBI.E: (a) Modelo MCR16 All-in-One da Magnum Cap [53] (fonte: Magnum Cap ); (b) modelo da Efacec com o “quiosque” à esquerda e a “unidade satélite” à direita.

(b)(a)



Os pontos de carregamento normal da rede MOBI.E, independentemente da marca,

possuem as características técnicas apresentadas na Tabela 2.2

Tabela 2.2 – Caracteristicas técnicas dos pontos de carregamento normal MOBI.E.

Tipo Tensão Corrente Potência nominal Tomadas

Monofásico 230 V 16 A 3,7 kVA

IEC 62196 (Mennekes de 7 pinos)

IEC 60309

Schuko (2 pinos)

Pontos de Carregamento Rápido MOBI.E 2.3.3.

Os carregadores de modo rápido MOBI.E utilizam o modelo Efapower EV QC50 da Efacec

[54], ou o modelo MCQC Charger da Magnum Cap [55] (Figura 2.13), e ambos cumprem as

normas do padrão CHAdeMO [56]. Para além deste modelo a Efacec possui o modelo Efapower

EV QC45 [57]. As características técnicas destes carregadores são apresentadas na Tabela 2.3.

Tabela 2.3 – Caracteristicas técnicas dos pontos de carregamento rápido MOBI.E: Efapower EV QC45 [57], Efapower EV QC50 [54] e MCQC [55].

Equipamento Efapower QC45 Efapower QC50 MCQC

Valores nominais de entrada

Fases 3 + N + TP 3 + N + TP 3 + N + TP

Tensão (400 ± 10%) V (CA) (400 ± 10%) V (CA) 400 V (CA)

Corrente (Pmax) 73 A 95 A 80 A

Potência 50 kVA 62,5 kVA 58 kVA

Frequência 50 Hz 50 Hz 50 Hz

Eficiência 93 % 96 % > 90%

Fator de Potência 0,98 0,98 1

THD 12,3 12,3 –

Saída CC

Tensão 50V a 500V 50V a 500V 0 – 525 V

Corrente 0 - 120 A 0 - 125 A 0 - 125 A

Potência Nominal 45 kW 50 kW 50 kW

Isolamento

Entrada / Saída / Terra 2000 V (AC) 2000 V (AC) –

Circuito de Controlo / Terra 500 V (AC) 500 V (AC) –

Conversor de Potência

Topologia – – Full-Bridge IGBT



Figura 2.13 – Pontos de carregamento rápido MOBI.E: (a) As duas configurações do modelo Efapower EV QC50 da Efacec [54] (fonte: Efacec ); (b) Modelo MCQC da Magnum Cap com o armário de potência e o “quiosque” [55]

(fonte: Magnum Cap ).

Carregadores Domésticos 2.3.4.

Para além dos locais descritos anteriormente, o proprietário de um VE pode efetuar o

carregamento na sua casa. Para tal, é necessária a instalação de um carregador doméstico.

Existem várias empresas que produzem carregadores domésticos, entre elas a Efacec [58],

Magnum Cap [59], General Electric [60], Siemens [61] e Schneider Electric [62].

Estes carregadores fornecem ao VE uma corrente alternada, e os valores nominais vão

desde os 16 A no caso dos equipamentos da Efacec e Magnum Cap, até aos 30 A nos outros

dispositivos, estão ainda incluídos dispositivos de proteção. Estes carregadores suportam a

conexão ao VE através do conetor SAE J1772.

(a) (b) (c) (d)

Figura 2.14 – Vários carregadores domésticos: (a) Efacec Homecharger [58] (fonte: Efacec ); (b) Magnum Cap MCCWB Charger [59] (fonte: Magum Cap ); (c) Schneider Electric EVlink [63] (fonte: Schneider Electric ); (d) General

Electric WattStation wall mount [60] (fonte: General Electric ).

(b)(a)

(c)



Tal como no caso dos pontos de abastecimento normal, cabe ao sistema de carregamento

on-board do veículo efetuar a retificação da corrente e garantir que as baterias são carregadas

consoante as suas necessidades.

Carregamento Sem Fios 2.3.5.

Para além dos aparelhos descritos anteriormente, o carregamento sem fios é outra

possibilidade para efetuar o carregamento de baterias dos VEs. Estes carregadores utilizam o

princípio do acoplamento indutivo ressonante para transferirem energia do primário, instalado no

chão, para o secundário que se encontra montado no veículo. O acoplamento indutivo

ressonante é utilizado quando o primário e o secundário estão relativamente afastados um do

outro, como é no caso dos sistemas de carregamento sem fios de VEs. Para além do secundário,

é ainda necessário um sistema de carregamento on-board no veículo, que retifique a corrente e

carregue as baterias de acordo com as suas necessidades.

Na Figura 2.15 encontra-se uma ilustração do sistema de carregamento sem fios da Delphi.

Segundo a empresa, este sistema pode transferir até 3,3 kW com uma distância máxima entre

as duas plataformas de 20 cm [64]. Na Figura 2.16 encontram-se as duas plataformas do

sistema de carregamento, a de cima é montada no veículo, enquanto a de baixo é instalada no

chão.

Figura 2.15 – Ilustração de um sistema de carregamento sem fios [64] (adaptado de: Delphi ).

(b)

(a)

Figura 2.16 – Sistema de carregamento sem fios da Delphi com as duas plataformas a serem montadas: (a) no veículo; (b) No chão [64] (fonte: Delphi ).



Estações de Troca de Baterias 2.3.6.

Como já foi referido, são necessários 20 a 30 minutos em modo de carregamento rápido

para recarregar as baterias de um VE, quando estas se encontram praticamente descarregadas.

Tendo em conta que, para alguns condutores, este tempo poderá ser demasiado, foram criadas

as estações de troca de baterias.

Estas estações permitem trocar o pack de baterias descarregado de um VE, substituindo-o

por outro completamente carregado. Para tal, o veículo tem de ser projetado de tal forma que

permita o acesso fácil e rápido às baterias. Este acaba por ser o grande entrave a esta solução,

pois ainda são poucos os veículos desenvolvidos com esta funcionalidade.

A Better Place é uma empresa que criou estações rápidas de troca de baterias [65]. Na

Figura 2.17 à esquerda encontra-se uma ilustração de uma estação de troca de baterias, à

direita está ilustrado o processo de troca de baterias. Este processo é totalmente automatizado,

desde o reconhecimento do tipo de bateria, até à troca dos packs. Segundo a empresa esta

troca é efetuada em cerca de 5 minutos.

(a) (b)

Figura 2.17 – Sistema de troca de baterias Better Place: (a) Ilustração de uma estação Better Place; (b) Processo de troca de baterias [65] (fonte: Better Place ).

Em 2012 a Tesla apostou na criação de uma rede de postos de carregamento rápido

denominada Tesla Supercharger (Figura 2.18). Estes pontos de carregamento fornecem 120 kW

de potência e 480 V contínuos. Atualmente apenas podem utilizar estes postos os Tesla Model S

com pack de baterias de 85 kWh, ou os Model S com pack de baterias de 60 kWh que possuam

a opção de carregamento rápido. Segundo a Tesla todos os futuros modelos irão permitir o

carregamento rápido. Na versão de 85 kWh do Model S, um carregamento de 30 minutos

permite uma autonomia de cerca de 320 km [66].



Figura 2.18 – Tesla Supercharger [66] (fonte:Tesla ).

Em Julho de 2013 a Tesla anunciou o seu sistema de troca de baterias. Inicialmente o

Model S foi desenhado para permitir a troca rápida de baterias como forma de facilitar e tornar

mais rápido o processo de fabrico do veículo. Com isto, é possível à Tesla efetuar a troca de

baterias em 90 segundos [67]. O sistema de troca de baterias será gradualmente implementado

nas Tesla Supercharger que passam a ser denominadas Tesla Station, e ao contrário do

carregamento rápido que é gratuito, este serviço será pago embora ainda não se saibam valores.

Figura 2.19 - Tesla Model S [68] (fonte: Tesla ).

2.4. Conversores CA-CC Monofásicos Bidirecionais

Um conversor de potência é um circuito eletrónico que permite modificar um sinal num

outro que pode ter frequência e/ou amplitude diferente. Os conversores podem transformar

corrente alternada em contínua (CA-CC), ou transformar corrente contínua em alternada

(CC-CA). Quando o mesmo conversor faz ambas conversões (CA-CC e CC-CA) é denominado por

conversor bidirecional. Existem também os conversores CC-CC, que transformam um sinal

contínuo num outro com amplitude diferente (estes serão abordados no próximo subcapítulo).



Existem ainda os conversores CA-CA que transformam um sinal alternado num outro que pode

ter frequência e/ou amplitude diferente.

Neste projeto o conversor CA-CC bidirecional tem como função converter corrente alternada

em corrente contínua enquanto a bateria é carregada, e converter corrente contínua em corrente

alternada quando a energia armazenada é devolvida. De seguida, são apresentadas algumas

topologias de conversores CA-CC monofásicos bidirecionais.

Conversor CA-CC Monofásico de Meia Ponte Bidirecional 2.4.1.

O conversor CA-CC monofásico de meia ponte bidirecional apresentado na Figura 2.20 é

composto por uma indutância, dois condensadores e os dois semicondutores controlados com

díodos em antiparalelo S1 e S2. É possível controlar a corrente iL para que seja efetuada a

correção do fator de potência (Power Factor Correction - PFC), aplicando um sinal de PWM às

gates de S1 e S2, forçando a corrente de entrada a ser sinusoidal e em fase com a tensão [69].

Figura 2.20 – Conversor CA-CC de meia ponte bidireccional.

No modo inversor o funcionamento é semelhante, mas o controlador deve gerar os sinais de

controlo de modo a que a corrente na bobine seja 180º desfasada com a tensão da rede.

Conversor CA-CC Monofásico de Ponte Completa Bidirecional 2.4.2.

O conversor de ponte completa apresentado na Figura 2.21 é mais uma das topologias

utilizadas para implementar um conversor CA-CC bidirecional. Este conversor utiliza quatro

semicondutores controlados com díodos em antiparalelo S1, S2, S3 e S4. A utilização de

MOSFETs ou IGBTs de potência permite, ao contrário de um retificador de ponte completa a

díodos, que a corrente de entrada seja sinusoidal e em fase com a tensão da rede. O conversor

pode ainda funcionar em modo inversor, injetando na rede uma corrente sinusoidal [69]. Para tal

S1

S2

C1

LRede

Elétrica

iL

iC

vi

C2

vC1

vC2



é necessário um sistema de controlo que gere os sinais de modulação por largura de pulsos

(PWM) a serem aplicados às gates.

Figura 2.21 – Conversor CA-CC Monofásico de Ponte Completa Bidireccional.

Esta topologia foi desenvolvida para cumprir os requisitos necessários para o fluxo

bidirecional de energia, com elevado fator de potência (FP) e baixa distorção harmónica (THD).

Do lado CC é utilizado um condensador para diminuir o ripple da tensão de saída, do lado CA é

utilizado uma indutância.

Conversor CA-CC Monofásico Multinível Bidirecional Flying Capacitor 2.4.3.

Hoje em dia, são cada vez em maior número as aplicações que necessitam de um conversor

CA-CC capaz de lidar com elevadas potências. Nestes casos, a utilização de conversores de um

só nível pode ser problemática, pois os semicondutores controlados estão sujeitos a correntes e

tensões elevadas. Para responder a esta necessidade foram desenvolvidos os conversores

multinível flying capacitor.

O conceito dos conversores multinível VSI passa por associar vários semicondutores

controlados em série, e várias fontes de tensão CC (condensadores, baterias, fontes de energia

renováveis) associadas de forma a conseguirem corresponder às condições exigidas. Desta

forma, é possível criar conversores com componentes mais baratos do que a solução de um

nível equivalente, ou pode mesmo esta ser a única opção, caso não existam no mercado,

componentes com as especificações desejadas [69].

Na Figura 2.22 é apresentada uma das configurações para os conversores CC-CC

monofásicos multinível bidirecionais flying capacitor. Neste caso são utilizados 3 níveis, embora

esta topologia permita a utilização de mais níveis, mas isto implica a utilização de mais

semicondutores controlados.

S1

S2

S3

S4

C

LRede

Elétrica

iL

vC

iC

vi



Figura 2.22 – Conversor CA-CC monofásico multinível bidirecional flying capacitor com 3 níveis.

2.5. Conversores CC-CC Bidirecionais

Como já foi referido, o conversor CC-CC permite alterar o valor da tensão de um sinal

contínuo à entrada, para o valor desejado à saída. Num sistema de carregamento externo de

baterias com interface a energias renováveis podem existir componentes (banco de baterias,

baterias instaladas num VE, fontes de energia renovável) que funcionem a diferentes tensões.

Como tal, são necessários vários conversores de modo a permitir a sua interligação, sem que

cada componente deixe de funcionar nas respetivas condições nominais.

Conversor CC-CC Buck+Boost Bidirecional 2.5.1.

A típica topologia para um conversor CC-CC bidirecional não isolado passa por combinar um

conversor buck com um conversor boost, numa configuração de meia ponte designada de

buck+boost (Figura 2.23) [70].

Figura 2.23 – Conversor CC-CC buck+boost bidireccional.

S4

C1

LRede

Elétrica

iL

vi

S5 S6

S1

S3

S2

C2

vC1

vC2

S1

S2

CL

iL

vC ibat

vbatC2



Este conversor é composto pelos dois semicondutores controlados S1 e S2, uma bobine (L )

e um condensador (C2 ). Quando se pretende carregar as baterias o conversor funciona no modo

buck, ou seja, o sinal de controlo é aplicado à gate de S1 e S2 fica sempre ao corte. Quando se

pretende devolver a energia à rede, o conversor funciona em modo boost carregando o

condensador C2 aplicando o sinal de controlo à gate de S2 e colocando S1 ao corte.

Conversor Dual Active Bridge (Buck-Boost Isolado) 2.5.2.

Existem várias aplicações (sendo que o carregamento externo de VEs pode ser uma delas)

em que é importante existir algum tipo de isolamento galvânico de modo a garantir a segurança

dos utilizadores. Esse isolamento pode ser obtido de diferentes formas. Uma delas passa por

colocar um transformador a montante do conversor CA-CC e desse modo isolar todo o sistema

de carregamento de baterias, mas este transformador é caro, pesado e volumoso. Outra forma

passa por utilizar uma topologia isolada no conversor CC-CC. Esta opção é mais vantajosa, pois

um transformador para altas frequências é mais pequeno, leve, e consequentemente mais

barato. Na Figura 2.24 encontra-se o esquema da topologia de conversor CC-CC bidirecional

isolado dual active bridge, também conhecido por buck+boost bidirecional isolado, apresentado

em [71] e [72].

Figura 2.24 – Conversor CC-CC Dual Active Bridge.

Ao contrário do conversor anterior, esta topologia permite que o conversor opere em modo

boost e em modo buck quer no carregamento da bateria, quer no descarregamento. Outra

vantagem deste conversor é a de efetuar as comutações em soft-switch, reduzindo as respetivas

perdas. Já o número elevado de semicondutores controlados necessários é uma desvantagem,

pelo fato de aumentar os custos do sistema e a complexidade do controlador.

S2 S4

Cout vC_out

iC

vS

iL

S5

S6

S7

S8

L

C vC

ibat

VbatvP

S1 S3



2.6. Conclusões

Neste capítulo foram apresentadas várias tecnologias de baterias utilizadas em veículos

elétricos. Hoje em dia, um VE ainda não consegue competir com um veículo com MCI em

termos de autonomia e no tempo de recarga das baterias (que é bastante superior ao tempo de

abastecimento). Apesar disso, o contínuo desenvolvimento das diferentes tecnologias,

nomeadamente as baterias à base de lítio, permitiu que os VE tenham atingido um estado de

desenvolvimento capaz de convencer um número cada vez maior de consumidores. Neste

momento, são as baterias NiMH, de iões-de-lítio e as de polímero de lítio que têm sido mais

utilizadas em VEs e PHEVs. No futuro, quer as novas tecnologias (entre outras a Bateria 500 de

lítio-ar), quer o desenvolvimento das atuais, deverá continua a garantir o crescimento dos VEs.

Neste capítulo foram ainda apresentadas várias soluções para o carregamento de baterias de

VEs. Foi dado um especial destaque à rede portuguesa de pontos de carregamento MOBI.E, quer

por ter sido um caso pioneiro relativo a redes públicas de pontos de carregamento à escala

mundial, quer por ter sido totalmente desenvolvida por empresas portuguesas. Apesar do

pioneirismo, hoje em dia face às dificuldades económicas e financeiras, o Programa para a

Mobilidade Elétrica em Portugal tem sofrido alguns reveses [73].

Os sistemas de carregamento sem fios apenas são utilizados pontualmente, os custos

superiores desta tecnologia e o facto de apenas operarem em veículos que estejam preparados

para tal são uma barreira à sua expansão. No caso das estações de troca de baterias a situação

é ainda mais crítica. A empresa Better Place não conseguiu atingir as metas propostas para o

mercado israelita, um país que é dado como propenso para a adesão aos VEs, e foi mesmo

forçada a rever os seus planos de expansão internacional [74]. Já no caso específico da Tesla e

a sua aposta nas estações troca de baterias, ainda é cedo para se tirarem conclusões mas no

caso de se um sucesso, isso poderá dar um novo impulso a que outros fabricantes apostem

nesta tecnologia.

Para além das baterias, também a área da eletrónica de potência tem evoluído nos últimos

anos, permitindo maiores potências e maiores frequências de comutação. Estes avanços trazem

vantagens aos circuitos de carregamento de baterias e acionamento dos motores elétricos. No

caso do carregamento das baterias, estes avanços permitem desenvolver sistemas de

carregamento mais leves, compactos, eficientes e económicos. As diferentes topologias aqui

apresentadas garantem que os objetivos propostos para o sistema de carregamento de baterias

possam ser cumpridos.


Capítulo 3

Sistemas Fotovoltaicos Para Produção de

Energia Elétrica

3.1. Introdução

Os sistemas fotovoltaicos para produção de energia são uma forma de produção de energia

a partir de fontes renováveis, neste caso a radiação solar. Na Figura 3.1 observa-se que a

quantidade de irradiação solar que anualmente atinge a superfície terrestre é mais que suficiente

para suprir as necessidades mundiais de energia. Em média e com a tecnologia atual, cada

metro quadrado de solo é exposto a uma radiação solar suficiente para produzir 1 700 kWh de

energia. Aliás, a quantidade de energia proveniente do Sol que anualmente chega à superfície

terrestre é muito superior à soma do total das reservas de combustíveis fósseis e nuclear em

conjunto com o potencial de produção anual dos restantes recursos renováveis [75].

Irradiação solar que anualmente chega à superficie terrestre

Solar

Eólica

Biomassa

Geotérmica

Ondas e Marés

Hídrica

Carvão

Gás Natural

Petróleo

Nuclear

Consumo Primário de Energia

Consumo Primário de Energia

Figura 3.1 – Irradiação solar vs. principais recursos energéticos atuais. Os combustiveis fosseis e nucleares são expressos em relação às reservas totais, enquanto os recursos renováveis estão expressos no potencial de produção

anual [75] (adaptado de: EPIA ).

A tecnologia fotovoltaica é cada vez mais popular, sendo já a terceira fonte de energia

renovável mais utilizada na produção de eletricidade, a seguir à energia hidroelétrica e a energia

eólica. Segundo a Associação Europeia da Industria Fotovoltaica, a nível mundial, a capacidade

instalada em 2012 era de 101 GW [76].

Capítulo 3 – Sistemas Fotovoltaicos Para Produção de Energia


Na Figura 3.2 encontra-se um gráfico com a evolução mundial da capacidade instalada

proveniente de fontes fotovoltaicas. Observa-se que desde 2008, com especial destaque para

2011 e 2012, a capacidade instalada aumentou significativamente.

Figura 3.2 – Evolução mundial da capacidade de potência instalada fotovoltaica (instalações anuais e capacidade acumulada) em MW [76] (adaptado de: EPIA).

Consultando a Tabela 3.1 verifica-se que no final de 2012 a capacidade instalada fotovoltaica

em Portugal era de 213 MW. Comparando com outros países com área semelhante e tendo em

conta as excecionais condições do país para a produção de energia fotovoltaica [77], constata-se

que Portugal ainda está longe de rentabilizar o seu potencial. Um país com uma área

semelhante à nossa, a Coreia do Sul, tem 963 MW de capacidade instalada, e países mais

pequenos, como a República Checa ou a Bélgica, têm mais de 2 000 MW de capacidade

instalada. A nível mundial o grande destaque vai para a Alemanha com 32 278 MW e a Itália

com 16 520 MW de capacidade instalada, que em conjunto corresponde a 48% do total mundial.

Por outro lado os 5 países com maior território, EUA, China, India, Canadá e Austrália, todos

juntos somam apenas 18,8% do total mundial. Portanto, pode-se concluir que não só em

Portugal, mas também no resto do Mundo, existe ainda um grande potencial para o crescimento

dos sistemas fotovoltaicos para produção de energia elétrica.

Na Figura 3.3 encontra-se um mapa com a indicação da irradiação solar por metro quadrado

que atinge a superfície terrestre no espaço de um ano. Verifica-se que os países situados entre

as latitudes 40º Norte e 40º Sul são os que possuem maior potencial para produção de energia

elétrica de origem fotovoltaica. Quando comparados os dados desta figura com os da Tabela 3.1,

verifica-se que grande parte dos países com maior potencial nem sequer estão entre os maiores

produtores de energia solar fotovoltaica.

6329 7438 16809

31252 30000

1425 1753 2220 2798 3911 5340 6915 9443 15772

23210

40019

71271

101271

0

20000

40000

60000

80000

100000

120000

2000 2001 2002 2003 2004 2005 2006 2007 2008 2009 2010 2011 2012

Instalação no Ano Capacidade Acumulada



Tabela 3.1 – Capacidade instalada acumulada em 2012 para os maiores mercados (com mais de 100 MW) e a respectiva àrea territorial de cada país [76] (fonte: EPIA ).

País Capacidade instalada até final de 2012 (MW) Área (km2)

Alemanha 32 278 357 021

Itália 16 520 301 230

EUA 7 583 9 826 675

China 7 000 9 706 961

Japão 6 914 377 944

Espanha 5 100 505 992

França 4 200 551 695

Bélgica 2 672 30 528

Austrália 2 200 7 692 024

República Checa 2 085 78 866

Reino Unido 1 975 243 610

Grécia 1 536 131 940

Índia 1 461 3 287 590

Coreia do Sul 963 100 210

Bulgária 815 110 994

Canadá 763 9 984 670

Eslováquia 478 49 036

Áustria 420 83 855

Suíça 400 41 285

Tailândia 360 513 120

Ucrânia 321 603 628

Holanda 270 41 526

Israel 250 20 770

Dinamarca 216 43 094

Portugal 213 91 985

Eslovénia 195 20 273

40º Sul

40º Norte

Figura 3.3 – Irradiação direta solar em kW/m2/ano [78] (adaptado de: Omsun ).



3.2. Sistemas Fotovoltaicos

Como foi referido, os sistemas fotovoltaicos são sistemas que convertem a energia da

radiação solar em energia elétrica. Em todos os sistemas fotovoltaicos encontram-se um ou mais

módulos fotovoltaicos, que por sua vez são compostos por várias células fotovoltaicas.

Tal como se pode observar na Figura 3.4, a energia produzida por um sistema fotovoltaico

pode ser injetada na rede elétrica de serviço público (RESP), neste caso o sistema fotovoltaico é

designado de sistema interligado. Caso o sistema fotovoltaico não esteja ligado à RESP é

designado por sistema isolado.

Figura 3.4 – Tipologia dos sistemas fotovoltaicos.

Sistemas Fotovoltaicos Isolados da Rede Elétrica de Serviço Público (RESP) 3.2.1.

Como já foi referido, num sistema fotovoltaico isolado não há ligação à RESP. Os sistemas

isolados podem ser utilizados para fornecer eletricidade a uma grande variedade de dispositivos,

tais como calculadoras, iluminação pública, telefones SOS em estradas, sinalização rodoviária,

bombagem de água, satélites e até habitações ou mesmo pequenas povoações. Este tipo de

sistemas é utilizado quando não é necessária a ligação à rede, ou quando esta é inviável ou

impossível.

Os sistemas isolados podem ter um sistema de armazenamento de energia, utilizando um

banco de baterias. Podem ainda ter outras fontes de energia, tais como geradores eólicos [79]

ou geradores acoplados a motores diesel [80], neste caso designam-se de sistemas híbridos.

Na Figura 3.5 encontra-se uma ilustração com um possível sistema fotovoltaico isolado,

neste sistema a energia elétrica produzida pelos módulos fotovoltaicos pode ser consumida pelas

habitações, ou armazenada num banco de baterias. Caso num determinado momento, o

consumo de energia elétrica seja superior ao produzido pelos módulos e ao que se encontra

armazenado nas baterias, utiliza-se um gerador acoplado a um motor diesel para suprir essas

Sistemas fotovoltaicos

Sistemas isolados da

RESP

Com armazenamento

de energia

Sem armazenamento

de energia Híbridos

Sistemas ligados à RESP

Ligados diretamente à

RESP

Ligados à RESP através da instalação doméstica



necessidades. O regulador de carga que controla a corrente fornecida ou retirada às baterias. O

inversor gera a tensão sinusoidal que é fornecida às habitações, quer esta seja proveniente das

baterias ou dos módulos fotovoltaicos. Por fim poderá existir um transformador entre o inversor e

as habitações.

Figura 3.5 – Sistema fotovoltaico isolado hibrido para forneciemento de eletricidade a uma povoação com geradores eólicos, armazenamento de energia em baterias e gerador a diesel.

As baterias utilizadas nestes sistemas são normalmente de ácido-chumbo de ciclo profundo,

referidas no capítulo anterior. A utilização deste tipo de baterias prende-se com o menor custo

destas baterias, um esquema de carregamento mais simplificado, e ao contrário da sua

utilização em VE, o seu volume e peso não constituírem um problema [82]. São também

utilizadas as baterias de níquel-cádmio, pois estas possuem características ainda mais indicadas

do que as de ácido-chumbo, porém o custo mais elevado reduz a sua utilização num maior

número de aplicações [83].

Sistemas Fotovoltaicos com Ligação à Rede Elétrica de Serviço Público 3.2.2.

No caso dos sistemas interligados, a ligação pode ser efetuada diretamente entre o inversor

e a RESP, ou então o inversor é ligado à instalação doméstica, que por sua vez liga à RESP. Ao

contrário dos sistemas isolados, os sistemas com ligação à rede elétrica não possuem

armazenamento de energia e consequentemente não necessitam de reguladores de carga, mas

Gerador Acoplado a Motor Diesel

Módulos Fotovoltaicos Geradores Eólicos

Banco de Baterias

Povoação

Conversor CC-CC com

MPPT

Conversor CC-CC com

MPPT

Carregador de Baterias

Bidirecional

Transformador

Inversor



o seguidor do ponto de máxima potência (Maximum Power Point Tracker – MPPT) continua a ser

necessário.

Como exemplos de sistemas com ligação à RESP temos as grandes centrais fotovoltaicas e

os dois regimes de produção descentralizada de eletricidade, a miniprodução e a

microprodução. Estes regimes de produção são explicados mais adiante.

Grandes Centrais Fotovoltaicas

Um exemplo de grande central é a Central Solar Fotovoltaica da Amareleja (Figura 3.6),

situada na freguesia da Amareleja do concelho de Moura. A empresa proprietária da central, a

Acciona, afirma que a central produz energia suficiente para trinta mil casas por ano. À data da

sua construção em 2008, era a maior central fotovoltaica do Mundo [84].

Figura 3.6 – Vista aérea da Central Solar Fotovoltaica da Amareleja [84] (fonte: Acciona).

Na Figura 3.7 encontra-se um esquema do funcionamento dessa central. A energia

produzida pelos módulos fotovoltaicos é encaminhada para um inversor, que por sua vez está

ligado a um transformador que eleva a tensão de 220 V para 20 kV. A ligação à RESP é efetuada

através da subestação da central que eleva a tensão de 20 kV para 60 kV.

Modulo

Inversor e Transformador

220 V / 20 kV

Centro de Controlo

Seguidor Subestação da Central20 kV / 60 kV

Rede

Figura 3.7 – Esquema da Central Solar Fotovoltaica da Amareleja [84] (fonte: Acciona).



De seguida são apresentadas algumas características técnicas dos seguidores solares, dos

módulos fotovoltaicos e dos inversores utilizados nesta central fotovoltaica.

Características técnicas dos seguidores solares:

2 520 seguidores Acciona buskil K18 ;

Capacidade instalada de 18 720 Wp;ii

Ângulo de inclinação fixo de 45º;

Variação de azimute ± 135º Este-Oeste;

Resiste a ventos até 140 km/h.

Características técnicas dos módulos fotovoltaicos:

262 080 módulos dos modelos YL-170 e YL 180;

104 módulos por seguidor;

48 células de silício monocristalino por módulo.

Características técnicas dos inversores:

70 inversores de 500 kW Ingecon Sun 4 x 125TL;

Cada inversor recebe energia de 36 seguidores.

Microprodução Fotovoltaica

Em Portugal o Decreto de Lei 118-A/2010 de 25 de Outubro define microprodução como a

produção descentralizada de eletricidade em baixa tensão por particulares e empresas, que

sejam titulares de contrato de compra e venda de eletricidade de baixa tensão com um

comercializador. A unidade de microprodução deve estar localizada no local servido perla

instalação elétrica de utilização e a potência injetada na RESP não pode ser superior a 50% da

potência contratada, com um limite de 3,68 kW no regime bonificado ou 5,75 kW no regime

geral [85].

Ainda no Decreto de Lei 118-A/2010 são definidos dois regimes remuneratórios para a

microprodução. O regime geral aplica-se a todos os produtores que não têm acesso ao regime

bonificado, e a tarifa de venda de energia é igual ao preço de compra. O regime bonificado

ii O Watt-pico (Wp) é uma medida de potência, normalmente utilizada em sistemas fotovoltaicos, e apenas

refere que o valor de potência indicado foi obtido através de um teste em laboratório com uma intensidade de luz de 1 000 W/m, com um espetro similar à luz solar que atinge a superfície da Terra no Verão na latitude de 35 °N e com as células fotovoltaicas a 25 °C.



aplica-se a todos os locais que possuam contador elétrico de baixa tensão, e que em conjunto

com o sistema de produção de energia exista um outro para aquecimento de águas sanitárias

com pelo menos 2 m2 de área de coletor. No caso de contratos de energia em nome de

condomínios, para que possam aceder ao regime bonificado, têm de efetuar uma auditoria

energética às partes comuns e implementar as medidas de retorno económico inferior a 2 anos,

a potência no caso de condomínios com mais de 6 frações é limitada a 11,04 kW.

Para os microprodutores inscritos no regime bonificado, é definida uma tarifa única de

referência aplicável à energia produzida no ano da instalação e nos 5 anos civis seguintes. Após

este período, e durante mais 10 anos, a tarifa única corresponde ao valor aplicável a 1 de

Janeiro desse ano às novas instalações. No fim destes 10 anos o produtor passa a regime geral.

Na Figura 3.8 encontra-se um exemplo de uma unidade de microprodução fotovoltaica de

3,6 kWp, com 20 módulos fotovoltaicos de 180 Wp montados em 2 seguidores solares, situada

em Viana do Castelo [86].

Figura 3.8 – Unidade de microprodução com os módulos fotovoltaicos montados na estrutura do seguidor solar [87] (fonte: DST Renováveis ).

Na Figura 3.9 encontra-se um exemplo de um sistema de microprodução fotovoltaica. Os

módulos fotovoltaicos podem ser fixos e montados no solo ou no telhado, ou podem ser

montados num seguidor solar. É necessária a utilização de um inversor, contador de produção,

contador de consumo e de sistemas de proteção. O MPPT encontra-se implementado no

inversor, neste caso a corrente de referência que é utilizada pelo controlador do inversor é dada

pelo algoritmo de MPPT.



Figura 3.9 – Elementos necessários à instalação de uma unidade fotovoltaica de microprodução ou miniprodução [88] (fonte: Efacec ).

Miniprodução Fotovoltaica

A miniprodução de eletricidade é definida pelo Decreto de Lei nº 34/2011 de 8 de Março

como sendo a “atividade de pequena escala de produção descentralizada de eletricidade,

recorrendo, para tal, a recursos renováveis e entregando, contra remuneração, eletricidade à

rede pública, na condição que exista consumo efetivo de eletricidade no local da instalação”.

Este Decreto de Lei define que para se ser considerado miniprodutor é necessário ter um

contrato com um fornecedor de energia, não injetar na RESP mais do que 50% da potência

contratada com um limite de 250 kW, consumir nesse local uma quantidade de energia igual ou

superior a 50% da eletricidade que pretende produzir, efetuar uma auditoria energética, registar-

se no Sistema de Registo de Miniprodução e obter o certificado de exploração.

Na Figura 3.10 encontra-se uma fotografia de uma unidade de miniprodução de 250 kW

(302,8 kWp), instalada no telhado da fábrica Mundo Têxtil, localizada em Vizela.

Figura 3.10 – Unidade de miniprodução de 250 kW no telhado da Mundo Têxtil em Vizela [89] (fonte: Efacec ).



Os componentes utilizados para uma unidade de microprodução, e referidos na Figura 3.9,

também se aplicam às unidades de miniprodução.

3.3. Módulo Fotovoltaico

O módulo fotovoltaico é o dispositivo elétrico onde a energia da radiação solar é convertida

em eletricidade. É composto por várias células fotovoltaicas, sendo estas ligadas de forma a

obter a corrente e tensão desejadas. Para tal associam-se células em série quando se pretende

aumentar a tensão, e associam-se em paralelo quando é pretendido aumentar a corrente. Tal

como as células, os módulos podem ser ligados em série ou em paralelo de forma a aumentar a

corrente ou a tensão produzidas.

Célula Fotovoltaica 3.3.1.

O efeito fotovoltaico descoberto em 1839 por Becquerel ocorre quando os fotões ao serem

absorvidos, pelo material semicondutor que compõe a célula, forçam os átomos a perderem os

eletrões de valência (Figura 3.11). Esta célula é composta por uma junção P-N como num díodo,

e tal como neste a corrente só consegue fluir num sentido. Desta forma, os eletrões são forçados

a percorrer o circuito elétrico antes de se poderem recombinar com os átomos, isto faz com que

a corrente gerada por uma célula fotovoltaica seja contínua [90].

Figura 3.11 – Efeito fotovoltaico.

Na Figura 3.12 encontram-se os materiais mais utilizados hoje em dia para o fabrico de

células fotovoltaicas, que são o silício monocristalino, o silício policristalino e a célula fotovoltaica

de filme fino feita de silício amorfo. Existem ainda células fotovoltaicas de filme fino que utilizam

outros materiais como o disseleneto de cobre, índio e gálio (CIGS), o seleneto de cobre e índio

(CIS) e o telureto de cádmio, mas estes materiais são pouco utilizados [91].

Tipo n

Tipo p

+

-I

-

+

RLDifusão

e-



Figura 3.12 – Diferentes materiais de construção das células fotovoltaicas.

As células de silício monocristalino (Figura 3.13 (a)) são construídas utilizando apenas uma

waffer de cristal de silício que depois é dopada. Normalmente este tipo de células é o mais

eficiente, mas também é a que exige mais recursos para a sua construção.

As células de silício policristalino (Figura 3.13 (b)) são construídas utilizando uma waffer de

silício que contém vários cristais e que depois é dopada. Este tipo de células é menos eficiente

do que uma célula monocristalina, mas o seu custo de produção é mais baixo.

As células de silício amorfo (Figura 3.13 (c)), também conhecidas por células de filme fino,

são construídas depositando finas camadas de silício diretamente num substrato, tal como vidro

ou aço inoxidável. Estas células possuem uma baixa eficiência mas são as que têm um custo de

produção mais baixo.

Figura 3.13 – Diferentes tipos de células fotovoltaicas; (a) Célula de silicio monocriristalino; (b) Célula de silicio policristalino; (c) Célula de silicio amorfo [92] (fonte: PVSolarChina.com ).

O comportamento básico de uma célula fotovoltaica é dado pela equação (3.1) [94].

𝐼 = 𝐼𝐿 − 𝐼𝑂 (𝑒𝑞(𝑉+𝐼𝑅𝑠)

𝐾𝑇 − 1) −𝑉 + 𝐼𝑅𝑠

𝑅𝑠ℎ (3.1)

Células Fotovoltaicas

Silício Cristalino

Silício Monocristalino

Silício Policristalino

Filme Fino

CIGS (Disseleneto de cobre, índio e

gálio)

CIS (Seleneto de cobre e índio)

CdTe (Telureto de Cádmio)

A‐Si:H (Silício Amorfo

Hidrogenado)

(a) (b) (c)



Onde:

I é a corrente de saída da célula [A];

IL é a corrente gerada pelo efeito fotovoltaico [A];

IO é a corrente de saturação do díodo [A];

q é a carga de um eletrão (1,6x10-19 C);

K é a constante de Boltzman [J/K];

T é a temperatura da célula [K];

Rs e Rsh são os valores das resistências série e shunt, respetivamente [Ω];

V é a tensão de saída da célula [V].

Na Figura 3.14 encontra-se o circuito equivalente de uma célula fotovoltaica dado pela

equação (3.1)

Figura 3.14 – Circuito equivalente de uma célula fotovoltaica [93] (adaptado de: National Instruments ).

Curva Característica I-V de um Módulo Fotovoltaico 3.3.2.

O comportamento de uma célula fotovoltaica pode ser alterado consoante as condições de

radiação solar, a temperatura da célula, e o circuito elétrico ao qual é ligado o módulo

fotovoltaico. A relação entre a radiação solar e a produção de eletricidade é óbvia, quantos mais

fotões atingirem o módulo fotovoltaico, mais energia é produzida. Com a temperatura acontece

exatamente o contrário, à medida que esta aumenta a potência produzida diminui. Na

Figura 3.15 encontra-se um gráfico que mostra as variações da curva característica I-V de um

módulo consoante as variações de temperatura. E na Figura 3.16 encontra-se um gráfico que

mostra as variações da curva característica I-V de um módulo consoante as variações da

radiação solar.

Rsh

Rs

IL

I

V

+

-

IO



Co

rre

nte

[A

]

10

9

8

7

6

5

4

3

2

1

00 5 10 25 30 35 402015

Tensão [V]

Irradiância: A.M. 1,5; 1000 W/m2

Curva I-V a diferentes temperaturas

20 ºC

25 ºC

30 ºC

35 ºC

40 ºC

45 ºC

Figura 3.15 – Efeitos da variação da temperatura nas caracteristicas I-V do módulo fotovoltaico PV MONO 240 W da Mprime [95] (adaptado de: Martifer ).

Co

rren

te [

A]

10

9

8

7

6

5

4

3

2

1

00 5 10 25 30 35 402015

Temperatura da Célula : 25ºCTensão [V]

Curva I-V a diferentes níveis de irradiância

700 W/m2

800 W/m2

900 W/m2

1000 W/m2

1100 W/m2

Figura 3.16 – Efeitos da variação da irradiância nas caracteristicas I-V do módulo fotovoltaico PV MONO 240 W da Mprime [95] (adaptado de: Martifer ).

Na Figura 3.17 encontra-se o gráfico da curva corrente-tensão (I-V ) de um módulo solar e a

respetiva curva potência-tensão (P-V ). Observa-se facilmente que existe um ponto de

funcionamento com determinados valores de corrente e tensão de saída do módulo, para os

quais a potência extraída atinge o valor máximo possível. Como é logico, a situação ideal é

extrair sempre a potência máxima do módulo fotovoltaico. Mas como já foi referido

anteriormente, o valor da potência do módulo varia com a radiação solar, a temperatura e o

circuito elétrico ao qual o módulo está ligado.



Figura 3.17 – Curvas caracteristicas I-V e P-V de um módulo solar com indicação do ponto de máxima potência.

3.4. Extração da Máxima Potência

A solução para o problema da extração da máxima potência passa por utilizar um conversor

CC-CC associado a um sistema de controlo que implemente um algoritmo de MPPT. O objetivo

do controlador é variar a tensão e corrente de saída do módulo fotovoltaico de forma a chegar

aos respetivos valores onde a potência é máxima. São vários os algoritmos de MPPT que se

podem encontrar na literatura, uns mais simples e outros mais complexos. A seguir são

apresentados alguns dos algoritmos mais frequentes na literatura.

Perturbação e Observação 3.4.1.

Tal como o nome indica, o algoritmo de Perturbação e Observação (P&O) aplica uma

pequena variação no valor da tensão de saída e de seguida observa como evolui o valor da

potência extraída. O seu funcionamento é bastante simples, o valor da tensão é sempre

incrementado enquanto o valor da potência extraída for aumentando. Quando for detetado que

numa determinada iteração o valor da potência diminui, o valor da tensão é diminuído até que se

detete uma nova descida da potência. Na Figura 3.19 encontra-se um fluxograma

correspondente a este algoritmo.

O princípio de funcionamento anteriormente descrito pode ser visto na prática na

Figura 3.18. Presumindo que o primeiro ponto representa o estado inicial do sistema, segundo o

fluxograma da Figura 3.19 o controlador aumenta a tensão de saída do módulo fotovoltaico

representado pela transição “1”. De seguida o controlador calcula o novo valor de potência,

Tensão [V]

P-V I-V

Po

tên

cia

[W]

6

5

4

3

2

1

0

60

50

40

30

20

10

0

0 5 10 15 20

Co

rren

te [

A]

Ponto de máxima potência

Corrente de máxima potência

Tensão de máxima potência



como é maior que o anterior o controlador aumenta novamente a tensão de saída do módulo

fotovoltaico representado pela transição “2”. Apesar de agora estar a ser extraída a máxima

potência o controlador não o sabe, e como a potência subiu em relação à última iteração vai

incrementar novamente a tensão, representado pela transição “3”. Desta vez ao calcular a

potência extraída, o controlador apercebe-se que a potência diminui, logo começa a reduzir o

valor da tensão, representado pela transição “4”. Tal como sugere o fluxograma, o controlador

continua a diminuir a tensão até que a potência comece a diminuir, por isso efetua a transição

“5”. A partir deste ponto o controlador vai entrar em regime permanente e repetir sempre a

seguinte sequência de transições “2”, “3”, “4”, “5”, “2”, “3”, “4”, “5”,… até que a curva

característica se altere devido à mudança da radiação solar ou da temperatura. Quando isso

acontecer, o controlador irá procurar um novo ponto de máxima potência, e entrará novamente

no regime permanente que foi descrito.

Tensão [V]

P-V I-V

6

5

4

3

2

1

0

60

50

40

30

20

10

Po

tên

cia

[W]

0

0 5 10 15 20

Co

rren

te [

A]

Tensão [V]

P-V I-V

6

5

4

3

2

1

0

60

50

40

30

20

10

Po

tên

cia

[W]

0

0 5 10 15 20

Co

rren

te [

A]

Tensão [V]

P-V I-V

6

5

4

3

2

1

0

60

50

40

30

20

10

Po

tên

cia

[W]

0

0 5 10 15 20

Co

rren

te [

A]

Tensão [V]

P-V I-V

6

5

4

3

2

1

0

6050

4030

2010

Po

tên

cia

[W]

0

0 5 10 15 20

Co

rren

te [

A]

2

1

3

45

Figura 3.18 – Principio de funcionamento do algoritmo de perturbação e observação.

Há que ressalvar que na realidade os pontos encontram-se mais perto uns dos outros do que

é mostrado na figura, mas encontram-se assim espaçados para permitir uma melhor

visualização de todo o processo.

Um valor elevado de perturbação permite ao sistema convergir rapidamente para o ponto de

máxima potência (Maximum Power Point, MPP), mas quanto maior for o valor, maior será a

oscilação do sistema à volta do MPP.



Aumentar Tensão de Saída

Início

Potência Aumentou

Diminuir Tensão de Saída

Sim Não

Potência Aumentou

Sim

Não

Figura 3.19 – Fluxograma do algoritmo Perturbação e Observação (P&O).

Condutância Incremental 3.4.2.

O método da Condutância Incremental (CI) tem um princípio de funcionamento semelhante

ao P&O, mas utiliza a derivada da curva P-V para determinar o sentido dessa perturbação.

Define-se o ponto de máxima potência, como o ponto onde a derivada da potência em função da

tensão é igual a zero (3.2). O valor da derivada à esquerda do ponto é positivo, enquanto à

direita é negativo. Deste modo é possível ao controlador saber se a perturbação deve ser positiva

ou negativa, isto faz com que o controlador se adapte mais rapidamente às variações do ponto

de máxima potência.

𝑑𝑃

𝑑𝑉= 0 (3.2)

𝑑𝑃

𝑑𝑉=

𝑑(𝐼 𝑉)

𝑑𝑉= 𝐼

𝑑𝑉

𝑑𝑉+ 𝑉

𝑑𝐼

𝑑𝑉= 𝐼 + 𝑉

𝑑𝐼

𝑑𝑉 (3.3)

Dividindo os termos da equação 3.3 por V, temos:

𝑑𝐼

𝑑𝑉= −

𝐼

𝑉 (3.4)

𝑑𝐼

𝑑𝑉> −

𝐼

𝑉 (3.5)

𝑑𝐼

𝑑𝑉< −

𝐼

𝑉 (3.6)



Quando a equação (3.4) é verdadeira, está a ser extraída a potência máxima do módulo.

Mas se a equação (3.5) for verdadeira o MPP fica à direita do ponto atual, e se for a equação

(3.6) a verdadeira então o MPP fica à esquerda do ponto atual. Na Figura 3.20, encontra-se um

fluxograma que traduz o funcionamento do algoritmo de condutância incremental que foi

descrito anteriormente.

Inicio

∆V = 0?

∆I/∆V = -I/V? ∆I = 0?

∆I/∆V > -I/V? ∆I > 0?

Aumentar Tensão Diminuir Tensão Diminuir Tensão Aumentar Tensão

Fim

Não Sim

Sim

Não

Não Sim

Sim

Não

Sim Não

Manter Tensão

Figura 3.20 – Fluxograma do algoritmo Condutância Incremental (CI).

Tal como no método anterior é necessário encontrar um compromisso entre a rapidez da

resposta às alterações do MPP e a oscilação em regime permanente em torno deste. Uma

possível solução para este problema é dada em [96], onde os autores propõem que se use o

método da condutância incremental com um valor variável de perturbação, que será tão mais

elevado quanto o declive da derivada da potência em função da tensão.

Tensão Constante 3.4.3.

O método de Tensão Constante (TC) baseia-se no facto de a tensão de saída do módulo no

ponto MPP ser dada pela equação (3.7).

𝑉𝑃𝑚𝑎𝑥≅ 𝑘 𝑉𝑜𝑐 (3.7)

Onde VPmax é o valor da tensão no ponto de máxima potência, k é a constante de

proporcionalidade que normalmente se situa entre 0,7 e 0,8 e VOC é o valor da tensão em

circuito aberto.



Mas como se observou na Figura 3.15, o valor da tensão em circuito aberto varia consoante

a temperatura. A solução para este problema está em fazer amostragens em intervalos regulares

do valor da tensão em circuito aberto, mas existe a desvantagem de que durante as medições

não é produzida energia.

Varrimento de Corrente 3.4.4.

No método de Varrimento de Corrente (VC) proposto em [97], o controlador desliga o módulo

do resto do sistema e varia a corrente entre 0 A e o valor de corrente de curto-circuito, entretanto

faz uma amostragem dos valores de tensão e corrente de modo a traçar a curva P-V. No final

deteta os valores de tensão e corrente do MPP, e continua a operar nessa condição até novo

varrimento ser efetuado. Tal como no método de tensão constante existem intervalos em que o

módulo deixa de fornecer potência ao resto do sistema.

Comparação entre os Diferentes Métodos de MPPT 3.4.5.

Os métodos de P&O e CI têm um modo de funcionamento muito semelhante, podendo-se

considerar o segundo como uma evolução do primeiro, já que as únicas diferenças estão no fato

de no método CI o controlador saber em que direção está o ponto de máxima potência e

estabilizar quando o atinge. Isto faz com que o método de condutância incremental seja mais

rápido a encontrar o MPP. A desvantagem do método CI está num ligeiro aumento da

complexidade do controlador em relação ao método P&O.

O método de tensão constante é o menos complexo de todos, mas não garante a máxima

extração de potência. Isto acontece porque para além de apenas fazer uma estimativa do MPP, a

taxa de amostragem da tensão de circuito aberto tem ser baixa de modo a diminuir o número de

vezes em que o módulo está desconectado do resto do sistema. Estes dois fatores fazem com

que este método não seja muito vantajoso.

O método do varrimento da corrente apresenta as mesmas desvantagens em relação ao

método de tensão constante, com a exceção de que o MPP calculado é exato. Mas porque a

obtenção da curva P-V é um processo muito mais demorado do que a obtenção do valor da

tensão em circuito aberto, a taxa de atualização do MPP tem de ser muito baixa, sob pena de o

módulo estar muito tempo desconectado e assim diminuir o seu rendimento.

Na Tabela 3.2 encontra-se a comparação das principais características de cada método. É

analisado se é necessário adaptar o controlador para diferentes painéis, a complexidade do



controlador, a variação da potência em regime permanente e se é necessário efetuar a

desconexão do módulo para efetuar as medições.

Com base nos dados recolhidos, o método de condutância incremental parece ser a melhor

solução.

Tabela 3.2 – Comparação entre os vários métodos de MPPT.

Método de

MPPT

Dependente do

módulo

Complexidade do sistema

de controlo

Variação da

potência

Desconexão do

módulo

P&O Não Baixa Média Não

CI Não Média Baixa Não

TC Sim Baixa Nula Sim

VC Não Média Nula Sim

Conversor CC-CC 3.4.6.

Como é óbvio, apenas o algoritmo ou o circuito de controlo não bastam para implementar

um MPPT, é também necessário um conversor de potência que permita variar a tensão e a

corrente do módulo fotovoltaico. Esse conversor terá de ser CC-CC e ao contrário do utilizado

para o carregamento das baterias, não é bidirecional. Portanto basta utilizar um conversor boost

ou buck, consoante o que requere a aplicação (podem ainda ser utilizadas outras topologias de

conversores) [98].

Quando se pretende utilizar uma tensão inferior à produzida pelos módulos fotovoltaicos

utiliza-se um conversor buck (step-down). Como se pode ver na Figura 3.21, este conversor é

composto por um semicondutor controlado, um díodo e uma bobine.

C vC

S1

iL

vPF

+

-

Figura 3.21 – Conversor CC-CC buck ligado entre o módulo fotovoltaico e o barramento CC.

Caso se pretenda utilizar uma tensão mais elevada do que a fornecida pelo módulo, utiliza-se

um conversor boost (step-up ). Como se pode ver na Figura 3.22, os componentes são os

mesmos do conversor buck, mas ligados de maneira diferente.



Tanto num conversor como no outro, o sinal de PWM do sistema de controlo com algoritmo

de MPPT é aplicado na gate do semicondutor controlado.

C vCS1

iL

vPF

+

-

Figura 3.22 – Conversor CC-CC boost ligado entre o módulo fotovoltaico e o barramento CC.

3.5. Seguidor Solar

Num dia com céu limpo, a radiação solar direta pode representa até 90% da radiação solar

que chega à Terra [99]. Para aproveitar ao máximo esta radiação, os painéis devem estar

orientados de maneira a que a radiação seja perpendicular à sua superfície, ou seja o ângulo θ

deve ser igual a 0º (Figura 3.23).

θ

Figura 3.23 – Inclinação ideal dos módulos fotovoltaicos em relação aos raios solares.

Desde o nascer até ao pôr-do-sol a direção dos raios solares varia, até mesmo ao comparar

as mesmas horas em dias diferentes ao longo do ano verificam-se alterações como se pode

observar na Figura 3.24.

A solução para este problema passa por utilizar um seguidor solar. Este dispositivo tem

como função seguir a trajetória do sol, fazendo com que o módulo esteja sempre perpendicular

à luz solar. Os seguidores solares podem ter um ou dois graus de liberdade. Aos de um grau de

liberdade apenas é possível seguir o Sol no azimute, ou seja, o movimento ao longo do dia

(Figura 3.24 (a)). O valor da inclinação será o mesmo todo o ano, e dependerá da latitude onde

o módulo for instalado. Já os seguidores com dois graus de liberdade têm a capacidade de

seguir os movimentos diários e anuais do Sol. A regulação é feita no azimute e na inclinação

(Figura 3.25 (b)).



Meridiano Zénite

OPercurso do Sol no solstício de Verão Percurso do Sol nos

equinócios

Percurso do Sol no solstício de Inverno

N S

Figura 3.24 – Variação da posição do Sol ao longo do ano no hemisfério norte [100] (fonte: Exposing PseudoAstronomy ).

N O

S EE

O N

Eixo de Rotação

Eixo de RotaçãoEixo de Rotação

Azimute

Inclinação

S (a) (b)

Figura 3.25 – Seguidores solares: (a) Seguidor com um grau de liberdade; (b) Seguidor com dois graus de liberdade.

3.6. Sistemas Fotovoltaicos para Carregamento de Veículos Elétricos

Os sistemas fotovoltaicos são particularmente indicados para efetuar o carregamento de

veículos (VEs) especialmente quando estes ficam estacionados muitas horas. Na Figura 3.26

encontram-se as soluções de carregamento SmartPark da empresa MPrime. As estruturas são

modulares, o que permite a sua fácil implementação num parque de estacionamento, mas trata-

se de estruturas rígidas com 10º de inclinação, a organização dos lugares de estacionamento e a

orientação das estruturas precisa de ser pensada de forma a rentabilizar a instalação.

Ao associar um banco de baterias a estes sistemas pode-se aumentar a sua rentabilidade. As

baterias armazenam a energia produzida que não é consumida, o que também poderá permitir

soluções de carregamento rápido. O fabricante não indica as especificações elétricas.



Figura 3.26 – Conjunto de soluções SmartPark da MPrime de carregamento de veículos eléctricos por sistemas fotovoltaicos [101] (fonte: Martifer ).

3.7. Conclusões

Neste capítulo iniciou-se com uma síntese do panorama da produção de energia fotovoltaica

em Portugal e no Mundo. Como foi referido, há ainda um grande caminho a percorrer, para que

se rentabilize melhor a capacidade que há para produzir energia a partir de sistemas

fotovoltaicos.

De seguida foram apresentados e comparados os principais tipos de células fotovoltaicas

que são comercializadas atualmente. Existem muitas mais tecnologias de células fotovoltaicas,

embora estejam apenas em fase de pesquisa e desenvolvimento ou não sejam viáveis

economicamente. O NREL (um laboratório norte-americano dedicado às energias renováveis e

que pertence ao Departamento de Energia dos EUA) tem no seu site um gráfico que mostra os

valores de eficiência das melhores células fotovoltaicas em desenvolvimento [102]. Em 2012 foi

desenvolvida uma célula que conseguiu atingir 44 % de eficiência, o valor mais elevado até à

data. Esta célula foi desenvolvida em conjunto pela empresa Solar Junction e pelo III-V

Multijunction Photovoltaics Group no NREL. Apesar deste avanço, ainda não existem no Mundo

empresas com capacidade de fabricar estas células, mas espera-se que isso possa mudar num

futuro próximo [103].

Para colmatar as variações no ponto de máxima potência, foram ainda apresentados vários

algoritmos de MPPT, de modo a que seja sempre extraída a máxima potência possível em cada



instante. Foram também apresentados dois conversores de potência CC-CC que permitem ao

sistema de controlo extrair a máxima potência dos módulos fotovoltaicos.

Outra forma de melhorar o rendimento do sistema passa por montar os módulos

fotovoltaicos em seguidores solares, sendo que deste modo os módulos podem ser orientados

para o Sol ao longo do dia. Quando os seguidores têm ajuste no ângulo da inclinação, é possível

seguir as variações da trajetória do Sol ao longo do ano.

Por fim, foi apresentado um sistema fotovoltaico para carregamento de baterias de veículos

elétricos. Este sistema representa uma possível aplicação comercial, do Sistema de

Carregamento de Baterias desenvolvido nesta Dissertação de Mestrado Integrado.


Capítulo 4

Simulação do Sistema de Carregamento de

Baterias

4.1. Introdução

Hoje em dia é essencial a utilização de ferramentas de simulação computacional no âmbito

do desenvolvimento de soluções de eletrónica de potência. Estas ferramentas permitem que se

estude o comportamento do sistema, em função de diferentes topologias, componentes, e

algoritmos de controlo com total segurança. Desta forma as ferramentas de simulação permitem

reduzir os custos associados ao desenvolvimento de um novo produto, principalmente porque

permitem prevenir erros de projeto e otimizar sistemas de proteção.

Para que os resultados obtidos nas ferramentas de simulação sejam fiáveis e tenham

correspondência com os resultados obtidos futuramente na implementação, as características

dos componentes utilizados na simulação devem ser as mais aproximadas possíveis da

realidade. Como exemplo, na simulação de um condensador deve-se ter em conta não só o valor

da capacidade, mas também o valor da sua resistência série equivalente (ESR).

Para este projeto de Dissertação de Mestrado Integrado, foi utilizada a ferramenta de

simulação PSIM 9.1 desenvolvida pela Powersim Inc. Este software foi especialmente

desenvolvido para lidar com aplicações de eletrónica de potência e possui várias características

interessantes, nomeadamente:

Possui uma extensa biblioteca de componentes utilizados em eletrónica de potência,

que podem ser personalizados de modo a se aproximarem o mais possível dos

componentes reais;

Permite a implementação de diversos sistemas de controlo, com recurso a funções

de transferência no domínio de S e a funções de transferência no domínio de Z, é

ainda possível utilizar linguagem C;

É possível visualizar a evolução de qualquer variável e forma de onda ao longo do

tempo através da ferramenta SIMVIEW. Também é possível calcular o valor médio e

RMS, a potência real e aparente, o fator de potência entre duas ondas e a distorção

harmónica.

Capítulo 4 – Simulação do Sistema de Carregamento de Baterias


Na Figura 4.1 encontra-se o ambiente de simulação PSIM, onde a maioria das simulações

foram efetuadas.

Figura 4.1 – Interface gráfico do ambiente de simulação PSIM.

Foi ainda utilizado o ambiente de computação numérica Matlab 2011 com o intuito de

simular o funcionamento da PLL com os parâmetros escolhidos.

4.2. Sistema de controlo

Em eletrónica de potência, a boa implementação de um sistema de controlo é tão

importante como a escolha correta de uma topologia e o dimensionamento dos diversos

componentes do conversor. Para tal, é necessário proceder à modelação e análise dos

conversores escolhidos, para depois uma melhor compreensão dos sistemas a controlar.

Modelação e Controlo do Conversor CA-CC Full-Bridge Bidirecional 4.2.1.

A topologia full-bridge bidirecional foi a escolhida para o conversor CA-CC, cujo circuito de

potência se encontra na Figura 4.2. A tracejado mostra-se a ligação a uma carga, que neste

projeto em concreto representa o conjunto dos restantes conversores vistos a partir do

barramento CC. Os semicondutores controlados do mesmo braço devem estar sempre em

estados complementares, ou seja se por exemplo S1 estiver a on S2 tem de estar a off e vice-

versa (aplica-se o mesmo a S3 e S4 ) a fim de evitar o curto-circuito do barramento CC.



Figura 4.2 – Conversor CA-CC bidirecional full-bridge.

O controlador do conversor CA-CC em modo retificador é responsável por regular a tensão de

saída e a corrente de entrada do conversor. Para se conseguir controlar ambas as variáveis com

apenas um sinal de comando são utilizadas duas malhas de controlo, uma exterior (para a

tensão de saída), e uma interior (para a corrente de entrada). A malha de corrente é responsável

por regular iL (t) de modo a que esta seja uma sinusoide e que esteja em fase com a tensão,

obtendo-se assim uma THD reduzida. A malha de tensão é responsável por regular vCC (t), de

modo a que a tensão no barramento CC seja igual à referência. A um sistema de controlo com

duas ou mais malhas em série, dá-se o nome de sistema de controlo em cascata. Neste caso

concreto o controlador da malha exterior (tensão) é usado para calcular a amplitude da sinusoide

da corrente de referência utilizada na malha interior.

Esta topologia de controlo em cascata é frequentemente encontrada na literatura [70], [104]

e [105], onde se aconselha que a resposta da malha interior seja mais rápida que a resposta da

malha exterior, e segundo [106] deverá mesmo ser três a quatro vezes mais rápida.

Na Figura 4.3 encontra-se o diagrama de blocos do sistema de controlo utilizado, com as

malhas de tensão e de corrente que se encontram evidenciadas. Verifica-se também que o

controlador do conversor CA-CC para funcionar corretamente necessita de ler os valores

instantâneos das tensões de entrada (vi (t) ) e saída (vCC (t) ) e o valor instantâneo da corrente de

entrada (iL (t) ), pelo que é necessário a utilização dois sensores de tensão e um de corrente.

Tanto para o controlador da malha de tensão como para o controlador da malha de corrente

foram implementados utilizando o algoritmo do controlo Proporcional-Integral (PI).

O conversor CA-CC pode ainda funcionar como inversor off-grid, devolvendo parte da energia

armazenada nas baterias. Como se trata de uma aplicação off-grid, o controlador deve regular a

tensão vi para que esta seja sinusoidal, como tal diz-se que o inversor é do tipo fonte de tensão

S1

S2

S3

S4

C

LRede

Elétrica

iC

Carga

iCarga

iL(t)

vi(t) vCC(t)



(VSI). Na Figura 4.4 é apresentado o diagrama de blocos do controlador utilizado, onde o

controlador é do tipo PI e a tensão de referência (vi ref (t) )é uma sinusoide com valor eficaz de

230 V e 50 Hz de frequência.

Figura 4.3 – Diagrama de blocos do controlador do conversor CA-CC em modo retificador, com malha interna de corrente e malha externa de tensão.

Embora não esteja no âmbito desta Dissertação de Mestrado, o conversor CA-CC pode ainda

funcionar em modo inversor ligado à rede elétrica. Por se encontrar ligado à rede elétrica, o

inversor deve ser do tipo VSI com controlo de corrente. Para tal, apenas é necessário que o

controlador utilize a PLL para gerar uma sinusoide de referência que seja desfasada 180º em

relação à tensão da rede. Essa sinusoide de referência é multiplicada pelo valor de pico

pretendido para a corrente a ser injetada, neste caso como o sistema de carregamento foi

projetado para 3,7 kW o valor de pico da corrente deve ser no máximo de 22,6 A. Da

multiplicação da saída da PLL pelo valor de pico pretendido resulta a corrente de referência. Por

fim é utilizado um controlador PI para garantir que iL (t) segue o valor de iL ref (t). Na Figura 4.5 é

apresentado o diagrama de blocos do conversor CA-CC caso se pretenda utiliza-lo em modo

inversor ligado à rede.

Figura 4.4 – Diagrama de blocos do controlador do conversor CA-CC em modo VSI.

O inversor pode ainda ser utilizado para injetar na rede a energia produzida pelos módulos

fotovoltaicos. Para tal pode ser utilizado o esquema de controlo em cascata da Figura 4.3, tendo

em conta que agora a corrente de referência deve estar desfasada 180º da tensão da rede. A

utilização do controlo em cascata prende-se com o facto de o controlador do conversor CC-CC,

ΣControlador de Tensão

+

-vCC_ref (t)

Controlador de Corrente

vCC (t)

iL_ref (t) u(t)

ΣiL(t)

Malha de Tensão

Malha de Corrente

+

- Conversor CA-CC

X

vPLL(t)

ΣControlador de Tensão

+

-vi ref (t)

vi(t)

u(t)

Conversor CA-CC



responsável por extrair a máxima potência dos módulos, não tem como objetivo manter a tensão

de saída (ou seja, no barramento CC) constante nos 400 V. Deste modo é o conversor CA-CC

que fica responsável por manter a tensão do barramento nos 400 V, isto é possível ajustando o

valor da corrente que é injetada na rede.

Figura 4.5 – Diagrama de blocos do conversor CA-CC em modo VSI com controlo de corrente.

Phase Locked Loop

Para o correto funcionamento do sistema de controlo é necessário que a corrente de

referência seja uma sinusoide perfeita em fase com a tensão, tal é possível utilizando um

algoritmo de phase locked loop (PLL). Uma PLL é uma malha fechada na qual um oscilador

interno é controlado de forma a acompanhar a fase de um sinal externo. A qualidade da sua

implementação afeta a performance do sistema de controlo de conversores que se encontram

ligados à rede. Isto porque permite ao sistema de controlo criar uma corrente de referência

sinusoidal e em fase com a tensão da rede, mas que deve ser imune aos problemas de

qualidade de energia elétrica da rede, tais como harmónicos, notches, subtensões e

sobretensões momentâneas, perdas de fase e variações de frequência [107]. Na Figura 4.6

encontra-se o algoritmo de PLL implementado.

Figura 4.6 – Estrutura do algoritmo de PLL implementado.

A utilização de um controlador PI serve dois propósitos, filtrar as altas frequências que são

duas vezes superiores às frequências da rede, e controlar a resposta da PLL a perturbações na

tensão da rede. Para melhorar ainda mais a imunidade do sistema a perturbações, é

implementado um filtro notch antes do controlo PI.

Na Figura 4.7 encontram-se as simulações efetuadas em Matlab à resposta do algoritmo de

PLL a diferentes perturbações. Na Figura 4.7 (a) existe uma mudança de fase de 90º, em (b)

ΣControlador

PI+

-iL ref (t)

iL(t)

u(t)

Conversor CA-CC

XvPLL(t)

amplitude

KDX KOFiltro notch

PI + IntegradorSeno

Coseno

vi (t)

ωo

θ (t)ωoutvd

Detetor de fase Oscilador Controlado por Tensão vPLL (t)



existem harmónicos na tensão da rede, em (c) existe um desvio de frequência e em (d) existem

flutuações na amplitude da tensão. Observa-se que em todos estes casos o algoritmo de PLL

ajusta-se rapidamente às perturbações da tensão da rede

(a)

(b)

(c)

(d)

Figura 4.7 - Resposta do algoritmo de PLL a várias perturbações: (a) Mudança de fase de 90º; (b) Harmónicos; (c) Desvio de frequencia; (d) Alteração da amplitude (sag e swel da tensão).

A necessidade do filtro notch explica-se com o facto de, à saída do detetor de fase, existir um

componente com o dobro da frequência da rede, ou seja 100 Hz [106]. Na Figura 4.8 encontra-

se o diagrama de Bode do filtro notch da PLL, onde se verifica que a frequência de 100 Hz tem

uma atenuação de -80 dB.

Figura 4.8 - Diagrama de bode do filtro notch utilizado no algoritmo de PLL.

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1

0

1SPLL(vermelho) Tensão da Rede(azul)

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1

0

1

2Erro

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1

0


0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-0.1

0

0.1Erro

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1

0


0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-2

0

2Erro

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1

0


0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-0.1

0

0.1Erro

-100

-80

-60

-40

-20

0

20

Magnitu

de (

dB

)

100

101

102

103

104

-90

-45

0

45

90

Fase (

gra

us)

Bode Diagram

Frequency (rad/s)Frequência [Hz]

Fa

se

[g

rau

s]

Ma

gn

itu

de

[d

B]

Diagrama de Bode do Filtro Notch



O algoritmo de PLL envolve cálculos com seno e com cosseno, que num microprocessador

típico demoram um número elevado de ciclos. Como forma de acelerar a execução da PLL o

seno e o cosseno são calculados utilizando a integração.

Na Figura 4.9 encontram-se os resultados obtidos na simulação efetuada ao algoritmo de

PLL efetuado em PSIM, onde ao sinal original com 1 V de pico e frequência de 50 Hz são

adicionados harmónicos de 3ª e 5ª ordem, bem como ruído de alta frequência (como o que se

verifica em situações de interferência eletromagnética). Assim, à entrada da PLL encontra-se a

tensão com distorção, mas analisando os gráficos verifica-se que o algoritmo ignora as

interferências, o que permite que obter à saída um sinal sinusoidal e em fase com o sinal

original.

Figura 4.9 - Simulação do algoritmo de PLL no PSIM.

Sistema de Controlo do Conversor CC-CC para Carregar as Baterias 4.2.2.

A topologia buck+boost bidirecional foi a escolhida para o conversor CC-CC bidirecional

responsável por efetuar o interface com as baterias. Esta topologia permite utilizar o conversor

buck para efetuar o carregamento das baterias, enquanto o conversor boost é utilizado quando é

necessária a devolução de parte da energia armazenada nas baterias.

Na Figura 4.10 encontram-se os circuitos de cada um dos modos, para o conversor operar

no modo buck o IGBT S6 deve estar sempre ao corte, funcionando como um díodo (D6 ),

enquanto o sinal de PWM é aplicado à gate de S5. Já para funcionar no modo boost é o IGBT S5

que fica sempre ao corte e funciona como díodo (D5 ), enquanto o PWM é aplicado à gate de S6.

O sistema de controlo deste conversor deve respeitar os estágios de carga de uma bateria de

ácido-chumbo (ver Figura 2.3) independentemente do ripple da tensão de entrada vc (t), que é

Tempo [s]0 0,02 0,06 0,10,04 0,08

-0,5

0,5

-0,5

0,5

-0,5

0

-0.5

-1

0.5

1

Sinal original Saída PLL

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1

Time (s)

0

-0.5

-1

0.5

1

Tensão com distorção



causado pelo conversor CA-CC. Na Figura 4.11 encontram-se os diagramas de blocos do

controlador quer para o estágio de tensão contínua quer o estágio de corrente contínua.

S6

D5

CL2

iL2

vCC

ibat

vbat

C2

Boost

S5

D6

CL2

iL2

vCC

ibat

vbat

C2

Buck

(a) (b)

Figura 4.10 – Circuitos para os diferentes modos de operação do conversor buck+boost.

Figura 4.11 – Diagramas de blocos do controlador do conversor CC-CC bidirecional: (a) Esquema de controlo durante a etapa de tensão contínua; (b) Esquema de controlo durante a etapa de corrente contínua.

Já quando as baterias está a devolver a energia armazenada, ou seja o conversor funciona

em modo boost, o sistema de controlo deve ser capaz de manter a tensão no barramento CC a

400 V independentemente da diminuição da tensão nas baterias à medida que estas vão

descarregando, como se observa na Figura 4.12.

Figura 4.12 – Digrama de blocos do sistema de controlo do conversor CC-CC bidirecional em modo boost.

Tal como no caso do controlador do conversor CA-CC, foi utilizado o algoritmo de controlo PI

em todos os modos de funcionamento.

ΣControlador

PI+

-vbat_ref(t)

vbat(t)

u(t)

Conversor CC-CC

ΣControlador

PI+

-ibat_ref(t)

ibat(t)

u(t)

Conversor CC-CC

ΣControlador

PI+

-vCC_ref(t)

vCC(t)

u(t)

Conversor CC-CC



Sistema de Controlo do Conversor CC-CC para os Módulos Fotovoltaicos 4.2.3.

Como já foi referido, o sistema de controlo para o conversor CC-CC responsável pelo

interface com os módulos fotovoltaicos (Figura 4.13), utiliza um algoritmo de MPPT de forma a

extrair o máximo de potência disponível em cada instante.

C vCCS8

ipf

vpf

L3

D7

Carga

iCarga

Figura 4.13 – Conversor boost em que a entrada são os módulos fotovoltaicos e a carga é o resto do sistema visto da saída do conversor.

Tal como referido no capítulo anterior, o algoritmo da condutância incremental (CI)

(Figura 3.20) é mais estável em regime permanente, apresentando uma menor variação do

ponto de funcionamento sendo por isso o algoritmo escolhido para ser implementado neste

controlador. O sistema de controlo inclui ainda um controlador PI, em que a tensão de referência

é dada pelo algoritmo de MPPT, como se pode observar na Figura 4.14.

ΣControlador

PI+

-vpf_ref (t)

vpf (t)

u(t)

Conversor CC-CC

MPPTvpf (t)

ipf (t)

Figura 4.14 – Diagrama de blocos do controlador do conversor CC-CC unidirecional.

4.3. Simulação do Circuito de Controlo em PSIM

Do circuito de controlo fazem parte os sensores, o conversor analógico-digital (ADC) e o

microcontrolador. Todos estes componentes foram implementados em PSIM, tentando

reproduzir o mais aproximadamente possível as condições reais. Os componentes utilizados nas

simulações aqui apresentadas, já se encontram modelados de forma a corresponderem aos

componentes que foram utilizados na implementação e que se encontram descritos em

pormenor no Capítulo 5.

Como se trata de um sistema de controlo digital é necessário escolher uma taxa de

amostragem. Para este projeto, tanto nas simulações como na implementação, foi decidido que

as diferentes variáveis necessárias ao sistema de controlo seriam amostradas a uma frequência

de 40 kHz.



Implementação dos Sensores de Tensão e Corrente de Efeito Hall em PSIM 4.3.1.

O conjunto dos diferentes sensores a utilizar foi implementado num subcircuito, que se pode

observar na Figura 4.15. Encontram-se implementados 4 sensores de tensão e 3 sensores de

corrente. Nos sensores de tensão as resistências de entrada foram implementadas através de

blocos de ganho, a seguir encontram-se outros blocos de ganho para simularem o ganho dos

próprios sensores e por fim encontra-se uma fonte de corrente dependente de tensão porque a

saída dos sensores é em corrente.

Figura 4.15 – Implementação em PSIM dos sensores de tensão e corrente utilizados.

Nos sensores de corrente é utilizado um bloco de ganho para simular o número de voltas

que o condutor dá ao sensor (foram utilizados sensores de efeito Hall com janela), o bloco de

ganho a seguir dá a relação de transformação e por fim, tal como nos sensores de tensão,

encontra-se uma fonte de corrente dependente da tensão para simular a saída dos sensores.

Implementação do circuito de Condicionamento de Sinal em PSIM 4.3.2.

Na Figura 4.16 encontra-se a implementação em PSIM do circuito de condicionamento e

aquisição de sinais, também ele implementado num subcircuito. Para os primeiros 4 canais do

ADC que têm na entrada um sensor de tensão é utilizada uma resistência Rm com o valor de

100 Ω, já no caso dos 3 últimos canais onde à entrada está um sensor de corrente são

utilizadas as resistências Rs e Rm com 47 Ω cada (a razão para tal é explicada no capítulo 5). A

seguir, para todos os canais, encontra-se uma montagem amplificadora inversora com ganho de

2. À saída encontra-se um filtro passa-baixo RC sintonizado para 451 kHz, com o objetivo de

K

RT15

Circuitos dos Sensores de Tensão

V1Out1

K

5RT2

K

5RT4

V2

V4

K

1/82kRin1

K

1/94kRin2

K

1/82kRin4

Out2

Out4

Tensão da Rede

Circuitos dos Sensores de Corrente

I1

K

1/1000RT6

Out5

K

RT71/1000

K

1/1000RT8

I2

I3

Out6

Out7

Tensão do Barramento CC

Tensão das Baterias

Corrente da Rede

Corrente das Baterias

Corrente dos Módulos Fotovoltaicos

K

2nVoltas_I1

K

3nVoltas_I2

K

5nVoltas_I3

/C P

/C P

/C P

/C P

/C P

/C P

K

RT55

K

Rin51/82k

Tensão dos Módulos Fotovoltaicos

/C P

Out8

V5



filtrar o ruído do sinal no canal de aquisição. O circuito que deu origem a este modelo é o da

Figura 5.20 sem o circuito de deteção de erros e o ADC.

Figura 4.16 – Implementação em PSIM do circuíto de condicionamento de sinais.

Implementação do Microprocessador em PSIM 4.3.3.

Para simular o comportamento do microcontrolador recorreu-se ao C block do PSIM. Este

bloco permite ao utilizador escrever código em linguagem C, simulando o modo de

funcionamento de um microcontrolador.

Na Figura 4.17 encontra-se a implementação do microcontrolador recorrendo ao C block. Às

entradas deste bloco são ligados os 7 canais do ADC e á saída encontram-se os 4 sinais das

variáveis de comando, que depois serão utilizadas para gerar os sinais de PWM. Ainda na figura

encontra-se simulada a taxa de amostragem dos 8 canais de ADC através dos blocos de retentor

de ordem zero (ZOH ), estes garantem uma amostragem dos sinais à frequência de 40 kHz.

A modulação por largura de pulsos (PWM) é uma técnica de modulação bastante utilizada

em eletrónica, em que através do valor do duty-cycle de uma onda quadrada se consegue

modificar o valor da variável que se pretende controlar. Os microcontroladores utilizados para

efetuar controlo digital incluem quase sempre um módulo de PWM com vários canais.

O esquema de comutação com tensão unipolar e o esquema de comutação com tensão

bipolar são duas abordagens distintas para se obterem os sinais de PWM a aplicar ao conversor

CA-CC com a topologia escolhida.

No esquema bipolar são considerados dois pares de semicondutores controlados, o par

Sensor0

Vi

Sensor1

Sensor2

Sensor3

Sensor4

Sensor5

Sensor6

Vcc2

Vbat

Ibat

Ipf

LM358

Rg0a100k

Rg0b200k

RF075

CF0

4.7n

LM358_1

Rg1a

100k

Rg1b

200k

RF1

75

CF1

4.7n

LM358_2

Rg2a100k

Rg2b200k

RF275

CF2

4.7n

LM358_3

Rg3a100k

Rg3b

200k

RF375

CF3

4.7n

LM358_5

100kRg5a

200kRg5b

75RF5

4.7n

CF5

LM358_6

100kRg6a

200k

Rg6b

75RF6

4.7n

CF6

LM358_7

Rg7a

100k

Rg7b

200k

RF775

CF7

4.7n

Rm0

100

Rm1100

Rm2100

Rm3

100

Rm547

Rm647

Rm7

47

Vcc1

Rs547

Rs647

Rs747

IL



(S1-S4 ) e o par (S2-S3 ), os semicondutores controlados de cada par encontram-se no mesmo

estado, ou a on ou a off, sendo que se um par está a on o outro tem de estar a off. O par

(S1-S4 ) encontra-se em condução quando o valor do sinal de comando é superior ao valor da

portadora triangular, enquanto o par (S2-S3 ) está em condução quando o valor do sinal de

comando é inferior ao valor da portadora triangular.

Figura 4.17 – Implementação em PSIM do bloco de C.

Já no esquema de comutação com tensão unipolar, a onda triangular é comparada com os

sinais vcomando e -vcomando (multiplicar por -1 equivale na prática a um desfasamento de 180º na

sinusoide da variável de comando) de forma a determinar os sinais de PWM para cada um dos

braços do conversor. Segundo [108], a utilização de um esquema de comutação com tensão

unipolar permite uma melhor qualidade do sinal de saída, tal é possível devido ao facto desta

configuração permitir produzir três níveis de tensão à saída do conversor. Isto acontece porque

embora os semicondutores controlados funcionem a uma frequência de 20 kHz, o ripple da

corrente soma-se originando uma frequência de comutação de 40 kHz. Na prática temos o ripple

equivalente a uma frequência de comutação de 40 kHz, mas com as perdas de comutação de

uma frequência de comutação de 20 kHz. Dependendo do número de canais de PWM

necessários para uma determinada aplicação e do número de canais existentes no

microcontrolador utilizado, a necessidade de 2 canais para controlar um conversor CA-CC pode

ser uma desvantagem.

Na Figura 4.18 encontram-se os circuitos utilizados para gerar os sinais de PWM para os

diferentes semicondutores controlados. Para o conversor CA-CC bidirecional (S1, S2, S3 e S4 )

foi utilizado um esquema de comutação unipolar, com os benefícios já referidos. Para o

Vi ZOH

ZOHVcc

Bloco_C

Ibat ZOH

Vbat ZOH

Vpf ZOH

IL ZOH

Ipf ZOH

CA-CC

Buck

MPPT

Boost



conversor CC-CC bidirecional (S5 e S6 ) existe um sinal de controlo para cada IGBT (apenas

funciona um de cada vez), quando se pretende carregar as baterias (modo buck) aplica-se o

PWM a S5 enquanto S6 fica sempre ao corte (duty-cycle de 0%), quando se pretende

descarregar as baterias (modo boost ) aplica-se o PWM a S6 enquanto S5 fica sempre ao corte.

Finalmente para efetuar o MPPT ao módulo solar, o sinal de PWM é aplicado a S8 enquanto S7

fica sempre ao corte funcionando como um díodo.

Figura 4.18 – Circuito utilizado para gerar os diversos sinais de PWM: a) gerador de PWM para o conversor CA-CC com esquema de comutação com tensão unipolar; b) gerador de PWM para o conversor de MPPT; c) gerador de

PWM para o conversor CC-CC bidirecional.

4.4. Implementação do Banco de Baterias em PSIM

Apesar de ser uma ferramenta de simulação bastante completa, a versão do PSIM que foi

utilizada não possui nenhuma bateria na sua biblioteca. Isto é um problema quando se pretende

simular um carregador de baterias e verificar o seu comportamento.

A solução para este problema passa por implementar o modelo equivalente Thevenin da

bateria apresentado em [70]. Na Figura 4.19 encontra-se o modelo equivalente Thevenin de uma

bateria de ácido chumbo, em que o condensador Cbb representa a capacidade de armazenar

energia da bateria, Rb simula o efeito de autodescarga da bateria e um valor normal para esta

resistência é 10 kΩ, Rs representa a resistência série da bateria e o valor utilizado é de 0,1 Ω,

finalmente Voc representa a tensão da bateria quando se encontra totalmente descarregada.

A equação (4.1) permite modelar uma bateria,

𝐶𝑏𝑏 =𝐸 × 3600 × 1000

0,5 × (𝑉𝑏𝑎𝑡𝑚𝑎𝑥2 − 𝑉𝑏𝑎𝑡𝑚𝑖𝑛

2)

(4.1)

Cbb é o valor da capacidade do condensador [F];

E é a energia que a bateria pode armazenar [kWh];

Vbatmax tensão da bateria quando está totalmente carregada [V];

Vbatmax tensão da bateria quando está totalmente descarregada [V].

K

-1

S1

S2

S3

S4

CA-CC

VTRI20k

BuckS5

VTRI20k

BoostS6

S8MPPT

VTRI20k

(a) (b) (c)



O banco de baterias utilizado nas simulações consegue armazenar 9 kWh, quando está

totalmente carregado a tensão aos seus terminais é de 280 V e quando está totalmente

descarregado a tensão aos terminais é de 200 V, pelo que o valor de Cbb é,

𝐶𝑏𝑏 =9 × 3600 × 1000

0,5 × (2802 − 2002)= 1688 𝐹

Com este valor de capacidade é praticamente impossível de simular o carregamento de

baterias, pois seria preciso demasiado tempo para que alguma variação na tensão fosse

observada. Por essa razão, na simulação do carregamento das baterias o valor de Cbb utilizado é

1000 vezes menor, ou seja 1,699 F.

Cbb Rb

Rs

Voc

+

–

Vbat

Figura 4.19 – Modelo equivalente de Thevenin de uma bateria de ácido-chumbo.

4.5. Implementação dos Módulos Fotovoltaicos em PSIM

O módulo fotovoltaico foi implementado no PSIM utilizando o bloco “Solar Module (physical

model )”. Ao utilizar o modelo físico, ao invés do modelo funcional, é possível variar os valores da

temperatura do módulo bem como a radiância solar.

O módulo escolhido para implementar no PSIM foi o M 260 Mono da MPrime Solar [101]. O

PSIM disponibiliza ainda uma ferramenta, que consultando os dados disponibilizados pelo

datasheet do módulo, permite que o módulo simulado se comporte muito aproximadamente

como o módulo na realidade. Na Figura 4.20 é possível observar a implementação efetuada do

módulo fotovoltaico. A ferramenta para modelar o módulo é a da janela com os gráficos I-V e P-V,

já a outra janela mostra as propriedades do módulo simulado.

Foi decidido utilizar 10 módulos em série (de modo a elevar ao máximo a tensão), para tal

poder-se-iam utilizar 10 blocos ligados em série, ou multiplicar por 10 o número de células, foi a

segunda solução que foi utilizada. Foi necessário utilizar um condensador de 30 nF ligado em

paralelo à saída do bloco para garantir a convergência numérica durante a simulação. A potência

nominal do conjunto dos 10 módulos fotovoltaicos é de 2 600 W.



Figura 4.20 – Implementação em PSIM do módulo fotovoltaico MPrime M 260 Mono.

4.6. Simulação do Conversor CA-CC Bidirecional

A simulação do conversor CA-CC bidirecional foi efetuada em duas partes. Na primeira foi

simulado o comportamento do sistema em modo retificador, e de seguida foi simulado o

comportamento do sistema em modo inversor.

Na Figura 4.21 encontram-se as formas de onda típicas para o conversor CA-CC em modo

retificador. Observando o gráfico da potência instantânea, é fácil perceber que o condensador do

barramento CC armazena energia quando a potência instantânea (pCA ) é superior ao valor médio

dessa potência (P ), e liberta-a quando é inferior.

A equação (4.2) dá o valor da potência instantânea do conversor CA-CC,

𝑝𝐶𝐴 =1

2 𝑉𝐶𝐴 𝑝𝑖𝑐𝑜 𝐼𝐶𝐴 𝑝𝑖𝑐𝑜 [1 − 𝑐𝑜𝑠(2𝜔𝑡)] (4.2)

Como o condensador apenas precisa de armazenar a energia durante 1/4 da frequência da

rede, a potência nesse intervalo de tempo é dada por [110],

𝑝𝐶𝐴 =∆𝐸

𝑇8⁄

= 4 𝑓𝑟𝑒𝑑𝑒 𝐶 (𝑉𝐶𝐶2 − (𝑉𝐶𝐶 − ∆𝑉𝐶𝐶)2) (4.3)

Para o dimensionamento do condensador do barramento CC utiliza-se a equação (4.3),

obtendo-se,



𝐶 =𝑃

4 𝑓𝑟𝑒𝑑𝑒(𝑉𝐶𝐶2 − (𝑉𝐶𝐶 − ∆𝑉𝐶𝐶)2)

(4.4)

Em que,

P é a potência nominal do conversor [W];

frede é a frequência da rede elétrica [Hz];

VCC é a tensão nominal no barramento CC [V];

∆VCC é o ripple pretendido da tensão no barramento CC [V].

Figura 4.21 - Tensão (vCA ) e corrente (iCA ) na rede, potência instantânea na rede (pCA ) e valor médio da potência (P ), valor médio da tensão no barramento CC (VCC ) e ripple da tensão no barramento CC (∆vCC ).

Tal como já foi referido a potência nominal do conversor é de 3,7 kW, a tensão nominal no

barramento é de 400 V e pretende-se um ripple de 5 V, logo o valor da capacidade necessária é,

𝐶 =3700

4 × 50 × (4002 − (400 − 5)2)= 4,654 𝑚𝐹

O valor de capacidade mínimo é de 4,654 mF, na prática foi utilizado um condensador de

5 mF.

O valor escolhido para a indutância utilizada prende-se com os valores disponíveis no

laboratório.

Energia armazenada no

condensador

Energia fornecida pelo condensador

vCA

iCA

P

VCC

∆vCC

pCA



Conversor CA-CC em Modo Retificador. 4.6.1.

Na Figura 4.22 encontra-se a implementação em PSIM do conversor CA-CC em modo

retificador. O conversor foi dimensionado para uma potência de 3,7 kW, pelo que foi utilizada

uma resistência de carga de 43 Ω.

Pretende-se que a corrente consumida pelo conversor, ou seja a corrente que passa na

bobina (iL ) seja sinusoidal e em fase com a corrente, e que a tensão no barramento CC (vCC )

seja sempre de 400 V contínuos.

Figura 4.22 – Implementação em PSIM do conversor CA-CC em modo retificador.

Na Figura 4.23 encontra-se as formas de onda em regime permanente da tensão da rede

(vi ) a corrente da rede (iL ) e a corrente de referência na indutância (iL_ref ). Como é fácil de

observar, a corrente de entrada do conversor encontra-se em fase com a tensão da rede. O

SIMVIEW, a ferramenta de visualização de gráficos do PSIM, indica que entre vi e iL o

cos φ = 0,9946 e que iL tem uma distorção harmónica THD = 0,903 %. O valor eficaz IL é de

16 A, pelo que a potência consumida pelo conversor é de 3,7 kW.

Na Figura 4.24 encontram-se as formas de onda da tensão no barramento CC (vCC ) e da

corrente consumida pela resistência de carga (icarga ). Quando a simulação é iniciada, o

barramento CC encontra-se pré-carregado com 400 V. Observa-se que a tensão do barramento

em regime permanente é aproximadamente 400 V com um ripple de pico-a-pico de 6 V,

enquanto a corrente de saída é aproximadamente 9,3 A com um ripple de pico-a-pico de 0,15 A.

Como é fácil de constatar a potência fornecida à carga é de aproximadamente 3,7 kW.



Figura 4.23 – Tensão da rede (vi ), corrente na bobina (iL ) e corrente de referência na bobina (iL_ref ) no modo retificador.

Figura 4.24 – Tensão no barramento CC (vCC ) e corrente de saída do conversor (icarga ) no modo retificador.

Conversor CA-CC em Modo VSI 4.6.2.

Na Figura 4.25 encontra-se a implementação em PSIM do conversor CA-CC em modo VSI, a

fonte de tensão contínua representa o barramento CC com 400 V. Neste modo de

funcionamento pretende-se que a corrente iL seja sinusoidal com valor eficaz de 16 A e que

esteja desfasada 180º da tensão vi , o valor de Rcarga é de 14,37 Ω

Na Figura 4.26 encontra-se as formas de onda em regime permanente da tensão de saída

(vi ) a corrente na bobina (iL ) e a corrente de referência na bobina (iL_ref ). Observa-se que iL segue

iL_ref e que se encontra desfasada 180º em relação a vi. O valor eficaz da corrente iL é de

aproximadamente 16 A pelo que está a ser fornecida à carga uma potência de 3,7 kW.

Utilizando a ferramenta do SIMVIEW, verifica-se que a THD de iL é de 0,227 %.

0

-10

-20

-30

10

20

30

IL_ref IL

0.94 0.96 0.98 1

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Vi

Tempo [s]

0,94 0,96 0,98 1

IL_ref [A] IL [A]

Vi [V]

390

395

400

405

410

Vcc

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

9.1

9.2

9.3

9.4

9.5

Icarga

Tempo [s]0 0,5 1 1,5 2

9,1

9,2

9,3

9,4

9,5

390

395

400

405

410

Icarga [A]

Vcc [V]



Figura 4.25 – Implementação em PSIM do conversor CA-CC em modo VSI.

Figura 4.26 – Tensão de saída do conversor (vi ), corrente na bobina (iL ) e corrente de referência na bobina (iL_ref ) em modo VSI.

4.7. Simulação do Conversor CC-CC Bidirecional (MPPT)

Tal como já foi dito, o conversor CA-CC bidirecional é responsável por efetuar o

carregamento das baterias e a devolução de parte da energia armazenada. A simulação destes

dois modos de operação é efetuada separadamente, pois existem algumas diferenças nos

circuitos necessários para cada caso. Os valores de 1 mH para a indutância L2 e de 600 µF para

o condensador C2 foram os escolhidos visando um ripple de tensão e de corrente reduzidos.

Carregamento das Baterias 4.7.1.

Na Figura 4.27 encontra-se a implementação efetuada em ambiente de simulação PSIM do

conversor CC-CC bidirecional quando funciona em modo buck. A fonte de tensão VCC de 400 V

simula o conversor CA-CC.

0

-10

-20

-30

10

20

30

IL_ref IL

0.2 0.21 0.22 0.23 0.24 0.25 0.26

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Vi

Tempo [s]

0,2 0,21 0,22 0,23 0,24 0,25 0,26

IL_ref [A] IL [A]

Vi [V]



Como já foi referido, quando o conversor funciona em modo buck o sistema de controlo tem

de ser capaz de fornecer às baterias uma corrente constante ou uma tensão constante,

consoante o estágio de carga em que esta se encontre.

Na Figura 4.28 encontram-se os resultados da simulação do circuito da Figura 4.27 com

controlo de corrente constante. Para esta simulação, a tensão inicial das baterias é de 200 V e a

referência da corrente é de 15 A. Observando os gráficos verifica-se que a corrente fornecida às

baterias (ibat ) segue a referência (Iref ) e que como era de esperar a evolução da tensão aos

terminais das baterias (vbat ) é proporcional à corrente.

Figura 4.27 – Implementação do conversor CC-CC bidirecional em modo buck.

Figura 4.28 – Resposta do conversor CC-CC bidirecional ao controlo de corrente constante. Em cima a corrente de referência (Iref ) e a corrente das baterias (Ibat ); em baixo a tensão aos terminais das baterias (vbat ).

O circuito equivalente da bateria apresentado na Figura 4.19 não permite simular o estágio

14

14.5

15

15.5

16

Ibat [A] Iref [A]

1 2 3 4 5

Time (s)

180

200

220

240

260

280

300

Vbat [V]

Tempo [s]

0 1 2 3 54

15,5

14,5



de tensão constante das baterias. Com o fim de validar o controlo de tensão constante utilizado,

as baterias são substituídas por um elemento não linear em que a corrente é dependente da

tensão e do tempo, tal como é mostrado na Figura 4.29. Uma equação do tipo i(t) = I e-t foi

utilizada para descrever a evolução da corrente na carga. Em que I representa a corrente inicial,

que nesta simulação foi de 10 A.

Figura 4.29 – Circuito de potência utilizado para simular o estágio de tensão constante.

Na Figura 4.30 encontram-se os resultados da simulação, é possível observar que a tensão

nas baterias (vbat ) se mantem constante e segue a referência. Também se observa que a

corrente das baterias (ibat ) vai diminuindo ao longo do tempo, tal como era esperado.

Figura 4.30 – Resposta do conversor CC-CC bidirecional ao controlo de tensão constante. Em cima a corrente das baterias (Ibat ); em baixo a tensão aos terminais das baterias (Vbat ) e a tensão de referência (Vref ).

Devolução da Energia Armazenada nas Baterias 4.7.2.

Na Figura 4.31 encontra-se a implementação em PSIM do circuito necessário à simulação da

devolução de parte da energia armazenada nas baterias. Tal como no conversor CA-CC em

modo retificador, utiliza-se uma resistência de 43 Ω para que o conversor forneça 3,7 kW de

potência em paralelo com o condensador do barramento CC. Ao operar em modo boost, o

0

-50

50

100

150

200

250

300

Vbat Vref

0 1 2 3 4 5

Time (s)

0

2

4

6

8

10

Ibat

Tempo [s]

0 1 2 3 4 5

Vbat [V] Vref [V]

Ibat [A]



conversor deve ser capaz de manter a tensão do barramento CC constantemente a 400 V,

independentemente da tensão da bateria. Os resultados da simulação encontram-se na

Figura 4.32.

Figura 4.31 – Implementação do conversor CC-CC bidirecional em modo boost.

Figura 4.32 – Resposta do conversor CC-CC bidirecional em modo boost, corrente nas baterias (ibat ), tensão nas baterias (vbat ) e tensão no barramento CC (vCC).

Constata-se facilmente que apesar da tensão nas baterias diminuir ao longo do tempo, a

tensão no barramento CC em regime permanente mantem-se constante. Para tal, a corrente

fornecida pelas baterias aumenta ligeiramente de forma a compensar a menor tensão.

4.8. Simulação do Conversor CC-CC Unidirecional (MPPT)

Na Figura 4.33 encontra-se a implementação do seguidor de máxima potência no ambiente

Tempo [s]

0 1 2

-18

-16

-14

-12

-10

Ibat [A]

255

260265

270

275

280285

Vbat [V]

0.5 1 1.5 2

Time (s)

396

398

400

402

404

Vdc [V]

43

Vcc [V]



de simulação PSIM. O módulo fotovoltaico, como já foi referido, representa o módulo equivalente

dos 10 módulos. Inicialmente procedeu-se à simulação do sistema com condições de irradiância

e temperatura constantes. Na Figura 4.34 encontram-se os resultados desta simulação onde se

pode observar a máxima potência que o módulo pode produzir e a evolução da tensão (vpf ) e

corrente (ipf ) do módulo fotovoltaico, da potência extraída ao módulo e da tensão no barramento

CC (vCC).

Figura 4.33 – Implementação do seguidor de máxima potência.

Figura 4.34 – Simulação do conversor com a potência máxima do módulo constante: tensão (vpf ) e corrente (ipf ) aos terminais do módulo fotovoltaico equivalente, potência máxima teórica, potência extraída e tensão no barramento

CC (vCC).

Posteriormente procedeu-se à simulação com condições variáveis de irradiância. Face a

estas variações, a potência máxima que poderia ser extraída dos painéis varia entre 2 470 W e

1 760 W. Os resultados desta simulação são apresentados na Figura 4.35, onde se observa que

o sistema de controlo reage muito rapidamente às mudanças, extraindo sempre a máxima

potência possível.

0

200

400

Vpv

0

1000

2000

3000

Potência extraída Potência máxima

6

8

10

Ipv

0.5 1 1.5 2

Time (s)

0100200300400

Vcc

Tempo [s]

0 0,5 1 1,5 1

Vpf [V]

Potência extraída [W] Potência máxima [W]

Ipf [A]

Vcc [V]



Há que ter em atenção que na realidade as mudanças na irradiância não são tão bruscas

como as utilizadas na simulação, mas foi efetuada a simulação desta maneira para que se

pudesse ter uma melhor noção do tempo de resposta do controlador.

Figura 4.35 – Simulação do conversor com a potência do módulo variável: tensão (vpf ) e corrente (ipf ) aos terminais do módulo fotovoltaico equivalente, potência máxima teórica, potência extraída e tensão no barramento CC (vCC ).

4.9. Simulação do Sistema Completo

Na Figura 4.36 encontra-se a implementação em ambiente de simulação PSIM do Sistema

de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fontes de Energia

Renovável.

Figura 4.36 – Implementação em PSIM do carregador de baterias com interface a energias renováveis.

0

200

400

Vpv

0

1000

2000

3000


4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0

200

400

Vcc

Vpf [V]

Potência extraída [W] Potência máxima [W]

Ipf [A]

Vcc [V]

Tempo [s]

0 0,5 1 1,5 2

0

200

400

Vpv

0

1000

2000

3000


4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0

200

400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1000

2000

3000


4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0

200

400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1000

2000

3000


4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0

200

400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1000

2000

3000


4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0

200

400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1000

2000

3000


4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0

200

400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1428.57

2857.14

4000

4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0100200300400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1428.57

2857.14

4000

4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0100200300400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1428.57

2857.14

4000

4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0100200300400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1428.57

2857.14

4000

4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0100200300400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1428.57

2857.14

4000

4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0100200300400

Vcc

0

200

400

Vpv

0

1428.57

2857.14

4000

4

8

12

Ipv

0 0.5 1 1.5 2

Time (s)

0100200300400

Vcc



Inicialmente são apresentados os resultados das simulações em que o conversor CA-CC

bidirecional e o conversor CC-CC bidirecional funcionaram em conjunto. Estas simulações

representam os diferentes modos de funcionamento referidos anteriormente, com o conversor

CA-CC a funcionar em modo retificador, VSI com controlo de tensão e controlo de corrente.

Posteriormente são apresentados os resultados das simulações em que os dois conversores

CC-CC funcionam em conjunto, primeiro com condições de potência constante e depois com

variação na potência máxima que os módulos fotovoltaicos podem produzir.

Grid-to-Vehicle (G2V), Vehicle-to-Grid (V2G) e Vehicle-to-Home (V2H) 4.9.1.

Para demonstrar o comportamento em simultâneo dos conversores bidirecionais CA-CC e

CC-CC, são apresentadas três simulações. Na primeira simulação as baterias são carregadas

através da rede elétrica e utiliza-se o algoritmo de corrente constante no conversor CC-CC (modo

G2V). Na segunda simulação faz-se o contrário, as baterias fornecem energia à rede elétrica

(modo V2G). Por fim na última simulação apresentam-se os resultados da simulação em que as

baterias devolvem energia, mas desta vez off-grid (modo V2H).

Na Figura 4.37 encontram-se os resultados da primeira simulação, estes que mostram a

evolução da corrente (ibat ) e tensão nas baterias (vbat ), da tensão no barramento CC (vCC), da

corrente da rede (iL ). Observa-se que ibat segue o valor de referência de 15 A com um ripple de

aproximadamente 1 A, mantendo assim a corrente constante. A tensão nas baterias, que

inicialmente estão totalmente descarregadas (vbat =200 V), sobe ao longo do tempo comprovando

assim que o carregamento está a ser efetuado. No barramento CC a tensão vCC mantém-se nos

400 V tal como pretendido.

Figura 4.37 – Corrente nas baterias (ibat ) e o seu valor de referência (ibat_ref ), tensão nas baterias (vbat ), tensão no barramento CC (vCC)e corrente na rede (iL ) durante o modo G2V.

0

5

10

15

20

Ibat [A] Ibat_ref [A]

200

220

240

260

280

Vbat [V]

0

100

200

300

400

Vcc [V]

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

Time (s)

0

-20

20

IL [A]

Tempo [s]

2 2,5 3 3,5 4,5 54



Durante o carregamento das baterias, a corrente consumida na rede é sinusoidal e em fase

com a tensão da rede. Na Figura 4.38 é possível observar em pormenor ibat e iL. É de notar que

enquanto as baterias são carregadas, a corrente iL permanece sinusoidal e em fase com vi.

Figura 4.38 – Vista de promenor da corrente e da tensão da rede (iL e vi ) durante o modo G2V, vi encontra-se à escala para melhor visualização.

Foi também efetuada uma simulação onde as baterias devolvem a energia armazenada à

rede cujos resultados são apresentados na Figura 4.39. Inicialmente a tensão das baterias é de

280 V, o que significa que se encontram totalmente carregadas. Verifica-se que a ibat aumenta

com o passar do tempo para compensar a diminuição de vbat à medida que as baterias

descarregam, garantindo que a tensão vCC se mantém constante nos 400 V.

Figura 4.39 – Corrente (ibat ) e tensão (vbat ) na bateria, tensão no barramento CC (vCC) e corrente da rede (iL ) durante o modo V2G.

Na Figura 4.40 encontra-se uma vista de pormenor da corrente (iL ) e tensão da rede (vi ),

mais uma vez se verifica que em regime permanente a corrente da rede é sinusoidal, estando

4.8 4.82 4.84 4.86 4.88 4.9

Time (s)

0

-20

-40

20

40

IL [A] Vi/10 [V]

Tempo [s]

2,5 2,52 2,54 2,58 2,62,56

0

-5

-10

-15

-20

Ibat [A]

200

220

240

260

280

Vbat [V]

0

100

200

300

400

Vcc [V]

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

Time (s)

0

-20

20

IL [A]

Tempo [s]

2 2,5 3 3,5 4,5 54



neste caso desfasada 180º da tensão da rede. Nesta simulação a corrente de referência à saída

do conversor CA-CC foi de 16 A RMS. Nesta simulação o conversor CA-CC funcionou em modo

VSI com controlo de corrente.

Figura 4.40 – Vista de promenor da corrente e da tensão da rede (iL e vi ) durante modo V2G, vi encontra-se à escala para melhor visualização.

Para simular o funcionamento em modo vehicle-to-home (V2H) foi efetuada uma alteração ao

circuito da Figura 4.36, onde se encontrava a fonte de tensão alternada que simulava a rede

elétrica, colocou-se uma resistência de 14,37 Ω de modo a simular uma carga de 3,7 kW. Nesta

simulação o conversor CA-CC funcionou em modo VSI com controlo de tensão, com a referência

a ser 230 V RMS. Na Figura 4.41 encontram-se os resultados da simulação efetuada,

observando os gráficos é possível concluir que comportamento do sistema é semelhante ao

apresentado no modo V2G.

Figura 4.41 – Corrente (ibat ) e tensão (vbat ) na bateria, tensão no barramento CC (vCC) e corrente da rede (iL ) durante o modo V2H.

4.8 4.82 4.84 4.86 4.88 4.9

Time (s)

0

-20

-40

20

40

IL [A] Vi/10 [V]

Tempo [s]

4,8 4,82 4,84 4,88 4,94,86

0

-20

20

IL

0

-10

-20

Ib

0

100

200

300

400

Vcc

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

Time (s)

220

240

260

Vbat

Tempo [s]

2 2,5 3 3,5 4,5 54

Ibat [A]

IL [A]

Vcc [V]

Vbat [V]



À medida que as baterias vão descarregando a corrente que elas fornecem vai aumentando,

permitindo assim que a tensão no barramento se mantenha nos 400 V. Na Figura 4.42

encontram-se em pormenor as formas de onda da corrente e da tensão no lado CA do inversor,

verifica-se que tanto a corrente como a tensão são sinusoidais e a sua frequência é de 50 Hz e

tal como se pretende encontram-se desfasadas 180º.

Figura 4.42 – Vista de promenor da corrente e da tensão da rede (iL e vi ) durante modo V2H, vi encontra-se à escala para melhor visualização.

Carregamento das Baterias Através do Módulo Fotovoltaico 4.9.2.

Na primeira simulação apenas o módulo fotovoltaico fornece energia às baterias. Os

resultados desta simulação são apresentados na Figura 4.43, a potência máxima que os

módulos conseguem fornecer é de 2 470 W constantes ao longo de toda a simulação.

Figura 4.43 – Resultados da simulação do carregamento de baterias pelo módulo fotovoltaico com a sua potência máxima constante: tensão (vpf ) e corrente (ipf ) aos terminais do módulo fotovoltaico equivalente, potência máxima

teórica, potência extraída, potência fornecida às baterias, corrente (ibat ) e tensão nas baterias (vbat ).

4.8 4.82 4.84 4.86 4.88 4.9

Time (s)

0

-20

-40

20

40

IL [A] Vi/10 [V]

Tempo [s]

4,8 4,82 4,84 4,88 4,94,86

0

1000

2000

3000

Potência extraída Potência Bateria Potência máxima

240

280

320

360

Vpf

0

4

8

12

Ipf Ibat

0.5 1 1.5 2

Time (s)

252

256

260

264

Vbat

Tempo [s]

0 1 1,5 2

Potência extraída [W] Potência Bateria [W] Potência Máxima [W]

Vpf [V]

Ipf [A] Ibat [A]

Vbat [V]



Na segunda simulação, cujos resultados são apresentados na Figura 4.44, a potência

máxima que o módulo pode produzir varia ao longo do tempo entre os 2 470 W e os 1 760 W.

Verifica-se que tanto a potência instantânea extraída ao módulo como a potência fornecida às

baterias acompanham o valor da potência máxima do módulo. Quanto às baterias, observa-se

que a corrente se mantém constante durante os períodos de potência constante e que a tensão

das baterias vai subindo ao longo do tempo.

Figura 4.44 – Resultados da simulação do carregamento de baterias pelo módulo fotovoltaico com variação da sua potência máxima: tensão (vpf ) e corrente (ipf ) aos terminais do módulo fotovoltaico equivalente, potência máxima

teórica, potência extraída, potência fornecida às baterias, corrente (ibat ) e tensão nas baterias (vbat ).

Perdas 4.9.3.

O PSIM, através do módulo térmico, permite simular as perdas de condução e de comutação

dos semicondutores, para tal basta apenas editar o componente na ferramenta Device Database

Editor com os valores fornecidos no datasheet. Na Figura 4.45 encontra-se a modelação do

módulo de IGBT SKM50GB063D da Semikron, utilizando os dados fornecidos pelo fabricante no

datasheet. Este foi o semicondutor controlado que foi utilizado na implementação prática e que

se encontra descrito no próximo capítulo.

O valor das perdas nos módulos de IGBT é proporcional à potência envolvida. Tendo em

conta que para carregar as baterias o máximo que se pode ir buscar à rede são 3,7 kW,

enquanto o máximo teórico que o módulo fotovoltaico consegue fornecer são 2,6 kW. Isto quer

dizer que as maiores perdas verificam-se quando as baterias são carregadas pela rede elétrica.

Por esse motivo foi utilizado o circuito da Figura 4.46 para calcular os valores das perdas dos

módulos.

0

1000

2000

3000

Potência extraída Potência Bateria Potência máxima

0

100

200

300

400

Vpf

0

4

8

12

Ipf Ibat

0.5 1 1.5 2 2.5

Time (s)

250

260

270

Vbat

Tempo [s]

0,5 1 1,5 2 2,5

Potência extraída [W] Potência Bateria [W] Potência Máxima [W]

Vpf [V]

Ipf [A] Ibat [A]

Vbat [V]



Figura 4.45 – Ferramenta Device Database Editor do PSIM.

Figura 4.46 – Circuito utilizado para calcular as perdas e as temperaturas dos módulos de IGBT.

As perdas dos IGBTs são dadas por fontes de corrente, as diferentes resistências térmicas do

módulo, da pasta térmica e do dissipador podem ser consultados nos respetivos datasheets, por



fim utiliza-se uma fonte de tensão contínua para simular a temperatura ambiente. Neste

esquema Rth(j-c)IGBT = 0,5 K/W representa a resistência térmica entre a junção do IGBT e o

encapsulamento, Rth(j-c)Diodo = 1 K/W representa a resistência térmica entre a junção do díodo e o

encapsulamento, Rth(c-s) = 0,04 K/W representa a resistência térmica entre o encapsulamento e o

dissipador localizado na parte inferior do módulo, Rth(pt) = 0.009588 K/W representa a resistência

térmica da pasta térmica e por fim Rth(hs) = 0,0847 K/W representa a resistência térmica do

dissipador de calor onde todos os módulos assentam.

Na Figura 4.47 encontram-se os valores em Watts das perdas nos módulos de IGBT. Em

regime permanente as perdas totais dos módulos são de cerca 165 W, enquanto cada um dos

módulos do conversor CA-CC tem perdas de 57 W e o conversor CC-CC tem perdas de 51 W.

Figura 4.47 – Perdas de comutação e condução dos diversos módulos.

Figura 4.48 – Temperaturas nos diversos módulos e no dissipador.

Em relação às temperaturas, verifica-se que a mais alta em regime permanente é atingida na

junção dos IGBTs dos módulos 1 e 2 que é cerca de 73 °C. Já os módulos atingem os 45 °C,

0

50

100

150

200

Perdas totais Perdas modulo1 Perdas modulo3

0 0.1 0.2 0.3 0.4

Time (s)

0

-20

20

40

60

P_IGBT1 P_IGBT3 P_D1 P_D3

Tempo [s]

0 0,1 0,2 0,3 0,4

0 0.1 0.2 0.3 0.4

Time (s)

0

20

40

60

80

100

Tdissipador1 Tmodulo1 Tmodulo3 Tj_IGBT1 Tj_IGBT3 Tj_D1 Tj_D3

Tempo [s]

0 0,1 0,2 0,3 0,4

Tdissipador



enquanto o dissipador atinge o máximo de 44 °C. De notar que mesmo em regime transitório a

temperatura mais alta é de 83 °C na junção dos díodos do módulo 3.

4.10. Conclusões

No início deste capítulo procedeu-se a uma análise de cada um dos diferentes conversores

utilizados. Esta análise permitiu delinear os requisitos que o sistema de controlo teria de

cumprir.

Foram apresentados os circuitos implementados em ambiente de simulação PSIM que

permitiram simular o comportamento dos sensores de tensão e de corrente, do circuito de

aquisição de sinais, do microcontrolador, das baterias e dos módulos fotovoltaicos. Estes

circuitos são utilizados ao longo das diferentes simulações.

As simulações dos diferentes conversores aqui apresentadas tiveram como objetivo validar

as topologias e os algoritmos de controlo escolhidos. A realização das simulações prolongou-se

até à fase inicial da implementação. Deste modo foi possível modelar os componentes utilizados

como sensores, módulos de IGBT, baterias, e módulos fotovoltaicos, para que o resultado das

simulações fosse ainda mais realista.

Para o conversor CA-CC bidirecional em modo de retificador, as simulações provam a

viabilidade do sistema de controlo em cascata. A tensão no barramento CC mantém-se nos

400 V, com um ripple muito baixo, enquanto a corrente consumida à rede é sinusoidal e em

fase com a tensão com um valor de THD muito baixo. Também no funcionamento em modo VSI

o conversor CA-CC funciona como desejado, garantindo que a carga é alimentada com uma

tensão sinusoidal com valor eficaz de 230 V e frequência de 50 Hz.

Para o conversor CC-CC bidirecional são apresentadas as simulações em modo buck com

controlo de tensão constante e com controlo de corrente constante, e em modo boost. No modo

buck com controlo de corrente constante (utilizando o modelo de Thevenin da bateria de ácido-

chumbo) ou com controlo de tensão constante (com a carga não-linear) ficou provado que o

sistema de controlo consegue ir ao encontro ao esquema de carregamento das baterias de

ácido-chumbo e dos seus diferentes estágios. Já no modo boost ficou provado que o sistema de

controlo consegue manter a tensão no barramento CC nos 400 V constantes, apesar da variação

ao longo do tempo da tensão aos terminais das baterias.

No conversor CC-CC que faz o interface com os módulos fotovoltaicos, também ficou

provada a viabilidade do sistema de controlo implementado com o recurso ao algoritmo de



MPPT de Condutância Incremental. Foi demonstrado que apesar de existirem flutuações na

potência máxima que os módulos podem produzir, o conversor consegue sempre encontrar o

ponto de máxima potência.

Estando provados os circuitos de potência e os diferentes sistemas de controlo para cada

conversor individualmente, foi necessário avaliar o comportamento do sistema completo. Para

tal, começou-se por apresentar os resultados das simulações para os modos de funcionamento

G2V, V2G e V2H. Apesar de para este projeto apenas se pretender o funcionamento em G2V e

V2H, também é apresentada a simulação em V2G de forma a comprovar o que foi dito sobre o

esquema de controlo do conversor CA-CC. O comportamento observado valida as soluções

utilizadas quer em termos das topologias dos conversores quer em termos do sistema de

controlo. Ficou ainda provado que as soluções utilizadas nos dois conversores CC-CC permitem

o carregamento das baterias através dos módulos fotovoltaicos e a extração da máxima potência

que estes podem fornecer.

Por fim, com a ajuda do módulo térmico do PSIM, são simuladas as perdas de comutação e

condução nos módulos de IGBT e as temperaturas que atingem as junções de cada módulo e o

dissipador. Esta simulação ajuda na escolha de um dissipador, sendo inclusivamente os

resultados utilizados no capítulo seguinte para demonstrar a viabilidade do dissipador escolhido

manter a temperatura das junções dos módulos abaixo do valor máximo. O fabricante dos

módulos de IGBT e do dissipador utilizado, disponibiliza no seu site a ferramenta de simulação

Semisel que permite calcular a temperatura máxima que é atingida nas junções do módulo. Este

simulador não foi utilizado pelo facto de não permitir simular a topologia pretendida para o

conversor CA-CC, pois apenas permitia a utilização de retificadores a díodos e tirístores, pelo que

os resultados obtidos não seriam fiáveis.


Capítulo 5

Implementação do Sistema de Carregamento

de Baterias

5.1. Introdução

Neste capítulo são descritos os passos efetuados durante a implementação do Sistema de

Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia

Renovável.

Como já foi referido este projeto pode ser dividido em duas partes, o circuito de potência e o

sistema de controlo. Para o circuito de potência são apresentados os diversos componentes

utilizados no circuito de potência, tais como os semicondutores controlados, condensadores,

bobines, dissipador e proteções. Para o sistema de controlo são apresentados os sensores, a

placa de condicionamento de sinais (com o respetivo ADC) e deteção de erros, a placa de

comando, os drivers de IGBTs, o DSC e a placa de DAC.

São também apresentados os cálculos e os fundamentos que justificam a utilização dos

principais componentes. Como forma de reduzir os custos, sempre que possível foram utilizados

materiais e componentes existentes no Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) ou nas

oficinas do Departamento Eletrónica Industrial da Universidade do Minho. A placa com os

condensadores do barramento CC foi projetada para que pudesse ser utilizada em projetos

futuros, diluindo os custos dos condensadores por projetos diferentes.

Na Figura 5.1 encontra-se um esquemático do sistema de carregamento desenvolvido. O

circuito de potência e o sistema de controlo encontram-se realçados para mais fácil

compreensão. São ainda apresentadas as relações entre os diferentes elementos do sistema de

controlo.

Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Carregamento de Baterias


Figura 5.1 – Esquemático do sistema de carregamento desenvolvido.

5.2. Circuito de Potência

Como já foi referido, a topologia de ponte completa foi a escolhida para o conversor CA-CC,

para o conversor CC-CC bidirecional foi escolhida a topologia buck+boost bidirecional, enquanto

para o outro conversor CC-CC foi escolhida a topologia boost. De seguida apresentam-se os

diversos componentes utilizados na construção destes três conversores. Em todos estes

conversores são utilizados IGBTs para os semicondutores controlados.

Módulo de IGBTs 5.2.1.

Para a escolha dos IGBTs foi efetuado um levantamento dos diferentes componentes

existentes no GEPE. Depois de consultar os respetivos datasheets, foi escolhido o modelo

SKM50GB063D da Semikron (Figura 5.2).

Trata-se de um módulo de dois IGBTs com díodos em antiparalelo com corrente nominal de

50 A e que suporta tensões até 600 V entre o emissor e o coletor. O datasheet disponibiliza

ainda as diferentes resistências térmicas do módulo, para a junção do IGBT Rth(j-c)= 0,5 °C/W,

para a junção do díodo Rth(j-c) = 1 °C/W, enquanto no encapsulamento Rth(c-s)= 0,04 °C/W [109].

Neste projeto foram utilizados quatro módulos, dois para o conversor CA-CC bidirecional, um

para o conversor CC-CC bidirecional que efetua a carga e descarga das baterias e o outro para o

conversor CC-CC que liga aos módulos fotovoltaicos.

S1

S2

S3

S4

CL1

RedeElétrica

Banco de Baterias

S7

S8

Snb1 Snb2 Snb3

S5

S6

Snb4

C2

L2

Painel Fotovoltaico

L3

Aquisição de Sinal e Deteção de Erros

iL vi ipf ibat vbatvCC vpf

Placa de Comando

Drive

rs

S1S2S3S4S5S6S7S8

Sinais de Erro

Canais do ADC

Sinais de Comando

Sistema de Controlo

Circuito de Potência

DSP

Sinais de PWM

Sinais de Erro



1

3 2

4 5 6 7

(a) (b)

Figura 5.2 – (a) Módulo de IGBTs SKM50GB063D; (b) Esquema de ligações interno.

Condensadores de Snubber 5.2.2.

Numa nota de aplicação [110], a Semikron recomenda a utilização de condensadores de

snubber ligados diretamente aos terminais do módulo IGBT que se encontram ligados ao

barramento CC. Este condensador funciona como um filtro passa-baixo que elimina picos de

tensão superiores à tensão máxima que este consegue bloquear, que de outra forma poderiam

destruir o módulo. Na Figura 5.3 é bem visivel o efeito da utilização de um condensador de

snubber na atenuação do pico de tensão aquando do corte do IGBT.

Figura 5.3 – Forma de onda tipica da tensão Vce no corte do IGBT: a preto a forma de onda sem condensador de snubber; a castanho a forma de onda com condensador de snubber [110].

Para condensador de snubber foi escolhido um condensador de filme de polipropileno

metalizado da Epcos modelo B32656S0105+561 (Figura 5.4) com 1 µF de capacidade, com

uma resistência equivalente série ESR = 6 mΩ a 100 kHz e suporta tensões até 1000 V [111].

Figura 5.4 – Condensador de snubber B32656S0105+561.



Condensadores do Barramento CC 5.2.3.

O barramento CC implementado é constituído por 50 condensadores eletrolíticos de

100 µF / 450 V modelo B43501C5107M000 da Epcos. Estes condensadores encontram-se

associados em paralelo para que o valor total da capacidade seja de 5 mF. Cada condensador

tem uma ESR = 1,33 Ω e suporta correntes de 1,76 A [112]. Portanto a ESR total do

barramento é de 26,6 mΩ, logo este suporta uma corrente máxima de ripple de 88 A.

Quer por limitações do tamanho das PCBs disponíveis nas oficinas do DEI, quer pela

perspetiva de este barramento ser utilizado no futuro numa aplicação que exige ponto médio no

barramento, os condensadores foram divididos por 2 PCBs com 25 condensadores cada, como

se pode observar na Figura 5.5.

+B+A -A -B

Ligando “–A” com “–B” e “+A” com “+B” ficam todos em paralelo.

Ligando -A com +B obtém-se o ponto médio

+A

-B

Ponto Médio

-A

+B

+A

-B-A

+B

Barra de cobre positiva

Barra de cobre negativa

Barra de cobre positiva

Barra de cobre negativa

(b) (c)

(a)

Figura 5.5 – Barramento CC: (a) Esquema das placas do barramento CC; (b) Ligação utilizada com todos os condensadores em paralelo; (c) Ligação alternativa com ponto médio.

Cada uma das PCBs possui um terminal positivo e um terminal negativo. Ainda na

Figura 5.5 pode-se observar os possíveis esquemas de ligação das duas placas. Para este

projeto os terminais +A e +B ligam a uma barra de cobre e os terminais –A e –B ligam à outra

barra de cobre, desta forma todos os condensadores estão em paralelo e obtém-se os 5 mF

pretendidos. Para a futura utilização como barramento com ponto médio, basta ligar +A e –B às

barras de cobre e ligar –A a +B sendo este o ponto médio.



A implementação de uma das placas com 25 condensadores do barramento CC (a outra

placa é exatamente igual) pode ser observada na Figura 5.6.

Figura 5.6 – Implementação do barramento CC.

Dissipador de Calor 5.2.4.

Em aplicações de eletrónica de potência o dissipador de calor é muitas vezes um elemento

fundamental para o bom funcionamento do circuito de potência. Isto acontece em virtude das

perdas por efeito de Joule que existem no funcionamento dos semicondutores controlados de

potência (IGBTs neste caso concreto). Essas perdas acontecem durante a condução e as

comutações. A título de exemplo, e como apresentado em [108], por cada 10-15ºC acima dos

50ºC duplica a probabilidade de um semicondutor se estragar

Na Figura 5.7 encontram-se as formas de onda da corrente e tensão no IGBT durante a

condução e as comutações, bem como as respetivas perdas. De notar que apesar de existirem

perdas durante a condução, estas são bastante superiores durante as comutações. Estas

acontecem porque os IGBTs não conseguem fazer uma transição instantânea entre os estados

on e off.

Para este projeto o dissipador escolhido foi o modelo P3 da Semikron (Figura 5.8) na sua

variante com 30 cm de comprimento [113]. Segundo o datasheet a resistência térmica deste

dissipador, quando equipado com a ventoinha SKF 3-230-01 [114] do mesmo fabricante, é de

Rth(hs) = 0,0847 K/W. A ventoinha utilizada é o modelo 4650Z-876 da ebm-papst [115], mas

como esta fornece o mesmo caudal que a da Semikron, cerca de 160 m3/h, o valor de

resistência térmica do dissipador mantém-se.



tton toff

iO rCE

iO

vC

iCE

vCE

ton toff

Perdas de comutação

Perdas de condução

t

iO vD

iCE vCE

(a)

(b)

Figura 5.7 – (a) Formas de onda de um IGBT durante a condução e as comutações; (b) Forma de onda das perdas de um IGBT.

Figura 5.8 – Dissipador de calor modelo P3 da Semikron [116].

Torna-se portanto necessário saber se para os requisitos deste projeto, o dissipador de calor

escolhido permite manter a temperatura das diferentes junções abaixo do valor máximo

permitido. As perdas podem ser calculadas utilizando as equações (5.1), (5.2) e (5.3) [110]. Os

valores de RCE, VCE0, Eon, Eoff e Vf podem ser encontrados no datasheet do módulo.

𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑𝑢çã𝑜_𝐼𝐺𝐵𝑇 = 𝑅𝐶𝐸 (√𝐷 𝐼𝐿)2

𝑉𝐶𝐸0 𝐷 𝐼𝐿 (5.1)

𝑃𝑐𝑜𝑚𝑢𝑡𝑎çã𝑜 = 𝑓𝑠 𝐼𝐿 𝑈 𝐸𝑜𝑛 + 𝐸𝑜𝑓𝑓

100 × 400 (5.2)

𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑𝑢çã𝑜_𝐷𝑖𝑜𝑑𝑜 = 𝑉𝐹 𝐼𝐹 (5.3)



No capítulo anterior foram apresentados os valores das perdas e das temperaturas dos

diferentes módulos, bem como a temperatura do dissipador. Como a simulação foi efetuada o

mais aproximadamente possível da realidade, esses valores podem ser utilizados para verificar

se este dissipador é suficiente. Desta forma evitam-se cálculos que podem ser morosos e evitam-

se possíveis erros, especialmente nas perdas do conversor CA-CC onde o duty-cycle não se

mantém constante.

Para os módulos de IGBT escolhidos a temperatura máxima na junção é de 150ºC. Como foi

apresentado na Figura 4.48 a temperatura máxima de 73ºC é atingida em regime permanente

na junção dos IGBTS dos módulos 1 e 2. Mesmo em regime transitório a temperatura mais alta

é de 83 °C. Portanto conclui-se que o dissipador escolhido é suficiente para garantir o bom

funcionamento dos módulos.

Ainda no início da implementação, surgiu a ideia de se usar o dissipador para suporte das

placas de driver e das placas dos condensadores do barramento CC. Para averiguar a melhor

forma de implementar essa ideia, foi criado em Autocad um modelo em 3 dimensões do

dissipador, do módulo de IGBT, dos condensadores de snubber e dos condensadores do

barramento CC. Na Figura 5.9 pode-se observar o aspeto final da implementação em Autocad e

que serviu de guia para a montagem.

Figura 5.9 – Esquema de montagem realizado em Autocad dos conversores de potência, drivers, condensadores de snubber e condensadores do barramento CC.



Na Figura 5.10 encontra-se um esquema de montagem, seguindo a o esquema em Autocad

e na Figura 5.11 o resultado final da implementação.

Figura 5.10 – Esquema de montagem dos diferentes elementos do circuito de potência no dissipador (vista de cima) e esquema de ligações à rede elétrica, ao banco de baterias e aos módulos fotovoltaicos.

Figura 5.11 – Implementação final dos diferentes elementos do circuíto de potência no dissipador.

Condensador de Saída do Conversor CC-CC Bidirecional 5.2.5.

À saída do conversor CC-CC bidirecional encontra-se um condensador eletrolítico de

470 µF / 400 V modelo MAL215746471E3 da Vishay. Este condensador possui uma

ESR = 0,25 Ω e suporta um ripple de corrente de 2,4 A RMS [117].

Figura 5.12 – Condensador à saída do conversor CC-CC bidirecional.

1

Módulos Fotovoltaicos

Banco de Baterias

RedeElétrica

Condensadores do Barramento CC

Drivers dos IGBTs

Placas de Proteção da Gate

Ventoinha

1 2 3 4



Bobina Conversor CA-CC 5.2.6.

Para a bobina do conversor CA-CC foi escolhida a bobina acoplada da Figura 5.13 com

6 mH. Uma bobina acoplada permite obter, para o mesmo valor de indutância, um volume

menor, quando comparada com outros tipos de bobinas.

Figura 5.13 – Bobina do conversor CA-CC.

Bobinas dos Conversores CC-CC 5.2.7.

Para as bobinas de 1mH dos dois conversores CC-CC foi dimensionada a sua

implementação recorrendo a um núcleo toroidal em que o número necessário de voltas é dado

pela fórmula [118]:

𝑁 = √𝐿

𝐴𝐿 (5.4)

Em que:

L é a indutância em nH;

N é o número de voltas;

AL é o índice indutivo. É um parâmetro específico de cada núcleo e o seu valor é

normalmente fornecido no datasheet pelo fabricante.

O núcleo usado é o T300-60D da Micrometals e o datasheet [119] indica que

AL = 116 nH/N2, portanto para se obter uma bobina de 1 mH são necessárias 93 voltas.



Originalmente estava planeada a construção destas bobinas, mas mais tarde foi decidido

utilizar duas bobinas, como a da Figura 5.14, que já se encontravam no GEPE. Estas bobinas

possuem 5 mH entre os terminais 1 e 4, mas como se pretende uma indutância de 1 mH

utilizam-se os terminais 1 e 2.

1234

Figura 5.14 – Bobina utilizada nos dois conversores CC-CC.

Pré-Carga e Proteções 5.2.8.

Quando o conversor é ligado à rede elétrica o condensador do barramento CC inicialmente

aparece como um curto-circuito à rede, o que resulta em correntes elevadas enquanto este não

se encontra carregado. A solução para este problema passa por utilizar uma resistência à

entrada do conversor que limite a corrente de inrush, até que o condensador se encontre

carregado. Na literatura são propostas várias soluções para este problema, como utilizar um

termístor NTC onde a resistência vai baixando à medida que o tempo e consequentemente a

temperatura (efeito de Joule) forem aumentando. Outra solução passa por usar uma resistência

com um semicondutor controlado em paralelo que faça um shunt a esta quando o condensador

fique carregado [108]. Neste projeto optou-se por substituir o semicondutor por um relé.

O relé escolhido foi o RT33L012 da TE Connectivity, este relé suporta correntes até 16 A

RMS e tensões até 250 V RMS, na entrada funciona com tensão de 12 V CC e possui um

contacto normalmente aberto [120]. Este relé é ativado através do DSP, sendo para tal

necessário utilizar um circuito que faça o interface entre os dois, o esquemático deste circuito

está apresentado na Figura 5.15. Para cada relé existe um LED que que indica quando o relé

está ativo. Para a ligação do conversor CA-CC à rede elétrica é utilizada uma resistência de pré-



carga e para a ligação das baterias ao conversor CC-CC é utilizada outra resistência de pré-

carga.

Para além dos 2 relés para as duas pré-cargas, são ainda utilizados mais 3 para efetuar a

conexão/desconexão das baterias, dos módulos fotovoltaicos e da rede elétrica.

Figura 5.15 – Esquematico com o circuito de acionamento que faz o interface entre o pino de GPIO e o relé.

Na Figura 5.16 encontra-se a implementação do sistema de pré-carga com os relés e toda a

eletrónica necessária para que sejam ativados pelo DSC.

Figura 5.16 – Placa de relés.

5.3. Sistema de Controlo

O sistema de controlo é responsável por assegurar o correto funcionamento dos diferentes

conversores de potência. Para tal são utilizados sensores de tensão e de corrente para

monitorizar as variáveis necessárias ao sistema de controlo, essas variáveis são convertidas de

sinais contínuos no tempo para sinais discretos através do ADC externo e por fim um Digital

Signal Controler (DSC) é responsável por gerar os sinais de PWM a aplicar às gates dos IGBTs.

+15 V

GPIOn

Entrada

Saída

LED1

R1

R2

R3

Relé1N4148

DZ1BC556B

RT33L012



Sensores de Tensão de Efeito Hall 5.3.1.

Para funcionar corretamente, o sistema de controlo implementado necessita de saber quais

os valores instantâneos das tensões da rede elétrica, do barramento CC, da saída do conversor

CC-CC e da saída do módulo fotovoltaico. Portanto torna-se necessária a utilização de sensores

de tensão. Neste projeto de Dissertação de Mestrado Integrado, são utilizados sensores de

tensão de efeito Hall para medir os valores das tensões referidas anteriormente. Na Figura 5.17

(a) encontra-se a implementação de um sensor para 450 V e na Figura 5.17 (b) um sensor para

400 V.

(a)

(b)

(c)

CYHVS5-25A

R1

R2

Is

+HT

-HT

+

-

+

-

MRm

Rs

Placa de condicionamento

de sinais

+15 V

-15 V

GND

Sinal

Figura 5.17 – Sensores de tensão: (a) Placa do sensor de tensão para 450 V; (b) Placa do sensor de tensão de 400 V; (c) Esquema de ligações do sensor de tensão de efeito hall CYHVS5-25A da ChenYang Technologies.

Ainda na Figura 5.17 (c) encontra-se o esquema de ligações do sensor, a resistência R1 (que

pode ser dividida em duas devido à potência a dissipar), em série com a entrada, deve ser

calculada de modo a que a corrente de entrada seja a mais aproximada do valor nominal, sem

nunca possa exceder o valor máximo de 5 mA RMS. Já no secundário a resistência de RM, deve

ser calculada de modo a que o valor de pico da tensão de saída (vM ) não seja superior ao valor

máximo suportado pelo ADC [121]. O valor de RM deve ainda estar em conformidade com a

gama de valores indicada no datasheet do sensor. Os condensadores de desacoplamento

servem para filtrar eventuais ruídos na alimentação do sensor.



As equações 5.5, 5.6 e 5.7 traduzem o comportamento do sensor e servem também para

dimensionar as resistências R1 e RM. IP é a corrente RMS no primário, IS é a corrente RMS no

secundário, VP é a tensão RMS no primário e VM é a tensão RMS de saída do sensor.

𝐼𝑃 =𝑉𝑃

𝑅1 (5.5)

𝐼𝑆 = 5 ∙ 𝐼𝑃 (5.6)

𝑉𝑀 = 𝐼𝑆 ∙ 𝑅𝑀 (5.7)

De seguida, e utilizando as equações anteriores, apresentam-se os cálculos para o

dimensionamento de RM e R1 para os sensores que medem a tensão da rede, a tensão aos

terminais do banco de baterias e aos terminais do módulo fotovoltaico. Para todos estes casos

foi definida uma tensão máxima de 400 V, a razão para tal prende-se com a reutilização futura

das placas que contêm estes sensores.

𝑅1 =400

5 𝑚= 80 𝑘𝛺

Os valores padrão das resistências não contemplam valores de 80 kΩ, pelo que se utilizou

uma resistência de 82 kΩ de 3 W. Desta forma, IP fica:

𝐼𝑃 =400

82 𝑘= 4,88 𝑚𝐴

𝐼𝑆 = 5 × 4,88 𝑚 = 24,4 𝑚𝐴

𝑅𝑀 =2,5

24,4 𝑚≈ 100 𝛺

Utilizando uma resistência de 100 Ω, quando a tensão de entrada for de 400 V a tensão de

saída será de 2,44 V.

Para o sensor que mede a tensão no barramento CC, a tensão máxima do primário é de

450 V.

𝑅1 =450

5 𝑚= 90 𝑘𝛺



Como não existiam no laboratório resistências de 90 kΩ, foram utilizadas duas resistências

de 47 kΩ de 2 W ligadas em série, desta forma a corrente máxima de entrada será de:

𝐼𝑃 =450

94 𝑘= 4,79 𝑚𝐴

𝐼𝑆 = 5 × 4,79𝑚 = 23,95 𝑚𝐴

𝑅𝑀 =2,5

23,95 𝑚≈ 100 𝛺

Utilizando uma resistência de 100 Ω, quando a tensão de entrada for de 450 V a tensão de

saída será de 2,395 V.

Sensores de Corrente de Efeito Hall 5.3.2.

Para além dos vários sinais de tensão, o controlador necessita de saber os valores

instantâneos de três correntes, a corrente de entrada no conversor CA-CC, a corrente de saída

do conversor CC-CC, e a corrente de saída do módulo fotovoltaico.

Tal como no caso dos sensores de tensão, também os sensores corrente serão de efeito hall.

Neste tipo de sensores, o condutor por onde passa a corrente que se pretende medir atravessa o

sensor funcionando como o primário deste, obtendo-se assim um isolamento galvânico que

protege o circuito de controlo.

Para este projeto serão utilizados três sensores LA 55-P da LEM, um para cada corrente a

medir. A corrente nominal RMS no primário é de 50 A RMS, mas podem ser medidas correntes

entre ±70 A. Podem ser alimentados com uma tensão bipolar de ±15 V. A resistência RM, ligada

entre o pino M e o GND, é calculada de modo a que a tensão de saída vM não ultrapasse o valor

máximo suportado pelo ADC [122].

As equações 5.8 e 5.9 traduzem o comportamento do sensor e servem também para

dimensionar o valor de RM. IP é a corrente RMS no primário, IS é a corrente RMS no secundário e

VM é a tensão RMS de saída do sensor.

𝐼𝑆 =𝐼𝑃

1000 (5.8)

𝑉𝑀 = 𝐼𝑆 ∙ 𝑅𝑀 (5.9)



De seguida, e utilizando as equações anteriores, apresentam-se os cálculos para o

dimensionamento de RM para os sensores de corrente. Para que se obtenha uma maior

flexibilidade em aplicações futuras e para minimizar os erros de leitura dos sensores, foi definido

que o circuito dos sensores de corrente fosse projetado para o valor nominal de corrente destes,

ou seja 100 A. Para se obterem estes valores de corrente os condutores deverão dar várias

voltas ao sensor, até que a corrente equivalente seja a mais próxima dos 100 A sem os

ultrapassar.

𝐼𝑆 =50

1000= 0,05 𝐴

Para a resistência de saída do sensor, e tendo em conta que o circuito de condicionamento

de sinais possui um ganho de -2, foi utilizado um divisor de tensão com 2 resistências de 47 Ω

para que do “ponto de vista” do sensor a resistência fosse de 94 Ω, mas que da entrada do

amplificador inversor fossem apenas 47 Ω, o que permite que à entrada do ADC no máximo

estejam 4,7 V.

𝑉𝑀 = 0,05 × (47 + 47) = 4,7 𝑉

Na Figura 5.18 (a) encontra-se a implementação do sensor de corrente de efeito Hall e na

Figura 5.18 (b) o esquema de ligações. Os condensadores de desacoplamento servem para

filtrar ruído que possa existir na alimentação dos sensores.

(a)

(b)

LA 55-PIs

+

-

MRm

Rs

Placa de condicionamento

de sinais

+15 V

-15 V

GND

Sinal

Figura 5.18 – Sensor de Corrente: (a) Implementação do sensor de corrente de efeito hall LEM LA 55-P; (b) Esquema de ligações.



Placa de Condicionamento de Sinais e ADC 5.3.3.

Como foi referido, os sensores permitem medir o valor das diferentes variáveis que são

necessárias para efetuar o controlo deste sistema de carregamento. Para que o DSC consiga ler

esses valores é necessário utilizar-se um conversor analógico-digital (ADC).

Na Figura 5.19, encontra-se uma placa desenvolvida pelo GEPE, onde se encontra o ADC e

outros componentes necessários para o seu funcionamento. O ADC escolhido é o MAX 1320 da

Maxim que possui 8 canais de entrada bipolares, cada um com 14 bit de resolução e que

permitem uma gama de valores entre os ±5 V, a comunicação com o DSC é efetuada através de

comunicação paralela utilizando os 14 pinos de dados. A utilização de um ADC externo em

detrimento do ADC interno do DSC, prende-se com o fato de este ser bipolar e permitir ler uma

maior gama de valores de entrada. Ao utilizar o MAX 1320 existe ainda a vantagem de este

suportar tensões de entrada dos canais até ±16,5 V, o que garante que mesmo que haja algum

pico existe uma grande margem de manobra, ao contrário do ADC interno do DSC. O tempo de

conversão utilizando os 8 canais é de 3,7 µs [123] o que é mais que suficiente para se

conseguir obter a taxa de amostragem pretendida de 40 kHz. A alimentação do ADC é de 5 V

que são fornecidos pelo regulador de tensão LM7805.

Figura 5.19 – Placa de condicionamento de sinais e ADC.



Para além do ADC esta placa contém ainda as resistências de saída dos sensores, de

corrente e tensão, calculadas anteriormente. A saída dos sensores comporta-se como uma fonte

de corrente de modo a evitar ruídos externos ao conversor. Deste modo o sinal só é convertido

em tensão perto do ADC, diminuindo assim possíveis interferências.

A placa possui ainda uma montagem amplificadora inversora por canal, existe a

possibilidade de ligar um condensador em paralelo com uma das resistências de ganho e desta

forma filtrar o sinal. Existe ainda um filtro passivo passa-baixo entre a saída do amplificador e a

entrada do canal do ADC, este último funciona como filtro RC passa-baixo. Neste trabalho

apenas o filtro RC foi utilizado.

A placa contém ainda dois detetores de sinal, um positivo e outro negativo, que no caso da

tensão à saída do amplificador ultrapassar um determinado valor, entre ±15 V, envia um sinal ao

DSC através do opto acoplador que permite desligar todo o sistema. Os detetores utilizam

comparadores LM339 e os opto acopladores TLP621. O valor das tensões de comparação é

gerado por um divisor de tensão. Como o amplificador tem uma topologia inversora, é

necessário ter em conta que o limite superior é dado pelo comparador que tem o divisor de

tensão entre 0 V e -15 V, e o inferior pelo que tem o divisor de tensão entre 0 V e 15 V.

Na Figura 5.20 encontra-se o circuito equivalente para cada canal de aquisição de sinal do

ADC que foi descrito. Cada LM358 contém dois amplificadores operacionais no seu interior e o

LM339 contém 4 comparadores, pelo que são necessários oito LM358, quatro LM339 e

dezasseis TLP621 para realizar esta montagem.

A ligação ao DSC é efetuada utilizando a ficha de 26 pinos que se encontra no topo da placa,

é através deste interface que o DSC lê os 14 pinos de dados do ADC e o sinal de fim de

conversão, bem como dá ordem de início de conversão e leitura.

A placa de condicionamento de sinais fornece ainda alimentação externa aos sensores de

efeito Hall.

Na Tabela 5.1 e na Tabela 5.2 encontram-se vários valores utilizados para o

dimensionamento dos circuitos dos sensores e da placa de aquisição de sinal e ADC. Para os

sensores de tensão é apresentada a tensão máxima da variável a ser medida, a resistência de

entrada e a resistência de saída, com estes valores calcula-se a tensão máxima à saída do

sensor.

Para os sensores de corrente utiliza-se a corrente máxima da variável a ser medida, o

número de voltas que o condutor dá ao sensor e as resistências de saída (Rs e Rm) para calcular



a tensão máxima à saída do sensor. Os valores máximos de tensão de saída nos diferentes

sensores são multiplicados pelo ganho dos amplificadores inversores, que é de 2 para todos, e

assim obtém-se a tensão máxima que poderá estar à entrada de cada canal do ADC.

LM358

-

+SensorRs

Rm

Rg1

Cg

Rg2

LM358

+

-

ADCMAX1320 LM339

+

-

+15V

LM339

+

-

-15V

15V

Cf

R1_i

R2_i

R1_s

R2_s

R_opt

TLP621

Resistências Sensor

Amplificador Inversor com Filtro Passa-Baixo

Seguidor de Tensão

Detetor de ErroLimite Superior

Detetor de ErroLimite Inferior

Optoacoplador de Erro

Rf

Figura 5.20 – Circuito equivalente dos canais de aquisição da placa de ADC.

Tabela 5.1 – Tabela com diversos valores relativos aos sensores de tensão e respetivos canais na placa de aquisição de sinais..

Sensores

Amplificadores inversores

ADC Deteção Erros

Variável Vmax [V] Rin

[kΩ] Rout [Ω]

Vout [V] Ganho Rg1 [kΩ]

Rg2 [kΩ]

Tensão [V]

Erros Valor Real

[V] Valor [V]

Resistências Valor [kΩ]

Tensão da

Rede (vi ) 400 82 100 2,44 -2 10 20 -4,88

Erro Sup. 361,76 -4,41 R1Sup 24 R2Sup 10

Erro Inf. -361,76 4,41 R1Inf 24 R2Inf 10

Tensão no

Barramento 1 (vCC )

450 94 100 2,39 -2 10 20 -4,79 Erro Sup. 440,63 -4,69

R1Sup 22 R2Sup 10


Tensão no

Barramento 2 (vCC )

450 94 100 2,39 -2 10 20 -4,79 Erro Sup. 440,63 -4,69

R1Sup 22 R2Sup 10


Tensão nas

Baterias (vbat ) 400 82 100 2,44 -2 10 20 -4,88



Tensão nos

Módulos Fotovoltaicos (vpf )

400 82 100 2,44 -2 10 20 -4,88 Erro Sup. 361,76 -4,41

R1Sup 24 R2Sup 10


Por fim são ainda apresentados os valores máximos e mínimos das diferentes variáveis a

medir para o circuito de deteção de erros, e as resistências utilizadas para se obterem esses

valores.



Tabela 5.2 – Tabela com diversos valores relativos aos sensores de corrente e respetivos canais na placa de aquisição de sinais.

Digital Signal Controller 5.3.4.

Os algoritmos de controlo foram implementados utilizando o Digital Signal Controller (DSC)

TMS320F28335 da Texas Instruments. Este DSC possui as seguintes características:

CPU de 32-bit com frequência de relógio máxima de 150 MHz;

Memória on-chip flash 16-bit word com 256 k;

18 saídas de PWM (6 principais, 6 de alta resolução e 6 auxiliares);

16 canais ADC com resolução de 12-bit, 80 ns de conversão;

3 timers de 32-bit;

SRAM 16-bit word com 34 k.

O DSC utilizado está incluído na TMS320F28335 controlCARD [125], uma placa que contém

alguns periféricos necessários ao funcionamento deste tais como o oscilador, resistências de

pull-up, condensadores de desacoplamento. Esta placa possui 100 pinos DIMM para interface,

pelo que deverá ser ligada a um conetor do mesmo tipo.

A Texas Instruments disponibiliza ainda uma docking station onde é ligada a controlCARD.

Mas para este trabalho foi decidido utilizar uma docking station personalizada e desenvolvida

pelo GEPE que se pode observar na Figura 5.21.

Esta placa para além do conector para a controlCARD possui:

2 fichas DB9, uma para ligação ao DAC e outra para ligação RS-232 ao PC;

2 fichas macho para flat cable de 14 pinos, cada uma para 3 canais de PWM;

2 fichas macho para flat cable de 10 pinos, uma para comunicação com as placas

de comando e a outra para JTAG;

Sensores Amplificadores

inversores ADC Deteção Erros

Variável Imax [A]

Nº voltas

Rs\Rm

[Ω] Vout

[V] Ganho

Rg1 [kΩ]

Rg2 [kΩ]

Tensão [V]

Erros Valor Real

[A] Valor [V]

Resistências Valor [kΩ]

Corrente da

Rede (iL ) 20 2 47\47 2,35 -2 10 20 -4,70


Erro Inf. - 24,93 4,69 R1Inf 22 R2Inf 10

Corrente das

Baterias (ibat ) 15 3 47\47 2,12 -2 10 20 -4,23



Corrente dos

Módulos Fotovoltaicos (ipf )

20 5 47\47 2,35 -2 10 20 -4,70 Erro Sup. 9,97 -4,69

R1Sup 22 R2Sup 10




1 ficha macho para flat cable de 26 pinos para ligação à placa de ADC;

1 conector para alimentação externa +5 V;

Fichas de cinema para cada um dos canais do ADC interno do TMS320F28335 ;

4 jumpers para configuração do boot ;

1 ficha para o módulo de CAN.

Figura 5.21 – DSC TMS320F28335 da Texas Instruments montado na docking station.

Em vez de se utilizarem os pinos GPIO84-87 para configurar o boot, estes são utilizados para

controlar 4 dos 5 relés da placa de relés.

Em anexo encontram-se vários fluxogramas que representam os diferentes algoritmos

utilizados de forma a implementar todo o sistema de controlo e monitorização, bem como as

configurações dos diferentes pinos GPIO.

Para programar do DSC a Texas disponibiliza o ambiente de desenvolvimento integrado Code

Composer Studio (CCS) 5.4. Este programa permite escrever o sistema de controlo em

linguagem C e vem com diversas bibliotecas com funções específicas para o DSC utilizado. Na

Figura 5.22 encontra-se uma imagem do ambiente de desenvolvimento integrado CCS.

Figura 5.22 – Ambiente de desenvolvimento integrado Code Composer Studio 5.4.



Driver de IGBT 5.3.5.

Os IGBTs escolhidos para este projeto têm uma tensão de threshold VGE(th) = 5,5 V, mas o

sinal de PWM à saída do DSC é no máximo 3,3 V. Isto implica que aplicando este sinal

diretamente ao módulo de IGBT não é possível obter as comutações, para além disso isto seria

perigoso para a integridade do DSC.

Para ultrapassar este problema, a Semikron disponibiliza drivers que permitem efetuar a

correta comutação dos IGBTs e com toda a segurança. Para os módulos utilizados o

correspondente modelo de driver é o SKHI22AH4. Segundo o datasheet do fabricante [125],

este driver é capaz de aplicar entre a gate e o emissor do IGBT uma tensão VGE = -8 V quando se

pretende que o IGBT esteja ao corte e uma tensão VGE = 15 V quando se pretende que o IGBT

esteja em condução. A seguir encontram-se outras características importantes deste módulo:

Alimentação do driver é de 0/15 V;

A tensão do sinal de entrada deve ser de 0/15 V;

A tensão de threshold das entradas para o nível alto é de 12,5 V e o nível baixo é de

4,5 V;

Tempo de propagação entre entrada e saída é de 1 µs;

Deteção de erros, caso a alimentação esteja abaixo de 13 V ou haja um curto-

circuito dos IGBTs.

A Figura 5.23 monstra a placa do driver SKHI 22 AH4. A alimentação e a entrada dos sinais

são feitas pela ficha DB9, enquanto os outros dois conetores são as saídas que ligam ao módulo

do IGBT.

Figura 5.23 – Placa do driver SKHI 22 AH4 da Semikron.



Agora coloca-se outro problema, o sinal de PWM à saída dos drivers consegue operar

corretamente os módulos, mas o sinal de PWM à saída do DSC não consegue operar os drivers.

Para corrigir isto é necessário utilizar um circuito entre o DSC e os drivers que eleve a tensão do

PWM de 0/3,3 V para uma tensão de 0/15 V. Para resolver isso foi desenvolvida a placa de

comando.

Placa de Comando 5.3.6.

A placa de comando é onde se situa o circuito que eleva a tensão do PWM à saída do DSC

para os valores necessários para que o driver opere corretamente. Para se conseguir elevar a

tensão, utiliza-se um deslocador de nível que é um circuito lógico que permite modificar os

valores de tensão correspondentes a um determinado nível logico. Neste caso foi utilizado o

MC14504B da ON Semiconductor que permite deslocar o nível de 6 sinais distintos [126].

Na Figura 5.25 encontra-se a disposição dos pinos do MC14504B, a tensão VCC define o

nível da tensão de entrada, já o pino VDD define o nível da tensão de saída.

No caso de algum dos drivers dos IGBTs detetar um erro, esta placa contém um NE555D da

Texas Instruments que apesar de ser um timer, é aqui utilizado para memorizar o erro até que

seja efetuado um reset. Para além de ligar um LED para avisar, os sinais de PWM para os IGBTs

são imediatamente desligados e só são reativados quando o DSC enviar um sinal de reset.

SaídaEntrada

VCC

MC14504B

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15

16

VDD

Fout

Fin

MODE

Eout

Ein

Dout

Din

VCC

Aout

Ain

Bout

Bin

Cout

Cin

VSS

VDD

Deslocador de nível

(a)

(b)

Figura 5.24 – Disposição dos pinos do MC14504B e diagrama lógico de uma entrada [126].

NE555

1

2

3

4

5

6

7

8

VCC

Disch

Thres

Cont

GND

Trig

Out

Reset

Figura 5.25 – Disposição dos pinos do NE555 [127].



São ainda utilizados dois MC14081B também da ON Semiconductor, cada um contém 4

portas lógicas AND de duas entradas. À entrada de cada porta AND está um sinal de PWM e um

sinal de erro. Garantindo assim que sempre que há um erro não seja enviado nenhum sinal de

PWM para os módulos.

Na Figura 5.26 encontra-se uma fotografia da implementação da placa de comando. É

possível observar a entrada dos sinais de PWM e a ficha de GPIO vindos do DSC, as 3 fichas

DB9 que são as saídas para a placa de driver, as entradas de erro comum que vêm da placa de

aquisição de sinais, a entrada de alimentação de 15 V e ainda as saídas comuns. Uma destas

saídas comuns é utilizada para controlar um dos relés da placa de relés.

Figura 5.26 – Placa de comando.

Placa de DAC 5.3.7.

Para auxiliar o desenvolvimento do sistema de controlo é importante visualizar a evolução

das variáveis internas do DSP. A melhor forma de o conseguir é utilizar um conversor digital-

analógico (DAC) que faça o interface entre o DSP e um osciloscópio. Permitindo assim comparar

as variáveis digitais com as grandezas analógicas.

Na Figura 5.27 encontra-se uma placa desenvolvida pelo GEPE com 8 canais de saída, ou

seja, é possível observar até 8 variáveis com esta placa. É utilizado o TLV5610 da Texas

Instruments, um DAC de 8 canais com 12 bit de resolução, compatível com o módulo SPI dos

DSCs da família TMS320 [128].

Como a saída de cada canal varia entre 0 V e 2,5 V, é implementado um circuito de offset

que subtrai 1,25 V à tensão de saída do DAC. Para tal são utilizados 2 TLC227x da Texas

Instruments, estes integrados são amplificadores operacionais rail-to-rail [129].



As saídas são efetuadas através de fichas BNC, enquanto a entrada é efetuada por uma

ficha DB9 que liga à placa do DSP.

Na Figura 5.28 encontra-se o circuito equivalente de um canal da placa de DAC, para cada

canal. O TLC227x é utilizado numa montagem subtratora, para subtrair 1,25 V é utilizada uma

referência de tensão com o mesmo valor. O Condensador Cf serve para filtrar o sinal de saída e

é opcional, nesta placa não foi utilizado. A saída de cada canal varia entre ±5 V, isto porque a

montagem utilizada multiplica por 4 o sinal que vem do DAC e o sinal da referência de sinal.

Figura 5.27 – Placa de DAC.

-

+

Cf

GPIOnRa Rb

RdRc

Saída do Canal

1,25 V

TLC227x

Figura 5.28 – Circuito equivalente dos canais da placa de DAC, com o amplificador operacional em montagem subtratora.

5.4. Fonte de Alimentação para o Sistema de Controlo

Para fornecer a alimentação aos sensores, placa de aquisição de sinais, placas de comando

e drivers de IGBT, foi utilizada a fonte de alimentação TXL 035-1515D da Traco Power com duas

saídas. Na primeira saída a fonte fornece +15 V e 2,4 A, a segunda saída fornece -15 V e 1,5 A,

a potência máxima desta fonte é de 35 W [130].



Figura 5.29 – Fonte de alimentação Traco Power TLX 035-1515D.

5.5. Conclusões

Neste capítulo foram apresentados os diferentes elementos do Sistema de Carregamento

Externo de Baterias com Interface a Energias Renováveis. Começou-se por apresentar os

componentes escolhidos para o circuito de potência, os módulos de IGBT, o dissipador, os

condensadores de snubber do barramento e de saída do conversor CC-CC bidirecional, as três

bobinas dos três conversores e os relés de pré-carga. Segue-se o sistema de controlo com os

sensores de tensão e corrente, a placa de condicionamento de sinais e ADC, os drivers dos

módulos de IGBT, a placa de comando, a placa do DAC e o DSC. São ainda apresentadas as

proteções utilizadas bem como a fonte de alimentação de todo o sistema de controlo.

O início da implementação decorreu simultaneamente com a parte final das simulações,

permitindo assim que a simulação de cada componente fosse a mais fiel à realidade possível.

Também logo que cada placa ficou pronta, foi testada para verificar se funcionava de acordo

com o que era esperado.

A implementação deste projeto permitiu-me desenvolver as minhas competências em

diversas áreas. Desde o design de placas de circuito impresso que foram desenhadas no

software Mentor Graphics PADS, passando pela programação de microcontroladores, pela

instrumentação e obviamente pela eletrónica de potência.

Na Figura 5.30 pode-se ver o aspeto final da implementação do sistema de carregamento,

com todos os elementos do circuito de potência, sistema de controlo e sistemas de proteção

utilizados.



Figura 5.30 – Aspeto final do sistema de carregamento externo de baterias de veículos elétricos com interface a energias renováveis.


Capítulo 6

Resultados Experimentais

6.1. Introdução

Neste capítulo são apresentados os resultados experimentais obtidos durante os testes ao

Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de

Energia Renovável.

As medições apresentadas neste capítulo foram efetuadas utilizando o Fluke 434 Series II

Energy Analyzer e o Yokogawa DL708E.

Nos testes que envolviam o conversor CA-CC foi utilizado um variac de forma a se obter uma

tensão sinusoidal com amplitude inferior à da rede. Na Figura 6.1 encontra-se uma foto da

bancada de trabalho em que se pode ver as baterias utilizadas, bem como o variac.

Baterias

VariacSistema de Carregamento

Figura 6.1 - Bancada de trabalho.

6.2. Baterias

Foram utilizadas duas baterias de ácido-chumbo WCG-U1 AGM da Power Battery Company,

Inc., com tensão nominal de 12 V e 33 Ah ligadas em série, perfazendo 24 V, e 792 Wh de

energia que pode ser armazenada. As baterias Absorbed Glass Matt (AGM) possuem uma

resistência interna baixa, o que permite fornecer correntes elevadas. A elevada fiabilidade, o

Capítulo 6 – Resultados Experimentais


menor peso que as baterias de ácido-chumbo tradicionais e o facto de não necessitarem de

manutenção são outras vantagens deste tipo de baterias.

Na Tabela 6.1 encontram-se algumas características técnicas das baterias utilizadas. Os

valores mais importantes a ter em conta são a tensão nominal, a corrente máxima de carga, a

corrente máxima de descarga e a tensão máxima de carga.

Tabela 6.1 – Caracteristicas técnicas das baterias WCG-U1.

Característica Valor Nominal

Tensão 12 V

Capacidade 33 Ah

Corrente máxima de carga 6,5 A

Tensão máxima de carga 14,2 V

Corrente máxima de descarga (1 min) 245 A

Impedância Interna 7,33 mΩ

Gama de temperatura durante a carga -50°C to 70°C

Gama de temperatura durante a descarga -40°C to 60°C

Peso 12,11 kg

Dimensões em mm 19,58 x 13,16 x 18,26

Na Figura 6.2 encontra-se a relação entre a capacidade, a corrente e o tempo, durante o

processo de descarga da bateria WCG-U1 AGM. Como mostra a figura, a capacidade da bateria

diminui com o aumento da corrente, como tal, a máxima capacidade é obtida com uma corrente

de descarga reduzida.

Capacidade [Ah]

Ho

ras [h]

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

30

25

20

15

10

0

5

25

20

15

10

0

5

Co

rren

te [

A]

Figura 6.2 – Relação entre a capacidade [Ah], a corrente [A] e o tempo [horas], durante o processo de descarga de uma bateria WCG-U1 AGM (adaptado de: Vitor Monteiro et al.) [132].

Na Figura 6.3 encontra-se a profundidade de descarga (em percentagem) que a bateria

consegue atingir em função do número de ciclos de carga-descarga efetuados. O tempo de vida

útil da bateria é maior quando a profundidade de descarga é menor.



3500

3000

2500

2000

1500

1000

500

0

Cic

los

Profundidade de Descarga [%]

15 25 50 80

Figura 6.3 – Relação do tempo de vida útil da bateria, em número de ciclos, em função da profundidade de descarga para a bateria WCG-U1 AGM (adaptado de: Vitor Monteiro et al.) [132].

6.3. Ensaio do Conversor CA-CC em Modo Retificador

Na Figura 6.4 encontra-se o circuito de potência utilizado para testar o funcionamento do

conversor CA-CC em modo retificador. O variac é utilizado para baixar a tensão da rede,

enquanto a resistência de carga é ligada diretamente ao barramento CC.

Na Figura 6.5 é possível visualizar a tensão à saída do variac (vi ), a corrente na indutância

de entrada (iL ), a corrente de referência que o controlador está a gerar (iL_ref ) e a tensão no

barramento CC (vCC ) quando os IGBTs não se encontram a comutar. Como era de se esperar a

corrente iL não é sinusoidal, observando a Figura 6.7 (a) verifica-se que o THD de iL é de 60,3 %,

para o qual contribuem principalmente os elevados valores dos harmónicos de 3ª, 5ª e 7ª

ordem. Já a corrente de referência que é gerada pelo sistema de controlo é sinusoidal e

encontra-se totalmente em fase com a tensão, tal é possível graças à utilização do phase locked-

loop (PLL) como já foi explicado no capítulo 4. A tensão no barramento CC tem um valor médio

de aproximadamente 30 V com um ripple de 3 V, e a tensão à saída do variac é de

aproximadamente 30 V RMS.

Figura 6.4 – Esquema do circuito de potência utilizado para testar o conversor CA-CC em modo retificador.

RedeElétrica

Variac

S1

S2

S3

S4

Sb1 Sb2 C

Rca

rga vi

L

vrede

iL

vcc



Figura 6.5 – Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA e tensão no barramento CC (vCC ) quando os IGBTs do conversor CA-CC não estão a comutar.

Na Figura 6.6 encontra-se a tensão à saída do variac (vi ), a corrente na indutância de

entrada do conversor CA-CC (iL ), a corrente de referência que o sistema de controlo está a gerar

(iL_ref ) e a tensão no barramento CC (vCC ) mas desta vez com o sistema de controlo a funcionar.

Observa-se que a corrente iL é agora sinusoidal e em fase com vi , tal como era pretendido.

Figura 6.6 – Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA, corrente de referência (iL_ref ) e tensão no barramento CC (vCC ) com os IGBTs do conversor CA-CC a comutar.

vcc

vi

iLiL_ref

vcc

vi

iL

iL_ref



Consultando a Figura 6.7 (b) verifica-se que o THD de iL com o sistema de controlo a

funcionar é de apenas 2,2 % existindo apenas harmónicos de 3ª e 5ª ordem com uma

magnitude residual. A tensão no barramento CC é aproximadamente 40 V com um ripple de 1 V,

sendo 40 V o valor de referência desta tensão. Analisando os resultados obtidos, pode-se

concluir que tanto o circuito de potência, como o sistema de controlo funcionam tal como se

pretendia, obedecendo assim aos requisitos definidos no início deste trabalho.

(a) (b)

Figura 6.7 – Análise dos harmónicos e THD da corrente (iL ): (a) Quando os IGBTs do conversor CA-CC não estão a comutar; (b) Quando os IGBTs do conversor CA-CC estão a comutar.

6.4. Ensaio do Conversor CA-CC em Conjunto com o Conversor CC-CC

Bidirecional

De seguida foi testado o funcionamento do conversor CA-CC em conjunto com o conversor

CC-CC bidirecional. Para tal foi utilizado o circuito da Figura 6.8, onde a resistência de carga

utilizada é de 25 Ω.

Figura 6.8 – Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o funcionamento do conversor CA-CC em conjunto com o conversor CA-CC bidirecional.

Na Figura 6.9 encontram-se os resultados do ensaio efetuado com o conversor CA-CC a

funcionar em simultâneo com o conversor CC-CC bidirecional. Para este teste foi utilizado o

RedeElétrica

Variac

S1

S2

S3

S4

Sb1 Sb2 C

Rca

rga

vi

L

vrede

iL

vcc

S5

S6

Sb3

L2

C2 vbat



sistema de controlo de duas malhas do conversor CA-CC e o sistema de controlo de tensão

constante do conversor CC-CC em modo buck. O valor de referência pretendido para a tensão do

barramento CC é de 40 V, e a referência de tensão para a carga é de 10 V. Como se pode

observar, tanto a vCC como vcarga seguem os respetivos valores de referência com valores

reduzidos de ripple.

Figura 6.9 – Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA, tensão no barramento CC (vCC ) e tensão na carga (vcarga ).

Após testar o funcionamento do sistema com uma carga resistiva, foi realizado um ensaio

em que se pretendia carregar as duas baterias de ácido-chumbo com uma corrente constante.

Para tal foi utilizado o circuito da Figura 6.10 em que as baterias se encontram ligadas em série.

Figura 6.10 – Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o carregamento das baterias através da rede.

Na Figura 6.11 encontra-se os gráficos da tensão à saída do variac (vi ), a corrente na

indutância de entrada (iL ), a tensão no barramento CC (vCC ), a tensão à saída do conversor

iL

vi

vcc

vcarga

RedeElétrica

Variac

S1

S2

S3

S4

Sb1 Sb2 C vi

L

vrede

iL

vcc

S5

S6

Sb3

L2

C2 vbat

Bat

eri

a 1

Bat

eri

a 2

ibat



CC-CC bidirecional (vbat ) e a corrente nas baterias (ibat ) durante a fase de carregamento com

corrente constante. A corrente de referência das baterias é de 1 A e a tensão de referência do

barramento CC é de 60 V. A tensão nas baterias é de aproximadamente 25,4 V. Tendo em conta

que a corrente iL é sinusoidal e em fase com a tensão, e que tanto a corrente das baterias como

a tensão do barramento CC seguem as respetivas referências, pode-se concluir que o sistema de

controlo comporta-se tal como se pretendia.

Figura 6.11 – Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA, tensão no barramento CC (vCC ), tensão à saída do conversor CC-CC (vbat ) e corrente nas baterias (ibat ).

6.5. Carregamento das Baterias Utilizando uma Fonte de Energia

Renovável

Não foi possível efetuar o carregamento das baterias utilizando módulos fotovoltaicos, pois

estes não se encontram disponíveis no laboratório. Para contornar este problema e se poder

averiguar o comportamento do algoritmo de MPPT de condutância incremental (CI)

implementado, foi utilizado um reóstato em série com uma fonte de tensão CC. Deste modo é

possível simular a variação da potência de um módulo fotovoltaico através do princípio da fonte

de tensão não-ideal (Figura 6.12). Ao variar o reóstato, simula-se o impacto das variações de

temperatura e irradiância na potência máxima que o módulo fotovoltaico pode produzir. A

equação (6.1) dá o valor da potência máxima que se pode obter em função da resistência do

reóstato.

iL

vi

vcc

vbat

ibat



𝑃𝑚𝑎𝑥 =𝑉2

𝑅𝑟𝑒ó𝑠𝑡𝑎𝑡𝑜 (6.1)

Figura 6.12 – Fonte de tensão não-ideal.

No circuito da Figura 6.13, encontra-se o esquema de ligações utilizado para testar o

algoritmo de MPPT implementado, o valor da tensão da fonte CC (vfonte ) é de 40 V em todos os

ensaios. A máxima potência é fornecida à carga quando a tensão aos terminais do reóstato

(vreóstato ) é igual à tensão à entrada do conversor CC-CC (o equivalente à tensão do módulo

fotovoltaico vpf ), ou seja ambas as tensões são 20 V. Ao contrário das simulações, nos ensaios

apresentados não foi utilizado o controlo PI, isto porque durante os testes não se conseguiu

conciliar o funcionamento do algoritmo de MPPT com o controlador PI, embora com mais tempo

fosse possível encontrar os parâmetros corretos para o controlador. Deste modo o algoritmo de

MPPT foi alterado de modo a calcular o valor do duty-cycle em vez da tensão de referência. A

rotina de MPPT é executada no DSC a cada 1 ms, ou seja a frequência de amostragem é de

1000 Hz.

Figura 6.13 – Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o algoritmo de MPPT.

Na Tabela 6.2 encontra-se os resultados do ensaio efetuado utilizando o circuito da

Figura 6.13, tal como já foi referido a tensão da fonte CC é de 40 V e utiliza-se a equação (6.1)

para calcular a potência máxima teórica (Pmax ). São ainda apresentados os valores da potência

efetivamente extraída (Ppf ) e a sua percentagem em relação a Pmax , resistência do reóstato,

tensão na entrada do conversor (vpf ), corrente de entrada do conversor CC-CC (ipf ) e a tensão no

barramento CC (vCC ). Consultando os valores da tabela, verifica-se que o algoritmo de MPPT de

+_ vfonte Vi

Ri

Rcarga

ifonte

_

+

Fonte CC

Reóstato

Rca

rga

vpf vfonte

S7

S8

Sb4 vCC

L3 ipf C

vreóstato



CI funciona, embora para valores mais baixos da resistência do reóstato o rendimento do MPPT

esteja abaixo dos 90 %.

Tabela 6.2 – Resultados obtidos no ensaio do conversor CC-CC com o algoritmo de Condutância Incremental.

Reóstato [Ω] Pmax [W] Ppf [W] Ipf [A] Vpf [V] VCC [V] Ppf /Pmax [%]

10,03 39,87 33,54 1,23 27,27 40,37 84,12%

14,95 26,75 24,64 1,00 24,63 34,67 92,11%

19,57 20,44 19,58 0,86 22,77 30,98 95,80 %

24,84 16,10 15,77 0,75 21,02 27,69 97,95%

29,81 13,42 13,19 0,67 19,68 25,36 98,29%

35,68 11,21 11,07 0,60 18,45 23,27 98,75%

Com os resultados obtidos dos ensaios ao algoritmo de MPPT de CI, era altura de efetuar o

ensaio do carregamento de baterias através da fonte não-linear (que mais uma vez simula a

utilização de um módulo fotovoltaico). Na Figura 6.14 encontra-se o esquema de ligações

utilizado para ensaiar o carregamento das baterias.

Figura 6.14 - Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o carregamento das baterias através de uma fonte de energia renovável.

Na Figura 6.15 encontram-se os resultados do ensaio efetuado. A tensão da fonte CC é de

40 V e vreóstato é cerca de 20,5 V, logo vpf é cerca de 19,5 V. Isto mostra que a potência extraída

pelo conversor encontra-se muito próxima do máximo teórico. O carregamento das baterias foi

efetuado utilizando o algoritmo de corrente constante com a corrente de referência a ser de 1 A.

Tal como se pretendia, a corrente das baterias (ibat ) é de aproximadamente 1 A com um ripple

de 0,08 A. A tensão nas baterias é cerca de 25 V e a tensão no barramento CC é de 39 V.

Observa-se que o carregamento das baterias efetuado através de uma fonte de energia

renovável cumpre os objetivos propostos. Existe ainda a possibilidade de melhoramentos no

algoritmo de MPPT, pois embora acompanhe a evolução do ponto de máxima potência, em

alguns casos a potência extraída poderia ser mais próxima à potência máxima.

vpf vfonte

S7

S8

Sb4

Fonte CC

vCC

L3 ipf C

S5

S6

Sb3

L2

C2 vbat

Bat

eri

a 1

Bat

eri

a 2

ibat

Reóstato

vreóstato



Figura 6.15 – Tensão da fonte CC (vfonte ),tensão (vpf ), e corrente do módulo fotovoltaico (ipf ), tensão no barramento CC (vCC ), tensão das baterias (vbat ) e corrente nas baterias (ibat ).

6.6. Ensaio ao Conversor CA-CC em Modo VSI

Para o conversor CA-CC em modo VSI foi efetuado um ensaio, em que se utilizou em

paralelo com o barramento CC uma fonte CC (40 V), tal como se pode observar no esquema de

ligações presente na Figura 6.16. Neste ensaio a resistência de carga utilizada foi de 25 Ω.

Figura 6.16 – Esquema de ligações do circuito de potência utilizado para testar o funcionamento do conversor CA-CC em modo inversor off-grid.

No ensaio realizado, pretendia-se que o conversor fornecesse à carga uma tensão com valor

eficaz de 25 V. Na Figura 6.17 encontram-se as formas de onda da tensão e da corrente do lado

CA, bem como a tensão no barramento CC. Observa-se que o valor eficaz de vi é de

aproximadamente 25 V e iL é 1 A, tal como pretendido.

ibat

vbat

vreóstato

vCC

vfonte

S1

S2

S3

S4

Sb1 Sb2 C vcarga

L iL

vcc

Rca

rga

Fonte CC



Figura 6.17 - Tensão (vi ) e corrente (iL ) do lado CA e tensão no barramento CC (vCC ) em VSI.

De seguida efetuou-se um ensaio onde se pretendia que as baterias devolvessem parte da

energia armazenada, para que pudesse ser utilizada pelo inversor para a fornecer à carga. Para

tal foi utilizado o esquema de ligações que se encontra na Figura 6.18.

Figura 6.18 – Esquema de ligações potência utilizado para testar o funcionamento do conversor CA-CC em modo VSI, alimentado pelas baterias.

Infelizmente os resultados obtidos neste ensaio não foram satisfatórios. O ripple produzido

pelo conversor CC-CC na tensão do barramento fazia com que a corrente de saída do inversor

oscilasse bastante. Com isto o sistema ficava instável e a amplitude do ripple em vCC aumentava

rapidamente, o que por sua vez originava a uma tensão e corrente de saída do inversor bastante

instáveis e com elevada distorção harmónica. Por sua vez também na corrente que as baterias

forneciam existia um ripple elevado. A integridade do sistema de carregamento foi garantida

vCC

iL

vi

S1

S2

S3

S4

Sb1 Sb2 C vcarga

L iL

vcc

S5

S6

Sb3

L2

C2 vbat

Bat

eri

a 1

Bat

eri

a 2

ibat

Rca

rga



graças a uma proteção de sobre corrente por software implementada no DSC. Como o sistema

ficava instável muito rapidamente não foi possível obter-se formas de onda deste ensaio.

Como foi apresentado anteriormente, o conversor CA-CC em modo VSI funcionou tal como

se pretendida, quando no barramento CC se encontrava uma fonte de tensão CC. No caso do

conversor CC-CC em modo boost, na fase inicial dos testes foi efetuado um ensaio em malha

aberta com uma carga de 50 Ω e com duty-cycle de 50 %, cujos resultados se encontram

disponíveis na Figura 6.19. A tensão de entrada era de 30 V e à saída obtêm-se 58 V. Foi ainda

efetuado um ensaio em malha fechada, em que na entrada do conversor encontravam-se as

baterias e à saída uma resistência de 50 Ω. Apesar de não existirem gráficos deste ensaio, os

resultados foram os esperados, tendo o sistema de controlo conseguido manter uma tensão

constante à sua saída com um ripple de ibat baixo.

Figura 6.19 – Ensaio em malha aberta do conversor CA-CC em modo boost.

Posto isto pode-se concluir que este comportamento se deveu aos parâmetros dos

controladores PI, que conseguiam funcionar separadamente quando à entrada de cada

conversor possuíam uma tensão constante, mas que funcionando em conjunto amplificavam a

oscilação originando assim a instabilidade detetada.

6.7. Conclusões

Neste capítulo foram apresentados os resultados experimentais dos diversos ensaios

efetuados ao Sistema de Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a

vout

vin



Fonte de Energia Renovável. Durante os ensaios foram utilizadas duas baterias de ácido-chumbo

ligadas em série, formando assim um banco de baterias de 24 V com 33 Ah.

Numa primeira fase procedeu-se ao ensaio do conversor CA-CC em modo retificador, com os

resultados obtidos conclui-se que tanto o conversor como o sistema de controlo funcionam tal

como pretendido e em conformidade com os resultados obtidos em simulação. De seguida foi

realizado o ensaio do carregamento das baterias através da rede, utilizando o algoritmo de

corrente constante. Novamente o conversor CA-CC cumpriu os requisitos, garantido uma tensão

constante no barramento CC, enquanto consumia uma corrente sinusoidal e em fase com a

tensão da rede.

Posteriormente foram apresentados os resultados do algoritmo de MPPT. Verificou-se que o

controlador procura extrair a máxima potência, embora a seu comportamento possa ainda ser

aperfeiçoado, melhorando os parâmetros do MPPT. Já no carregamento das baterias através de

uma fonte de energia renovável, verificou-se que se consegue fornecer uma corrente constante

às baterias.

Finalmente no ensaio do conversor CA-CC em modo VSI, quando alimentado por uma fonte

de tensão CC, os resultados obtidos vão ao encontro do que se pretendia e ao que já tinha sido

obtido nas simulações. A tensão de saída é aproximadamente igual ao valor de referência

pretendido, enquanto a corrente de saída do conversor encontra-se desfasada 180º. Infelizmente

não se conseguiu obter resultados satisfatórios no ensaio em que as baterias forneciam energia

à carga. Apesar das tentativas de achar valores para os parâmetros dos controladores PI, no final

não restou tempo para que este entrave tivesse sido ultrapassado.

Seria também interessante efetuar um ensaio de uma carga completa às baterias, mas

devido aos atrasos no ensaio do VSI alimentado pelas baterias, tal não foi possível.


Capítulo 7

Conclusão

7.1. Conclusões

Nesta Dissertação de Mestrado foi apresentado o Desenvolvimento de um Sistema de

Carregamento Externo de Baterias de Veículos Elétricos com Interface a Fonte de Energia

Renovável. Este sistema contribui para o esforço mundial de redução de emissões poluentes

para atmosfera, fornecendo uma solução para que se possa efetuar, sempre que possível, o

carregamento das baterias dos veículos elétricos através de fontes de energia renovável.

Inicialmente procedeu-se à pesquisa, apresentada no Capítulo 2, de informação relativa às

tecnologias de baterias que são utilizadas nos veículos elétricos, bem como os sistemas já

existentes que possibilitam o seu carregamento. Conclui-se que para este projeto, o conversor

CA-CC bidirecional de ponte completa e o conversor buck + boost eram as melhores topologias.

Foi também efetuada uma pesquisa sobre os sistemas fotovoltaicos para produção de

energia elétrica, que é apresentada no Capítulo 3. Durante este capítulo foram apresentados

diversos algoritmos de MPPT, sendo que para este trabalho foi escolhido o algoritmo de

Condutância Incremental. Também foram analisadas topologias para o conversor que faz o

interface aos módulos fotovoltaicos, e concluiu-se que a mais indicada era a topologia boost.

Tendo em conta a análise das vantagens e desvantagens das diferentes topologias

apresentadas nos Capítulos 2 e 3, procedeu-se às simulações do sistema de carregamento com

as topologias escolhidas, cujos resultados são apresentados no Capítulo 4. Estas simulações

permitiram concluir que o sistema projetado era viável e que cumpria todos os requisitos

propostos. O sistema simulado conseguia operar em modo Grid-to-Vehicle (G2V),

Vehicle-to-Home (V2H) e Vehicle-to-Grid (V2G), também é possível o carregamento das baterias

através de uma fonte de energia renovável.

No Capítulo 5 foram descritos todos os passos efetuados para o dimensionamento do

sistema de carregamento. São apresentadas as justificações para as opções tomadas nas

escolhas desses mesmos componentes.

Por fim, no Capítulo 6 são apresentados os resultados dos ensaios efetuados, estes ensaios

envolveram o carregamento de um banco de baterias de 24 V/33 Ah. Na sua maioria, os

resultados obtidos vão de encontro ao que era esperado, com exceção do ensaio do modo

Capítulo 7 – Conclusão


vehicle-to-home (V2H). Apesar deste contratempo, os resultados são promissores e permitem

validar as opções tomadas ao longo deste projeto. O MPPT pode ainda ser melhorado, através

da modificação dos parâmetros utilizados, permitindo assim que a potência extraída seja ainda

mais próxima da potência máxima. Quanto

É importante referir que os ensaios foram efetuados com tensões reduzidas, mas que todo o

projeto foi dimensionado para uma potência de 3,7 kW, com uma tensão de rede de 230 V, um

banco de baterias de 280 V/9 kWh, e módulos fotovoltaicos em que a sua potência máxima

fosse de 3,7 kW.

7.2. Propostas de Trabalho Futuro

Os resultados obtidos ao longo deste trabalho mostram a viabilidade das diferentes

topologias adotadas, bem como os diferentes algoritmos de controlo escolhidos para este

sistema de carregamento. Contudo o seu desenvolvimento não está concluído, em primeiro lugar

é necessário encontrar os parâmetros para os controladores PI dos dois conversores em modo

V2H, de modo a evitar a instabilidade detetada.

É também importante proceder-se a ensaios que validem um ciclo completo de carga das

baterias, quer através da rede quer através dos módulos fotovoltaicos, de forma a verificar se os

três estágios de carga das baterias de ácido-chumbo são cumpridos.

Seria também interessante repetir os ensaios ao conversor CC-CC unidirecional, mas desta

vez utilizando módulos fotovoltaicos, no lugar da fonte CC e do reóstato, em diferentes condições

de irradiância e temperatura, como forma de determinar o comportamento do algoritmo de

MPPT em condições reais de utilização. Também os parâmetros do algoritmo de MPPT poderão

ser melhorados, com vista à melhoria da sua eficiência.

Os ensaios efetuados devem ser novamente realizados, aumentando progressivamente as

tensões até se chegar aos valores nominais para os quais o sistema de carregamento foi

dimensionado, verificando o seu comportamento.

Estes são os aspetos a melhorar no âmbito do que estava proposto para esta Dissertação de

Mestrado, contudo existe ainda espaço para melhorar o trabalho realizado. De seguida

apresenta-se uma lista com possíveis desenvolvimentos que podem ser incluídos neste sistema

de carregamento:



Utilizar uma topologia de conversor CC-CC bidirecional que permita o isolamento

galvânico, de forma a contribuir para a segurança dos utilizadores. Uma topologia

possível seria a Dual Active Bridge apresentada na Figura 2.24.

Modificar o algoritmo de controlo utilizado de forma a permitir que o inversor

funcione em modo V2G. Desta forma, quando no futuro as smart grids forem uma

realidade nas nossas cidades, poder-se-á vender energia à rede elétrica durante os

períodos de pico de consumo.

O hardware implementado pode permitir que a energia produzida pelos módulos

fotovoltaicos seja injetada na rede elétrica, quando não estiver a decorrer um

carregamento. O algoritmo de controlo para tal já foi apresentado no Capítulo 4, pelo

que as alterações ao projeto existente seriam mínimas.

Criar uma interface com o utilizador que lhe indique o estado de carga das baterias

e que, por exemplo, lhe permita decidir se quer dar prioridade ao carregamento

através de energias renováveis ou através da rede elétrica. Também seria importante

ter a opção de escolher se o conversor funciona em modo V2G ou em modo V2H.

Como as baterias de ácido-chumbo são muito pouco utilizadas em veículos elétricos,

seria interessante adaptar o controlador do conversor CC-CC para que este se

adeque aos requisitos de carregamento de outros tipos de baterias, nomeadamente

as baterias de iões de lítio, polímero de lítio e as de hidreto metálico de níquel.

A potência nominal deste sistema de carregamento poderá limitar o tempo

necessário para efetuar o carregamento das baterias. Posto isto, e como a saída do

sistema de carregamento é em CC, poder-se-ia alterar o conversor de modo a

cumprir com os requisitos do modo 4 de carregamento, ou da norma CHAdeMO, e

elevar a potência do conversor até aos 50 kW. O conversor CA-CC pode passar a ser

trifásico em vez de monofásico.

Caso se pretendesse utilizar este sistema de carregamento numa estação de

carregamento de baterias, como as da Tesla apresentadas no Capítulo 2, poder-se-ia

utilizar um banco de baterias de ácido-chumbo com elevada capacidade de

armazenamento. Deste modo seria possível armazenar a energia produzida em

excesso pelas fontes de energia renovável.

Por fim este trabalho poderia ser melhorado e otimizado, para que pudesse estar em

condições de ser comercializado. Teriam de ser efetuados testes às emissões e



suscetibilidades eletromagnéticas do sistema de carregamento, bem como verificar

se cumpria os requisitos relativos à segurança. Isto implicaria que alguns dos

componentes utilizados, tivessem de ser substituídos por outros com valores

nominais o mais próximo possível dos valores nominais do sistema de

carregamento, permitindo assim uma solução economicamente viável.


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