MEMORIA catala

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PROJECTE FI DE CARRERA

TTOL:

DISEO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC

AUTOR: Vzquez Labrador, Fernando L. TITULACI: ENGINYERIA TCNICA DE TELECOMUNICACIONS DIRECTOR: Jos Matas Alcal DEPARTAMENT: E.E.L. DATA: 27 de Junio del 2008

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TTOL:

DISEO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC

COGNOMS: Vzquez Labrador TITULACI: Eng. Tc. Telecomunicacions ESPECIALITAT: Sistemes Electrnics

NOM: Fernando L.

PLA: 95

DIRECTOR: Jos Matas DEPARTAMENT: E.E.L.

QUALIFICACI DEL PFC

TRIBUNAL

PRESIDENT PABLO RAFAEL ORTEGA

SECRETARI ANTONI BARLABE

VOCAL SERGIO SANCHEZ LOPEZ

DATA DE LECTURA: 9 de Julio del 2008

Aquest Projecte t en compte aspectes mediambientals: x S

No

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PROJECTE FI DE CARRERA

RESUM (mxim 50 lnies)

Estudiar, disear e implementar un convertidor de medio puente con control complementario (Half Bridge with Complementary Control). Se quiere disear este convertidor para tensiones continuas elevadas de entrada, del orden de 150V, 200V o 400V, y tensiones continuas de salida aplicables a sistemas de Telecomunicacin, con valores del orden de 15V, 24V 48V. La regulacin del convertidor se realiza mediante un control en modo deslizamiento donde se comparan las tensiones de error (la tensin de salida menos un valor de referencia) con el valor medio de la tensin de salida de los diodos rectificadores del convertidor. Este valor medio se obtiene de forma sencilla por medio de un simple filtro paso bajos realizado con un condensador y una resistencia. Para llevar a cabo este proyecto se han tenido que realizar diversos prototipos en placas de circuito impreso y realizar un buen nmero de pruebas en el laboratorio.

Paraules clau (mxim 10): Convertidor Mosfets Control Half-Bridge Complementario Potencia

DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC

A mi familia, y en especial a mis padres, por su apoyo, comprensin y paciencia. Os quiero A mis amigos, Manuel,

Julin, Jordi, Carmelo y Sacra. Gracias a todos.

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INDICE

1. 2. 3. 4. 4.1. 4.2. 4.3. 5. 5.1. 5.2.

INTRODUCCIN .............................................................................................. 5 ANTECEDENTES ........................................................................................... 6-7 OBJETIVOS....................................................................................................... 8 COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGAS ................................... 9 Convertidor Flyback ....................................................................................... 9-10

Convertidor Forward ................................................................................. 11-12 Convertidor PushPull....12-13

EL CONVERTIDOR HBCC .......................................................................... 14 Tendencia en los convertidores de bajo consumo .......................................... 14 Anlisis y estudio del convertidor HBCC ................................................. 15-16 5.2.1. Estructura del convertidor HBCC .......................................................... 17 5.2.2. Anlisis matemtico ........................................................................ 17 a 19 5.2.3. Ecuaciones de estado ....................................................................... 19 a 21 5.2.4. Aplicacin del modelo bilineal .......................................................... 21-22 5.2.5. Rgimen estacionario ........................................................................ 22-24CONSTRUCCION DEL CONVERTIDOR ........................................................ 25 Rectificacin y Filtro de salida. ..................................................................... 25-26 Circuito de control. Driver. .......................................................................... 26-27

6. 6.1. 6.2.

6.2.1. Circuito de Boostrap ........................................................................ 27 a 30 6.2.2. Tiempo muerto o Blank Time ......................................................... 31 a 33 6.3. Eleccin de los transistores del Puente ...................................................... 34-35 6.3.1. Prdidas en los semiconductores ....................................................... 36-37 6.4. Circuito de ayuda a la conmutacin. ....37-38 6.4.1. Diseo de la Red Snubber..38 a 41 Diseo y construccin del Transformador................................................. 41-42 6.5. 6.5.1. Diseo del ncleo ............................................................................ 42 a 44 6.5.2. Clculo de los devanados ................................................................ 44 a 47 6.5.3. Seccin del hilo para bobinar .......................................................... 47 a 51 6.6. Diodos rectificadores. ..................................................................................... 51 6.7. Diseo del inductor de salida ......................................................................... 52 6.8. Condesandor del filtro de salida. ............................................................... 52-53 6.9. Sistema de cargas..................................................................................... 53 a 55

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6.10.

Lazo de control. .............................................................................................. 55 6.10.1. Descripcin del sistema ................................................................... 56 a 60 6.10.2. Control en modo deslizamiento ....................................................... 60 a 62 6.10.3. Simulacin del convertidor.............................................................. 62 a 64 6.10.4. Realizacin de la superficie de control ............................................ 65 a 76 PLANOS Y DISEO DE LA PCB.77 a 85 RESULTADOS EXPERIMENTALES ......86 a 98

7. 8. 9.

AMBIENTALIZACIN DEL PFC...........99 9.1. Aspectos Tecnolgicos..99 a 104

10. 11.

CONCLUSIONES...105 a 106 BIBLIOGRAFIA.....107 a 108

ANEXOS DATASHEETS........110 a 123 FOTOGRAFIAS DEL PROYECTO......124 a 126

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1.

INTRODUCCIN.

Las fuentes de alimentacin conmutada son aquellos sistemas de alimentacin cuyos componentes activos trabajan en rgimen de conmutacin, generando seales variables en el tiempo. Estos sistemas absorben energa de la red cuando sta es requerida por el circuito de utilizacin y siempre en la cantidad solicitada por dicho circuito. Adems, por emplear altas frecuencias de conmutacin, el tamao del transformador de potencia y los componentes asociados al filtrado en la fuente de alimentacin conmutada son drsticamente reducidos en comparacin con la fuente de alimentacin lineal. Esto significa que un diseo de fuente de alimentacin conmutada presenta una compactacin y ligereza de peso en la fuente, debido a que el elemento que mayor volumen y peso posee es el transformador.

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2.

ANTECEDENTES.

El compromiso de las nuevas tecnologas y de los sistemas de informacin respecto a lo que nos demanda la sociedad actual y el cuidado y respeto al medio ambiente y a nuestro entorno urbano hacen de sta, que se lleve a una electrnica de bajo consumo. Sin duda, eso repercutir tambin en una disminucin de la potencia, pero los nuevos sistemas de Telecomunicacin requieren de sus fuentes de alimentacin, en cambio, que stas les entreguen una alta corriente, una regulacin firme y una respuesta transitoria rpida. Las consecuencias de esta reduccin en la potencia consumida influirn negativamente en el rendimiento y prestacin de los convertidores. El principal problema que se nos plantea es la disminucin de la eficiencia asociada a la reduccin de la tensin de salida. Adems, en este tipo de convertidores de alta frecuencia, la eficiencia juega un papel importante en las dimensiones finales y la densidad de potencia, mientras que las prdidas y la disipacin trmica son la mayor limitacin que determina el resultado final.

En un equipo alimentado por bateras, la energa almacenada est limitada, y por tanto, la eficiencia es la caracterstica principal del convertidor. La eficiencia repercute directamente sobre la temperatura del convertidor: a menor eficiencia, mayor prdida de potencia, y por tanto, ms grande tendr que ser el sistema de disipadores de calor. En la actualidad los nuevos circuitos integrados precisan de fuentes de alimentacin que sean capaces de suministrar bajas tensiones con una regulacin muy fina y una respuesta transitoria rpida frente a corrientes con slew-rates elevados. Para dichas cargas, existen dos grandes grupos de topologas, dependiendo de la tensin de entrada del convertidor: Pgina6


1) Topologas no aisladas para tensiones de entrada reducidas (alrededor de 5V), tales como bucks sncronos. 2) Topologas con aislamiento galvnico para tensiones de entrada elevadas (alrededor de 48V), tales como el push-pull, el flyback, el puente completo o Full Bridge, el medio puente o Half Bridge, etc.

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3.

OBJETIVOS.

El objetivo de este proyecto es el diseo y construccin de un convertidor de medio puente con control complementario y conmutado a alta frecuencia, es lo que llamaremos como HBCC (Half Bridge Control Complementary). Partiremos de un estudio previo de los diferentes convertidores y su funcionamiento con especial nfasis a aquellos sistemas con aislamiento galvnico, ya que nos proporcionan tensiones de entrada mucho ms elevadas. A continuacin nos centraremos en el estudio y simulacin del convertidor HBCC, explicando sus ventajas y desventajas, y seguidamente a su posterior diseo y realizacin. Para el diseo del lazo de control, hemos optado por uno de tipo PID analgico formado por operacionales que actuar sobre un modulador de ancho de pulso PWM que controlar el driver que activar la entrada del semi-puente del convertidor. Se ha intentado priorizar ante todo, aumentar la eficiencia del convertidor y a partir de esta premisa evolucionar a un diseo de ste mucho ms reducido y compacto.

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4.

COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGAS.

El convertidor DC-DC se constituye, en primer trmino de una fuente de tensin continua, compuesta, por ejemplo, por un variador de tensin junto a un puente rectificador y un condensador de filtrado de la seal de rizado, que proporciona al equipo la potencia a transferir, un elemento almacenador de energa, que ser el transformador, que junto a un modulador de anchura de pulsos PWM a travs de un control (digital o analgico) son los elementos que nos permiten la regulacin de la tensin, un filtro para reducir el rizado de salida, la carga a la cual queremos suministrar la energa y finalmente un elemento de control que regular el funcionamiento de todo el circuito. A continuacin haremos un breve repaso a las diferentes tipos de topologa existentes, explicando sus ventajas y su configuracin tpica.

4.1.

Convertidor Flyback.

Dada su sencillez y bajo costo, es la topologa preferida en la mayora de los convertidores de baja potencia (hasta 100 W). En la figura se muestra la topologa de esta fuente conmutada.

Fig 4.1. Topologa Flyback

Cuando T1 conduce, la corriente crece linealmente en el primario del transformador, diseado con una alta inductancia para almacenar energa a medida que el flujo magntico aumenta. Pgina9


La disposicin del devanado asegura que el diodo D est polarizado en sentido inverso durante este perodo, por lo que no circula corriente en el secundario. Cuando T1 se bloquea, el flujo en el transformador cesa generando una corriente inversa en el secundario que carga el condensador a travs del diodo alimentando la carga. Es decir, en el campo magntico del transformador se almacena la energa durante el perodo ON del transistor y se transfiere a la carga durante el perodo OFF (FLYBACK). El condensador mantiene la tensin en la carga durante el perodo ON. La regulacin de la tensin en la salida se obtiene mediante comparacin con una referencia fija, actuando sobre el tiempo ON del transistor, por tanto la energa transferida a la salida mantiene la tensin constante independientemente del valor de la carga o del valor de la tensin de entrada. La variacin del perodo ON se controla por modulacin de ancho de pulso (PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas ms sencillos por auto-oscilacin variando la frecuencia en funcin de la carga. Caractersticas principales: Disparo sencillo del transistor de potencia. Diseo Simple. Elevado rizado a la salida. Utilizacin no optimizada del transformador Proteccin ante el c.c. de salida inherente. VT 1 > E + ( N P / N S ) VOUT , para:VT 1 = Tensin en el interruptor

E = Tensin de entradaN P = N de espiras del devanado primario

N S = N de espiras del devanado secundarioSe utiliza para tensiones elevadas de salida y poca potencia. Coste reducido.

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4.2.

Convertidor Forward.la corriente crece en el primario del transformador transfiriendo

Cuando los conmutadores T1 y T2, que estn controlados por el mismo driver, estn en conduccin ON, energa al devanado secundario. Como quiera que el sentido de los devanados el diodo

D3 est polarizado directamente, la corriente pasa a travs de la inductancia L1 a lacarga, acumulndose energa magntica en L1. Cuando T1 y T2 se apagan OFF, la corriente en el primario cesa invirtiendo la tensin en el secundario. En este momento

D3 queda polarizado inversamente bloqueando la corriente de secundario, pero D4conduce permitiendo que la energa almacenada en L se descargue alimentando a la carga.

En el momento en que los interruptores se ponen a OFF

el transformador se

desmagnetiza mediante los diodos D1 y D2, devolviendo la energa a la entrada. Contrariamente al mtodo Flyback, la inductancia cede energa a la carga durante los perodos ON y OFF, esto hace que los diodos soporten mitad de la corriente y los niveles de rizado de salida sean ms bajos.

D1

T1TRAFO

D3

L1

+D4+ C1

Rc

E

D2

Vout -

T2

LO

Fig 4.2. Topologa Forward

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Caractersticas principales: Disparo sencillo del transistor de potencia. Simple. Bajo rizado a la salida. Utilizacin no optimizada del transformador Mala respuesta dinmica. VT > 2 E , para:VT = Tensin en el interruptor E = Tensin de entrada

Se utiliza para corrientes elevadas de salida y poca potencia. El transformador no necesita devanado desmagnetizador.

4.3.

Convertidor Push-Pull.

Esta topologa se desarroll para aprovechar mejor los ncleos magnticos. En esencia consisten en dos convertidores Forward controlados por dos entradas en contrafase. Los diodos D1 y D2 en el secundario, actan como dos diodos de recuperacin. Idealmente los perodos de conduccin de los transistores deben ser iguales, el transformador se excita simtricamente y al contrario de la topologa Forward no es preciso prever entrehierro en el circuito magntico, ya que no existe asimetra en el flujo magntico y por tanto componente continua. Ello se traduce en una reduccin del volumen del ncleo del orden del 50% para una misma potencia.

Una precaucin que debe tenerse en cuenta en este tipo de circuitos es que las caractersticas de conmutacin de los transistores deben ser muy similares, y los

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devanados tanto en primario como en secundario han de ser perfectamente simtricos, incluso en su disposicin fsica en el ncleo. Tambin se ha de tener en cuenta, que los transistores conmutadores soportan en estado OFF una tensin doble de la tensin de entrada.

Fig 4.3. Topologa Push-Pull

Caractersticas principales: Disparo sencillo de los transistores de potencia.VT > 2 E , para: VT = Tensin en el interruptor E = Tensin de entrada

Simple. Posible desbalance del flujo Riesgo de asimetra. Buena utilizacin del transformador. Buen filtrado a la salida. Se utiliza para potencias elevadas.

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5.

EL CONVERTIDOR HBCC.

5.1.

Tendencia en los convertidores de bajo consumo.

Buscar compromisos de diseo, como reducir su volumen y el nmero de elementos magnticos y disipadores es la tendencia en la realizacin de convertidores de hoy. Para reducir el nmero de de elementos magnticos y su tamao, se tiende a dos objetivos: aumentar la frecuencia de conmutacin y aplicar tcnicas de integracin magntica. Tericamente la frecuencia de conmutacin se puede incrementar sin lmites con la idea de conseguir bajos perfiles en los componentes magnticos. Pero los componentes parsitos de estos elementos y del trazado de las pistas del circuito, no permiten obtener conversiones de potencia suficientemente eficientes y frecuencias altas de conmutacin. Los temas de integracin magntica han avanzado mucho estos ltimos aos. La bsqueda de estructuras que integren los diversos elementos magnticos de un convertidor (tpicamente transformador y bobina con tecnologa planar) y la posibilidad de realizar estos elementos con formas y perfiles a gusto del usuario, hacen que se consigan densidades de potencia elevadas. Con los bajas tensiones y elevadas corrientes solicitadas a estos convertidores, la potencia de prdidas en los diodos rectificadores supone un 20-30% de la potencia de entrada y del 50-60% de la potencia total disipada para el convertidor. Adems, este porcentaje aumenta a medida que disminuye la tensin de salida.

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5.2.

Anlisis y estudio del convertidor HBCC.

El convertidor de medio puente con control complementario (HBCC) es un convertidor de los habitualmente llamados de onda cuadrada, que se utiliza en aplicaciones de baja tensin y elevada corriente, destinadas a la alimentacin de sistemas de telecomunicacin principalmente, elevada tensin de entrada y que requiere de una tensin continua de salida que suele ser de 48V, o bien tambin para microprocesadores y sistemas digitales, donde se dispone de una tensin continua ms baja (5V). El hecho de que se haya escogido este tipo de convertidor y no otro responde a un planteamiento de reduccin de: Volumen Nmero de elementos magnticos Disipadores Una de las grandes ventajas de este convertidor es la reduccin de las dimensiones de la bobina del filtro de salida si este opera con ciclos de trabajo cercanos al 50% o ciclos de trabajo complementarios. Cuando hablamos de control complementario nos referimos al control de los transistores S1 y S2 que nos permite una conmutacin suave sin tener que utilizar inductancias auxiliares en el primario del transformador, ni redes de conmutacin adicionales. Respecto a sus inconvenientes, destacaramos principalmente, que la tensin de entrada ha de presentar pocas variaciones. Esto hace que su uso sea aconsejable en sistemas de alimentacin distribuida donde existe una etapa previa que proporciona una tensin de bus bastante estable y que corrige el factor de potencia. En este proyecto, se ha solucionado este inconveniente con un transformador para aislarlo de la red, conectado a un autotransformador a la entrada y una etapa rectificadora a la salida. De todas formas, el hecho de que tenga un rendimiento elevado y sumado al hecho de que cada vez ms, las etapas primarias de conversin en sistemas distribuidos son cada vez mejores y ms estables, lo hacen que sea una solucin atractiva para este proyecto. Pgina15


Otro de los inconvenientes son los tiempos muertos que aparecen en las formas de tensin en el secundario de los devanados. Esto es debido a su estructura, donde los transistores MOSFETS estn conectados en serie a la rama de alimentacin, con lo que, a altas frecuencias, corremos un serio riesgo de poder cortocircuitar la lnea. Para tal caso, existen circuitos llamados de blank time con el que solventaremos este problema, en parte, pero que contrapartida nos incidir en un menor rendimiento de nuestro convertidor. Respecto a la frecuencia de conmutacin, nos vendr limitada por los elementos parsitos de los componentes magnticos que componen el sistema, por lo que tendremos que buscar un compromiso de trabajo entre la frecuencia de conmutacin y las prdidas por conversin de potencia. Hay que recordar que a mayor frecuencia, menor volumen de los componentes, pero menor rendimiento del convertidor. Como hemos sealado anteriormente, un aspecto que afecta profundamente al convertidor, es la tensin de entrada de la fuente de alimentacin. En nuestro caso ser elevada y tendremos que utilizar una topologa aislada galvnicamente para convertir 200 400 V (tensin de entrada) a 24V 48 V (tensin de salida).

Fig 5.1. Estructura de convertidor Half Bridge con aislamiento galvnico

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5.2.1. Estructura del convertidor HBCC. En la figura 5.2. nos muestra el esquema del convertidor HBCC. Los interruptores S1 y S2 conducen durante un tiempo DT y (1-D)T respectivamente, siendo T el periodo de conmutacin y D el valor en rgimen permanente del ciclo de trabajo.

Fig 5.2. Estructura del convertidor Half Bridge

5.2.2. Anlisis matemtico. El convertidor trabaja en modo de conduccin continuo, en consecuencia las reas tanto positivas como negativas de la variable VM (tensin inductancia magnetitzante) tendran que ser iguales

[1] [2]

VC1 + VC 2 = E

VC1 D T = VC 2 (1 D) T

Siendo E el valor en rgimen permanente de la tensin de entrada.

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Si trabajamos las expresiones (1) y (2) obtenemos:

[3] [4]

VC1 = E (1 D)VC 2 = E D

Que resultan ser las cadas de tensin en los condensadores C1 y C2 y que tienen gran relevancia, ya que al estar relacionadas con la relacin del transformador

[5]

n1 V1 = n 2 V2

nos permiten tener el valor medio de VF y por consiguiente obtener tambin el valor de tensin de salida:

[6]

Vo = (n1 + n2 ) D (1 D) E

A continuacin se muestran las principales formas de onda que aparecen en el convertidor HBCC, y que corresponden a la tensin y corriente en el inductor primario V L y i L , a la tensin y corriente en la entrada del filtro de salida VF yi F , y a la corriente en la inductancia magnetizante i M .

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Fig 5.3.

Principales tensiones y corrientes en rgimen permanente y modo de

conduccin continuo.

5.2.3. Ecuaciones de estado Tomaremos las ecuaciones de estado considerando S1 en conduccin y definiendo el dutty cycle como D =TON . T

Llamamos TON al tiempo en que S1 est en estado ON. una mejor comprensin del anlisis

Definiremos las

corrientes tal y como estn dibujadas en la fig. 5.2 y dibujaremos el circuito para

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C1n

LFLm1

EC2

CF

RL

Fig 5.4. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF

La corriente en el puente de condensadores viene definida por: [7] [8]iC1 = C1 iC 2 = C 2 dVC1 dt dVC 2 dt

Por definicin sabemos tambin que: [9]Vm = VC1 = Lm dim dt

Por tanto, aplicando Kirchoff sacamos las ecuaciones diferenciales que buscamos para el tiempo comprendido entre 0 < t < D T

[10]

Lm

dim = vC1 = E v C 2 dt

[11]

LF

di L = n ( E vC 2 ) vO dt

[12]

C eq

dvC 2 dE = im1 + n1 i L + C1 dt dt

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[13]

CO

dvO v = iL O dt R

Procedemos de forma anloga cuando S2 es el que est en conduccin y S1 en corte, es decir, el intervalo de tiempo que va desde D T < t < T

[14]

Lm

dim = (vC 2 ) dt

[15]

LF

di L = ( n vC 2 vO ) dt

[16]

C eq

dvC 2 dE = im1 + n2 i L + C1 dt dt

[17]

CO

dvO v = iL + O dt R

5.2.4. Modelo Bilineal A partir de las ecuaciones anteriores y considerando la u como una variable de entrada del sistema, conseguiremos agrupar los cuatro pares de ecuaciones en un modelo bilineal del convertidor HBCC, vlido cuando el sistema est en modo de conduccin continua. La variable u , ser discreta y solamente puede tomar valores de 0 1, en los intervalos de tiempo D T y (1 u ) respectivamente.

De esta manera, los trminos que aparecen en el intervalo temporal D T , estarn multiplicados por u , mientras que los que aparecen en el intervalo

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(1 D) T , lo estarn por el trmino (1 u ) . Para simplificar, los dos secundarios sern simtricos, es decir, tendrn la misma relacin de espiras n respecto al primario. El modelo ser por tanto el siguiente:

[18]

dim 1 = (u E vC 2 ) dt Lm di L 1 = [u n E + (1 2u ) n vC 2 vO ] dt LF

[19]

[20]

dvC 2 dv 1 = [im + n u i L + C1 in ] dt C equ dtdvO v 1 = [i L O ] dt CF R

[21]

5.2.5. Rgimen estacionario

A partir de las ecuaciones diferenciales, podemos obtener las condiciones en rgimen estacionario, igualando a cero las derivadas temporales:v 1 (u E vC 2 ) u = C 2 Lm E

[22]

0=

[23]

0 = (im + n iL ) im = iL nv v 1 (iL O ) iL = O R R CO

[24]

0=

[25]

0 = (u n1 E n1 u vC 2 + (1 u ) n2 vC 2 vO )

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E E (E

[26]

VC 2 =

4v O ) n1 + n 2

2

Buscamos el valor donde la raz se nos anula.4v O n1 + n 2

[27]

E=

y lo sustituimos en la ecuacin

[28]

VC 2 =

E 2

esta ser la condicin lmite. Razonable, teniendo en cuenta el divisor capacitivo que realiza con el condensador C1. Si analizamos la solucin de la ecuacin, encontramos 2 casos:4v O n1 + n 2

1. Si

E 2

1 hilo conductor Hilo de Litz o varios conductores en paralelo

Fig.6.19. Grfica de diferentes coeficientes de penetracin en funcin del material.

La solucin adoptada y que aplicaremos ser la de emplear hilos de cobre de pequea seccin, recubiertos por un barniz aislante, y trenzados de forma que los pequeos campos magnticos que se vayan creando entre los conductores, se vayan anulando.

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Fig.6.20. Tabla de secciones de hilo de cobre y la corriente que puede circular por l.

Teniendo en cuenta que a la salida del convertidor son de 48V/5A, hemos elegido 5 hilos de cobre con una seccin de cable de 0,810 mm de dimetro cada uno, que nos permite una circulacin de corriente de 1 A por hilo. Aunque se puede calcular de forma matemtica hemos cogido una tabla (figura 6.20) donde se indican diferentes tipos de seccin de cable en funcin de la corriente que debe soportar el conductor.

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En nuestro prototipo, el resultado final ser el que se muestra en la fotografa de la figura 6.21.

Fig.6.21. Diseo final del trasformador del convertidor.

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MEDIDAS EXPERIMENTALES: Inductancia Magnetizante

Vout = 44.2V fconmutacin = 75.6kHz T = 820ns V = 72mV diL 375 L1 = = 427'083H diL / dt = 878048'78 VL = L Vp1 = 400V dt 0.75 Vp2 = 25V Vp1 2 = 375V RL = 33 Sonda = 100mV / A

Vin = 400Vdc

6.6.

Diodos rectificadores.

Hemos utilizado diodos Shottky Ultrafast (MUR1540) debido a la elevada tensin que soporta y la elevada corriente que soporta. De igual forma que hemos hecho con los transistores MOSFETS los protegeremos con una red de ayuda Snubber.

Fig.6.22. Hoja de caractersticas del diodo MUR1540.

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6.7.

Diseo del inductor de salida.

Se ha escogido un ncleo de polvo de hierro de tipo toroidal.

Inductancia Filtro de Salida Vout = 44.2V fconmutacin = 75.6kHz T = 1'26 s diL L2 = 5'075H diL / dt = 571428'571 VL = L V = 72mV dt VL = 2'9V RL = 33 Sonda = 100mV / A Vin = 396Vdc

6.8.

Condensador del filtro de salida.

La finalidad del condensador del filtro de salida es la de atenuar al mximo el rizado de la tensin de salida del transformador producido por la conmutacin y tiene que ser dimensionado en funcin del rizado del inductor de salida. Para calcular el valor del condensador he fijado un valor mximo en la tensin de rizado de conmutacin a la salida y que este rizado se deba a la variacin de su carga. De esta forma tenemos: [39]Vo = fC VS (1 D) 8C L 1

Donde:Vo

Voltaje de pico de la tensin de rizado de salida Voltaje de pico en el secundario

VS

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fC

Frecuencia de conmutacin del convertidor

Fijaremos un rizado mximo de un 2,5% de la Vo, es decir un Vo =1,2V.

6.9.

Sistemas de cargas.

El sistema de cargas utilizado para poner en marcha el convertidor sern 7 impedancias de 33 ohms / 30W:

R L1 = RL 2 = RL 3 = R L 4 = RL 5 = RL 6 = RL 7 = 33El esquema de conexionado ser el siguiente:

Fig 6.23. Esquema del conexionado de cargas.

stas se activarn mediante interruptores y con los que tendremos la posibilidad de irlas paralelizando una a una. Es decir tendremos un rango de cargas que irn desde:

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Nmero de CargasRL1 RL1 // RL 2

Impedancia total33

16,5

R L1 // RL 2 // R L 3 RL1 // RL 2 // RL 3 // RL 4 RL1 // RL 2 // RL 3 // RL 4 // RL 5 R L1 // RL 2 // RL 3 // RL 4 // RL 5 // R L 6 R L1 // RL 2 // RL 3 // RL 4 // RL 5 // RL 6 // RL 7

11 8,25

6,6 5,54,71

El resultado final ser el mostrado en la figura 6.24

Fig 6.24. Prototipo de cargas.

Otra alternativa a este sistema fue la de colocar conectada 1 carga y el resto (las 6 restantes) conectarlas de golpe. De esta manera se podra visualizar claramente por pantalla los saltos de cargas en los arranques del convertidor

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Fig 6.25. Prototipo de cargas 2.

6.10. Lazo de Control.Para la realizacin del lazo se ha optado por disear un control en modo deslizamiento. Esta tipologa es adecuada cuando lo que buscamos es robustez ante perturbaciones, manteniendo siempre una buena dinmica y una respuesta en rgimen estacionario invariante. El control en modo deslizamiento se utiliza cuando se trabaja con sistemas de estructuras variables en los que su estructura cambia de forma intencionada con el tiempo y por tanto la accin de control es discontinua y la planta no es lineal. Los convertidores de potencia DC-DC conmutados son un ejemplo de ello y entran dentro de esta categora. En el apartado 5 de esta memoria, ya presentamos un estudio y anlisis del convertidor, ahora nos centraremos con ms detalle en el anlisis matemtico y circuital de la estructura de control, parndonos en cada una de las partes principales del diseo y presentaremos los resultados de simulacin a travs de Matlab/Simulink.

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6.10.1. Descripcin del sistema.

El diseo del convertidor mostrado en la fig.6.26, incluimos la tensin de alimentacin E, el transformador, los interruptores de potencia S1 y S2, el puente de condensadores C1 y C2, los diodos rectificadores D1 y D2, el filtro LF y CF y la resistencia de carga RL, todos ellos asumiendo que son componentes ideales y que el convertidor trabaja tal y como hemos comentado en apartados anteriores en modo de conduccin continuo.

C1

S1n 1

D1

LF

EC2

n

D2

CF

RL

S2

Fig 6.26. Circuito equivalente del convertidor

Seguidamente mostramos los dos circuitos equivalentes del convertidor adaptados a cada periodo de operacin.

C1n

LFLm1

EC2

CF

RL


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C1

ELm1n

LF

C2

CF

RL


El principal propsito a la hora de disear el control de la planta, es conseguir una tensin de salida Vo, lo ms fiable al valor final que nosotros queremos obtener. Para ello, nos haremos servir de una tensin de referencia que el control utilizar como gua para posteriormente poder corregir el error que pudiera ocasionar la planta. Analizando el circuito de la figura 6.26, asumiendo que C1 y C2 son de igual valor, que los transistores o interruptores trabajan de forma complementaria y que el dutty cycle es del 50%, obtenemos una tensin en bornes del devanado del primario equivalente a E/2 de amplitud. Si esto no fuera as, el balance tiempo-tensin del transformador, hara que el puente capacitivo se desequilibrara.

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6.29. Forma de onda de la tensin en primario del trafo.

En funcin del dutty cycle obtenemos los tiempos de conmutacin: [40] y [41]t ON = D T t OFF = (1 D) T

A partir de la forma de onda del primario, podemos sacar la forma de onda del secundario:

6.30. Forma de onda de la tensin del secundario del trafo.

En el secundario, para un correcto balance tensin, el producto entre la tensin y el tiempo ha de ser igual para tON (Von) como para tOFF (Voff): Pgina58


[42]

VON t ON = VOFF t OFF

La tensin media de salida Vo, ser la media ponderada entre las dos tensiones: [43]VO = VON t ON + VOFF t OFF T

Siendo T el periodo completo de la seal de conmutacin. Sabiendo por tanto que,

[44] y [45]

t D = ON T 1 D = t OFF T

podemos substituir en [38] obteniendo:[46]

VON D = VOFF (1 D )2 y adems podemos deducir

De la figura 6.30, sabemos que VSEC = n E fcilmente que[47]

VSEC = VON + VOFF

si igualamos las dos ecuaciones tenemos,[48]

VSEC = VON + VOFF = n E

2

Aislando Vo:[49]

VON = n (1 D) E

2

Finalmente de [43] y [46][50] [51]

VO = D VON + (1 D) VOFF = 2 VON D VO = 2 n (1 D) D E

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Esta ltima expresin nos da una idea de la tensin mxima de salida del convertidor y que esta la tendremos para un ciclo de trabajo del 50%. EN nuestro caso, para unas especificaciones tcnicas de:

E = 400V 1 n = 1 4 Vo = 2 (1 0.5) 0.5 400 = 50V 4 D = 0.5 El modelo del espacio de estados del convertidor, viene dado por las ecuaciones diferenciales sacadas en apartados anteriores [18] a [21]:

[52]

im =iL =

1 (u E vC 2 ) Lm1 [u n E + (1 2u ) n vC 2 vO ] LFdE 1 [im + n u i L + C1 ] dt C equ

[53]

[54]

vC 2 =vO =

[55]

v 1 [i L O ] R CF

6.10.2. Control en modo deslizamiento. El control en modo deslizante trata de aplicar una seal de alta frecuencia para llevar al sistema hacia una regin de espacios de estado denominada superficie de deslizamiento. Como hemos mencionado anteriormente, este tipo de control es de gran robustez ante las diferentes perturbaciones de la planta. Cabe destacar que este tipo de control no es de fcil diseo y su implementacin depende de la ley de control resultante.

Genricamente la ecuacin de estado de un convertidor la definimos como:

[56]

X = f ( x) + B( x) u

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Donde X n es el vector de estado, u m es el vector de control y

f ( x) n y B( x) nm los campos vectoriales, que han de ser continuos y susderivadas tambin respecto a x. Dada la complejidad en el clculo de este tipo de superficies, nos hemos basado en diferentes estudios realizados y artculos cientficos publicados donde se llega a la conclusin que la superficie de deslizamiento ms habitual en convertidores DC-DC tiene la siguiente forma:[57]

S ( x) = K T ( x X O )

donde X O es un vector constante y K T son coeficientes escalares constantes. La funcin S ( x) se asocia al error de las variables de estado y se ha de asegurar que esta alcance el valor S ( x) = 0 desde una condicin inicial distinta de cero y que posteriormente la accin de control lo mantenga en ese valor. Estas condiciones matemticamente se pueden expresar como:

dS ( x) dS ( x) < 0 cuando S ( x) > 0 y > 0 cuando S ( x) < 0 dt dt es decir, cuando el sistema est fuera de la superficie, el movimiento del sistema respecto al tiempo dS ( x) es en tal direccin que se dirige hacia la superficie, ver dt

fig.6.31. Por consiguiente, se aplicar un control u , tal queu + S ( x) > 0 u u S ( x) < 0 De esta forma, el sistema actuar en modo deslizante sobre la superficie S (x) .

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6.31. Forma de onda de la tensin del secundario del trafo.

6.10.3. Simulacin del convertidor.

La superficie de control utilizada finalmente para realizar la simulacin fue la siguiente:[58]S i = k P < vO > + k i (VOref < vO > )d k dt

d < vO > < v Fi > dt

Se trata de un control PID donde a travs de la simulacin hemos obtenido los valores de los parmetros de las ganancias respectivas. A travs del programa de simulacin de Matlab, presentamos los resultados, que ponen de manifiesto la robustez del sistema y la buena dinmica del convertidor:

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Resultados valores de ganancia obtenidos Kp = 0.95 Ki = 200 Kd = 0.48

ARRANQUES

Fig.6.32. Tensin de salida Vo

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Fig.6.33. Tensin en Vc2

Fig.6.34. Tensin en IM

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6.10.4. Realizacin de la Superficie de Control.

Partiremos de la ecuacin:[59]S i = k P < vO > + k i (VOref < vO > )d k dt

d < vO > < v Fi > dt

que desglosaremos en dos partes: 1. La seal PID. Que constar del diseo de los controles proporcional, integral y derivativo (kp, ki, kd) y que estar formada por la ecuacin[60]t d < vO > ~ e = f (vO ) = k P < vO > + k i (VOref < vO > )d k d dt

2. La seal < vFi > que Para realizar la superficie de control dibujaremos antes un diagrama de bloques donde queda reflejado ms claramente cmo funcionar el lazo, de qu partes estar formada y que variables entrarn en juego. De teora de control, llegamos a la conclusin de implementar la superficie a travs de un PID analgico.

Fig.6.35. Diagrama de bloques del lazo de control

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El lazo de control PID, estar formado por amplificadores operacionales. Para ello, hemos elegido el TL074 por tener un elevado Slew-Rate (13V/s) y una alta inmunidad al ruido. Lo primero que nos hemos planteado a la hora del diseo, es que debido a la tensin de salida elevada que tendremos de la planta, superior a la alimentacin interna de los operacionales, tendremos que sensarla para no daar la circuitera. En este caso, lo hemos dispuesto de forma que a travs de simple divisor resistivo a la entrada de un A.O. en configuracin seguidor, para elevar la impedancia de entrada y asegurar este nivel de tensin. En la rama resistiva colocaremos un potencimetro para regular esta tensin sensada ( ver fig.6.36 ):

Sensado de Vo+48V

+15V R2 10K +5V 3 4 + -15V 2 11 TL074

1

R4 10K

U1A

0

Fig.6.36. Configuracin de Sensado de Vo

Como el objetivo es eliminar las posibles variaciones de la planta, tendremos que obtener una tensin de referencia con la que compararemos la seal y as eliminar el error. El esquema circuital ser idntico al anterior slo que esta vez utilizaremos la misma tensin de alimentacin que utilizan los operacionales.

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+ 15V +15V -15V R8 10K 3 R10 10K 4 + +15V 2 11 U2A 1

Voref

TL074

0

Fig.6.37. Configuracin de la tensin de referencia Voref

Como tercera variable a sensar, ser la seal VF . Aqu hemos de tener en cuenta exactamente lo mismo que con Vo, es decir, una seal elevada, del orden de unos 50V, sumado al hecho de que esta seal esta justo a la salida de los devanados secundarios del trafo, y que debido a la conmutacin, nos puede originar picos realmente elevados, adems de los consecuentes armnicos, que adems de saturarnos los operacionales nos puedo daar el circuito. Procederemos de la misma forma que los dos anteriores circuitos. Adems de eso, colocaremos un filtro pasa-bajos a la salida del operacional para eliminar estos picos y los harmnicos originados. Para el clculo del filtro de primer orden, nos basaremos de la teora clsica:

FO = 100kHz Datos para un R=10k C = 1,6nF FC = 10kHz

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TP3 TEST POINT 11 1

-15V U2D 13 12 TL074 1 +15V R17 10K Vref _VF 4 + R15 10K\0,5W

J7

R16 2 C7 10K 1,5nF /100V 14

Seal VF

1

S-VFJUMPER1

TP4

0

TP5 out_VF

1

0

Fig.6.38. Configuracin de la tensin de sensado VF

En el diseo, hemos aadido una entradas jumpers, para ir habilitando cada una de las variables que vamos aadiendo al sistema. De esta forma tambin nos ser ms sencillo detectar cualquier posible anomala que se produzca. Una vez diseada la circuitera referida al ajuste de variables, nos adentraremos en el lazo. Como hemos mencionado, estar compuesto por una parte proporcional, que ser la que nos da el valor de ganancia necesario para llegar al valor final, pero que si no lo ajustamos correctamente se nos puede hacer inestable el sistema, para ello recurriremos al integrador, que nos corregir el margen de error entre el valor final terico y el que nos da el proporcional, y que nos tender a estabilizar el sistema y una parte derivativa, no necesario en un principio, pero que, como veremos ms adelante nos ayudar a que la respuesta sea mucho ms estable. Para el clculo de valores de los componentes utilizados, nos hemos basado en los resultados de la simulacin hecha por Matlab. Con esos valores y a

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travs de potencimetros y zcalos en los condensadores para poder jugar con diversos valores de ganancias de kp, ki y kd, hemos conseguido ajustar la seal que queramos conseguir.

Clculos de los componentes:

Kp = 0.95 Control Proporcional R3 Kp = R = 0.95 R3 = 10 K ; R1 = 10 K 1 10K 100K

R1 -15V

R3

10K 5 6

11

U1B J1 7 1 1 2

4

0+15V

Fig6.39. Control Porporcional

Control integral

Ki = 200 1 Ki = = 200 C i = 10nF ; Ri = 500 K Pot = 2 M Ri C i

+ TL074 TP1 JUMPER1

-kp x V o

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J6 JUMPER reset integer1

2

R29

1Mohm

JP5C8

Voref

4 2

3 1

R18

R19TP6

JUMPER2JP6

10K

10K -15V11

[ - ]1U2B7

1uF-15V11

-ki x integer [-Voref] dt +CTP7U2C

R219

R202 4

10KJUMPER2

4

R23 10K

4

TL074

+15V

0+15V

0

Fig.6.40. Control Integrador

Anotar, que diseamos el integrador de forma que podamos cambiar el signo de la respuesta. Esto lo hace ms polivalente y que podamos probar diversos tipos de respuesta, as como poder habilitar tanto un proporcional, un integrador o un derivador de forma totalmente individual, sin que para ello tengamos que conexionar ninguno de los otros controles. De ah que tanto las entrada inversora y no inversora tengan disponibles tanto la variable Vo como la Vref.

Control Derivativo

Kd = 0.48 Kd = R C = 0.48 C = 100nF ; R = 480 K Pot = 500 K d d d d

+

Voref

+

1 3

5

-

1

6

J91

8

2

50K

10

TL074

JUMPER1

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C5

1nF

R9 2Mohms -15V TP2 R11 10K 100nF 11 CAP NP 9 10 U1C 1 8

-kd x [d/dt]J10 1 2 JUMPER

4

0+15V

Fig.6.41. Control Derivativo

El esquema definitivo con las 3 partes sumadas, quedarn de siguiente manera tal y como muestra la figura siguiente:

+ TL074

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10K 100K

R1 -15V

R3 10K C5

11

U1B J1 5 6 R5 7 1 + 1 2 10K 4

S0TL074 TP1 +15V JUMPER1

1nF

R9 2Mohms -15V TP2 R11 1 8 10K 4 + 100nF TL074 +15V 10 9 11 CAP NP U1C

-kp x V oR12

-kd x [d/dt]J10 1 2 J6 JUMPER 1 R29 2 JUMPER reset integer

10K

0

1Mohm JP5 C8 4 2 JUMPER2 JP6 1 3 2 4 10K JUMPER2 R23 10K 10K 3 1 R18 R19 TP6 10K -15V 11 U2B R20 6 5 7 + 50K 4 TL074 +15V

Voref

[]1 11 R21 9 10

1uF -15V U2C 8 + 1 J9 1 2

-ki x integer [-V oref] dt +CTP7

R22

Voref

10K 4

0+15V

TL074

JUMPER1

0

S=-kp x -ki x integer [-Voref] dt -kd x [d/dt]

Fig.6.42. Esquema de la Superficie PID

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En este ltimo diseo, lo que tenemos es la seal ~ = f (VO ) , pero aun e ~ nos falta aadir la seal VF para completar la superficie e = f (VO ) VF . Esto lo implementamos con un simple restador de ganancia 1R31

10k +15V 4 U3A 1

PID Seal Vc2 R32 10k

3 + 2 R33 10k 11

Seal a PWM

TL074 -15V

0

~ Fig.6.43. Diseo de la funcin e = f (VO ) V F

Fig.6.44. Diseo del control en modo deslizamiento

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Por ltimo, nos faltara discretizar la seal de la superficie y sta conectarla directamente a la entrada PWM del driver IR2109. Aqu decidimos en primera instancia utilizar el SG3524, que mediante los operacionales internos que utilizaba y mediante una tensin de rampa comparaba la seal de control y esta la conectaba a la base de un transistor que trabajaba en conmutacin. La frecuencia de conmutacin, se ajustaba a travs de una red RC. Finalmente descartamos esta opcin, ya que la alimentacin de los operacionales internos del SG3524, estaban alimentados a 5V, y eso nos tenda a saturar la seal de control, con lo que a partir de cierta tensin de entrada (sobre unos 100V) no obtenamos ms de 12 V a la salida del convertidor. Llegamos a la conclusin que los picos de tensin en la conmutacin del trafo provocaban tensiones en las variables sensadas VO yVF superiores a la alimentacin interna del modulador SG3524.

La segunda opcin, era bsicamente igual que la primera, con el cambio que utilizamos operacionales alimentados a 15V , de esta forma el rango que conseguamos era mucho mayor. Por tanto, como tenemos que discretizar la salida, utilizaremos un comparador de Histresis con el que saturaremos tanto positiva como negativamente la salida dependiendo del signo de la superficie, tal y como vimos en la fig.6.31. En este caso nos hicimos valer de un LM311 en ~ colector abierto, donde conectbamos la funcin e = f (VO ) VF a la entrada inversora y la salida a la base de un transistor Darlington que posteriormente como veremos a continuacin atacar a una bscula.

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+15V

+15V

S

8

0-15V

Fig.6.45. Comparador de Histresis

El ciclo de histresis variar su trayectoria entre +Vcc y Vcc. La frecuencia de conmutacin depender de VF . La salida del colector del transistor Darlington ir conectada a una bscula D (4513). La frecuencia mxima la limitaremos a travs de un reloj que lo implementaremos por un 555, configurado como oscilador astable, al doble de la frecuencia a la cual nosotros queremos trabajar (100kHz), ya que la bscula coger slo los flancos de subida. variar esta frecuencia. De todas formas, hemos decidido implementar en el oscilador astable, un par de potencimetros con los que poder

+

2

-

3

4

U2

R2 10k

R1 220ohms

7

Q1 BC618

LM311/TOR3 560ohms

0

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+15V+15VU3A

+15VR2 10kR1 220ohms1457

VDDD

Q

1

Al Driv er IR21094

4

U2

S

S

GN D 7

R

8

0-15V

4

R3 560ohms

R4 10k8

6

VC C

C2 1n

TR

GN D

0

1

+ LM311/TO

2

-

3

Q1 BC618

+15V

3

QCLK

2

4013/FP

0

0452

Q

3

RDISCV

R57

D2 1n4148THR 6

10k

D1 1n4148

U1 LM555

C1 10n

0

0

Fig.6.46. Circuito discretizador de S(x)

Fig.6.47. Circuito discretizador de S(x)

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7.

PLANOS Y DISEO DE LA PCB.

El diseo de los diferentes circuitos impresos que componen el proyecto se ha realizado con el programa de diseo de circuitos electrnicos OrCAD 10.3.

La planta del convertidor se ha realizado a doble cara, con un buen plano demasa para asegurar un buen drenaje de la corriente hacia el punto comn. He intentado en todo momento disponer los componentes de potencia lo ms cercanos posibles entre s. Las pistas que salen del transformador hacia el filtro de salida se han intentado disear de forma que pueda fluir la corriente a pleno rendimiento, teniendo en cuenta que como norma general y en base a lo especificado en la normativa, podemos llegar a un compromiso de que cada milmetro de anchura de pista equivaldra a la circulacin de 1A. Aprovechando la simetra del convertidor se ha dispuesto los MOSFET como tal y sus redes de proteccin Snubber lo ms cercanos posible a estos. Se han habilitado dos conectores de salida, de tipo banana para poder unir tanto las cargas como el lazo de control, as como dos conectores del mismo tipo para inyectar la alimentacin de entrada (400 VDC).

Respecto al diseo de la placa del lazo de control, se ha buscado debido a ladificultad para afinarlo a las caractersticas deseadas, que esta fuera lo ms polivalente posible, habilitando jumpers a la entrada y salida de los amplificadores operaciones para poderlo hacer lo ms verstil posible y poder modificar la seal de entrada en funcin de las necesidades.

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Fig.7.1. Circuito driver

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Fig.7.2. Esquema de la planta HBCC

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Fig.7.3. Esquema del lazo de Control

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Fig 7.4. Mscara Layout de la capa Top de la planta del convertidor

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Fig.7.5. Mscara Layout de la capa Bottom de la planta del convertidor

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Fig 7.6. Mscara Layout de la capa de componentes de la planta del convertidor

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Fig 7.7. Mscara Layout de la capa bottom del lazo de control

Fig 7.8. Mscara Layout de la capa Top del lazo de control

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Fig 7.9. Mscara de componentes del lazo de control

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8.

RESULTADOS EXPERIMENTALES.

Se han graficado los resultados a medida que hemos ido subiendo en tensin. El objetivo ha sido buscar aquel valor de ganancia en el control que nos regulara todas las cargas disponibles, aunque con ello perdiramos algo de eficiencia, como veremos seguidamente.

Con E=150V ( aprox)

Fig 8.1. Salida de la bscula y tensin de salida del convertidor Vo [Vin=168V ; =151V; f=100kHz; RL1 =33]

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Fig 8.2. Salida de la bscula y tensin de salida del convertidor Vo a plena carga [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; RL1 = 4,71 ]

Fig 8.3. Conmutacin en la puerta de los transistores Q1 y Q2 [Vin=168V ; =151V; f=100kHz; RL1 =33]

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Fig 8.4. Conmutacin en la puerta de los transistores Q1 y Q2 a plena carga [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; RL1 = 4,71 ]

Fig 8.5. Tensiones en el primario del trafo. [Vin=168V ; =151V; f=100kHz; RL1 =33]

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Fig 8.6. Tensiones en el primario del trafo a plena carga [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; RL1 = 4,71 ]

Fig 8.7. Tensiones a la salida del secundario del trafo. [Vin=168V ; =151V; f=100kHz; RL1 =33]

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Fig 8.8. Tensiones a la salida del secundario del trafo a plena carga [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; RL1 = 4,71 ]

Fig 8.9. Arranque del convertidor en la tensin de salida. [Vin=168V ; =151V; f=100kHz; RL1 =33]

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Fig 8.10. Arranque del convertidor en la tensin de salida a plena carga. [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; RL1 = 4,71 ]

Con E=200V (slo con PI)

Fig 8.11. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF. [Vin=202V ; =21,5V; f=100kHz; RL1 = 33 , Io=0.65A, = 88'68% ]

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Fig 8.12. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a plena carga [Vin=202V ; =20,7V; f=100kHz; R L1 = 4,71 , Io=4.39A, = 85'39% ]

Fig 8.13. Salto de carga de la seal de salida RL1 = 33 a R L1 = 4,71

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Con E=200V (con PID)

Fig 8.14. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; Vo=20,8V; f=100kHz; RL1 = 33 , Io=0.63A, = 85'8% ]

Fig 8.15. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; =19,7V; f=100kHz; RL1 = 4,71 , Io=4.18A, = 81'27% ]

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Fig 8.16. Comparativa de las puertas de los Mosfets Q1 y Q2 con baja carga y plena carga

Se observa claramente el rizado de alta frecuencia provocado por las capacidades internas de los transistores conmutacin, capacidad de Miller entre puerta y drenador, y que recibe el nombre de ringing. Los dos transistores trabajan de forma complementaria, aunque no simtricamente. Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensin son: Kp R1 ( pot ) = 95k Ki C = 8,2nF ; R = 1,7 M i i K d Rd = 1,57 M

Con E=300V (con PID)A partir de 250 V hemos encontrado dificultades a la hora de ajustar el regulador al ir conectando las cargas, por lo que hemos tenido que realizarlo con el PID completo y no con el PI como habamos realizado anteriormente.

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Fig 8.17. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a baja carga [Vin=305V ; =33,9V; f=100kHz; R L1 = 16.5 , Io=2.054A, = 92'62% ]

8.18. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a plena carga [Vin=305V ; =32,8V; f=100kHz; R L1 = 6.6 , Io=4.96A, = 89'62% ]

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8.19. Salto de carga de la seal de salida RL1 = 33 a R L1 = 6,6

8.20. Seal de salida de la bscula y seal

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8.21. Seales en el primario del trafo y punto medio del puente a plena carga

8.22. Seales a la salida del trafo a baja carga

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8.22. Seales a la salida del trafo a plena carga

Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensin son: Kp R1 ( pot ) = 97 k Ki C = 8,2nF ; R = 197 k i i K d Rd = 1,88M

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9.

AMBIENTALIZACIN DEL PFC.

9.1.

ASPECTOS TECNOLOGICOS.

Todos los equipos electrnicos generan en mayor o menor medida interferencias electromagnticas. Las fuentes de alimentacin conmutadas no son una excepcin, y por su tipo de funcionamiento, en rgimen transitorio y por su constitucin (elementos electromagnticos), generan armnicos y picos de corriente que dan lugar a interferencias (EMI) que afectan a la misma lnea de alimentacin, a los equipos que posteriormente alimentan o a las mimas personas o seres vivos que se encuentran prximos a ellos. Las interferencias generadas por las fuentes de alimentacin conmutadas adquieren mayoritariamente tres formas: Interferencias conducidas a travs de los conductores de salida Interferencias conducidas a travs de su carcasa a tierra. Interferencias radiadas. La carga y descarga rpida de los condensadores provocan picos de corriente bruscos y exactamente igual pasa con la conmutacin sobre los bobinados que provocan grandes cambios en la tensin de sus terminales. Principalmente estas son las causas bsicas de radiacin electromagntica en las fuentes de alimentacin conmutada, pero tambin existen otros motivos, como es el propio diseo de las pistas de la PCB que pueden llegar a crear bucles que facilitan el acoplamiento de campos magnticos o las mismas capacidades parsitas inherentes a los propios componentes como es el caso claro del transformador, entre sus propios bobinados, entre los mismo componentes, entre la masa del circuito y las pistas que lo rodean, o los mismo cables que conectan las cargas, etc. Pgina99


La totalidad de los bucles internos capaces de acoplar EMI deberan estar construidos idealmente de manera que las corrientes de interferencia slo circularan dentro de ellos mismos, pero ello es complejo. Las impedancias y capacidades de bucles irregulares causan que, tanto la interferencia de modo diferencial como la de modo comn, circulen dentro de todo el sistema formado por la carga, la lnea de alimentacin y la fuente conmutada. A pesar de que habitualmente se ignoran las EMI de modo comn en las especificaciones de las fuentes conmutadas, son tambin un problema. Estas EMI, comunes a los dos conductores de la entrada o de las salidas, se acoplan a travs de capacidades parsitas en la alimentacin y es difcil eliminarlas si el resto del diseo ya se ha ultimado. A veces, stas se intentan eliminar con condensadores de relativa alta capacidad entre los conductores de entrada o de salida y la carcasa de la fuente conmutada; no obstante, esto frecuentemente conlleva dificultades en el sistema de masa y tierra, debiendo tener en cuenta adems que el valor de la capacidad est limitado por los reglamentos de seguridad (mximo 4,7nF). Por esta razn el prototipo diseado, no utiliza la tierra, ya que uno de los objetivos a cumplir era el gran aislamiento galvnico, de esta manera el prototipo se pude considerar un sistema flotante. El sistema utilizado para eliminar, mejor dicho atenuar, las EMI con modo comn es el choque inductivo en modo comn. El choque inductivo es un transformador de banda ancha bobinado de forma bifilar que permite la circulacin de corrientes igual y opuestas a travs de sus devanados, mientras suprime las corrientes desiguales y opuestas, tal como las debidas a las EMI en modo comn. A causa del devanado bifilar, no se crea flujo magntico neto en el choque para corrientes simtricas (iguales y de sentido opuesto); entonces, las seales simtricas no encuentran inductancia cuando pasa a travs de l. Para corrientes de moco comn (asimtricas), el choque inductivo acta como una inductancia y atena la corriente. Las EMI diferenciales dependen de los componentes pasivos. El choque inductivo del filtro determina el rizado de corriente de los condensadores, los cuales, a su vez,

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determinan la tensin de rizado generada por su ESR, ESL y, en menor grado, su capacidad. Los transitorios inductivos y los efectos normales de los campos magnticos que se anulan bruscamente, pueden llegar a los megahercios, dependiendo de las inductancias y las capacidades efectivas que se hallen en el camino de la corriente producida por el campo que se anula. La resistencia del conductor controla la amortiguacin que, a su vez, controla la envolvente de su espectro. La amplitud del espectro de EMI depende fundamentalmente del nivel de redondeo que se puede conseguir en los flancos de la onda cuadrada. La pendiente de la envolvente del contenido armnico de una onda rectangular real e slo de 20dB/dcada, mientras que la transicin menos aguda de una onda trapezoidal es de 49dB/dcada y para un impulso totalmente redondeado es de unos 80dB/dcada, por tanto, simplemente redondeando lozanitos de la onda cuadrada bsica se puede reducirle nivel de EMI generadas en la banda de las altas frecuencias. Esto exige que los diseos de los convertidores incorporen sencillas redes para redondear y alisar los cantos de las ondas cuadradas. Por el contrario, se necesitan ondas cuadradas con altas pendientes para minimizar la disipacin de potencia en el transistor y aumentar el rendimiento. Por tanto, se debe llegar al compromiso de minimizar las EMI y maximizar el rendimiento. Las transiciones abruptas (dv/dt) tambin tienden a provocar la aparicin de rizado u oscilaciones en las capacidades parsitas en los devanados de los transformadores y bobinas de los convertidores. El rizado se produce en las bajas frecuencias, donde se pone de manifiesto el acoplamiento con circuitos adyacentes Este rizado se puede amortiguar con el uso de pequeas redes RC en paralelo con los devanados. Del nico parmetro de diseo que se controla es el mximo rendimiento, se puede hacer poco para evitar la generacin abundante de los armnicos que estn presentes en

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una onda cuadrada. Puede usarse la simetra del ciclo ventajosamente para suprimir los efectos de ciertos armnicos en el transformador de salida. Sin embargo, la cancelacin de armnicos seleccionados no resolver totalmente el problema EMI, aunque puede tener como resultado ventajas e filtrado, al desplazar la frecuencia de rechazo del filtro hacia un valor ms alto, proporcionando el uso de componentes algo ms pequeos. El uso de una frecuencia de troceado fija facilita tambin el filtrado. La emisin total de interferencias puede reducirse optimizando la simetra de los impulsos, con lo que se reduce la intensidad media que circula a travs de los bucles radiantes internos. Con una metdica seleccin del material del ncleo y un buen diseo del transformador se puede reducir el nivel de los picos de tensin e intensidad. El tiempo de ascenso de la corriente depende de la forma de la curva de histresis magntica del material (curva BH). Si se alcanza bruscamente la saturacin o hay cambios bruscos del flujo magntico, aumentara la amplitud de los picos. El tiempo de descenso de la corriente depende de la velocidad de conmutacin de los transistores y de las reactancias del circuito. Las redes de ayuda a la conmutacin, snubbers, permiten reducir las interferencias generadas gracias a la reduccin de los dv/dt y di/dt, adems de permitir utilizar transistores con reas de seguridad ms reducidas y disminuir las prdidas, aumentando el rendimiento. La reduccin de dv/dt disminuye la emisin de interferencias elctricas y los acoplamientos capacitivos. La reduccin de di/dt reduce la emisin de EMI y los acoplamientos inductivos, reducindolos transitorios di/dt tambin se reducen los acoplamientos debidos a masas o conductores comunes. Resumiendo, para controlar el nivel de EMI se puede: aumentar el tiempo ascenso y descenso de los bordes de las ondas cuadradas de conmutacin, conectar pequeos condensadores en los extremos de los diodos rectificadores o usar diodo de alta velocidad con recuperacin suave, mantener las conexiones los ms cortas que sea posible, trenzar fuertemente los cales de seal con sus retornos. Cuando se concibe la disposicin de los componentes del convertidor hay que tener presente:

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Mantener las lneas de alta corriente, di/dt lo ms cortas que sea posible para reducir el rea efectiva del transmisor de interferencias, mantener los conductores de entrada y salida tan lejos como sea posible de los generadores de EMI, mantener sencillos caminos de corriente conmutada para evitar crear bucles de masa.

NORMATIVA RELACIONADA CON LA COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNETICA

La compatibilidad electromagntica se define como la aptitud de un dispositivo, de un aparato o de un sistema para funcionar en un entorno electromagntico, de forma satisfactoria y sin producir en l mismo perturbaciones electromagnticas intolerables para todo lo que se encuentre en dicho entorno. Se define como perturbacin electromagntica aquellos fenmenos electromagnticos que puedan crear problemas de funcionamiento de un dispositivo, de un aparato o de un sistema. Una perturbacin electromagntica puede consistir en un ruido electromagntico, una seal no deseada o una modificacin del propio medio de propagacin. La inmunidad es la aptitud de un dispositivo, de un aparato o de un sistema para funcionar sin prdida de calidad en presencia de una perturbacin electromagntica. Las normas bajo las cuales se deben disear este tipo de prototipos son: EN 50081-2 Norma genrica de emisin. Parte 2: Entorno industrial EN 50083-2 Norma genrica de inmunidad. Parte 2: Entorno industrial EN 55011 Limites y mtodos d medida de las caractersticas relativas a las perturbaciones radioelctricas de los aparatos industriales, cientficos y mdicos (ICM) que producen energa en radiofrecuencia. Cabe destacar que existen dos clases de equipos con relacin a los lmites perturbacin que son:

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Clase B. Equipos destinados primordialmente a ser utilizados en entornos domsticos. Clase A. Equipos destinados a entornos industriales. La clase B e ms restrictiva que la A. Por ejemplo, el lmite de las perturbaciones conducidas en los bornes de alimentacin para la clase A es de 60dBV en la banda de frecuencias de 0,5 a 6MHz y en clase B es de 46dBV.

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10. CONCLUSIONES.

El objetivo fundamental del proyecto ha sido el diseo e implementacin de una fuente de alimentacin conmutada HBCC, desarrollado totalmente de forma manual, desde el diseo y construccin del transformador pasando por el filtro de salida, lazo de control, etc. Es obvio decir, que el resultado a nivel de rendimiento no es el mismo, ni el volumen de este tampoco, tanto en que si la construccin de estos bobinados se hubieran hecho de forma ms profesional hubieran repercutido en una leve mejora de sus prestaciones y voluminosidad. Podemos llegar a afirmar, que la tecnologa planar en la construccin del devanado para este tipo de convertidores sera ideal, y pueden llegar a reducir el volumen de este en casi una tercera parte. Si atendemos a la comparativa con el resto de convertidores, podemos afirmar una de sus ventajas respecto a los Flyback, Push-Pull y Forward, y es que a tensiones elevadas, con este tipo de convertidor nos es suficiente utilizar transistores de potencia que soporten 400V 500V mientras que el resto utiliza transistores que soportan el doble y que tambin su coste en el mercado es mayor. La parte correspondiente al lazo de control, con el doble bucle de realimentacin, el tpico con el amplificador de error comparado con una muestra de la corriente del filtro de salida, nos facilita la estabilidad del sistema y su control, pasando de un sistema de 4 orden a uno de primer orden. Sin este tipo de control, cuando el sistema est sometido a transitorios importantes, las prestaciones dinmicas del convertidor son bastante bajas, pero tal y como vemos en los resultados experimentales, el rendimiento del convertidos oscila entre el 80% y el 85%, lo cual a estas altas frecuencias ya se puede considerar un logro importante. Uno de los aspectos importantes de este tipo de control, aunque nosotros no hemos podido comprobar con resultados, es que reduce el problema de las Interferencias Electromagnticas (EMI).

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Durante el ajuste del control, se ha comprobado, la poca variacin que sufre el sistema por el hecho de aplicar el derivador y que la nica diferencia observada entre colocarlo o no, es el hecho en que el rizado de salida es ligeramente ms suave al conectarlo, pero por el contrario, aumentamos muchsimo la sensibilidad a cualquier ruido externo. Al subirlo por encima de los 250V, por el contrario, hemos tenido que tirar del derivador, ya que facilitaba la regulacin de la planta. Respecto al diseo y puesta en marcha de la planta, destacar la fuerte dependencia de la seal de salida, respecto al diseo del filtro. Un condensador demasiado pequeo nos genera un rizado muy acusado en la seal. Anotar al respecto del diseo del lazo, que en una primera instancia, se opt por utilizar el modulador PWM (SG3524), pero que una vez diseado, configurado y puesto en marcha, no podamos regular a partir de 100V, por lo que tuvimos que descartarlo posteriormente.

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11. BIBLIOGRAFIA.

Referencias[1] N. Mohan, T.M. Underland, W.P. Robbins "Power Electronics: Converters, Applications and Design". John Willey & Sons, 1.989. Rashid, M. (1995) Electrnica de Potencia; Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones, 2 edicin Pearson Education. "Redes de Proteccin para MOS-FET de Potencia". Revista de Electrnica Actual. Ao 2, n 8, 1.987.

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[4] [5][6]

Paresh, Sen C. 1997. "Principles of Electric Machines and Power Electronics. U.S. John Wiley and Sons. Huelsman, Lawrence P. 1991. "Basic Circuit Theory, 3rd edition. U.S. Prentice Hall.P.L. Dowell. Effects of Eddy Currents in Transformer Windings Proc. IEE.vol 113 n8 pp.1387-1394. Agosto 1966.

Revistas cientficas[7] J.Matas , Luis Garca de Vicua, Josep MGuerrero, Jaume Miret, Miguel Castilla, Non linear Control of a Paralleled Half Bridge Complementary Control Converter System with a Single-Wire Current Sharing. Ao 2001 J. Sebastian, J.A. Cobos, O. Garca, J. Uceda. An Overall Study of the Half-Bridge Complementary-Control DC-to-DC Converter, in Proc. IEEE PESC95, pp.1229-1235, 1995. FF.Linera, J.Sebastian, J.Diaz, F.Nuo, A novel Feedforward loop Implementation for de Half-Bridge Complementary-Control Converter, in Proc. IEEE PESC, 1998. Martn, R, Azpiazu, I, Nuez, I. y Feli, V.(1999) Sliding control of a buck converter with variable load, Proc. IASTED Intl. Conf.Control and applications, Banff (Canada), pp.194-198

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[11]

Tomado de Torres, H., Barreto, L Las perturbaciones electromagnticas Revista Innovacin y Ciencia, Volumen V, No. 2, 1996, pp. 30-37, Bogot. Fundamentos de compatibilidad Electromagntica,Jose Luius Sebastin. Ed. Addison-Wesley

[12]

Links relacionados[13] [14] http://www.voltimum.es/page.jsp?id=/content/reglamentos/NuevaDirectivaCEM&fullsi ze=yes&universe=rebt.ndc.nueva_directiva_CEM http://www.dbup.com.ar/tutorial_fuentes_conmutadas.htm

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A N E X O S

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ANEXO 1:

DATASHEETS

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ANEXO 2:

FOTOGRAFIAS

Mesa de trabajo con todo la planta y el instrumental montado

Mesa de trabajo con todo la planta y el instrumental montado

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Vista lateral del convertidor. En primer plano, lazo de control

Vista area de todo el montaje del convertidor, sin el sistema de cargas

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Grfica por pantalla de la bscula y la seal y medidas experimentales a 200V

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Documents

MEMORIA catala