Optimizarea sistemului

  • View
    229

  • Download
    0

Embed Size (px)

DESCRIPTION

Optimizarea sistemului

Text of Optimizarea sistemului

Optimizare sistemului

n ultimele decenii, o atenie deosebit a fost acordat dezvoltrii programelor care pot simula i evalua corect performana sistemelor optice de comunicare. Cu toate acestea, utilizarea algoritmilor de optimizare n aceste programe a fost limitat intr-o gril simpla sau prin alte metode de cutare locale.Odata cu cresterea in popularitate a legaturilor optice, numrul parametrilor de intrare care pot fi optimizati crete drastic.Din cauza mai multor componente liniare i neliniare, performana sistemului, care in funcie de mai multi parametri de intrare, poate avea multe extreme locale i globale, care este o provocare pentru algoritmi simpli de optimizare. Prin urmare, chiar i cu disponibilitatea mare de calculatoare sau clustere puternice, o optimizare precisa a sistemului necesita foarte mult timp. n acest context, regulile de optimizare rapide i algoritmi de optimizare la nivel mondial pot fi folositi pentru a ghida cutarea intr- un set mare de parametri de intrare n scopul de a gsi cea mai buna soluie ntr-un timp minim de simulare.

Performana sistemelor de comunicaii pe fibr optic este de obicei msurat n termeni de BER sau OSNRreq la o tinta BER. Ambele metode necesit soluia numeric la propagarea semnalului n fibra i evaluarea REC. Prin urmare, gsirea unei puteri optime de lansare a fibre si harta de dispersie pentru un sistem de comunicare optic limitat de emisia spontana amplificata (ASE) de zgomot i fibre neliniare este o problem care necesit mult timp de calcul.

In acest capitol, normele de optimizare rapide i un algoritm de optimizare global sunt utilzate mpreun cu metoda Karhunen - Loeve extinsa pentru a gsi raza maxim pe un singur canal pentru sistemele DPSK i DQPSK inclusiv PMD i zgomot de faz neliniare, induse prin interaciunea dintre semnal i zgomot ASE . Impactul ambelor efecte pe distanta maxim este cercetat pentru rate de date de la 5 Gbit/s la 230 Gbit/s. Mai nti, o abordare analitic bazat pe OSNR OSNRacc ( 5.4 ) i NL ( 5.5 ) este utilizat pentru a determina valorile teoretice optime ale puterilor semnalului de intrare in fibra. Limea de band a filtrului optic receptor este de asemenea optimizata pentru formatele modulaie descrise n Capitolul 3. Tolerana dispersie modulaiei i formatele impulsurilor sunt investigate, precum si performana i toleranta la dispersie in multiplexarea stereo a sistemelorDPSK i DQPSK. In cele din urma, simulrile sunt realizate folosind reguli de optimizare rapida i algoritmul de optimizare la nivel global.

6.1 Abordarea analitic pentru optimizarea sistemului

Cea mai buna performanta a unei transmisiuni pe fibr optic pe distane lungi este dat de ei back-to-back BER sau OSNRreq la un anumit BER cu un filtru optic pereche la receptor. In acest caz, dpre , dres i dacc pot fi setate la zero ca n Fig . 5.1 cu scopul de a maximiza OSNRacc care este dat de (5.4). Figura 6.1 arat OSNRacc n dB i acumularea defazjului nonliniar NL n radiani dupa 15 deschideri n funcie de SMF si puterea de intrare in fibra DCF. OSNRacc i NL au fost calculate folosind (5,4) i (5,5).Se poate observa c OSNRacc i NL sunt mult mai dependente de PSMF dect pe PDCF.

Figura 6.1 : OSNRacc in dB pentru RBW = 12,5 GHz (sus) i i acumularea defazjului nonliniar NL(jos), dup N = 15 deschideri .

Prin creterea PSMF i PDCF va crete si OSNRacc, care mbuntete performanele sistemului .Pe de alt parte, si NL creste cu PSMF i PDCF, care induce efecte neliniare mari. Prin urmare, valorile optime pentru OSNRacc i NL pot fi gsite lapunctul n care nivelul de zgomot i efectele neliniare sunt echilibrate. Pentru acest lucru,este necesar s se gseasc NL optim. Pentru a evita simularea, o valoare maxim de NL poate fi setat, limitnd, prin urmare, puterea efectelor neliniare. Maximul OSNRacc este atins doar pentru anumite valori ale PSMF i PDCF. Prin urmare, folosind formulele indicate n Anexa A, OSNR necesar (OSNRreq) la o BER = 10-4 i Rb=100 Gbit/s poate fi calculat pentru sistemele DPSK si DQPSK, aa cum este prezentat n Fig. 6.2. Regiunile de putere realizabile sunt reprezentate n Fig. 6.3, 6.4, 6.5 i 6.6 pentru DPSK i DQPSK dup N=10, 20, 30, 40 i 50 deschideri, unde nl = 1, 2 i 3 rad.Impactul neliniaritatilor fibrei poate fi redus printr-un manegement adecvat al dispersiei, care vor fi discutate n urmtoarele seciuni.

Figura 6.2 : Maximul OSNRacc de nl fix ca funcie a numrului de deschideri.OSNRreq pentru DPSK i DQPSK sunt date la Rb = 100Gbit/s i BER = 10-4 .

Figura 6.3: Regiuni de putere realizabile dup 10 i 20 de deschideri pentru DPSK, nl =1, 2 i 3 rad, Rb = 100Gbit/s i BER 10-4 .

Figura 6.4: Regiuni de putere realizabile dup 30, 40 i 50 de deschideri pentru DPSK, nl =1, 2 i 3 rad, Rb = 100Gbit/s i BER 10-4 .

Figura 6.5: Regiuni de putere realizabile dup 10 i 20 de deschideri pentru DPSK, nl =1, 2 i 3 rad, Rb = 100Gbit/s i BER 10-4 .

Figura 6.6: Regiuni de putere realizabile dup 30, 40 i 50 de deschideri pentru DPSK, nl =1, 2 i 3 rad, Rb = 100Gbit/s i BER 10-4 .

6.2 Filtru Optic Pentru Optimizarea Latimii De Banda

In receptoarele optice pre-amplificate, cea mai buna performanta a sistemului se realizeaz cu un filtru optic potrivit. In practica, totui, filtrele optice nu sunt de obicei potrivite pentru semnal, dar fibrele Bragg gratings (FBG), Fabry-Perot sunt bune. Funcia de transfer a acestor filtre poate fi modelata ca o funcie Gaussiana de ordin n0 (2.6). De asemenea, caracteristicile de trecere joas ale componentelor electrice pot fi modelate ca un filtru electric Bessel de ordin 5 cu o lime de band constant Be=0.75 Rs (2.7). In acest caz, limea de band a filtrului optic la receptor poate fi optimizata ntr-o configuratie back-to-back pentru a se apropia de limita cuantica, care este definita ca numarul minim de fotoni necesari pe bit, n medie, la intrarea receptorului pentru a obine o int BER. n aceast seciune, dependena de lime de band pentru filtrul optim privind BER si formatul pulse este cercetat doar pentru DPSK. Rezultatele pentru alte formate de modulaie pot fi gsite n Anexa B.

Limea de band optima a filtrului este data ntr-un punct n care distorsiunea de zgomot i de semnal introduse prin filtru sunt echilibrate, ceea ce corespunde valorii minime a OSNRreq pentru un BER specific. Fig. 6.7 (a), 6.7 (b) i 6.7 (c) arat limea de band optima a filtrului n funcie de BER. Liniile solide corespund lui npol =1 i liniile punctate lui npol =2. Limea de band optim rmne aproape constanta pentru toate BER. Spectrul de impulsuri NRZ ocup cea mai

mica banda, urmat de CSRZ-67%, RZ-50% i RZ-33%. Acest fapt este ilustrat n fig. 6.7(a), 6.7(b) i 6.7(c), unde limea de band optima creste in aceeasi ordine. Pentru un format puls dat, lime de band optima crete n mod semnificativ de la n0 = 1 la n0 = 2, dar nu de la n0 = 2 la n0 = 3. Pentru o lime de band fix B0, odata cu creterea ordinul filtrului n0 crete si nivelul de zgomot i semnal, care este filtrat la iesire, ea fiind in general compensat prin creterea limii de band a filtrului.

Prin setarea lui RBW = Rs n (5.7) i folosind Ps = h f0 nphsym Rs ,numrul de fotoni per simbol este dat de:nphsym=(6.1)

Limita cuantica este realizata cu ajutorul unui amplificator ideal, cu Fn=2 3dB i npol=1, ceea ce duce la OSNRreq=nphsym. Fig.6.9(a), 6.9(b) i 6.9(c) arat numrul de fotoni pe simbol n funcie de BER. Dup cum se poate vedea n Fig.6.9(a), 6.9(b) i 6.9(c), numrul de fotoni pe simbol se apropie de performana unui receptor cu filtru optic. Tabelul 6.1 reia lrgimia de band optima de filtrare la o int BER. BERt=10-4, n0=2 i npol=2 pentru toate formele de modulaie.

Figura 6.7: Optimizarea limii de band a filtrului optic pentru DPSK cu n0=1(a), n0=2(b) i n0=3(c). Liniile solide corespund npol=1 i liniile punctate pentru npol=2 .

Figura 6.8:Funcia de transfer a unui filtru optic Gaussian cu B0=10GHz.

Tabelul 6.1: Limi de band de filtrare optime B0/Rs(BERt=10-4, n0=2 i npol=2).

Figura 6.9: Optimizarea limii de band a filtrului optic pentru DPSK cu n0=1(a), n0=2(b), n0=3(c) si npol=2.

6.3 Tolerana dispersie

Un parametru important n evaluarea performanelor formelor avansate de modulaie este tolerana la dispersia dacc. n absena neliniaritilor la fibre, efectul dispersiei degradeaz performana sistemului. Dac avem neliniaritati ale fibrei, atunci dispersia poate mbunti performanele sistemului, n funcie de formatul de modulaie.

Folosind lrgimile de band optime a filtrului din tabelul 6.1, OSNR-urile necesare la un BER int BERt =10-4 a fost simulat pentru modulaie i impulsuri formatele prezentate n capitolul 3, aa cum este prezentat n Fig. 6.10, 6.11 i 6.12. Aa cum am menionat mai nainte, spectrul de impulsuri NRZ ocup limea de band cea mai mica, urmat de CSRZ-67%, RZ-50% i RZ-33%. n cazul dispersiei, aceasta nseamn c impulsuri NRZ au cea mai buna toleranta, n timp ce RZ-33% cea mai rea, ceea ce este valabil pentru OOK, DPSK i DQPSK. Cu toate acestea, a fost observat opusul pentru ASK-DQPSK i D8PSK, n timp ce pentru ASK-DPSK, NRZ are nc cea mai bun toleran. Structura receptorului la D8PSK este optim doar ntr-o configuraie back-to-back, dar performana poate fi degradat ntr-un mod diferit pentru fiecare format puls n prezena dispersie.

Fig. 6.13 i 6.14 arat OSNR-urile necesare pentru un format puls specific. Se poate observa c DQPSK are o toleranta foarte buna la dispersie, avand in vedere rata ridicat de simboluri. ASK-DQSPK i O8DPSK au o performanta mai buna decat DQPSK la un moment dat. Tabelul 6.2 arat 2 dB penalizare a OSNR avand in vedere dispersia acumulata.

Table 6.2: Toleranta dispersiei in ps/nm la 100Gbit/s pentru 2dB OSNR penalty

Figure 6.10: Toleranta dispersiei pentru OOK si DPSK pentru RBW = 12.5GHz sI BERt = 10-4.

Figure 6.11: Toleranta dispersiei pentru ASK-DPSK si DPSK pentru RBW = 12.5GHz sI BERt = 10-4.

Figure 6.12: Toleranta dispersiei pentru ASK-DQPSK si D8PSK pentru RBW = 12.5GHz sI BERt = 10-4.

Figure 6.13: Toleranta dispersiei pentru NRZ su CSRZ-67% pulse formats.

Figure 6.14: Toleranta dispersiei pentru RZ-50% su RZ-33% pulse formats.

6.3.1 Performana sistemelor multiplexate stereo

Multiplexarea stereo permite transmiterea datelor cu rate mari folosind componente cu lime de band mica. Pentru a evalua performana sistemelor cu multiplexare stereo DPSK i DQPSK, sensibilitatea back-to-back, OSNR-urile necesare i tolerana dispersie au fost calculate pentru Rb=100Gbit/s. Separarea ntre dou canale a fost setata la =2Rs si limea de band a filtrului optic a fost optimizata Tabelul 6.3 arat OSNR-urile necesare pentru DPSK i DQPSK stereo. Comparnd performana intre stereo i convenional pentru DPSK i DQPSK, o penalizare OSNR mai mic de 1dB a fost observat pentru CSRZ-67% i RZ-50% pulse formats, n timp ce NRZ i RZ-33% experimenteaza o penalizare de 1.5-2.5dB. Fig. 6.15 i 6.16 arat tolerana dispersie la DPSK i DQPSK stereo i DPSK i DQPSK conventionale prin comparaie.

Teoretic, performana unui sistem multiplexat stereo este egal sau mai rea dect formatul de modulare convenional corespunztor. Pot exista situaii n care multiplexare stereo surclaseaz formatele de modulatie convenionale, aa cum se arat n Fig. 6.15(b) pentru dacc >24ps/nm. De aceea, multiplexare stereopoate fi potrivita pentru sistemele n care cerinele de lime de band a componentelor sunt de interes.

Tabelul 6.3: OSNR-urile necesare in dB pentru DPSK, DQPSK, Stereo-DPSK i Stereo-DQPSK (Rb=100Gbit/s, RBW=12.5GHz, BERt=10-4, n0=2 i npol=2).

Figure 6.15: Toleranta dispersiei pentru NRZ si CSRZ-67% pulse formats.

Figure 6.16: Toleranta dispersiei pentru RZ-50% si RZ-33% pulse formats.6.4 Reguli de optimizare rapide

Prin neglijarea efectul PMD, performana sistemelor de comunicaii cu fibr optic pe distane lungi este, n principiu limitat de zgomotul ASE acumulat i efectele fibrelor neliniare. De aceea, este nevoie de un design optimizat al puterilor de intrare in fibra i harta de dispersie pentru a obine cea mai bun performan a sistemului. Aceast procedura se face de obicei prin simulari, n care sunt efectuate mai multe secvene lungi de biti pentru a vedea toate efectele neliniare. n scopul de a simplifica proces de optimizare, performana sistemului poate fi estimat folosind phaseshift neliniare NL (5.5) ca o msur a impactului efectelor neliniare ale fibrei. Fig. 4.14 i 4.15 arata rezultatele experimentale i simularile, n cazul n care performana sistemului depinde numai de neliniaritatea phase-shift.

6.4.1 Regula liniara

n comunicrile pe fibr optic, optimizarea hrilor de dispersie este o tehnica bine cunoscuta, utilizata n mod normal pentru a mbunti tolerana sistemului la efecte neliniare. In fig.5.1(b), variabilele dpre, dres i dacc pot fi setate astfel nct distorsionarea semnalul dup propagare prin link este minimizata. Dei valoarea optim a dacc depinde practic de modulatie de faza neliniara NL [BSO08, FB00], cantitatea de dres pre-compensat i dispersie reziduala pe deschidere poate fi descris printr-o relaie liniar, care este numita regula liniar.

n primul rnd, dispersia rezidual este setat la zero (dres=0) i DCF este considerat liniar. Folosind o abordare fenomenologic pentru a reduce bruiajul n sistemele de 40Gbit/s OOK, Killey [KTMB00] a artat c efectele intra-canal datorate interactiunii neliniare dintre impulsuri sunt reduse la minimum atunci cnd extinderea pulsului n lungimea neliniara este minimizat, dpre=-DSMFzd, unde zd este dat de:

(6.2)

Pentru dres diferit de 0, cea mai buna performanta este obtinuta atunci cand setam pre-compensatia astfel incat latimea minima a pulsului este atinsa la jumatatea lungimii link-ului. Cantitatea de pre-compensatie, care minimizeaza efectul intra-canal dat de:

(6.3)

Consideram ca un puls care se probaga pe o fibra, va fi comprimat in sectiunea 0 < z < zd si se largeste in sectiunea zd < z < LSMF. Punctul zd pentru dispersie zero (d(zd)=0) este data de:

(6.4)

Figura 6.17: Harta de dispersie cu DCF liniar (DCF = 0), dacc = 0 si dres = 0.

Ecuatiile precedente au fost derivate presupunand un DCF liniar (DCF = 0). Neliniaritatea DCF poate fi luata in considerare folosind (5.5) cu pre = pos = 0. In acest caz cantitatea de pre-compensatie poate fi calculata dupa cum putem observa in figura 6.18. Punctul unde avem dispersie si este dat de:

(6.5)

din care rezulta

Figura 6.18: Harta de dispersie cu DCF neliniar (DCF ), dacc = 0 si dres = 0.

Cand DCF=0 atunci =zdPrin urmare straight-line rule poate fi scrisa astfel:

(6.7)