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Técnicas de reducción de ruido, pg 1 Técnicas de reducción de ruido en circuitos electrónicos. De baja y media frecuencia. Tecnología Electrónica. UTN, FRBB, año 2006 Autor: Diego Flores Ocampo.

Reduccion EMI

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Tecnicas para disminuir EMI

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Técnicas de reducción de ruido, pg 1

Técnicas de reducción de ruido en circuitos electrónicos.

De baja y media frecuencia.

Tecnología Electrónica.UTN, FRBB, año 2006

Autor: Diego Flores Ocampo.

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Ruido.

Aplicado en éste trabajo a la interferencia, generada en otros equipos o incluso en otras partes del circuito,que en mayor o menor medida se encuentra en la salida del circuito bajo análisis.

Se está hablando del ruido determinístico, que siempre, con mayor o menor dificultad, pueden reducirsea un mínimo.

Recordando que:“Plagista: el que copia a un sólo autor.

Investigador: el que copia a muchos autores.”(Ésto es cierto en el mundo occidental).

Orígenes del ruido.

El problema del ruido (determinístico o no) es un tema viejo, y que todavía no hemos podido dominar:

En el comienzo de todo, Dios creo el cielo y la tierra. La tierra entonces no tenía ninguna forma; todo eraun mar profundo cubierto de oscuridad, y el espíritu de Dios se movía sobre el agua.Entonces Dios dijo: ¡Que haya luz! Y hubo luz ... y surgió el campo eléctrico y magnético, y junto con ellos la energía y la materia tomaronforma, y por lo tanto, el ruido térmico y la inducción magnética, el acoplamiento eléctrico y lainterferencia electromagnética o EMI. (Génesis 1.1 al 1.4).

Técnicas de reducción de ruido.

En general, comprenden:

● Puesta a tierra.

● Desacople de líneas de alimentación.

● Blindajes.

● Balanceo de líneas de transmisión.

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Puesta a tierra.

Esquemas generales:

Conexión Serie de masa. Conexión estrella de masa.

Conexión multipunto de masa.

Conexión serie de masa.

A pesar de ser la conexión serie la de peor desempeño, es muy utilizada por su simplicidad y relativaeficiencia en circuitos pocos complejos.

Suponer el esquema de un circuito conversor A/D:

Con distancias cortas (< 15 cm), Rp << Xlp.

Compuertas S:

Si uso para conectar a 0V un conductor de 0,5 mm² de sección yl=10cm, la inductancia parásita puede calcularse:

Lp = 2l [ln2lD ]10−7 Hy con

l = 10.10−2m; D = 0,79.10−3mLp = 90nHy

ICC = 40mA ; t = 10,71ns

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El pico de tensión generado será: vL t = Lp

diLtdt

≃ Lp

ICC

t = 336mV

Si el circuito de bajo nivel es un preamplificador de micrófono, con:Av = 101; VCC=5V ,VEE=−5V ; Zo=300

Las tensiones de entrada:

Por superposición puedo hallar elaporte de cada fuente a la tensiónde salida.

1º Con Vi=0V:La configuración desde éste puntode vista es un amplificadordiferencia.

Vo1 = R2

R1 [1R1

R2

1R i

R i

V+−V -] = 100 [1012 V+−V -] = 4950Vg

Al ser V+ = V- = Vg.

2º Con Vg=0V. El amplificador se comporta como un seguidor.

V i = 2mV ;Vg = 336mV

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Y latensión total de salida:

Si el amplificador fuese de ancho de banda infinito, las tensiones de salida pico serían:

Vo = 101mV 1,6KV

Lo que obviamente satura el amplificador a +/- 5V, distorsionando gravemente la señal deseada.El problema se ve atenuado por la falta de SR del operacional, de 0,5 V/us, cuando la señal Vg posee 336 V/us de SR.Por lo tanto, la amplitud que puede alcanzar Vo1 en 10 ns será de unos 5 mV, que no superan el 5% de laseñal buscada.Pero al ser éstos picos numerosos y de ocurrencia aproximadamente periódica, introducen distorsión a laseñal.

El problema es más severo si el ruido inducido en la línea de masa es debido a una fuente conmutada, alser la frecuencia de repetición de pulsos cercana a la banda de audio:

Si f s = 20KHz ; Icc = 1A ;t = 1

2f s

= 25s

Vg = Lp1A

25s = 4,56mV , con un SR=0,1824mV /s

Pulsos que son copiados exactamente por el amplificador.

Generalizando el problema:

−ISW≃ILIPWM

Pero varía rápidamente, lo que produce tensiones de masa:

VB = VALp2ddt

IPWM−ISW ; VC = VB−Lp3ddt

ISW

Vo2 = 1R2

R1 V i

2 = 50,5V i

Vo = Vo1Vo2 = 50,5Vi4950 Vg

VA = Lp1ddt

ILIPWM−ISW

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Y si las corrientes de carga son aproximadamente ctes, la tensión de masa en el punto C puede escribirse:

VC = −Lp1Lp2Lp3 ddt

ISW

No sólo tendré tensiones +Vg en cada punto común, que hará que cada circuito esté subiendo y bajandorespecto a 0V, sino que también estarán variando entre ellos!Así, la comunicación entre dos compuertas del circuito lógico y el PWM:

Al variar el umbral de entrada con la corriente de ruido de masa +VB, y al también variar los niveles desalida con +VA, el “BER” del enlace se incrementa en gran medida.

Solución: utilizar un esquema de conexión en estrella.

Conexión estrella de masa.

Ahora, las tensiones de masa son independientes.La +Vg generada por el conmutador no afectará la referencia de los demás circuitos.La comunicación entre módulos será más confiable.

Desventajas conexión en estrella:

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● En equipos complejos, la cantidad de cableado necesario puede ser muy grande.En esos casos, se elige una combinación serie-estrella, conectando en serie los circuitos con nivelesde ruido similar, y a cada grupo retornarlo al potencial de 0V en forma independiente.

● Con f > 10 MHz, la inductancia presentada por los alambres de masa pueden disminuir la Vcc efectiva.

Para seguir usando la conexión estrella, debe asegurarse que

lcondmin

20A su vez, surge acoplamiento capacitivo entre conductores de masa,por lo que debe aplicarse blindaje, como se verá más adelante.

Conexión de masa multipunto:

Usada en circuitos de VHF, UHF, donde el conductor de masa no puede superar los 3 cm de longitudrespecto al plano de masa.

Se basa en que las vías de alimentación respecto al plano de masa se comporta como una línea detransmisión, y las cargas conectadas a ésta deben tener conductores lo más cortos posibles.

Si lcond=nmin

2, la línea de masa puede

resonar y presentar muy alta impedancia.

En los sistemas de baja frecuencia, se prefiere la combinación serie-estrella, al buscar no tener lazos demasa, los cuales actúan como captadores de interferencia magnética, difícil de eliminar en éstos por laalta intensidad de H en la región de 25 Hz 400 Hz.

Puesta a tierra de seguridad.

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Sistema de 3 cables:

¿Por qué es necesario incluso en equipos alimentados por transformador?

A pesar de tener alta resistencia de aislación entre bobinados y entre bobinados y núcleo, existen capacidades parásitas que presentan impedancias relativamente bajas.

Es la razón por la cual equipos con transformador igual “patean”.

Si tengo un equipo que se alimenta directamente de la red:

Si Zp se hace muy baja (pérdida de aislación),tendré disponible en el chasis toda la capacidad de L, limitada sólo por F, lo que puede ser peligroso.

Conclusión: todo equipo debe tener conectado el chasis o cualquier parte accesible al usuario a tierra.

¿Debe unirse la tierra de seguridad a la tierra del circuito?

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A pesar de tener diferencias en las tensiones de tierra entre puntos del mismo edificio (desde mV hastavarios V de AC), siempre es conveniente que el 0V del equipo conecte a E, en caso de ocurrir pérdidas deaislación.No afecta el funcionamiento del equipo y ayuda a detectar fallas en la instalación.En resumen, un equipo completo debería tener 3 conexiones de masa independientes:

• Tierra de circuitos de bajo nivel (señal).

• Tierra ruidosa (motores, relays, circuitos de potencia,).

• Tierra de partes mecánicas (chasis, racks, gabinetes). Cuando se requiera, aquí debe conectarse la tierra

de seguridad.

Alimentaciones.

Principal problema: tensiones de ripple impuestas por etapas de alto consumo.

Vr es la combinación de todas las interferencias acopladas por la alimentación más la tensión de ripple debida al consumo de las etapas de potencia.

Para la señal, Rcc introduce un efecto de realimentación einyección de señal a la entrada...

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Para resolver, primero considero Rc∞

Resolviendo por nodosllego a la tensión de

entrada al transistor:

VB =

V i

R i

V r

RpRcc

1R i

1RpRcc

1hie

= k1 V ik2 V r

Tendré a la entrada del amplificador señal de ripple.

Ejemplo: Amplificador con los siguientes datos:hie=375 ohms Rc=1,2K Vcc=24VR1=22K Re=100 ohms Vi=100 mV

(2da). R2=1,7K Rp=1,58K Vr=200 mVRi=2K (etapa previa).Rcc=10 ohms (típico).

k1 = 1

R i 1R i

1RpRcc

1hie

= 0,132

k2 = 1

RpRcc 1R i

1RpRcc

1hie

= 0,166

Las magnitudes de tensión pico:

VB = 0,132V i0,166 V r = 13,2mV33,2mV (señal) (ripple)

La señal buscada queda enmascarada por la tensión de ripple inyectada a la entrada.Ahora la salida: Ic = gm 0,132V i0,166 Vr

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Por nodos:Vo = −RcRcc IcV r

Aparece sumada a la señal de salida. No es un gran problema para etapas de medio a alto nivel. Para el ejemplo propuesto:

Vo = −63,36V i−79,68V rVr

El efecto más perjudicial es la inyección de k2 Vr a la entrada (en unarelación de 100 a 1).

Otro efecto también presente derivado de Vr es la modulación de Vi enamplitud con Vr:

gm = Ic

VT

y Ic = f V 'cc = f V r

Por lo tanto: gm = IctVT

La corriente de colector de señal será:

ict = IctVT

vbe t

Que no es otra cosa que el producto de señalesarmónicas -> Modulación de AM.

Solución a éstos problemas.

1º Alimentaciones separadas:

Evita interferencia de Vr generado en la etapa depotencia. No reduce Rcc,

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2º Filtros en la línea de alimentación.

El valor de Rcc se elige según la Icc presente y la dIcc, de forma de no degradar la regulación de latensión de fuente.

La frecuencia de corte se elige: f c = f r

10|

f r

100El filtro L o PI de alimentación se prefiere resistivo cuando sea posible, al evitar posibles oscilacionesparásitas y picos de ruido en frecuencias cercanas a fo si el Q es alto.

Un esquema de alimentación completo, para un sistema alimentado por una fuente SMPS quedaría:C1: capacitor principal fuente.C1,2,3: 10 nFmica o cerámico.

Otro punto de vista:

Una línea de alimentación puede verse como ya se ha mencionado como una línea de transmisión de

impedancia característica: Zo = Lt

Ct

donde Lt y Ct son la capacidad y la inductancia por unidad de

longitud.Un cambio de corriente producido, p. e. por compuertas lógicas induce una tensión de ruido:Vo = ILZo Por lo que Zo debe ser lo más baja posible (2 a 3 ohms).

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Quiere decir hacer Ct lo más grande posible, lo que se logra con líneas de placas paralelas.

Ejemplo: línea de alimentación de 1 cm de ancho sobre una placa epoxy de 1 mm de espesor, conr = 3,6

Zo = 377

r hw si W >> h y h >> t.

Zo = 377

3,6 10−3

102 = 19,86

Brindará al circuito una impedancia relativamente baja, peroserá necesario utilizar capacitores de filtro.

Blindajes.

1º Blindajes para suprimir interferencias de campo eléctrico.

El acoplamiento puede modelarse como una capacidad dispersa (stray):

La contribución a la tensión de salida del ruido:

∣VN

V1∣ =

1

1 1

CaR 'L2 a) Con

RL0, ∣VN

V1∣0

La captación de ruido se ve atenuada aldisminuir la impedancia del circuito (Rs oRL).

Si ésta no puede modificarse, debe buscarse alguna forma de reducir Ca.

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Entre el blindaje y el conductor central (Cond2) existe una capacidad Cbc.

Como el blindaje no cubre totalmente al conductor,existe aún una Ca remanente, Car:

La tensión de ruido dependerá del paralelo de las capacidades, no existiendo buena atenuación si Cbc >Ca.

En cambio, si el blindaje es conectado a masa:

XCBC≫RL para la f de operación, y

Por lo que según a), reduzco efectivamente VN.

El blindaje a masa es efectivo para reducir EMI de HF y EI de cualquier f.

2º Blindaje para suprimir interferencias de campo magnético.

= BA cos

Car≪Ca

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Donde : ángulo entre el campo B y la normal a la superficie. Como:

vnt = −ddt

En RSP: VN = − jBA cos

“La tensión de ruido generada no depende de la impedancia del lazo circuital.”

Entre dos circuitos, donde por el primero (transmisor)circula una I1:

La tensión inducida en el receptor (circuito a proteger).

La corriente de ruido se opone a la causa que la produjo, pero produce un Vn interferente en serie con laseñal deseada (nula en éste caso): VN= jMI1 , donde M: inductancia mutua entre ambos circuitos.

Notar que el problema se agraba con la frecuencia y tampoco depende de la impedancia del lazo.

La primer alternativa es reorientar los circuitos a 90º para minimizar M, pero si ésto no es posible, o si la fuente de B no es facilmente identificable...

¿Un blindaje no ferromagnético, reduce M o disminuye la captación de ruido?

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Puede demostrarse que la inductancia mutua entre el blindaje y el conductor central es igual a lainductancia del blindaje: M=Ls

No existe flujo en el interior del coaxial, y el flujo total será:

s = Ls

Is

El flujo generado por el conductor central será elmismo flujo, y es debido a la inductancia mutua:

s = MIs

y la conclusión es la ya nombrada.

Si el coaxial (cable blindado) posee ambos extremos a masa, el circuito que se forma será:

La tensión de ruido en el conductor interno debido al lazo de masa:

VN = jMIs

Is = Vs

Rs jLs

y con M=Ls,

VN = Vs 1

1−jRs

Ls y en módulo: ∣VN

Vs∣ =

1

1 Rs

Ls2

Definiendo la frecuencia de corte del blindaje como:

f c = Rs

2Ls

y ∣VN

Vs∣ =

1

1 f c

f 2

Puede verse que el blindaje actúa como un filtro pasa altos para la interferencia magnética.Para frecuencias mayores a 5fc, la tensión inducida en el conductor central iguala a la del blindaje, nosiendo efectivo para reducir ruido.Sin embargo, produce atenuación en f bajas (<< fc).

Valores comunes de fc para algunos coaxiales:

Tipo Zo [omhs] fc [Hz]

RG-6A 75 600

RG-59C 75 1600

RG-58C 50 2000

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Técnicas de reducción de ruido, pg 17

Ejemplo: Para un coaxial RG-58C, campos magnéticos de f=100 Hz recibirán una atenuación de:

∣VN

Vs∣ =

1

1 1002000

2 = 0,049AN = 26dB

Permite una reducción de ruido, pero el orden de atenuación obtenido muchas veces es insuficientedebido a la alta intensidad de la interferencia.

En cambio, el cable coaxial puede ser muy útil para evitar la radiación magnética, eliminando lainterferencia en la fuente.

Al circular por el blindaje y el conductor central corrientes iguales y opuestas, el campo B generado se cancela.

A su vez, el campo E también será nulo fuera del coaxial. -> Confina los campos.

Notar que ésta propiedad no depende de conductores ferromagnéticos.

La efectividad del blindaje se ve afectada por un plano de masa: Is retornará por el blindaje para

f5Rs

2Ls

e Ig -> 0, eliminado el lazo de masa.

Con frecuencias bajas, cada vez más corriente circulará por el plano de masa, y el área de transmisión de ruido será grande.Un esquema más conveniente sería:Aquí, el área de radiación se reduce a un mínimo al forzar que la corriente retorne por el blindaje:

Is = I1

Si puede evitarse generar flujos dispersos, también se debe poder disminuir su captación independientemente de la frecuencia:

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Blindaje de los circuitos receptores para evitar captación de ruido magnético.

Si tengo emisor y fuente referidos al potencial de masa:

En el lazo AB se induce una tensión de ruido, debido a Isn que no retorna por el conductor central, por lo que no se cancelará.

Es preferible entonces la conexión de masa a un único punto (estrella).

Este esquema puede proveer hasta 80 dB de atenuación respecto a una conexión unifilar con ambos extremos a masa.

El factor dominante es la disminución en el área de captación, A2 << A1.

Fundamental: reducir o romper con los lazos de masa cuando sea posible, para poder reducir el ruidocaptado debido al flujo de frecuencias industriales, especialmente si la f de operación se encuentra en lamisma década, y no puede eliminarse el ruido por filtrado.

Cable de par trenzado.

La orientación de las superficies es opuesta.

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Técnicas de reducción de ruido, pg 19

La relación entre los ángulos de incidencia: ' = 180º ' = 180º− y cos ' = cos180º− = cos−

cos ' = cos180ºcossen180ºsen y cos ' = −cos

La tensión inducida en A1: VN1 = − jBA1cos

Y en A2: VN2 = − jBA2cos ' = jBA2cos

La tensión resultante: VN = VN1VN2 = 0VY el par trenzado cancela la interferencia magnética de baja frecuencia.

Si utilizo éste cable para la entrada de un amplificador con masa en un sólo punto (el común delamplificador), obtengo una atenuación de 55 dB respecto a la conexión unifilar.

Pero en conexiones no balanceadas no es inmune al campo eléctrico de baja f, presente si existe campomagnético alterno.Para ello se fabrican STP, que agregan un blindaje al par trenzado, el cuál se debe conectar al común delamplificador para evitar generar un lazo de masa.

Uso de amplificadores diferenciales para reducir los lazos de masa.

Para romper los lazos de masa en el siguiente sistema:

A1, A2 dependen de la distancia del enlace.

El objetivo es reducir la amplificación de las señales de modo común o longitudinales.

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Se puede utilizar el siguiente esquema:

La respuesta del amplificador diferencia:

Por superposición, puedo obtener el aporte de Vg, apagando Vs:

Vg actúa a través de Rs para generar un nivel de ruido diferencial.

Con Z1 = Z2 , por ser ambos conductores de iguales características.

V1 = VA

RsR in

2Z1

R in

2

V2 = VA

R in

2Z1

R in

2

Vd =

VA R in

2 [ 1

RsR in

2Z1

− 1R in

2Z1 ]

Si Rs0 , la tensión diferencial generada por el ruido puede hacerse mínima. Pero como no puedemodificarse en general el Zo del transmisor (que se busca adaptar a la impedancia de línea), lo que sehace es utilizar un amplificador diferencial de alta impedancia:

Si R in

2≫Rs

Vd = VA R in

2 [ 1R in

2Z1

− 1R in

2Z1 ] = 0V

Vo = V1−V2 Avd

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Técnicas de reducción de ruido, pg 21

¿Pero que sucede con el área entre ambos conductores de señal?

El A3, aunque menor, es significativa en larga distancia, y genera una Vdn que será amplificada directamente.

Entonces será conveniente comunicar mediante par trenzado (UTP):

A3 queda cancelada por el efecto ya mencionado de cancelación de los aportes de cada sub-área.

Balance del transmisor para reducir la captación de ruido.

Para eliminar el problema de Rs, se puede balancear el extremo transmisor, por lo que se pasará atransmitir y recibir en modo diferencial.

Respecto a masa, las tensiones en conductor 1 y 2 son iguales y opuestas, y las Rs están balanceadas:

Vd =

VA R in

2 [ 1R in

2Z1

− 1Rin

2Z1 ] = 0V

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Técnicas de reducción de ruido, pg 22

Si no requiero nivel de contínua, la conversión a línea balanceada puede hacerse contransformadores:

Es necesario mencionar que mientras más cruzamientos por unidad de longitud posea el par trenzado,mayor similitud entre áreas puede conseguirse (tanto en sub-áreas como en áreas A1 y A2 respecto amasa), y menores serán las pérdidas por radiación en el medio.

Algunas características de los cables UTP:Para larga distancia: • 1 trenzado cada 5 a 15 cm.• Diámetro de conductores de 0,4 a 0,9 mm.

Distancia entre repetidores:• Transmisión de señales analógicas: 5 Km• Transmisión de señales digitales: 2 a 3 Km

Según Norma EIA-568A:Impedancia:Zo UTP: 100 ohms.Zo STP: 150 ohms.Trenzado:UTP-cat 5: 1 cada 0,6 a 0,85 cm, permite TX-RX hasta 100 MHz.UTP-cat 3: 1 cada 7,5 a 10 cm, permite TX-RX hasta 16 MHz.Debido a las imperfecciones en las sub-áreas del cable UTP, el rechazo ante interferencia de campoeléctrico disminuye.

Por lo que si las señales a recibir son de bajo nivel, se debe agregar blindaje como se vió en la sección deapantallamiento de campo E, pasándose a usar un STP como sigue.

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Técnicas de reducción de ruido, pg 23

Problema de capacidades parásitas en los transformadores de interfase.

Un transformador destinado a romper un lazo de masa real:

VN = Vg

ZL

ZLZCp

Este acoplamiento puede eliminarse usando unblindaje electrostático o de Faraday, que es un plano conductor puesto a tierra entre el bobinado primario y secundario.

Notar que el blindaje se conecta al común del receptor.

Ahora, la tensión de ruido no puede acoplarse.

Cuando los transformadores no poseen blindaje, igual puede obtenerse cierta atenuación:

El objetivo de conectar los puntos medios a masa es presentar una baja ZL a las impedancias ZCp1 ,ZCp2

Los transformadores blindados electrostáticamente se utilizan también para alimentar equipos conblindaje de guarda, como se verá más adelante.

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Técnicas de reducción de ruido, pg 24

¿En una línea balanceada, un par trenzado puede brindar protección contracampo eléctrico?

Esquema completo línea balanceada:

Donde:

V1,2: tensiones de ruido captadas por los lazos de masa A1 y A2 (conductor 1-masa, conductor 2-masa).

Vg: tensión de ruido captada por el lazo de masa.

V3: tensión de ruido acoplada eléctricamente a la línea.

Desde el punto de vista de V3, la línea puede dibujarse:

Para un UTP sin imperfecciones, la capacidad hacia el plano de masa presentada por cada conductor es la misma, y si Z1 = Z2, no existirá tensión de ruido generada.

Por lo tanto, en líneas balanceadas, el UTP provee apantallamiento también contra camposeléctricos interferentes.

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Técnicas de reducción de ruido, pg 25

A tener en cuenta:“La conversión de tensiones de modo común a diferencial ocurre debido a los desbalances del sistema,siendo VdNVN ”“Si el sistema posee un balance perfecto, ninguna tensión de ruido puede estar presente en VL.”

Una medida de la calidad del balance es la relación de rechazo de modo común

RRMC = 20log VSL

VNL [dB]

DondeVSL: tensión de salida de la línea de señal exclusivamente.VNL: tensión de salida de ruido (transferencia modo común a diferencial).

Blindajes de guarda.

Cuando se requiere captar señales de muy bajo nivel (orden de uV) el uso de STP + Amp. diferenciales puede no ser suficiente, al tener capacidades parásitas como muestra la figura.

El campo eléctrico queda bloqueado por el blindaje, por lo que Vg se debe a interferencia magnética, ypuedo redibujar:

VdN = V1−V2

V1 = I1

jC1G

V2 = I2

jC2G

VdN = Vg [ 1

RsRC1 jC1G1− 1

RC2 jC2G1 ] Si C1G = C2G; RC1 = RC2

Y considerando que XC1G≫1 , al ser capacidades relativamente bajas las de entrada:

VdN≃jVg

XC1G [ Rs

RC1 RsRC1 ]

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Técnicas de reducción de ruido, pg 26

Un ejemplo aclarará los niveles de señal intervinientes:• Área de captación: 0,1 m² (1 m de cable)• Inducción magnética presente: 0,01 Tesla (cte con la frecuencia).• Capacidad de entrada: 200 pF• Resistencia de conductores: 1 ohm.• Resistencia de salida transmisor: 150 ohms (adaptación a STP).

f [Hz] Vg [V] XC1 [ohms ] VdN [V]

50 -j0,314 15,9 M 1,98E-08

1000 -j6,28 796,17K 7,88E-06

1M -j6,28 K 796,17 7,88

¿Cuándo es problemática esta tensión de ruido?

● Para señales de muy bajo nivel en baja frecuencia.● Para ambientes muy ruidosos en cualquier frecuencia.● Para señales de niveles normales con ruido de alta frecuencia presente.

Una posible solución es reducir la capacidad de entrada lo más posible, pero ésta en general está dada por:C1G = CiaCs

Donde:Cia: capacidad de entrada del amplificador, en general fija.Cs: capacidades dispersas en los conductores de entrada y el circuito impreso.Ninguna de las dos permite una fácil reducción.

Solución: hacer que el común del amplificador se encuentre al mismo nivel que VA:

El blindaje de guarda se conecta a través de la malla del STP al potencial de tierra de la fuente de señal.Problema: cualquier conexión en el amplificador al potencial VB incrementa el pick-up magnético.

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Técnicas de reducción de ruido, pg 27

Para que éste esquema funcione, el amplificador debe alimentarse con baterías autocontenidas o a travésde un transformador aislado electrostáticamente, pero no podré referenciarlo a la tierra de seguridad.

Para garantizar la integridad del B. G., se utiliza en la práctica un segundo blindaje aislado del primero,conectado al potencial VB, que a su vez puede estar conectado a tierra (E), cumpliendo con losrequerimientos de seguridad:

Aplicaciones:• Medición de señales extremadamente bajas.• Medición en ambientes con señales de modo común muy grandes.• Uso cuando todas las demás técnicas ya han sido aplicadas.• Puede aplicarse tanto en amplificadores diferenciales como “single ended”.

Medidores con terminal de guarda.

Muchos instrumentos poseen terminal de guarda. El problema está en cómo conectarlo correctamente. Sepuede ver con el siguiente ejemplo:

Medición de tensión sobre un shunt:Objetivo: evitar que la corriente de ruidocircule por los conductores de señal Rc1,Rc2.

Vg: tensión de ruido de tierra.

VN: tensión de ruido de batería.

Z1, Z2: impedancias parásitas entre blindajes.

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Técnicas de reducción de ruido, pg 28

El terminal de guarda debe conectarse al terminal de baja impedancia de la fuente, en éste caso al (-) de la

batería, para presentar un camino de baja Z a Vg, VN, al ser Z2≪R in

2. Redibujando el circuito para la

señal:

En cambio, si conecto la guarda a VB:

Permite circulación de IN a través de Rc2, Rin/2 y Z1, generando tensión diferencial de ruido.

El conectar la guarda a GND o dejarla desconectada produce que IN circule por Rc2, Rin/2, Z1, Z2,debida ahora a VN y VG combinadas:

IN = VN

2 Vg2

ZT

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Técnicas de reducción de ruido, pg 29

Resumiendo:

Puntos a tener en cuenta en lo que a masa respecta:• En baja frecuencia, usar un sistema de masa en conexión en estrella (punto único).• En alta frecuencia es preferible un sistema multipunto para asegurar el potencial 0V (el ruido de baja f

puede filtrarse fácilmente).

• En baja frecuencia, un sistema debería tener un mínimo de 3 retornos a tierra:- Tierra de señal.- Tierra ruidosa.- Tierra mecánica o de chasis (hardware ground).

• El objetivo de un buen sistema de masa es:- Minimizar la VN generada por dos o más Ig circulando por una impedancia común.- Evitar generar lazos de masa.

• Para el caso de un amplificador puesto a tierra con una fuente de señal flotante, el blindaje del cable deentrada debe conectarse al común del amplificador.

• Para el caso de una fuente de señal a masa y un amplificador flotante, el blindaje debe conectarse alcomún de la señal (evitar 2 puntos de masa que puedan formar un lazo).

• Un blindaje alrededor de un amplificador de alta ganancia debería conectarse al común delamplificador.

• Cuando un circuito de señal está conectado a tierra en 2 puntos, el lazo de masa formado es susceptiblea:- Campos magnéticos.- Tensiones diferenciales de tierra.

• Los métodos para romper los lazos de masa son:- Transformadores de aislación, o de balance de línea (balun).- Transformadores de neutralización (permiten paso DC).- Optoacopladores, transmisión en forma óptica.- Amplificadores diferenciales.- Amplificadores con guarda.

• En alta frecuencia, los blindajes de los cables de señal se ponen a tierra en varios puntos.

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Técnicas de reducción de ruido, pg 30

Puntos a tener en cuenta respecto a los blindajes:

• Los campos eléctricos son más fáciles de rechazar que los magnéticos.• El uso de blindajes no magnéticos no proveen blindaje magnético de por sí.• Un blindaje puesto a masa en uno o varios puntos protege contra campos eléctricos.• El método principal para reducir la interferencia magnética es el reducir el área del lazo circuital. Usar

para ello par trenzado o coaxial si la corriente de retorno se fuerza a través del blindaje.• Para un coaxial conectado a tierra en ambos extremos, para f > 0,8 Rs/Ls,toda la corriente retorna por

el blindaje.• Para prevenir que un conductor radie B, un blindaje a masa en ambos extremos es útil para f por

encima de la de corte.• Para proteger un receptor, utilizar el blindaje como retorno de señal, y conectar el mismo al común del

amplificador solamente.• Cualquier blindaje por donde circula IN no debería ser parte del camino de la señal. Utilizar par

trenzado o cable triaxial en bajas frecuencias.• La efectividad de apantallamiento de un par trenzado se incrementa con el número de cruces por

unidad de longitud.• Los efectos de apantallamiento magnético descriptos requieren de un blindaje cilíndrico con una

distribución uniforme de corriente sobre la circunferencia del blindaje. Por ello un coaxial deconductor exterior sólido es más eficiente que uno mallado.

Bibliografía:• Introducción a amplificadores realimentados. Electrónica Aplicada 2, Ing. Mata.• Comunicaciones y redes de computadores. William Stallings.• Advanced Schottky Family, Texas Instruments, 1985.• HCMOS Design Considerations, Texas Instruments, 1996.• Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, Henry W. Ott, 1976.