ÜÇ SEVİYELİ T-TİPİ İZOLE İKİ YÖNLÜ DA-DA ... - Açık Bilim

T.C.

SAKARYA ÜNİVERSİTESİ

FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ

ÜÇ SEVİYELİ T-TİPİ İZOLE İKİ YÖNLÜ

DA-DA DÖNÜŞTÜRÜCÜ TASARIMI VE

GERÇEK ZAMANLI UYGULAMASI

DOKTORA TEZİ

Onur DEMİREL

Enstitü Anabilim Dalı : ELEKTRİK ELEKTRONİK

MÜHENDİSLİĞİ

Enstitü Bilim Dalı : ELEKTRONİK

Tez Danışmanı : Prof. Dr. Uğur ARİFOĞLU

Haziran 2019

T.C.sAKARyA üxivunsirusi

FE|{ niriMr-,pni ENsrirüsü

üç sEviynı,i T_Tipi izorn iri yöNLüDA_DA »ÖxÜşrÜnÜcÜ TAsARIMI vE

GERÇEK ZAMANLI UYGULAMASI

DOKTORA TEZh

onur DEıvıİREL

Enstitü Anabilim Dalı ELEKrnir_ELEKTRoxirıvıürıEI\DisriĞiELEKTRoxirEnstitü Bilim Dalı

06 l 2019 tarihinde aşağıdaki tarafindan oybirliği/oyçokluğu ileBu tez 28

kabul

J

Dr.

Recep BOZKURTüy.

Prof. Dr.Adnan DERDİyor

üy.

Prof. Dr.Aıı özrııRK

İ

üy.

L-

i

TEŞEKKÜR

Doktora çalışmam sırasında yardımlarını esirgemeyen danışmanım Prof. Dr. Uğur

ARİFOĞLU’na teşekkür ederim.

Üzerimdeki haklarını hiçbir zaman ödeyemeyeceğim, pek kıymetli anneme ve

babama, desteklerini esirgemeyen ağabeylerime ve ablama, gösterdiği sabır, anlayış

ve özveriden dolayı sevgili eşime, moral ve motivasyon kaynağım, biricik kızım

Ahsen’e şükranlarımı sunarım.

Çalışmamı küçük meleğime, Ahsen’ime ithaf ediyorum.

Bu tez çalışması Türkiye Bilimsel ve Teknolojik Araştırma Kurumu (TÜBİTAK)

tarafından 118E173 numaralı proje kapsamında desteklenmiştir.

ii

İÇİNDEKİLER

TEŞEKKÜR ........................................................................................................... i

İÇİNDEKİLER ...................................................................................................... ii

SİMGELER VE KISALTMALAR LİSTESİ ........................................................ v

ŞEKİLLER LİSTESİ ............................................................................................. viii

TABLOLAR LİSTESİ ........................................................................................... xi

ÖZET...................................................................................................................... xii

SUMMARY ........................................................................................................... xiii

BÖLÜM 1.

GİRİŞ ..................................................................................................................... 1

1.1. Enerji Endüstrisi................................................................................ 1

1.2. Otomotiv ve Demiryolu Endüstrisi ................................................... 2

1.3. Havacılık ve Uzay Endüstrisi............................................................ 3

1.4. Kesintisiz Güç Kaynağı Endüstrisi ................................................... 4

BÖLÜM 2.

LİTERATÜR ÖZETİ ............................................................................................. 6

2.1. Topoloji Çalışmaları ......................................................................... 6

2.1.1. Geleneksel dönüştürücülerden türetilmiş IBDC topolojiler ... 6

2.1.2. 2L IBDC topolojiler ................................................................ 7

2.1.3. 3P IBDC topolojiler ................................................................ 8

2.1.4. MP IBDC topolojiler .............................................................. 8

2.1.5. 3L IBDC topolojiler ................................................................ 9

2.2. Modülasyon Yöntemleri ................................................................... 10

2.2.1. Sadece faz kaydırmalı modülasyon (SPS) .............................. 10

2.2.2. Genişletilmiş faz kaydırmalı modülasyon (EPS) .................... 11

2.2.3. İkili faz kaydırmalı modülasyon (DPS) .................................. 11

iii

2.2.4. Üçlü faz kaydırmalı modülasyon (TPS) ................................. 11

2.3. IBDC Dönüştürücülerde Yol Haritası ............................................... 12

2.4. Tezin Amacı ...................................................................................... 13

BÖLÜM 3.

3LTT-IBDC DÖNÜŞTÜRÜCÜNÜN ANALİZİ VE SİMÜLASYONU .............. 14

3.1. 3LTT-IBDC Dönüştürücünün Analizi .............................................. 14

3.1.1. Devre topolojisi ....................................................................... 14

3.1.2. Modülasyon yöntemi .............................................................. 15

3.1.3. Sürekli hal çalışma prensibi .................................................... 17

3.1.3.1. Mod0 (t0-t1 zaman aralığı) .......................................... 17




3.1.4. Dönüştürücünün gerilim kazancı ............................................ 20

3.1.5. Dönüştürücünün güç aktarım karakteristiği ............................ 23

3.1.6. Maksimum kaçak endüktans değeri ........................................ 25

3.1.7. Kritik kaçak endüktans değeri ................................................ 25

3.2. Simülasyon Çalışması ....................................................................... 26

BÖLÜM 4.

3LTT-IBDC DÖNÜŞTÜRÜCÜNÜN GERÇEK ZAMANLI UYGULAMASI ... 29

BÖLÜM 5.

3LTT-IBDC DÖNÜŞTÜRÜCÜNÜN KAPALI ÇEVRİM KONTROLÜ ............ 38

5.1. Sürekli Zaman PI Kontrolörün Ayrıklaştırılması ............................. 39

5.2. Ayrık Zaman PI Kontrolörün Programlanması................................. 40

5.3. İntegral Yığılması ve Yığılma Önleyici ............................................ 41

5.4. Simülasyon Yardımı ile Kontrolör ve Yığılma Önleyici

Katsayılarının Belirlenmesi .............................................................. 42

5.5. Deneysel Çalışma ile Sistem Performansının İncelenmesi ............... 47

iv

BÖLÜM 6.

SONUÇLAR VE ÖNERİLER ............................................................................... 53

KAYNAKLAR ...................................................................................................... 56

ÖZGEÇMİŞ ........................................................................................................... 63

v

SİMGELER VE KISALTMALAR LİSTESİ

2L : İki seviyeli

3L : Üç seviyeli

3P : Üç fazlı

AA : Alternatif akım

BCM : Sınır iletim modu

BDC : İki yönlü DA

𝑏𝑘 : Ortak Fourier katsayısı

CCM : Sürekli iletim modu

CLK : Saat darbesi

D : Çalışma oranı

DA : Doğru akım

DAB : İkili aktif köprü

DCM : Kesintili iletim modu

DCSR : Doğru akım eğim oranı

DPS : İkili faz kaydırma

DSP : Dijital işaret işleyici

EDB : Enerji depolama birimi

EM : Elektrik motoru

ENBL : Yetkilendirme sinyali

EPS : Genişletilmiş faz kaydırma

FB : Tam köprü

𝑓𝑠𝑤 : Anahtarlama frekansı

GaN : Galyum nitrat

HB : Yarım köprü

IBDC : İzole iki yönlü DA

İYM : İçten yanmalı motor

vi

𝐾𝐷 : Türev kazancı

KGK : Kesintisiz güç kaynağı

𝐾𝐻 : Donanım kazancı

𝐾𝐼 : İntegratör kazancı

𝐾𝐿 : Yığılma önleyici kazancı

𝐾𝑃 : Oransal kazanç

𝐾𝑆 : Yazılım kazancı

𝐿𝑙𝑘 : Kaçak endüktans

𝐿𝑙𝑘𝑐𝑟𝑡 : Kritik kaçak endüktans

𝐿𝑙𝑘𝑚𝑎𝑥 : Maksimum kaçak endüktans

𝐿𝑚 : Mıknatıslanma endüktansı

𝐿𝑙𝑘𝑇𝑟 : Trafo kaçak endüktansı

MEA : Daha elektrikli hava aracı

MJ : Marş jeneratörü

MP : Çok uçlu

𝑀𝑉𝐷𝐶 : Gerilim kazancı

n : Trafo çevirme oranı

𝑛𝑝 : Primer tur sayısı

NPC : Nötr kenetlemeli

𝑛𝑠 : Sekonder tur sayısı

PWM : Darbe genişlik modülasyonu

phs : Faz açısı

PI : Oransal integratör

PID : Oransal integratör türev

PPS : PWM ilaveli faz kaydırma

SG : Serbest geçiş

SiC : Silisyum karbür

SPS : Sadece faz kaydırma

𝑡𝑑 : Ölü zaman

TK : Tork konvertörü

TNPC : T-tipi nötr kenetlemeli

TPS : Üçlü faz kaydırma

vii

Tr : Trafo

𝑇𝑠 : Örnekleme periyodu

UART : Evrensel asenkron alıcı verici

YEK : Yenilenebilir enerji kaynağı

𝑍𝐿𝑙𝑘 : Kaçak endüktans empedansı

β : Gerilim akım faz farkı

δ : Faz kaydırma oranı

δ𝑖 : Primer köprü faz kaydırma oranı

δ𝑚𝑎𝑥 : Maksimum faz kaydırma oranı

δ𝑜 : Sekonder köprü faz kaydırma oranı

viii

ŞEKİLLER LİSTESİ

Şekil 1.1. Hibrit yenilenebilir enerji blok diyagramı. ............................................ 2

Şekil 1.2. Elektrikli araç blok diyagramı. .............................................................. 3

Şekil 1.3. Daha elektrikli hava aracı (MEA). ......................................................... 4

Şekil 1.4. Kesintisiz güç kaynağı blok diyagramı. ................................................. 4

Şekil 2.1. İkili aktif köprü DA-DA dönüştürücü. .................................................. 10

Şekil 3.1. 3LTT-IBDC dönüştürücünün şeması. .................................................... 15

Şekil 3.2. Amaçlanan dönüştürücüye ait devre elemanlarının akım ve gerilim

dalga şekilleri. ........................................................................................ 16

Şekil 3.3. Çalışma modlarına ait aktif akım yolları ve indirgenmiş devreleri (a)

Mod0, (b) Mod1, (c) Mod2, (d) Mod3. .................................................. 19

Şekil 3.4. Dönüştürücü çıkış gücünün δ’ya göre değişimi. .................................... 24

Şekil 3.5. Simülasyon çalışması (a) Kontrol devresi, (b) Güç devresi. ................. 27

Şekil 3.6. Amaçlanan dönüştürücünün simülasyon sonuçları. ............................... 28

Şekil 4.1. 3LTT-IBDC dönüştürücünün prototipi. ................................................. 30

Şekil 4.2. (a) Tam yük koşulunda harici endüktansın gerilimi ve akımı,

(b) Tam yük koşulunda primer ve sekonder köprülerinin gerilimleri,

(c) Tam yük koşulunda S1 anahtarının akımı ve gerilimi,

(d) Tam yük koşulunda S3 anahtarının akımı ve gerilimi. ..................... 31

Şekil 4.3. (a) Tam yük koşulunda Q1 anahtarının akımı ve gerilimi,

(b) Tam yük koşulunda Q3 anahtarının akımı ve gerilimi,

(c) Tam yük koşulunda çıkış akımı ve gerilimi,

(d) %35 yük koşulunda BCM çalışma için harici endüktansın

gerilimi ve akımı. ................................................................................... 32

Şekil 4.4. Güç aktarım ve giriş gerilim karakteristiği (a) Farklı güç seviyeleri için

hesaplanan ve uygulanan δ değerleri, (b) Farklı giriş gerilimleri için

hesaplanan ve uygulanan δ değerleri. .................................................... 33

ix

Şekil 4.5. Verim ve kayıp analizleri (a) Verim analizi, (b) S1, S3, Q1, Q3

anahtarlarına ait kayıp analizi. ............................................................... 34

Şekil 4.6. S1 ve S3 anahtarlarına ait anahtarlama geçişleri. .................................... 35

Şekil 4.7. Q1 ve Q3 anahtarlarına ait anahtarlama geçişleri. .................................. 37

Şekil 5.1. Sürekli zaman PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı. ................ 39

Şekil 5.2. Ayrık zaman PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı. .................. 40

Şekil 5.3. Programlanmış PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı. .............. 41

Şekil 5.4. Yığılma önleyici ilaveli PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı. . 42

Şekil 5.5. Simülasyon çalışmasına ait yığılma önleyicili kontrol devresi.............. 43

Şekil 5.6. KL=1, KP=50, KI=1 için kapalı çevrim sistem cevabı. .......................... 43

Şekil 5.7. KL=1, KP=100, KI=1 için kapalı çevrim sistem cevabı. ........................ 44

Şekil 5.8. KL=1, KP=100, KI=4 için kapalı çevrim sistem cevabı. ........................ 44

Şekil 5.9. KL=1, KP=185, KI=5,5 için kapalı çevrim sistem cevabı....................... 45

Şekil 5.10. Yüksüz başlangıç durumunda KL=1, KP=185, KI=5,5 için kapalı

çevrim sistem cevabı. ........................................................................... 45

Şekil 5.11. Kapalı çevrim kontrol sisteminin hesapladığı açı değerleri (a) Farklı

çıkış yükü, (b) Farklı giriş gerilimi. ..................................................... 46

Şekil 5.12. Denklem (3.12) ile hesaplanan δ değerleriyle PI kontrolörün

hesapladığı δ değerlerinin karşılaştırılması (a) Farklı çıkış yükleri,

(b) Farklı giriş gerilimleri..................................................................... 46

Şekil 5.13. 400V giriş gerilimi için kapalı çevrim cevabı (a) Yüksüz başlangıç,

(b) Yüklü başlangıç. ............................................................................. 47

Şekil 5.14. 400V giriş gerilimi için kapalı çevrim cevabı (a) %100 yük girişi,

(b) Çıkış akımının yükselme hızı. ........................................................ 48

Şekil 5.15. 400V giriş gerilimi için kapalı çevrim cevabı (a) %100 yük çıkışı,

(b) Çıkış akımının alçalma hızı. ........................................................... 48







x







xi

TABLOLAR LİSTESİ

Tablo 3.1. Simülasyon çalışmasına ait tasarım parametreleri. ............................... 26

Tablo 4.1. Prototipte kullanılan temel devre elemanları ve özellikleri. ................. 29

Tablo 5.1. Deneysel çalışmaya ait performans çıktıları. ........................................ 52

xii

ÖZET

Anahtar kelimeler: T-tipi üç seviyeli dönüştürücü, izole iki yönlü dönüştürücü, DA

güç aktarımı, yenilenebilir enerji, enerji depolama, elektrikli araç, daha elektrikli hava

aracı

İki yönlü dönüştürücüler enerji, otomotiv ve demiryolu, havacılık ve uzay, kesintisiz

güç kaynağı gibi çeşitli endüstrilerde enerjinin depolanmasında anahtar rol

üstlenmektedirler. İki yönlü dönüştürücüler için, endüstride, geleneksel topolojiler ve

bu topolojilerden türetilmiş iki seviyeli karma topolojilerin yanı sıra üç seviyeli

modern topolojiler de mevcuttur. Ancak mevcut topolojiler, maliyet, verimlilik ve

güvenilirlik açısından ele alındığında, her birinin kendine özgü eksiklikleri

bulunmaktadır.

Genel olarak endüstride yönelim iki seviyeli geleneksel topolojilerden üç seviyeli

modern topolojilere doğrudur. Uzun yıllar evirici, doğrultucu ve dönüştürücü

uygulamalarında, I-tipi olarak bilinen üç seviyeli nötr kenetlemeli (NPC) topolojiler

kullanılmıştır. Ancak maliyet ve güvenlik baskıları, endüstride I-tipi topolojinin

muadili olan ve T-tipi olarak bilinen, üç seviyeli T nötr kenetlemeli (TNPC)

topolojinin ortaya çıkmasını sağlamıştır. Bu çalışmada, son yıllarda evirici ve

doğrultucu tasarımlarında başarılı bir şekilde uygulanan üç seviyeli T-tipi topoloji

kullanılarak, simetrik yapıda, kontrolü kolay, düşük maliyetli, yüksek verim ve

güvenilirlikli bir izole, çift yönlü DA-DA dönüştürücünün analizi, simülasyonu,

deneysel çalışması ve kapalı çevrim kontrolü sunulmuştur.

Bu çalışmada, öncelikli olarak iki yönlü DA-DA dönüştürücülerin uygulama

alanlarına değinilmiştir. Ardından, literatürde karşılaşılan topolojiler ve mevcut

modülasyon yöntemleri sunulmuştur. Devamında, önerilen topolojinin teorik

analizinin yanı sıra sürekli hal gerilim kazancı, güç aktarım karakteristiği ve güç

aktarımında kritik öneme sahip kaçak endüktansın bağıntıları türetilmiştir. Simülasyon

çalışmasında, teorik analizde elde edilen çıktıların doğrulanması yapılmış ve

dönüştürücüde kullanılan devre elemanlarının gerilim dalga şekilleri analiz edilmiştir.

Deneysel çalışmada 2kW gücünde bir prototip kullanılarak, teori ve simülasyon

aşamasındaki analizler doğrulanmıştır. Bu bağlamda dönüştürücünün giriş gerilim ve

güç aktarım karakteristiği incelenmiş ve %20-%100 arası yük koşullarında elde edilen

verim sonuçları paylaşılmıştır. Son olarak, dönüştürücünün kapalı çevrim kontrolü,

simülasyon yardımıyla elde edilen kontrolör katsayıları kullanılarak, bir DSP ile ayrık

zamanlı olarak gerçekleştirilmiştir. Dönüştürücünün kapalı çevrim performansı ise en

kötü koşullar dikkate alınarak doğrulanmıştır.

xiii

THREE LEVEL T-TYPE ISOLATED BIDIRECTIONAL DC-DC

CONVERTER DESIGN AND REAL-TIME APPLICATION

SUMMARY

Keywords: T-type three-level converter, isolated bi-directional converter, DC power

transfer, renewable energy, energy storage, electric vehicle, more electric aircraft

Bi-directional converters play a key role in the storage of energy in various industries

such as energy, automotive and railway, aviation and space, uninterruptible power

supply. For bi-directional converters, there are also three-level modern topologies in

the industry, as well as traditional topologies and two-level hybrid topologies which

are derived from those topologies. However, when available topologies are considered

in terms of cost, efficiency and reliability, each has its own specific deficiencies.

Generally, tendency in the industry is towards from two-level traditional topologies to

three-level modern topologies. For many years, three-level neutral point clamped

(NPC) known as I-type has been used in inverter, rectifier, and converter applications.

However, cost and reliability pressures have led to the emergence of a three-level T

neutral point clamped (TNPC) topology, known as the T-type, which is equivalent to

the I-type topology in the industry. In this study, analysis, simulation, experimental

study and closed-loop control of an isolated bidirectional DC-DC converter which is

symmetrical, easy to control, low cost, highly efficient and reliable have been

presented by using three level T-type topology that successfully applied in inverter and

rectifier design in recent years.

In this study, application areas of bi-directional DC-DC converters have been

addressed initially. Then, the topologies encountered in the literature, and current

modulation methods have been presented. Afterwards, steady state voltage gain, power

transfer characteristic and formulation of leakage inductance, which is critical in power

transfer, have been derived as well as the theoretical analysis of proposed topology. In

the simulation study, theoretical results have been verified and voltage waveforms of

the circuit elements used in converter have been analyzed. In the experimental study,

analyses in the theoretical and simulation phases have been verified using the 2kW

prototype. In this context, input voltage and power transfer characteristics of the

converter have been examined and the obtained efficiency results in the load

conditions between 20% and 100% have been shared. Finally, closed loop control of

converter has been performed in discrete time with a DSP, using the controller

coefficients obtained by the help of the simulation. Closed loop performance of the

converter has been verified by considering the worst cases.

BÖLÜM 1. GİRİŞ

Son yüzyılda, teknolojideki gelişmelere paralel olarak, enerji ihtiyacı her alanda

önemli ölçüde artmıştır. Artan bu enerji ihtiyacının karşılanması için, mevcut

kaynakların kısıtlı oluşu ve çevre üzerindeki olumsuz etkileri göz önüne alındığında,

yeni ve temiz enerji kaynaklarının, enerji altyapısına dahil edilmesi ve üretilen

enerjinin verimli kullanılması zorunlu hale gelmiştir. Bu durum elektrik enerjisi

özelinde ele alındığında, elektrik üretiminin rüzgâr, güneş gibi çevreci kaynaklar

kullanılarak gerçekleştirilmesiyle ve üretilen elektriğin depolanarak verimli

kullanılmasıyla sağlanabilir. Bunun yanı sıra taşımacılık alanında, akaryakıt temelli

tahrik sistemlerinden elektrik temelli tahrik sistemlerine geçiş, bu alanın çevreye olan

olumsuz etkilerini azaltmakla birlikte enerjinin depolanmasına ve enerji maliyetlerinin

azalmasına da imkân sağlamaktadır. Ayrıca, elektrik temelli tahrik sistemleri ile

çalışan dinamik sistemlerin yavaşlaması esnasında ortaya çıkan frenleme enerjisi,

ihtiyaç halinde kullanılmak üzere depolanarak enerji sarfiyatı azaltılabilir ve bu

sistemlerin daha verimli kullanılması sağlanabilir. Bahsi geçen gereksinimlerden

dolayı ortaya çıkan, elektrik enerjisinin depolanması ve geri kullanılması ihtiyacı, çift

yönlü güç akışı kavramını doğurmuştur. Elektrik enerjisi, yaygın olarak batarya

ve/veya süper kapasitörden oluşan DA temelli enerji depolama biriminde (EDB)

depolanır. Elektrik enerjisinin depolanabilmesi ve geri kullanılabilmesi için gerekli

olan çift yönlü güç akışı, sistemin DA barası ile EDB’si arasında konumlandırılan iki

yönlü DA-DA dönüştürücüler (BDC) ile sağlanmaktadır. BDC’lerin sahip olduğu iki

yönlü güç aktarma kabiliyeti, son yıllarda akademide ve endüstride çokça çalışılan

konular arasına girmelerini sağlamıştır. Tez çalışmasının bu bölümünde, BDC’lerin

hangi endüstrilerde nasıl kullanıldığına dair birkaç örnek verilecektir.

2

1.1. Enerji Endüstrisi

Enerji endüstrisinde elektrik enerjisinin büyük bir kısmı petrol, doğal gaz, kömür gibi

fosil kökenli kaynaklardan karşılanıyorken, bir kısmı da hidrolik, jeotermal, nükleer

gibi kaynaklardan karşılanmaktadır. Bunun yanı sıra, son yıllarda rüzgâr, güneş gibi

yenilenebilir enerji kaynaklarının (YEK) kullanımı önemli ölçüde artmıştır [1]. Fakat,

YEK’lerin dalgalı doğası, enerji arzında olmazsa olmaz olan enerji kararlılığı

açısından sorun teşkil etmektedir. Bu sebeple YEK’ler, kararlı enerji talebini

karşılayabilmek için EDB gibi ilave alt birimlere ihtiyaç duymaktadırlar [2]. Şekil

1.1.’de batarya ve süper kapasitörden oluşan EDB’ye sahip bir YEK sistemi verilmiştir

[3]. Burada YEK’lerin ürettikleri enerji, sistemin DA barasına aktarılır. Eğer,

YEK’lerin ürettikleri enerji, şebeke tarafından talep edilen enerjiden fazla ise, talep

fazlası enerji BDC dönüştürücüler vasıtası ile EDB’de depolanır. YEK’lerin

üretebildiği enerji, şebeke tarafından talep edilen enerjiden az olduğu durumlarda ise,

EDB’de depolanan enerji, BDC dönüştürücüler vasıtasıyla DA baraya aktarılarak,

enerji kararlılığının sağlanması hedeflenmektedir.

Şekil 1.1. Hibrit yenilenebilir enerji blok diyagramı [3].

1.2. Otomotiv ve Demiryolu Endüstrisi

İçten yanmalı motorların (İYM) oluşturduğu çevre kirliliği ve akaryakıt fiyatlarındaki

artış, otomotiv ve demir yolu endüstrisini daha ekonomik ve çevreci çözümler bulmaya

zorlamaktadır. Bu nedenle, mümkün mertebe, içten yanmalı motor tahrik sisteminden,

güç elektroniği tabanlı elektrikle tahrik sistemine geçilmesi elzemdir. Ayrıca, otomotiv

=

=

=

=

=

=

=

YERLEŞİK YÜKLER

MİKRO

TÜRBİN

ŞARJ

İSTASYONU

RÜZGAR

TÜRBİNİ

GÜNEŞ

PANELİ

YAKIT

HÜCRESİ

SÜPER

KAPASİTÖR

BATARYA

DA

BA

RA

AA

BA

RA

ANA

İNVERTER

ŞEBEKE

3

ve demir yolu araçlarının frenlemesi esnasında ortaya çıkan frenleme enerjisinin geri

kullanılmak üzere depo edilmesi, akıllıca olacaktır. Şekil 1.2.’de EDB olarak süper

kapasitör ve batarya içeren bir elektrikli araca ait sistemin blok diyagramı verilmiştir.

Aracın yavaşlaması esnasında ortaya çıkan frenleme enerjisi ve şarj sırasındaki

elektrik enerjisi DA baradan EDB’ye doğru aktarılır. Aracın hızlanması esnasında ise

EDB’de depolan enerji DA baraya geri aktarılır. Bu işlem, DA bara ile yedekleme

ünitesi arasında iki yönlü güç akışını sağlayan bir BDC dönüştürücü ile

gerçekleştirilmektedir [4].

Şekil 1.2. Elektrikli araç blok diyagramı [4].

1.3. Havacılık ve Uzay Endüstrisi

Havacılık ve uzay endüstrisinde, maliyet baskısı ve atık gazların ekosistem üzerindeki

olumsuz etkisi, ağır ve hacimli mekanik güç sistemlerinden, daha hafif ve çevreci olan

elektrikli güç sistemlerine geçişi zorunlu kılmaktadır. Bu sebeple, havacılık ve uzay

endüstrisinde hidrolik, mekanik ve pnömatik gibi güç sistemleri yerine, ağırlıklı olarak

güç elektroniği tabanlı elektrikli güç sistemleri kullanılmaya başlanmıştır [5]. Bu

durum, havacılık ve uzay endüstrisinde daha elektrikli hava aracı (More Electric

Aircraft -MEA) yaklaşımının ortaya çıkmasına sebep olmuştur. Bu yaklaşım ile, daha

fazla yakıt tasarrufu ve daha az emisyonun yanı sıra, daha ekonomik, daha hafif ve az

bakım gerektiren güvenilir sistemlere ulaşılmaktadır. Şekil 1.3.’te MEA güç sistemine

ait blok diyagramı gösterilmiştir [6]. Burada, hava aracının ihtiyaç duyduğu başlangıç

enerjisi, geleneksel jeneratör yerine, batarya ve/veya süper kapasitörden oluşan

EDB’den karşılanır [7]. Enerji, başlangıç anında BDC dönüştürücü vasıtası ile

depolama sisteminden DA baraya doğru aktarılır. Hava aracı normal çalışmasına

başladıktan sonra marş jeneratörü üzerinden DA baraya aktarılan enerji, BDC

dönüştürücü vasıtası ile EDB’de depolanır.

==

=

=

SÜPER

KAPASİTÖR

BATARYA

DA BARAŞEBEKE

ELEKTRONİK

YÜKLER

EM

=

İYM

TK

YAKIT

TANKI

4

Şekil 1.3. Daha elektrikli hava aracı (MEA) [6].

1.4. Kesintisiz Güç Kaynağı (KGK) Endüstrisi

Modern yaşamın ve endüstrinin her alanında sıkça kullanılan KGK’ların, şebeke

kesintisi veya dalgalanması gerçekleştiğinde, sistemdeki kritik yükleri makul bir süre

boyunca besleyebilmesi gerekmektedir. Bu amaç için KGK’larda, Şekil 1.4.’te

gösterildiği gibi, batarya ve/veya süper kapasitörlerden oluşan bir EDB mevcuttur [8].

Şebekede kesinti gerçekleştiğinde, elektrik enerjisi EDB’den yüke doğru aktarılırken,

şebeke geri geldiğinde ise, elektrik enerjisi, bir sonraki şebeke kesintisinde

kullanılmak üzere EDB’de depolanır. Bu iki yönlü güç akışı, kesintisiz güç kaynağının

DA barası ile enerji depolama birimi arasına yerleştirilen bir BDC dönüştürücü ile

sağlanmaktadır.

Şekil 1.4. Kesintisiz güç kaynağı blok diyagramı [8].

BDC’ler, izolasyonlu ve izolasyonsuz olmak üzere iki sınıfta incelenirler.

İzolasyonsuz BDC’ler, izolasyonlulara göre daha basit ve daha verimli olmalarına

rağmen, birçok uygulamada, güvenlik ve standartlar açısından, galvanik izolasyon

==

=

SÜPER

KAPASİTÖR

BATARYA

DA BARA

MJ

=

AA

YÜKLER=

DA

YÜKLER

ŞEBEKE

JENERATÖR GÜÇ PAYLAŞIMI

= =

BATARYASÜPER

KAPASİTÖR

AA

YÜK==

5

zorunluluğu bulunmaktadır. İzole BDC’ler (IBDC), temel olarak bir transformatör ve

bu transformatörün her iki yanına konumlandırılmış anahtarlama elemanlarından

oluşur. Anahtarlama elemanları ise izole iki ayrı DA bara ile ilişkilendirilir. IBDC‘de

kullanılan anahtarlama elemanlarının topolojisine ve modülasyon yöntemine göre

trafodan aktarılan gücün yönü ve büyüklüğü kontrol edilerek, izole iki DA barası

arasındaki güç akışı kontrol edilir.

Bu tez çalışması altı bölümden oluşmaktadır. Bölüm 1’de BDC dönüştürücülerin

kullanıldığı bazı endüstri alanları verilmiştir. Bölüm 2 çalışmaya ait literatür özetini

ve tezin amacını içermektedir. Bölüm 3’te, iki yönlü güç aktarabilen yeni bir IBDC

önerilmiş ve önerilen dönüştürücünün teorik analizi ile simülasyon çalışmaları

verilmiştir. Teorik analiz, dönüştürücünün çalışma prensiplerini içeren sürekli hal

analizinin yanı sıra, gerilim kazancını, güç aktarım karakteristiğini ve güç aktarımında

kritik rol oynayan harici endüktansın hesaplamalarını içermektedir. Simülasyon

çalışmasında, PSIM programı kullanılarak, 2kW çıkış gücüne, 400V giriş ve çıkış

gerilimine sahip dönüştürücünün, teorik analiz neticesinde elde edilen bulgularının

doğrulaması yapılmıştır. Bölüm 4, önerilen dönüştürücünün açık çevrim deneysel

sonuçlarını içermektedir. Deneysel çalışmada, 400V giriş ve çıkış gerilimine sahip

dönüştürücünün, 2kW gücünde gerçek zamanlı prototipi üretilerek, teorik analiz ve

simülasyon çalışmaları sonucunda elde edilen bulguların doğrulanması amaçlanmıştır.

Bu bağlamda, dönüştürücünün gerilim kazancının ve güç aktarım karakteristiğinin

yanı sıra anahtarlama elemanlarının gerilim stresleri ve dalga şekilleri incelenmiştir.

Deneysel çalışmanın son kısmında, %20-%100 çıkış gücü aralığı için dönüştürücünün

verim analizi sunulmuştur. Bölüm 5, dönüştürücünün kapalı çevrim kontrolüne ait

deneysel çalışmalardan oluşmaktadır. Dönüştürücünün kapalı çevrim kontrolü, dijital

işaret işleyici (DSP) ile ayrık zamanlı olarak gerçekleştirilmiştir. Bölüm 6’da ise tez

çalışması neticesinde elde edilen çıktılar ve öneriler kısmı sunulmuştur.

BÖLÜM 2. LİTERATÜR ÖZETİ

Bu bölümde, IBDC dönüştürücülerde kullanılan topolojilere ve modülasyon

yöntemlerine dair literatür taraması yapılmıştır. Elde edilen bilgiler Topoloji

Çalışmaları ve Modülasyon Yöntemleri olmak üzere ayrı iki başlık altında verilmiştir.

2.1. Topoloji Çalışmaları

Literatürde flyback, forward, cuk gibi temel dönüştürücülerden türetilmiş izole, iki

yönlü topolojilerin yanı sıra half bridge (HB), full bridge (FB) gibi topolojiler ve

bunların türevleri olan iki seviyeli (2L) karma topolojiler de mevcuttur. Literatürde

ayrıca yüksek güçlü uygulamalar için üç fazlı (3P), üç seviyeli (3L) ve çok uçlu (MP)

topolojilere sahip çalışmalarla da karşılaşılmıştır.

2.1.1. Geleneksel dönüştürücülerden türetilmiş IBDC topolojiler

Chung ve ark. geleneksel tek yönlü flyback dönüştürücüde, çıkış diyotu yerine

kontrollü bir anahtar koyarak, iki yönlü güç akışına müsaade eden bir dönüştürücü

geliştirmiştir [9]. Mukhtar ve Lu ise izole ikili flyback yapıda bir DA-DA dönüştürücü

önermiştir. Bu iki yazar, birleşik yapılı bastırma hücresi kullanarak dönüştürücünün

verimini yükseltmeyi amaçlamıştır [10]. Kashif’in yaptığı bir çalışmada ise hibrit

elektrikli araçlarda, iki yönlü güç akışını sağlamak için tasarlanan, ikili flyback

dönüştürücünün çalışma prensipleri izah edilmiş, simülasyon programı ile model

tabanlı analizi yapılmış ve ileri-geri güç akış sonuçları raporlanmıştır [11].

Shagerdmootaab ve ark. yaptığı bir çalışmada, kapasitif yükler için, yüksek çevirme

oranlı, izole, ikili flyback yapıda bir dönüştürücü sunulmuştur [12]. Zhang ve Yan’ın

bir çalışmasında ise geleneksel forward ve flyback topolojiler, hibrit bir yapıda

sunulmuştur [13]. Diab-Marzouk ve Trescases yaptıkları çalışmada, solar uçaklar için

SiC tabanlı, ikili cuk yapıda bir BDC dönüştürücü sunmuşlardır [14]. Li ve ark.

7

tarafından yapılan bir başka çalışmada ise aktif bastırma hücreli ikili cuk

dönüştürücünün tasarımı ve uygulaması verilmiştir [15]. Aboulnaga ve Emadi,

yaptıkları çalışmada simetrik yapıda, yüksek güç yoğunluklu, iki yönlü, izole bir cuk

dönüştürücünün tasarımını sunmuşlardır [16].

2.1.2. 2L IBDC topolojiler

Li ve ark.’nın yaptığı bir çalışmada, hibrit elektrikli araçlarda kullanılmak üzere, ikili

HB yapıda bir IBDC dönüştürücü sunulmuştur [17]. Fan ve Li ise ikili HB topoloji

kullanarak, katı hal trafoları için, seri girişli, paralel çıkışlı, 20kVA gücünde, yüksek

frekanslı, galvanik izolasyonlu, iki yönlü güç akışı sağlayabilen bir dönüştürücü

tasarlamışlardır [18]. Xiangli ve ark. tarafından yapılan bir çalışmada, ikili HB

topolojinin küçük işaret modeli çıkartılarak, bağımsız kontrolünü içeren bir yöntem

sunulmuştur [19]. Jain ve ark. kesintisiz güç kaynakları için primer tarafında HB,

sekonder tarafında akım beslemeli push-pull topoloji içeren, izole, iki yönlü bir DA-

DA dönüştürücünün tasarımını yapmıştır [20]. Xuewei ve Kumar ise fotovoltaik

temelli yenilenebilir enerji sistemleri için, FB topoloji kullanarak, şebeke bağlantılı bir

evirici geliştirmişlerdir. Eviricinin, EDB ile bağlantısı, primerinde akım beslemeli

push-pull, sekonderinde ise HB topoloji bulunan, iki yönlü, izole DA-DA

dönüştürücüyle sağlanmıştır [21]. Zhang ve ark. tarafından yapılan bir çalışmada,

primerinde push-pull-forward, sekonderinde HB topolojiye sahip, iki yönlü, izole bir

DA-DA dönüştürücünün tasarımı sunulmuştur [22]. Roggia ve ark. mikroşebeke

uygulamalarında kullanılmak üzere, izole, iki yönlü bir dönüştürücünün tasarımını

yapmışlardır. Bu tasarımda, primerde FB, sekonderde forward topoloji içeren karma

bir yapı üzerinde çalışılmıştır [23]. Wang ve ark. primerinde akım beslemeli L tipi HB,

sekonderinde ise gerilim beslemeli FB topoloji içeren, pasif bastırma hücreli bir

dönüştürücünün yanı sıra primerinde akım beslemeli FB, sekonderinde gerilim

beslemeli FB topoloji içeren, aktif bastırma hücreli bir dönüştürücünün gerçek zamanlı

uygulamasını yapmıştır. Ayrıca makalede, bu iki topolojinin karşılaştırmalı sonuçları

da verilmiştir [24].

Literatürde en çok çalışma yapılan topoloji, Dual Active Bridge (DAB) olarak da

bilinen, ikili FB yapıya sahip IBDC dönüştürücüdür. Chan ve ark., DAB IBDC

8

dönüştürücünün güç aktarım kapasitesini iyileştirmek için çalışmalar yapmıştır. Bu

çalışmada, tasarlanan dönüştürücünün teorik analizi ve deneysel sonuçları da

verilmiştir [25]. Inoue ve Akagi ise ikili FB DA-DA dönüştürücüyü, galvanik

izolasyon gerektiren enerji depolama sistemlerine uygulamıştır. Çalışmada teorik

hesaplamalar ve deneysel sonuçlar raporlanmıştır [26]. Kan ve ark. immitans ağ

tabanlı, gerilim beslemeli IBDC dönüştürücü üzerinde çalışmıştır. Bu çalışma

sonunda, immitans ağ tabanlı dönüştürücünün, geleneksel dönüştürücüye göre daha

yüksek verimli olduğu raporlanmıştır [27].

2.1.3. 3P IBDC topolojiler

Literatür taramasında, üç fazlı IBDC dönüştürücülere ait topolojiler de araştırılmıştır.

Xuewei ve Rathore üç fazlı bir dönüştürücü üzerinde çalışmıştır. Bu çalışmada, aktif

ve/veya pasif bastırma hücresine ihtiyaç duymayan, doğal kenetlemeli olarak

çalışabilen bir dönüştürücünün analizi ve deneysel sonuçları raporlanmıştır [28].

Kwon ve ark. üç fazlı, primerinde push pull, sekonderinde FB topolojiye sahip bir

IBDC dönüştürücü tasarlamıştır. Bu çalışmada, dönüştürücünün kontrolü için yeni bir

asimetrik, ikili darbe genişlik modülasyonu önerilmiştir [29]. Baars ve ark. üç fazlı,

primeri ve sekonderi gerilim beslemeli FB topolojiyi demir yolu endüstrisine

uygulamıştır. Bu çalışmada, 80kW gücünde, üç fazlı, izole, iki yönlü bir

dönüştürücünün analizi ve gerçek zamanlı uygulaması yapılmıştır [30]. Wang ve Li

tarafından yapılan bir çalışmada, geniş gerilim aralığında yüksek verime sahip, üç

fazlı, akım beslemeli, izole, iki yönlü FB topoloji içeren bir dönüştürücünün analizi ve

deneysel sonuçları raporlanmıştır [31]. Waltrich ve ark. elektrikli araçlar için

primerinde paralel tek fazlı üç FB, sekonderinde ise üç fazlı FB topoloji içeren bir

çalışma yapmıştır. Bu çalışmada, dönüştürücünün teorik analizi ve simülasyon

çalışmasının yanı sıra, 20kW gücünde bir prototip kullanılarak elde edilen deneysel

sonuçlar raporlanmıştır [32].

2.1.4. MP IBDC topolojiler

Literatürde farklı DA kaynaklarının ortak etkileşimi için çok uçlu, izole, iki yönlü DA-

DA dönüştürücüler mevcuttur. Tao ve ark. üç uçlu, üçlü HB topolojiye sahip bir

9

dönüştürücü üzerinde çalışmıştır. Bu çalışmada, dönüştürücü, üç sargılı trafonun

primerinde gerilim beslemeli ve akım beslemeli HB, sekonderinde ise HB topoloji

olacak şekilde dizayn edilmiştir [33]. Jakka ve ark. üç uçlu dönüştürücüyü, iki farklı

trafo kullanarak gerçekleştirmiştir. Yapılan çalışmada dönüştürücü, her bir trafonun

primeri bir giriş ucuna karşılık gelmek üzere, bağımsız iki FB topolojiden oluşacak

şekilde tasarlanmıştır. Trafoların sekonderleri ise üç fazlı FB topoloji kullanılarak çıkış

ucuna bağlanmıştır [34]. Zhang ve ark. enerji depolama birimi olarak yakıt hücresi ve

süper kapasitör içeren bir kesintisiz güç kaynağı için iki trafolu, üç uçlu bir

dönüştürücü tasarlamıştır. Bu çalışmada, yakıt hücresi ve süper kapasitörün bağlandığı

giriş uçları için hibrit yapıda bir HB-FB topoloji önerilmiştir. Çıkış ucu ise trafoların

sekonderleri seri bağlanarak HB topoloji ile gerçekleştirilmiştir [35]. Karthikeyan ve

Gupta çalışmalarında çok uçlu bir dönüştürücü önermiştir. Bu çalışmada amaçlanan

dönüştürücü iki katmandan oluşmaktadır. Birinci katman, çok girişli sistemler için,

seri bağlı, izolasyonsuz alçaltıcı-yükseltici topolojiden, ikinci katman ise izole, ikili

aktif FB topolojiden oluşmaktadır. İki katman birbirine seri olarak bağlanmıştır [36].

2.1.5. 3L IBDC topolojiler

Literatür taramasında 3L topolojiler de araştırılmıştır. Sha ve ark. primerinde 2L akım

beslemeli FB, sekonderinde ise 3L I-tipi HB topoloji üzerinde çalışmıştır. Bu

çalışmada, dönüştürücünün modülasyonunda DCSR ve PPS yöntemleri kullanılarak

modülasyon yöntemlerinin karşılaştırılması yapılmış ve sonuçlar deneysel olarak

raporlanmıştır [37]. Karanki ve Xu, şebeke bağlantılı bir enerji depolama birimi için,

primerinde 2L FB, sekonderinde 3L I-tipi HB topoloji içeren IBDC dönüştürücü

tasarlamıştır [38]. Sha ve ark. yaptığı bir çalışmada ise, primerinde 3L I-tipi HB,

sekonderinde akım beslemeli FB dönüştürücü barındıran bir topolojinin, çalışma

prensiplerini içeren mod analizi ve deneysel sonuçları raporlanmıştır. Bu çalışmada

dönüştürücünün sirkülasyon akımlarını azaltmak için, çift darbe genişlik ve faz

kaydırma yöntemi birlikte kullanılmıştır [39]. Wang ve ark. 3L I-tipi, ikili HB

topolojiye sahip bir dönüştürücünün, çift faz kaydırma yöntemi ile kontrolünü içeren

bir çalışma sunmuştur [40]. Filba-Martinez ve ark. 3L I-tipi, ikili FB topolojiye sahip

bir çalışma yapmışlardır. Bu çalışmada, 3L anahtar kombinasyonunda, kenetlenme

elemanı olarak diyot yerine mosfet kullanılmıştır [41]. Burkart ve Kolar, primeri 3L

10

T-tipi FB, sekonderi 2L FB içeren dönüştürücü ile geleneksel ikili aktif köprünün

karşılaştırmasını içeren bir çalışma yapmıştır. Çalışmada Si ve SiC tabanlı yarıiletken

anahtarlar kullanılmıştır [42]. Shen ve ark. HB, FB ve T-tipi içeren karma bir topoloji

ile, dar gerilim kazanç aralığına sahip dönüştürücülerin, kazanç aralığının artırıldığını

raporlamıştır. Çalışmada, yapılan analizler deneysel sonuçlar ile doğrulanmıştır [43].

Sfakianakis ve ark. primeri FB, sekonderi FB, karma HB T-tipi ve karma HB I-tipi

topoloji içeren, üç farklı dönüştürücünün analizini yaparak, birbirlerine göre avantaj

ve dezavantajlarını sunmuştur [44].

2.2. Modülasyon Yöntemleri

Modülasyon yöntemleri, iki yönlü güç aktarımının en önemli araştırma alanlarından

biridir. Literatürde karşılaşılan farklı topolojiler için farklı modülasyon yöntemleri

kullanılmasına rağmen, bütün yöntemler temelde üç adet modülasyon yönteminden

türetilmiştir. Bu nedenle, modülasyon yöntemleri ile ilgili literatür araştırmasında

Şekil 2.1.’de verilen, ikili aktif köprü DA-DA dönüştürücünün temel modülasyon

yöntemleri üzerinde durulacaktır. Şekil 2.1.’de, δ köprüler arası faz farkını, δ𝑖 ve δ𝑜

ise köprü içi çapraz bağlı anahtar çiftlerinin faz farkını ifade etmektedir.

Şekil 2.1. İkili aktif köprü DA-DA dönüştürücü.

2.2.1. Sadece faz kaydırmalı modülasyon (SPS)

Bu modülasyon yönteminde çapraz bağlı anahtar çiftlerinin anahtarlama sinyalleri her

iki köprüde aynı faza ve %50 çalışma oranına sahiptirler. Yani köprü içi çapraz bağlı

anahtar çiftleri aynı zamanda, dikey bağlı anahtar çiftleri ise tümleyici zamanda

C2C1Vi

S2

S1

a

b

c

d

S4

Q3

Q2

Q1

Llk

Tr

Vo

c'

d'

S3

Q4

δi δo

δ

11

anahtarlanır. SPS modülasyonunda kontrol büyüklüğü olarak, sadece köprüler arası

faz farkı (δ) kullanılır. Köprüler arası faz farkı kontrol edilerek, kaçak endüktansın

uçları arasındaki gerilim (VLlk) genliği ve fazı, dolayısı ile aktarılan gücün değeri ve

yönü değiştirilir. Eğer 𝑉𝑎𝑏 geriliminin fazı, 𝑉𝑐𝑑 geriliminin fazından ileride ise net güç

akışının yönü birinci köprüden ikinci köprüye doğrudur. Eğer 𝑉𝑎𝑏 geriliminin fazı, 𝑉𝑐𝑑

geriliminin fazının gerisinde ise net güç akışının yönü, ikinci köprüden birinci köprüye

doğrudur. Dolayısı ile δ’nın işareti değiştirilerek güç akış yönü değiştirilir. Bir yönde

aktarılan gücün değeri ise iki köprü arasındaki faz farkının değeri değiştirilerek kontrol

edilir [45,46].

2.2.2. Genişletilmiş faz kaydırmalı modülasyon (EPS)

EPS kontrol, SPS kontrolün geliştirilmiş halidir. EPS kontrolde, güç akış yönüne göre

bir köprüde yer alan, köprü içi çapraz bağlı anahtar çiftlerinin anahtarlama sinyalleri,

aynı faza ve %50 çalışma oranına sahiptir. Diğer köprüde, köprü içi çapraz bağlı

anahtar çiftlerinin anahtarlama sinyalleri yine %50 çalışma oranına sahiptir, ancak

EPS’de, SPS’den farklı olarak, anahtarlama sinyalleri arasına bir faz farkı yerleştirilir

(δ𝑖 veya δ𝑜). Bu faz farkı, ikinci kontrol büyüklüğü olarak sisteme ilave edilir. Bu

durumda EPS kontrolde, kontrol büyüklüğü iki adettir [47–51].

2.2.3. İkili faz kaydırmalı modülasyon (DPS)

DPS kontrolde, her iki köprüde yer alan, köprü içi çapraz bağlı anahtar çiftlerinin

anahtarlama sinyalleri %50 çalışma oranına sahiptir. Burada farklı olarak her iki

köprüdeki çapraz bağlı anahtar çiftlerinin sürme sinyalleri arasına, eşit değerde

(δ𝑖 = δ𝑜) bir faz farkı yerleştirilir. EPS kontrolde olduğu gibi DPS kontrolde de

kontrol büyüklüğü iki adettir [45,52].

2.2.4. Üçlü faz kaydırmalı modülasyon (TPS)

TPS kontrolde, DPS kontrolden farklı olarak, her bir köprüde yer alan köprü içi çapraz

bağlı anahtar çiftleri arasına yerleştirilen faz farkı birbirine eşit değildir (δ𝑖 ≠ δ𝑜). Her

iki köprünün köprü içi faz açıları birbirinden bağımsız olarak kontrol edilir. Burada δ𝑖

12

birinci köprüye ilişkin köprü içi faz farkı, δ𝑜 ikinci köprüye ilişkin köprü içi faz farkı,

δ ise köprüler arası faz farkıdır. TPS kontrolde köprü içi faz farkları ayrı ayrı kontrol

edildiğinden, toplam kontrol büyüklüğü üç tanedir. Bu durum, uygulama açısından

bakıldığında, TPS kontrolün en zor kontrol yöntemi olduğunu göstermektedir [53–55].

2.3. IBDC Dönüştürücülerde Yol Haritası

Endüstride, doğrultucu ve evirici uygulamaları için yönelim, iki seviyeli topolojilerden

üç seviyeli topolojilere doğrudur. Anahtarlama kayıpları açısından bakıldığında,

kullanılan yarı-iletkenin gerilim stresi yarıya düştüğünde, anahtarlama kaybı enerjisi

3-5 kat azalmaktadır. Bu nedenle, gerilim stresinin yarıya düşürüldüğü 3L

topolojilerde, 2L topolojilere göre %40-%60 daha az anahtarlama kaybı meydana

gelir. Bunun yanı sıra, anahtar gerilim stresinin azalmasına bağlı olarak iletim

kayıpları da önemli ölçüde azalmaktadır. 3L topolojilerde anahtarlama kayıplarının az

oluşu, daha yüksek anahtarlama frekanslarında çalışmayı mümkün kılmaktadır. Bu

durum daha küçük ebatlı pasif elemanların kullanımına olanak sağlamaktadır. 3L

topolojilerde kullanılan anahtar sayısının, 2L topolojilere göre fazla olması, başlangıç

maliyetinin daha yüksek olacağı anlamına gelmesine rağmen, pasif elemanların

ebatlarındaki azalma sistemin üretim maliyetini aşağı çekmektedir. Ayrıca,

anahtarlama kayıplarının düşük olması, kullanılan yarı-iletken elemanlar üzerinde

oluşan ortalama sıcaklığı düşürerek, sistemin bütünündeki arıza oranını azaltmakta ve

dolayısıyla sistemin güvenilirliğini ve verimini artırmaktadır. Bu durum, endüstriyel

bir tasarımda geri dönüş maliyetlerini de önemli ölçüde azaltmaktadır. Ayrıca, 3L

topolojiler daha az harmonik kayıplara sebep olduğu için filtre elemanlarının

ebatlarında önemli ölçüde azalma sağlamaktadırlar. Sonuç olarak 3L topolojilerin,

maliyet, verim ve güvenilirlik açısından bakıldığında 2L rakiplerine göre daha

avantajlı olduğu söylenebilir [56].

Üç seviyeli topolojilerde ilk olarak, nötr noktası kenetlemeli (NPC) olarak da bilinen,

I-tipi topoloji kullanılmıştır. Ardından, T nötr noktası kenetlemeli (T-NPC) olarak

bilinen, T-tipi topolojiler kullanılmaya başlanmıştır. I-tipi, iki diyot ve dört anahtardan

oluşan altı anahtarlı bir yapıya sahip iken, T-tipi, dört anahtardan oluşan bir yapıya

sahiptir. Bu nedenle I-tipi, T-tipine göre her bir iletim yolunda fazladan bir diyot olmak

13

üzere, toplamda iki diyot barındırdığı için I-tipinin iletim kayıpları daha yüksektir

[57,58]. Ayrıca I-tipinde, T-tipine göre fazladan iki diyot bulunması, T-tipinin maliyet

açısından daha avantajlı olmasını sağlar [59,60]. Anahtar gerilim stresleri açısından

bakıldığında, T-tipinde iki anahtar bara gerilimine maruz kalırken, diğer iki anahtar

bara gerilimin yarısına maruz kalmaktadır. I-tipinde ise, tüm anahtarlar bara gerilimin

yarısına maruz kalmaktadır. Daha düşük anahtar gerilimi, daha düşük anahtarlama

kaybına sebep olmasına rağmen, evirici ve doğrultucu topolojileri üzerinde yapılan

verim araştırmasında, özellikle belli bir frekans aralığında, toplam kayıplar, T-tipinde

daha az gerçekleşmektedir [61]. Diğer yandan, I-tipi topoloji barındıran evirici ve

doğrultucularda, kısa devre gibi hata durumunda, seri bağlı anahtarlar koruma amaçlı

olarak aynı anda kapatılmak istendiğinde, anahtarlar üzerinde geçici olarak eşit

paylaşılmamış blokaj gerilimi meydana gelebilir. Bu durum seri anahtar yapısındaki I-

tipinde, yüksek gerilime maruz kalan anahtarın arızalanmasına sebep olmaktadır. Bu

istenmeyen etki T-tipinde oluşmadığı için, T-tipi daha güvenilirdir [62,63]. Temel

olarak, 3L T-tipi, düşük iletim kayıpları ve az devre elemanı sayısı gibi, 2L topolojinin

avantajlarının yanı sıra 3L I-tipinin de avantajlarını birleştirmektedir [64]. Sonuç

olarak T-tipi, toplam verim, maliyet, güvenilirlik, simetrik kayıp dağılımı, düşük

harmonik kirliliği, daha az tahrik sinyali ve kontrol kolaylığı bakımından

değerlendirildiğinde, I-tipine göre daha üstündür [65].

2.4. Tezin Amacı

İki yönlü izole DA-DA dönüştürücüler için yapılan literatür taramasında geleneksel

dönüştürücülerden türetilmiş topolojilerin yanı sıra, 2L topolojiler, 3L I-tipi topolojiler

ve bu topolojilerden oluşan karma topolojilerle karşılaşılmasına rağmen izolasyon

trafosunun her iki tarafında simetrik 3L T-tipi anahtar yapısına sahip bir topoloji ile

karşılaşılmamıştır. Bu çalışmada izolasyon trafosunun her iki tarafında simetrik yapıda

3L T-tipi topolojiden meydana gelen, 2L topolojilerin avantajlarını 3L topolojilerin

avantajlarıyla birleştiren, simetrik yapısı sayesinde kontrolü kolay olan, yüksek verim

ve güvenirliğe sahip düşük maliyetli yeni bir üç seviyeli T-tipi izole iki yönlü DA-DA

(3LTT-IBDC) dönüştürücünün kavramsal tasarımı sunulmuştur.

BÖLÜM 3. 3LTT-IBDC DÖNÜŞTÜRÜCÜNÜN ANALİZİ VE

SİMÜLASYONU

Bu bölümde, 3LTT-IBDC dönüştürücünün analizi ve simülasyon çalışmaları

sunulmuştur. Amaçlanan dönüştürücünün analizi verilirken, öncelikle devre topolojisi

ve modülasyon yöntemi anlatılmıştır. Devrenin modülasyon yöntemine göre, devre

elemanlarının karakteristik akım ve gerilim dalga şekilleri sürekli halde verilerek,

dönüştürücünün çalışma modları ve her bir moda ait eşdeğer devreleri sunulmuştur.

Ardından devre elemanlarının karakteristik akım ve gerilim denklemleri türetilmiştir.

Devre elemanlarının karakteristik akım ve gerilim denklemleri kullanılarak,

dönüştürücünün gerilim kazancı, güç aktarım karakteristiği ve güç aktarımında kilit

role sahip olan kaçak endüktansın, maksimum ve kritik değer bağıntıları türetilmiştir.

Son kısımda ise dönüştürücünün PSIM programıyla gerçekleştirilmiş simülasyon

çalışmasına yer verilmiştir.

3.1. 3LTT-IBDC Dönüştürücünün Analizi

3.1.1. Devre topolojisi

Amaçlanan dönüştürücü, Şekil 3.1.’de gösterildiği gibi, primerinde ve sekonderinde

simetrik yapıda 3L T-tipi topoloji barındıran yüksek frekanslı bir trafo (𝑇𝑟)

içermektedir. Dönüştürücü, trafonun kaçak endüktansına seri bağlı harici bir

endüktans (𝐿) barındırmaktadır. Tasarım kolaylığı açısından, güç aktarımı için

kullanılan ve 𝐿𝑙𝑘 olarak simgelenen bu harici endüktansa, Şekil 3.1.’de görüldüğü gibi,

trafonun kaçak endüktansı da dahil edilmiştir. 𝐶1 ve 𝐶2 kondansatörlerinin orta noktası

(𝑏), primer devresinin kenetlenme noktasıdır ve bu kapasitörlerin gerilim değerleri,

giriş geriliminin (𝑉𝑖) yarısına eşittir. Benzer durum sekonder devresi için de geçerlidir.

𝐶3 ve 𝐶4 kondansatörlerinin orta noktası (𝑑), sekonder devresinin kenetlenme

noktasıdır ve bu kapasitörlerin gerilim değerleri de, çıkış geriliminin (𝑉𝑜) yarısına

eşittir. Giriş ve çıkış DA gerilimleri, dönüştürücüde kullanılan modülasyon yöntemine

15

bağlı olarak, 𝑎-𝑏 ve 𝑐-𝑑 noktalarında, üç seviyeli yüksek frekanslı AA gerilimlere

dönüştürülür. Dönüştürücüde yer alan 𝑆1, 𝑆2, 𝑄1, 𝑄2 anahtarları ana güç aktarma

anahtarları, 𝑆3, 𝑆4, 𝑄3, 𝑄4 anahtarları ise yardımcı anahtarlardır [66].

Şekil 3.1. 3LTT-IBDC dönüştürücünün şeması [66].

3.1.2. Modülasyon yöntemi

İki yönlü dönüştürücülerde güç aktarımı, anahtarların çalışma oranı ve/veya köprüler

arası faz farkı (faz kaydırma oranı) değiştirilerek kontrol edilir. Kolaylık olması

açısından bu çalışmada, anahtarların çalışma oranı sabit tutularak, köprüler arası faz

farkı değiştirilmek suretiyle güç aktarımı sağlanmıştır. Bu nedenle, Şekil 3.2.’de

gösterildiği gibi ana anahtarların çalışma oranı %50 den küçük, yardımcı anahtarların

çalışma oranı ise %50’ye eşit ve sabit bir değerde seçilmiştir. Aktarılan gücün yönü ve

büyüklüğü, primer ve sekonder köprüleri arasındaki faz kaydırma oranının (δ) işareti

ve değeri değiştirilerek kontrol edilmiştir. Eğer primer köprü geriliminin (𝑉𝑎𝑏(𝑡)) fazı,

sekonder köprü geriliminin (𝑉𝑐𝑑(𝑡)) fazından ileride ise net güç akış yönü primerden

sekondere doğrudur. Eğer 𝑉𝑎𝑏(𝑡) gerilimin fazı, 𝑉𝑐𝑑(𝑡) geriliminin fazından geride ise

net güç akış yönü sekonderden primere doğru olacaktır.

Şekil 3.2.’de, primer ve sekonder anahtarlarının sürme sinyalleri, (𝑥, 𝑦 = 1, 2, 3, 4)

𝑉𝐺𝑆(𝑥 − 𝑦), 𝑉𝐺𝑄(𝑥 − 𝑦) olarak; kaçak endüktansın uçları arasındaki çok seviyeli

gerilimi, 𝑣𝐿𝑙𝑘(𝑡) olarak; ilgili anahtarların gerilimleri, 𝑣𝑆1(𝑡), 𝑣𝑆3(𝑡), 𝑣𝑄1(𝑡), 𝑣𝑄3(𝑡)

olarak; ilgili anahtarların akımları, 𝑖𝑆1(𝑡), 𝑖𝑆3(𝑡), 𝑖𝑄1(𝑡), 𝑖𝑄3(𝑡) olarak; ilgili çıkış

kondansatörünün akımı ise 𝑖𝐶3(𝑡) olarak gösterilmiş ve dalga şekilleri çizilmiştir. Tüm

dalga şekilleri, dönüştürücünün sürekli halde çalıştığı kabulü altında verilmiştir.

C4

C3

C2

C1

Vi

S2

S1

a

b

c

dS3 S4 Q3Q4

Q2

Q1

Llk

Tr

Vo

c'

d'

16

Şekil 3.2. Amaçlanan dönüştürücüye ait devre elemanlarının akım ve gerilim dalga şekilleri.

𝑆1-𝑆2 ve 𝑆3-𝑆4 anahtarlarının gerilim dalga şekilleri aynıdır, fakat aralarında 180° faz

farkı vardır. Aynı durum 𝑄1-𝑄2 ve 𝑄3-𝑄4 anahtarları için de geçerlidir. Şekil 3.2.’den

görülebileceği gibi 𝑆1ve 𝑆2 anahtarlarının gerilim stresleri giriş gerilimine (𝑉𝑖) eşit

iken, 𝑆3ve 𝑆4 anahtarlarının gerilim stresleri 𝑉𝑖 geriliminin yarısına eşittir. Benzer

şekilde 𝑄1ve 𝑄2 anahtarlarının gerilim stresleri çıkış gerilimine (𝑉𝑜) eşit iken, 𝑄3ve 𝑄4

anahtarlarının gerilim stresleri 𝑉𝑜 geriliminin yarısına eşittir.

t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t0

t0,5-D D-δ 0,5-D 0,5-D D-δ 0,5-D

D+δ-0,5 D+δ-0,5

iC3(t)

iQ3(t)

iQ1(t)

iS3(t)

iS1(t)

Vo/2

vQ3(t)

Vo/2Vo

vQ1(t)

Vi/2

vS3(t)

Vi/2 Vi

vS1(t)

-Vo/2

Vo/2vcd(t)

Vi/2

-Vi/2

vab(t)

iLlk(t)

(Vi+nVo)/2

Vi/2(Vi-nVo)/2

-nVo/2 -Vi/2

-(Vi+nVo)/2

-(Vi-nVo)/2

nVo/2vLlk(t)

VGQ(3-4)

VGQ(1-2)

VGS(1-2)

VGS(3-4)S4

S2

Q4

Q2

S1

S3

Q1

Q3

-nVo/2

nVo/2vc'd' (t)

(A)

(A)

(A)

(A)

(A)

(V)

(V)

(V)

(V)

(V)

(V)

(V)

(A)

(V)

(V)

(V)

(V)

(V)

zaman(s)

17

3.1.3. Sürekli hal çalışma prensibi

3LTT-IBDC üç ana çalışma moduna sahiptir. Bunlar; Kesintili İletim Modu (DCM),

Sınır İletim Modu (BCM) ve Sürekli İletim Modu (CCM) olarak isimlendirilir. Temel

çalışma prensibi izah edilirken sadece CCM modu incelenmiştir. Zira diğer çalışma

modları CCM ile benzerdir. Devrenin CCM modundaki çalışması yalnızca birinci

yarım periyot (𝑇𝑠𝑤

2) için verilmiştir, çünkü devrenin ikinci yarım periyottaki çalışma

prensibi birinci yarım periyot ile aynıdır. Burada, devrenin CCM modundaki

çalışması, birinci yarım periyot için tanımlanan ve Mod0, Mod1, Mod2, Mod3 olarak

adlandırılan, dört farklı alt mod ile izah edilmiştir.

3.1.3.1. Mod0 (t0-t1 zaman aralığı)

Mod0, 𝑆1 anahtarının iletime girmesi ile başlar ve 𝑄2 anahtarının kesime gitmesi ile

son bulur. Mod 0’a ait çalışma süresi (D + δ − 0,5)𝑇𝑠𝑤 kadardır. 𝑡0 anında, Şekil

3.2.’de görüldüğü gibi, endüktans akımı negatiftir ve değeri 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡0)’dır. 𝑡0 anında 𝑆1

anahtarı iletime girer. 𝑆1 anahtarının iletime girmesi ile oluşan yeni aktif akım yolu

Şekil 3.3.(a)-(1)’de gösterildiği gibidir. Bu aktif akım yoluna ait indirgenmiş devre

Şekil 3.3.(a)-(2)’de verilmiştir. Şekil 3.2.’den görüleceği gibi, 𝑆1 anahtarının iletime

girmesi ile indirgenmiş devrenin 𝑉𝑎𝑏(𝑡) gerilim değeri 𝑉𝑖

2 olur. 𝑉𝑐𝑑(𝑡) geriliminin

primere indirgenmiş değeri (𝑉𝑐′𝑑′(𝑡)) −𝑛𝑉𝑜

2 dir. Dolayısı ile 𝑆1 anahtarı iletime girer

girmez, endüktansın gerilim değeri 𝑉𝑖+𝑛𝑉𝑜

2 olur. Bu andan sonra, endüktans akımı

𝑉𝑖+𝑛𝑉𝑜

2𝐿 eğimi ile lineer olarak artarak sıfıra ulaşır. Endüktans akımı, sıfıra ulaşana kadar

𝑆1 anahtarına ait serbest geçiş diyotu üzerinden akar. Endüktans akımı sıfıra ulaştıktan

sonra 𝑉𝑖+𝑛𝑉𝑜

2𝐿 eğimi ile lineer olarak artarak 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡1) değerine ulaşır. Bu esnada

endüktans akımı 𝑆1 anahtarı üzerinden akar. 𝑡1 anında 𝑄2 anahtarı kesime gider ve

Mod0 tamamlanmış olur.

18


Mod1, 𝑄2 anahtarının kesime gitmesi ile başlar, 𝑄1 ve 𝑄3 anahtarının iletime girmesi

ile son bulur. Mod1’e ait çalışma süresi, Şekil 3.2.’den görüldüğü üzere (0,5 − 𝐷)𝑇𝑠𝑤

kadardır. 𝑡1 anında 𝑄2 anahtarı kesime gider. Bu esnada 𝑄4 anahtarı iletimdedir ve

Mod1 sonuna kadar iletimde kalmaya devam eder. 𝑄2 anahtarının kesime gitmesi ile

primerden sekondere yansıyan endüktans akımı, 𝑄4 anahtarının kendisinden ve 𝑄3

anahtarının serbest geçiş diyotu üzerinden akarak, kesintiye uğramadan yolunu

tamamlar. 𝑄2 anahtarının kesime gitmesi ile oluşan yeni aktif akım yolu Şekil 3.3.(b)-

(1)’de gösterildiği gibidir. Bu aktif akım yoluna ait indirgenmiş devre Şekil 3.3.(a)-

(2)’de verilmiştir. Mod1’de, primer devreye ait 𝑉𝑎𝑏(𝑡) gerilim değişimi Mod0 ile

aynıdır. Çünkü Mod1’de primer köprüsüne ait anahtarların konumunda değişme

yoktur. Devrenin sekonderine ait 𝑉𝑐𝑑(𝑡) geriliminin, primer devreye indirgenmiş

değeri (𝑉𝑐′𝑑′(𝑡)), 𝑄2 anahtarının kesime gitmesi ile sıfır olur. Dolayısı ile 𝑄2 anahtarı

kesime gider gitmez, Şekil 3.2.’den görüleceği gibi, endüktans gerilim değeri 𝑉𝑖

2 olur.

𝑄2 anahtarının kesime gittiği 𝑡1 anında endüktans akımı pozitiftir ve değeri 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡1)

dir. Bu andan sonra, endüktans akımı 𝑉𝑖

2𝐿𝑙𝑘 eğimi ile lineer olarak artarak 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡2)

değerine ulaşır. 𝑡2 anında, 𝑄1 ve 𝑄3 anahtarlarının iletime girmesi ile Mod1

tamamlanmış olur.


Mod2, 𝑄4 anahtarının kesime gitmesi ve 𝑄1-𝑄3 anahtarlarının iletime girmesi ile

başlar, 𝑆1 anahtarının kesime gitmesi ile son bulur. Mod2’ye ait çalışma süresi Şekil

3.2.’de görüldüğü üzere (𝐷 − 𝛿)𝑇𝑠𝑤 kadardır. 𝑡2 anında 𝑄4 anahtarının kesime

gitmesi ile sekondere yansıyan endüktans akımı, 𝑄1 anahtarının serbest geçiş diyotu

üzerinden akarak yüke ve 𝐶3 çıkış kondansatörüne aktarılır. 𝑄4 anahtarının kesime

gitmesi ile oluşan yeni aktif akım yolu Şekil 3.3.(c)-(1)’de gösterilmiştir. Bu aktif akım

yoluna ait indirgenmiş devre Şekil 3.3.(c)-(2)’de verilmiştir. Mod2’de devrenin

primerine ait 𝑉𝑎𝑏(𝑡) gerilim değeri Mod1 ile aynıdır, zira Mod2’de primer köprüsüne

ait anahtarların konumunda bir değişme yoktur. 𝑄4 anahtarının kesime gitmesi ile,

19

devrenin sekonderine ait 𝑉𝑐𝑑(𝑡) geriliminin primere indirgenmiş değeri (𝑉𝑐′𝑑′(𝑡)), 𝑛𝑉𝑜

2

olur. Dolayısı ile 𝑄4 anahtarı kesime gider gitmez, Şekil 3.2.’den görüleceği gibi,

endüktans gerilimi 𝑉𝑖−𝑛𝑉𝑜

2 olur. 𝑄4 anahtarının kesime gittiği 𝑡2 anında endüktans akımı

pozitiftir ve değeri 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡2) dir. Eğer 𝑉𝑖 gerilimi , 𝑉𝑜 geriliminden büyük ise endüktans

gerilimi pozitiftir. Bu durumda, endüktans akımı 𝑉𝑖−𝑛𝑉𝑜

2𝐿𝑙𝑘 değerindeki pozitif lineer eğim

ile artarak 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡3) akımına ulaşır. Eğer 𝑉𝑖 gerilimi, 𝑉𝑜 geriliminden küçük ise

endüktans gerilimi negatiftir. Bu durumda ise endüktans akımı 𝑉𝑖−𝑛𝑉𝑜

2𝐿𝑙𝑘 değerindeki

negatif lineer eğim ile azalarak 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡3) değerine ulaşır. 𝑡3 anında 𝑆1 anahtarının

kesime gitmesiyle Mod2 tamamlanmış olur.

Şekil 3.3. Çalışma modlarına ait aktif akım yolları ve indirgenmiş devreleri (a) Mod0, (b) Mod1, (c) Mod2, (d)

Mod3.

Vi

S2

S1

a

b

c

dS4 Q3Q4

Q2

Q1

Llk

Tr

RoS3

C1

C2

C3

C4

(a-1)

Q3Q4Vi

S2

S1

a

b

c

dS4

Q2

Q1

Llk

Tr

RoS3

C1

C2

C3

C4

(b-1)

Q3Q4Vi

S2

S1

a

b

c

dS4

Q2

Llk

Tr

Ro

Q1

S3

C1

C2

C3

C4

(c-1)

Q3Q4Vi

S2

S1

a

b

c

dS4

Q2

Llk

Tr

Ro

Q1

S3

C1

C2

C3

C4

(d-1)

Vi

a

b

c

d

Llk

TrRo

C2

C1 C4

C3

c'

d'

(a-2)

Vi

a

b

c

d

Llk

Tr

Ro

C2

C1

C3

c'

d' C4

(b-2)

Vi

a

b

c

d

Llk

TrRo

C2

C1

C4

C3

c'

d'

(c-2)

Vi

a

b

c

d

Llk

TrRo

C2

C1

C4

C3

c'

d'

(d-2)

20


Mod3, 𝑆1 anahtarının kesime gitmesi ile başlar, 𝑆3 anahtarının kesime gitmesi ve 𝑆2-

𝑆4 anahtarlarının iletime girmesiyle son bulur. Mod3’e ait çalışma süresi Şekil 3.2.’de

görüldüğü üzere (0,5 − 𝐷)𝑇𝑠𝑤 kadardır. 𝑡3 anında 𝑆1 anahtarı kesime gider. Bu

esnada 𝑆3 anahtarı iletimdedir ve Mod3 sonuna kadar iletimde kalır. 𝑆1 anahtarının

kesime gitmesiyle, endüktans akımı, 𝑆3 anahtarının kendisinden ve 𝑆4 anahtarının

serbest geçiş diyotu üzerinden akarak, kesintiye uğramadan yolunu tamamlar.

𝑆1 anahtarının kesime gitmesiyle oluşan yeni aktif akım yolu Şekil 3.3.(d)-(1)’de

gösterilmiştir. Bu aktif akım yoluna ait indirgenmiş devre ise Şekil 3.3.(d)-(2)’de

verilmiştir. Mod3’de sekonder devreye ait 𝑉𝑐𝑑(𝑡) gerilimi Mod2 ile aynıdır, zira

Mod2’de, sekonder köprüsüne ait anahtarların konumunda bir değişme yoktur.

Devrenin primerine ait 𝑉𝑎𝑏(𝑡) geriliminin değeri 𝑆1 anahtarının kesime gitmesi ile sıfır

olur. Dolayısı ile Şekil 3.2.’den görüleceği gibi, 𝑆1 anahtarı kesime gider gitmez

endüktans gerilim değeri −𝑛𝑉𝑜

2 olur. 𝑆1 anahtarının kesime gittiği 𝑡3 anında endüktans

akımı pozitiftir ve değeri 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡3) dür. Bu andan sonra endüktans akımı −𝑛𝑉𝑜

2𝐿𝑙𝑘 eğimi

ile lineer azalarak 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡4) değerine ulaşır. 𝑆3 anahtarının kesime gitmesi ve 𝑆2-𝑆4

anahtarlarının iletime girmesi ile Mod3 tamamlanmış olur. 𝑡4 anında 𝑆2-𝑆4

anahtarlarının iletime girmesi ve 𝑆3 anahtarının kesime gitmesi ile ikinci yarım periyot

başlar. Bu yeni periyodun çalışma prensibi Mod0, Mod1, Mod2, Mod3 ile aynıdır.

Sadece akım ve gerilimin işaretleri farklıdır. Bu nedenle yalnızca birinci yarım

periyodun izahı yapılmıştır.

3.1.4. Dönüştürücünün gerilim kazancı

Dönüştürücünün gerilim kazancı (𝑀𝑉𝐷𝐶), çıkış geriliminin giriş gerilimine oranı

olarak tanımlanır. Amaçlanan dönüştürücünün gerilim kazancı, çıkış

kondansatörlerinden herhangi birinin amper saniye dengesi ile bulunabilir.

Kondansatörün amper saniye dengesine göre, bir anahtarlama periyodu boyunca

kondansatör akımının ortalama değeri sıfır olmalıdır. Kondansatörün ortalama

değerini bulmak için öncelikle kondansatör akımının zamanla değişiminin bulunması

gerekmektedir.

21

Şekil 3.1.’deki 𝐶3 kondansatörü göz önüne alınırsa, bu kondansatöre ait akımın

zamanla değişimi Denklem (3.1) ile ifade edilebilir. 𝐶3 kondansatörüne ait akımın

dalga şekli Şekil 3.2.’de 𝑖𝐶3(𝑡) ile gösterilmektedir.

𝑖𝐶3(𝑡) = −𝑖𝑄1(𝑡) − 𝑖𝑜(𝑡) (3.1)

Denklem (3.1)’deki 𝐶3 kondansatör akımının (𝑖𝐶3(𝑡)), dönüştürücünün parametreleri

cinsinden ifade edilebilmesi için 𝑄1 anahtar akımının (𝑖𝑄1(𝑡)) ve çıkış yük akımının

(𝑖𝑜(𝑡)) zamanla değişiminin elde edilmesi gerekir. Denklem (3.1)’deki 𝑖𝑄1(𝑡)

akımının zamanla değişimi, her bir alt çalışma modu için, dönüştürücünün kaçak

endüktasına ait akım-gerilim karakteristiği yazılarak hesaplanabilir. Denklem ((3.2)-

(3.5))’te, her bir alt çalışma modu için, kaçak endüktansa ait akım-gerilim ifadeleri

verilmiştir.

∆𝐼𝑀𝑜𝑑0 = 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡1) + 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡4) =𝑉𝑖 + 𝑛𝑉𝑜2𝐿𝑙𝑘

(𝐷 + 𝛿 − 0,5)𝑇𝑠𝑤 (3.2)

∆𝐼𝑀𝑜𝑑1 = 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡2) − 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡1) =𝑉𝑖2𝐿𝑙𝑘

(0,5 − 𝐷)𝑇𝑠𝑤 (3.3)

∆𝐼𝑀𝑜𝑑2 = 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡3) − 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡2) =𝑉𝑖 − 𝑛𝑉𝑜2𝐿𝑙𝑘

(𝐷 − 𝛿)𝑇𝑠𝑤 (3.4)

∆𝐼𝑀𝑜𝑑3 = 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡4) − 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡3) = −𝑛𝑉𝑜2𝐿𝑙𝑘

(0,5 − 𝐷)𝑇𝑠𝑤 (3.5)

Denklem ((3.2)-(3.5)) ile verilen denklem takımı çözülürse, kaçak endüktans akımının

(𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡)), 𝑡1, 𝑡2, 𝑡3, 𝑡4 geçiş anlarına ait değerleri, dönüştürücünün parametreleri

cinsinden, Denklem ((3.6)-(3.9))’da gösterildiği gibi elde edilir.

𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡1) =1

4𝐿𝑙𝑘𝑓𝑠𝑤{𝐷(𝑉𝑖 + 𝑛𝑉𝑜) + (2𝛿 − 1)𝑉𝑖} (3.6)

22


4𝐿𝑙𝑘𝑓𝑠𝑤{𝐷𝑛𝑉𝑜 + (2𝛿 − 𝐷)𝑉𝑖} (3.7)


4𝐿𝑙𝑘𝑓𝑠𝑤{𝐷𝑉𝑖 + (2𝛿 − 𝐷)𝑛𝑉𝑜} (3.8)


4𝐿𝑙𝑘𝑓𝑠𝑤{𝐷(𝑉𝑖 + 𝑛𝑉𝑜) + (2𝛿 − 1)𝑛𝑉0} (3.9)

Kaçak endüktansın, (3.6), (3.7), (3.8), (3.9) numaralı denklemler kullanılarak ifade

edilen 𝑡1, 𝑡2, 𝑡3, 𝑡4 anlarına ait akım değerleri, 𝑄1 anahtarının, 𝑡5, 𝑡2, 𝑡3, 𝑡4 zamanlarına

ait akım değerlerinin zıt işaretlisine eşittir. Dolayısı ile 𝑖𝑄1(𝑡) akımının ortalama

değeri, Denklem ((3.6)-(3.9)) kullanılarak, geometrik alan hesaplama yöntemleriyle

elde edilir. Diğer yandan, Denklem (3.1)’de 𝑖𝑜(𝑡) yerine 𝑉𝑜

𝑅0 yazılabilir ve bu değer aynı

zamanda çıkış akımının ortalamasına eşittir. Sonuç olarak, 𝐶3 kondansatör akımının

bir anahtarlama periyodundaki ortalama değeri, 𝑖𝑄1(𝑡) ve 𝑖𝑜(𝑡) akımlarının ortalama

değerlerinin toplamıdır ve ara işlemlerin ardından Denklem (3.10)’daki gibi ifade

edilebilir.

∫ 𝑖𝐶3(𝑡)𝑑𝑡𝑇𝑠𝑤

0=

𝑉𝑖{𝐷(1−𝐷)+𝛿(1−2𝛿)−0,25}

4𝑛𝐿𝑙𝑘𝑓𝑠𝑤−

𝑉𝑜

𝑅𝑜= 0 (3.10)

Bu durumda dönüştürücünün CCM çalışma için gerilim kazancı (𝑀𝑉𝐷𝐶), çıkış

geriliminin giriş gerilimine oranı olarak Denklem (3.11)’deki gibi elde edilir.

𝑀𝑉𝐷𝐶 =𝑉𝑜

𝑉𝑖=

𝑅𝑜

4𝑛𝐿𝑙𝑘𝑓𝑠𝑤{𝐷(1 − 𝐷) + 𝛿(1 − 2𝛿) − 0,25} (3.11)

Denklem (3.11) kullanılarak, δ ifadesi, dönüştürücünün parametreleri cinsinden

Denklem (3.12)’deki gibi bulunabilir.

𝛿 =1−√−8𝐷2+8𝐷−

32𝑛𝐿𝑙𝑘𝑓𝑠𝑤𝑀𝑉𝐷𝐶𝑅𝑜

−1

4

(3.12)

23

3.1.5. Dönüştürücünün güç aktarım karakteristiği

İdeal dönüştürücünün çıkış gücü, izolasyon trafosundan aktarılan ortalama aktif güce

eşittir. Bu durumda izolasyon trafosunun primerine ait akım ve gerilim ifadeleri

hesaplanır ise trafodan aktarılan güç değeri bulunabilir. Dönüştürücünün

𝑉𝑎𝑏(𝑡), 𝑉𝑐′𝑑′(𝑡) gerilimleri, Fourier dönüşümü yardımıyla sırasıyla Denklem (3.13) ve

(3.14) ile ifade edilebilir.

𝑉𝑎𝑏(𝑡) = ∑{𝑉𝑖𝑏𝑘 sin(𝑘𝜔𝑡)}

∞

𝑘=1

(3.13)

𝑉𝑐′𝑑′ = ∑{𝑛𝑉𝑜𝑏𝑘 sin[𝑘(𝜔𝑡 − 2𝜋𝛿)]}

∞

𝑘=1

(3.14)

Denklem ((3.13)-(3.14))’de görülen 𝑏𝑘 ifadesi, 𝑉𝑎𝑏(𝑡), 𝑉𝑐′𝑑′(𝑡) gerilimlerinin ortak

Fourier katsayısıdır ve Denklem (3.15) ile ifade edilebilir.

𝑏𝑘 =[(−1)𝑘 − 1]

𝑘𝜋cos[𝑘(0,5 − 𝐷)𝜋] (3.15)

Kaçak endüktansın gerilim ifadesi Denklem (3.13), (3.14) kullanılarak Denklem

(3.16)’daki gibi elde edilebilir.

𝑉𝐿𝑙𝑘(𝑡) = ∑ 𝑏𝑘∞𝑘=1 (√𝑉𝑖

2 + (𝑛𝑉𝑜)2 − 2𝑉𝑖𝑛𝑉0 cos(2𝜋𝑘𝛿)) sin(𝑘𝜔𝑡 + β) (3.16)

Denklem (3.16)’da görülen β ifadesi, endüktansa ait gerilimin fazını ifade etmektedir

ve Denklem (3.17)‘deki gibi yazılabilir.

∠𝑉𝐿𝑙𝑘 = β = 𝑎𝑟𝑐𝑡𝑎𝑛𝑛𝑉𝑜 sin(2𝜋𝑘𝛿)

𝑉𝑖 − 𝑛𝑉𝑜 cos(2𝜋𝑘𝛿) (3.17)

24

Kaçak endüktansın akım ifadesi Denklem (3.18) ile bulunabilir.

𝐼𝐿𝑙𝑘(𝑡) =𝑉𝐿𝑙𝑘(𝑡)

𝑍𝐿𝑙𝑘 (3.18)

Denklem (3.18)’de görülen 𝑍𝐿𝑙𝑘 ifadesi, kaçak endüktansın her bir harmonik

bileşenine göre empedansıdır ve Denklem (3.19)’da ifade edildiği gibidir.

𝑍𝐿𝑙𝑘 = 𝑘𝜔𝐿𝑙𝑘∠𝜋2 (3.19)

Bu durumda kaçak endüktansın akım ifadesi Denklem (3.20)’deki gibi yazılabilir.

𝐼𝐿𝑙𝑘(𝑡) = ∑ 𝑏𝑘1

𝑘𝜔𝐿𝑙𝑘

∞𝑘=1 (√𝑉𝑖

2 + (𝑛𝑉𝑜)2 − 2𝑉𝑖𝑛𝑉0 cos(2𝜋𝑘𝛿)) sin (𝑘𝜔𝑡 + β −

𝜋

2) (3.20)

Sonuç olarak dönüştürücünün çıkış gücü Denklem (3.14) ve (3.20) kullanılarak

Denklem (3.21)’deki gibi türetilebilir.

𝑃𝑜 =1

2∑ 𝑏𝑘

2 𝑛𝑉𝑜

𝑘𝜔𝐿𝑙𝑘

∞𝑘=1 (√𝑉𝑖

2 + (𝑛𝑉𝑜)2 − 2𝑉𝑖𝑛𝑉0 cos(2𝜋𝑘𝛿)) cos (−2𝜋𝑘𝛿 − β +

𝜋

2) (3.21)

δ değeri teorik olarak −1 ile +1 arasında değiştirilerek, çıkış gücünün yönü ve

büyüklüğü değiştirilebilir. Ancak normalize edilmiş çıkış gücünün δ’ya göre değişimi

incelendiğinde, Şekil 3.4.’ten de görüleceği gibi, −1≤ δ ≤−0,5 ve 0,5≤ δ ≤1 aralıkları

için çıkış gücünün yönü ve büyüklüğü, sırasıyla 0≤ δ ≤0,5 ve −0,5≤ δ ≤0 aralıkları ile

aynıdır.

Şekil 3.4. Dönüştürücü çıkış gücünün δ’ya göre değişimi.

-0,75 -0,5 -0,25 0,50,25 0,75-1 10

-1

0,5

0

1

-0,5

δ

Po[b

.]

25

Dolayısı ile çıkış gücünün yönünü ve büyüklüğünü değiştirmek için, δ’nın −0,5 ile 0,5

arasında değiştirilmesi yeterlidir. −0,5≤ δ ≤0,5 aralığı için ise ileri ya da geri yönde

maksimum gücü aktarmak yeterli olacağından, dönüştürücünün faz kaydırma oranı

−0,25 ile 0,25 aralığında seçilebilir. Bir başka ifadeyle, köprüler arası faz farkı −𝜋

2 ile

𝜋

2 arasında değiştirilerek, aktarılan gücün yönü ve büyüklüğü tüm yük bölgesinde

kontrol edilebilir.

3.1.6. Maksimum kaçak endüktans değeri

Şekil 3.4.’ten görülebileceği üzere, dönüştürücünün ileri ya da geri yönde maksimum

gücü aktarabilmesi için, faz kaydırma oranının maksimum değeri |𝛿𝑚𝑎𝑥| = 0,25’tir.

Buradan hareketle, dönüştürücünün talep edilen maksimum gücü aktarabilmesi için

kullanılabilecek maksimum endüktans değeri, Denklem (3.21) yardımıyla Denklem

(3.22)’deki gibi elde edilebilir.

𝐿𝑙𝑘𝑚𝑎𝑥=

1

2∑ 𝑏𝑘

2 𝑛𝑉𝑜

𝑘𝜔𝑃𝑜(𝑚𝑎𝑥)

∞𝑘=1 (√𝑉𝑖

2 + (𝑛𝑉𝑜)2 − 2𝑉𝑖𝑛𝑉0 cos(𝑘

𝜋

2)) cos (−2𝜋𝑘

𝜋

2− β +

𝜋

2) (3.22)

3.1.7. Kritik kaçak endüktans değeri

Kritik kaçak endüktas değeri dönüştürücünün BCM modundan bulunabilir.

Dönüştürücünün BCM modunda çalışması için, Şekil 3.2.’deki 𝑡4-𝑡5 zaman aralığının

sıfıra eşit olması gerekir. Bu durumda, BCM çalışma için gerekli δ ifadesi Denklem

(3.23) ile verilebilir.

𝛿 = 0,5 − 𝐷 (3.23)

BCM dahil olmak üzere her çalışma modu için 𝑖𝑄1(𝑡) akımının ortalaması 𝐼𝑜 akımına

eşittir. Ayrıca BCM için 𝑡4 anında endüktans akım değeri 𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡4) sıfırdır. Buradan

hareketle, 𝑖𝑄1(𝑡) akımının ortalaması Denklem (3.24) ile verilebilir.

∫ 𝑖𝑄1(𝑡)𝑑𝑡𝑇𝑠𝑤

0=

𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡2)+𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡3)

2(D − δ) +

𝑖𝐿𝑙𝑘(𝑡3)

2(0,5 − D) = 𝐼𝑜 (3.24)

26

(3.7), (3.8), (3.23) numaralı denklemler, Denklem (3.24)’te yerine koyulur ve

düzenlenirse, kritik endüktans değeri Denklem (3.25)’teki gibi elde edilebilir.

𝐿𝐿𝑘𝑐𝑟𝑡 =(−10𝑉𝑖−2𝑛𝑉𝑜)𝐷2+(7𝑉𝑖+𝑛𝑉𝑜)𝐷−𝑉𝑖

16𝐼𝑜𝑓𝑠𝑤 (3.25)

3.2. Simülasyon Çalışması

Bu bölümde PSIM programı kullanılarak, teorik hesaplamaların doğrulaması

yapılmıştır. Simülasyon çalışmasında kullanılan tasarım parametreleri Tablo 3.1.’de

verilmiştir.

Tablo 3.1. Simülasyon çalışmasına ait tasarım parametreleri.

Tanım Açıklama Değer

Giriş Gerilimi 𝑉𝑖 400V

Çıkış Gerilimi 𝑉𝑜 400V

Güç Seviyesi 𝑃𝑜 2kW

Çıkış Yükü 𝑅𝑜 80Ω

Anahtarlama Frekansı 𝑓𝑠𝑤 50kHz

Çalışma Oranı D %47

Gerilim Kazancı 𝑀𝑉𝐷𝐶 =𝑉𝑜

𝑉𝑖⁄ 1

Şekil 3.5.(a)-(b) sırasıyla kontrol ve güç devresine ait simülasyon şemasını

göstermektedir. Teorik analizde olduğu gibi simülasyon çalışmasında da tüm devre

elemanlarının ideal olduğu ve devrenin sürekli halde çalıştığı kabul edilmiştir. Kontrol

devresinde dört adet parametre girişi mevcuttur. Bunlar “D”, “fsw”, “phs”, “td” olarak

isimlendirilmektedir. D, 𝑆1-𝑆2, 𝑄1-𝑄2 anahtarlarının çalışma oranını; fsw, devrenin

anahtarlama frekansını; phs, 𝑆1-𝑄1, 𝑆2-𝑄2, 𝑆3-𝑄3, 𝑆4-𝑄4 anahtarlarına ait sürme

sinyalleri arasındaki faz farkını; td ise primer ve sekonderdeki kondansatör

hücrelerinin kısa devre olmasını engellemek için ilgili anahtarlar arasına

yerleştirilmesi gereken anahtarlama gecikmesini göstermektedir. Burada, phs’nin

açısal bir değer olduğu ve faz kaydırma oranının (δ) 360 katı olduğu unutulmamalıdır.

27

Şekil 3.5. Simülasyon çalışması (a) Kontrol devresi, (b) Güç devresi.

Tablo 3.1.’deki tasarım parametreleri kullanılarak, kaçak endüktansın maksimum

değeri, Denklem (3.22) yardımıyla, 50µH olarak hesaplanmıştır. Kritik endüktans

değeri ise Denklem (3.25) kullanılarak, minimum %35’lik bir yük durumu ve %47’lik

bir çalışma oranı (D) için, 31,2µH olarak hesaplanmıştır. Simülasyon çalışmasında

kullanılan endüktans değeri, bu iki değer arasında kalacak şekilde, 35µH olarak

seçilmiştir. 2kW’lık çıkış gücü için δ’nın değeri, Denklem (3.12) yardımıyla, 0,1147

olarak hesaplanmıştır. Bu durumda, simülasyonun bir parametresi olan phs’nin değeri

41,29° olarak elde edilir. Simülasyonda, anahtar gecikmeleri için 𝑡𝑑 değeri 100ns

olarak seçilmiştir.

Şekil 3.6. amaçlanan dönüştürücünün simülasyon sonuçlarına aittir. Şekil 3.6.(a)’da

𝑉𝐺𝑆(1−4)(𝑡), 𝑉𝐺𝑄(1−4)(𝑡), ilgili anahtarların sürme sinyallerini, 𝑉𝐿𝑙𝑘(𝑡) ve 𝐼𝐿𝑙𝑘(𝑡)

değişimleri sırasıyla, kaçak endüktansın akım ve gerilim dalga şekillerini

göstermektedir. Ayrıca 𝑉𝐴𝐵(𝑡), 𝑉𝐶𝐷(𝑡) dönüştürücünün a-b ve c-d noktalarındaki

köprü gerilimlerine, 𝑉𝑆1(𝑡), 𝑉𝑄1(𝑡) ise 𝑆1 ve 𝑄1 anahtarlarının gerilim dalga şekillerine

aittir.

ENBL

ENBL

fsw

CLK

td

CLK

td

ENBL

CLK

td

ENBL

CLK

ENBL

CLK

ENBL

td

ENBL

CLK

td

ENBL

CLK

ENBL

CLK

G_S1

G_S2

G_S3

G_S4

G_Q2

G_Q1

G_Q3

G_Q4

CLK

phs

phs

phs

phs

D

D

D

D

D

D

D

D

(a)

Tr

L_lk

G_S1

G_S2 G_Q2

R_o

G_Q1

G_Q4 G_Q3G_S4G_S3

a

b

C2

C1

d

c

S2

S4

Q1

Q3

Q2

S3

S1

Q4

C3

C4

V_oV

V_o

I_o

V_i

(b)

I

V

28

Şekil 3.6. Amaçlanan dönüştürücünün simülasyon sonuçları.

Şekil 3.6.(a)’dan görüldüğü üzere, a-b ve c-d köprü gerilimlerinin yanı sıra, 𝑆1 ve 𝑄1

anahtar gerilimleri üç seviyeli, endüktans gerilimi ise çok seviyeli gerilim dalga

şekline sahiptir. Ayrıca 𝑆1 ve 𝑄1 anahtarlarına ait gerilim stresleri, tam anahtarlama

periyodunda, sırasıyla giriş ve çıkış gerilimine eşit olmasına rağmen, anahtarlama

anlarında giriş ve çıkış gerilimlerinin yarısına eşittir.

Şekil 3.6.(b)’de, 𝑉𝑆3(𝑡), 𝑉𝑄3(𝑡), 𝑆3 ve 𝑄3 anahtarlarının gerilim dalga şekillerine aittir.

Ayrıca 𝐼𝑆1(𝑡), 𝐼𝑄1(𝑡), 𝐼𝑆3(𝑡), 𝐼𝑄3(𝑡) ilgili anahtarların, 𝐼𝐶3(𝑡) ise 𝐶3 kondansatörünün

akım değişimini göstermektedir. Bunun yanı sıra 𝑉𝑜(𝑡) ve 𝐼𝑜(𝑡), dönüştürücünün çıkış

gerilimine ve akımına ait dalga şekillerini göstermektedir. Şekilden görüldüğü üzere,

𝑆3 ve 𝑄3 anahtarlarına ait gerilim stresleri giriş ve çıkış gerilimlerinin yarısına eşittir.

Bunun yanı sıra, 400V giriş gerilimi ve 2kW çıkış gücü için hesaplanan δ değerinde,

çıkış gerilimi beklendiği gibi 400V olarak gerçekleşmektedir. Sonuç olarak

simülasyon çıktılarının, bir önceki bölümde verilen teorik analizle örtüştüğü

söylenebilir.

0

200

400

V_S1 V_Q1

0.050005 0.05001 0.050015 0.05002

Time (s)

0

0.4

0.8

VG_Q3 VG_Q4

VS1(t) (V) VQ1(t) (V)

0

-200

-400

200

400

V_AB V_CD

0.05 0.05001 0.05002

Time (s)

0

1

VG_Q3 VG_Q4

VAB(t) (V) VCD(t) (V)

0

-10

10

I(Llk)

0.050005 0.05001 0.050015 0.05002

Time (s)

0

0.4

0.8

VG_Q3 VG_Q4

ILlk(t) (A)

0

-200

-400

200

400

V_Llk

0.05 0.05001 0.05002

Time (s)

0

1

VG_Q3 VG_Q4

VLlk(t) (V)

0

0.4

0.8

VG_S1 VG_S2

0.05 0.05001 0.05002

Time (s)

0

1

VG_S1 VG_S2

VGS1(t) (V) VGS2(t) (V)

0

0.4

0.8

VG_S1 VG_S2

0.05 0.05001 0.05002

Time (s)

0

1

VG_S3 VG_S4


0

0.4

0.8

VG_S1 VG_S2

0.05 0.05001 0.05002

Time (s)

0

1

VG_Q1 VG_Q2


0

0.4

0.8

VG_S1 VG_S2

0.05 0.05001 0.05002

Time (s)

0

1

VG_Q3 VG_Q4


(a)

4.9985

5.002

I_o

0.050005 0.05001 0.050015 0.05002

Time (s)

399.8400

400.2

V_o

Io(t) (A)

399.8

400

400.2

V_o

0.050005 0.05001 0.050015 0.05002

Time (s)

399.8400

400.2

V_o

Vo(t) (V)

0

-10

10

I(C3)

0.050005 0.05001 0.050015 0.05002

Time (s)

0

-400

400

V_Llk

IC3(t) (A)

0

-10

10

I(S3) I(Q3)

0.050005 0.05001 0.050015 0.05002

Time (s)

0

0.4

0.8

VG_Q3 VG_Q4

IS3(t) (A) IQ3(t) (A)

0

-10

10

I(S1) I(Q1)

0.050005 0.05001 0.050015 0.05002

Time (s)

0

0.4

0.8

VG_Q3 VG_Q4

IS1(t) (A) IQ1(t) (A)

0

100

200

V_S3 V_Q3

0.050005 0.05001 0.050015 0.05002

Time (s)

0

0.4

0.8

VG_Q3 VG_Q4

VS3(t) (V) VQ3(t) (V)

(b)

,

,

,

,

zaman(s)zaman(s)

0,05 0,05001 0,05002 0,05 0,05001 0,05002

400,2

400

399,8

5,002

5

4,998

BÖLÜM 4. 3LTT-IBDC DÖNÜŞTÜRÜCÜNÜN GERÇEK

ZAMANLI UYGULAMASI

Bu bölümde dönüştürücünün deneysel doğrulaması, 2kW gücünde bir prototip

üretilerek yapılmıştır. Deneysel doğrulama için anahtar akım ve gerilim stresleri,

endüktans akım ve gerilimi, dönüştürücünün gerilim kazancı ve güç aktarım

karakteristiğinin yanı sıra %20-%100 yük bölgesindeki verim değerleri araştırılmıştır.

Prototipte kullanılan temel devre elemanları ve özellikleri Tablo 4.1.’de verildiği

gibidir.

Tablo 4.1. Prototipte kullanılan temel devre elemanları ve özellikleri.

Tanım Açıklama Değer

Trafo

Sarım Oranı 𝑛𝑝

𝑛𝑠= 𝑛 1

Primer Tur Sayısı 𝑛𝑝 8

Sekonder Tur Sayısı 𝑛𝑠 8

Malzeme Tipi Epcos E-Core E65/32/27 (N87)

Mıknatıslanma Endüktansı 𝐿𝑚 700µH

Kaçak Endüktansı 𝐿𝑇𝑟𝐿𝑘 470nH

Bobin

Tur Sayısı 𝑛 43

Malzeme Tipi Micrometals MP-157014-2

Endüktansı 𝐿𝑙𝑘 35µH

Anahtarlar

𝑆1, 𝑆2, 𝑆3, 𝑆4, 𝑄1, 𝑄2, 𝑄3, 𝑄4 Fairchild

Mosfet FCH47N60F

Giriş Kapasitesi

𝐶1, 𝐶2 Kendeil

Alüminyum Elektrolitik 100µF / 250V

Çıkış Kapasitesi

𝐶3, 𝐶4 Kendeil

Alüminyum Elektrolitik 100µF / 250V

Yük Bankası 10 kademeli (%10-%100) 2kW

Kontrolör DSP

Texas Instruments TMS320F28377

Prototip; ana güç kartı, kontrol kartı, haberleşme kartı ve iki adet sürücü kartı olmak

üzere beş adet alt karttan meydana gelmektedir. Ana güç kartı; yarı iletken anahtarlar,

izolasyon trafosu, harici endüktans, giriş ve çıkış filtre kapasitörleri, soğutucular ve

30

fanlardan oluşmaktadır. Kontrol kartı, Texas Instruments firmasının C2000-Delfino

serisine ait TMS320F28377 üretici kodlu DSP kullanılarak tasarlanmıştır. Kontrol

kartıyla bilgisayar haberleşmesini, UART üzerinden sağlayan haberleşme kartı izole

olarak tasarlanmıştır. Primer ve sekonder köprüler için iki adet sürücü kartı

kullanılmıştır. Her bir sürücü kartı, dört adet izole bağımsız gerilim kaynağına sahiptir.

Sürme sinyallerinin yarı iletkenlere aktarımı, Fairchild firmasının FOD3184 optik

izolatörü ile sağlanmaktadır. Filtre kapasitörleri, harici endüktans ve trafo gibi devre

elemanlarının seçimi ve tasarımı, dönüştürücün verimi üzerinde önemli bir etkiye

sahiptir. Bu nedenle filtre kapasitörleri olarak, düşük eşdeğer seri dirence (low esr)

sahip kapasitörler seçilmiştir. Ayrıca trafo ve harici endüktans gibi sargılı elemanların

tasarımında kullanılan manyetik malzemenin tipi ve ölçüsünün yanı sıra iletkenin

kesiti ve kesit geometrisi, sırasıyla çekirdek ve bakır kayıplarını önemli ölçüde

etkilemektedir. Bu nedenle harici endüktans ve trafonun tasarımında bu etkiler göz

önünde bulundurularak, uygun tip, ölçü ve geometriye sahip manyetik malzeme ve

sargılar kullanılmıştır. Dönüştürücüye ait prototipin resmi Şekil 4.1.’de verilmiştir.

Şekil 4.1. 3LTT-IBDC dönüştürücünün prototipi.

Çıkış

Akımı

Çıkış

Gerilimi

Giriş

Akımı

Giriş

Gerilimi

Haberleşme

KartıDSP

(TMS320F28377)

S k

öp

rü

sü

Sürücü (S)

Sürücü

(Q)

YÜK

BANKASI

31

Tam yük koşulunda yapılan deneylere ait osiloskop çıktıları Şekil 4.2.’de verilmiştir.

Şekil 4.2.(a)’daki osiloskop çıktısında; Kanal1 (koyu mavi) 𝑆1 anahtarının, Kanal2

(turkuaz) 𝑄1 anahtarının sürme sinyalleri olmak üzere, Kanal3 (eflatun) ve Kanal4

(yeşil) harici endüktansın sırasıyla gerilimine ve akımına ait dalga şekillerini

göstermektedir.

Şekil 4.2. (a) Tam yük koşulunda harici endüktansın gerilimi ve akımı, (b) Tam yük koşulunda primer ve sekonder

köprülerinin gerilimleri, (c) Tam yük koşulunda S1 anahtarının akımı ve gerilimi, (d) Tam yük koşulunda

S3 anahtarının akımı ve gerilimi.

Şekil 4.2.(a)’dan görüleceği üzere harici endüktansın gerilimi çok seviyeli dalga

şekline sahiptir. Şekil 4.2.(b)’deki osiloskop çıktısında Kanal1 (koyu mavi) 𝑆1

anahtarının, Kanal2 (turkuaz) 𝑄1 anahtarının sürme sinyalleri olmak üzere, Kanal3

(eflatun) 𝑣𝑎𝑏(𝑡), Kanal4 (yeşil) 𝑣𝑐𝑑(𝑡) köprü gerilimlerine ait dalga şekillerini

göstermektedir. Şekil 4.2.(b)’den görüleceği üzere köprü gerilimleri üç seviyeli

gerilim dalga şekline sahiptir. Şekil 4.2.(c)’deki osiloskop çıktısında Kanal1 (koyu

mavi) 𝑆1 anahtarının sürme sinyali olmak üzere, Kanal2 (turkuaz) 𝑆1 anahtarının

akımına, Kanal3 (eflatun) 𝑆1 anahtarının gerilimine, Kanal4 (yeşil) kaçak endüktansın

akımına ait dalga şekillerini göstermektedir. Şekil 4.2.(c)’den görüleceği üzere 𝑆1

anahtarının gerilimi üç seviyeli dalga şekline sahiptir. Burada 𝑆1 tam bara gerilimine

maruz kalmasına rağmen anahtarlama anında bara geriliminin yarısına maruz

(a)

VG_S1

[5V/div]

VLlk

[200V/div]

iLlk

[20A/div]

VG_Q1

[5V/div]

[4μs/div]

(b)

VG_S1

[5V/div]

Vab

[200V/div]

Vcd

[200Vdiv]

VG_Q1

[5V/div]

[4μs/div]

(c)

VG_S1

[5V/div]

VS1

[200V/div]

iLlk

[20A/div]

iS1

[20A/div]

[4μs/div]

(d)

VG_S3

[5V/div]

VS3

[200V/div]

iLlk

[20A/div]

iS3

[20A/div]

[4μs/div]

32

kalmaktadır. Bu durum anahtarlama kayıplarını azaltmaktadır. Şekil 4.2.(d)’deki

osiloskop çıktısında Kanal1 (koyu mavi) 𝑆3 anahtarının sürme sinyali olmak üzere,

Kanal2 (turkuaz) 𝑆3 anahtarının akımına, Kanal3 (eflatun) 𝑆3 anahtarının gerilimine,

Kanal4 (yeşil) kaçak endüktansın akımına ait dalga şekillerini göstermektedir. Şekil

4.2.(d)’den görüleceği üzere, 𝑆3 anahtarı bara geriliminin yarısına maruz kaldığından,

𝑆3 anahtarının anahtarlama kayıpları düşük olacaktır.

Tam yük koşulunda ve %35 yük koşulunda yapılan deneylere ait osiloskop çıktıları

Şekil 4.3’te verilmiştir. Şekil 4.3.(a)’daki osiloskop çıktısında Kanal1 (koyu mavi) 𝑄1

anahtarının sürme sinyali olmak üzere, Kanal2 (turkuaz) 𝑄1 anahtarının akımına,

Kanal3 (eflatun) 𝑄1 anahtarının gerilimine, Kanal4 (yeşil) kaçak endüktansın akımına

ait dalga şekillerini göstermektedir. Şekil 4.3.(a)’dan görüleceği üzere 𝑄1 anahtarının

gerilimi üç seviyeli dalga şekline sahiptir. Burada 𝑄1 tam bara gerilimine maruz

kalmasına rağmen, anahtarlama anında bara geriliminin yarısına maruz kalmaktadır.

Bu durum anahtarlama kayıplarını azaltmaktadır.

Şekil 4.3. (a) Tam yük koşulunda Q1 anahtarının akımı ve gerilimi, (b) Tam yük koşulunda Q3 anahtarının akımı

ve gerilimi, (c) Tam yük koşulunda çıkış akımı ve gerilimi, (d) %35 yük koşulunda BCM çalışma için

harici endüktansın akımı ve gerilimi.

(a)

VG_Q1

[5V/div]

VQ1

[200V/div]

iLlk

[20A/div]

iQ1

[20A/div]

[4μs/div]

(b)

VG_Q3

[5V/div]

VQ3

[200V/div]

iLlk

[20A/div]

iQ3

[20A/div]

[4μs/div]

(c)

V0

[100V/div]

I0

[2A/div]

[4μs/div]

(d)

VG_Q3

[5V/div]

VLlk

[200V/div]

iLlk

[20A/div][4μs/div]

33

Şekil 4.3.(b)’deki osiloskop çıktısında Kanal1 (koyu mavi) 𝑄3 anahtarının sürme

sinyali olmak üzere, Kanal2 (turkuaz) 𝑄3 anahtarının akımına, Kanal3 (eflatun) 𝑄3

anahtarının gerilimine, Kanal4 (yeşil) kaçak endüktansın akımına ait dalga şekillerini

göstermektedir. Şekil 4.3.(b)’den görüleceği üzere 𝑄3 anahtarı bara gerilimin yarısına

maruz kaldığından anahtarlama kayıpları düşük olacaktır. Şekil 4.3.(c)’de Kanal1

(koyu mavi) çıkış geriliminin (𝑉𝑜) ve Kanal2 (turkuaz) çıkış akımının (𝐼𝑜) dalga şeklini

göstermektedir. Şekilden görüleceği üzere, 400V giriş gerilimi ve 2kW çıkış gücü için

çıkış gerilimi ve akımı sırasıyla 400V ve 5A olarak gerçekleşmektedir. Bu çalışma

koşulları için Denklem (3.12) ile hesaplanan δ değeri 0,11472 iken, deneysel olarak

uygulanan δ değeri 0,11175 olmuştur. Şekil 4.3.(d)’deki osiloskop çıktısında Kanal1

(koyu mavi) 𝑆1 anahtarının sürme sinyali olmak üzere, Kanal2 (turkuaz) kaçak

endüktansın BCM modundaki gerilimine, Kanal3 (eflatun), kaçak endüktansın BCM

moddaki akımına ait dalga şekillerini göstermektedir. Bu durumdaki giriş ve çıkış

gerilimleri 400V, uygulanan δ değeri 0,034 ve çıkış gücü %35 civarındadır. Şekil

4.3.(d)’den görüleceği üzere, harici endüktans akımının dalga şekli, sınır çalışma

modunda (BCM) gerçekleşmektedir.

Şekil 4.4.’te dönüştürücünün güç aktarım ve giriş gerilim karakteristiği verilmiştir.

Şekil 4.4.(a)’da farklı yük koşullarında, Denklem (3.12) ile hesaplanan δ değerleriyle,

deneysel olarak uygulanan δ değerleri arasındaki ilişki gösterilmiştir. Şekil 4.4.(a)’da,

giriş gerilimi 400V olmak üzere, farklı yük koşulları için hesaplanan δ değerlerinin,

400V çıkış gerilimini sağlayıp sağlamadığı kontrol edilmiştir. Şekil 4.4.(b)’de ise,

farklı giriş gerilimleri için Denklem (3.12) ile hesaplanan δ değerleriyle, deneysel

olarak uygulanan δ değerleri arasındaki ilişki gösterilmektedir.

Şekil 4.4. Güç aktarım ve giriş gerilim karakteristiği (a) Farklı güç seviyeleri için hesaplanan ve uygulanan δ

değerleri, (b) Farklı giriş gerilimleri için hesaplanan ve uygulanan δ değerleri.

340 360 380 400 420

δ

Vin[V]

δ(Hsp.), D=47% δ(Uyg.), D=47%

(b)

30 40 50 60 70 80 90 100

δ

Pₒ[%]

δ(Hsp.), D=47% δ(Uyg.), D=47%

(a)

0,20

0,15

0,10

0,05

0,00

0,20

0,15

0,10

0,05

0,00

34

Şekil 4.4.(b)’de tam yük koşulunda, giriş gerilimi 340V’den başlayarak, 20V

aralıklarla artırılmak suretiyle, Denklem (3.12) ile hesaplanan δ değerleriyle, deneysel

olarak uygulanan δ değerleri analiz edilmiştir. Analiz sonuçlarına göre hesaplanan δ

değerleri ile deneysel olarak uygulanan δ değerleri büyük oranda örtüşmektedir.

Devrenin teorik analizi yapılırken, devre elemanları ideal kabul edildiği, ayrıca

anahtarlar arasındaki ölü zaman ihmal edildiği için deneysel çalışmada uygulanan δ

değerleri ile hesaplanan δ değerleri arasında küçük farklılıkların olması beklenen bir

durumdur.

Şekil 4.5.(a)’da dönüştürücünün verimi ve Şekil 4.5.(b)’de ilgili anahtarlara ait kayıp

analizi gösterilmiştir. Verim ölçümlerinde dört adet yüksek çözünürlüklü ölçü aleti

kullanılmıştır. Verim analizinin yüksek doğrulukta olması için ölçümler, fotoğraflama

yöntemiyle eş zamanlı olarak alınmıştır. Şekil 4.5.(a)’da görüldüğü gibi

dönüştürücünün maksimum verimi (%70 yük koşulunda) %96,81, minimum verimi

ise (%20 yük koşulunda) %90,15 olarak ölçülmüştür. Ayrıca dönüştürücünün tam yük

koşulundaki verimi %96,27 olarak ölçülmüştür. Literatürde üç seviyeli IBDC

topolojileri için karşılaşılan maksimum verim sonuçları (%94,8 (2,8kW) [44], %95,5

(1,2kW) [67], %96,5 (1,2kW) [68], %96,71 (1kW) [39]) ile amaçlanan

dönüştürücünün verimleri karşılaştırıldığında, amaçlanan dönüştürücünün verimi (tüm

anahtarlama elemanları için yumuşak anahtarlama gerçekleşmemesine rağmen) daha

yüksektir. Şekil 4.5.(b)’de 𝑆1, 𝑆3, 𝑄1, 𝑄3 anahtarlarının tam yük koşulunda

anahtarlama ve iletim kayıpları verilmiştir. Bu dört anahtar için toplam kayıplar

yaklaşık olarak 25W’tır. Ayrıca 𝑆2, 𝑆4, 𝑄2, 𝑄4anahtarlarının anahtarlama ve iletim

kayıplarının, yaklaşık olarak 𝑆1, 𝑆3, 𝑄1, 𝑄3 anahtarlarının iletim ve anahtarlama

kayıplarına eşit olduğu görülmüştür. Buna göre tüm anahtarların toplam kayıplarının,

Şekil 4.5. Verim ve kayıp analizleri (a) Verim analizi, (b) S1, S3, Q1, Q3 anahtarlarına ait kayıp analizi.

88

90

92

94

96

98

20 30 40 50 60 70 80 90 100

[%]

Veri

m [

%]

(a)

0

2

4

6

8

10

12

S1 S3 Q1 Q3

Gü

ç K

ayıp

ları

[W]

SG Diyotu Anh. SG Diyotu İltm. Mosfet Anh. Mosfet İltm.

(b)

0,310

0,225

1,320

2,250 0,588

0,411

1,243

4,088

0,000

0,550

5,292

4,625

1,979

0,648

1,321

0,204

35

yaklaşık olarak 50W olduğu anlaşılmaktadır. Trafo, harici endüktans ve kapasitör gibi

diğer devre elemanlarının yaklaşık toplam kaybı 27,5W’tır. Dönüştürücünün verim

analizinde toplam güç kaybı yaklaşık olarak 77,5W olarak ölçülmüştür. Anahtarlama

elemanlarına ait kayıplar ölçümleme yöntemiyle elde edilmiştir. Ölçümlemede

Tektronix firmasının MDO3014 osiloskopu, TCP0030 akım probu ve P5205A gerilim

probu kullanılmıştır. Ölçümleme Tektronix firmasının önerdiği yöntemlere uyularak

yapılmıştır [69].

Dönüştürücünün deneysel çalışmaları yapılırken, anahtarların tam yük koşulunda,

anahtarlama geçiş anları da incelenmiştir. Şekil 4.6.’da, 𝑆1 ve 𝑆3 anahtarlarının,

anahtarlama geçiş anlarına ait dalga şekilleri verilmiştir. Şekillerde Kanal1 (koyu

mavi) ilgili anahtarın sürme sinyalini, Kanal3 (eflatun) ilgili anahtarın gerilim dalga

şeklini, Kanal4 (yeşil) ilgili anahtarın akım dalga şeklini göstermektedir. Şekil

4.6.(a)’da, 𝑆1 anahtarı ve bu anahtara ait serbest geçiş (SG) diyotunun iletime girerken

gerçekleşen, anahtarlama geçiş anları görülmektedir.

Şekil 4.6. S1 ve S3 anahtarlarına ait anahtarlama geçişleri.

(d)

S3 DIODE

ON

S3 DIODE

OFF

VG_S3

[10V/div]

VS3

[100V/div]

iS3

[10A/div] [400ns/div]

(b)

S1

OFF

VS1

[100V/div]

iS1

[10A/div]

VG_S1

[10V/div]

[400ns/div]

(a)

S1 DIODE

ON

S1

ON

VG_S1

[10V/div]

VS1

[100V/div]

iS1


(c)

S3

ON

S3

OFF

VG_S3

[10V/div]

VS3

[100V/div]

iS3

[10A/div][400ns/div]

36

𝑆1 anahtarının SG diyotu iletime girerken sert anahtarlama gerçekleşmektedir. Bunun

yanı sıra, 𝑆1 anahtarının SG diyotu iletime girerken, anahtar gerilimi bara geriliminin

yarısına eşittir. Dolayısı ile bu durum anahtarlama kayıplarının azalmasını

sağlamaktadır. 𝑆1 anahtarının kendisi iletime girerken, anahtar gerilimi sıfır

olduğundan, iletime girme kaybı da sıfırdır. Şekil 4.6.(b)’de, 𝑆1 anahtarı kesime

giderken gerçekleşen anahtarlama geçiş anı görülmektedir. Şekilden görüleceği üzere

𝑆1 anahtarı kesime giderken kısmi yumuşak anahtarlama gerçekleşmektedir. Bunun

yanı sıra, 𝑆1 anahtarı kesime giderken, anahtar gerilimi bara geriliminin yarısına eşittir.

Şekil 4.6.(c)’de, 𝑆3 anahtarı iletime girerken ve kesime giderken gerçekleşen,

anahtarlama geçiş anları görülmektedir. 𝑆3 anahtarı iletime girerken, tam yumuşak

anahtarlama gerçekleşmekte, kesime giderken ise kısmi yumuşak anahtarlama

gerçekleşmektedir. 𝑆3 anahtarı iletime girerken ve çıkarken, anahtar gerilimi bara

geriliminin yarısına eşittir. Şekil 4.6.(d)’de, 𝑆3 anahtarının SG diyotu iletime girerken

ve kesime giderken gerçekleşen, anahtarlama geçiş anıları görülmektedir. 𝑆3

anahtarının SG diyotu iletime girerken, sert anahtarlama gerçekleşmekte, kesime

giderken ise yumuşak anahtarlama gerçekleşmektedir. 𝑆3 anahtarının SG diyotu

iletime girerken ve kesime giderken, anahtar gerilimi bara geriliminin yarısına eşittir.

Şekil 4.7.’de, 𝑄1 ve 𝑄3 anahtarlarının, anahtarlama geçiş anlarında ait dalga şekilleri

verilmiştir. Şekillerde Kanal1 (koyu mavi) ilgili anahtarın sürme sinyalini, Kanal3

(eflatun) ilgili anahtarın gerilim dalga şeklini, Kanal4 (yeşil) ilgili anahtarın akım

dalga şeklini göstermektedir. Şekil 4.7.(a)’da, 𝑄1 anahtarının SG diyotu iletime

girerken gerçekleşen, anahtarlama geçiş anı görülmektedir. 𝑄1 anahtarının SG diyotu

iletime girerken sert anahtarlama gerçekleşmektedir. Bunun yanı sıra, 𝑄1 anahtarının

SG diyotu iletime girerken, anahtar gerilimi bara geriliminin yarısına eşittir. Dolayısı

ile bu durum anahtarlama kayıplarının azalmasını sağlamaktadır. Şekil 4.7.(b)’de, 𝑄1

anahtarının SG diyotu ve 𝑄1 anahtarı kesime giderken gerçekleşen, anahtarlama geçiş

anı görülmektedir. Şekilden görüleceği üzere 𝑄1 anahtarının SG diyotu kesime

giderken, anahtar gerilimi sıfır olduğundan, kesime gitme kaybı da sıfırdır. 𝑄1

anahtarının kendisi kesime giderken ise sert anahtarlama gerçekleşmektedir. Bunun

yanı sıra, 𝑄1 anahtarı kesime giderken, anahtar gerilimi bara geriliminin yarısına

eşittir.

37

Şekil 4.7. Q1 ve Q3 anahtarlarına ait anahtarlama geçişleri.

Şekil 4.7.(c)’de, 𝑄3 anahtarı iletime girerken ve kesime giderken gerçekleşen,

anahtarlama geçiş anıları görülmektedir. 𝑄3 anahtarı iletime girerken, tam yumuşak

anahtarlama gerçekleşmekte, kesime giderken ise kısmi yumuşak anahtarlama

gerçekleşmektedir. 𝑄3 anahtarı kesime giderken, anahtar gerilimi bara geriliminin

yarısına eşittir. Şekil 4.7.(d)’de, 𝑄3 anahtarının SG diyotu iletime girerken ve kesime

giderken gerçekleşen, anahtarlama geçiş anları görülmektedir. 𝑄3 anahtarının SG

diyotu iletime girerken, sert anahtarlama gerçekleşmekte, kesime giderken ise

yumuşak anahtarlama gerçekleşmektedir. 𝑄3 anahtarının SG diyotu iletime girerken,

anahtar gerilimi bara geriliminin yarısına eşittir.

(b)

Q1 OFF

Q1 DIODE

OFF

VG_Q1

[10V/div]

VQ1

[100V/div]

iQ1

[10A/div]

[400ns/div]

(a)

Q1 DIODE

ON

VG_Q1

[10V/div]

VQ1

[100V/div]

iQ1


(c)

Q3

ON

Q3

OFF

VG_Q3

[10V/div]

VQ3

[100V/div]

iQ3

[10A/div]

[400ns/div]

(d)

Q3 DIODE

ONQ3 DIODE

OFF

VG_Q3

[10V/div]

VQ3

[100V/div]

iQ3


BÖLÜM 5. 3LTT-IBDC DÖNÜŞTÜRÜCÜNÜN KAPALI ÇEVRİM

KONTROLÜ

Bu bölümde, amaçlanan dönüştürücün kapalı çevrim kontrolü için yapılan çalışmalar

sunulmuştur. Bu bağlamda ilk olarak kapalı çevrim kontrolünde kullanılacak olan

kontrolör tipi belirlenmiştir. Kontrolör tipi belirlendikten sonra, kontrolör

parametrelerinin nasıl seçileceğine ilişkin yaklaşım sunulmuştur. Diğer yandan

sistemin kapalı çevrim kontrolü, DSP ile gerçekleştirileceği için kontrolörün

ayrıklaştırılması ve ayrıklaştırılmış kontrolörün programlanmasına değinilmiştir. İlave

olarak kapalı çevrim kontrolünde karşılaşılan, integratör yığılması probleminden

bahsedilmiş ve yığılma önleyici amaçlı tasarım sunulmuştur. Son olarak ise

simülasyon yardımıyla kontrolör katsayıları belirlenmiş ve en kötü koşullar dikkate

alınarak, simülasyon aşamasında belirlenen kontrolör katsayılarının, gerçek zamanlı

sistem ile uygunluğu test edilmiştir.

PID kontrolör kolay uygulanması ve verimli sonuçlar sağlaması açısından endüstride

yaygın olarak kullanılmaktadır. PID kontrolör; oransal kontrolör (P), integral kontrolör

(I) ve türevsel kontrolör (D) karakteristiklerinin tümünü kapsamaktadır. Bu nedenle

PID kontrolörde 𝐾𝑃, 𝐾𝐼, 𝐾𝐷 olmak üzere üç adet kontrol parametresi mevcuttur.

Literatürde, bu parametrelerin hesaplanmasına ilişkin modele dayalı birçok analiz ve

yöntem mevcuttur. Fakat endüstride karşılaşılan sistemlerin karmaşık yapısı, bu

sistemlerin modellenmesini zorlaştırmaktadır. Bu nedenle PID parametrelerinin

tespiti, endüstride, genellikle deneme yanılma yöntemiyle yapılmaktadır. Deneme

yanılma yöntemiyle kontrol parametrelerinin tespiti için öncelikle P, I, D

kontrolörlerinin, kapalı çevrim sistemi üzerindeki, bağımsız etkileri incelenmelidir. P

kontrolör (𝐾𝑃), kapalı çevrim cevabının yükselme zamanını ve sürekli hal hatasını

azaltır, ancak sürekli hal hatasını tamamen ortadan kaldıramaz. I kontrolör (𝐾𝐼), sürekli

hal hatasını ortadan kaldırır, fakat sistemin geçici cevabını yavaşlatır. D kontrolör

(𝐾𝐷), sistem kararlılığını artırmakla birlikte, çıkış aşımını azaltır, geçici cevabı

39

iyileştirir. Burada dikkat edilmesi gereken nokta, PID kontrolörün 𝐾𝑃, 𝐾𝐼, 𝐾𝐷

katsayılarının birbirlerine bağlı olduğu ve bağımsız kontrolörler için yapılan

genellemenin her zaman geçerli olmayacağıdır. Dolayısı ile PID kontrolörün kapalı

çevrim üzerine olan etkisi, gerçek sistem üzerinde yapılacak testler veya simülasyon

yardımıyla daha detaylı analiz edilmelidir [70,71]. Ayrıca kontrol edilecek olan

sistemin davranışına göre, kullanılacak kontrolör tipinin seçilmesi de önem arz

etmektedir. PID kontrolör, özellikle yavaş değişimler içeren sistemler için uygunken,

PI kontrolör, küçük zaman sabitine sahip sistemler için kullanılmaktadır. PD kontrolör

ise çok sayıda zaman sabitine sahip sistemler için etkilidir [72]. Güç elektroniği temelli

dönüştürücülerin zaman sabiti genellikle küçük olduğundan, amaçlanan

dönüştürücünün kontrolünde PI kontrolör kullanılacaktır. Sürekli zaman PI

kontrolörlü sisteme ait kapalı çevrim blok diyagramı Şekil 5.1.’de verilmiştir. Burada

𝑉𝑟𝑒𝑓(𝑠) referans sinyalini, 𝐸(𝑠) hata sinyalini, 𝜃(𝑠) kontrol sinyalini, 𝑉𝑜(𝑠) amaçlanan

dönüştürücünün çıkış gerilimini, 𝐾𝐻 geri besleme kazancını, 𝐺𝑃(𝑠) ise kontrol

edilecek sistemi (dönüştürücüyü) temsil etmektedir.

Şekil 5.1. Sürekli zaman PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı.

5.1. Sürekli Zaman PI Kontrolörün Ayrıklaştırılması

Dönüştürücünün kapalı çevrim kontrolü, bir DSP ile ayrık zamanlı olarak

gerçekleştirileceği için, sürekli zaman PI kontrolörün ayrıklaştırılması gerekmektedir.

Sürekli zaman PI kontrolörün ayrıklaştırılmasında, Backward Euler yaklaşımı

kullanılmıştır. PI kontrolörün sürekli zaman ifadesi Denklem (5.1) ile ifade edilebilir.

𝑃𝐼(𝑠) = 𝐾𝑃(1 +1

𝑇𝐼𝑆) (5.1)

𝑇𝑆 örnekleme periyotu olmak üzere, Backward Euler yaklaşımına göre, Denklem

(5.1)’deki S ifadesinin yerine, Denklem (5.2)’deki karşılığı koyulabilir.

KH

+- GP(s) Vo(s)Vref (s)E(s) θ(s)

PI(s)

40

𝑆 =𝑧 − 1

𝑧𝑇𝑠 (5.2)

Bu işlemlerin sonunda, PI kontrolörün ayrık zaman modeli, 𝐾𝐼 = 𝐾𝑃𝑇𝑆

𝑇𝐼 olmak üzere,

Denklem (5.3)’teki gibi elde edilir.

𝑃𝐼(𝑧) = 𝐾𝑃 + 𝐾𝐼𝑧

𝑧 − 1 (5.3)

Dönüştürücünün ayrık zaman PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı Şekil

5.2.’de gösterildiği gibidir. Şekil 5.2.’de görülen E(z), ayrık zamanlı hata işareti, θ(z),

ayrık zamanlı kontrol büyüklüğü, 𝐾𝑆, yazılım kazancı, 𝐾𝐻 ise donanım kazancıdır.

Şekil 5.2. Ayrık zaman PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı.

5.2. Ayrık Zaman PI Kontrolörün Programlanması

Ayrık zamanlı PI kontrolörün programlanmasında, kolaylık olması için Paralel

Programlama yöntemi kullanılmıştır. Bu yöntemde ayrık zamanlı sistem; toplamlar

şeklinde programlanır. Programlama işleminin yapılabilmesi için bir ara ifadeye

(𝑋(𝑧)) ihtiyaç vardır. İlave olarak, hafıza elemanının (𝑧−1) ifade edilmesi de

gerekmektedir. Bu nedenle kontrolörün pay ve paydası, 𝑋(𝑧) ve 𝑧−1 ile ayrı ayrı

çarpılır ve bölünür. Bu durumda Denklem (5.4) elde edilir.

𝑃𝐼(𝑧) =𝜃(𝑧)

𝐸(𝑧)= (𝐾𝑃 + 𝐾𝐼

𝑧

𝑧 − 1) (𝑋(𝑧)

𝑋(𝑧)) (

𝑧−1

𝑧−1) (5.4)

Ara işlemlerden sonra, programa ait 𝑋(𝑧) ve 𝜃(𝑧)’in ifadeleri, Denklem (5.5) ve (5.6)

ile verilebilir. Denklem (5.6)’da görülen 𝑧−1𝑋(𝑧) değeri, 𝑋(𝑧)’in bir önceki değerini

(hafızayı) ifade etmektedir.

z

z - 1KP+KI

KH

+- GP(s) Vo(s)Vref (z)

KS

Ts

Ts

θ(s)θ(z)E(z)

41

𝜃(𝑧) = 𝐾𝑝𝑒(𝑧) + 𝑥(𝑧) (5.5)

𝑥(𝑧) = 𝐾𝐼𝑒(𝑧) + 𝑧−1𝑥(𝑧) (5.6)

Denklem (5.5) ve (5.6) yardımıyla, kontrolörün programlanmış blok diyagramı Şekil

5.3.’teki gibi çizilebilir.

Şekil 5.3. Programlanmış PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı.

5.3. İntegral Yığılması ve Yığılma Önleyici

Kapalı çevrim kontrol sistemlerinde, kontrol edilen sistemin fiziksel sınırlarına

ulaşıldığında da sistemin güvenli çalışabilmesini sağlamak için, kontrol sinyalinin

sınırlandırılması gerekmektedir. Ancak bu sınırlandırma kontrol sinyali üzerinde

yapılacağı için, kontrolördeki integral elemanı, hata sinyalini işlemeye devam

edecektir. Bu durumda kontrolördeki integral elemanının çıkışı, istenilmeyen ölçüde

büyük ya da küçük değerlere ulaşacaktır. Kontrol edilen sistem, normal çalışmaya

döndüğünde ise integral elemanının beklenen sınırlar içerisine geri dönmesi uzun

zaman alacaktır. Dahası bu durum, sistem cevabında istenmeyen salınımlara yol

açabilir. Kontrolördeki integral elemanının çıkışında meydana gelen bu istenmeyen

durum, integral yığılması olarak tanımlanır ve kontrolör için tasarlanacak bir yığılma

önleyici ile ortadan kaldırılabilir [73]. Bu çalışmada kontrolcü için Geri Hesap

Yöntemi kullanılarak bir yığılma önleyici tasarlanmıştır. Geri Hesap Yöntemiyle

tasarlanmış yığılma önleyicili kontrolörün blok diyagramı Şekil 5.4.’te gösterildiği

gibidir. Şekil 5.4.’teki kontrolör çıkışı (𝜃(𝑧)) doyuma ulaştığında, integral elemanının

çıkışı (𝑋(𝑧)), kontrol değişkenini, doyum noktasına yakın bir noktada tutacak şekilde

ayarlaması gerekmektedir. Yığılma önleyici, sınırlandırılmış sürme sinyali (𝜃𝐿(𝑧)) ile

kontrolör çıkış sinyalinin (𝜃(𝑧)) farkını alarak bir hata sinyali (𝐸𝑌(𝑧)) üretir.

++

KH

+- GP(s) Vo(s)Vref (z)

KS

Ts

Ts

KP

KI

z-1

++

E(z) θ(s)θ(z)

X(z)

42

Ardından, bu hata sinyali, belli bir oranda (𝐾𝐿) kuvvetlendirilerek, kontrolördeki

integral elemanının girişine birim gecikmeli olarak uygulanır. Kontrol sisteminde

doyum gerçekleştiğinde, yığılma önleyicinin hesapladığı hata sinyali (𝐸𝑌(𝑧)) ile

kontrolör çıkış sinyali (𝜃(𝑧)) daima ters işaretli olacaktır. Dolayısı ile geri beslenen

𝐸𝑌(𝑧) sinyali, doyuma ulaşan kontrolör çıkışını bastırarak, doyum noktasına yakın bir

değerde kalmasını sağlayacaktır. Diğer taraftan, sistem normal çalışma sınırlarında ise

(doyum gerçekleşmemiş ise) hata sinyali 𝐸𝑌(𝑧) sıfır olacağından, yığılma önleyicinin

kontrol aksiyonuna hiçbir etkisi olmayacaktır.

Şekil 5.4. Yığılma önleyici ilaveli PI kontrolörlü kapalı çevrim blok diyagramı.

5.4. Simülasyon Yardımı ile Kontrolör ve Yığılma Önleyici Katsayılarının

Belirlenmesi

Dönüştürücünün kontrolör ve yığılma önleyici katsayılarını belirlemek için öncelikle

sistem performansının tanımlanması gerekmektedir. Dönüştürücüye nominal giriş

gerilimi (400V) uygulandığında, yüklü ve yüksüz başlangıç için çıkış gerilimindeki

maksimum aşım %5’i geçmemelidir. Ayrıca dönüştürücü yüklü ya da yüksüz

çalışıyorken, %100 yük çıkışı veya girişi durumunda, çıkış gerilimindeki maksimum

bozulma %5’i aşmamalıdır. Diğer yandan dönüştürücü, tüm bu kriterleri minimum

(350V) ve maksimum (450V) giriş gerilimlerinde de sağlamalıdır.

Simülasyon çalışmasına ait ayrık zaman kontrol devresi Şekil 5.5.’te gösterildiği

gibidir. Devreye ait güç ve modülasyon devreleri Şekil 3.5. ile aynı olduğu için burada

yer verilmemiştir.

++

KH

+- GP(s) Vo(s)Vref(z)

KS

Ts

Ts

KP

KI

z-1

++

++

KL

+-

z-1

θL(s)θL(z)E(z) θ(z)

X(z)

EY(z)

43

Şekil 5.5. Simülasyon çalışmasına ait yığılma önleyicili kontrol devresi.

Yığılma önleyici ve kontrol katsayılarını belirlerken, uygulayıcı her bir katsayının

değişimini iyi gözlemlemelidir. Katsayılar değiştirilirken aynı anda iki katsayı

değiştirilmemelidir. Her adımda bir katsayı değiştirilmeli ve çıkışa etkisi

gözlemlenmelidir. Başlangıç olarak seçilen 𝐾𝐿 = 1, 𝐾𝑃 = 50, 𝐾𝐼 = 1 değerleri için

kapalı çevrim sistem cevabı, Şekil 5.6.’da gösterildiği gibidir. Şekil 5.6.(a)’da çıkış

gerilimin aşımı incelendiğinde, istenilen performans kriterlerinin üzerinde olduğu

görülmektedir. Bu durumda 𝐾𝑃 değeri değiştirilip, sistem cevabı tekrar incelenmelidir.

Ayrıca Şekil 5.6.(b)’de yığılma önleyicinin kontrol aksiyonuna etkisi, yaklaşık 3,7ms

sonra tam olarak ortadan kalkmaktadır. Çıkış gerilimindeki maksimum aşım ise

yaklaşık olarak yedinci milisaniyede gerçekleşmektedir. Bu sebeple bu aşama için,

yığılma önleyici katsayısı (𝐾𝐿) değerinin uygun olduğu söylenebilir.

Şekil 5.6. KL=1, KP=50, KI=1 için kapalı çevrim sistem cevabı.

Yeni 𝐾𝑃 değeri 100 olarak belirlendiğinde elde edilen sistem cevabı Şekil 5.7.’deki

gibidir. Şekil 5.7.(a)’da çıkış geriliminin zamanla değişimi incelendiğinde, maksimum

aşım %5’ten küçük olarak gerçekleşmektedir. Ancak çıkış geriliminin %100 yük girişi

ZOH

fsw

fsw

K

K_P

185

K

K_I

5,5

K

1

K_L

-10

90

phs

V

TETA

V

TETA_L

V

X_Z

X_Z_1

V

E_Z

V

E_Y_Z

K

K_H

3,3/512

V_o

fsw

V_REF

V 1z

1z

0 0.002 0.004 0.006 0.008

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500

V_o(V) I_o*20(A) TETA_L(°) TETA(°)

[0,0037s - 89,99°]

[0,0037s - 89,99°]

TETA

TETA_L

(b)

0 0.02 0.04 0.06

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


[0,021s - 460,461V]

[0,007s - 443,972V] [0,042s - 344,751V]

(a)

0 0,02 0,04

zaman(s)

0 0,002 0,004

zaman(s)

0,006 0,0080,06 0,01

44

ve %100 yük çıkışındaki bozulma miktarı %5’in üzerinde gerçekleşmektedir. Bu

durumda 𝐾𝐼 değeri değiştirilerek, sistem cevabı yeniden analiz edilmelidir. Diğer

taraftan bir önceki testte olduğu gibi, Şekil 5.7.(b)’de, maksimum aşım

gerçekleşmeden önce, yığılma önleyici tam olarak devreden çıkarak kontrol

aksiyonuna etkisinin kalmadığı görülmektedir. Dolayısı ile 𝐾𝐿 değerinin, bu test

aşaması için de uygun olduğu söylenebilir.


Yeni 𝐾𝐼 değeri 4 olarak değiştirildiğinde elde edilen sistem cevabı Şekil 5.8.’de

gösterilmiştir. Şekil 5.8.(a)’da çıkış geriliminin zamanla değişimi incelendiğinde,

maksimum aşımın %5’in üzerine tekrar çıktığı görülmektedir. Diğer taraftan, Şekil

5.8.(a)’da, %100 yük çıkışı ve %100 yük girişinde, çıkış geriliminin bozulma miktarı

%5’in üzerinde gerçekleşmesine rağmen önemli ölçüde iyileşme sağlandığı da

görülmektedir. Şekil 5.7.(b)’de yığılma önleyicinin kapalı çevrim cevabına etkisi

incelendiğinde ise 4,3ms sonra tamamen devreden çıktığı ve kontrol aksiyonuna

etkisinin ortadan kalktığı görülmektedir.


Benzer şekilde yapılan birkaç testten sonra, kontrol katsayıları; 𝐾𝐿 = 1, 𝐾𝑃 = 185,

𝐾𝐼 = 5,5 olarak belirlenmiştir. Şekil 5.9. bu kontrol katsayıları kullanılarak elde edilen

0 0.002 0.004 0.006 0.008

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


[0,0021s - 89,99°]

[0,0021s - 89,99°]

TETA

TETA_L

(b)

0 0.02 0.04 0.06

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


[0,0067s - 408,279V]

[0,021s - 440,845V]

[0,041s - 363,609V]

(a)

0 0,02 0,04

zaman(s)

0 0,002 0,004

zaman(s)

0,006 0,0080,06 0,01

0 0.002 0.004 0.006 0.008

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


TETA

TETA_L

[0,0043s - 89,98°]

[0,0043s - 89,98°]

(b)

0 0.02 0.04 0.06

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


[0,021s - 430,812V]

[0,006s - 424,276V] [0,041s - 372,464V]

(a)

0 0,02 0,04

zaman(s)

0 0,002 0,004

zaman(s)

0,006 0,0080,06 0,01

45

kapalı çevrim sistem cevabına aittir. Şekil 5.9.(a)’dan görüleceği üzere, çıkış

geriliminin maksimum aşımı %5’in altında gerçekleşmektedir. Diğer yandan %100

yük çıkışı ve yük girişi için çıkış gerilimindeki maksimum bozulma miktarı %5

civarında gerçekleşmektedir. Şekil 5.9.(b)’de yığılma önleyicinin kontrol aksiyonuna

etkisi incelendiğinde, yığılma önleyicinin yaklaşık olarak 4,1ms sonra devreden çıktığı

ve sistem cevabı üzerinde herhangi bir etkisi olmadığı görülmektedir.

Şekil 5.9. KL=1, KP=185, KI=5,5 için kapalı çevrim sistem cevabı.

Şimdiye kadar yapılan testler en kötü koşul olan tam yüklü başlangıç için

gerçekleştirilmiştir. Ancak sistemin bir de yüksüz başlangıç için test edilerek, bulunan

kontrol katsayılarının uygunluğu araştırılmalıdır. Şekil 5.10.’da yüksüz başlangıç için

elde edilen kapalı çevrim sistem cevabı verilmiştir. Şekil 5.10.(a)’dan görüleceği

üzere, çıkış geriliminin maksimum aşımı %5’ten küçük olarak gerçekleşmektedir.

Ayrıca %100 yük girişi ve çıkışı için gerçekleşen bozulma miktarı %5 civarındadır.

Şekil 5.10.(b)’de yığılma önleyicinin, yüksüz başlangıç için kontrol aksiyonuna etkisi

görülmektedir. Burada yığılma önleyicinin 2,1ms sonra tamamen devreden çıkarak,

aşım, yük girişi ve yük çıkışında, kapalı çevrim cevabına etkisinin olmadığı

görülebilir.

Şekil 5.10. Yüksüz başlangıç durumunda KL=1, KP=185, KI=5,5 için kapalı çevrim sistem cevabı.

0 0.02 0.04 0.06

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


[0,041s - 379,671V]

[0,021s - 420,743V]

[0,0056s - 412,937V]

(a)

0 0.002 0.004 0.006 0.008

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


[0,0041s - 89.99°]

[0,0041s - 89.99°]

TETA_L

TETA

(b)

0 0,02 0,04

zaman(s)

0 0,002 0,004

zaman(s)

0,006 0,0080,06 0,01

0 0.002 0.004 0.006 0.008

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


[0,0021s - 89,94°]

[0,0021s - 89,94°]

TETA

TETA_L

(b)

0 0.02 0.04 0.06

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500


[0,041s - 420,742V]

[0,021s - 379,507V]

[0,0033s - 416,651V]

(a)

0 0,02 0,04

zaman(s)

0 0,002 0,004

zaman(s)

0,006 0,0080,06 0,01

46

Şekil 5.11.’de, kapalı çevrim kontrol sisteminin ve Bölüm 3’teki teorik analizlerin

doğrulanması için, farklı çıkış yükü ve farklı giriş gerilimi koşullarında, PI kontrolörün

hesapladığı sürekli hal açı değerleri gösterilmektedir. Şekil 5.11.(a)’da, çıkış yükü

%30’dan başlamak suretiyle, 10ms aralıklarla %10 artırılarak, %100’e çıkarılmıştır.

Şekil 5.11.(b)’de ise giriş gerilimi 350V’dan başlamak suretiyle, 10ms aralıklarla 25V

artırılarak, 450V’a çıkarılmıştır. Testler esnasında, çıkış yükü ve giriş gerilimindeki

değişimler uygulandıktan sonra, PI kontrolörün sürekli hale ulaşması beklenerek açı

ölçümleri alınmıştır. Her bir koşul için PI kontrolcünün hesapladığı açı değeri faz

kaydırma oranına dönüştürülerek (δ(PI)), Denklem (3.12) ile hesaplanan faz kaydırma

oranı (δ(Dnk.)) ile karşılaştırılmıştır.

Şekil 5.11. Kapalı çevrim kontrol sisteminin hesapladığı açı değerleri (a) Farklı çıkış yükü, (b) Farklı giriş gerilimi.

Şekil 5.12.’de görüleceği üzere, δ(Dnk.) değeri ile δ(PI) değeri neredeyse tam olarak

örtüşmektedir. Sadece Şekil 5.12.(a)’da, %30 yük koşulu için δ(Dnk.) ile δ(PI) değeri

arasında bir fark oluştuğu görülmektedir. Denklem (3.12) ile verilen δ ifadesi CCM

mod için geçerlidir. Dönüştürücü, %30 yükte DCM modda çalışacağı için, Şekil

5.12.’de %30 yük koşulunda, δ(Dnk) değeri ile δ(PI) değeri arasında bir fark meydana

gelmesi olağandır.

Şekil 5.12. Denklem (3.12) ile hesaplanan δ değerleriyle PI kontrolörün hesapladığı δ değerlerinin karşılaştırılması

(a) Farklı çıkış yükleri, (b) Farklı giriş gerilimleri.

0.02 0.04 0.06

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500

V_o(V) V_i(V) TETA_L(°)

[50,66°] [45,42°] [41,29°] [37,93°] [35,11°]

[350V][375V] [400V]

[425V] [450V]

(b)

0.02 0.04 0.06 0.08 0.1

Time (s)

0

-100

100

200

300

400

500

V_o(V) I_o*20(A) TETA_L(°)

[11,58°] [13,91°] [ 17,86°] [21,94°] [26,24°] [30,85°] [35,84°] [41,39°]%30Po %40Po %50Po %60Po %70Po %80Po %90Po %100Po

(a)

0,02 0,04 0,06

zaman(s) zaman(s)

0,08 0,1 0,02 0,04 0,060,03 0,05 0,07

350 375 400 425 450

δ

Vin[V]

δ(Dnk.), D=47% δ(PI), D=47%

(b)

0,15

0,10

0,05

0,00

30 40 50 60 70 80 90 100

δ

Pₒ[%]

δ(Dnk.), D=47% δ(PI), D=47%

(a)

0,15

0,10

0,05

0,00

47

5.5. Deneysel Çalışma ile Sistem Performansının İncelenmesi

Deneysel çalışma, simülasyon yardımıyla elde edilen kontrolör ve yığılma önleyici

parametreleri kullanılarak gerçekleştirilmiştir. Simülasyon çalışmasında olduğu gibi

deneysel çalışmada da sistemin performans analizi, dönüştürücünün yüksüz, yüklü

başlangıç, sistem sürekli halde çalışıyorken %100 yük girişi ve %100 yük çıkışı

koşullarındaki davranışı incelenerek yapılmıştır. Bunların yanı sıra giriş gerilimi için

en kötü koşullar olan maksimum ve minimum değerlerinde, dönüştürücünün

performans analizi incelenmiştir. Deneysel çalışmada, ilk olarak giriş gerilimi 400V’a

ayarlanmış ve performans analizi yapılmıştır.

Şekil 5.13.’te, 400V giriş gerilimi için, dönüştürücünün yüksüz ve yüklü başlangıcına

ait kapalı çevrim cevabı görülmektedir. Şekil 5.13.(a)’da yüksüz başlangıç için çıkış

geriliminin (Kanal1, mavi) maksimum aşımı 414V (Kürsör b) olarak gerçekleşmiştir.

Dönüştürücünün yerleşme zamanı ise yaklaşık olarak 4ms ve sürekli hal çıkış gerilimi

402V (Kürsör a) olarak ölçülmüştür. Şekil 5.13.(b)’de yüklü başlangıç için çıkış

geriliminin (Kanal1, mavi) maksimum aşımı 412V (Kürsör b) olarak gerçekleşmiştir.

Dönüştürücünün yerleşme zamanı ise yaklaşık olarak 6,2ms ve sürekli hal çıkış

gerilimi 400V (Kürsör a) ölçülmüştür.

Şekil 5.13. 400V giriş gerilimi için kapalı çevrim cevabı (a) Yüksüz başlangıç, (b) Yüklü başlangıç.

(b)(a)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div] [2ms/div]

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div] [2ms/div]

48

Şekil 5.14.’te 400V giriş gerilimi için (Kanal3, eflatun) dönüştürücünün %100 yük

girişine (Kanal2, turkuaz) ait kapalı çevrim cevabı görülmektedir. Şekil 5.14.(a)’da

%100 yük girişi için çıkış gerilimindeki (Kanal1, mavi) maksimum çökme 382V

(Kürsör b) ölçülmüş ve yaklaşık 2ms sürede toparlanarak 400V (Kürsör a) seviyesine

oturmuştur. Yükleme testinde, yük giriş ve çıkışının mümkün olduğunca hızlı olması

gerekir. Bu nedenle kontaktör gibi yavaş anahtarlama yapan mekanik bir anahtar

yerine, daha hızlı anahtarlama yapabilen statik bir anahtar ile yükleme işlemi

gerçekleştirilmiştir. Şekil 5.14.(b), çıkış akımının yükselme hızına aittir. Şekilden de

görüleceği üzere, akımın yükselme hızı yaklaşık olarak 25𝐴 µ𝑠⁄ ’dir.

Şekil 5.14. 400V giriş gerilimi için kapalı çevrim cevabı (a) %100 yük girişi, (b) Çıkış akımının yükselme hızı.

Şekil 5.15.’te 400V giriş gerilimi için (Kanal3, eflatun) dönüştürücünün %100 yük

çıkışına (Kanal2, turkuaz) ait kapalı çevrim cevabı görülmektedir. Şekil 5.15.(a)’da

%100 yük çıkışı için, çıkış gerilimindeki (Kanal1, mavi) maksimum aşım 420V

(Kürsör b) ölçülmüş ve çıkış gerilimi yaklaşık 2ms sürede toparlanarak 402V (Kürsör

a) seviyesine oturmuştur. Şekil 5.15.(b)’de akımın alçalma hızı yaklaşık olarak

25𝐴 µ𝑠⁄ ölçülmüştür.

Şekil 5.15. 400V giriş gerilimi için kapalı çevrim cevabı (a) %100 yük çıkışı, (b) Çıkış akımının alçalma hızı.

(a) (b)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io


Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div] [2ms/div]

(a) (b)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div][100ns/div]

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div] [2ms/div]

49

Şekil 5.16.’da 350V giriş gerilimi için, dönüştürücünün yüksüz ve yüklü başlangıcına

ait kapalı çevrim cevabı görülmektedir. Şekil 5.16.(a)’da yüksüz başlangıç için, çıkış

gerilimindeki (Kanal1, mavi) maksimum aşım 416V (Kürsör a) olarak gerçekleştiği

görülmektedir. Dönüştürücünün yerleşme zamanı ise yaklaşık olarak 4ms ve sürekli

hal çıkış gerilimi 402V (Kürsör a) ölçülmüştür. Şekil 5.16.(b)’de yüklü başlangıç için

çıkış geriliminin (Kanal1, mavi) maksimum aşımı 410V (Kürsör a) olarak

gerçekleşmiştir. Dönüştürücünün yerleşme zamanı ise yaklaşık olarak 8,4ms ve sürekli

hal çıkış gerilimi 400V (Kürsör b) ölçülmüştür.


Şekil 5.17.’de 350V giriş gerilimi (Kanal3, eflatun) için dönüştürücünün %100 yük


görüldüğü gibi, %100 yük girişi için, çıkış gerilimindeki (Kanal1, mavi) maksimum

çökme 382V (Kürsör b) olarak ölçülmüş ve yaklaşık 2ms sürede toparlanarak 402V

(Kürsör a) seviyesine oturmuştur. Şekil 5.17.(b)’de görüldüğü gibi akımın yükselme

hızı yaklaşık olarak 27𝐴 µ𝑠⁄ gerçekleşmiştir.


(a) (b)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div][100ns/div]

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div][2ms/div]

(a) (b)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div][100ns/div]

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div][2ms/div]

50

Şekil 5.18.’de 350V giriş gerilimi için (Kanal3, eflatun) dönüştürücünün %100 yük


görüldüğü gibi, %100 yük çıkışı için, çıkış gerilimindeki (Kanal1, mavi) maksimum

aşım 420V (Kürsör b) ölçülmüş ve yaklaşık 2ms sürede toparlanarak 402V (Kürsör a)

seviyesine oturmuştur. Şekil 5.18.(b)’de görüldüğü gibi, akımın alçalma hızı yaklaşık

olarak 25𝐴 µ𝑠⁄ gerçekleşmektedir.


Şekil 5.19.’da, 450V giriş gerilimi için (Kanal3, eflatun) dönüştürücünün yüksüz ve

yüklü başlangıcına ait kapalı çevrim cevabı görülmektedir. Şekil 5.19.(a)’da yüksüz

başlangıç için çıkış gerilimindeki (Kanal1, mavi) maksimum aşım 414V (Kürsör a)

olarak gerçekleşmiştir. Dönüştürücünün yerleşme zamanı ise yaklaşık olarak 3,5ms ve

sürekli hal çıkış gerilimi 402V (Kürsör b) olarak ölçülmüştür. Şekil 5.19.(b)’de yüklü

başlangıç için çıkış geriliminin (Kanal1, mavi) maksimum aşımı 412V (Kürsör b)

olarak gerçekleşmiştir. Dönüştürücünün yerleşme zamanı ise yaklaşık olarak 4,5ms ve

sürekli hal çıkış gerilimi 400V (Kürsör a) ölçülmüştür.


(a) (b)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div][100ns/div]

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div][2ms/div]

(a) (b)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div] [2ms/div]

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div] [2ms/div]

51



%100 yük girişi için çıkış gerilimindeki (Kanal1, mavi) maksimum çökme 382V

(Kürsör b) olarak ölçülmüş ve yaklaşık 2,5ms sürede toparlanarak 400V (Kürsör a)

seviyesine oturmuştur. Şekil 5.20.(b)’de görüldüğü gibi, çıkış akımının yükselme hızı

yaklaşık olarak 27𝐴 µ𝑠⁄ gerçekleşmektedir.




%100 yük çıkışı için çıkış gerilimindeki (Kanal1, mavi) maksimum aşım 420V

(Kürsör b) olarak ölçülmüş ve yaklaşık 2ms sürede toparlanarak 402V (Kürsör a)

seviyesine oturmuştur. Şekil 5.21.(b)’de görüldüğü gibi, çıkış akımının alçalma hızı

yaklaşık olarak 25𝐴 µ𝑠⁄ gerçekleşmektedir.


(a) (b)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io


Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div] [2ms/div]

(a) (b)

Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io


Vo

[100V/div]

Vi

[100V/div]

Io

[2A/div] [2ms/div]

52

Tablo 5.1.’de deneysel çalışmalara ait performans çıktıları gösterilmiştir. Tablodan

görüleceği üzere, tüm çalışma koşullarında, çıkış gerilimindeki aşım %5 sınırını

aşmamaktadır. Ayrıca yük giriş ve çıkışlarında, çıkış geriliminde meydana gelen

bozulma yine %5’i aşmamaktadır. Diğer taraftan dönüştürücünün yerleşme zamanı,

tüm çalışma koşulları için 10ms’nin altında gerçekleşmektedir. Sonuç olarak,

simülasyon yardımıyla belirlenen kontrolör katsayılarının, istenilen performans

kriterlerini sağladığı deneysel çalışma ile doğrulanmıştır.

Tablo 5.1. Deneysel çalışmaya ait performans çıktıları.

Giriş Gerilimi 350V 400V 450V

Aşım (Yüksüz Başlangıç) %4 %3,5 %3,5

Aşım (Yüklü Başlangıç) %2,5 %3 %3

Yerleşme Zamanı (Yüksüz Başlangıç) 4ms 4ms 3,5ms

Yerleşme Zamanı (Yüklü Başlangıç) 8,4ms 6,2ms 4,5ms

Bozulma (%100 yük girişi) %4,5 %4,5 %4,5

Bozulma (%100 yük çıkışı) %5 %5 %5

BÖLÜM 6. SONUÇLAR VE ÖNERİLER

Üç seviyeli T-tipi topoloji, son yıllarda, evirici ve doğrultucu çalışmalarında geniş bir

kullanım alanı bulmuştur. Bu çalışmada, T-tipi topoloji, iki yönlü DA-DA

dönüştürücülere başarılı bir şekilde uygulanarak literatüre kazandırılmıştır. Bu

bağlamda, tasarlanan yeni dönüştürücünün teorik analizinin yanı sıra, simülasyon

çalışması ve gerçek zamanlı uygulaması da yapılmıştır. Teorik analizler neticesinde

elde edilen kaçak endüktans bağıntıları, giriş gerilimi ve güç aktarım karakteristikleri,

gerçek zamanlı prototip üzerinde, açık çevrimli olarak test edilmiştir. Test sonuçları,

teorik analiz ve deneysel sonuçlarının yüksek doğrulukta örtüştüğünü ortaya

koymaktadır. Teorik analizler yapılırken, dönüştürücünün ideal kabul edilmesinden

dolayı, gerçek zamanlı uygulamada meydana gelen küçük sapmalar beklenen bir

durumdur. Dönüştürücünün verimi, METKAL firmasının periyodik kalibrasyonlarını

yaptığı yüksek hassasiyetli ölçü aletleri ile eş zamanlı fotoğraflama metoduyla, %20-

%100 arası yük koşullarında analiz edilmiştir. Analizler neticesinde, dönüştürücünün

%70 yükte maksimum verimi %96,81 olarak ölçülmüştür. Dönüştürücünün tam

yükteki verimi ise %96,27 olarak gerçekleşmiştir. Diğer yandan, dönüştürücünün DSP

tabanlı ayrık zaman kapalı çevrim kontrolüne yönelik çalışmalar da yapılmıştır. Kapalı

çevrim kontrolünde ayrık zaman PI kontrolör kullanılmıştır. Ayrıca, sistemin kapalı

çevrim kontrolünde, kontrol sinyalinin fiziksel sınırlara ulaşması durumunda ortaya

çıkan integratör yığılmalarına karşı, geri hesap yöntemine dayalı bir yığılma önleyici

tasarlanmıştır. Ayrık zamanlı kontrolör katsayıları, simülasyon yardımıyla deneysel

olarak elde edilmiştir. Kontrol katsayılarının uygunluğu, simülasyon ve deneysel

çalışmalar ile, performans kriterleri ve çıktıları karşılaştırılarak araştırılmıştır. Ayrıca,

ikinci kademe doğrulama olarak, çeşitli koşullar altında, simülasyon yardımıyla PI

kontrolörün hesapladığı, köprüler arası faz açılarının sürekli hal değeri ile, teorik

çalışma esnasında giriş gerilim ve güç aktarım karakteristiklerinde elde edilen faz

açılarının karşılaştırması yapılmıştır. Karşılaştırmalar neticesinde, performans

54

çıktılarının, performans kriterlerini sağladığı, bunun yanı sıra, teorik hesaplamalar ile,

kontrolörün hesapladığı sürekli hal faz açılarının örtüştüğü görülmüştür.

Geliştirilen yeni üç seviyeli dönüştürücü, iki seviyeli muadilleri ile karşılaştırıldığında,

anahtarlama elemanlarının gerilim stresleri düşük olduğundan, anahtarlama kayıpları

daha azdır ve bu durum, dönüştürücünün verimini yükseltmiştir. Üç seviyeli

topolojiler, iki seviyeli topolojilere göre daha maliyetli olmasına rağmen, üç seviyeli

topolojilerin yüksek verimli olması, daha yüksek çalışma frekanslarına çıkılarak pasif

elemanların yanı sıra soğutma bloklarının ebatlarının da küçülmesini sağladığından,

üç seviyeli topolojinin toplam üretim maliyetini düşürmektedir.

Geliştirilen yeni üç seviyeli dönüştürücü, mevcut üç seviyeli muadilleri ile

karşılaştırıldığında, anahtarlama elemanlarının sayısı daha az olduğundan,

anahtarlama kayıpları ve anahtar maliyetleri daha düşüktür. Ayrıca, önerilen

topolojinin normal çalışması esnasında meydana gelebilecek iç ve dış kaynaklı

hatalara karşı, koruma aksiyonlarının devreye girerek tüm anahtarları aynı anda

kapatması durumunda anahtarlama elemanları üzerinde eşit bölüşülmemiş blokaj

gerilimleri oluşmadığından, üç seviyeli muadillerine göre daha güvenilirdir. Diğer

yandan tasarlanan dönüştürücü, izolasyon trafosunun her iki tarafında simetrik T-tipi

anahtar yapısı içerdiğinden, aktarılan gücün yönü ve büyüklüğü, modülasyon yöntemi

ve anahtarlama sıralaması değiştirilmeden, köprüler arası faz farkının işareti ve

büyüklüğü değiştirilerek sağlanabilir. Bu durum, tek kontrol büyüklüğü içermesi ve

güç akış yönünün değiştirilmesinde ilave alt rutinlere ihtiyaç duyulmaması açısından

değerlendirildiğinde, amaçlanan dönüştürücünün kontrolünün kolay olduğunu da

ortaya koymaktadır.

Sonuç olarak, dönüştürücünün, teorik analizi, simülasyonu ve gerçek zamanlı

uygulaması yapılarak, tasarlanan yeni üç seviyeli, iki yönlü DA-DA dönüştürücü, iki

seviyeli topolojilerin avantajları ile üç seviyeli topolojilerin avantajlarını

birleştirdiğinden, toplam verim, maliyet, güvenirlik ve kontrol kolaylığı açısından da

değerlendirildiğinde, iki seviyeli ve üç seviyeli rakiplerine göre daha üstündür.

55

Bu çalışmanın içeriği, topoloji odaklı bir araştırma olduğu için modülasyon

yöntemleri, yumuşak anahtarlama yöntemleri, farklı tip yarı iletkenler ile

dönüştürücünün verim analizi ve modelleme gibi konular üzerine çalışma

yapılmamıştır. Modülasyon yöntemleri açısından değerlendirildiğinde, gelecek

çalışmalarda EPS, DPS, TPS gibi farklı modülasyon yöntemleri kullanılarak

dönüştürücünün sirkülasyon gücü ve kayıpları analiz edilebilir. Bunun yanı sıra,

tasarlanan dönüştürücünün, Bölüm 3’te bahsedilen anahtarlama geçiş anları göz önüne

alındığında, bazı anahtarlarda topolojinin doğası gereği tam yumuşak anahtarlama,

bazı anahtarlarda kısmi yumuşak anahtarlama, diğer anahtarlarda ise sert anahtarlama

gerçekleştiği görülmüştür. Verim üzerine yapılacak gelecek çalışmalarda,

dönüştürücüye ait tüm anahtarlarda, yumuşak anahtarlamayı gerçekleştirecek

anahtarlama yöntemleri araştırılabilir. Yine verim üzerine yapılacak çalışmalarda

silisyum karbür (SiC) ve galyum nitrat (GaN) gibi yeni nesil yarı iletkenler

kullanılarak dönüştürücünün verimi daha da yükseltilebilir. İlave olarak kontrol

alanında yapılacak çalışmalarda, dönüştürücünün dinamik modeli türetilerek,

dönüştürücü için model tabanlı kontrolcü tasarımı yapılabilir.

KAYNAKLAR

[1] Liserre, M., Sauter, T., Hung, J. Y., Future energy systems: Integrating

renewable energy sources into the smart power grid through industrial

electronics. IEEE Mag. Ind. Electron., 4(1), 18–37, 2010.

[2] Karshenas, H. R., Daneshpajooh, H., Safaee, A., Bakhshai, A., Jain, P., Basic

families of medium-power soft-switched isolated bidirectional dc-dc

converters. Power Electron. Drive Syst. Technol. Conf., Tehran, 92–97, 2011.

[3] Mumtaz, S., Ahmad, S., Khan, L., Ali, S., Kamal, T., Hassan, S. Z., Adaptive

feedback linearization based neurofuzzy maximum power point tracking for a

photovoltaic system. Energies, 11(3), 606–621, 2018.

[4] Emadi, A., Lee, Y. J., Rajashekara, K., Power electronics and motor drives in

electric, hybrid electric, and plug-in hybrid electric vehicles. IEEE Trans. Ind.

Electron., 55(6), 2237–2245, 2008.

[5] Sarlioglu, B., Morris, C. T., More Electric Aircraft: Review, Challenges, and

Opportunities for Commercial Transport Aircraft. IEEE Trans. Transp.

Electrif., 1(1), 54–64, 2015.

[6] Tariq, M., Maswood, A. I., Gajanayake, C. J., Ooi, G. H. P., Chatterjee, P.,

Madishetti, S., Molligoda, D. A., Gupta, A. K., Battery integration with more

electric aircraft DC distribution network using phase shifted high power

bidirectional DC-DC converter. IEEE Power Energy Eng. Conf., Brisbane,

231–235, 2015.

[7] Devillers, N., Péra, M. C., Bienaimé, D., Grojo, M. L., Influence of the energy

management on the sizing of Electrical Energy Storage Systems in an aircraft.

J. Power Sources, 270(1), 391–402, 2014.

[8] Lahyani, A., Venet, P., Guermazi, A., Troudi, A., Battery/Supercapacitors

Combination in Uninterruptible Power Supply (UPS). IEEE Trans. Power

Electron., 28(4), 1509–1522, 2013.

[9] Chung, H. S. H., Cheung, W., Tang, K. S., A ZCS Bidirectional Flyback DC/DC

Converter. IEEE Trans. Power Electron., 19(6), 1426–1434, 2004.

57

[10] Mohd Mukhtar, N., Lu, D. D.-C., A Bidirectional Two-Switch Flyback

Converter with Cross-Coupled LCD Snubbers for Minimizing Circulating

Current. IEEE Trans. Ind. Electron., 66(8), 5948–5957, 2018.

[11] Kashif, M., Bidirectional flyback DC-DC converter for hybrid electric vehicle:

Utility, working and PSPICE computer model. Postgrad. Res. Microelectron.

Electron. Conf., Hyderabad, 61–66, 2012.

[12] Shagerdmootaab, A., Pourazadi, S., Moallem, M., Menon, C., Control of a high-

voltage bidirectional dc–dc flyback converter for driving DEAs. IET Power

Electron., 11(10), 1698–1705, 2018.

[13] Zhang, F., Yan, Y., Novel forward-flyback hybrid bidirectional DC-DC

converter. IEEE Trans. Ind. Electron., 56(5), 1578–1584, 2009.

[14] Diab-Marzouk, A., Trescases, O., SiC-Based Bidirectional ĆUK Converter

With Differential Power Processing and MPPT for a Solar Powered Aircraft.

IEEE Trans. Transp. Electrif., 1(4), 369–381, 2015.

[15] Li, C., Herrera, L., Jia, J., Fu, L., Isurin, A., Cook, A., Huang, Y., Wang, J.,

Design and implementation of a bidirectional isolated Ćuk converter for low-

voltage and high-current automotive DC source applications. IEEE Trans. Veh.

Technol., 63(6), 2567–2577, 2014.

[16] Aboulnaga, A., Emadi, A., Performance Evaluation of the Isolated Bidirectional

Cuk Converter with Integrated Magnetics. IEEE Power Electron. Spec. Conf.,

Aachen, 1557–1562, 2004.

[17] Li, H., Peng, F. Z., Lawler, J. S., A natural ZVS medium-power bidirectional

DC-DC converter with minimum number of devices. IEEE Trans. Ind. Appl.,

39(2), 525–535, 2003.

[18] Fan, H., Li, H., High-frequency transformer isolated bidirectional DC-DC

converter modules with high efficiency over wide load range for 20 kVA solid-

state transformer. IEEE Trans. Power Electron., 26(12), 3599–3608, 2011.

[19] Xiangli, K., Li, S., Smedley, K. M., Decoupled PWM Plus Phase-Shift Control

for a Dual-Half-Bridge Bidirectional DC-DC Converter. IEEE Trans. Power

Electron., 33(8), 7203–7213, 2018.

[20] Jain, M., Daniele, M., Jain, P. K., A bidirectional DC-DC converter topology

for low power application. IEEE Trans. Power Electron., 15(4), 595–606, 2000.

58

[21] Xuewei, P., Rathore, A. K., Current-fed soft-switching push-pull front-end

converter-based bidirectional inverter for residential photovoltaic power

system. IEEE Trans. Power Electron., 29(11), 6041–6051, 2014.

[22] Zhang, Z., Thomsen, O. C., Andersen, M. A. E., Optimal design of a push-pull-

forward half-bridge (PPFHB) bidirectional DC-DC converter with variable

input voltage. IEEE Trans. Ind. Electron., 59(7), 2761–2771, 2012.

[23] Roggia, L., Schuch, L., Baggio, J. E., Rech, C., Pinheiro, J. R., Integrated full-

bridge-forward dc-dc converter for a residential microgrid application. IEEE

Trans. Power Electron., 28(4), 1728–1740, 2013.

[24] Wang, K., Lin, C. Y., Zhu, L., Qu, D., Lee, F. C., Lai, J. S., Bi-directional DC

to DC converters for fuel cell systems. IEEE Power Electron. Transp., 1(1), 47–

51, 1998.

[25] Chan, H. L., Cheng, K. W. E., Sutanto, D., Phase-shift controlled DC-DC

convertor with bi-directional power flow. Electr. Power Appl., 148(2), 193–

201, 2002.

[26] Inoue, S., Akagi, H., A Bidirectional DC–DC Converter for an Energy Storage

System With Galvanic Isolation. IEEE Trans. Power Electron., 22(6), 2299–

2306, 2007.

[27] Kan, J., Xie, S., Tang, Y., Wu, Y., Voltage-fed dual active bridge bidirectional

DC/DC converter with an immittance network. IEEE Trans. Power Electron.,

29(7), 3582–3590, 2014.

[28] Xuewei, P., Rathore, A. K., Naturally Clamped Soft-Switching Current-Fed

Three-Phase Bidirectional DC/DC Converter. IEEE Trans. Ind. Electron.,

62(5), 3316–3324, 2015.

[29] Kwon, M., Park, J., Choi, S., A bidirectional three-phase push-pull converter

with dual asymmetrical PWM method. IEEE Trans. Power Electron., 31(3),

1887–1895, 2016.

[30] Baars, N. H., Everts, J., Huisman, H., Duarte, J. L., Lomonova, E. A., A 80-kW

Isolated DC–DC Converter for Railway Applications. IEEE Trans. Power

Electron., 30(12), 6639–6647, 2015.

[31] Wang, Z., Li, H., A soft switching three-phase current-fed bidirectional DC-DC

converter with high efficiency over a wide input voltage range. IEEE Trans.

Power Electron., 27(2), 669–684, 2012.

59

[32] Waltrich, G., Hendrix, M. A. M., Duarte, J. L., Three-Phase Bidirectional

DC/DC Converter with Six Inverter Legs in Parallel for EV Applications. IEEE

Trans. Ind. Electron., 63(3), 1372–1384, 2016.

[33] Tao, H., Duarte, J. L., Hendrix, M. A. M., Three-port triple-half-bridge

bidirectional converter with zero-voltage switching. IEEE Trans. Power

Electron., 23(2), 782–792, 2008.

[34] Jakka, V. N. S. R., Shukla, A., Demetriades, G. D., Dual-Transformer-Based

Asymmetrical Triple-Port Active Bridge (DT-ATAB) Isolated DC-DC

Converter. IEEE Trans. Ind. Electron., 64(6), 4549–4560, 2017.

[35] Zhang, Z., Ouyang, Z., Thomsen, O. C., Andersen, M. A. E., Analysis and

design of a bidirectional isolated DC-DC converter for fuel cells and

supercapacitors hybrid system. IEEE Trans. Power Electron., 27(2), 848–859,

2012.

[36] Karthikeyan, V., Gupta, R., Multiple-Input Configuration of Isolated

Bidirectional DC-DC Converter for Power Flow Control in Combinational

Battery Storage. IEEE Trans. Ind. Informatics, 14(1), 2–11, 2018.

[37] Sha, D., Lin, Q., You, F., Wang, X., Xu, G., A ZVS Bidirectional Three-Level

DC-DC Converter With Direct Current Slew Rate Control of Leakage

Inductance Current. IEEE Trans. Ind. Appl., 52(3), 2368–2377, 2016.

[38] Karanki, S. B., Xu, D., NPC based dual active bridge topology for integrating

battery energy storage to utility gird. Can. Conf. Electr. Comput. Eng., Toronto,

1–6, 2014.

[39] Sha, D., Chen, D., Zhang, J., A Bidirectional Three-Level DC–DC Converter

With Reduced Circulating Loss and Fully ZVS Achievement for Battery

Charging/Discharging. IEEE J. Emerg. Sel. Top. Power Electron., 6(2), 993–

1003, 2018.

[40] Wang, C., Zhao, F., Gao, Q., Cai, Y., Cheng, H., Performance analysis of high-

frequency isolated dual half-bridge three-level bi-directional DC/DC converter.

IEEE Transp. Electrif. Conf. Expo, Beijing, 1–6, 2014.

[41] Filba-Martinez, A., Busquets-Monge, S., Nicolas-Apruzzese, J., Bordonau, J.,

Operating Principle and Performance Optimization of a Three-Level NPC Dual-

Active-Bridge DC-DC Converter. IEEE Trans. Ind. Electron., 63(2), 678–690,

2016.

60

[42] RalphM. Burkart, JohannW. Kolar, Comparative η-ρ-σ pareto optimization of

Si and SiC multilevel dual-active-bridge topologies with wide input voltage

range. IEEE Trans. Power Electron., 32(7), 5258–5270, 2017.

[43] Shen, Y., Wang, H., Al-Durra, A., Qin, Z., Blaabjerg, F., A Bidirectional

Resonant DC–DC Converter Suitable for Wide Voltage Gain Range. IEEE


[44] Sfakianakis, G. E., Everts, J., Huisman, H., Lomonova, E. A., Comparative

evaluation of bidirectional dual active bridge DC – DC converter variants. IEEE

Veh. Power Propuls. Conf., Hangzhou, 1–6, 2016.

[45] Li, X., Li, Y. F., An optimized phase-shift modulation for fast transient response

in a dual-active-bridge converter. IEEE Trans. Power Electron., 29(6), 2661–

2665, 2014.

[46] Zhao, B., Song, Q., Liu, W., Sun, Y., Overview of dual-active-bridge isolated

bidirectional DC-DC converter for high-frequency-link power-conversion

system. IEEE Trans. Power Electron., 29(8), 4091–4106, 2014.

[47] Biao, Z., Qingguang, Y., Weixin, S., Extended-Phase-Shift Control of Isolated

Bidirectional DC–DC Converter for Power Distribution in Microgrid. IEEE


[48] Oggier, G. G., Leidhold, R., García, G. O., Oliva, A. R., Balda, J. C., Barlow,

F., Extending the ZVS operating range of dual active bridge high-power DC-

DC converters. IEEE Power Electron. Spec. Conf., Greece, 2–8, 2006.

[49] Oggier, G., Garcia, G. O., Oliva, A. R., Modulation Strategy to Operate the Dual

Active Bridge DC–DC Converter Under Soft Switching in the Whole Operating

Range. IEEE Trans. Power Electron., 26(4), 1228–1236, 2011.

[50] Oggier, G. G., GarcÍa, G. O., Oliva, A. R., Garcia, G. O., Oliva, A. R.,

Switching Control Strategy to Minimize Dual Active Bridge Converter Losses.

IEEE Trans. Power Electron., 24(7), 1826–1838, 2009.

[51] Demetriades, G. D., Nee, H.-P., Characterization of the Dual-Active Bridge

topology for high-power applications employing a duty-cycle modulation. IEEE

Power Electron. Spec. Conf., Rhodes, 2791–2798, 2008.

[52] Wang, Y. C., Wu, Y. C., Lee, T. L., Design and implementation of a

bidirectional isolated dual-active-bridge- based DC/DC converter with dual-

phase-shift control for electric vehicle battery. IEEE Energy Convers. Congr.

Expo., Denver, 5468–5475, 2013.

61

[53] Prieto-araujo, E., Fekriasl, S. F., Gomis-bellmunt, O., Control and Experimental

Validation of a Dual Active Bridge Series Resonant Converter. IEEE Int. Symp.

Power Electron. Distrib. Gener. Syst., Aachen, 1–8, 2015.

[54] S Muthuraj, S., Kanakesh, V. K., Das, P., Panda, S., Triple Phase Shift control

of LLL tank based Bidirectional Dual Active Bridge Converter. IEEE Trans.

Power Electron., 32(10), 8035–8053, 2017.

[55] Wen, H., Xiao, W., Bidirectional dual-active-bridge DC-DC converter with

triple-phase-shift control. IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo., California,

1972–1978, 2013.

[56] Teichmann, R., Bernet, S., A comparison of three-level converters versus two-

level converters for low-voltage drives, traction, and utility applications. IEEE

Trans. Ind. Appl., 41(3), 855–865, 2005.

[57] Anthon, A., Zhang, Z., Member, S., Andersen, M. A. E., Holmes, D. G.,

Mcgrath, B., Teixeira, C. A., Comparative evaluation of the loss and thermal

performance of advanced three-level inverter topologies. IEEE Trans. Ind.

Appl., 53(2), 1381–1389, 2017.

[58] Wang, Y., Shi, W. W., Xie, N., Wang, C. M., Diode-free T-Type three-level

neutral-point-clamped inverter for low-voltage renewable energy system. IEEE


[59] Hosseini, A. G., Optimised active harmonic elimination technique for three-

level T-type inverters. IET Power Electron., 6(3), 425–433, 2013.

[60] Choi, U. M., Lee, K. B., Blaabjerg, F., Diagnosis and tolerant strategy of an

open-switch fault for t-type three-level inverter systems. IEEE Trans. Ind.

Appl., 50(1), 495–508, 2014.

[61] Schweizer, M., Friedli, T., Kolar, J., Comparative evaluation of advanced 3-

phase 3-level inverter/converter topologies against 2-level systems. IEEE


[62] Liu, P., Chen, C., Duan, S., Zhu, W., Dual phase-shifted modulation strategy

for the three-level dual active bridge DC–DC converter. IEEE Trans. Ind.

Electron., 64(10), 7819–7830, 2017.

[63] Schweizer, M., Kolar, J. W., Design and implementation of a highly efficient

three-level T-type converter for low-voltage applications. IEEE Trans. Power

Electron., 28(2), 899–907, 2013.

62

[64] Schweizer, M., Kolar, J. W., High efficiency drive system with 3-level T-type

inverter. Power Electron. Appl. Conf., Birmingham, 1–10, 2011.

[65] Wang, J., Mu, X., Li, Q. K., Study of Passivity-Based Decoupling Control of

T-NPC PV Grid-Connected Inverter. IEEE Trans. Ind. Electron., 64(9), 7542–

7551, 2017.

[66] Demirel, O., Arifoglu, U., Kalayci, K., Novel three-level T-type isolated

bidirectional DC–DC converter. IET Power Electron., 12(1), 61–71, 2018.

[67] Guo, Z., Sun, K., Three-level bidirectional DC–DC converter with an auxiliary

inductor in adaptive working mode for full-operation zero-voltage switching.

IEEE Trans. Power Electron., 33(10), 8537–8552, 2018.

[68] Jiang, T., Zhang, J., Wu, X., Sheng, K., Wang, Y., A bidirectional three-level

LLC resonant converter with PWAM control. IEEE Trans. Power Electron.,

31(3), 2213–2225, 2016.

[69] https://www.tek.com/document/application-note/measuring-power-supply-

switching-loss-oscilloscope, Erişim Tarihi: Apr-27-2019.

[70] http://ctms.engin.umich.edu/CTMS/index.php?example=Introduction&section

=ControlPID, Erişim Tarihi: Apr-29-2019.

[71] Livinus, U. T., Zagorodna, N., Tamunomiebaka, D., Longinus, U. E., Effects of

PID Controller on a Closed Loop Feedback System. Int. J. Sci. Eng. Res., 9(4),

1255–1258, 2014.

[72] https://nptel.ac.in/courses/Webcourse-contents/IIT Kharagpur/Industrial

Automation control/pdf/L-12(SS) (IA&C) ((EE)NPTEL).pdf, Erişim Tarihi:

Apr-23-2019.

[73] Bohn, C., Atherton, D. P., An analysis package comparing pid anti-windup

strategies. IEEE Syst. Mag., 15(2), 34–40, 1995.

ÖZGEÇMİŞ

Onur Demirel, 1982’de Gümüşhane’de doğdu. İlk ve orta eğitimini Trabzon’da

tamamladıktan sonra, 2001 yılında Sakarya Üniversitesi Elektrik Elektronik

Mühendisliğinde lisans eğitimine başladı. 2006 yılında lisans eğitimini tamamlayarak,

Sakarya Üniversitesi Elektrik Elektronik Mühendisliğinde yüksek lisans eğitimine

başladı. 2008-2010 yılları arasında Federal Elektrikte Ar-Ge mühendisi olarak çalıştı.

2010 yılında yüksek lisansını tamamladıktan sonra Federal Elektrikten ayrılarak Enel

Elektronikte Ar-Ge mühendisi olarak çalışmaya başladı. 2011 yılında İnform

Elektroniğe geçerek, iş hayatına bu firmada devam etti. 2013 yılında Sakarya

Üniversitesi Elektrik Elektronik Mühendisliğinde doktora eğitimine başladı. Yazar

evli ve bir çocuk babasıdır.

Documents

ÜÇ SEVİYELİ T-TİPİ İZOLE İKİ YÖNLÜ DA-DA ... - Açık Bilim