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第三章 半导体三极管及放大电路基础. 教学内容: 本章首先讨论了半导体三极管 (BJT) 的结构、工作原理、特性曲线和主要参数。 随后着重讨论了 BJT 放大电路的三种组态,即共发射极、共集电极和共基极三种基本放大电路。还介绍了 BJT 的静态、动态分析,图解法和微变等效电路法,并把其作为分析放大电路的基本方法。然后就是工作点的稳定和多级放大电路。. 教学要求: 本章需重点掌握三极管的模型与特性;并能熟练进行基本放大电路静态工作点的确定,估算法和微变等效电路法的掌握,以及输入电阻、输出电阻、电压放大倍数的计算。. 3.1 半导体三极管 - PowerPoint PPT Presentation
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第三章 半导体三极管及放大电路基础
教学内容: 本章首先讨论了半导体三极管 (BJT) 的结构、
工作原理、特性曲线和主要参数。 随后着重讨论了 BJT 放大电路的三种组态,即共发射极、共集电极和共基极三种基本放大电路。还介绍了 BJT 的静态、动态分析,图解法和微变等效电路法,并把其作为分析放大电路的基本方法。然后就是工作点的稳定和多级放大电路。
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教学要求: 本章需重点掌握三极管的模型与特性;
并能熟练进行基本放大电路静态工作点的确定,估算法和微变等效电路法的掌握,以及输入电阻、输出电阻、电压放大倍数的计算。
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3.1 半导体三极管 3.2 共射极放大电路 3.3 放大电路的性能指标 3.4 放大电路的静态分析 3.5 放大电路的动态分析 3.6 放大电路的工作点稳定情况 3.7 共集电极电路和共基极电路 3.8 多级放大电路
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3.1 半导体 BJT
BJT 是通过一定的工艺,将两个 PN 结
接合在一起而构成的器件。 BJT 有两种类
型: NPN 型和 PNP 型。其内部特点是发射
区杂质浓度远大于基区杂质浓度,基区厚
度很小。外部放大条件是发射结正向偏置、
集电结反向偏置。
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3.1.1 BJT 的结构 当两块不同类型的半导体结合在一起时, 它们的交界处就会形成 PN 结,因此 BJT 有两 个 PN 结:发射区与基区交界处的 PN 结称为 发射结,集电区与基区交界处的 PN 结称为 集电结,两个 PN 结通过很薄的基区联系着。 同样, PNP 型与 NPN 型相似,特性几乎相同, 只不过各点极端的电压极性和电流流向不同 而已。
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图 3.1.1 NPN 型三极管的结构示意图及其在电路中的符号(a)NPN (b)PNP
基极 bb
c
e
c
e
b
集电区
发射区发射结
集电结
基极 b
cc
b
ee
b基区
发射极 e
集电极 c
N
P
发射极 e
集电极 c
P
N
N P
晶体管 3 个区有如下特点:
( 1 )发射区的掺杂浓度远大于集电区的掺杂浓度
( 2 )基区很薄,一般为 1μm 至几 μm 。
( 3 )集电结面积大于发射结面积。
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3.1.2 BJT 的电流放大原理 通过改变加在晶体管三个极上的电压可以改变两个 PN
结的偏置电压,从而使晶体管有三种工作状态: 当发射结和集电结均反偏时,处于截至状态; 当发射结正偏、集电结反偏时,处于放大状态; 当发射结和集电结均正偏时,处于饱和状态。 当晶体管处于放大状态时,能将基极的小电流放大为集
电极的大电流,现以 NPN 型晶体管为例分析其放大原理。 1. BJT 内部载流子的运动 为使发射区发射电子,集电区收集电子, 必须具备的条件是 : 发射结加正向电压 ( 正向 偏置 ) ,集电结加反向电压 ( 反向偏置 ) ,在 这些外加电压的条件下,管内载流子的传输 将发生下列过程,如图 2-2 所示 :
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图 3.1.2 三极管内部载流子的运动情况
-
+
-
+
RC
c
b
e
IC
IE
IB
VCc
VBB
RB
ICBO
ICN
IBN
N
P
N
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(1) 发射区向基区注入电子 由于发射结外加正向电压,发射区的多数载流子电子
不断通过发射结扩散到基区,同时基区的多子 - 空穴越过发射结进入发射区。因为基区很薄,掺杂浓度又较低,所以空穴数目较少,因此由空穴形成的电流可以忽略。故可认为主要有发射区电子形成发射极电流 E ,其方向与电子流动方向相反。
(2) 电子在基区中的扩散和复合 电子到达基区后,由于基区中空穴浓度低,只有很少
一部分电子与基区中的空穴复合。复合掉的空穴由外电源补充,这样就形成了较小的电流 IBN , IBN 的方向由外电源流入基区。剩下的大部分电子扩散到集电结。
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(3) 集电区收集扩散过来的电子 由于集电结处于反偏状态,扩散到集电结的电子很快漂移到
集电区,形成电流 ICN 。由于集电结反偏,使集电区的多子电子和基区的少子空穴不能向对方扩散;而集电区中的少子空穴和基区中的少子电子可以漂移到对方,形成反向饱和电流 ICBO , ICBO值很小,但由于它是由少子形成的,容易受温度的影响,对三极管性能影响较大。 ICN 的方向由外电源流入集电区(与扩散到集电结的电子漂移到集电区的方向相反), ICBO
的方向从集电区流向基区。经以上分析和图 2-2 可知,由 ICN
与 ICBO 构成集电极电流 IC 。 IBN 和 ICBO 构成基极电流 IB 。根据KCL ( Kirchhoff’s Current Law, 基尔霍夫电路定律)得出电流分配关系如下:
CBOBNB
CBOCNC
CBE
III
III
III
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我们定义 为共射直流电流放大系数
则 将 带入上式得
令
则
上式中 称作穿透电流,或集电极 - 发射极极间反向饱和电流
CBOBBN III
BNCN I/I
CBOBNC III
CBOBC I)1(II
CBOCEO I)1(I
CEOBC III
CEOI
2. 各级电流之间的关系
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一般为计算方便而忽略 ,那么
值一般远大于 1 。 IC 与 IE值相差不大,但它们都远大于 IB值。 由此可见当 UBE 有微小变化即 IB 有微小变化时, IE 和 IC 有较大变化,
这种情况称为电流放大。实用电路中,晶体管主要用于放大动态信号。衡量三极管放大能力的指标是共射交流放大系数 ,其定义为
一般在放大状态下, 和 差别较小,可以认为两者近似相 等,故在以后的分析中取 ,其值为几十到一百左右。
CEOBE II)1(I
BEBCBC I)1(I,II,I/I CEOI
B
C
i
i
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3. 放大作用分析 (1) BJT 的放大作用,主要是依靠它的发射极 电流能通过基区传输,然后到达集电极而实现 的。为此要满足两个条件 :
a.( 内部 ) :要求发射区杂质浓度要远大于基区杂质浓度,同时基区浓度要很小 ;
b.( 外部 ) :发射结要正向偏置、集电结要反向偏置。 (2) BJT 内各个电流之间有确定的分配关系,所以只要输入电
流 B给定了,输出电流 c 和输出电压便基本确定了。 IE 主要是由发射区扩散到基区的电子而产生的; IB 主要
是由发射区扩散过来的电子在基区与空穴复合而产生的; IC
主要是由发射区注入基区的电子漂移到集电区而形成的。
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4. 截止状态和饱和状态1 )当发射结和集电结均反偏时,处于截至状态: 当发射结反偏或零偏时,发射区不再发射电子,
三极管内部只有由少子形成的电流 ICBO ,通常认为 IB≈0 , IC ≈ 0 。三极管的这种状态叫截止。
2 )当发射结和集电结均正偏时,处于饱和状态: 发射结正偏可形成发射极电流 IE,而集电结正偏或零偏则失去了收集电子的能力,无论 IB增大多少, IC值都不再增大,这种状态称作饱和状态。
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3.1.3 BJT 的特性曲线(共射) 共发射极电路以发射极作为共同端,以基极 为输入端,集电极为输出端,如图所示。
Rl
¦ ¤VI
i =I +¦ ¤ic c c
BBV
B B B i =I +¦ ¤i
E E E i =I +¦ ¤i VCC
¦ ¤vo
c
e
b
BEV
图 3.1.3 共射极放大电路
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在低频电压放大电路中以共发射极的使用方法居多,故以共射接法来分析 BJT 的特性曲线。BJT 的特性曲线是指各电极电压与电流
之间的关系曲线,它是内部载流子运动的外 部表现。 1. 输入特性曲线 输入特性是指UCE 一定时,输入回路中 iB 与 uBE
之间的关系,即 iB= f(BE)| CE=常数
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1 )当 uCE=0 时,相当于发射结与集电结并联起来,此时输入特性与二极管伏案特性相似。
2 )当 uCE增大时,集电极收集电子的能力增强,使得在基区要获得相同的 iB值( IB 主要是由发射区扩散过来的电子在基区与空穴复合而产生的),所需的电压 uBE 相应增大,即曲线随 uCE增大而右移。
3 )当 uCE> 1V 后,各曲线已经很接近了,因为集电结反偏后,其收集电子的能力已强大至基本不再增加, 从而 iB也不再明显减小,故只用一条曲线代替所有 uCE> 1V 的曲线。
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由图可知,特性比较平坦的部分随着 VCE
的增加略向上倾斜。
实际上 VCE>1V 以后的输入特性与 VCE=1V 的
特性曲线非常接近
uBE /v
0.2
uCE /v( a )输入特性 ( b )输出特性
u CE≥
1V
u CE=
0
0.8 0.60.4
iB/μA
100
80
60
40
20
饱和区
放大
区
100μA
80μA
60μA
40μA
20μA
iB=0μA108642
ic /mA4
3
2
1
截止区
图 3.1.4 三极管的特性 曲线
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2. 输出特性曲线 输出特性是指 iB 一定时,输出回路中 iC与 uCE之间的关系,
即 : iC= f(CE)| iB= 常数
每条曲线可分为上升、转折、平坦三个阶段。 上升曲线很陡。这是由于 uCE值很小,集电区收集电子的
能力不够,因此 iC受uCE的影响。当 uCE略有增加时, iC增加较大。
转折段 iC随 uCE变化缓慢。这是由于 uCE ≥1V 后,集电区收集电子的能力基本恢复正常, iB 一定,则基区扩散到集电结附近的电子数目一定,大部分电子已被集电区收集,再增大 uCE, iC的增大趋势减缓。
平坦段较平直, iC基本不随 uCE的增加而增加。由于 uCE增大到一定程度后,集电区把从基区扩散过来的电子全都收集到集电区, 再增大,扩散来的电子数目也不会增多,即 ic值不随 uCE增加,只与 iB 有关,在这个区域内, β 近似为常数。
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输出特性曲线可分为 3 个区:放大区、截止区、饱和区,分别对应三极管的 3 种工作状态:
(1) 饱和区:曲线上拐点左面的区域( uCE > uB
E ,即 uC > uB ),在此区域内 iC≠βiB , iC 不受 iB 的控制三极管无放大作用。 一般把输出特性直线上升和弯曲部分划为饱和区。
(2) 放大区: BJT 输出特性的平坦部分,接近于恒流特性,它符合 iC = iB 的规律, iC 大小只受 iB控制。
(3) 截止区: iB ≤0 的部分, iC≈0 ,晶体管处于截止状态。
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3.1.4 三极管的微变等效电路
由输入输出特性曲线得知,三极管是一个非线性器件,在输入输入大幅度交流信号时,会出现由于器件非线性变化特性而引起的非线性失真。若输入信号幅度很小即“微变”时,三极管的电压和电流的变化范围很小。我们可以把微小范围内的曲线近似为直线,那么,三极管电压与电流之间的伏案关系基本是线性的。所以,可以用一个线性电路等效代替在微小工作范围内的三极管。等效原则是:线性电路引出端的电压和电流的伏安关系与三极管 3 个电极的电压和电流的伏安关系相同。我们把这个线性电路称为三极管的微变等效电路。
由输入特性曲线可知,在工作点附近的较小的工作段可认为是直线,△ ube 与△ ib 有线性关系。我们用一个等效电阻 rbe 来表示输入回路中电压与电流的关系,即
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b
be
B
BE
iu
IU
ber
由输出特性曲线可知,在放大区,曲线几乎是水平的,可以认为 ic 与 uCE 无关,只与 iB 的大小有关。所以输出回路可用电流控制的受控电流源 iC=βiB 来等效。三极管的微变等效电路如图 3.1.5 所示。
图 3.1.5 三极管的微变等效电路
b
e
ic
+uCE
-
ib
c
iC
+
UBE
—
rbe
ib
βib+
UBE
—
+
Uce
-
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应该指出,微变等效电路只能用于交流信号的分析计算,不能用来分析直流电量的计算问题。
rbe 的确定: 经推证:
式中 IE 是发射极直流电流, rbe 是等效电路中的交流电阻。公式体现的是工作点对动态的影响。
由于微变等效电路没有考虑 PN 结的电容效应,所以只适用于信号频率较低的情况。
)mA(I)mV(26
be E)1(200r
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1
1
2
2
3
3
4
4
5
5
6
6
D D
C C
B B
A A
Title
Number RevisionSize
B
Date: 2006-5-13 Sheet of File: Sheet1.SchDoc Drawn By:
-0.2V
+0.1V
+6V
+1V-2V
+0.3V0V
-3V
-2V
+4V
+4V
+4V+6V
+5.5V
+5.3V
(a) (b) (c) (d) (e)
例 3.1 如图所示,晶体管各极电位如图中标注,试判断晶体管处于何种工作状态(饱和、放大、截止或已损坏),若处于放大或饱和状态,请判断是硅管还是锗管。
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解: 判断晶体管的工作状态主要是分析其两个 PN 结的偏置状态;而判断锗管或硅管主要是看其导通时发射结的压降,若 |UBE|=0.7V 左右则为硅管, |UBE|=0.2V 左右则为锗管。
( a ) NPN 型管, UBE=0.1- ( -0.2 ) =0.3V ,锗管,发射结正偏; UBC=0.1-6=-5.9V ,集电结反偏;故该管工作在放大状态。
( b ) PNP 型管, UEB=1-0.3=0.7V ,硅管,发射结正偏; UCB=-2-0.3=-2.3V ,集电结反偏;故该管工作在放大状态。
( c ) NPN 型管, UBE=-3- ( -2 ) =-1V ,发射结反偏; UBC=-3-0=-3V ,集电结反偏;故该管工作在截止状态。
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( b ) PNP 型管, UEB=6-5.3=0.7V ,硅管,发射结正偏; UCB=5.5-5.3=0.2V ,集电结正偏;故该管工作在饱和状态。
( c ) NPN 型管, UBE=4-4=0V ,发射结压降为 0 ; UBC=4-4=0V ,集电结压降也为 0 ;则该管可能因被击穿而损坏;也可能因电路连线问题而使之截止。
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3.1.4 BJT 的主要参数 1. 电流放大系数 共射极放大电路:直流:
交流:
共基极放大电路:直流:
交流:
B
C
B
C
i
i
E
C
E
C
i
i
1
1
1
1
在通常情况下,直流与交流放大系数接近,故可混用。
BCE iii
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mAIC 2已知某三极管 , ;当 IB 增加到 时,AIB 20 A22
。求: , , , 。IC 变成 mA2.2
解:倍100
202
A
mA
倍99.01001
1001
例 3.2
倍100
202222.2
A
mAI
I
B
C
倍99.01
IE
IC
IB
100
101 IB
IB
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IC (m A )
U C E (V )
IB = 0
1
2
3
4
6
1 .5
2 .3
3
Q 1
Q 2
Q 3
Q 4
例 3.3 输出特性
例 3.3 已知如图所示输出特性,各点电流如下:
mAIAIQ CB 5.1,40:1
mAIAIQ CB 3.2,60:2
mAIAIQ CB 3,80:3
mAIAIQ CB 4,100:4
( 1 )计算 Q1 , Q2 , Q4 各点直流
( 2 )由 Q1 ~Q2 两点的增量电流,计算交流( 3 )由 Q3 ~Q4 两点的增量电流,计算交流
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( 2 )由 Q1 ~Q2 两点,计算交流
404060
5.13.2
A
mAI
I
B
C
由 Q3 ~Q4 两点,计算交流
50
8010034
A
mAI
I
B
C
IC (m A )
U C E (V )
IB = 0
1
2
3
4
6
1 .5
2 .3
3
Q 1
Q 2
Q 3
Q 4
例 3.3 输出特性
Q4 点 401004
A
mA
( 1 )在 Q1
点5.37
405.1
A
mA
Q2 点 3.3860
3.2
AmA
解:
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2. 极间反向电流 (1) 集电极 - 基极反向饱和电流 CBO
表示发射极开路, c 、 b间加上一定反向 电压时的反向电流,且它仅决定与温度和少 数载流子的浓度。 (2) 集电极 - 发射极反向饱和电流 CEO 表示基极开路, c 、 e 间加上一定反向电 压时的集电极电流;此电流又称为穿透电流。 CEO=CBO+ CBO= (1+ )CBO
硅管的反向电流很小,锗管的较大。
作为判断管子质量的重要依据
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3. 极限参数 (1) 集电极最大允许电流 CM: 集电极电流 iC的一个很大范围内, BJT 的值基本不变,但当 iC 超过一定值后,将明显下降,且 BJT 可能有损坏的危险,该电流值即为 ICM。
(2) 集电极最大允许功率损耗 PCM :表示集电结上允许损耗功率的最大值。 (PCM=iCCE)
(3) 反向击穿电压 a.V(BR)EBO 指集电极开路时,发射极 - 基极间的反 向击穿电压。 b.V(BR)CBO 指发射极开路时,集电极 - 基极间的反 向击穿电压。 c.V(BR)CEO 指基极开路时,集电极 - 发射极间的反 向击穿电压。
实质上就是发射结本身的击穿电压
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3.2 共射极放大电路
一 . 电路元件作用
C 1
R C
R S
e S U B B
R Lu 0
u C Eu B E
u i
U C CR B
C 2
信号源
T
图 3.2.1
基本共发射极交流放大电路
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基极偏置电阻 RB—— 基极电源 UBB 经 RB 把电压加在
集电极负载电阻 RC—— 电源 UCC 经 RC 把电压加在
以共发电路为例,图 3.2.1 电路中各元件作用:晶体管 T—— 在交流信号激励下,把直流电源 UCC
的能量转化为输出交流电压。
集电极上,保证 CB 结反偏;同时 RC 还将集电极电流的变化转化为电压的变化。
基极上,保证 BE 结正偏。
耦合电容( C1 , C2 )——隔断放大电路与信号源及 负载之间的直流通路,而对交流信号又应
畅通无阻(交流耦合作用)。
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二 . 偏置方法
1. 为什么需要直流偏置?
放大电路在加交流激励信号以前,就应该首先给管子各电极加上正确的直流电压,以保证放大的外部条件:
EB 结正向偏置
CB 结反向偏置
在正确的偏压下,管子基极就会有相应的直流电流(称为基极直流工作点电流,或称偏置电流)。
晶体管放大器为什么一定需要偏置电流?可用图 3.2.2 简单电路原理图说明之。
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在加交流信号以前,如果没有基极偏置电压,即 UBEQ=0 ,则 IB=
0 , IC≈0 ;加上交流信号 ui 以后,基极电流波形对应图 3.2.2(b)
中①的情况,可见 iB 是脉冲波,于是 iC , uO 波形也是脉冲波形,输出产生严重失真。若基极加上正向偏压 UBEQ ,产生相应的偏置电流 IBQ ,波形不再失真,如图 (b) 所示。
图 3.2.2 放大器的直流偏置
U B E Q U C C
u C E u 0
u i
iB
iC
u B E
R C
(a )原 理 电 路
IB Q
IB
U B E
u i①②
U B E Q
Q
b( )波形图
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可见,直流偏置保证晶体管在交流信号一个周期内均处于放大状态。电路不产生放大失真。晶体管在直流工作状态(静态)下的电压和电流
称为静态工作点,用符号 Q 表示,即 ICQ , IBQ ,
UBEQ , UCEQ 。如图 3.2.3 所示。
加上交流(正弦)信号以后,各电极电压与电流 既包含直流又包含交流成份。其波形如图 3.2.4 所示。
R B
R C
U B E Q
U C E Q
IC Q
IB Q
U B B
U C C
图 3.2.3 直流工作点
2. 交流信号激励下,管内电压电流的波形
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U B E Q
U B E
t
u i
to o
= U B E Q
to
u B E
to
IB Q
iBib
u i
to
IC Q
iciC
to
u C E u ce
U C E Q
图 3.2.4 放大状态下的电压、电流波形
由图可见,加在晶体三极管发射结上的电压为
iBEQBE uUu
tSinUU imBEQ
如果 Uim 足够小,基极电流bBQB iIi
tSinII bmBQ
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当三极管工作在放大区,且忽略 ICEO 时,集电极电流
相应集电极上的电压 uCE 为
tSinIIiIi cmCQCCQC
式中BQCQ II
bmcm II
CCCCCE RiUu tSinRIRIU CcmCCQCC
tSinRIU CcmCEQ
式中, UCEQ = UCC - ICQRC 为集电极上的静态工作点电压。输出负载电阻 RL 上的电压
tSinRIRIRiu CcmCCQCCO
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为统一起见,我们对符号及其相应含义作如下规定(以电压为例):
UBE —— 直流电压
ube —— 交流电压瞬时值
uBE —— 直流电压叠加交流电压(总电压瞬时值)
Ube —— 正弦交流电压有效值3. 偏置方法分为简单偏置与分压式偏置两种。①. 简单偏置
图 3.2.3 就是简单偏置电路。该电路的缺点是需要两个偏置电源。
上式右边第二项是 RC 上的交流电压输出。
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N P NR B
R C
U C C
(a )简 单 偏 置
+ U C C
R B R C
N P N
(b )习 惯 画 法
图 3.2.5 简单偏置电路( NPN 管)
如果是 PNP 管,则应改为负电源供电,如图 3.2.6 所示。
为了简化起见,可以合为一个电源,如图 3.2.5 ( a )所示。( b )是习惯画法。
图 3.2.6 PNP 管简单偏置电路
-U C C
R B R C
P N P
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(2) 分压式偏置
图 3.2.7 分压式偏置电路
图 3.2.7(a) 其特点是基极上有直流电压 UB ,它由 UCC 经RB1 与 RB2 分压获得。
I1
I2
RB1
RB2
RBQ
RC
+UCC +UCC
ICQ
UbEQ
(a) (b)
+
_UBEQUB
RB1
RB2 UECE
+_
ICQ
RC
IEQ
RC
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因此 UBEQ = UB - UE
基极偏压 的大小 , 由所需基极偏置电流 ( 以及相应 ) 决定 , 它一般在下列范围内 :
图 3.2.7 ( b )直流工作点的热稳定性要比图 3.2.7 ( a )好,原因解释如下:设由于温度 T℃ 上升,导致 ICQ 有增加趋势,图 3.2.7 ( b )电路中 RE 的作用,将使 ICQ 变化减小,上述稳定过程表示如下 :
BEQU BQI
CQI
伏3.02.0
伏7.06.0
BEQU
( 锗三极管 )
( 硅三极管 )
T I℃ C IE UE UBEQ
IC IBQ
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各种放大器均可统一表示为如图所示的组成框图。
图中, US , RS 代表输入信号电压源的等效电动势和内阻。
RL 为放大器负载。图中所标注的电压和电流均为交流有效值,
方向为假定正方向。
衡量放大器放大性能的主要指标是增
益、输入电阻、输出电
阻、频率失真和非线性
失真等。
3.3 放大电路的性能指标
线 性 有 源 四 端 网 络
A
R L U 0U S
R S
I i
U i
R 0
I0
R i
图 3.3.1 放大器的组成框图
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图 3.3.2 放大器输出电阻
四 端 网 络 U 0R S
R 0
I0
1. 输入电阻: 定义 ,它是从输入端向电路看进去的交流等效电阻(信号源内阻 RS 不计入输入电阻内),输入电阻越大,放大电路向信号源索取的电流越大,放大电路获得信号能力就越强。
2. 输出电阻: 在输入电压为 0 ,将信号源 US短路(如为电流源应开路),
输出端加电压 U0 ,如产生电流 I0 ,则定义 ,其值越
小,电路带负载能力越强。
i
i
IU
iR
Li0
0
R,0UIU
0R
3. 增益包括电压增益(又称电压放大倍数),电流增益(又称电流放大倍数)以及功率增益(功率放大倍数)
ui
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(1). 电压增益
①. 定义
称为外观电压增益(简称电压增益)
②. 定义
称为源电压增益。
i
O
UU
uA
s
O
UU
usA
放 大 器 R LU 0U S
R S
U i
R i
电 压 源 A u
A u s
负 载
图 3.3.3 电压增益
Si
i
S
i
i
O
RRR
uUU
UU
us AA
两者之间关系是:
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(2). 电流增益
①. 外观电流增益(简称电流增益)
②. 源电流增益
两者关系:
i
O
II
iA
s
O
II
isA
is
s
s
i
i
O
s
O
RRR
iII
II
II
is AA
图 3.3.4 电流增益
放大器 R LU 0R S
I i I 0
R i
IS
IS
电流源 负载
A i
A is
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(3). 功率增益
(4). 电压增益的一般表达式 任何放大电路(不管采用什么连接方式,不管是单级或多级),在图 3.3.6 中我们用四端网络框图来表示。
iUii
00PP
P AAIU
IUA
i
O
图 3.3.5 功率增益
放 大 器 R LP i P 0
放 大 系 统 U 0
I i
U i
R 0
I0
R i
LR
图 3.3.6 一般放大系统
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该系统的电流增益 ,输入阻抗为 Ri ,则该电路系统的电压增益
i
O
II
iA
i
L
ii
L
i
O
RR
iRIRI
UU
u AA 0
如果放大系统是同相放大器, Au 取正号,正号可以省去;如果是反相放大器,应取负号。同时,注意 Ai 与 Ri 应该相互对应。 4. 频率响应 它表示放大器的增益与信号频率之间的关系。由于放大电路一般含有电抗元件,因而放大器对于不同频率的输入信号具有不同的放大能力。这样,相应的增益应是频率的复函数,即
)()()( AjeAjAA
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式中, A ()是增益的幅值,是增益的相角,图
3.3.7 是相应的曲线。幅值随变变变特性 A() 称为幅频特性;相
角随变化的特性 A() 称为相频特性。
两者统称为放大器的频率特性(或频率响应),由图 3.3.7 ( a )可见,信号频率太高或太低 A() 均要降低。
A0 称为中频增益, A() 降为
时,对应的频率 fL 及 fH 分别称为下限频率
及上限频率,放大器的频带宽(通频带)度定义为 :
LH ffBW 7.0
A()
A 0
fL fH
0 .7B W20A
0
0
A ()(a )
(b )
图 3.3.7 频率响应曲线
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3.4 放大电路的静态分析
静态是指放大电路没有交流输入信号时的工作状态,即直流工作状态。
分析的目的:确定 IBQ , ICQ , UBEQ 及 UCEQ 。直流分析方法:图解法和近似估算法
一 . 直流通路
进行静态分析时,一般先要画出直流通路(或称直流等效电路)。直流通路是指直流流通的路径,它与分析直流工作状态有关。
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图 3.4.1 直流通路一例
R CR B 1
R B 2R E C E
I 1
I 2
IE + I 2
IE
C 1
C 2
R L
IC C
U C C
IC
IB
I 2
w
T r
(a )实 际 电 路
R CR B 1
R B 2 R E
U C C
I 1
I 2IE
IC CIC
IB
(b )直 流 通 路
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例如对于图 3.4.1 ( a )电路,直流流通的路径由箭头
表示。电容 C2 对直流开路,所以 C2 、 RL 不是直流流
通路径;互感线圈如果没有铜阻, IB 在其次级没有电
压降,可以看成短路; C1 与 CE 对直流均开路。于是
获得直流通路如图 3.4.1 ( b )所示。由此例,总结出画直流通路的原则:
②. 理想电感(包括变压器)短路①. 电容开路
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二 . 近似估算法此方法鉴于下列假定:①. 在线性放大区,输入特性曲线与 UCE 无关,
且有恒压特性,如图 3.4.2 ( a )所示。②. 在线性放大区,输出集电极电流 iC 与 uCE 无关,既有恒流特性,如图 3.4.2 ( b )所示。
iB
u B EU B E (o u )
u C E
iC
(a )理 想 化 输 入 特 性 ( b)理 想 化 输 出 特 性O
图 3.4.2
共发理想化特性
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例 3.4 求图 3.4.3 简单偏置电路的静态工作点。
③. 三极管 BE 之间的直流电压降 UBEQ 假定是已知数,一般可按下式选取:
UBEQ = UBE(on)
0.6~ 0.7 伏( Si )
0.2~ 0.3 伏( Ge )
已知 UBB=5 伏, UCC=10 伏, RB=430K
,
三极管是硅管, 0CEOI
KRC 1 100 ,
R B
R C
U C C
IB QIC Q
U B E Q
U C E Q
U B B
43 0K
5V
1K
10 V
图 3.4.3 简单偏置
求解步骤:此图已经是直流通路,故可直接进入解题。
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1. 列输入回路的回路方程,求基极静态工作点电流
BEQBQBBB UIRU
B
BEQBBBQ R
UUI
故
选取 VU BEQ 7.0 代入已知数,求得
AAK
VIBQ
1010
4307.05 5
如果满足 UBB>>UBEQ 条件,则B
BBBQ R
UI
2. 求集电极静态工作点电流CEOBQCQ III
A10100mA1
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3. 求集电极静态电压 CCQCCCEQ RIUU KmA 1110
V9
例 3.5 求图 3.4.4 分压式偏置电路
三极管是硅管, ICEO≈0 。的静态工作点,
R CR B 1
R B 2R E C E
C 2
R L
+ U C C
(a )实 际 电 路
R CR B 1
R B 2 R E
+ U C C
(b )直 流 通 路
C 1
U i
EBC
u 0
图 3.4.4
求解过程:1. 首先根据画直流通路的原则,画出直流通路如图 3.4.4 ( b )所示 。
2. 根据戴维南定理,画出分压电路的等效电路,如图 3.4.5 ( b )所示。
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B
R B 1
R B 2
U C C
(a )分 压 电 路
变R B
U B B
B
(b )等 效 电 路
图 3.4.5
图中
2121
21 // BBBB
BBB RR
RRRR
R
CCBB
BBB U
RRR
U21
2
3. 按图 3.4.6 ( a )列回路方程。R B
U B B
(a )输 入 回 路
U E
R E
IE Q
R B
U B B
(b )求 IB Q的 输 入 直 流 等 效 电 路
ER1
图 3.4.6
EEQBEQBBQBB RIURIU ECEOBQBEQBBQ RIIURI 1
故
EB
BEQBB
RR
UU
1
EB
ECEOBEQBBBQ RR
RIUUI
1
(3.4.1)
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讨论:
式 (3.4.2)清楚表明,发射极直流电压降相当于 IBQ 流经
①. 按式( 3.4.1 )画出求 IBQ 的直流等效电路如图 3.4.6 ( b )所示。由图可见,在等效电路中, RE 的值扩大了 倍, 1
这是由于 RE 电阻接在发射极上,当基极流过 IBQ 时,在 RE 上流过 倍的 IBQ , 1 于是 RE 直流压降是 BQE IR 1 即
EBQEEQE RIRIU 1 (3.4.2)
电阻所产生的压降。所以 相当于发射极支路电阻 RE 折算到基极支路的等效数值。
ER1 ER1
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②. 若满足条件 BE RR 1
则 E
BEQBBBQ R
UUI
1 (3.4.3)
或写成
E
BEQBBBQEQ R
UUII
1 (3.4.4)
而BQCQ II
EQCQ II 或
三 . 直流图解法
1. 采用图解法,求输入电路的直流工作点电流 IBQ 。
R B
U B B
(a )输 入 回 路
U E
R E
IE Q
R B
U B B
(b )求 IB Q的 输 入 直 流 等 效 电 路
ER1
图 3.4.6
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把输入回路看成是两个支路的并联,列出左边支路的方程。
列出右边支路的方程 :
前者是线性电路方程,后者是非线性方程,也就是共发输入特性方程。显然我们需要求解的 IBQ ,既满足方程式( 3.4.
5 ),又应满足方程式( 3.4.6 ),必定是此两方程的解 . 运用图解法求其方程组的解就是对应曲线 的交点,如图 3.4.8 所示。
BBBBBE RiUu (3.4.5)
CEBEB uufi ,1 (3.4.6)
R B
R C
U C Cu B E
u C E
U B B
iC
iB
图 3.4.7 输入回路
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代表线性方程式( 3.4.5 )的直线称为输入回路的直流负载线。该直线在横坐标与纵坐标上的截距,分别确定如下:令 iB=0 , uBE = UBB 得 A 点
令 uBE=0, iB=UBB/RB 得 B 点
直流负载线的斜率为BR
tg1
2. 求输出回路的直流工作点电流 ICQ 。
R C
U C C
IB Q
u C E
iC
(a )输 出 回 路
U C C
u C E
iB
QB
C
C C
RU
A直 流 负载 线
IB Q
(b )图 解
U B B
u B E
iB
Q
BB
B B
RU
BRtg
11
A
直 流 负 载 线
图 3.4.8用作图法求输入回路直流工作点
图解法求输出回路的直流工作点
图 3.4.9
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再列出左边输出特性非线性方程:
iC = f2 ( iB , uCE ) (3.4.8)
由于 iB 已经求出,故式( 3.4.8 )应是对应 iB = IBQ 那条输出特性曲线。显然 ICQ , UCEQ 应同时满足方程式( 3.4.7 )及
类似于输入回路的求解原理,先列出图3.4.9 ( a )所示输出回路右边支路的线性方程
uCE=UCC-iCRC (3.4.7)
方程式( 3.4.8 ),因此输出回路静态工作点就是上述方程组对应曲线的交点,如图 3.4.7.9 ( b )所示。
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代表线性方程式( 3.4.7 )的直线称为输出回路的直流负载线。直流负载线在横轴与纵轴上的截距为:
令 iC=0 , uCE = UCC 得 A 点
令 uCE=0, iC=UCC/RC 得 B 点
直流负载线的斜率为 CRtg
1
总结:采用图解法求解静态工作点 ICQ 的步骤如下:
①. 由图解法或近似估算法求出输入回路静态工作点 IBQ 。
②. 在输出特性上作直流负载线。
③. 由直流负载线与对应 IBQ 的输出特性曲线的交点就是输
④. 找出对应工作点 Q 的 ICQ 与 UCEQ 。出回路静态工作点 Q 。
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简单偏置电路如图 3.4.10 ( a )所示。已知 UCC=12V , RC=4K, RB=300K
输出特性如图 3.4.10 ( b )所示。( 1 )作直流负载线 ( 2 )求静态工作点
例 3.6
+ U C C
R B R C
U C E
U B E
IBIC
300K 4K
12V
iC (m A )
u C E (V )
IB = 0
1
2
3
6
1 .5
3 9
Q
0 12
A
BC
C C
RU
(a )
(b )
图 3.4.10 例 3.5图
① . 计算 IBQ
AK
VR
U
R
UUI
B
CC
B
BEQCCBQ 40
30012
②. 作直流负载线A 点坐标
iC=0 , uCE=UCC=12V
B 点坐标 uCE=0 , mAR
Ui
C
CCC 3
解 :
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直流负载线与对应 IBQ=40A 的输出特
性的交点就是静态工作点 Q ,其坐标为
UCEQ = 6V
ICQ=1.5mA
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3.5 放大电路的动态分析
动态分析又称交流分析,是在静态工作点确定以后,分
析放大器交流输入、输出信号的数值及相互关系,从而求出放
大器性能指标,如交流输入阻抗,输出阻抗,电压增益以及电流增益等。动态分析的基本方法:微变等效电路法和交流图解法。一 . 交流通路 未加入输入信号时,电路中只有直流电量,其等效电路为直流通路;加入输入信号后,电路中既有直流电量又有交流电量,若只考虑交流电量的影响,放大电路的等效形式为交流通路。
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将电容、直流电源短路,电感开路即可得到交流通路,如图 3.5.1 ( b )所示。
图 3.5.1 动态分析
( a )原理图 ( b )交流通路
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二 . 微变等效电路法 将交流通路中的三极管用微变等效电路代替后得到放
大电路的微变等效电路,它用于计算 AU 、 ri 和 ro 等动态指标。
等效条件: 输入信号必须符合① . 交流② . 小信号(微变量) 因为只有这样,才能 在静态工作点附近的小范围内,用直
线段近似地代替晶体管特性的非线性曲线。 由图 3.5.1 ( b )的交流通路可得其微变等效电路:
Βib
+
Us
-
ri
ui
-
+
RcRb
rs
-
+b
cic
rbe
ib
uoRL
ro
图 3.5.2 微变等效电路
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由图中电路可求得:Ui=iBrbe
Uo=-iC ( RC R∥ L ) =-iC RL’
=-βiB RL’
上式中, RL’ = RC R∥ L ,那么电压放大倍数为
式中负号表示输出电压与输入电压的相位差为 180° ,即输出与输入倒相。
输入电阻 ri=RB r∥ be
输出电阻 ro=RC
注意:求输入电阻时,信号源内阻 RS 不计入输入电阻内; 求输出电阻时,负载 RL 不计入输出电阻内。
be
L
beB
LB
beB
LC
i
0U r
'R
rI
'RI
rI
'RI
U
UA
Βib
+
Us
-
ri
ui
-
+
RcRb
rs
-
+b
cic
rbe
ib
uoRL
ro
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三 . 交流图解法
U B E Q
u S
iB
iL R L
U C C
R C
C 2iR
u C E
u B E
u 0
iC
图解法较为形像直观,适合交流大信号的分析。下面采用图解法重点分析输出回路。
图 3.5.3 动态分析图解法
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1. 交流负载线前已分析,在静态时
CCQCCCEQCE RIUUu
由于负载电阻 RL 没有直流压降,故电容 C2 上压降 UC2=UCEQ
输入端加入交流信号以后, iC 及 uCE除包含直流以外尚附加交流成份。 其中交流电流既流经 RC
支路,又流经 RL支路。但直流电源 UCC 及大电容 C2 均不产生交流压降,可视作短路,因而对交流 信号而言, RL 与RC 是并联的,如图 3.5.4 所示。
u i
iB
iL
R LR C
iR
u ce u 0
iC
图 3.5.4 集电极交流负载
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集电极交流负载电阻变为
LCL RRR || ( 3.5.1 )输出交流电压与交流电流的关系为:
Lcce Riu ( 3.5.2 )
上式负号表示交流输出电压 uce 的实际方向与规定方向相反。式( 3.5.2 )改写成:
'R
1
u
i
LCE
C ( 3.5.3 )
式( 3.5.3 )为输出回路方程,可据此做出交流负载线。交流负载线反映动态时瞬时电流 iC 和瞬时电压 uCE 的变化关系,即瞬时工作点的移动轨迹。
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图 3.5.5 交流负载线
如图 3.5.5 所示。
iC (m A )
u C E (V )
IB =Q
0
3
2
1
4
3 6 9 12
直 流 负 载 线
交 流 负 载 线
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讨论:①. 因为交流电量在静态工作点附近变化,所以交流负载线应通过 Q 点。故过 Q 点,做斜率为 的直线即为交流负载线。② . 交流负载线的斜率为 ,因为 RL' <RC ,所以交流负载线比直流负载线要陡些。③. 交流负载线在横轴的截距: 过 Q 点向横轴做垂线,与变化量△uCE 构成一三角形,得
得横轴上截距 uCE=UCEQ+ICQRL'
所以通过 Q 点和横轴截距也可以做出一条交流负载线。
LRtg 1
图 3.5.6
iC
u C E
Q
0
直 流 负载 线
交 流 负载 线 , 斜 率 LR
1
LR
C E QUC QI
U C E Q
IC Q
M
N
C E QU C QI LR
'R
1
U
I
LCE
CQ
'R
1
L
方法一
方法二
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2. 图解分析
iC (m A )
u C E (V )
IB =
Q
O
3
2
1
3 6 9
交 流 负 载 线
Q 1
Q 2
O O
O
1.5
3
2
11 .5
O
O
( iC )
IC Q
U C E Q
u C E
u B E
(u i)(V )
(V )
u B E (V )
U B E Q
tt
( ib)
IB Q
ib
iB (A )iC (m A ) iB (A )
Q
Q 1
Q 2
0 .4 0 .8
(u o)
tt
图 3.5.7 交流放大电路有输入信号时的图解分析
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3. 非线性失真 对放大电路的基本要求,是输出信号尽可能不失真。引起失真的原因有多种,其中最基本的一个,就是由于静态工作点不合适或者信号太大,使放大电路的工作范围超出了晶体管特性曲线上的线性范围。这种失真称为非线性失真。
由图 3.5.7 的图解分析可得出下列两点:( 1 )交流信号的传输过程: ui (即 ube )→ ib → ic → uo (即 uce )( 2 )输入信号电压 ui 和输出信号电压 uo 相位相反。如设公共端(发射极)的电位为零,那么,基极的电位升高时,集电极的电位降低;基极的电位降低时,集电极的电位升高。一高一低两者变化相反。
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在图 3.5.8 ( a )中,静态工作点 Q1 的位置太低,即使输入
的是正弦电压,但在它的负半周,晶体管进入截止区工作, iB 、
uCE 和 iC ( iC 图中未画出) 都严重失真了, iB 的负半周和 uCE 的
正半周被削平,这是由于晶体管的截止而引起的,故称为截止失
真。
在图 3.5.8 ( b )中,静态工作点 Q2太高,在输入电压的正
半周,晶体管进入饱和区工作,这时 iB 可以不失真,但是 uCE 和 i
C 都严重失真了。这是由于晶体管的饱和而引起的,故称为饱和失
真。 因此,要放大电路不产生非线性失真,必须有一个合适的
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静态工作点,工作点 Q 应大致选在交流负载线(分析失真时,设为空载,则 RL=RL’ ,交流负载线与直流负载线重合)的中点。此外,输入信号的幅值不能太大,以避免放大电路的工作范围超过特性曲线的线性范围。在小信号放大电路中,工作点的选择不是很严格。
图 3.5.8 工作点不合适引起输出电压波形失真
O
O
O
u B E (V )
u B E (V )t
( ib)
iB (A ) iB (A )
Q 1
Q 2
iC
u C E
O
交 流 负 载 线
Q 1
Ou C E
5
t
IB = 0
t
(a ) 截 止 失 真
Ou C E
iC (m A )
u C E
O
交 流 负 载 线
Q 2
t ( b)饱 和 失 真
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3.6 放大电路的工作点稳定问题3.6.1 直流偏置电路 通过前面的讨论可知, Q 点在放大电路中是很重要的,所以在设计或调试放大电路时,为获得较好的性能,必须首先设置一个合适的Q点。 直流偏置电路的作用是为放大电路设定合适的工作点,以便保证放大器完成信号的线性非失真放大。因此,对直流偏置电路有以下要求:
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(1) 工作点 Q设置要合理 Q点偏高可能引起饱和失真, Q点偏低可 能引起截止失真, Q点在交流负载线的中央时 不失真的输出幅度最大。 (2) 工作点 Q要稳定 三极管参数随温度 T 变化,使工作点 Q变 化,会引起失真。工作点随规律变化的定性 规律如下: VBE T C CBO
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(3) 稳定工作点 Q的方法: 负反馈方法、补偿法 ( 用其它温度敏感 元件补偿 ) 。 3.6.2 射极偏置电路 由前面的分析可知。 BJT 参数 CBO,VBE, 随温度变化对 Q点的影响,都表现在使 Q点电 流 C增加。为使 C近似维持恒定,采取下列 措施:
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a.针对 CBO 的影响,可使基极电流 B 随温度的 升高而自动减小。 b.针对 VCE 的影响,可使发射结的外加电压随 温度的增加而自动减小。 而射极偏置电路正是实现了以上两点设 想的电路。它是交流放大电路中最常用的一 种基本电路。以下就是对射极偏置电路的分 析。
T I℃ C IE UE UBEQ
IC IBQ
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近似估算如图的 Q 点,并计算它的电压增益、输入电阻和输出电阻。 解 : (1) 确定 Q 点
eECCCCCE
e
B
e
BEBEC
CCbb
bB
RRVV
R
V
R
VV
VRR
RV
21
)( eCCCC RRV
C
B
Rb1
Rb2
T
RC
Re
RL
Cb1
Cb2
Vi
+
-
+
VCC
iB
iC
i ¡ Öi +iE B Ci1Vo
+
-
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(2) 求电压增益 由电路图可知,
])1([
])1([
||
0
0
ebe
L
iV
ebebeebebi
LCL
Lb
Rr
R
V
VA
RrRrV
RRR
RV
iV
+b
+
o
¦ ÂIrbe
VRc
b
RL
bI Ic
ReIe
Rb1 Rb2e
c
Rb
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(3) 求输入电阻和输出电阻
])1([||
])1(
11[
ebebT
Ti
ebebTbRbT
RrRV
R
RrRV
CRCC
T
T
T RRVV
R ||00
(a)
b2Rb1R ber
Rb
Ie Re
e
b
Ib
Rc LR
cI
¦ ÂIb
c
+
VT
TI
iR
IRb
Ic TI
¦ ÂI =0b
cR
Ro
+
VT
's
I
R
Rs
Rb
eI
beRbr
c
bI
eR
IRc
b
rce
e
'oR
(b)
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3.7 共集电极电路和共基极电路
3.7.1 共集电极电路 共集电极电路又称为射极输出器、电压 跟随器。此电路的优点是输入电阻很高、输 出电阻很低,多用于输入级、输出级或缓冲 级。 1. 电路分析 (1) 求 Q点
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根据如图所示:
eb
BECCB
eBeEE
EBEbBCC
R)1(R
VV
R)1(RV
VVRV
eb
CCB RR
V
)1(
,VV BECC
eCCCCEBC RVV ,
T
Rb
Re RL
Rs
Vs
+
VCC
+Vo-
Vi
++
-
+
c
b
e
sR
-Vs
+iV
R
-
e Vo
+
++
bR
bT
LR
e
c
共集电极电路原理图
交流通路
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(2) 电压增益
由于射极输出器的电压接近于 1 ,它的输出电压和输入电压是同相的,因此称为电压跟随器。
)1(Rr
V)1(RV
)1(R)(RV
)](Rr[V
R||RR
)(RrV
Lbe
iL0
bLbbL0
bbLbebi
LeL
bbLbebi
¦ ÂIr
ReI
Rbe
be
e
b
RL
bIb c
Ic
Rs
+
sV-
Vi
+
-Vo
+
Au
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(3) 输入电阻
LbT
Ti
beL
LbebTbRbT
LeLT
Ti
RRV
R
rR
RrRV
RRRV
R
||
,,1
])1(
11[
||,
+TVoeI Re
-V RL
I+
rRRb b
b
Ib
¦ ÂIe
be b
Ic
c
iR
IT
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(4) 输出电阻
1||
]11
[
||,|
0
Re
00
beSe
ebeSbeSTbbT
bSSVsT
T
rRRR
RrRrRV
RRRV
R
T
+IRe Re
-V
TI
rRIbb
b
Ib
¦ ÂIe
be b
Ic
c
RS
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综上分析说明,电压跟随器的特点是:
电压增益小于 1 而近于 1 ,输出电压与输
入电压同相,输入电阻高、输出电阻低。
3.7.2 共基极电路
共基极电路又被称为电流跟随器。此电
路适用于宽频带和高频情况下,要求稳定性
较好时。
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3.8 多级放大电路多级放大时,级与级之间的联接称为耦合。
常见的耦合方式 : 直接耦合,阻容耦合,变压器耦合,前两种应用较多
1. 阻容耦合 C 1
R C 1
R S R L
U C C
R B 2
C 2R B 1
C E 1
U i
.
E S
.
R C 2B 1R
B 2RU 0
.
C 3
R E 1
R E 2 C E 2
U 0 1
.T 1T 2
图 3.8.1 阻容耦合放大器
图 3.8.1 为两级阻容耦合放大电路,两级之间通过耦合电容 C2 与下级输入电阻连接,故称为阻容耦合。
由于电容有隔直作用,它可使前、后级的直流工作状态相互之间无影响,故各级放大电路的静态工作点可以单独考虑。
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阻容耦合在一般多级分立元件交流放大电路中得到广泛应用。但在集成电路中,由于难于制造容量较大的电容,因而这种耦合方式几乎无法采用。两级放大器的总增益
2101
0010uu
iiu AA
U
U
U
U
U
UA
耦合电容对交流信号的容抗必须很小,其交流分压作用可以忽略不计 ,以使前级输出信号电压差不多无损失地传送到后级输入端。信号频率愈低,电容值应愈大。耦合电容通常取几十微法。
21211 ////// beBciCL rRRRRR 注意: 第一级的交流负载电阻应包括: RC1 以及第二级的交流输入电阻 Ri2 ,即式中 21 // BBB RRR
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例 3.7 已知图 3.8.1 两级阻容耦合放大器 , 4021 Krbe 4.11 Krbe 1.12
所有电容对交流均可认为短路,
解:先画出交流通路,如图 3.8.2 所示i
u U
UA 0试求两极总增益
1
11
011
be
L
iu r
RU
UA
第一级电压增益:
KrRRR beBCL 7.0//// 211 式中
故20
4.17.0
401
uA 倍
R C 1R L
R BU i
R C 2
BRU 0
U 0 1
T 1T 2
5K
2 .5K
6 .7K
3K
10K
R i2
图 3.8.2 图 3.8.1 的交流通路
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2
22
01
02
be
Lu r
RU
UA
第二级电压增益:
KRRR LCL 7.1//22 式中
621.17.1
402 KK
Au 倍
于是 124021 uuu AAA 倍
Au 是正实数表明输入电压 Ui
经过两次倒相,输出 Uo 与输入Ui 同相。
R C 1R L
R BU i
R C 2
BRU 0
U 0 1
T 1T 2
5K
2 .5K
6 .7K
3K
10K
R i2
图 3.8.3 图 3.8.1 的交流通路
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例 3.8 试求图 3.8.4 所示三级放大器
已知:各三极管均相同 =40 , rbe1 = 1.4 ,
解:先对电路作简单分析
iu U
UA 0的总增益
rbe2 = 1, rbe3 = 1.1
图 3.8.4 电路是在图 3.8.1 基础上插入射极输出器而得。 该射极输出器,如图 3.8.5 所示。
图 3.8.4
三级放大器
C 1
R C 1
R B 2
C 2
R B 1
C E 1
U i
R E 1
T 1
R L
U C C
R C 3B 1R
B 2R U 0
C 4
R E 3 C E 3
T 3
BR
C 3
R E 2
T 2
30K
15K
3K 300K
1 .7K10K
2 .5K
5K
20K
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图 3.8.5 ( c )是三级放大器的交流通路。
+ U C C
R 'B
R E 2 U 0 2U 0 1
(a ) (b )
T 2
300K
1 .7K
R 'B R E 2U 0 2U 0 1
300K 1 .7K
T 2
图 3.8.5 射极输出器
U i
R C 1
T 1
R LR C 3BR
U 0
T 3
BR R E 2
T 2
300K 1 .7K 6 .7K2 .5K 5KBR
10K3K
R i2
图 3.8.5(C)三级放大器交流通路
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222
222 )1(
)1(
Lbe
Lu Rr
RA
96.06.256.24
6.0)401(1)401(6.0
2
KK
Au
KRRrR BLbei 6.23//])1([ 2222
计算从第三级开始
第二级
K.K.//K.//K.r//R//RR beBEL 60117671322 由于
621.1
5//5.240
3
33
KKK
rR
Abe
Lu 倍
U i
R C 1
T 1
R LR C 3BR
U 0
T 3
BR R E 2
T 2
300K 1 .7K 6 .7K2 .5K 5KBR
10K3K
R i2
图 3.8.5(C)三级放大器交流通路
第 (53)页
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第一级1
11
be
Lu r
RA
211 // iCL RRR 2//3 iRKK66.2
倍764.166.2
401 KK
Au故
于是 321 uuuu AAAA )76(96.0)62(
4524 倍
U i
R C 1
T 1
R LR C 3BR
U 0
T 3
BR R E 2
T 2
300K 1 .7K 6 .7K2 .5K 5KBR
10K3K
R i2
图 3.8.5(C)三级放大器交流通路
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把例 3.7 及 例 3.8 计算结果见表 3 。
前级增益 中级增益 末级增益 总增益
插入射极输出器前 20倍 无 62倍 1240倍
插入射极输出器后 76倍 0.96倍 62倍 4524倍
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由此得出结论:射极输出器的电压增益虽然小于 1 而近于
1, 但在多级放大器中,它的插入仍然使总增益得到提高,究其
原因是由于射极输出器输入阻抗很高,它防止了图 3.8.2 中,
后级放大器输入阻抗 Ri2 对前级放大器负载的影响。因为这种
影响将使前级 R'L1 降低,从而减少前级电压增益。由于射极输
出器能有效防止后级放大器对前级的影响,故又称隔离级。本
例题中,前级增益由原来的 20 倍增加至 76 倍,就是隔离级带
来的好处。
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2. 直接耦合 直接耦合就是把前级的输出端直接接到后级的输入端,不需任何耦合元件。 对于缓慢变化的信号或直流信号必须采用直接耦合放大器,直接耦合时,需要解决两个问题:
(1). 前级与后级静态工作点的相互影响 由图 3.8.6 可见,前级的集电极电位恒等于后级的基极电位,而且前级的集电极电阻 RC1 同时又是后级的偏流电阻,前、后级的静态工作点就相互影响,相互牵制。
第 (54)页 图 3.8.6 直接耦合两级放大电路
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因此,在直接耦合放大电路中必须采取一定的措施,以保证既能有效地传输信号,又要使每一级有合适的静态工作点。常用的办法之一是提高后级的发射极电位。如图 3.8.7 所示:
图 3.8.7 提高后级发射极电位的直接耦合电路
U C C
R C 2R C 1
R B 1
R B 2
T 1 T 2
R E 2 IE 2u 0u i
U C C
T 1T 2
RR C 1R C 2
R B 1
R B 2
D 2
u 0
u i
( a)串接发射极电阻 ( b)串接硅稳压管
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在图 3.8.7 ( a )中,是利用电阻 RE2 上的压降来提高发射极的电位。这一方面能提高 T1 的集电极电位,增大其输出电压的幅度,另一方面又能使 T2 获得合适的工作点。 RE2 的大小可根据静态时前级的集 - 射极电压 UCE1 和后极的发射极电流 IE2 来决定,即
2
212
E
BECEE I
UUR
( 3.8.1 )
图 16-74
U C C
R C 2R C 1
R B 1
R B 2
T 1 T 2
R E 2 IE 2u 0u i
U C C
T 1T 2
RR C 1R C 2
R B 1
R B 2
D 2
u 0
u i
( a)串接发射极电阻 ( b)串接硅稳压管图 3.8.7
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采用硅稳压管 DZ (或硅二极管)代换电阻 RE2[ 见 图 3.8.
7 ( b ) ] ,也可以提高 T2 的发射极电位。同时,由于稳压管
的管压降具有相应的固定值,基本上不随 IE2 而变,所以,也就
几乎不会引起负反馈了。图中的 R 是稳压电路的限流电阻,它使稳压管工作于正常电流范围内。
不过要注意,电阻 RE2 又使后级引进了较深的电流负反馈
,这固然有利于该级工作点的稳定,但却也使该级的放大倍数
下降了。对直流信号或缓慢变化信号来讲,还不能像交流放大
电路那样,也在电阻 RE2 两端并接旁路电容来排除这种负反馈
。
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(2). 零点漂移
一个理想的直接耦合放大电路,当输入信号为零时,其输出电压应保持不变(不一定是零)。但实际上,把一个多级直接耦合放大电路的输入端短接( ui=0 ),测其输出端电压时,却如图 3.8.8 中记录仪所显示的那样,它并不保持恒值,而在缓慢地、无规则地变化着,这种现象就称为零点漂移。所谓漂移就是指输出电压偏离原来的起始值作上下漂动,看上去似乎像个直流信号,其实它是个假“信号”。
多 级直接耦合放大电路
记录仪t
u0
u0ui =0图 3.8.8
零点漂移现象
第 (55)页
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当放大电路输入信号后,这种漂移就伴随着信号共存于放
大电路中,两者都在缓慢地变动着,一真一假,互相纠缠在一
起,难于分辨。如果当漂移量大到足以和信号量相比时,放大
电路就更难工作了。因此必须查明产生漂移的原因,并采取相
应的抑制漂移的措施。
引起零点漂移的原因很多 , 如晶体管参数( ICBO 、 UBE 、
)随温度的变化,电源电压的波动,电路元件参数的变化等,其
中温度的影响是最严重的。在多级放大电路各级的漂移当中,第
一级的漂移被逐级放大 , 以致影响到整个放大电路的工作 . 所以
,抑制漂移要着重于第一级。
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抑制零点漂移最有效的措施是采用差动放大电路。放大器采用直接耦合的连接方式,优点是:
①. 有利于集成化②. 具有良好的低频特性,如 图 3.8.9 所示
fH f
A 0
20A
A (f)
图 3.8.9 直接耦合放大器的频率响应
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+
C2
+
+
RL
T2
T1
Ce
C1
Rb12
Rb22
Rb21
Rb11
+ VCC
+uo
-
+ui
-Re2
Re1
V2V1
图 3.8.10 变压器耦合放大电路
3. 变压器耦合( 1 )优点:因变压器不能传输直流信号,只能传输交流信号和进行阻抗变换,所以,各级电路的静态工作点相互独立,互不影响。改变变压器的匝数比,容易实现阻抗变换,因而容易获得较大的输出功率。( 2 )缺点:变压器体积大而重,不便于集成。同时频率特性差,也不能传送直流和变化非常缓慢的信号。
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小结1. 半导体三极管是电流放大器件。体现放大功能的指标是电流放大系数 β=iC/iB 。三极管处于放大状态的条件是:发射结正偏,集电结反偏。
2. 放大电路放大过程的实质是将直流电源的能量转化为交流能量输出。放大电路必须设置合适的静态工作点,以保证不失真地输出放大输出信号。
3. 分析放大电路的静态有图解法和估算法,分析放大电路的动态有图解法和微变等效电路法。图解法既能分析静态又能分析动态,对大、小信号均适用,并且比较直观形象,特别是对失真的分析更是一目了然。但作图比较麻烦,而且要知道三极管的准确的特性曲线。微变等效法在在计算动态势比较简便,例如计算输入电阻、输出电阻和放大倍数等性能指标时。但只适用于小信号的动态分析,不能解决动态问题。
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也不便于分析失真,但在分析较复杂的电路时要优于图解法。在实用中有时两种分析方法配合使用,取长补短。
4. 基本放大电路有公射、共基和共集等三种形式。共射放大电路因为电压放大倍数较高而广泛应用;共集放大电路因输入电阻高、输出电阻低、放大倍数约为 1 的特点,而常用作缓冲级、输入级或输出级;共基电路因频率响应好,常用于宽带放大器中。在三种电路中只有共射电路的输出信号与输入信号反相,在共集和共基电路中输出和输入电压同相。
5. 多级放大电路是提高电压倍数的一种手段。它由各基本放大电路串联而成。唯一应该注意的是,讨论某单级电路时,将前级当作它的信号源,或者把后级当作它的负载。总的电压倍数为各级电压放大倍数之乘积,但在计算多级电压放大倍数时,要注意后级的输入电阻就是前级的负载。
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注意: 分析放大电路应遵循“先静态,后动态”的
原则。直流通路用于静态分析,可以通过列回路方程的方法估算 IBQ 、 ICQ 和 UCEQ ;也可以利用图解法求出 Q 点。当 Q 点正常(即 Q 点在晶体管的放大区或场效应管的恒流区)时,才对电路进行动态分析。求解动态参数时,应首先将放大电路的交流通路绘出,再用其微变等效电路去取代,从而得到放大电路的微变等效电路;然后根据 Au 、 Ri 、 Ro 的定义分别列出它们的表达式;最后代入数据求出具体数值。
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图解分析法
3.3.1 静态工作情况分析 a. 静态:当放大电路没有输入信号时,电路中 各处的电压、电流都是不变的直流, 称为直流工作状态或静止状态,简称 静态。 b. 动态:当放大电路输入信号后,电路中各处 的电压、电流便处于变动状态,这时 电路处于动态工作情况,简称动态。
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(1) 图解法确定静态工作点 Q的方法: a.做出 BJT 的输出特性曲线 iC=f(CE)|iB, 并由偏
置电路确定 B值; b.做出直流负载线; c. 由两条线的交点确定静态工作点 Q。 (2) 图解法分析动态工作情况的方法: a. 过 Q点做出交流负载线; b. 根据 Vi 在输入特性上求 iB根据在输出 特性曲线上求 iC 和 CE 确定输出电压。同时 可以确定放大器最大不失真输出电压的幅值、 饱和失真与截止失真情况等。
Q 点表示在给定条件下电路的工作状态,此时没有输入信号电压
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3.3.2 BJT 的三个工作区域 (见例题) (1) 饱和区:一般把输出特性直线上升和弯曲部分划为饱和区。 (2) 放大区: BJT 输出特性的平坦部分接近于恒流特性,它符合 C= B 的规律。 (3) 截止区:一般把输出特性 B = 0 曲线以下的部分称为截止区。
0 1 3 4 6
iC/mA4
3
2
1
VCE/V
25℃
N
iB
IB=40 μA
80
120
160
200
2 5
0Q2
Q
Q1
M
饱和区
放大区
截止区
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三极管的三种工作状态
工作状态 NPN PNP 特点
截止状态 E 结、 C 结反偏 ; VB> VE ; VB<VC
E 结、 C 结反偏 ; VB> VE ;VB<VC
C≈0
放大状态 E 结正偏、 C 结反偏; VC>VB>VE
E 结正偏、 C 结 反偏 ;VC<VB<VE
C≈B
饱和状态 E 结、 C 结正偏 ; VB>VE ; VB>VC
E 结、 C 结正偏 ; VB<VE ;VB<VC
VCE=VCES
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例 题 例 3.9: 在一个交流放大电路中,测出某三极管 三个管脚对地电位为: (1) 端为 1.5V (2) 端为 4V (3) 端为 2.1V ;试判断各级和管子的类型。 解:则 (1) 端为 e 极; (2) 端为 c 极; (3) 端为 b 极;该管子为 NPN 型。讨论:工作在放大区的三极管应有下列关系: |VBE|≈0.7V( 硅管 ) 或 0.2V( 锗管 ), |VCE| > |VBE| 对 NPN 管: VE < VB < VC
对 PNP 管: VE > VB > VC
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例 3.10: 已知如图所示 , 问:(1) 该电路是哪一类型放大 电
路;(2) 计算 Q,设 VBE=0.6V ;
(3) 画出电路的等效电路;(4) 计算 AV;
40k
20k
T
Rc1k
1.4k
30¦ Ì
1k
50¦ Ì
v i
-
++
+
+
30¦ Ì
6V
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解 : (1) 是共发射极放大电路;
(2)
eECCCCCE
e
BEBEC
B
RRVV
mAR
VV
VV
14.1
6.02
262040
20
V6.314.1116
mACB 01.0
100
1
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(3) 等效电路如图所示:
126
)1100(200
5.0100)4(
be
LV r
RA
018.02626200
50
20k 40k rb 1k 1k
Vi
+
_
¦ Âibe
_
+
oV
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例 3.11: NPN 型三极管接成如图所示两种电路,试
分析三极管 T 在这两种电路中分别处于何种工 作状态。设 T 的 VBE=0.7V 。
Rb
100K Rc2K
T¦ Â=40
+5V
¦ Â=35TRb
30K
Rc
2.5K
-5V
Vi
3V
(a) (b)
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解:三极管的工作状态,可以通过比较基极电流B和临界饱和基极电流BS来判定。 由图(a)可知,
因为 B< BS, 故三极管 T 处于放大状态。
mAR
VV
b
BECCB 043.0
100
7.05
mAR
VV
C
CESCCBS 054.0
240
7.05
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又由图 (b) 可知 Vi=0V时,三极管发射结无正向偏置, T 处于截止状态; Vi=3V时,
由于 B > BS ,所以,三极管处于饱和状态。
mAR
VV
mAR
VV
C
CESCCBS
b
BEiB
049.05.235
7.05
077.030
7.03
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小结:判断三极管的工作状态,可有多种方法 : (1) 根据发射接和集电结的偏置电压来判别。 (2) 根据静态工作点 BQ和 CQ之来判别: BQ0, 管子工作在截止区; CQ= BQ,管子工作在 放大区; BQ > CQ/, 管子工作在饱和区。 (3) 根据UBEQ值来判别, UBEQ 0.5V( 对硅管 ) , 管子工作在截止区; UBEQ 0.7V>UCEQ, 管子工作 在饱和区。 (4) 根据UCEQ值来判别, UCEQ≈ EC, 管子工作在 截止区; UCEQ≈0, 管子工作在饱和区。
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例 3.12: 设如图三极管 T 的 =100 , rbb´=100,
VBEQ=0.7V ; C1 ,C2 ,C3对交流信号可视为短路, RS=600。 (1) 计算静态工作点 Q(VCEQ,CQ) ; (2) 画出交流通路及交流小信号低频等效电路; (3) 求输入电阻 Ri ; (4) 求输出电阻 Ro ; (5) 求电压增益 Av=Vi/V0和 Avs=V0/Vs ;
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解:(1)电容对于直流信号相当于开路,因此根据该放大电路的直流通路可以列出方程:
VCC=CR3+BQ(R1+R2)+VBE 将 C= BQ代入,得:
mARRR
VV BEQCCBQ 031.0
80202100
7.010
213
R1
20K
R2
80KR3
2K
RL
3K
T
C3
VCC
10V
Rs
Vs
C1
C2
Uo
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CQ= BQ=3.1mA
VCEQ≈VCC-CQR3=10-3.12=3.8V
(2) 交流通路如图 (a) 所示,交流小信号低频等 效电路如图 (b) 所示:
RS
R1 R2 R3 RL
Vs
oVVi iV1R
sV
SRLR3R2RVob
ib变
bi r
(a) (b)
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(3) 由微变等效电路可知,输入电阻为:
031.0)1001(
26)1001(100
26)1(
||1
E
bbbe
bei
mArr
rRR
940
75)5(
125)||||(
)4(
95.180||2||
9.0940||20
0
230
230
VSi
i
SVS
be
L
iV
i
ARR
R
V
VA
r
RRR
V
VA
kRRR
kkkR
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讨论: 本题的目的在于熟悉放大器静态工作点
的估算法,以及利用微变等效电路求放大器
的电压放大倍数、输入电阻和输出电阻。求
放大器的静态工作点实际上就是求解放大器
的直流通路。具体的方法有两种:一是图解
法,条件是要知道管子的特性曲线;二是估
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算法,条件是要知道管子的电流放大系数。 求放大器的电压放大倍数、输入电阻和输出 电阻,实际上就是求解放大器的微变等效电 路。该放大器的微变等效电路可以根据电容 和直流电源对交流相当于短路以及用管子的 微变等效电路代替管子的原则来画出。