Projektarbeit an der Zweijhrigen Fachschule der August Bebel Schule in Offenbach, Fachrichtung Elektrotechnik mit dem Schwerpunkt Energietechnik u. Prozeautomatisierung

Entwicklung eines 1,1 kW-Schaltnetzteils zur Versorgung einer unterbrechungsfreien Stromversorgung

Entwickler: Georg Braun Betreuer: Johannes Bhner

Hans-Dieter Schlembach

Lohr, den 05.02.2001

Projektarbeit

1 22.1 2.1.1 2.1.1.1 2.1.1.2 2.1.1.3 2.1.2 2.1.2.1 2.1.2.2 2.1.2.3 2.1.3 2.1.3.1 2.1.3.2 2.1.3.3 2.2

EINLEITUNG AUSWAHL DES SCHALTUNGSPRINZIPSPrinzipschaltungen von Schaltnetzteilen Eintakt-Sperrwandler Prinzipschaltbild Vorteile Nachteile Eintakt-Durchfluwandler Prinzipschaltbild Vorteile Nachteile Gegentakt-Durchfluwandler Prinzipschaltbild Vorteile Nachteile Gewhlte Schaltung

5 66 6 6 6 6 6 6 6 7 7 7 7 7 8

33.1 3.2 3.3 3.3.1 3.3.2 3.3.3 3.3.4

AN DAS PROJEKT GESTELLTE ANFORDERUNGENMechanische Anforderungen Elektrische Anforderungen Vorgreifende Berechnungen Eingangsspannung Eingangsleistung Eingangsstrom Zwischenkreisspannung

99 9 9 9 10 10 10

44.1 4.2 4.3 4.3.1 4.3.2 4.4 4.5 4.5.1 4.5.2 4.5.3 4.6 4.6.1 4.6.2 4.6.3 4.6.4 4.6.5 4.6.6

AUSWAHL UND ECKDATEN DER BAUTEILE UND KHLKRPEREingangssicherung Stromkompensierte Entstrdrossel Eingangsgleichrichter Verlustleistungsberechnung Dimensionierung des Khlkrpers Zwischenkreiskondensator Einschaltstrombegrenzung Stostrom bei kalten NTCs Stostrom bei heien NTCs berprfung des Grenzlast-Integrals Auslegung des Gegentaktbertragers Auswahl und Kenngren des bertragerkernes Verlustleistung Berechnung der minimalen primren Windungszahl Berechnung der sekundren Windungszahl Bestimmung des tatschlichen bersetzungsverhltnisses Berechnung des maximalen Primrstromes 2 von 48

1111 11 11 11 12 12 13 13 13 13 14 14 14 15 15 16 16

Projektarbeit

4.6.7 4.6.7.1 4.6.7.2 4.6.8 4.6.8.1 4.6.8.2 4.6.8.3 4.6.9 4.7 4.7.1 4.7.2 4.7.3 4.7.3.1 4.7.3.2 4.7.4 4.7.5 4.8 4.9 4.9.1 4.9.2 4.9.2.1 4.9.2.2 4.9.3 4.10 4.10.1 4.10.2 4.10.3 4.10.4 4.11 4.11.1 4.11.2 4.11.3 4.11.4 4.12 4.13

Bestimmung der Drahtquerschnitte Primre Drahtquerschnitte Sekundre Drahtquerschnitte Bestimmung der Kupferverluste des Gegentaktbertragers Mittlere Windungslngen und effektiver Drahtquerschnitt Kupferverluste der primren Wicklung Kupferverluste der sekundren Wicklung Wicklungsaufbau des bertragers Gegentakttransistoren Spannungsfestigkeit Durchlaverluste Schaltverluste Verluste durch die Ausgangskapazitt Kommutierungsverluste Gesamtverlustleistung der Gegentaktschalter Bestimmung des Khlkrpers fr die Gegentaktschalter Dimensionierung des Temperaturschalters Ausgangsgleichrichter Minimale Sperrspannung Betrachtung der Verluste Vergleich der Datenblattwerte Berechnung der Verluste Bestimmung des Khlkrpers fr den Ausgangsgleichrichter Dimensionierung der Speicherdrossel Berechnung der erforderlichen Windungszahl Berechnung der maximalen Durchflutung Berechnung der Kupferverluste Berechnung der Eisenverluste Dimensionierung des Trafos zur Steuerspannungserzeugung Berechnung der bentigten Gate-Steuerleistung Leistungsaufnahme der Steuerelektronik Verlustleistung des Spannungsreglers 7815 Bentigte Leistung des Steuertrafos Verlustleistung der Grundlast Gertelfter

17 17 17 17 17 18 18 18 19 19 19 20 20 20 21 21 22 22 22 22 22 22 23 24 24 24 25 25 26 26 26 26 26 27 27

55.1 5.2

BERECHNUNG DER GESAMTVERLUSTEAddition der Teilverluste Berechnung des Wirkungsgrades

2727 27

66.1 6.2 6.2.1 6.2.2 6.2.3

STROMLAUFPLAN UND FUNKTIONSBESCHREIBUNGStromlaufplan Funktionsbeschreibung Pfad des Energieflusses Pulsbreitenmodulator Spannungsregler

2828 29 29 29 30

3 von 48

Projektarbeit

77.1 7.2 7.2.1 7.2.2 7.2.3 7.2.4 7.2.5 7.2.6 7.2.7 7.2.8 7.2.9 7.2.10 7.2.11 7.2.12 7.2.13 7.2.14

ERLUTERUNG ZU DEM PWM-BAUSTEIN UC 3825Das Blockschaltbild des UC3825 Beschreibung der Funktionsblcke Funktionsblock 1: Fehlerverstrker Funktionsblock 2: PWM-Komparator Funktionsblock 3: Oszillator Funktionsblock 4: Oder-Verknpfung Funktionsblock 5: Latch zur PWM-Erzeugung Funktionsblock 6: Toggel-Flipflop zur Erzeugung des Gegentaktsignals Funktionsblock 7: Ausgangstreiber Funktionsblock 8: berstromerkennung Funktionsblock 9: berwachung der Versorgungsspannung Funktionsblock 10: Erzeugung der Referenzspannung Funktionsblock 11: Softstarteinrichtung Funktionsblock 12: Interne Hilfsspannungserzeugung Funktionsblock 13: berwachung der Referenzspannung Funktionsblock 14: Freischaltung des Bausteins

3131 32 32 32 32 32 32 32 32 33 33 33 33 33 33 33

88.1 8.2 8.2.1 8.2.2 8.3 8.3.1 8.3.2 8.3.3

LEITERPLATTENENTWURF UND PLAZIERUNG DER BAUTEILEBehandlung der Spannungsabstnde Layouts Layout der Bestckungsseite Layout der Ltseite Stckliste und Bestckungsdrucke Stckliste Bestckungsdruck der Bestckungsseite Bestckungsdruck der Ltseite

3434 35 35 36 37 37 39 40

99.1 9.2 9.2.1 9.2.2 9.2.2.1 9.2.2.2 9.2.2.3 9.2.3 9.2.4 9.2.5 9.2.5.1 9.2.5.2 9.3 9.4

INBETRIEBNAHMEAuflistung der benutzten Me- und Hilfsmittel Inbetriebnahmemessungen berprfung der Steuersignale Untersuchung der Ausgangsspannung im Leerlauf und unter Nennlast Hhe der Ausgangsspannung Welligkeit der Ausgangsspannung Aufbau der Ausgangsspannung beim Einschalten Aufnahme der Strme und Spannungen an den Gegentaktschaltern Messung des Ausgangsstroms des Eingangsgleichrichters Leistungaufnahme und Wirkungsgrad des Netzteiles Messung der Leistungsaufnahme berprfung des Wirkungsgrades Thermographische Aufnahme unter Nennlast Gewonnene Erkenntnisse

4141 41 41 42 42 42 42 43 44 44 44 44 45 46

1010.1 10.2

ANLAGENQuellenverzeichnis Abbildungsverzeichnis

4747 48

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Projektarbeit

1 EinleitungSchaltnetzteile (SNT) lsen in zunehmendem Mae herkmmliche Stromversorgungen ab. Die Vorteile liegen in der hohen Leistungsdichte, dem niedrigen Gewicht und der mglichen Integration von Schutzmanahmen wie z. B. eines Kurzschluschutzes. Vor allem bei hohen Ausgangsleistungen ist der Einsatz eines SNTs trotz des komplexeren Aufbaus sinnvoll, da Bauvolumen und Gertegewicht im Vergleich zu herkmmlichen Netzteilen drastisch gesenkt werden. Die bentigten Bauteile sind dank moderner Fertigungstechniken leicht und vergleichsweise preiswert zu beschaffen. In dieser Projektarbeit beschftigen sich die Studierenden mit der Entwicklung und der Anfertigung einer Konstantspannungsquelle mit einer Ausgangsgleichspannung von 55V und einer Ausgangsleistung von 1,1kW. Die Versorgungseinheit soll als Schaltnetzteil ausgefhrt werden. Sie dient zur Speisung einer USV-Anlage (Unterbrechungsfreie Strom-Versorgung) im Online-Betrieb. Online bedeutet hierbei, da die sinusfrmige Ausgangsspannung (230VRMS) stndig ber den mit Gleichspannung gespeisten Wechselrichter erzeugt wird. Das versorgende Schaltnetzteil mu somit die volle Ausgangsleistung der USV-Anlage liefern und entsprechend leistungsfhig gestaltet sein. Durch Pufferbatterien, die direkt mit dem Ausgang des SNTs verbunden sind, wird bei Netzausfall der Wechselrichter unterbrechungsfrei mit Energie versorgt.

Abb. 1 Prinzipschaltung Online-USV

Fr das Verstndnis der folgenden Ausfhrungen ist die Kenntnis der Grundlagen der Elektrotechnik und Leistungselektronik Voraussetzung. Aufgrund des komplexen Themas kann in dieser Arbeit auf die durch den Betrieb eines Schaltnetzteiles entstehenden Auswirkungen, wie z.B. Funkstrungen und deren Dmpfung, nur in einem begrenzten Umfang eingegangen werden.

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Projektarbeit

2 Auswahl des Schaltungsprinzips2.12.1.12.1.1.1

Prinzipschaltungen von SchaltnetzteilenEintakt-SperrwandlerPrinzipschaltbild

Abb. 2 Prinzipschaltung Eintakt-Sperrwandler

2.1.1.2

Vorteile

Einfacher Aufbau und daher preisgnstig. Nur ein induktives Bauteil. Mehrere Ausgangsspannungen gut regelbar. Nachteile

2.1.1.3

Groer Trafo mit Luftspalt erforderlich. Hohe Wirbelstromverluste im Bereich des Luftspaltes. Fr Ausgangsleistungen bis ca. 250W. Hoher Aufwand zur Funkentstrung.

2.1.22.1.2.1

Eintakt-DurchfluwandlerPrinzipschaltbild

Abb. 3 Prinzipschaltung Eintakt-Durchfluwandler

2.1.2.2

Vorteile

Hherer Leistungsbereich gegenber dem Sperrwandler. Einfache Ansteuerelektronik. Fr Ausgangsleistungen bis ca. 600W geeignet.

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Projektarbeit

2.1.2.3

Nachteile

2 induktive Bauteile ntig. Entmagnetisierungswicklung fr den bertrager notwendig. Groe Ausgangsdrossel erforderlich. Mehrere Ausgangsspannungen nur mit hohem Aufwand regelbar. Mittlerer Aufwand zur Funkentstrung.

2.1.32.1.3.1

Gegentakt-DurchfluwandlerPrinzipschaltbild

Abb. 4 Prinzipschaltung Gegentakt-Durchfluwandler

2.1.3.2

Vorteile

Nur eine kleine Drossel notwendig. Ausgangsleistungen bis in den Kilowattbereich mglich. Geringer Funkentstraufwand notwendig.

2.1.3.3

Nachteile

2 induktive Bauelemente ntig. Aufwendige Wicklungen erforderlich. Symmetrische Ansteuerung der Gegentakttransistoren zwingend erforderlich.

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Projektarbeit

2.2

Gewhlte Schaltung

Nach Abwgung der Vor- und Nachteile der einzelnen Schaltungsprinzipien und der Verfgbarkeit von Bauteilen wurde die Entscheidung getroffen, das Netzteil als Gegentakt-Durchfluwandler zu konzipieren. Aufgrund der Schaltungstopologie ist ein hherer Energietransfer bei kleinerer Baugre des bertragers mglich. Nachteile hinsichtlich der aufwendigeren Wicklungsgestaltung und der strikten Einhaltung von symmetrischer Ansteuerung der Transistoren knnen kompensiert werden. Mit entsprechender Fachkenntnis ist auch ein aufwendiger Wicklungsaufbau unproblematisch auszufhren. Moderne Steuerbausteine bieten hinsichtlich der Anforderung nach symmetrischer Ansteuerung eine ausreichend hohe Funktionalitt. Die Ausarbeitung der Schaltungsdimensionierung wird in den nachfolgenden Kapiteln dargestellt. Die Schaltungsauslegung sttzte sich hierbei auf das nachfolgend dargestellte Blockschaltbild.

Abb. 5 Blockschaltbild Gegentakt-Durchfluwandler

Da diese Projektarbeit von der elektronischen Konzeption eines Netzteiles handelt, wurde auf die mechanischen Konstruktions- und Arbeitsablufe nicht nher eingegangen. Jedoch sind auch das Gehuse und die Isolier- und Luftleitfolien im Selbstbau angefertigt worden.

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Projektarbeit

3 An das Projekt gestellte Anforderungen3.1

Mechanische AnforderungenAngestrebte mechanische Abmessungen von 200mm x 160mm x 95mm ( l x b x h ) nicht berschreiten. Die Abgangsrichtung der Ausgangsklemmen ist festgelegt. Die Position des Lfters zur Khlung der Leistungselektronik ist festgelegt. Die mechanischen Kriterien sind festgelegt, da das Netzteil in ein vorhandenes Gehuse als Baugruppe implementiert werden soll.

3.2

Elektrische AnforderungenDer Netzteilausgang mu kurzschlufest sein. Die Ausgangsspannung UAUS soll DC 55V 2% betragen. Der maximale Ausgangsstrom IAUS soll 20A betragen. Der minimale Ausgangsstrom IAUS_min betrgt 0,7A. (Minimaler Eingangsstrom des Wechselrichters) Die maximale Ausgangsleistung PAUS betrgt 1,1kW. Der Wirkungsgrad soll 0,9 nicht unterschreiten. Die Eingangsspannung UEIN betrgt AC 230V + 10% u. - 20% bei 50 60 Hz. Thermischer berlastschutz bei einer maximalen Umgebungstemperatur von 45C.

3.33.3.1

Vorgreifende BerechnungenEingangsspannung

Minimale effektive Eingangsspannung:

U EIN _ min = U EIN 20% = 230V 46V = 184VRMSMaximale effektive Eingangsspannung:

U EIN _ max = U EIN + 10% = 230V + 23V = 253VRMSMinimaler Eingangsspannungsscheitelwert:

U EIN _ Scheitel _ min = U EIN _ min * 2 = 184V * 2 = 260Vpeak Maximaler Eingangsspannungsscheitelwert:

U EIN _ Scheitel _ max = U EIN _ max * 2 = 253V * 2 = 358Vpeak

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3.3.2

Eingangsleistung

Nennleistungsaufnahme:

PEIN =

PAUS 1,1kW = = 1,23kW 0,9

3.3.3

Eingangsstrom

Minimaler Eingangsstrom:

I EIN _ min =

PEIN U EIN _ max PEIN U EIN _ min

=

1,23kW = 4,86A RMS 253VRMS 1,23kW = 6,69A RMS 184VRMS

Maximaler Eingangsstrom:

I EIN _ max =

=

3.3.4Hinweis:

ZwischenkreisspannungDie Dimensionierung von CZK ist unter Kapitel 4.4 erlutert.

Minimale Zwischenkreisspannung:

U ZK _ min = U EIN _ Scheitel _ min 2

PEIN 1,23kW = (260Vpeak ) 2 = 213VAV C ZK * f NETZ 1120uF * 50Hz

Maximale Zwischenkreisspannung:

U ZK _ max = U EIN _ Scheitel _ max 2

PEIN 1,23kW = (358Vpeak ) 2 = 325VAV C ZK * f NETZ 1120uF * 50Hz

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4 Auswahl und Eckdaten der Bauteile und Khlkrper4.1 Eingangssicherung I EIN _ max = 6,69A RMS daraus folgt, da eine Sicherung mit dem Normwert von 10A erforderlich ist.Die Wahl der Sicherungsgre mu bei der Inbetriebnahme aufgrund der Einschaltstrme berprft werden.

4.2

Stromkompensierte Entstrdrossel

Die Dimensionierung der stromkompensierten Entstrdrossel wurde durch den Eingangsstrom und nach der Empfehlung des EMV-Beauftragten der Fa. Indramat mit 8ARMS und 5mH festgelegt.

4.3 Eingangsgleichrichter U EIN _ max = U Anschlu _ Gleichrichter = 253VRMSDie minimale Anschluspannung des Gleichrichters wurde auf den hheren Normwert von 280VRMS festgelegt.

I AUS _ Gleichrichter _ max =

PEIN U ZK _ min

=

1230W = 5,77A AV 213V

Daraus folgt, da der Gleichrichter einen Ausgangsstrom von mindestens 5,77AAV bei einer Temperatur von 45C liefern knnen mu. Der vorerst gewhlte Gleichrichter KBU12G kann nach Datenblatt mit einer Ausgangskapazitt von 2500uF belastet werden und bei einer Temperatur von 50C einen Strom von 7,4AAV fhren. Bei einer Anschluspannung von 280VRMS ist laut Datenblatt ein 1,6 Widerstand zur Stostrombegrenzung ntig. Da der Gleichrichter auf eine kapazitive Last arbeitet, wurde fr die Verlustleistungsberechnung der Formfaktor F mit 3 angesetzt.

4.3.1

Verlustleistungsberechnung

Aus dem Datenblatt des Gleichrichters KBU12A..M wurden folgende Werte entnommen: UF = 0,850V bei 3AAV UF1 = 0,825V bei 2AAV UF2 = 0,869V bei 5AAV

rF =

U F 2 U F1 (0,869 0,825)V = = 14,67 m (5 2)A I F 2 I F1

I Diode =

I AUS _ Gleichrichter _ max 2

=

5,77A = 2,885A AV 2

PV _ Diode = U F * I Diode + rF * (I Diode * F ) 2 = 0,85V * 2,885A AV + 14,67m * (2,885A AV * 3) 2 = 3,55WPV _ Gleichrichter = 4 * PV _ Diode = 4 * 3,55W = 14,2 W

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4.3.2

Dimensionierung des Khlkrpers

Aus dem Datenblatt des Gleichrichters KBU12A..M wurden folgende Werte entnommen: TJ_max = 150C RthJC = 3,3K/W Vorgabe: TUmgebung_max = 45C Hinweis: Der im Datenblatt angegebene RthJC bezieht sich auf einen einzelnen PN-bergang bzw. auf eine einzelne Diode des Gleichrichters.

TDiode = Rth JC * PV _ Diode = 3,3

K * 3,55W = 11,72K W

TCase _ max = TJ _ max TDiode = (150 11,72)C = 138,28C TKhlkrper _ max = TCase _ max TUmgebung _ max = (138,28 45)C = 93,28C

Rth Khlkrper =

TKhlkrper _ max PV _ Gleichrichter

=

93,28K K = 6,57 14,2 W W

Der Wrmewiderstand des eingesetzten Khlkrpers betrgt unbelftet 5,8K/W. Er bietet somit gengend Reserve fr einen sicheren Betrieb des Gleichrichters und erfordert keine Bercksichtigung des RthCase-Khlkrper. Als Eingangsgleichrichter wurde der Brckengleichrichter KBU12J ausgewhlt. Laut Datenblatt ist der G-Typ ausreichend, aber der J-Typ gewhrleistet zustzlich eine Sicherheit gegen Spannungsspitzen. Eine Anpassung der Zwischenkreiskondensatoren und des Strombegrenzungswiderstandes mute nicht erfolgen. Die Betriebswerte wie z.B. die Anschluspannung bleiben erhalten, so da keine neuen Berechnungen erforderlich sind.

4.4 Zwischenkreiskondensator U Kond _ max = U EIN _ Scheitel _ max = 358V daraus folgt, da ein 400V Normtyp erforderlich ist.Die Kapazitt des Zwischenkreiskondensators wurde durch die Baugre und das maximal zulssige GrenzlastIntegral des Eingangsgleichrichters bestimmt. Auf der Leiterkarte ist Platz fr zwei Kondensatoren mit je 560uF vorhanden. Der max. zulssige Ladekondensator betrgt fr den eingesetzten Gleichrichter bei 280VRMS Anschluspannung 2500F. Es konnten somit zwei Kondensatoren mit 560F und 400V in Parallelschaltung eingesetzt werden.

C ZK = 2 * 560F = 1120F

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4.5

Einschaltstrombegrenzung

Zur Begrenzung des Einschaltstromstoes wird nach Datenblatt des Gleichrichters ein minimaler Schutzwiderstand von 1,6 bei 280VRMS Anschluspannung bentigt. Bei einer maximalen Eingangsspannung von 253VRMS resultiert hieraus ein Stromsto von ca. 224Apeak . Um den Gleichrichter und die Eingangssicherung zu entlasten, wurden 2 NTCs in Reihenschaltung zur Stostrombegrenzung eingesetzt. Ausgewhlt wurde der NTC Typ S364 mit 4 Kaltwiderstand. Die Impedanz des Speisenetzes RNetz wurde mit 0,6, der Kreiswiderstand RKreis des Netzteileinganges mit 0,42 angenommen. Aus dem Datenblatt des NTCs wurden folgende Werte entnommen: = 4 -20% RNTC_25 Parameter k = 1,2 Parameter n = -1,34 Datenblattgrenzwerte des Gleichrichters KBU12A..M: IFSM = 300Apeak i2dt = 375A2s

4.5.1

Stostrom bei kalten NTCs

I FSM _ 25 =

U EIN _ Scheitel _ max R Netz + R Kreis + 2 * R NTC _ 25

=

358V = 48,25A peak (0,6 + 0,42 + 2 * 3,2)

4.5.2

Stostrom bei heien NTCsn

R NTC _ hei = k * I EIN _ max = 1,2 * 6,69A 1,34 = 0,094I FSM _ hei = U EIN _ Scheitel _ max R Netz + R Kreis + 2 * R NTC _ hei = 358V = 296,36A peak (0,6 + 0,42 + 2 * 0,094 )

4.5.32

berprfung des Grenzlast-Integrals2

U EIN _ Scheitel _ max * C ZK 1 1 358V 2 *1120F i dt = * = * = 59,42A 2 s 2 R Netz + R Kreis + 2 * R NTC _ hei 2 (0,6 + 0,42 + 2 * 0,094)Da alle Parameter innerhalb der spezifizierten Datenblattgrenzwerte des Gleichrichters liegen, konnte die gewhlte Schutzbeschaltung eingesetzt werden. Die berschreitung der im Datenblatt des NTCs spezifizierten maximalen Kapazitt des Ladekondensators in Hhe von 1000F konnte durch den Einsatz von zwei NTCs in Reihenschaltung abgefangen werden. Die entstehende Stoleistung wird auf zwei Bauelemente verteilt und ermglicht so den Betrieb mit grerer Zwischenkreiskapazitt.

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4.64.6.1

Auslegung des GegentaktbertragersAuswahl und Kenngren des bertragerkernes

Fr die bertragung der bentigten Leistung (P 1,23kW) standen 3 Kerngren mit verschiedenen Kennfrequenzen zur Auswahl. Folgende Richtwerte konnten aus dem Datenbuch 1 entnommen werden: ETD 44/N67 P bei 100kHz = 1,167kW bei 300kHz = 1,89kW Die bentigte Leistung konnte nur bei fmax bertragen werden, hieraus ergaben sich zu hohe Eisen- und Schaltverluste. ETD 49/N27 P bei 25kHz = 0,576kW bei 100kHz = 1,25kW Die bentigte Leistung konnte nur bei fmax bertragen werden, hieraus ergaben sich zu hohe Eisen- und Schaltverluste. ETD 49/N67 P bei 100kHz = 1,8kW bei 300kHz = 2,92kW Dieser Kern hat ausreichende Reserven, um die geforderte Leistung zu bertragen. Er konnte verwendet werden.

4.6.2

Verlustleistung

Angaben aus dem Datenblatt zu ETD 49/N67: Dichte = 4800kg/m3 Masse mFe = 124g RthETD49 = 8K/W Vorgaben: TUmgebung Tmax fSchalt PV_Cu

= = = =

45C 45K (Temperaturhub des Kerns) 80kHz PV_Fe bzw.

PV _ bertrager = PV _ Cu + PV _ Fe

PV _ bertrager =

T 45K = = 5,63W K Rth ETD 49 8 W

PV _ Fe =Hinweis:

1 * PV _ bertrager = 2,82 W 2Da kein sinusfrmiger, sondern ein rechteckiger Stromverlauf vorliegt, mute noch ein Korrekturfaktor KForm in Hhe von 0,8 eingerechnet werden. Er dient zur Reduktion der anzusetzenden materialspezifischen Verlustleistung PV_Mat bzw. dem daraus resultierenden Fludichtehub B. Der Korrekturfaktor wurde dem Datenbuch 2 entnommen.

PV _ Mat = K Form *

PV _ Fe * m Fe

= 0,8 *

kW 2,82W * 4800kg = 87,32 3 3 m 0,124kg * m

In der Kennlinie fr N67 ist fr ein PV_Mat von 87 kW/m3 ein maximales B kleiner als 110mT bei 80kHz und 100C Materialtemperatur abzulesen. Fr die weiteren Berechnungen wurde ein Wert von 105mT gewhlt.

1 2

Vgl. Ferrite und Zubehr, Firmenpublikation, 1994, S. 147 Vgl. Ferrite und Zubehr, Firmenpublikation, 1994, S. 144

14 von 48

Projektarbeit

4.6.3

Berechnung der minimalen primren Windungszahl

Angaben aus dem Datenblatt zu ETD 49/N67: AFe_min = 209mm2 Vorgaben: fSchalt = 80kHz tV_max = 0,92 Trafohauptgleichung:

U 0 = 4,44 * N * f * B * A FeN= U0 4,44 * f * B * A Femit

Umgestellt nach N:

f=

1 T

folgt

N=

U0 * T 4,44 * B * A Fe

Hinweis:

Das maximale Tastverhltnis (tV_max) betrgt 0,92 aufgrund der bentigten Einschaltverzgerung der Gegentakttransistoren zur Vermeidung von Symmetrierungsproblemen.

t EIN _ max =

1 f Schalt

* t V _ max =

1 * 0,92 = 11,5s 80kHz = 213V *11,5s = 25,13 Windungen 4,44 *105mT * 209mm 2

N Pr imr =

U ZK _ min * t EIN _ max 4,44 * B * A Fe _ min

Die minimale primre Windungszahl betrgt 2 * 26 Windungen.

4.6.4

Berechnung der sekundren Windungszahl55V 213V 80kHz / T = 12,5s 0,92 / tEIN_max = 11,5s

Vorgaben: UAUS = UZK_min = fSchalt = tV_max =

Annahmen: Der Spannungsabfall UDrop ber den Schalttransistoren und dem Strommewiderstand im Primrkreis des bertragers betrgt maximal 7V. Der Spannungsabfall UF ber den Dioden des Ausgangsgleichrichters betrgt maximal 1,8V. Hinweis: Die Ausgangsdrossel des Schaltnetzteils wirkt als Spannungswandler mit der Eingangsspannung UDR und der Ausgangsspannung UAUS. UDR ist die mit der Diodenfluspannung UF verknpfte sekundre Ausgangsspannung UTR_Sekundr des bertragers. Die Eingangsspannung des bertragers wurde als UTR_Primr bezeichnet.

U TR _ Pr imr = U ZK _ min U Drop = 213V 7 V = 206V t EIN U AUS = T U DR

U DR =

T t EIN _ max

* U AUS =

12,5s * 55V = 59,78V 11,5s

U TR _ Sekundr = U DR + U F = 59,78V + 1,8V = 61,58V max = U TR _ Pr imr U TR _ Sekundr = 206V = 3,35 61,58V15 von 48

Projektarbeit

N Sekundr =

N Pr imr 26 = = 7,76 Windungen max 3,35

Die sekundre Windungszahl betrgt 2 * 8 Windungen.

4.6.5

Bestimmung des tatschlichen bersetzungsverhltnisses

Anzahl der Primrwindungen NPrimr = 26 Anzahl der Sekundrwindungen NSekundr = 8

=

N Pr imr 26 = = 3,25 N Sekundr 8

4.6.6

Berechnung des maximalen Primrstromes

Angaben aus dem Datenblatt zu ETD 49/N67 : AL_min = 2910nH Vorgabe: IAUS = 20A tV_max = 0,92 / tEIN_max = 11,5s Der Stromverlauf wird rechteckig angenommen

L Pr imr = N Pr imr * A L = 26 2 * 2910nH = 1,97mH2

Hinweis:

Aufgrund der Gegentaktausfhrung des bertragers ist jede Teilwicklung des Primrkreises nur fr die Hlfte der maximalen Einschaltzeit tEIN_max bestromt. Dieser Umstand wurde durch den Faktor KSchaltung in der nachfolgenden Berechnung bercksichtigt.

I magn =

U ZK _ min * t EIN _ max L Pr imr * K Schaltung

=

213V *11,5s = 0,62A 1,97 mH * 2

I Pr imr _ max = I AUS *

N Sekundr 8 + I magn = 20A * + 0,62A = 6,77 A N Pr imr 26

Der maximale Primrstrom betrgt 6,77A.

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Projektarbeit

4.6.7

Bestimmung der Drahtquerschnitte

Angaben aus dem Datenblatt zu ETD 49/N67: Wickelraumquerschnitt AWR = 269,4mm2 Vorgaben: AWR_Primr = AWR_Sekundr = 134,7mm2 Fllfaktor fCu = 0,25 bis 0,5 je nach Drahttyp und Lagenisolationsmaterial. Schaltungsfaktor KSchaltung = 2 aufgrund der Gegentaktwicklung.

4.6.7.1

Primre Drahtquerschnitte

A Cu _ Pr imr =

A WR _ Pr imr * f Cu K Schaltung * N Pr imr

134,7 mm 2 * 0,5 = = 1,295mm 2 2 * 26

(Querschnitt pro Windung)

Um die Auswirkungen des Skineffektes zu verringern, wurden mehrere Drhte parallel geschaltet. Fr die Primrwicklungen wurden 3 Drhte mit einem Durchmesser von 0,75mm, das entspricht einem Querschnitt von 1,32mm2, verwendet.

4.6.7.2

Sekundre Drahtquerschnitte

A Cu _ Sekundr =

A WR _ Sekundr * f Cu K Schaltung * N Sekundr

=

134,7 mm 2 * 0,5 = 4,21mm 2 2*8

(Querschnitt pro Windung)

Um die Auswirkungen des Skineffektes zu verringern, wurden mehrere Drhte parallel geschaltet. Fr die Sekundrwicklungen wurden 10 Drhte mit einem Durchmesser von 0,75mm, das entspricht einem Querschnitt von 4,41mm2, verwendet.

4.6.84.6.8.1

Bestimmung der Kupferverluste des GegentaktbertragersMittlere Windungslngen und effektiver Drahtquerschnitt

Angaben aus dem Datenblatt zu ETD 49/N67: Durchmesser des Spulenkrpers: Innen Mitte Auen Mittlere Windungslnge: = 19,20mm Primre Wicklung = 27,45mm Sekundre Wicklung = 35,70mm

Primrseitig lW_Primr = 7,33cm Sekundrseitig lW_Sekundr = 9,9cm

Effektiver Kupferquerschnitt des verwendeten Drahtmaterials:

A Cu _ eff =Hinweis:

(d Draht 2 * t Lack ) 2 * (0,75mm 2 * 0,025mm) 2 * = = 0,385mm 2 4 4Fr die Primr- und Sekundrwicklung wurde das gleiche Drahtmaterial verwendet. Aufgrund von thermischen Problemen wurden zu einem spteren Zeitpunkt die Wicklungen mit HF-Litze ausgefhrt. Die Windungszahlen und Querschnitte der Wicklungen blieben jedoch erhalten. Weitere Erluterungen hierzu knnen in Kapitel 9.4 nachgelesen werden.

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Projektarbeit

4.6.8.2 Kupferverluste der primren Wicklung Aus den zuvor berechneten und angenommen Werten ergeben sich folgende Parameter: = 7,33cm lW_Primr lW_Sekundr = 9,9cm IPrimr_max = 6,77A = 0,385mm2 ACu_eff NDraht_Primr = 3 (Anzahl der parallel geschalteten Drhte; Primrwicklung) NDraht_Sekundr = 10 (Anzahl der parallel geschalteten Drhte; Sekundrwicklung)

A Cu _ eff _ Pr imr = N Draht _ Pr imr * A Cu _ eff = 3 * 0,385mm 2 = 1,15mm 2 R Cu _ Pr imr = l W _ Pr imr * N Pr imr * A Cu _ eff _ Pr imr2

=

7,33cm * 26 = 28,57m m 2 58 *1,15mm * mm 2

(fr eine Primrwicklung)

PV _ Cu _ Pr imr = I Pr imr _ max * R Cu _ Pr imr = (6,77A) 2 * 28,57m = 1,31W4.6.8.3 Kupferverluste der sekundren Wicklung

(fr beide Primrwicklungen)

A Cu _ eff _ Sekundr = N Draht _ Sekundr * A Cu _ eff = 10 * 0,385mm 2 = 3,85mm 2 R Cu _ Sekundr = l W _ Sekundr * N Sekundr * A Cu _ eff _ Sekundr = 9,9cm * 8 = 3,547m m 2 58 * 3,85mm * mm 2(fr eine Sekundrwicklung)

PV _ Cu _ Sekundr = (I Pr imr _ max * ) 2 * R Cu _ Sekundr = (6,77A * 3,25) 2 * 3,547 m = 1,72 W

(fr beide Sek. Wicklungen)

4.6.9

Wicklungsaufbau des bertragers

Beide Teilwicklungen der Primr- und Sekundrwicklung wurden zur Vermeidung von Wicklungsasymmetrien und aufgrund der besseren Kopplung gleichzeitig und parallel gewickelt. In die Primrwicklung wurde zustzlich eine 0,1mm starke Lagenisolation aus Kaptonband eingebracht. Das Material weist eine Durchschlagsfestigkeit von 10kV/mm auf. Bei der sekundren Wicklung konnte auf eine Isolation der Lagen verzichtet werden. Abb. 6 Wicklungsaufbau Die Potentialtrennung zwischen der Primr- und Sekundrseite wurde ber 5 Lagen 0,1mm starke Polyesterfolie realisiert. Diese Folie zeichnet sich durch eine Temperaturfestigkeit von bis zu 170C und durch eine Durchschlagsfestigkeit von 15kV/mm 1 aus. Zur Isolation der Stokanten wurde die Folie gegenber dem Spulenkrper breiter ausgeformt und an den Rndern eingeschnitten. Auf diese Weise wurde ein Anlegung und berlappung der Folie an den Seitenwnden des Wicklungstrgers erreicht. Nach Trnkung des bertragers in Plastik 70 Acryllack und anschlieender Aushrtung bestand das Wickelgut den Isolationstest mit einer Prfspannung von 2800VRMS erfolgreich. Die Prfdauer betrug 1 Minute.1

Vgl. Elektrotechnik Tabellen Kommunikationselektronik, Braunschweig, Westermann Schulbuchverlag GmbH, 1996, S. 41

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4.74.7.1

GegentakttransistorenSpannungsfestigkeit

Die maximale Drain-Source Spannung UDS_max betrgt an den Schaltern unter Bercksichtigung der transformatorischen Kopplung der Teilwicklungen und durch die Streuinduktivitt des bertragers hervorgerufene berspannungen in Hhe von ca. 10%, ca :

U DS _ max = 2 * U EIN _ Scheitel _ max + 10% = 2 * 358Vpeak + 71,6V = 787,6VHinweis: Bei einem unbelastetem Ausgang kann die Zwischenkreisspannung bis auf die Hhe des Netzscheitels ansteigen. Die Spannungsfestigkeit wurde daher ber UEIN_Scheitel_max bestimmt.

Aus dieser Berechnung geht hervor, da mindestens 800V-Typen eingesetzt werden mssen. Zur Erhhung der Betriebssicherheit wurden Schalter mit min. 900V Spannungsfestigkeit eingeplant. Es standen zwei Bauteile zur Verfgung: IXFX26N90 RDS_On(25C) 0,3 2SK1489 RDS_On(25C) 1,0 RDS_On(125C) 0,54 RDS_On(125C) 1,84 CDS 700pF CDS 300pF

4.7.2

Durchlaverluste

Zur Berechnung der Durchlaverluste wurden die primren Effektivstrme bei maximaler und minimaler Zwischenkreisspannung bentigt. Vorgaben : fSchalt tV_max IPrimr_max UF = 3,25 80kHz / T = 12,5s = 55V UAUS 0,92 / tEIN_max = 11,5s UZK_max = 325V 6,77A 1,8V (Fluspannung des Ausgangsgleichrichters, siehe Kapitel 4.6.4)

= = = =

U DR =

U ZK _ max

UF =

325V 1,8V = 98,2V 3,25

t EIN _ min =

U AUS * T 55V *12,5s = = 7s (bei UZK_max = 325VAV) U DR 98,2V

I Pr imr _ eff _ U _ max = I Pr imr _ max *

t EIN _ min T t EIN _ max T

= 6,77A *

7s = 5,07A RMS (bei UZK_max = 325VAV) 12,5s 11,5s = 6,49A RMS (bei UZK_min = 213VAV) 12,5s

I Pr imr _ eff _ U _ min = I Pr imr _ max * PVD = I Pr imr _ eff * R DS _ On (125C )2

= 6,77A *

IXFX26N90 2SK1489

RDS_On(125C) 0,54 0,54 1,84 1,84

IPrimr_eff 5,07A 6,49A 5,07A 6,49A

PVD 13,88W 22,75W 42,30W 75,82W

Hinweis:

Aufgrund der hohen Durchlaverluste des 2SK1489 wurde dieser Transistor bei den nachfolgenden Betrachtungen nicht bercksichtigt. 19 von 48

Projektarbeit

4.7.3

Schaltverluste

Die Schaltverluste setzten sich aus den Verlusten folgender Vorgnge zusammen: Entladung der Schalterausgangskapazitt Verluste im Schaltvorgang

4.7.3.1

Verluste durch die Ausgangskapazitt

PVS _ Kapazitiv = 0,5 * C DS * U 2 * fBei einer Schaltfrequenz von 80kHz schalten whrend einer Periode von 12,5us 2 Transistoren, deshalb berechneten sich die Schaltverluste wie folgt.

PVS _ Kapazitiv = 0,5 * C DS * (2 * U ZK ) 2 * 80kHz * 2CDS 700pF 700pF UZK 213V 325V PVS_Kapazitiv 10,16W 23,66W

IXFX26N90

4.7.3.2 Kommutierungsverluste Angaben aus dem Datenblatt zu dem FET IXFX26N90: tr = 45ns (Anstiegszeit) tf = 30ns (Abfallzeit) Folgende Formeln zur Berechnung der Schalterenergien konnten dem Datenbuch der Firma Semikron 1 entnommen werden:

E On

t = I D _ max * * U D * t tr 0

tr

bzw.

E Off = I D _ max *0

tf

t * U D * t tf

Unter der Annahme, da Spannung und Strom im gleichen Mae fallen bzw. ansteigen, wurden folgende Vereinfachungen der oben aufgefhrten Gleichungen angewendet. 1

E On =

I D _ max * U D * t r 6

bzw.

E Off =

I D _ max * U D * t f 6

Nach Einarbeitung der Schaltfrequenz:

PVS _ On = f *

I D _ max * U D * t r 6

bzw.

PVS _ Off = f *

I D _ max * U D * t f 6

Da die Kommutierungsverluste erst nach metechnischer Aufnahme des tatschlichen Strom- und Spannungsverlaufs korrekt bestimmt werden knnen, wurde in der Vorberechnung mit den theoretischen Maximalwerten gearbeitet. Fr 2 Schalter:

PVS _ On = 2 * f *

I Pr imr _ max * 2 * U ZK _ max * t r 6

= 2 * 80kHz *

6,77 A * 2 * 325V * 45ns = 5,28W 6

1

Vgl. Semikron innovation + service, Firmenpublikation, 1997/98, S. A-173

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Projektarbeit

Der Umstand, da beim Ausschalten die UDS erst nach dem Einschalten des zweiten Transistor auf den doppelten Wert der UZK_max ansteigt, wurde bei der PVS_Off - Berechnung bercksichtigt. Fr 2 Schalter:

PVS _ Off = 2 * f *

I Pr imr _ max * U ZK _ max * t f 6

= 2 * 80kHz *

6,77A * 325V * 30ns = 1,76W 6

4.7.4

Gesamtverlustleistung der Gegentaktschalter

Die Gesamtverlustleistung berechnet sich aus der Summe der Durchlaverluste und der Schaltverluste:

PVG = PVD + PVS _ Kapazitiv + PVS _ On + PVS _ OffUZK 213V 325V PVG 39,95W 44,58W

IXFX26N90

4.7.5

Bestimmung des Khlkrpers fr die Gegentaktschalter

Aus dem Datenblatt zu IXFX 26N90 wurden folgende Werte entnommen: RthJC = 0,22K/W = 0,15K/W RthCKk RthIsolierscheibe = 1,0K/W TJ_max = 150C, da eine Sicherheit von 10C eingerechnet wurde ergab sich TJ_max = 140C Aus den zuvor berechneten und angenommen Werten ergeben sich folgende Parameter: = 46W (aufgerundeter Wert) PVG TUmgebung = 45C

PV _ Schalter =

PVG 46 W = = 23W 2 2 K * 23W = 5,06K W

TTransistor = Rth JC * PV _ Schalter = 0,22

TC _ max = TJ _ max TTransistor = (140 5,06 )C = 134,94CTKk _ max = TC _ max (PV _ Schalter * Rth Isolierscheibe ) (PV _ Schalter * Rth CKk )

TKk _ max = 134,94C (23W *1,0

K K ) (23W * 0,15 ) = 108,49C W W

TKk _ max = TKk _ max TUmgebung = 108,49C 45C = 63,49C

Rth Kk =

TKk _ max PVG

=

K 63,49K = 1,38 W 46W

Der Rth des eingesetzten Khlkrpers wurde experimentell mit 0,9K/W ermittelt, so da eine ausreichende Khlung gewhrleistet ist.

21 von 48

Projektarbeit

4.8

Dimensionierung des Temperaturschalters

Zum Schutz vor bertemperatur wurde ein Temperaturschalter vorgesehen. Die Abschalttemperatur wurde nach folgender Gleichung berechnet:

TAbschaltug = PVG * Rth Kk + TUmgebung = 46 W * 0,9

K + 45C = 86,4C W

Da zwischen der Montageposition des Temperaturschalters und der Gegentaktschalter ein Temperaturgeflle auf dem Khlkrper zu erwarten war, wurde ein 80C Thermoschalter eingesetzt.

4.94.9.1

AusgangsgleichrichterMinimale Sperrspannung

Die minimale Sperrspannung des Ausgangsgleichrichters berechnet sich wie folgt. Hinweis: Bei einem unbelastetem Ausgang kann die Zwischenkreisspannung bis auf die Hhe des Netzscheitels ansteigen. Die Spannungsfestigkeit wurde daher ber UEIN_Scheitel_max bestimmt.

U Sekundr _ max =

U EIN _ Scheitel _ max

=

358V = 110,1V 3,25

U Sperr _ min = 2 * U Sekundr _ max = 2 *110,1V = 220,2VUm noch eine Sicherheit gegen berspannungen zu erreichen, ist mindestens eine 300V-Type gefordert. 2 Typen standen zur Auswahl: DSEC 60-06A (2x30A/600V) DSEC 60-03A (2x30A/300V) Eine endgltige Bestimmung des eingesetzten Typs wurde nach Betrachtung der Datenblattwerte der zur Auswahl stehenden Bauelemente durchgefhrt.

4.9.24.9.2.1

Betrachtung der VerlusteVergleich der Datenblattwerte Typ DSEC 60-06A DSEC 60-03A UF_30A 25C 1,6V 1,7V UF_30A 150C 1,25V 1,23V

Aufgrund der nur geringfgig abweichenden Fluspannungen der Bauteile und entsprechender Verfgbarkeit der bentigten Kennlinien wurde der Gleichrichter DSEC 60-06A ausgewhlt. 4.9.2.2 Berechnung der Verluste Da die Durchlaverluste des Gleichrichters mit steigender Chiptemperatur abnehmen, wurden die Berechnungen unter Annahme einer Sperrschicht-Betriebstemperatur von 100C durchgefhrt. Die Stromform wurde zur Vereinfachung rechteckfrmig angenommen. Vorgabe: IAUS = 20A 22 von 48

Projektarbeit

Aus dem Datenblatt des Gleichrichters DSEC 60-06A wurden folgende Werte entnommen: UF = 1,250V bei 20A und 100C Sperrschichttemperatur. UF1 = 1,125V bei 10A und 100C Sperrschichttemperatur. UF2 = 1,375V bei 30A und 100C Sperrschichttemperatur.

rF =

U F 2 U F1 (1,375 1,125 )V = = 12,5m (30 10 )A I F 2 I F1 I AUS 20A = = 10A AV 2 2

I FAV =

F=

1 t EIN _ max T

=

1 = 1,05 11,5s 12,5s

PV _ Diode = U F * I FAV + rF * (I FAV * F ) 2 = 1,25V * 10A + 12,5m * (10A * 1,05) 2 = 13,88WPV _ Gleichrichter = 2 * PV _ Diode = 2 *13,88W = 27,76 W

4.9.3

Bestimmung des Khlkrpers fr den Ausgangsgleichrichter

Aus dem Datenblatt des Gleichrichters DSEC 60-06A wurden folgende Werte entnommen: RthJC = 0,9K/W RthCKk = 0,25K/W TJ_max = 175C, da eine Sicherheit von 25C eingerechnet wurde, ergab sich TJ_max = 150C Aus den zuvor berechneten und angenommenen Werten: PV_Diode = 15 W (aufgerundeter Wert ) TUmgebung = 45C

Rth JC = 0,9

K W

TDiode = Rth JC * PV _ Diode = 0,9

K *15W = 13,5K W

TJ _ max = 150C

TCase _ max = TJ _ max TDiode = (150 13,5)C = 136,5C K = 7,5K W

TCKk = PV _ Gleichrichter * Rth CKk = 30 W * 0,25

TKhlkrper _ max = TCase _ max TUmgebung _ max TCKk = (136,5 45 7,5)C = 84,0C Rth Khlkrper = TKhlkrper _ max PV _ Gleichrichter = 84,0K K = 2,8 30,0 W W

Der Rth des eingesetzten Khlkrpers wurde experimentell mit 0,9K/W ermittelt. Er bietet somit gengend Reserve fr einen sicheren Betrieb des Gleichrichters und erfordert keine Bercksichtigung der zu diesem Zeitpunkt nur schwierig zu errechnenden Diodenschaltverluste. Durch den Einsatz von schnell schaltenden Epitaxial-Dioden als Gleichrichter-Satz konnten diese Verluste gering gehalten werden.

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Projektarbeit

4.10 Dimensionierung der SpeicherdrosselAus den zuvor berechneten und angenommen Werten ergeben sich folgende Parameter: = 3,25 UZK_max = 325V UDrop = 7V (siehe Kapitel 4.6.4) Vorgaben: fSchalt = UAUS = IAUS = IAUS_min =

80kHz / T = 12,5s 55V 20A 0,7A (Min. Eingangsstrom des Wechselrichters)

Aus dem Datenblatt des Gleichrichters DSEC 60-06A wurde folgender Wert entnommen: UF = 1,25V bei 20A und 100C Sperrschichttemperatur.

U DR _ max =Hinweis:

U ZK _ max U Drop

UF =

325V 7V 1,25V = 96,6V 3,25

Aufgrund des Gegentaktprinzips wird innerhalb einer Periodendauer T die Speicherdrossel zweimal ber den bertragerausgang bestromt. Daraus folgt, da die Speicherdrossel mit der doppelten Schaltfrequenz betrieben wird. Der Faktor KSchaltung bercksichtigt dieses Verhalten.

L=

T K Schaltung

* (1

U DR _ max U AUS 12,5s 56,8V 56,8V )* = * (1 )* = 104,48H U DR _ max 2 * I AUS _ min 2 96,6V 2 * 0,7A

Da nur ein Speicherkern einer unbekannten Firma zur Verfgung stand, wurden die wichtigsten Parameter des Kerns experimentell ermittelt. Die Sttigung des Kerns konnte bei einer Durchflutung von 650A festgestellt werden. Hierzu wurde der Kern mit 10 Windungen bewickelt und an eine konstante Gleichspannung angeschlossen. Der Stromanstieg wurde ber ein Stromzangenmesystem erfat und ausgewertet. Solange das Kernmaterial nicht gesttigt ist, steigt der Strom durch die Drossel linear an. Der Sttigungspunkt ist erreicht, wenn der Stromanstieg aus dem linearen Verlauf in einen exponentiellen Verlauf bergeht. ber die Stromhhe und Stromanstiegszeit kurz vor der Sttigung kann der AL -Wert des Kerns ausreichend gut ermittelt werden. Aufgrund des Meverfahrens wird gleichzeitig erkannt, ob der Kern fr einen Betrieb mit Vormagnetisierung geeignet ist. Der ermittelte AL-Wert betrug 135nH bei einer Durchflutung von 650A.

4.10.1 Berechnung der erforderlichen Windungszahl

N=

L 104,48H = = 27,82 Windungen AL 135nH

Fr den Bau der Speicherdrossel wurden 28 Windungen veranschlagt.

4.10.2 Berechnung der maximalen DurchflutungVorgabe: IAUS = 20A

= I AUS * N = 20A * 28 = 560ADa der Sttigungspunkt erst bei einer Durchflutung von 650A einsetzte und die geforderte Windungszahl von 28 Windungen erreicht wird, konnte der Kern als Speicherdrossel verwendet werden.

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4.10.3 Berechnung der KupferverlusteIm Versuch wurde fr den Speicherkern ein mittlere Windungslnge lW von 6cm ermittelt. Der Kern wurde mit 6 parallelen Drhten, das entspricht einem Gesamtquerschnitt ACu von 3,4mm2, bewickelt. Vorgabe: lW ACu IAUS AL

= = = =

6cm 3,4mm2 20A 135nH

R Cu =

lW * N = * A Cu2

6cm * 28 = 8,52m m 2 58 * 3,4mm * mm 2

PV _ Cu = I AUS * R Cu = 20A 2 * 8,52m = 3,41W4.10.4 Berechnung der EisenverlusteDie Eisenverluste konnten aufgrund fehlender Angaben zum Kernmaterial nicht berechnet werden. Aufgrund der Kerngre wurden nach Erfahrungswerten die Eisenverluste auf ca. 2W geschtzt.

PV _ Fe 2 W

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4.11 Dimensionierung des Trafos zur SteuerspannungserzeugungEs sollte ein Transformator (Printmontage) mit einer Ausgangswechselspannung von 2 * 9VRMS eingesetzt werden. Die beiden Ausgangswicklungen wurden zur Erhhung der Ausgangsspannung auf 18VRMS in Reihe geschaltet. Im Fall der Netz-Unterspannung kann hierdurch der nachfolgende Spannungsregler mit einer ausreichend hohen Eingangsspannung gespeist werden. Die bentigte Transformatorleistung wurde entsprechend der nachfolgenden Berechnungen ermittelt.

4.11.1 Berechnung der bentigten Gate-SteuerleistungAus dem Datenblatt zu IXFX 26N90: Ciss = 7,5nF Vorgaben: fSchalt UVst UGate KSchaltung = = = = 80kHz 15VAV (Hhe der Steuerspannungsversorgung) 15V (ohne Bercksichtigung von Spannungsabfllen im Steuerbaustein) 2, da Gegentaktbetrieb2

PGate = 0,5 * C iss * U Gate * f * K Schaltung = 0,5 * 7,5nF *15V 2 * 80kHz * 2 = 0,135W4.11.2 Leistungsaufnahme der SteuerelektronikAus dem Datenblatt zu dem Steuer-IC UC3825: ICC_max = 33mA (Maximale Stromaufnahme des Steuerbausteins) Vorgaben: UVst = 15VAV

PUC3825 = I CC _ max * U Vst = 33mA *15VAV = 0,495W4.11.3 Verlustleistung des Spannungsreglers 7815Aus dem Datenblatt zu dem Steuer-ICs UC3825: ICC_max = 33mA (Stromaufnahme des Steuer-ICs UC3825) Vorgaben: UVst = 15VAV UAUS_Trafo = 2 * 9VRMS bzw. 18VRMS (bei 230VRMS Nenneingangsspannung) Hinweis: Da die nachfolgende Berechnung nur zur groben Kalkulation der Verlustleistung des Spannungsreglers dient, wurde auf eine genaue Berechnung der Eingangsspannung des Spannungsreglers verzichtet. Fr eine genaue Betrachtung mu der arithmetische Mittelwert der Regler-Eingangsspannung, der Spannungsabfall ber dem Steuerspannungsgleichrichter und der Spannungsabfall an der Ausgangswicklung des Trafos bercksichtigt werden.

PV 7815

(

2 * U AUS _ Trafo U Vst * I CC _ max +

)

PGate = U Vst

(

2 *18VRMS 15VAV * 33mA +

)

0,135W 0,44 W 15V

4.11.4 Bentigte Leistung des Steuertrafos

PTrafo = PGate + PUC3825 + PV 7815 = 0,135W + 0,495W + 0,44W = 1,07 WDa die im Steuerkreis bentigte Wirkleistung der Versorgung ca. 1W betrgt, wurde ein Steuertrafo mit einer Nennausgangsscheinleistung von 2,3VA eingesetzt. 26 von 48

Projektarbeit

4.12 Verlustleistung der GrundlastUm bei Leerlauf des SNTs eine minimale Pulsbreite der Gate-Steuersignale sicherzustellen, wurde im Ausgang des Netzteils eine Grundlast vorgesehen. Zur Verfgung standen 330 Widerstnde mit einer Belastbarkeit von je 5W. Es wurden zwei Widerstnde in Reihenschaltung eingesetzt.

PV _ Grundlast =

U AUS 55V 2 = = 4,58W 2*R 2 * 330

2

4.13 GertelfterAufgrund des geringen Bauvolumens wurde eine forcierte Belftung der Elektronik vorgesehen. Die Baugre des Lfters wurde durch die vorgegebenen Gehuseabmessungen bestimmt. Sie erlaubten den Einbau eines Lfters mit den Abmaen von 92mm x 92mm x 25mm. Es wurde ein Wechselstromlfter Typ 3956 der Firma Papst mit einer Anschluspannung von 230VRMS eingesetzt. Der Lfter nimmt eine Nennleistung von 11W bei 230VRMS und 50Hz Netzfrequenz auf.

5 Berechnung der Gesamtverluste5.1 Addition der TeilverlusteSchaltungsteil / Bauelement Eingangsgleichrichter PV_Gleichrichter bertrager PV_Fe bertrager PV_Cu_Primr bertrager PV_Cu_Sekundr Gegentaktschalter PVG Ausgangsgleichrichter PV_Gleichrichter Drossel PV_Cu Drossel PV_Fe Steuerelektronik PTrafo = PV_Elektronik Grundlast PV_Grundlast Lfterleistung PLfter Gesamtverlustleistung PV_Gesamt PVTeil 14,20W 2,82W 1,31W 1,72W 44,58W 27,76W 3,41W 2,00W 1,07W 4,58W 11,00W 114,45W

5.2

Berechnung des Wirkungsgrades

=

PAUS 1100W = = 0,906 PAUS + PV _ Gesamt 1100W + 114,45W

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Projektarbeit

6 Stromlaufplan und Funktionsbeschreibung6.1 Stromlaufplan

Abb. 7 Stromlaufplan

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Projektarbeit

6.26.2.1

FunktionsbeschreibungPfad des Energieflusses

Die nachfolgenden Erluterungen beziehen sich auf den in Kapitel 6.1 dargestellten Stromlaufplan.

Die Netzspannung wird der Schaltung ber die Klemmen N und L der Klemmleiste X1 zugefhrt. Der Strompfad fhrt weiter ber die Schmelzsicherung SI1 und die Drossel DR1. Diese stellt in Verbindung mit dem Kondensator C1 und C2, sowie den beiden Y-Kondensatoren C3 und C4 ein Entstrfilter (1) dar. Er dient zur Unterdrckung von hochfrequenten Rckwirkungen auf das Versorgungsnetz. ber die Heileiter R2 und R3 (2) gelangt die Netzspannung zum Gleichrichter GL1 (3), wird gleichgerichtet und gelangt zu den Ladekondensatoren C5 und C6 (4). Die Heileiter dienen hierbei zur Einschaltstrombegrenzung, da C5 und C6 in Verbindung mit der direkt aufgeschalteten, gleichgerichteten Netzwechselspannung im Einschaltmoment einen extremen Stromflu herbeifhren knnen, der nur durch die Heileiter auf ein vertretbares Ma begrenzt wird. Die so gewonnene Gleichspannung, auch als Zwischenkreisspannung bezeichnet, speist den GegentaktDurchfluwandler, aufgebaut mit den beiden Leistungs-Schalt-MOSFETs T1 und T2 (5), den Strommewiderstnden R31 bis R37 (8), dem Ferrit-bertrager TR2 (7), der Doppeldiode D5 (9) und der Speicherdrossel DR2 (10) mit nachgeschalteten Ladekondensatoren C14, C15, C16, C17, C18, C28 (11). T1 und T2 werden gegenphasig angesteuert und schalten abwechselnd die primren Teilwicklungen des Ferritbertragers auf das negative Potential der Zwischenkreisspannung. Die Mittelanzapfung der Primrwicklung ist hierbei mit dem positiven Potential der Zwischenkreisspannung verbunden. Zur Begrenzung der durch parasitre Induktivitten und durch die Streuinduktivitt des bertragers hervorgerufenen berspannungen an den Leistungstransistoren dient das aus C23, D11, D12, R28 und R38 bis R42 gebildete Entlastungsnetzwerk (6). Die berspannungen werden auf C23 gespeichert und ber die Widerstnde in die Versorgung zurckgespeist. Das erforderliche wechselseitige Durchschalten von T1 und T2 wird durch die phasengedrehten Ausgangssignale des IC1 (13) bewirkt. Die Erluterung zu diesem Schaltungsteil erfolgt im nachfolgendem Kapitel 6.2.2. Die sekundrseitige Ausgangswechselspannung des Ferrit-bertragers TR2 wird durch eine Mittelpunktschaltung unter Verwendung der Doppeldiode D5 gleichgerichtet. Die so gewonnene Spannung gelangt ber die Speicherdrossel DR2 auf die Ausgangs-Ladekondensatoren. An den Klemmen + und der Klemmleiste X1 steht die Ausgangsspannung zur Speisung der Akkus bzw. des Wechselrichter der USV-Anlage zur Verfgung.

6.2.2

Pulsbreitenmodulator

Die Ausgangsspannung des SNTs wird primrseitig ber das Impuls-Pausen-Verhltnis der Ansteuersignale fr T1 und T2 eingestellt. Zur Erzeugung der gegenphasigen und pulsbreitenmodulierten Ansteuersignale dient der integrierte Baustein IC1 des Typs UC3825 (13). Das Puls-Pausen-Verhltnis seines an Pin 11 und Pin 14 anstehenden Steuersignals wird in Abhngigkeit von der Eingangsinformation an Pin 1 gesteuert. Diese Eingangsinformation wird ber den als P-Regler beschalteten Operationsverstrker IC4 (14) gewonnen und ber den Optokoppler IC2 zugefhrt. Die Oszillatorfrequenz von IC1 und damit die Schalfrequenz des gesamten Netzteils wird durch die externen Bauelemente R4 und C6 festgelegt und betrgt mit der gewhlten Dimensionierung ca. 80kHz. ber C6 wird gleichzeitig die Einschaltverzgerung der Leistungstransistoren eingestellt. Sie ist notwendig, um ein gleichzeitiges Leiten der Schalttransistoren T1 und T2 bei maximaler Pulsbreite des Ansteuersignales zu verhindern. Aufgrund der Dimensionierung betrgt die Einschaltverzgerung ca. 800ns. ber C7 an Pin 8 von IC1 wird die Soft-Start-Mglichkeit des Bausteins UC3825 genutzt, d.h. nach dem Einschalten wird die Impulsbreite der Ansteuersignale langsam erhht.

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Weiterhin dient Pin 8 des Steuerbausteins in Verbindung mit einem Temperaturschalter, der auf dem Khlkrper von T1 und T2 montiert ist, als Temperaturschutz des Netzteils. Bei bertemperatur schliet der Schaltkontakt des Temperaturschalters und berbrckt C7. Die sofortige Abschaltung der Ansteuersignale ist die Folge so da die Leistungstransistoren vor berhitzung geschtzt werden. ber die Schalthysterese des Temperaturschalters ist ein erneuter Anlauf des SNTs erst nach Fall der Khlkrpertemperatur um ca. 5C mglich. Eine weitere Schutzfunktion stellt die integrierte Strombegrenzung dar. ber die Strommewiderstnde R31 bis R37 (8) wird der Strom durch die Leistungstransistoren erfat und ber ein Filter, aufgebaut mit R21 und C22, an den Pin 9 des UC3825 weitergeleitet. Steigt die Spannung an den Strommewiderstnden auf ca. 1,0V an, wird das Steuersignal des gerade leitenden Leistungstransistors abgeschaltet. Ein erneutes Einschalten ist erst in der nchsten Schaltperiode mglich. Aufgrund der Dimensionierung wird somit der maximale Drainstrom der Schalttransitoren auf ca. 6,5A begrenzt. Die Versorgungsspannung fr die primrseitige Steuerschaltung wird mit dem Steuertransformator TR1, dem aus D1 bis D4 gebildeten Brckengleichrichter und dem Ladekondensator C11 mit nachgeschaltetem Spannungsregler IC3 erzeugt (12). Die so gewonnene Versorgungsspannung betrgt ca. 15V Gleichspannung. Sie speist den Steuerbaustein IC1. Um geringere Durchlaverluste der Leistungstransistoren zu gewhrleisten, ist eine hohe Gatespannung und somit auch eine hohe Versorgungsspannung des IC1 erforderlich. Zur Vermeidung von zu geringen Gatespannungen ist im Pulsbreitenmodulator IC1 eine Unterspannungs-Erkennung integriert. Sie schaltet bei einer Unterschreitung der Versorgungsspannung von ca. 8V die Steuerausgnge ab und schtzt somit die Leistungstransistoren in der Einschalt- und Ausschaltphase des SNTs.

6.2.3

Spannungsregler

Die Ausgangsspannung des SNTs wird ber einen als P-Regler beschalteten Operationsversrker IC4 (14) auf 55V 2% konstant gehalten. Der OP vergleicht die ber R15 bis R16 geteilte Ausgangsspannung mit der an D10 anliegenden Referenzspannung in Hhe von 6,2V. Steigt die Ausgangsspannung des SNTs an, steigt auch der Spannungsabfall ber R15 und R16. Der invertierende Eingang des OPs wird gegenber der Referenzspannung positiver und der Ausgang des OPs treibt einen hheren Strom ber die LED des Optokopplers IC2. Hierdurch wird der Strom des Fototransistors grer, und ber R8 gelangt eine hhere Spannung auf Pin 1 des UC3825. Der Steuerbaustein reagiert hierauf mit einer Reduzierung der Pulsbreite der Steuersignale und verringert somit den Energieflu in die Ausgangsdrossel DR2. Die Ausgangsspannung sinkt, bis ein Gleichgewicht zwischen den Differenzeingngen des OPs wieder hergestellt ist. Bei einer Absenkung der Ausgangsspannung erfolgt der Regelmechanismus in sinngem umgekehrter Reihenfolge. Die Bereitstellung der Versorgungsspannung des P-Reglers erfolgt ber R9 bis R12, die Z-Dioden D6 bis D8 und den Ladekondensator C19 direkt aus der Ausgangsspannung des SNTs. Da beim Anlauf des Netzteiles die Soft-Start-Schaltung den Energieflu zum Netzteilausgang hin langsam steigert, bleibt gengend Zeit, um die Versorgung des Spannungsreglers aufzubauen. Ab einer Netzteil-Ausgangsspannung in Hhe von ca. 25V ist auch die Spannung ber den Z-Dioden D6, D7 und D8 aufgebaut, und der hieraus versorgte Operationsverstrker IC4 kann unter stabilen Betriebsbedingungen die Regelung der Ausgangsspannung ausfhren.

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7 Erluterung zu dem PWM-Baustein UC 38257.1 Das Blockschaltbild des UC3825

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Abb. 8 Blockschaltbild UC3825

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7.27.2.1

Beschreibung der FunktionsblckeFunktionsblock 1: Fehlerverstrker

ber die Hhe der Ausgangsspannung des Fehlerverstrkers an Pin 3 wird die Pulsbreite des PWM-Signales eingestellt. Whrend der Softstartphase wird die Ausgangsspannung des Verstrkers in ihrem Pegel begrenzt und langsam, entsprechend der eingestellten Softstartzeit, auf ihren maximalen Wert gesteigert. Hierdurch wird ein langsames Ansteigen der Pulsbreite whrend der Softstartphase erreicht. Da die beiden Eingnge an Pin 1 und Pin 2 und der Ausgang des Verstrkers an Pin 3 frei zugnglich sind, kann der Anwender ber eine entsprechende Auenbeschaltung alle OP-Grundschaltungen nachbilden. So ist es mglich, ohne zustzliche aktive Komponenten einen Regelkreis aufzubauen.

7.2.2

Funktionsblock 2: PWM-Komparator

An diesem Komparator wird die an Pin 3 anliegende Gleichspannung mit der an Pin 7 eingespeisten Sgezahnspannung verglichen. Die Pulsbreite des PWM-Signals ist das direkte Ergebnis dieses Vergleiches. Voraussetzung dafr ist, da bergeordnete Schutzeinrichtungen, wie z.B. die Strombegrenzung, nicht aktiv sind und somit die Pulsbreite ber einen bergeordneten Weg begrenzen.

7.2.3

Funktionsblock 3: Oszillator

An den Eingangspins 5 und 6 kann ber die uere Beschaltung die Frequenz des Oszillators und damit die PWM-Frequenz des Bausteins bestimmt werden. Hierbei ist zu beachten, da nur ber den Kondensator an Pin 6 die Pulsbreite des Clock-Signales und somit die Zeitdauer der Einschaltverzgerung bestimmt wird. Sie ist ntig, um ein gleichzeitige Stromfhrung beider Gegentaktschaltern zu vermeiden. Der Clock-Ausgang an Pin 4 kann zur Synchronisation weiterer Bausteine auf die eingestellte Schaltfrequenz genutzt werden.

7.2.4

Funktionsblock 4: Oder-Verknpfung

Diese Oder-Verknpfung sperrt das nachgeschaltete Flipflop durch eine der beiden Eingangsbedingungen. Im einzelnen kann das eine Pulsbreitenbegrenzung ber den Fehlerverstrker oder eine Strombegrenzung sein.

7.2.5

Funktionsblock 5: Latch zur PWM-Erzeugung

Dieses RS-Flipflop gibt das Signal des Oszillators an das Toggel-Flipflop weiter, wenn keine externen Fehlereingnge oder Begrenzungen gesetzt sind. Es dient zur Verlngerung des kurzen Clock-Impulses auf die bentigte Einschaltzeit. Das nachgeschaltete ODER-Glied dient zur Weiterleitung der Clock-Impulse, die die Einschaltverzgerungszeit bestimmen.

7.2.6

Funktionsblock 6: Toggel-Flipflop zur Erzeugung des Gegentaktsignals

Das Toggelflipflop dient zur Erzeugung zeitgleicher Gegentaktsignale. Es gibt sie an den Ausgangsverstrker weiter. ber den Ausgang der dem PWM-Latch nachgeschalteten ODER-Verknpfung wird das Flipflip getriggert. Die Ausgangszustnde des Toggelflipflops werden ber die nachgeschalteten NOR-Glieder erst nach Wegnahme des Triggerimpulses, der die Einschaltverzgerungszeit darstellt, an die Ausgangspins 11 und 14 weitergegeben.

7.2.7

Funktionsblock 7: Ausgangstreiber

Die Ausgangstreiber dienen zur Bereitstellung der kurzen und hohen Gate-Ladestrme, die zur schnellen Ansteuerung der Gegentaktschalter bentigt werden.

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7.2.8

Funktionsblock 8: berstromerkennung

Die berstromerkennung dient zur Begrenzung der Gegentaktschalter-Drainstrme ber zwei unterschiedliche Schaltschwellen. Die erste Schaltschwelle spiegelt das Erreichen des maximalen Sollstromes wieder. Sie dient zur Pulsbreitenreduzierung im berlastfall. Die zweite Schaltschwelle ist die Erkennung eines berstromes. Dies fhrt zur Sperrung der Ausgangsendstufe und zur Reaktivierung der Softstarteinrichtung im Kurzschlubetrieb. Durch die Anpassung des externen Strommewiderstandes an die vorgegebenen Schaltschwellen kann die Hhe der maximal zulssigen Drain-Strme eingestellt werden.

7.2.9

Funktionsblock 9: berwachung der Versorgungsspannung

Die berwachung der Eingangsversorgungsspannung an Pin 15 erfolgt ber zwei Schwellwerte von 9,2V und 8,4V. Bei berschreitung der Schwelle von 9,2V wird der Baustein aktiviert und bei Unterschreitung der Schwelle von 8,4V wieder gesperrt (Stand-By-Betrieb). Auf diese Weise wird sichergestellt, da die Gegentaktschalter nicht durch eine zu niedrige Gatespannung in einem analogen Betriebzustand arbeiten.

7.2.10 Funktionsblock 10: Erzeugung der ReferenzspannungDer Funktionsblock 10 erzeugt die Referenzspannung von 5,1V. Diese stabilisierte Referenzspannung wird ber Pin16 dem Anwender zur Verfgung gestellt. Sie dient zur Erzeugung von intern bentigten Schaltschwellen. Sie steht erst nach Freigabe der Spannungsberwachung zur Verfgung.

7.2.11 Funktionsblock 11: Softstarteinrichtungber die Softstartschaltung wird ein externer Kondensator, angeschlossen an Pin 8, mit einem Strom in Hhe von 9A geladen. Die Zeitdauer der Softstartphase wird ber diesen externen Kondensator eingestellt. Der Ladezustand des Kondensators wird an den Fehlerverstrker zur Begrenzung der Ausgangsspannung weitergereicht und dient zur langsamen Verbreiterung der PWM-Pulse in der Anlaufphase des Netzteils. Die Hhe der Ladestrme in ungeladene Ausgangskapazitten kann somit begrenzt werden.

7.2.12 Funktionsblock 12: Interne HilfsspannungserzeugungAus der Referenzspannung werden weitere Hilfspannungen abgeleitet. Sie dienen zur Versorgung der internen Schaltkreise und stehen dem Anwender nicht zur Verfgung.

7.2.13 Funktionsblock 13: berwachung der ReferenzspannungDie Referenzspannung wird auf eine untere Schwelle von 4,0V berwacht. Bei Unterschreiten dieser Schwelle wird der Baustein deaktiviert (Stand-By-Betrieb). Ein Betrieb mit undefinierten Schaltschwellen wird somit vermieden.

7.2.14 Funktionsblock 14: Freischaltung des Bausteinsber dieses NAND-Glied werden die Ausgnge der Versorgungsspannungsberwachung und der Referenzspannungsberwachung verknpft. Bei ordnungsgemem Zustand der Eingangssignale aktiviert das NAND-Glied den Baustein.

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8 Leiterplattenentwurf und Plazierung der Bauteile8.1 Behandlung der SpannungsabstndeDas vorgestellte SNT arbeitet mit einem 230V-Wechselspannungseingang und einem 55V-Gleichspannungsausgang. Es gehrt mit seinem Netzanschlu einerseits zum Starkstrombereich und mit seinem 55V-Ausgang anderseits zum Bereich der elektronischen Betriebsmittel. Auer der Aufgabe, Strom an einen Verbraucher zu liefern, hat es auch noch fr die Netztrennung zu sorgen. Da der Ausgang des SNTs mit eventuell berhrbaren Teilen verbunden ist, mu die Netztrennung als eine sogenannte sichere Trennung ausgefhrt werden. Das SNT wird somit als ein elektronisches Betriebsmittel eingestuft und erfordert die Beachtung der Vorschrift DIN VDE 0160. Neben dem bertrager ist auch die Leiterplatte als Trger der einzelnen Komponenten ein kritisches Bauelement hinsichtlich der Potentialtrennung. Die Leiterbahnen mssen untereinander und zum Gehuse bestimmte Mindestabstnde einhalten. Diese Abstnde hngen von den Spannungen zwischen den betreffenden Bahnen ab und davon, ob diese zu zwei getrennten oder nur zu einem Stromkreis gehren. Stromkreise, zwischen denen eine Netztrennung erforderlich ist, mssen durch eine verstrkte Isolation voneinander getrennt werden. Weiterhin mu zwischen einer Luftstrecke und einer Kriechstrecke unterschieden werden. Unter einer Luftstrekke wird der Abstand zwischen zwei Leitern verstanden, zwischen denen nur Luft als Isolator dient. Eine Verminderung der Isolation durch Verschmutzung ist in diesem Fall nicht mglich. Eine Kriechstrecke ist gegeben, wenn zwischen zwei Leitern ein weiterer Isolator, wie z. B. eine Leiterplatte, als Trger eingebracht ist. Hier kann durch die Ablagerung von leitenden Schmutzpartikel der Isolationsabstand verkleinert werden. Er mu dementsprechend grer gestaltet sein. Eine Unterscheidung zwischen Luft- und Kriechstrecke wurde beim Leiterplattendesign nicht getroffen, wobei die Anforderungen der DIN VDE 0160 jedoch weit bertroffen wurden. Nach DIN VDE 0160 sind folgende Mindestkriechstrecken zu beachten: Bemessungsspannung URMS oder UAV in V 100 250 400 Mindestabstand in mm fr Basisisolationen 0,16 1,00 2,00 Mindestabstand in mm fr verstrkte Isolationen 0,32 2,00 4,00

Die Umsetzung erfolgte auf der Leiterplatte in folgender Weise: Stromkreis Netzeingang Netzeingang Netzeingang Netzeingang Zwischenkreis Zwischenkreis Zwischenkreis Netzteilausgang Netzteilausgang zu Stromkreis Netzeingang Erdverbindung Netzteilausgang Zwischenkreis Zwischenkreis Erdverbindung Netzteilausgang Netzteilausgang Erdverbindung Bemessungsspannung Geforderter Ausgefhrter URMS oder UAV in V Abstand in mm Abstand in mm 250 1,00 2,54 250 1,00 2,80 250 4,00 8,00 400 2,00 2,50 400 2,00 3,00 400 2,00 3,50 400 4,00 8,00 100 0,16 0,91 100 0,16 1,27

Um die Einhaltung der erforderlichen Abstnde zwischen dem Gehuse und den Netzpotential fhrenden Stromkreisen auf der Leiterplatte zu gewhrleisten, wurde zwischen die Leiterplatte und das Gehuse eine Isolationsfolie eingebracht. Diese ist als Wanne geformt und berlappt an den kritischen Stellen die Auenkanten der Leiterplatte. 34 von 48

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8.28.2.1

LayoutsLayout der Bestckungsseite

Abb. 9 Layout der Bestckungsseite

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Projektarbeit

8.2.2

Layout der Ltseite

Abb. 10 Layout der Ltseite

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8.38.3.1

Stckliste und BestckungsdruckeStcklisteBauteil C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 C8 C9 C10 C11 C12 C13 C14 C15 C16 C17 C18 C19 C20 C21 C22 C23 C24 C25 C26 C27 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15 DR1 DR2 GL1 IC1 IC2 IC3 IC4 LSP1..4 Wert 220nF 47nF 4,7nF 4,7nF 560F 560F 100nF 4,7nF 100nF 100nF 470F 100F 100pF 470F 470F 470F 470F 470F 220nF 100nF nicht bestckt 470pF 22nF nicht bestckt 100nF 470F 22pF BAS32L BAS32L BAS32L BAS32L DSEC 60-06A BZX6V2 BZX6V2 BZX6V2 BAV99 BXW6V2 STTA112 STTA112 LED rot TMBYV10-40 TMBYV10-40 ELF850B 100H KBU12G/J UC3825 CNY17-F3 7815 LT1006 Ltstift Nennspannung 250VRMS 250VRMS 250VRMS 250VRMS 400V 400V 50V 50V 50V 50V 35V 16V 50V 63V 63V 63V 63V 63V 50V 50V 50V 1000V 50V 63V 50V 75V 75V 75V 75V 600V 6,2V 6,2V 6,2V 100V 6,2V 1% 1000V 1000V 40V 40V 250VRMS 100V 280VRMS 15V Belastbarkeit 200mA 200mA 200mA 200mA 2 x 30A 0,6W 0,6W 0,6W 200mA 0,3W 1A 1A 1A 1A 8ARMS 20A 12A 1A Typ X2 Kondensator X2 Kondensator Y1 Kondensator Y1 Kondensator AL - Elektrolytkondensator AL - Elektrolytkondensator Keramikkondensator Keramikkondensator Keramikkondensator Keramikkondensator AL - Elektrolytkondensator AL - Elektrolytkondensator Keramikkondensator AL - Elektrolytkondensator AL - Elektrolytkondensator AL - Elektrolytkondensator AL - Elektrolytkondensator AL - Elektrolytkondensator Keramikkondensator Keramikkondensator Keramikkondensator MKT Kondensator Keramikkondensator AL - Elektrolytkondensator Keramikkondensator Diode Diode Diode Diode Gleichrichter Z-Diode Z-Diode Z-Diode Doppeldiode Z-Diode Diode Diode Leuchtdiode Schottkydiode Schottkydiode Entstrdrossel Speicherdrossel Gleichrichter PWM-Baustein Optokoppler Spannungsregler Operationsverstrker -

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Bauteil R1 R2 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10 R11 R12 R13 R14 R15 R16 R17 R18 R19 R21 R22 R23 R24 R25 R26 R27 R28 R29 R30 R31 R32 R33 R34 R35 R36 R37 R38 R39 R40 R41 R42 R43 R44 R45 SI1 T1 T2 TR1 TR2 X1 X2

Wert 2k 4 4 1,82k 4,99k 4,99k 20k 20k 560 560 560 560 249k 2,49k 4,42k 1k 36,5k nicht bestckt 3,65k 1k 1k 1k 4,99k 330 330 4,99k 20k 10 10 1 1 1 1 2,2 1 1 20k 20k 20k 20k 20k 4,02k 4,02k 4,02k 10AT IXFX 26N90 IXFX 26N90 2 x 9VRMS ETD49 5 polig M3

Nennspannung 265VRMS 265VRMS 900V 900V 230VRMs 358V 230VRMS -

Belastbarkeit 0,3W 5,1W 5,1W 0,3W 0,3W 0,3W 0,3W 0,3W 0,6W 0,6W 0,6W 0,6W 0,3W 0,3W 0,3W 0,3W 0,3W 0,3W 0,3W 1W 1W 0,3W 5W 5W 0,3W 1W 0,6W 0,6W 1W 1W 1W 1W 1W 1W 1W 1W 1W 1W 1W 1W 0,3W 0,3W 0,3W 10A 26A 26A 2,3VA 1,1kW 20A -

Typ Metallschichtwiderstand NTC-Widerstand NTC-Widerstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Drahtwiderstand Drahtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Metallschichtwiderstand Feinsicherung MOSFET MOSFET Printtrafo bertrager Klemmleiste Erdanschlu

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8.3.2

Bestckungsdruck der Bestckungsseite

Abb. 11 Bestckungsdruck der Bestckungsseite

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8.3.3

Bestckungsdruck der Ltseite

Abb. 12 Bestckungsdruck der Ltseite

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9 Inbetriebnahme9.1 Auflistung der benutzten Me- und HilfsmittelFolgende Me- und Hilfsmittel standen bei der Inbetriebnahme zur Verfgung: Digitalspeicheroszilloskop Tektronix TDS784C Strommezange Tektronix A6312 Meverstrker zur Strommezange Tektronix A503B Wattmeter Erich Marek UC6 Multimeter Fluke 87 Stromsenke Hcherl & Hackel DS800 Hochlastwiderstand 8,2 / 620W Frizlen Wrmebild-Kamera Jenoptik Varioscan 3021-ST

9.29.2.1

Inbetriebnahmemessungenberprfung der SteuersignaleDie Steuersignale wurden ohne anliegende Netzspannung gemessen. Um den Pulsbreitenmodulator mit Spannung zu versorgen, wurde ber ein externes Netzgert eine Gleichspannung in Hhe von 20V vor dem schaltungseigenen 15V Spannungsregler eingespeist. Da das SNT keine Ausgangsspannung liefert, steuert der Pulsbreitenmodulator die Gegentaktschalter mit maximal mglicher Pulsbreite an. Hierbei kann die Einschaltverzgerungszeit der Gegentaktschalter berprft werden.

Hinweis:

Kanal 1 (CH1) zeigt die UGS von T1. Kanal 2 (CH2) zeigt die UGS von T2. Die Einschaltverzgerung betrgt 800ns und die Schaltfrequenz 83,436kHz.

Abb. 13 Steuersignale von T1 und T2

Nach Prfung der Schaltfrequenz und der Einschaltverzgerungszeit wurde in den Ausgang des Netzteils eine Gleichspannung in Hhe von 60V eingespeist. Der Spannungsregler arbeitete ordnungsgem und verringerte ber den Pulsbreitenmodulator die Pulsbreite der Steuersignale. Da der Spannungsregler und der Pulsbreitenmodulator einwandfrei funktionierten, wurden alle eingespeisten Hilfsspannungen wieder abgeklemmt. Anschlieend konnte das SNT ber seinen Netzeingang versorgt werden. Alle nachfolgenden Messungen wurden mit einer Eingangswechselspannung in Hhe von 230VRMS durchgefhrt.

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9.2.29.2.2.1

Untersuchung der Ausgangsspannung im Leerlauf und unter NennlastHhe der Ausgangsspannung Bei den Angaben zu Ausgangsstrom bzw. Ausgangsleistung wurde die eingebaute Grundlast bercksichtig. Sie ist in den Angaben enthalten. Die Eingangswechselspannung betrug 230VRMS. Lastfall Leerlauf Nennlast Ausgangsspannung 55,0V 54,4V Ausgangsstrom 0,19A 20,1A Ausgangsleistung 10,5W 1093W

Hinweis:

9.2.2.2

Welligkeit der Ausgangsspannung

140mVss 2,9Vss

Abb. 14 Welligkeit der Ausgangsspannung im Leerlauf

Abb. 15 Welligkeit der Ausgangsspannung unter Nennlast

9.2.2.3

Aufbau der Ausgangsspannung beim Einschalten

55V

55V

15ms

20ms

Abb. 16 Aufbau der Ausgangsspannung im Leerlauf

Abb. 17 Aufbau der Ausgangsspannung unter Nennlast

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9.2.3Hinweis:

Aufnahme der Strme und Spannungen an den GegentaktschalternKanal 1 (CH1) zeigt die Spannung UDS des Transistors T1. An T2 wurde ein identisches Spannungsabbild gemessen. Aufgrund der bersichtlichkeit wurde die UDS von T2 nicht in den nachfolgenden Aufnahmen dargestellt. Kanal 2 (CH2) zeigt das Spannungsabbild ber den Strommewiderstnden, die Bewertung betrgt 1,29A bzw. 3,22A pro Teilung.

720Vpeak

11,27Apeak 5,16Apeak

1,29A / Div

3,22A / Div

Abb. 18 Drainspannung und Drainstrom im Leerlauf

Abb. 19 Drainspannung und Drainstrom unter Nennlast

An den Leistungstransistoren T1 und T2 wurde eine maximale Spannungsspitze in Hhe von 720Vpeak gemessen. Da die eingesetzten Transistoren eine Spannungsfestigkeit von 900V besitzen, ist eine ausreichende Reserve gegenber berspannungen auch bei Netz-berspannung vorhanden. Die whrend der Sperrphase beider Transistoren in Abbildung 10 zu sehende Schwingung, wird durch einen Resonanzkreis, gebildet aus der Streuinduktivitt des bertragers und den parasitren Kapazitten, erzeugt. Sie beeintrchtigt das SNT in seiner Funktion nicht und kann daher vernachlssigt werden. Die in beiden Aufnahmen zu sehende hohe Stromspitze im Einschaltmoment wird durch den Ausrumstrom der Dioden D11 und D12, sowie durch das Entladen der Wicklungskapazit des bertragers hervorgerufen. Um ein Ansprechen der Strombegrenzung zu verhindern, mu die Stromspitze ber das aus R21 und C22 gebildete Filter unterdrckt werden.

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9.2.4

Messung des Ausgangsstroms des EingangsgleichrichtersUm das Stromabbild nicht durch Mewiderstnde zu verflschen, wurde der Ausgangsstrom des Gleichrichters KBU12J ber ein Stromzangenmesystem erfat. Hierzu wurde in den + Anschlu des Gleichrichters eine Drahtschleife eingebracht und um diese die Stromzange angelegt. Die Messung wurde unter Nennlast im Ausgang durchgefhrt.

Hinweis:

Kanal 1 (CH1) zeigt den Ausgangsstrom des KBU12J. Die Bewertung betrgt 5A pro Teilung.292,7VAV

Ipeak = 17,0A IRMS = 7,34A IAV = 4,26A Kanal 2 (CH2) zeigt die Zwischenkreisspannung.

17,0Apeak

UAV = 292,7V

Abb. 20 Ausgangsstrom des Eingangsgleichrichters

Die aufgenommen Mewerte liegen innerhalb der Datenblattgrenzwerte und besttigen die Dimensionierung des Gleichrichters.

9.2.59.2.5.1

Leistungaufnahme und Wirkungsgrad des NetzteilesMessung der Leistungsaufnahme Zur Ermittlung der Eingangsleistung wurde ein Wattmeter eingesetzt, die gemessene Leistung stellt somit die aufgenommene Wirkleistung dar. Lastfall Leerlauf Nennlast Ausgangsleistung 10,5W 1093W Eingangsleistung 38,0W 1220W

Hinweis:

9.2.5.2

berprfung des Wirkungsgrades

=

PAUS 1093W = = 0,896 PEIN 1220W

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Projektarbeit

9.3

Thermographische Aufnahme unter Nennlast

Abb. 21 Thermographische Aufnahme unter Nennlast (Draufsicht)

Hinweis:

Fr die thermographische Aufnahme durfte die Luftleitfolie zwischen den Khlkrpern nicht montiert werden. Die Folie reflektiert die Wrmestrahlung des bertragers und verhindert somit dessen Temperaturerfassung ber das Kamerasystem. Die Umgebungstemperatur betrug bei der Aufnahme 27C und die Netzspannung 228VRMS.

Durch die Verwendung einer Wrmebildkamera konnten frhzeitig Hot-Spots erkannt werden. Die Strommewiderstnde, die Grundlastwiderstnde und die zur Stostrombegrenzung eingesetzten NTCs zeichneten sich hierbei als deutliche Hitzequellen ab. Gegen die starke Erwrmung der NTCs wurden keine Manahmen getroffen. Aufgrund der thermischen Mitkopplung stellt sich eine belastungsabhnige Betriebstemperatur ein. Diese kann auch durch eine Bauteilanordnung im Luftstrom des Lfters nur unwesentlich gesenkt werden. Whrend der Testphase wurde eine max. Bauteiltemperatur in Hhe von 148C ermittelt. Da die NTCs fr Betriebstemperaturen bis 170C geeignet sind, bestand kein weiterer Handlungsbedarf. Der Temperaturhub an den Stromme- und Grundlastwiderstnden konnte durch eine gezielte Fhrung der Luftstrmung deutlich gesenkt werden. Hierzu wurden verschiedene Luftleitfolien angefertigt und auf ihre Wirksamkeit durch Versuche berprft. Der Spalt zwischen Lfter und Khlkrpern diente hierbei als Strmungsquelle fr die umzuleitende Khlluft. Abbildung 16 zeigt das Netzteil mit den fertigen Isolier- und Luftleitfolien. Mit dieser Anordnung konnten die Temperaturen an den genannten Widerstnden um ca. 15C gesenkt werden. Da alle Bauteile auch ohne Luftleitfolien innerhalb ihrer Grenzwerte betrieben werden, ist der Einsatz von Luftleitfolien nicht zwingend erforderlich. Die Folien tragen aber zu einer deutlichen thermischen Entlastung der Bauteile bei und wurden zur Steigerung der Betriebssicherheit eingesetzt. Abb. 22 Ausfhrung der Isolation- und Luftleitfolien

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9.4

Gewonnene Erkenntnisse

Innerhalb der ersten Testphase und der nachfolgenden Inbetriebnahme stieen die Entwickler auf zwei Problempunkte, die nur mit grerem Zeitaufwand gelst werden konnten. Zum einen konnte auf der ursprnglich einseitig ausgefhrten Leiterplatte der Steuerbaustein UC3825 nicht in ein stabiles Betriebsverhalten versetzt werden. Die Schwierigkeiten stellten sich in einem starken Jitter der Gatesignale dar und konnten durch das Einfgen von Entstrkondensatoren oder hnlichen Manahmen nicht beseitigt werden. Erst durch Verstrkung und nderung der GND-Leiterbahnfhrung des Steuerbausteins wurden gleichmig breite Steuersignale erreicht. Unter Zuhilfenahme von flexibler Litze wurde die GND-Anbindung des ICs bis zum Erreichen eines stabilen Betriebspunktes modifiziert. Aus diesen Versuchen resultiert die in dieser Arbeit vorgestellte doppelseitige Leiterplatte. Weiterhin wurde durch die berprfung der Schaltungsauslegung mittels Wrmebildkamera eine thermische berlastung des bertragers festgestellt. Schon bei halber Nennlast konnte eine Wicklungstemperatur grer 100C gemessen werden. Da die Berechnung der Wicklungsausfhrung schlssig erschien, lag die Vermutung nahe, da der Skineffekt mit einem wesentlich hheren Verlustleistungsbeitrag als erwartet einwirkt. Unter Einhaltung der errechneten Windungszahlen und Wickelquerschnitte wurde ein komplett neuer bertrager mit HFLitze angefertigt. Die abschlieende berprfung der thermischen Auslastung besttigte die Vermutung bezglich der Auswirkung des Skineffektes auf die bertragerverluste. Die Inbetriebnahme und Schaltungsberprfung gestaltete sich, abgesehen von den oben aufgefhrten Punkten, ohne weitere Schwierigkeiten. Die richtige Dimensionierung der brigen Komponenten konnte in einem mehrstndigen Dauertest unter Voll- und Teillast besttigt werden. Der im Anschlu ausgefhrte Kurzschlutest wurde mit einem positiven Ergebnis abgeschlossen. Bei einer Weiterentwicklung des Schaltnetzteils kann eine Schaltung zur berbrckung der NTCs eingefgt werden. Diese mte nach Anlauf des Netzteils, zum Beispiel mit einem Relaiskontakt oder Halbleiter, die zur Stostrombegrenzung eingesetzten NTCs berbrcken. Hierdurch knnte die Verlustleistung des Netzteils gesenkt und die Zyklen zur erneuten Einschaltbereitschaft gesteigert werden. Der Ersatz der ohmschen Grundlast durch eine Konstantstromquelle wrde durch die Abgabe der Verlustleistung ber einen Khlkrper zu einem gleichmigeren Temperaturbild beitragen. Abschlieend konnte das hier vorgestellte SNT zur Versorgung der in der Einleitung beschriebenen USV-Anlage eingesetzt werden. Dank der hohen Ausgangsleistung ist ein schnelles Nachladen der Pufferbatterien auch unter Vollast der Anlage unproblematisch. Aufgrund des langsam laufendem Lfters konnte die Geruschbelastung auf ein Minimum beschrnkt werden. Die gesamte Anlage verrichtet seit Abschlu dieser Arbeit ihren Dienst im Hintergrund des tglichen PCEinsatzes und konnte dem Anwender schon manchen Datenverlust aufgrund von Stromausfllen ersparen.

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10 Anlagen

10.1 Quellenverzeichnis

Ferrite und Zubehr, Firmenpublikation Siemens Matsushita Components GmbH & Co. KG Gedruckt in Deutschland, Ausgabe 1994

Semikron innovation + service, Firmenpublikation Semikron International Dr. Fritz Martin GmbH & Co. KG Gedruckt in Deutschland 10/1996 fr 1997/98 Brechmann, G. : Elektrotechnik Tabellen Kommunikationstechnik Braunschweig, Westermann Schulbuchverlag GmbH Zweite Auflage, 1996, ISBN 3-14-225037-9

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10.2 Abbildungsverzeichnis

Abb. 1 Abb. 2 Abb. 3 Abb. 4 Abb. 5 Abb. 6 Abb. 7 Abb. 8 Abb. 9

Prinzipschaltung Online-USV Prinzipschaltung Eintakt-Sperrwandler Prinzipschaltung Eintakt-Durchfluwandler Prinzipschaltung Gegentakt-Durchfluwandler Blockschaltbild Gegentakt-Durchfluwandler Wicklungsaufbau Stromlaufplan Blockschaltbild UC3825 Layout der Bestckungsseite

Abb. 10 Layout der Ltseite Abb. 11 Bestckungsdruck der Bestckungsseite Abb. 12 Bestckungsdruck der Ltseite Abb. 13 Steuersignale von T1 und T2 Abb. 14 Welligkeit der Ausgangsspannung im Leerlauf Abb. 15 Welligkeit der Ausgangsspannung unter Nennlast Abb. 16 Aufbau der Ausgangsspannung im Leerlauf Abb. 17 Aufbau der Ausgangsspannung unter Nennlast Abb. 18 Drainspannung und Drainstrom im Leerlauf Abb. 19 Drainspannung und Drainstrom unter Nennlast Abb. 20 Ausgangsstrom des Eingangsgleichrichters Abb. 21 Thermographische Aufnahme unter Nennlast Abb. 22 Ausfhrung der Isolation- und Luftleitfolien

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