alimentatori swhitcing

7/24/2019 alimentatori swhitcing

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ITIS OMAR NOVARA TDP Elettronica

Alimentatori switching P. De Vittor pag. 1

Gli alimentatori switchingTopologie, circuiti e caratteristiche

1 I parametri d i un alimentatore

Viene detto alimentatore un apparatobasato su di un circuito elettronico in grado difornire una tensione costante (ovvero stabilizzata)ad un carico qualsivoglia, sia esso un dispositivoelettromeccanico che un circuito.

Un alimentatore di questo tipo viene infattidetto anche stabilizzato se in grado di fornireuna tensione che non subisca variazioni al variaread esempio della corrente di carico, della tensionedingresso, della temperatura e del tempo. Dalla

definizione fornita si deduce che questainvariabilit della tensione fornita deve mantenersitale indipendentemente dalla corrente assorbitadal carico, ci che equivale a dire che unalimentatore deve comportarsi come un perfettogeneratore di tensione, cio possedere unaresistenza interna pressoch nulla.

Ad esempio, se un alimentatore da 12V/1.5A in grado di mantenere una tensione duscitaVo entro una gamma di 11.8-12.1 Volt per correnti duscita Io da 0 a 1.5A, significa che la suaresistenza interna equivalente (detta anche resistenza duscita) Ro di:

Ro = Vo / Io= (12.1 11.8) / (1.5 0) = 0.2 ohm

E ovvio quindi che tanto pi bassa la resistenza duscita di un alimentatore, tanto pi la tensione

duscita si manterr stabile nei confronti delle variazioni di carico. Un carico di valore costante noncrea in genere problemi, ma se la sua resistenza interna varia entro ampi limiti, allora la correnteassorbita potr subire ampie variazioni e, se non si dispone di un alimentatore di buonecaratteristiche, purtroppo la tensione erogata subir un progressivo calo allaumentare della corrente.Il costruttore fornisce spesso il grafico che evidenzia la dipendenza della Vo dalla Io, che si presentacome in figura 1.

Fig. 1 Il grafico della tensione

duscita in funzione dellacorrente rogata evidenzia ilcalo di Vo a causa dellaresistenza internadellalimentatore.

In alternativa a questo grafico il costruttore indica nel foglio tecnico un parametro equivalente, dettoregolazione di carico, che indica di quanto varia la Vo al variare di Io: per lalimentatore citato


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nellesempio la regolazione di carico sar di 150 mV/A (millivolt per ampere).Un altro parametro caratteristico di un alimentatore quello che viene definito regolazione di

linea, (vedi figura 2) ovvero di quanto varia la tensione duscita al variare della tensione dingressoVin, a corrente fissa, e viene espresso in millivolt per volt. Questo parametro pu sembrare

trascurabile ma, se si pensa che lingresso di un alimentatore tipicamente costituito dalla tensione direte rettificata (e quindi caratterizzata da unampia ondulazione, si comprende come sia importanteconoscere la capacit di stabilizzazione del nostro alimentatore. Per questo motivo importanteconoscere quale lampiezza del ripple (ondulazione residua) in uscita conoscendo il ripple iningresso e la corrente erogata.

Fig. 2 La dipendenza dellaVo dalla Vin fa s che la

tensione duscita sia soggettaad un certo ripple e, al di sottodi una certa tensione minimadingresso, non viene pigarantita luscita nominale di 12Volt.

2 - Lalimentatore classicoFino ad almeno 15 anni fa gli unici tipi di alimentatori utilizzati nellindustria, negli apparati e

nella strumentazione erano di tipo lineare, ovvero nei quali il transistor interno utilizzato per laregolazione-serie della tensione veniva polarizzato in modo da farlo lavorare in zona lineare, ovverointorno alla zona centrale della retta di carico. Lo schema a blocchi generico di un alimentatorelineare (corrispondente a quello di un regolatore di tensione) si presenta come quello di figura 3.

Fig. 3 Schema funzionale semplificato di unregolatore di tensione a controllo lineare, costituito daun generatore della tensione di riferimento (quirappresentato genericamente da un diodo Zener), un

comparatore di errore, un partitore duscita e daltransistor di regolazione-serie, a cui vanno aggiunti glieventuali circuiti di protezione (limitazione dellacorrente, della potenza dissipata nonch la limitazionetermica ed il blocco in caso di sottotensione iningresso). Per variare la tensione duscita possibilevariare il valore della resistenza R4.

Questi regolatori si sono dimostrati circuitalmente semplici, dotati di buona stabilit, di ottimacapacit di regolazione e di basso costo. Presentano per un serio inconveniente: dissipano molto.Soprattutto per le elevate potenze ci costituisce quindi un grave inconveniente.

Il motivo di tale dissipazione dovuto proprio al fatto che il transistor di regolazione-serie


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opera al centro delle caratteristiche duscita, dove la potenza dissipata massima. Per averneunidea, si prenda lesempio dellalimentatore da 12V prima riferito: se ad esempio la tensionedingresso di 20V e la corrente erogata di 1.5A, la potenza dissipata diviene pari a:

Pdiss = V Io= Vin Vo Io= (20 12) 1.5 = 12 Watt

Contro una potenza erogata al carico pari a:

Po = Vo Io= 12 1.5 = 18 Watt

Ci significa che per fornire 18W al carico occorre dissipare (e quindi smaltire sotto forma dicalore) ben 12W. Un modo correntemente usato per rappresentare questa condizione sfavorevole la cosiddetta efficienza n di un regolatore di tensione, definita come il rapporto fra la potenza erogataal carico (potenza duscita) e quella assorbita dalla rete (potenza dingresso), ovvero:

n = Po / Pin

ovvio che la differenza fra Pin e Po data proprio dalla potenza dissipata sotto forma di calore, chequindi va smaltita tramite opportuni dissipatori, che richiedono spazio, peso e costo. Percilefficienza pu essere calcolata anche come:

n = Po / Pin = Po / (Po + Pdiss)

Nel nostro caso lalimentatore avr unefficienza di:

n = 18 / (18 + 12) = 0.6

ovvero del 60%, ci che significa che il 40% dellenergia assorbita dalla rete viene dissipata sottoforma di calore!

Estendendo i calcoli ai vari valori della tensione dingresso, si ottiene la curva riportata in figura 4.

Fig. 14 Lefficienza di un regolatore lineare elevata (>80%) se la tensione dingresso poco superiore a quella duscita, ma se ladifferenza elevata scende anche al 40%.Se la tensione dingresso supera i 24Vlenergia dissipata supera quella erogata alcarico!

Per aumentare lefficienza (e quindi ridurre la dissipazione) occorre quindi far s che latensione dingresso sia di poco superiore a quella duscita, ma ci praticamente applicabile solo inpoche circostanze, in quanto spesso occorre prevedere e regolare ampie variazioni della tensionedingresso.

Nelle applicazioni da rete alternata, ad esempio, lelevato ripple in uscita al grupporettificatore-filtro ci pone nelle condizioni di subire un ampio range di valori della tensione dingresso, a

meno di voler filtrare con capacit elevatissime la tensione rettificata. Non solo, ma lesigenza diutilizzare alimentatori a tensione regolabile impone di far lavorare il transistor-serie interno con valori


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di VCE tali da consentire ampie variazioni di tensione ingresso-uscita senza correre il rischio dimandare in saturazione il transistor, situazione in cui non pi possibile regolare la tensione duscita.

3 - La soluzione switch ing

Si quindi compreso come rimanendo nellambito degli schemi classici a regolazionelineare non esiste soluzione di sorta in grado di contenere la dissipazione e quindi aumentarelefficienza del circuito di alimentazione.

La soluzione a questi altrimenti insormontabili problemi venuta dalla tecnica switching, chesuggerisce di cambiare strategia: non pi circuiti in cui i transistor di regolazione-serie operano inzona lineare con elevata dissipazione, bens circuiti progettati e pilotati in modo da far funzionare itransistor esclusivamente in commutazione, ovvero i cui punti di lavoro passino continuamente dallasaturazione allinterdizione.

Ci si pu a questo punto (ragionevolmente) chiedere come sia possibile che un transistor incontinua commutazione possa garantire una regolazione della corrente verso il carico, e quindi dellatensione ai suoi capi, fornendo altres una tensione continua! La risposta viene dalla modulazionePWM (Pulse Width Modulation, ovvero dellampiezza dellimpulso) abbinata ad un filtro passa-basso,in una configurazione quale quella di figura 15, dove riportata anche la temporizzazione relativa allamodulazione pwm.

Fig. 15 Schemadi base di unalimentatoreswitching edesempio ditemporizzazionerelativa ad una

modulazionePWM nel caso divariazioneprogressiva delduty-cycle dalvalore minimo almassimo e poi dinuovo al minimo

Come si vede dalla figura 15, la presenza del filtro passa-basso L-C fa s che la sequenza diimpulsi presenti sullemettitore non si ripercuota in uscita, bens serva a caricare i componenti del

filtro e ad ottenere in uscita unonda che pu essere variata a piacere da un massimo ad un minimo,semplicemente variando la durata degli impulsi. In altri termini il filtro funge da integratore degliimpulsi, nel senso che in uscita abbiamo una forma donda che equivale allintegrale di ciascunimpulso in ogni singolo periodo.

Si noti che questi impulsi sono di ampiezza (intensit) costante, cio vengono ottenutiportando il transistor non gi in zona lineare, bens in completa saturazione, e ci con lesplicitoobiettivo di ridurre al minimo la dissipazione. Se infatti si fa riferimento ad un alimentatore con una Vindi 30V ed una Vout di 12V che deve erogare 4A, il transistor di regolazione se operasse in regimelineare dissiperebbe una potenza di (30 12 ) 4 = 72 Watt.

Se invece opera ad impulsi (ovvero commuta continuamente fra linterdizione e lasaturazione) esso dissipa una potenza che pressoch nulla in interdizione, mentre in saturazione pari a:

Psat = ICsat VCEsat


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ovvero solo 4 Watt se si usa un bjt da 1V a 4A. Il vantaggio evidentissimo: nel caso lineare si haunefficienza del 40% mentre nel caso switching addirittura del 92%!

Ci porta vantaggi in termini di minor ingombro (o spesso totale assenza) del dissipatore, dicosto e di peso, se si pensa fra laltro che spesso negli alimentatori lineari si deve spesso ricorrere

addirittura alle ventole di raffreddamento.

4 Problemi e accorgimenti

- Periodo costante: Si noti nella figura 15 che il periodo di commutazione (ovvero la distanza deifronti di salita degli impulsi) stato mantenuto costante, e ci per un ben determinato motivo. Infatti, ilfiltro passa-basso duscita deve poter operare con unefficienza sufficiente a di ridurre al massimo ilripple duscita (che fra laltro in questo caso costituito da unonda triangolare, al di l dellarappresentazione semplificata della figura 15).

- Frequenza di taglio: Proprio per questo motivo i componenti del filtro passa-basso devono esseredimensionati in modo da ottenere una frequenza di taglio che deve essere ovviamente al di sotto dellafrequenza di funzionamento del modulatore pwm, che quindi deve essere nota e costante, pena il noncorretto funzionamento del filtro duscita.

- Disturbi udibili: Si ricordi, inoltre, che bene scegliere una frequenza di funzionamento che sia aldi sopra delle frequenze udibili, in modo da non incorrere in fenomeni di risonanza meccanica (spessoindotti dallinevitabile fenomeno della magnetostrizione dei materiali ferromagnetici) che possonoprovocare fastidiosi sibili dovuti alle vibrazioni, come ad esempio spesso capita per trasformatori,reattori delle lampade al neon e filtri induttivi per bassa frequenza, il cui ronzio dovuto ai lamierininon serrati correttamente. Per tale motivo le frequenze di lavoro sono sempre al di sopra dei 20 KHz.

- Filtro duscita: Si pu osservare che pi elevata la frequenza di commutazione, tanto pipotranno essere ridotti i valori reattivi necessari per ottenere la stessa impedenza (e quindi lo stesso

effetto di smorzamento) da parte del filtro passa-basso duscita. In altri termini, un filtro progettato perattenuare il ripple a 200 KHz sar molto pi piccolo di uno progettato per filtrare i disturbi a 20 KHz.Ecco il motivo per cui conveniente scegliere frequenze di lavoro abbastanza elevate.

- Frequenza massima: Sebbene le considerazioni relative al filtro portino a pensare di ridurre costi eingombri facendo lavorare gli alimentatori switching a frequenze elevatissime, vi sono per variecontroindicazioni, legate soprattutto alla massima frequenza di commutazione dei transistor dipotenza, alla massima frequenza di lavoro dei modulatori pwm integrati, alla necessit di usarecondensatori elettrolitici switching grade a bassa induttanza e in grado di sopportare elevate correntidi picco, ai problemi di layout dei circuiti stampati e soprattutto ai problemi legati alla generazione didisturbi elettromagnetici irradiati e indotti nel circuito e nei componenti stessi.

- Disturbi irradiati: Infatti, noto che i circuiti switching sono in grado di generare intensi disturbi

elettromagnetici a causa proprio delle rapide variazioni di tensione imposte ai circuiti di potenza, i qualisono sottoposti a transitori di molte decine di volt che durano pochi decimi di microsecondo. Come noto, questi gradini generano disturbi in quanto sono assimilabili ad uno spettro di frequenze(sviluppo in serie di Fourier) che si estende fino a valori tanto pi elevati quanto maggiore il dv/dt delsegnale, analogamente a quanto accade ad esempio nella parzializzazione di fase a tiristori. Questicircuiti debbono perci venire schermati adeguatamente.

Questi disturbi possono non solo causare problemi dovuti ai fenomeni di induzione neicomponenti del circuito stesso o in quelli circostanti, ma possono altres inviare disturbi lungo la reteelettrica di alimentazione, raggiungendo altri apparati ad essa connessi. Ci vietato dalle normativevigenti, e ad esempio le VDE indicano limiti ben precisi riportando un preciso andamento ampiezzadel disturbo/frequenza, che non va superato. Per tale motivo sempre opportuno collocare fralalimentatore switching e la rete elettrica degli opportuni filtri antidisturbo (facilmente reperibili incommercio) che sono costituiti da filtri a sella (a pi-greco) capacitivi-induttivi a circuiti accoppiati fra

fase e neutro.


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- Velocit di commutazione: Lesigenza di aumentare la frequenza di lavoro al fine di ridurrelingombro dei componenti del filtro duscita contrasta per con i limiti imposti dalla dissipazione dipotenza.

Infatti, se ad esempio si opta per una frequenza di commutazione di 1 MHz, si deve operare

con impulsi che hanno un periodo di 1 microsecondo, il che significa che i transistor bipolari di potenzasono assolutamente esclusi da questo ambito operativo, in quanto presentano tempi di commutazionetali da rendere le forme donda decisamente trapezoidali o addirittura triangolari, ci che imponeassolutamente il ricorso ai transistor Mosfet o al massimo agli Igbt.

La scelta della velocit di commutazione dei transistor si rivela fondamentale, in quanto lapotenza dissipata durante la commutazione assume landamento di figura 16, dove si pu osservareche il maggior contributo alla potenza dissipata costituito proprio dalla dissipazione durante le fasi diturn-on e turn-off dei transistor, nelle quali il prodotto tensione-corrente assume valori ben pi elevatiche durante la saturazione.

Il diagramma di temporizzazione di figura 16 riporta lesempio di un transistor bipolare cheviene fatto commutare ad una frequenza di 50 KHz con un duty-cycle del 50%, una Vcc di 100 V eduna Icsat di 10A. Il transistor preso in esame evidenzia un ton di 0.5 sec, un toff di 2 sec ed unaVCEsat di 1.5 V. La potenza dissipata in saturazione di 15 W, ma la presenza dei picchi di

dissipazione di ben 250 W durante le fasi di turn-on e di turn-off portano la potenza media dissipata aben 45 W, ovvero tre volte la potenza in saturazione.

Fig. 16 Temporizzazionerelativa ad un transistorbipolare in commutazione:come si vede, i picchi dipotenza durante le fasi diturn-on e di turn-offincrementano sensibilmentela potenza media dissipata

5 Varie topologie di convertitori

Una configurazione come quella di principio riportata in figura 15 non per da considerarelimitata alla realizzazione di alimentatori a commutazione ma, proprio poich consente di regolare lapotenza fornita al carico, pu essere proficuamente utilizzata anche per altre applicazioni, che in talmodo possono avvantaggiarsi del considerevole risparmio di potenza. Ne sono un esempio

applicazioni quali ad esempio i circuiti di deflessione nei cinescopi a raggi catodici e negli acceleratori


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di particelle, la regolazione dellintensit luminosa di lampade di vario tipo, il pilotaggio di solenoidiquali ad esempio gli iniettori automobilistici, il comando dei trasduttori elettromeccanici in genere, ilcontrollo di un elemento riscaldante, il pilotaggio di motori elettrici, gli apparati di saldatura,elettroerosione, elettroforesi, ecc. In tutte queste applicazioni, fra laltro, il ricorso alla tecnica

switching consente non solo di realizzare un prodotto di maggior compattezza, ma anche di fruire delvantaggio di una maggior velocit di risposta.

Un circuito elettronico per il controllo della potenza che lavora in commutazione viene spessodenominato convertitore (di energia). In questi circuiti i semiconduttori di potenza vengonocaratterizzati in base a parametri differenti: ad esempio i transistor in base alla corrente massima, itiristori in base alla corrente efficace e i diodi in base alla corrente media.

Parecchie possono essere le varianti del circuito di base di figura 15, che assumono differentidenominazioni a seconda della configurazione utilizzata. Si riportano di seguito le varie topologie dibase, nelle quali lelemento semiconduttore usato per la commutazione viene rappresentato persemplicit come uno switch elettromeccanico, indipendentemente dal fatto che in realt esso possaessere costituito da un transistor bipolare, un Mosfet, un Igbt o un tiristore, a seconda della frequenzadi commutazione e delle potenze in gioco.

5.1 Convertitore diretto (forward o buck converter)

E il pi semplice, e il suo schema di principio riportato in figura 17, dove L linduttore difiltro, RL il carico, Vo la tensione duscita ed E la forza controelettromotrice. Si possono distingueredue fasi distinte: quella di conduzione e quella di blocco dello switch (vedi figura 18).

1a fase - Nella fase di conduzione dello switch il diodo D bloccato e la corrente circola nel carico

tornando allalimentazione V1; in questa fase linduttore si carica accumulando energia epolarizzandosi con il verso mostrato in figura.

Fig. 18 Percorso della corrente nelledue fasi di conduzione e di blocco delloswitch e relative forme donda


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2afase - Nella fase di blocco dello switch il calo della corrente attraverso linduttore L produce ai suoi

capi una f.e.m. di polarit opposta a quella della fase precedente, che fa s che lenergia accumulatanellinduttore si scarica attraverso il carico e il diodo D che ora viene polarizzato direttamente. Si puquindi affermare che il diodo serve per scaricare L mantenendo nel contempo la continuit della

conduzione nel carico. Proprio per questa sua funzione, il diodo D viene chiamato diodo di ricircoloo di free-wheel (letteralmente ruota libera). Si noti che ne carico la corrente fluisce sempre nellostesso verso.

Nei grafici riportati si supposto che il tempo di conduzione tONsia piccolo rispetto alla costante ditempo L/R del circuito. E possibile anche il contrario, ma il convertitore sarebbe meno efficiente.Invece, nellipotesi di ton


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Si noti che nel convertitore di tipo continuo (il pi utilizzato) si ha che:

- il rapporto di trasformazione non dipende dal carico- la potenza massima fornita non dipende da L ma da R

- la risposta ad un transitorio avviene dopo un tempo pari a L/R- la sorgente Vin lavora a impulsi mentre il carico no

Queste affermazioni non sono pi vere nel caso discontinuo

Per entrambi i tipi si noti che:

- non vi isolamento fra Vin e carico (importante nelle applicazioni da rete)- viene introdotto un elevato numero di armoniche in rete- il commutatore K non protetto contro il cortocircuito- entrambi i tipi di converter non sono efficienti se il carico di tipo induttivo

La situazione di passaggio fra la conduzione continua e discontinua rappresentata dalla figura 19.

Fig. 19 Nel confronto fra i dueconverter diretti (continuo ediscontinuo) si pu notare comela Vo sia direttamenteproporzionale al duty-cycle(rapporto tON/T) per il casocontinuo, mentre per quellodiscontinuo sia il valore di L acondizionare la Vo.

5.2 Convertitore ad accumulo inverti tore (flyback converter)

In questo tipo di converter (vedi figura 20) linduttore L viene sfruttato come accumulatore dienergia. Il carico posto in parallelo ad una capacit di valore sufficiente a livellare il ripple della Vo.

Fig. 20 Il convertitore di tipo flyback in grado di invertirela tensione dingresso e di elevarla (in valore assoluto)sfruttando lenergia accumulata in un induttore e filtrando ilripple duscita con un condensatore; si noti che lo switch Knon attraversato dalla corrente di carico

Poich il commutatore K ha il solo scopo di caricare L (e non di inviare corrente al carico), esso nonsar interessato da eventuali situazioni di cortocircuito in uscita. Inoltre, si avr che il valor massimodella corrente attraverso lo switch sar dato da:

Ikmax = tONVin /L


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Come si pu vedere dalla figura 21, durante la fase di conduzione dello switch la corrente caricalinduttore di accumulo, mentre non si propaga verso il carico a causa della polarizzazione inversa deldiodo D (si noti il verso della tensione ai capi dellinduttore).Durante la fase di blocco dello switch linversione della tensione ai capi dellinduttore polarizza

direttamente il diodo, carica il condensatore di filtro e invia corrente al carico, generando ai suoi capiuna tensione che risulta invertita rispetto a quella dingresso.In figura 22sono riportati gli oscillogrammi relativi al modo di operare del convertitore flyback.

Fig. 21 Percorso della corrente nelle due fasi di conduzione e di blocco dello switch

Fig. 22 Temporizzazione relativa alfunzionamento del convertitore flyback: sinoti che induttore e switch sono sottopostiad una tensione pari a Vin + Vo, quindiper le applicazioni off-line, necessario il

ricorso a transistor di elevata tensione

Il valor medio della tensione in uscita sardato da:

Vo = Vin tON/(T tON)

Mentre il ripple in uscita sar dato da:

Vo =

Io /2 Io = RT(1 tON/T)2

/2L

Si noti che se aumenta limpedenza di carico, la conseguente riduzione della corrente erogatafa s che il convertitore divenga discontinuo, con grande aumento della tensione duscita e la possibiledistruzione dello switch. Si veda in figura 23(a pagina seguente) il campo operativo in cui il converteropera in modo continuo.

In base a quanto detto, si pu dedurre che il convertitore ad accumulo:- pu essere elevatore di tensione (se tON/T >0.5) oppure riduttore (se tON/T


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Fig. 23 Il convertitore adaccumulo (flyback) pu essereelevatore o riduttore a secondadel rapporto tON/T, ma provocasempre linversione dellatensione duscita

5.3 Convertitore ad accumulo elevatore (boost converter)

Il converter elevatore pu essere anchesso continuo o discontinuo. Per esso si ha che:

Vo /Vin = T /(T tON)VK

(pk) = VoIK(pk) = (T tON)

2Vin/RVo = Io /2 Io = (1 tON/T)

2R tON/2L

Come si pu facilmente dedurre, tale convertitore:- solo elevatore- non inverte la tensione duscita rispetto a quella dingresso- se la conduzione continua, la corrente dingresso continua- ottimo per pilotare trasformatori (senza condensatore in uscita)


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5.4 Convertitore reversibile

E detto cos poich consente di far circolare corrente nei due sensi. Viene generalmenteutilizzato nelle apparecchiature dove necessita accelerare e poi frenare. Lo schema rappresenta un

convertitore reversibile a 2 quadranti, nel senso che permette di cambiare il segno della Vo senzamodificare il verso della corrente. Per ottenerne uno a 4 quadranti occorre collegare due di questiconverter a ponte.I grafici riportati in figura 29 valgono nellipotesi che la

costante di tempo L/R del circuito sia grande rispetto alperiodo di commutazione T.Molte volte, per, tale convertitore viene usato per pilotare untrasformatore. In tal caso L rappresenta linduttanza di fugadellavvolgimento primario, per cui pu essere di valore taleche L/R < T, e tutto si modifica drasticamente.

Fig. 28 Percorso dellecorrenti nelle duefasi di ON e OFFdei due switch

Fig. 29 Diagrammi di temporizzazionenelle due fasi di conduzione e di bloccodegli switch

Come si vede dalla figura 28, nella fase diapertura dei due switch lenergiaimmagazzinata da L viene impiegata perfar passare corrente:- nel generatore di forzacontroelettromotrice E- nella sorgente dingresso Vin

Ecco perch questo convertitore vienedetto reversibile

Il rapporto di trasformazione vale:Vo/Vin = (2tON T) /Ted compreso fra 1 e +1.

Si noti che, mentre il convertitore diretto consente di controllare laumento della corrente inuninduttanza ma non la sua diminuzione, il convertitore reversibile consente il controllo siadellaumento che della diminuzione della corrente in un induttore. Ci importante ad esempio perdiseccitare velocemente una bobina.

I commutatori K devono venir protetti contro i cortocircuiti e devono sopportare un rapporto fra

corrente efficace e corrente media Ieff/Im elevato. Vengono introdotte molte armoniche in rete. Se ilcarico un trasformatore, la corrente diviene discontinua e triangolare.


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5.5 - Riepilogo

Vo/Vin = T/(T - tON)

ad accumulo elevatore(BOOST)

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Vo/Vin = tON/(T - tON)

ad accumulo invertitore(FLYBACK)

------------------------------------------------------------------

Vo/Vin = tON/T

convertitore diretto(FORWARD)

------------------------------------------------------------------

Fig. 30 Grafico riassuntivo che mette inrelazione Vo/Vin = 2(t

ONT)/T

convertitore reversibile

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6 Requisiti per i semiconduttor i ut ilizzati

Per quanto riguarda i requisiti imposti ai semiconduttori necessari per la realizzazione dei varitipi di converter, possibile analizzare brevemente tre fra le topologie pi utilizzate, e precisamenteforward, boost e flyback.

Convertitore diretto (forward o buck ) riduttore di tensione

Vmax = Vin + VFswitch

Imax = Io + Io /2

VRmax = Vindiodo

IFmax = Io(T tON) / T

condensatore ICeff debole

Vo = VintON/T

corrente dingresso discontinua

E utilizzato sempre in regime CONTINUO e diviene DISCONTINUO solo a vuoto, per cui richiede un

carico garantito di valore minimo.

Vo > Vin


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Convertitore ad accumulo (boost ) elevatore di tensione

VCEO> Vo senza RCD

VCEO> Vin con RCD

VCEX> Vo con RCDswitch

IC> IoT/(T-tON) + Io /2

VRmax = Vodiodo

IFmax = Io

condensatore ICeff elevata

Vo = Vin T /(T tON)

corrente dingresso Continua

Richiede condensatori di filtro robusti poich il ripple in uscita doppio rispetto al converter forward.

Si osservi inoltre che il transistor attraversato da una corrente superiore a quella del carico, ed sottoposto ad una tensione superiore a quella dingresso. Si noti infine leffetto della rete RCD.

Convertitore ad accumulo abbassatore/elevatore di tensione (buck/boost)

VCEO> Vin + Vo senza RCD

VCEO> Vin con RCD

VCEX> Vin + Vo con RCDswitch

IC> IoT/(T-tON) + Io /2

VRmax > Vin + Vodiodo

IF

max > Io

condensatore ICeff elevata

tON/T < 0.5 |Vo| < |Vin| tON/T > 0.5 |Vo| > |Vin|

correntedingresso

discontinua

Il transistor va selezionato per correnti superiori a quelle del carico e per tensioni superiori a quelladingresso. Si noti leffetto della rete di snubber RCD.

I tre convertitori-base ora visti sono ideali per rapporti di trasformazione non molto grandi ntroppo piccoli, e ove non necessiti un isolamento galvanico. Per rapporti Vo/Vin molto grandi o moltopiccoli preferibile luso del trasformatore, poich con questi convertitori se il rapporto t ON/T grandeo piccolo il rendimento e/o londulazione divengono sfavorevoli.

7 I convertitori isolati a trasformatore

Questi si dividono in due categorie molto differenti:- convertitori SIMMETRICI- convertitori ASIMMETRICI

La simmetria riferita alla posizione del punto di lavoro magnetico del trasformatore (piano B-H)rispetto allorigine degli assi. Sono quindi simmetrici quelli a 2 quadranti e asimmetrici quelli a 1quadrante.

7.1 Convertitori isolati asimmetrici

Ve ne sono tre varianti, derivate dai convertitori diretti e ad accumulo.

Vo > Vin

Vo = - Vin tON/(T - tON)


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7.1.1 - Convertitore isolato asimmetrico ad accumulo (flyback)

Lo schema di massima quello di figura 31, e pu essere di due tipi: a demagnetizzazione completao incompleta, e la differenza pu essere osservata dalle temporizzazioni di figura 32.

Convertitore isolato ad accumulo (flyback)

VCEO> Vin + Von1/n2 senza RCD

VCEO> Vin con RCD

VCEX> Vin + Von1/n2 con RCD

ICsat = VintON/Lp

(demagnetizzazione completa)

transistor

ICsat = Ion2T/[n1(T-tON)] + Io /2

(demagnetizzazione incompleta)

diodo VRRM> Vinn2/n1

Fig. 32 Diagrammi ditemporizzazione relativi alfunzionamento del converterisolato asimmetrico adaccumulo nelle modalit ademagnetizzazione completa(linee continue) e incompleta

(linee tratteggiate).E evidente il differente valormedio della corrente erogataal carico.

Va notato che gli avvolgimenti del trasformatore sono disposti in modo che quando il transistorconduce il diodo D bloccato.

Al termine del periodo di conduzione del transistor la corrente ha raggiunto il valore:

ICM= VintON/Lp

E lenergia immagazzinata nellavvolgimento primario pari a:

Ep = 0.5LpICM2

Il bloccaggio del transistor a questo punto provoca linversione della tensione al secondario, per cui Dconduce caricando la capacit di filtro C e inviando corrente al carico.

A seconda del periodo T e dei valori di R e di C si pu passare dal funzionamento continuo(demagnetizzazione incompleta) al funzionamento discontinuo (demagnetizzazione completa).

Si noti che nel bloccaggio il transistor sottoposto alla tensione Vin pi quella duscita

rimandata al primario dal trasformatore stesso. Se per la demagnetizzazione viene completata prima

Fig. 31


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del termine della fase di blocco del transistor come evidenziato nei diagrammi di temporizzazione -la tensione VCEritorna al solo valore Vin.

Si noti inoltre che, a pari Io efficace, la Ic del transistor molto pi elevata nel funzionamentodiscontinuo che in quello continuo. Per contro, per, allatto della rimessa in conduzione il transistor

deve sostenere una Ic in brusca salita mentre ancora sottoposto ad una V CEelevata, maggiore dellaVin. Ci impone requisiti pi severi per il transistor. Inoltre, anche la QR del diodo si aggiunge alprimario alla Ic in sede di chiusura, per cui sar meglio ricorrere a diodi effettivamente veloci.

7.1.2 Convertitore diretto isolato (forward)

In qualunque convertitore direttolenergia viene trasferita direttamentedallalimentazione al carico durante la fase diconduzione del transistor.

Anche in questo caso si rendenecessario recuperare lenergia dimagnetizzazione immagazzinata nel primario,se non si vuole rischiare di distruggere iltransistor. Ci viene fatto generalmentetramite un avvolgimento aggiuntivo presentenel trasformatore, con il compito di scaricare

lenergia di magnetizzazione verso latensione dingresso per mezzo di un diodo(vedi figura 33). Solitamente si sceglie unrapporto di spire n3/n1 in modo da limitare lasovratensione di apertura ai capi deltransistor a non pi di 2Vin.

E importante che il trasformatore sia

completamente demagnetizzato ad ogniciclo, il che impone ovviamente dei limiti alrapporto tON/T. Ad esempio, se si sceglie unrapporto n3/n1 = 1 il rapporto tON/T sar almassimo del 50%. Terminata lademagnetizzazione, la VCE scende ad unvalore pari alla Vin (vedi figura 34).

Convertitore diretto isolato (flyback)

VCEO> Vin(1+n1/n3) senza RCD

VCEO> Vin con RCD

VCEX> Vin(1+n1/n3) con RCD

Transistor

ICsat = (Io+ Io /2)n2/n1 + Imagn

Diodo D1 VRRM> Vinn2/n3 IF = IotON/T

Diodo D2 VRRM> Vinn2/n1 IF = Io(T-tON)/T

Diodo D3 VRRM> Vin(1+n3/n1) IF = ImagntON/2T

Fig. 33 Forward isolato


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7.1.3 Convertitore diretto asimmetri co isolato a semiponte

7.2 Convertitori isolati s immetrici

Questi tipi di converter permette un migliore utilizzo del circuito magnetico del trasformatore equindi una maggior potenza trasmessa al secondario rispetto a quelli asimmetrici, anche se con unamaggiore complessit dello schema.

Tre sono le strutture pi usate: push-pull, a semiponte e a ponte.

7.2.1 Converter isolato simmetrico di t ipo push-pull

I transistor T1 e T2 conducono alternativamente, in modo da far condurre alternativamente D1e D2. Nel carico si ha cos il massimo della corrente e nel nucleo del trasformatore lutilizzo completodel ciclo. Si osservi che in uscita la frequenza doppia di quella commutata fra i due transistordingresso.

Durante il bloccaggio di un transistor, laltro viene sottoposto al doppio di Vin. E necessarioquindi assicurare un adeguato tempo morto (dead time) fra la conduzione di un transistor e ilbloccaggio dellaltro, e ci al fine di essere sicuri di non avere pericolose conduzioni simultanee deidue transistor, che porterebbero ad un corto fra i due capi della Vin.

Questo convertitore presenta, rispetto agli altri simmetrici, il vantaggio di un pilotaggio di basesemplificato, in quanto gli emettitori sono equipotenziali.

Una particolare cura dovr essere posta nel progettare le reti RCD, poich esse risultano

interagire luna sullaltra, ci che rappresenta una caratteristica generale dei convertitori simmetrici.

VCEO> Vin senza

RCD

VCEO> Vin/2 con RCD

VCEX> Vin con RCD

IF1 = IotON/T

IF2 = (T-tON)Io/T

Vo = 2Vinn2tON/n1T

VCEO > 2Vin senza RCD

VCEO > Vin con RCD

VCEX > 2Vin con RCD


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7.2.2 Convertitore isolato s immetrico a semiponte

In tale convertitore, denominato anche push-pull serie, i due condensatori in serie C1 e C2consentono di ricavare nel nodo intermedio una tensione pari a Vin/2. I due transistor T1 e T2conducono alternativamente applicando al primario una tensione pari a Vin/2, in quanto il percorsodella corrente dato da T1-primario-C1 e poi C2-primario-T2.

I due transistor essendo in serie non saranno mai sottoposti ad una tensione superiorealla Vin ma, quando sono entrambi interdetti, avranno ai loro capi met della Vin, cosa utile neiconverter ad alta tensione, come ad esempio quelli che operano con i 380Vca rettificati.

Linconveniente, rispetto al push-pull classico, dato dal fatto che T1 ha lemettitore flottante,per cui richiede un pilotaggio di base isolato. Si noti che anche qui le reti RCD interagisconoreciprocamente.

7.2.3 Convertitore isolato s immetrico a ponte

Detto anche convertitore ad H per la sua topologia, tale circuitazione solitamente riservata

alle alte potenze, vista la maggior complessit.I transistor conducono alternativamente: ad esempio T1 e T4 e poi T2 e T3, in modo che ilprimario del trasformatore sottoposto a Vin, e il secondario si comporta come il push-pull, ma con ilvantaggio di un trasformatore pi semplice e di una VCE< Vin. Anche qui le reti RCD sono purtroppointeragenti.

7.3 Un confronto fra i converter isolati

Alla pagina successiva possibile trovare un confronto (in forma riassuntiva e schematica) frai vari tipi di converter isolati ora visti, analizzando vantaggi, svantaggi e impieghi tipici

VCEO> Vin/2 con RCD

VCEX> Vin con RCDtransistorVCEO> Vin No RCD

diodi VRRM> Vinn2/n1

Vo = Vinn2tON/(n1T)

VCEO

> Vin No RCD

VCEO> Vin/2 con RCDtransistor

VCEX> Vin con RCD

diodi VRRM > 2Vinn2/n1


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Tipo di converter VANTAGGI SVANTAGGI IMPIEGHI

ad accumulo con

demagnetizzazionecompleta

- semplicit

- uscite multiple- No perdite a tON

- trasformatore ingombrante

- Vo funzione del carico- ampio ripple di Vo e Vin

- TV color

- alim. Smps < 200W- elevatori EHT- alimentaz. multiple

ad accumulo condemagnetizzazioneincompleta

- semplicit- uscite multiple

- trasformatore ingombrante- perdite a tON- filtraggio difficile

- alim. Smps < 100W

diretto - semplicit- trasformatore piccolo

- smagnetizzazione difficile Smps da rete < 800W

asimmetrico asemiponte

- trasformatore semplice- VCEridotta

- servono 2 transistor- comando isolato

Smps da rete a 380V

push-pull - comando semplice- trans. ben sfruttati- filtraggio semplice

- accoppiam. dei primari- capacit fra i primari- rischio di asimmetria- reti RCD problematiche- trasformatore grosso- rischio di Ic simultanee

- Smps da batteria- Smps da 220V con

uscita a bassa Vo ePo > 1KW

a semiponte acondensatori

- trasformatore semplice- VCEObassa- filtraggio semplice

- dimensioni condensatori- comando isolato- rischio di asimmetria- reti RCD problematiche- rischio di Ic simultanee

- Smps da rete 220V- Smps da rete 380V

a ponte ad H - trasformatore semplice

- VCEObassafiltraggio semplice

- comando isolato

- rischio di asimmetria- reti RCD problematiche- rischio di Ic simultanee

- Smps con Potenze

elevate


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Indice degli argomenti

argomento pag.--------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------

1 I parametri di un alimentatore 1

2 Lalimentatore classico 2

3 La soluzione switching 4

4 Problemi e accorgimenti 5

5 Varie topologie di convertitori 6

5.1 Convertitore diretto (forward o buck converter) 7

5.2 Convertitore ad accumulo invertitore (flyback converter) 9

5.3 Convertitore ad accumulo elevatore (boost converter) 11

5.4 Convertitore reversibile 12

5.5 Riepilogo 13

6 Requisiti per i semiconduttori utilizzati 13

7 I convertitori isolati a trasformatore 14

7.1 Convertitori isolati asimmetrici 14

7.1.1 Convertitore isolato asimmetrico ad accumulo (flyback) 15

7.1.2 Convertitore diretto isolato (forward) 16

7.1.3 Convertitore diretto asimmetrico isolato a semiponte 17

7.2 Convertitori isolati simmetrici 17

7.2.1 Converter isolato simmetrico di tipo push-pull 17

7.2.2 Converter isolato simmetrico a semiponte 18

7.2.3 Converter isolato simmetrico a ponte 18

7.3 Un confronto fra i converter isolati 19

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