AN901：Si884xx/886xx を使用する絶縁型 DC/ DC …...AN901：Si884xx/886xx を使用する絶縁型 DC/ DC 用設計ガイド Si884xx/Si886xx 製品ファミリには、絶縁型

AN901：Si884xx/886xx を使用する絶縁型 DC/DC 用設計ガイド

Si884xx/Si886xx 製品ファミリには、絶縁型 DC-DC コントローラを備えたデジタル・アイソレータ・チャネルが統合されています。このアプリケーション・ノートでは、DC-DCコントローラの動作に必要な外部コンポーネントを選択する方法について解説します。

Si884xx/Si886xx 製品は、一次側電源電圧 VIN > 5.5 V または >2 W の電源負荷要件を

持つデジタル絶縁アプリケーションにおいて使用されます。これらの製品の DC-DC コントローラは、絶縁型フライバック回路トポロジを使用しています。Si882xx/Si883xxと比べた場合、このトポロジのメリットは、より高い電圧や電源のアプリケーションで動作するように調整できる点です。

下の図は、オプションのサポート回路を含む絶縁型フライバックに低限必要な外部コンポーネントを示しています。下の図は、コンポーネントを、入力コンデンサ C2、変圧器 T1、パワー・スイッチング FET Q1、電流検出抵抗 R12、一次スナバー R16 およびC19、二次ダイオード D1、出力キャパシタ C10、二次スナバー R8 および C8、電圧検出抵抗 R5 および R6、補償ネットワーク・コンポーネント R7 および C11 として示しています。Q2、R14、および C14 は、VIN から VDDA に電力を供給するレギュレータ回路

を作ります。C6 および R13 は、外部周波数とソフトスタート・コントロールを使用する製品タイプのスイッチング周波数とソフトスタート特性を設定します。

主な機能

• 絶縁型フライバック DC-DC コンバータ

• 一次側電源電圧 VIN> 5.5 V または負荷電

源要件 >2 W でのアプリケーション向け

• 簡素化された DC 定常状態解析

• 動的応答

• 設計例：変圧器設計および DC-DC コンバータの外部コンポーネントを選択する際のガイダンス

V

ILOAD

OUT

+

-

C10

D1

R6

C11

R7

R5

VIN+

-

C2

R16

C19

R8

C8

Q1

R13

ISOLA

TION

Si884xx/Si886xx

VDDA

VDDB

RSNS

GNDP

SH_FC

SS

ESW

VREGA

COMP

GNDB

GNDA

VSNS

C6

R12

Q2

C14

T1

R14

Optional Primaryand SecondarySnubbers

Optional RegulatorCircuit for VDDA

Optional ExternalSoft Start and Frequency Control(Si886xx)

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第 1章簡素化された DC 定常状態解析

DC 定常状態のフライバック動作を解析すると、で使用されるコンポーネントの値を選択するうえで役立つ式が得られます。この解析では、コンポーネントが 100% の効率（PIN = POUT）の理想的な状態であり、回路が平衡状態に達していることを前提とします。

下の図に、フライバック・コンバータの重要なコンポーネントを示します。変圧器モデルには、励磁インダクタンス Lm と漏れインダ

クタンス Llkg が含まれます。RLOAD は必ずしも物理抵抗を表しているわけではなく、VOUT/IOUT の式であることがあります。

D1

T1 modelS1

I - I

I

I

L

L

C10

V V

R

IN

n : 1

mm

lkg

lkg

m lkg OUT

LOAD

図 1.1. フライバック・コンバータ

DC 定常状態解析の場合、システムは、サイクルの大部分を 2 つのモードで動作し、これらは S1 をクローズする場合と S1 をオープンする場合にのみ必要です。図 1.2 インダクタ電流(3 ページ) は、簡略化した励磁電流波形と二次電流波形を示しています。


簡素化された DC 定常状態解析

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Tswts1

ts1 ts2

ts2

ImIsec

Time

Time

Cur

rent

Cur

rent

S1 closed

S1 closed

S1 open

S1 open

Im,RIPPLE=Im,PK,DCM

Im,RIPPLE

Im,PK,CCM

Discontinuous Conduction Mode

Continuous Conduction Mode

図 1.2. インダクタ電流

1.1 S1 がクローズの場合

VIN は一次インダクタンス Lm に印加されます。結果として、電流はインダクタンス Lm を通過して流れ、変圧器 T1 の磁場にエネル

ギーが蓄積されます。

VIN = (L m + L lkg)Im,RIPPLE

tS1

Equation 1.

Im,RIPPLE は、tS1 時の励磁電流ランプであり、tS1 は S1 がクローズされる時間です。DCM（Discontinuous Conduction Mode：電流不

連続モード）では、一次電流および二次電流が次のサイクルの前に 0 に戻るため、Im,RIPPLE は Im,PK と等しくなります。CCM

（Continuous Conduction Mode：電流不連続モード）では、次のスイッチング・サイクルの前に電流が 0 に達しません。




1.2 S1 がオープンの場合

S1 がオープンになると、電流は一次側を通過できなくなり、磁場が崩れ、エネルギーが二次電流に流れるため、理想的な変圧器のドット外に電流が流れる原因となります。漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーは伝達されないため、スナバー・ネットワークを通して一次側で消散される必要があります。二次側の電圧は一次側に印加されます。支配電流方程式は以下のようになります。

Im,RIPPLEtS2

=nV OUT

L m

Equation 2.

この場合、n および tS2 は、それぞれ、S1 がオープンである場合の一次対二次の巻き数比と時間です。

1.3 電圧伝達

ここで、デューティ・サイクル D を完全スイッチング期間 Tsw を超えて S1 がクローズにされる時間の比率として定義します。

D =tS1

tS1 + tS2

Equation 3.

この場合、D とスイッチング期間に対して tS1 および tS2 は以下のように表すことができます。

tS1 = DT sw

Equation 4.

tS2 = (1 − D)Tsw

Equation 5.

導通時にダイオード D1 で電圧降下がないと仮定すると、CCM 動作時の Lm の電圧-時間バランス式は以下のように記述できます。

VIN DT sw − (nV OUT )(1 − D)Tsw = 0

Equation 6.

この式を以下のように簡単にします。

VOUT ≅VIN D

n(1 − D)

Equation 7.

DCM の場合、電流は二次側から (1-D) 部全体を越えて流れないため、式 7 で示す電圧伝達関数が変更されます。CCM とは異なり、DCMの電圧伝達特性は、RLOAD、スイッチング期間などの要素に依存します。支配方程式は以下のようになります。

VOUT ≅VIN D

n * D2

Equation 8.

CCM とは異なり、DCM の電圧伝達特性は、スイッチング周波数などの要素に依存します。支配方程式は以下のようになります。

VOUT ≅ VIN DRLOADTsw

2L m

Equation 9.




1.4 励磁電流

式 1. を式 4. に代入すると、リップル励磁電流は以下のようになります。

Im,RIPPLE =VIN tS1L m

=VIN DT sw

L m

Equation 10.

平均励磁電流は、以下のように出力電流に関連しています。

Im,AVE =ILOAD

n(1 − D)

Equation 11.

フライバック・コンバータが CCM で動作する場合、ピーク励磁電流は平均電流とリップル電流の半分によって求められます。

Im,PK ,CCM = Im,AVE +VIN DT sw2L m

Equation 12.

フライバック・コンバータが DCM で動作する場合、ピーク励磁電流はリップル電流と等しくなります。

Im,PK ,DCM = Im,RIPPLE

Equation 13.

Si884xx/Si886xx コントローラは、約 100 mV の内部基準電圧と電流検出抵抗 R12 全体の電圧を比較することで、ピーク励磁電流を制限します。S1 がクローズする瞬間に R12 に 100 mV を超える電圧がかかった場合、コントローラは直ちに S1 をオープンに切り替えます。コントローラは、同じスイッチング期間を維持しますが、デューティ・サイクル D を減らしてピーク電流を制限します。サイクルごとの電流制限は以下の式で得られます。

Im,LIMIT =100mVR12

Equation 14.




1.5 オプションの一次スナバー

スナバーは、フライバック・コンバータに Q1 のドレインでピーク電圧を制限するため、また放電につながる高周波数リンギングを減衰するため、という 2 つの目的に使用されます。一次側のフライバック・スナバーを作成するには、いくつかの方法があります。RCスナバーは以下のように表されます。漏れインダクタンス Llkg に蓄積されたエネルギーは二次側に伝達されないため、一次側で消散

される必要があります。漏れインダクタンスで消散される電力は以下の式で得られます。

Plkg =L lkgIm,PK

2

2T sw

Equation 15.

S1 がオープンになるとき、一次側に流れる電流は、Q1 のドレイン・ソースのキャパシタンスを充電するため、ドレインの電圧が急速に上がる原因となります。この電圧が VIN + nVOUT を超えると、インダクタンス漏れ Llkg および Cds によって異なる周波数のリンギ

ングが発生します。RC スナバーは、インダクタンス漏れに蓄積された電力を消散する負荷を示します。この負荷は、ドレイン・ソース間のピーク電圧を制限する Q1 のスイッチング速度を制限します。R16 および C19 を決定するための一次近似は、T1 の Llkg および

Q1 の Cds に起因するリンギングのインピーダンス特性にこれらを設定することです。

R16 ≅ ZC19 ≅L lkg

Cds

Equation 16.

R16 は Llkg とリンギング周波数を測定することで決定できます。

R16 ≅ 2πf ringL lkg

Equation 17.

C19 は以下の式を使用して同じインピーダンスに設定できます。

C19 ≅1

2πf ringR16

Equation 18.

1.6 入力コンデンサ

C2 入力コンデンサの目的は、スイッチング・サイクル時に VIN のフィルタリングを提供し、コンバータ入力で電圧リップルを減らす

ことです。CCM で動作する場合、サイクル C2 の tS1 過渡時の電流は以下の式で得られます。

IC2 = IIN − Im,AVE = (D − 1)ILOAD

n(1 − D)= −

ILOADn

Equation 19.

VIN ,RIPPLE = |IC2DTsw

C2 | =ILOADDTsw

n * C2

Equation 20.

C2 の電圧リップルは以下のように記述できます。




1.7 VDDA 電源のオプションのレギュレータ

VDDA の有効な動作範囲は 3.0 V ～ 5.5 V です。一次側で使用可能なソースが 5.5 V を超えるソースのみのアプリケーションで、Si884xx/Si886xx は外部レギュレータ回路の電圧基準を提供します。

図 1.3 外部レギュレータ回路(7 ページ) に示すように、レギュレータ回路は、トランジスタ Q2、R14、および C14 で構成されます。VREGA ピンの後ろの回路は、VREGA から GNDA に接続されたツェナー・ダイオードとしてモデル化でき、VREGA ピンで公称 4.85 V基準を確立する 350 µA ～ 950 µA の範囲の入力電流を必要とします。この基準電圧は、Q2 のベースに接続され、エミッタは VDDA の電力供給に適した約 4.3 V を出力します。

Si884xx/Si886xx

VDDA

VREGA

GNDA

Q2

C14

R14RI

bI REGI

IDDA

INV

図 1.3. 外部レギュレータ回路

回路の支配方程式は以下のようになります。

IR = IB + IREG =VIN − VREGA

R14

Equation 21.

IDDA = β(IB + 1)

Equation 22.

VDDA = VREGA − Vbe

IDDA 負荷に関係なく、IR を 950 µA 以下に設定することが推奨されます。IDDA が増加すると、より多くの IR が Q2 のベースに流れ

ます。VREGA 基準電圧は、IREG が > 350 µA である限り維持されます。大予想 IDDA を供給するのに十分なゲイン β を持つ Q2 を選

択します。VREGA 基準電圧の C14 フィルタ・コンデンサの推奨値は 100 nF です。




1.8 ダイオードおよび出力コンデンサ

CCM では、定常状態サイクルの (1-D)Tsw 過渡時のみ、電流が D1 を流れます。サイクルの DTsw 過渡時、ILOAD は出力コンデンサ C10

によってのみ供給されます。C10 の出力電圧リップルは以下の式で計算できます。

VOUT ,RIPPLE =ILOADDT sw

C10

Equation 23.

C10 のチャージ・バランスを印加します。

− ILOADDTsw + ID1,AVE(1−D)(1 − D)Tsw − ILOAD(1 − D)Tsw = 0

Equation 24.

ID1,AVE(1−D) =ILOAD1 − D

Equation 25.

D1 が逆バイアスである場合は、耐圧する必要があります。

VD1,REV (D) =VINn

+ VOUT

Equation 26.

1.9 オプションの二次スナバー

S1 がクローズすると、式 26 で求めた VD1,REV(D) に整定される前に D1 に印加されたこの逆電圧がオーバーシュートし、リングする

可能性があります。RC スナバーを使用して、D1 に対する電圧を制限することができます。オプションの一次スナバーの設計と同様に、R8 および C8 を決定するための一次近似は、T1 の二次側の Llkg および D1 の寄生キャパシタンスに起因するリンギングのインピー

ダンス特性にこれらを設定することです。

R8 ≅ ZC8 ≅L lkg,sec

CD1

Equation 27.

R8 は Llkg とリンギング周波数を測定することで決定できます。

R8 ≅ 2πf RINGL lkg,sec

Equation 28.

C8 は以下の式を使用して同じインピーダンスに設定できます。

C8 ≅1

2πf RINGR8

Equation 29.




1.10 VSNS 電圧分圧器

検出抵抗 R5 および R6 を選択する目的で、図 1.4 簡略化 VOUT ゲイン・モデル(9 ページ) に示すように、DC-DC コンバータ全体

を非反転増幅器としてモデル化できます。増幅器の非反転入力、電源電圧 (V+)、および出力電圧は、DC-DC コンバータの内部 1.05 V基準電圧、VIN、および VOUT に対応しています。

-

V+

V-

+ POWER STAGE

R6

R5V1.05V

V

OUTV

RC10

VSNS

IN

REF

LOAD

VSNSI

図 1.4. 簡略化 VOUT ゲイン・モデル

無限 DC ゲインがあると仮定し、増幅器の反転入力で KCL を印加した場合、VOUT は以下のように表すことができます。

VOUT = 1.05( R5R6 + 1) + R5 * IVSNS

Equation 30.

この場合、IVSNS は VSNS ピンでの入力オフセット電流を表します。式 22 から、R5 が非常に大きい場合、出力電圧の正確さが低下す

る可能性があることがわかります。




第 2章動的応答

Si886xx の起動時応答は、以下の 4 つの領域の動作、校正、ソフトスタート (SS)、比例モード（P モード）、および比例積分モード（PI モード）で構成されます。Si884xx では、固定スイッチング周波数とソフトスタート動作を使用できるため、その DC-DC 動作は、校正をスキップし、ソフトスタートで始まります。図 2.1 起動時の VOUT(10 ページ) に、500 kHz で動作する Si886xx において、

起動時の一般的な VOUT 応答を示します。

Calibration P- Mode

Soft-Start PI- Mode

V: 1V/divH: 10ms/div

図 2.1. 起動時の VOUT

2.1 外部ソフトスタートおよびスイッチング周波数の校正

Si884xx と比較すると、Si886xx には、追加の外部ピン 2 本（SH_FC および SS）があります。これらのピンは、スイッチング周波数の設定と、ソフトスタート時間の調整に使用されます。コンデンサ C6 は、ピン SS と GNDA の間に接続し、ソフトスタート時間を設定します。抵抗 R13 は、DC-DC の動作中、ピン SH_FC と GNDA の間に接続します。Si886xx は、200 kHz ～ 900 kHz のスイッチング周波数をサポートしており、以下の式で設定します。

Tsw =R13 * C61025.5

Equation 31.

ソフトスタートの実質的な C6 値は以下のようになります。

C6 = 470nF

Equation 32.

C6 = 470 nF の場合、許容可能な Tsw を設定する R13 の範囲は 2.42 kΩ ～ 10.9 kΩ です。どのような Tsw を指定した場合でも、

同じ R13 x C6 時定数を維持するように R13 を調整しながら、C6 を増減することで、ソフトスタート時間を増減することができます。

校正モードにかかる時間は、おおよそ、R13 および C6 によって得られた時定数になります。


動的応答


2.2 ソフトスタート

ソフトスタート・モードでは、DC-DC のピーク電流制限は、一次側電源から必要とされる急な電流の需要を制限するように、徐々に上げられます。このモードの動作では、VOUT が単調増加することが保証され、電圧オーバーシュートが発生する可能性を小限に抑える

ことができます。終 VOUT の 90% に達すると、ソフトスタート・モードが終了し、比例 (P) モードが開始します。VOUT が終値の

90% に達するために必要なスイッチング・サイクル数に影響するため、ソフトスタートの合計期間は負荷によって異なります。このモードの動作では、電圧フィードバック・ループが非アクティブであるため、ループ安定性は問題になりません。


動的応答


2.3 比例モード

二次側で VOUT の 90% が検出されると、制御ループがその P モード動作で開始します。このモードの動作時、DC-DC コンバータはル

ープをクローズするため（DC-DC コンバータの二次側は一次側と通信）、ループ安定性を解析する必要があります。

図 2.2 簡略化したフィードバック・ループ(12 ページ) は、フィードバック・ループの DC-DC 制御の簡略化したブロック・ダイアグラムを示しています。gmp は DC-DC コンバータの等価モジュレータと電源ステージの相互コンダクタンスを表しており、抵抗 R5 お

よび R6 は VOUT の検出に使用されるフィードバック抵抗です。C10 は出力コンデンサであり、RLOAD は出力負荷を表します。パラメー

タ gmfb および Ro,gmfb はそれぞれ、効率的な誤差増幅器の相互コンダクタンス、および誤差増幅器の出力抵抗です。P モード時に、

統合抵抗 RINT は COMP ピンに接続されます。

gm

Break herefor loopanalysis

-gm

OUTV

R5

R6

R

R

COMP VSNS

R

V fb,outfb,in V

LOAD

p

fb

O,gmfb

C11INT

R7

C10

図 2.2. 簡略化したフィードバック・ループ

安定性解析の場合、Vfb,in から Vfb,out への小信号転送関数を取得するために、誤差増幅器の入力時のループは分割されます。

H p(s) =V fb,out

V fb,in= ADC,P

1

1 +sωp

Equation 33.

ωp ≅1

RloadC10

Equation 34.

ADC,P = −R6

R5 + R6gm fb(RINT ∥ Ro′gmfb) * gm p(RLOAD ∥ (R5 + R6))

Equation 35.

gm fb =gmea

gmea(R5 ∥ R6) + 1

Equation 36.


動的応答


gmea は誤差増幅器の相互コンダクタンスです。Si884xx/Si886xx の場合、gmea ≅ 1x10-3, RINT ≅ 100 kΩ、および RO,gmfb » RINT とな

ります。R5 および R6 は、これらの並列抵抗が 1⁄gmea より十分大きくなるように選択されます。式 36 は以下のように簡略化できま

す。

gm fb ≅1

(R5 ∥ R6)

Equation 37.

gmp は以下のように求めます。

一般的に、P モードで RLOAD « (R5 + R6) および DC ゲインは以下のように簡略化できます。

ADC,P ≅ −100x103 * 3n * RLOAD

R5

Equation 38.

P モードの DC ゲインは、RLOAD に比例し、R5 に反比例しています。重負荷時（RLOAD が小さい）は、R5 が非常に大きい場合、DC ゲ

インが減少するため、出力電圧誤差が大幅に増加する可能性があります。逆に、R5 が非常に小さい場合は、gmea への依存が大きくな

るため、電力消費と gmfb のばらつきが増加します。温度またはパーツ間で 1/(R5||R6) を超える大幅な変動が生じる可能性がありま

す。このモードの合計期間は約 7 ms です。


動的応答


2.4 比例積分モード

P モードの後、コントローラは PI モード、定常状態、終動作モードの順に切り替わります。このモードの動作時に、誤差増幅器は抵抗 R7 とコンデンサ C11 の直列結合で構成されるインピーダンスを駆動します。P および PI モード間を円滑に移行させるために、RINT を一致するように R7 を設定することが推奨されます。

R7 = RINT ≈ 100x103

Equation 39.

PI モードで、ループ伝達は以下の式で得られます。

HPI(s) = ADC,PI(1 +

sωz1 )

(1 +s

ωp1 ) * (1 +s

ωp2 )Equation 40.

この場合、

ωp1 ≅1

Ro,gmfbC11

Equation 41.

ωz1 =1

R7 * C11

Equation 42.

ωp2 ≅1

RLOADC10

Equation 43.

f ADC,PI ≅ −R0′gmfbgmpRLOAD

R5

Equation 44.

P モードと比較した場合、PI モードのループ伝達関数には追加の極零点ペアがあることに注意してください。また、ループ DC ゲインには、RO,gmfb » RINT であるため、P モードより PI モードで大幅に高くなります。

図 2.3 PI モードにおけるゲイン・ボード線図（簡易図）(15 ページ) は、PI モードにおけるゲイン・ボード線図を示しています。


動的応答


1

10

100

1000

10000

100000

1000000

1 10 100 1000 10000 100000 1000000

Frequency (rad/s)

ADC,PI

ADC,P

0dBGai

n (d

B)

RO,gmfbC11 R7 x C11 RLOADC10

図 2.3. PI モードにおけるゲイン・ボード線図（簡易図）


動的応答


第 3章設計例

表 3.1 Design Requirements(16 ページ) にある推奨要件を検討します。

表 3.1. Design Requirements

Parameter Value

Input Voltage 24.0 V

Output Voltage 5.0 V

Input Voltage Ripple ≤ 50 mV

Output Voltage Ripple ≤ 50 mV

Maximum Output Current 1 A


設計例


3.1 変圧器設計

この例では、CCM での動作が選択されています。式 7. は、巻き数比 n とデューティ・サイクル D 間の関係を確立します。0.5 V のD1 順電圧の降下に加えて、40% のデューティ・サイクルを対象にし、式 7. は変圧器の巻き数比 n について求めることができます。

n ≅VIN ,D

(VOUT + Vf D1)(1 − D)≅

24 * 0.45.5 * 0.6

≅ 2.91

Equation 45.

巻き数比 3:1 が選択されました。

選択する次のパラメータは、スイッチング期間と一次インダクタンスです。Si886xx では、200 kHz から 900 kHz までのスイッチング周波数範囲を外部から設定します。この例では、500 kHz が選択されました。C6 は 470 nF に設定し、R13 は式 31 を再調整することで計算します。

R13 =1025.5 * Tsw

C6=1025.5 * 2x10−6

470x10−9= 4.36kΩ

Equation 46.

R13 はも近い 1% 抵抗値である 4.32 kΩ に設定されました。

Lm を決定するには、コンバータが CCM で動作する小負荷を検討します。この設計では、70% 負荷と完全負荷の間で CCM で動作する

ことを対象にしています。DCM と CCM 間でのクロスオーバー点は以下のようになります。

ImAVE,XOVR =ImRIPPLE

2

Equation 47.

代入します。

0.7 * ILOADn(1 − D)

=VIN DTsw2L m

Equation 48.

Lm の解を求めます。

L m =nVIN D(1 − D)Tsw

1.4 * ILOAD=3 * 24 * 0.4 * 0.6 * 2x10−6

1.4= 24.7uH

Equation 49.

巻き数比 3:1 の変圧器と、25 µH の一次インダクタンスが選択されました。


設計例


3.2 R12 検出抵抗の選択

サイクルごとの電流制限を提供するため、R12 が選択されます。式 11. は、指定された負荷で平均励磁電流を計算します。

励磁電流

ImAVE =ILOAD

n(1 − D)=

13 * 0.6

= 556mA

Equation 50.

CCM のピーク電流は以下のようになります。

Im,PK ,RCM = Im,AVE +VIN DTsw2L m

= 0.556 +24 * 0.4 * 2x10−6

2 * 25x10−6= 0.94A

Equation 51.

設計上の計算から性能においてある程度のばらつきを許容するように 1 A 電流制限が選択されます。式 14. を適用して、以下のように R12 について計算します。

R12 =100mV

Im,LIMIT=0.11

= 100 mΩ

Equation 52.

図 3.1 励磁電流(18 ページ) は、指定された負荷での予想励磁電流を示しています。

Peak Current Limit

DTsw

Im,RIPPLE

Im,AVE

(1-D)Tsw

Time (μS)

Cur

rent

(A)

図 3.1. 励磁電流


設計例


3.3 Q1 の選択

S1 がオープンになると、Q1 のドレイン電圧が急速に 0 V 近くから上昇して次のように整定されます。

Vds1,(1−D) = VIN + n(VOUT + V fD1) = 24 + 16.5 = 40.5V

Equation 53.

ただし、Llkg に蓄積したエネルギーは、二次で消散されなければならず、Vds,(D) のより高い電圧のスパイクが発生する原因となりま

す。Q1 は、ドレインとソース間のこの電圧スパイクに耐えることができなければなりません。

Llkg に起因する予想電圧ストレスに対応するために、100 V 定格の N チャネル MOSFET が選択されました。

3.4 D1 の選択

式 25. および式 26. によって、D1 の要件が定義されます。式 25. に代入します。

ID1′AVE(1−D) =ILOAD1 − D

=10.6

= 1.6A

Equation 54.

ダイオード電流キャパシティは rms で指定されます。直線電流が D1 を通過すると仮定して、rms への平均値の変換を考慮します。

ID1′RMS(1−D) = ID1,AVE(1−D)( 2

3 ) = 1.84A

Equation 55.

式 26. に代入します。

VD1,REV (D) =VINn

+ VOUT =243

+ 5 = 13V

Equation 56.

式 25. および式 26. には、ダイオード・キャパシタンスと二次側の漏れインダクタンスの相互作用による電圧スパイクは含まれていません。その結果、実際に大きな電圧に耐えるダイオードが必要になります。

D1 を選択する場合、関連付けられた電力損失を小限に抑えるため、低 Vf のダイオードの選択が推奨されます。

PD1(1−D) = Vf D1 * ID1,AVE(1−D)

Equation 57.

回路では、複数のダイオードがテストされました。高い動作温度では、ダイオードの漏れ電流やパッケージの熱伝導の特性が全体的な性能や効率に影響を与えるため、熱耐性に優れた 5 A、50 V のダイオードが選択されました。

3.5 外部レギュレータ回路

この設計では、外部レギュレータ回路は、VREGA 電圧基準と連動して、DDA の安定化電源を作るよう設計されています。950 µA シンク電流の面で R14 が選択されました。

R14 =VIN − VREGA

IR=24 − 4.850.001

= 19.5kΩ

Equation 59.

R14 は 19.6 kΩ に設定され、C14 は推奨される 0.1 μF に設定されました。Q1 には MMBT2222 が選択されました。


設計例


3.6 C10 の選択

C10 は、出力電圧リップルに反比例し、制御ループ・ゲインのクロスオーバー周波数を設定します。式 21. を解きます。

C10 =ILOADDT swVOUT ,RIPPLE

≥1 * 0.4 * 2x10−6

0.05≥ 16uF

Equation 59.

コンデンサ電流 (rms) は以下の式で得られます。

IrmsC10 = ILOADD

1 − D= 1 *

0.40.6

= 0.81A

Equation 60.

1210 パッケージの 22 μF X7R コンデンサが選択されました。

3.7 C2 の選択

ほとんどのアプリケーションにおいて、VIN は、DC-DC コントローラと左側のデジタル・アイソレータ回路に給電する VDDA ピンにも

供給します。VDDA の電力リップルを小限に抑えることが推奨されます。式 20. を解きます。

C2 ≥ILOADDTsw

VIN ,RIPPLE * n≥1 * 0.4 * 2x10−6

0.05 * 3≥ 5.33μF

Equation 61.

1210 パッケージの 10 μF X7R コンデンサが選択されました。

3.8 R5 および R6 の選択

R5 と R6 の比率は、5 V 出力電圧要件によって決定されます。内部の誤差増幅器の相互コンダクタンスでフィードバック・ゲインの依存を低減するために、並列抵抗の組み合わせを ≥10 kΩ にすることが推奨されます。R5 および R6 の値が高くなると、分圧器での電力損失が低減しますが、IVSNS が部品間で変動するため、出力電圧誤差が大きくなる可能性があります。そのため、10 kΩ 並列抵抗を

目標とするため、R5 および R6 が選択されます。

10x103 =R5 * R6R5 + R6

Equation 62.

5 = 1.05( R5R6 + 1)Equation 63.

式 51. を式 52. に代入し、R6 の解を求めます。

10x103 =3.76R64.76

, R6 = 12.66x103, R5 = 48.1x103

Equation 64.

12.66 kΩ にも近い 1% 抵抗は 12.7 kΩ です。ただし、R5 を 47.5 kΩ または 48.7 kΩ に設定しても、正確に 5 V およびその他の 1% 抵抗ペアを目標とするわけではありません。R6 = 13.3 kΩ および R5 = 49.9 kΩ を使用して、より適した一致が見つかりました。


設計例


3.9 補償回路

補償回路は、R7 と C11 で構成されます。RINT と一致するように R7 が選択され、100 kΩ がも近い 1% 抵抗値です。C11 では、ク

ロスオーバー周波数に対して補償ゼロを追加します。クロスオーバー周波数の式は、RLOAD と C10（式 38.）によって生成された極の

周波数で P モードのゲイン（式 33.）を乗算することによって求めることができます。

f c ≅100x103 * 3nRLOAD

R5*

12πRLOADC10

≅ 12.1kHz

Equation 65.

適切な位相マージンにするには、RLOAD および C10 によって生成された極に近い補償ゼロを追加することをお勧めします。

C11 =6

2π f c * R7=

6

2π *12.1x103 * 49.9x103= 1.58nF

Equation 66.

1.5 nF コンデンサが選択されました。


設計例


3.10 一次スナバー

R19 と C16 を取り付けない場合、Llkg に蓄積されたエネルギーが消散されるまで、Q1 の Vds で、108 V のスパイクと、30 MHz のリ

ングが短時間測定されました。図 3.2 減衰しなかった Vds リンギング(22 ページ)を参照してください。

Q1 VDS,MAX = 100V

V: 20V/divH: 50ns/div

図 3.2. 減衰しなかった Vds リンギング

T1 が基板から取り外され、一次インダクタンス漏れが 456 nH と測定されました。式 17. と式 18.を適用して、以下のように R16と C19 が計算されました。

R16 = 2π f ringL lkg = 2π *30x106 * 456x10−9 = 86Ω

Equation 67.

C19 =1

2π f ringR16=

1

2π *30x106 * 86= 62pF

Equation 68.

R16 = 82 Ω および C19 = 68 pF のも近い標準コンポーネントの値が選択され、取り付けられました。RC スナバーの効率性を評価するために、Q1 Vds が再度測定されました。図 3.3 減衰した Vds リンギング(23 ページ) に示すように、電圧スパイクが 74 V まで低減されました。


設計例


図 3.3. 減衰した Vds リンギング

二次側の R8 と C8 も、同じ方法で選択できます。二次側のスナバーなしの場合、S1 がクローズすると、D1 にかかる電圧スパイクは35 V 、リンギング周波数は 59 MHz と測定されました。T1 が基板から取り外され、一次インダクタンス漏れが 74 nH と測定されました。

R8 = 2π f ringL lkg = 2π *59x106 * 74x10−9 = 27.4Ω

Equation 69.

C8 =1

2π f ringR8=

1

2π *59x106 * 27.4= 98.4pF

Equation 70.

R8 は 1% の抵抗値であり、C8 は 100 pF が選択されました。電圧スパイクが 23 V まで低減され、リンギングが減衰しました。


設計例


3.11 設計の概要

下の表に、設計要件を満たすコンポーネントの選択肢を示します。

表 3.2. Ordering Guide

Part Reference Description Manufacturer Manufacturer Part Number

C2 CAP, 10 μF, 50 V, ±20%, X7R, 1210 Venkel C1210X7R500-106M

C6 CAP, 0.4 μF, 16 V, ±10%, X7R, 0805 Venkel C0805X7R160-474K

C8 CAP, 100 pF, 50 V, ±10%, X7R, 0603 Venkel C0603X7R500-101K

C10 CAP, 22 μF, 25 V, ±10%, X7R, 1210 Venkel C1210X7R250-226M

C11 CAP, 1.5 nF, 25 V, ±10%, X5R, 0603 Venkel C0603X5R250-152K

C14 CAP, 0.1 μF, 10 V, ±10%, X7R, 0603 Venkel C0603X7R100-104K

C19 CAP, 68 pF, 100 V, ±10%, C0G, 0603 Venkel C0603C0G101-680K

D1 DIO, SUPER BARRIER, 50 V, 5.0 A, SMA Diodes Inc. SBRT5A50SA

Q1 TRANSISTOR, MOSFET, N-CHNL, 100 V, 3.7 A, 3 W,Switching, SOT223

Fairchild FDT3612

Q2 TRANSISTOR, NPN, 30V, 600mA, SOT23 On Semi MMBT2222LT1

R5 RES, 49.9 K, 1/16 W, ±1%, ThickFilm, 0603 Venkel CR0603-16W-4992F


R7 RES, 100 K, 1/10 W, ±1%, ThickFilm, 0603 Venkel CR0603-10W-1003F

R8 RES, 27.4 Ω, 1/10 W, ±1%, ThickFilm, 0603 Venkel CR0603-10W-27R4F

R12 RES, 0.1 Ω, 1/2 W, ±1%, ThickFilm, 1206 Venkel LCR1206-R100F



R16 RES, 82.0 Ω, 1/10 W, ±1%, ThickFilm, 0603 Venkel CR0603-10W-82R0F

T1 TRANSFORMER, Flyback, 25 μH Primary, 500 nHLeakage, 3:1, SMT

UMEC UTB02205s

U1 IC, ISOLATOR, DC DC External Switch,Freq Control, 2 Digital Ch, SO20 WB

Silicon Labs Si88621ED-IS


設計例


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