BREP – teoretické podklady k bezsnímačovému

riadeniu

Ing. Pavol Makyš, PhD.

Žilina, september 2011

Úvod a analýza súčasného stavu 5

1.1 Metódy bezsnímačového riadenia 5

1.2 Pozorovatele a estimátory, ktoré nevyužívajú model motora 6

2 MODIFIKOVANÁ METÓDA INJEKTOVANIA TESTOVACÍCH IMPULZOV 72.1 Matematický popis použitej metódy 8

2.2 Získavanie prúdových derivácií 12

3 SPRACOVANIE POLOHOVÉHO SIGNÁLU 13

4 EXPERIMENTÁLNE VÝSLEDKY 154.1 Rôzne režimy – zmena rýchlosti, smeru, zaťaženia, reverzácia 16

4.2 Bezsnímačové riadenie polohy 17

5 PRÍNOSY PRE VEDU A PRAX 20

6 ZÁVER 20

ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY 22

ZOZNAM PUBLIKÁCIÍ AUTORA 24

ÚÚVODVOD AA  ANALÝZAANALÝZA SÚČASNÉHOSÚČASNÉHO STAVUSTAVU

História asynchrónneho motora za začala v roku 1888 a za vynálezcu je považovaný Nikola

Tesla, ktorý jeho publikovaním predbehol prof. Ferrarisa z Talianska. Jednoduchosť a robustnosť

konštrukcie bola hlavnou výhodou tohto typu rotačného stroja. V súčasnosti je najviac používaným

typom motor s klietkou nakrátko. Najjednoduchším typom riadenia bolo skalárne riadenie, ale až

uvedením vektorového riadenia sa dynamické vlastnosti takéhoto pohonu vyrovnali vlastnostiam

pohonu s jednosmernými motormi [1,2]. Po dosiahnutí týchto rovnocenných parametrov riadenia sa

takmer okamžite obrátila pozornosť na možnosti zvýšenia spoľahlivosti, robustnosti a naopak,

zníženia ceny pohonu. Tieto všetky vlastnosti by mohlo poskytnúť tzv. „bezsnímačové riadenie“.

V skutočnosti ide iba o riadenie, pri ktorom nie je použitý snímač otáčok alebo polohy rotora. Pri

použití vektorového riadenia sú stále nutné snímače prúdov, takže výraz „bezsnímačové riadenie“

len vyjadruje elimináciu snímača rýchlosti, prípadne polohy.

1.11.1 MMETÓDYETÓDY BEZSNÍMAČOVÉHOBEZSNÍMAČOVÉHO RIADENIARIADENIA

Najbežnejšie typy pozorovateľov využívajú priamo či nepriamo integráciu indukovaných

statorových napätí za účelom získania okamžitých hodnôt magnetického toku. Tieto štruktúry

vyžadujú znalosť parametrov motora, a preto sú označované aj ako pozorovatele využívajúce

model motora (model-based systems) [3,4,5,6,7]. Majú dobré vlastnosti hlavne pri vyšších

rýchlostiach. Bohužiaľ, ak je potrebná prevádzka pohonu pri nízkych rýchlostiach (statorová

frekvencia je nižšia ako 1Hz), tieto pozorovatele sa stávajú nepoužiteľnými.

Druhou skupinou pozorovateľov, označované aj ako „pozorovatele nevyužívajúce model

motora“ (non-model based systems), sú štruktúry, ktoré nepriamo detekujú určitú nesúmernosť vo

vnútri konštrukcie stroja. Treba si uvedomiť, že asynchrónny motor je z geometrického hľadiska

takmer ideálne súmerný, a preto nie je možné uplatniť teoretické predpoklady použité napr. pri

synchrónnych motoroch s vyjadrenými pólmi. Tu sa predpokladala zmena indukčnosti rotora

vzhľadom na zmenu veľkosti vzduchovej medzery spôsobenej tvarom vyjadreného rotora. Avšak

pri asynchrónnych motoroch sa spoliehajú takmer všetky metódy na dve hlavné magnetické

nesúmernosti.

Prvou je nesúmernosť spôsobená saturáciou (NSS) magnetického jadra. Tento efekt je

využívaný na odhad polohy magnetického toku rotora [8,9]. Druhá nesúmernosť vzniká efektom

drážkovania rotora (ďalej spomínaná ako nesúmernosť spôsobená drážkovaním rotora – NSDR)

[10]. Táto nesúmernosť je využívaná na odhad polohy rotora, ktorý je hlavným predmetom tejto

práce. Nesúmernosť spôsobujú harmonické od rotorových drážok (RSH – rotor slot harmonics), pre

ktoré platia tieto základné črty [11,12]:

a) párny počet rotorových drážok na polpár bude produkovať silný signál RSH,

b) nepárny počet rotorových drážok na polpár nebude vytvárať RSH,

c) počet polpárov harmonických deliteľný tromi vytvára nevýrazné RSH,

d) zlomkový počet polpárov môže vytvárať len malý signál RSH,

e) každý dvojpólový motor vždy produkuje aspoň malý RSH signál,

f) statická excentricita a drážkovanie statora ovplyvňujú iba počet pólov ale nie frekvenciu

magnetomotorického napätia vzniknutého vplyvom RSH,

g) dynamická excentricita mení aj frekvenciu magnetomotorického napätia vzniknutého

vplyvom RSH,

h) amplitúda RSH je nepriamo úmerná kvadrátu počtu rotorových drážok,

i) zošikmenie rotorových drážok spôsobí zmenšenie amplitúdy RSH,

j) amplitúda RSH je závislá od záťaže motora, výrazne klesá už pri malých hodnotách

záťaže pri rotoroch s uzatvorenými drážkami, pomaly klesá pri rotoroch s polo

zatvorenými a otvorenými drážkami.

Využitím týchto nesymetrií a externých injektovaných signálov sa estimácia stala nezávislou

na rýchlosti motora, a tým pokryla oblasť v okolí nulových a nízkych rýchlostí.

1.21.2 PPOZOROVATELEOZOROVATELE AA  ESTIMÁTORYESTIMÁTORY, , KTORÉKTORÉ NEVYUŽÍVAJÚNEVYUŽÍVAJÚ MODELMODEL MOTORAMOTORA

Všetky pozorovatele a estimátory využívajú javy (NSS, NSDR a ďalšie), ktoré priamo súvisia či

už s polohou magnetického toku alebo s polohou rotora na odhad spomenutých veličín. Hlavnými

rozdielmi používaných metód je iba spôsob, ako tieto efekty „extrahovať“ z motora, aby boli

použiteľné na estimáciu. Všetky metódy využívajú určitý spôsob „injektovania“ napäťového alebo

prúdového signálu. Podľa druhu injektovania môžeme metódy rozdeliť nasledovne:

injektovanie kontinuálneho signálu:

o injektovanie synchrónne pulzujúceho signálu – Blaschke [13],

o injektovanie vysokofrekvenčného signálu – Lorenz, Sul [14,15],

o „zero-sequence technique“ – Consoli [16],

o injektovanie synchrónne pulzujúceho vysokofrekvenčného signálu – Lipo [17],

injektovanie diskrétných napäťových impulzov:

o INFORM – Schroedl [18],

o injektovanie testovacích impulzov, „zero-sequence voltage“ – Holtz [19],

o injektovanie testovacích impulzov, „zero-sequence current“, [20].

Medzi diskrétne injektovania napäťových impulzov patrí aj využívanie spínaní meniča, pri ktorom

sa nepoužíva žiadny prídavný injektovaný signál. Základnou črtou jednotlivých skupín je:

injektovanie kontinuálneho signálu – štruktúry sú ľahko implementovateľné, pričom je

náročnejší proces spracovania signálu za účelom získania požadovanej informácie polohy

magnetického toku alebo polohy rotora,

injektovanie diskrétneho signálu – tieto metódy sú náročnejšie na implementáciu, vyžadujú

presné zosynchronizovanie injektovania signálu s meraním odozvy veličín, pričom ale

poskytujú signál vyššej kvality (menej harmonických, nižší podiel šumu), a tým je

požadovaná informácia o polohe ľahšie dostupná.

V práci bola vzhľadom na uvedené výhody využitá metóda injektovania diskrétneho signálu.

22 MMODIFIKOVANÁODIFIKOVANÁ METÓDAMETÓDA INJEKTOVANIAINJEKTOVANIA TESTOVACÍCHTESTOVACÍCH IMPULZOVIMPULZOV

Najznámejšou metódou využívajúcou injektovanie testovacích signálov je INFORM metóda

[18]. Princíp tejto metódy bol využitý aj v tejto práci, boli však uskutočnené viaceré modifikácie,

ktoré boli nevyhnutné z hľadiska uvažovaného aplikovania metódy na DSP56F805.

Prvá modifikácia sa týka využitia iba troch aktívnych vektorov V1, V3 a V5 a jedného nulového

vektora V7 (pôvodne sa využívali všetky aktívne vektory V1-V6) a je bližšie vysvetlená

v matematickom popise využitej metódy.

Druhou modifikáciou je spôsob merania prúdových derivácií počas injektovania napäťových

impulzov. Boli navrhnuté a skonštruované snímače na priame meranie derivácií prúdov. Ich

umiestnenie do napájacích vodičov motora nevytváralo žiadne obmedzenia na prípadné zapojenie

vinutia motora, ako tomu bolo pri metódach, „zero-sequence voltage“ alebo „zero-sequence

current“.

Hlavnou myšlienkou použitej metódy je, že vplyvom nesúmerností (NSS, NSDR) sa mení

rozptylová indukčnosť statora LS. Detekcia jej zmeny sa uskutočňuje v injektovaní krátkych

napäťových impulzov v dĺžke trvania 5-35s (závisí od parametrov motora), ktoré vytvárajú

napäťové vektory V0-V7 (obr.2.2). Počas ich trvania sa meria nárast prúdov, ktorých zmena bude

odzrkadľovať zmenu indukčnosti LS. Použitý spôsob injektovania je zobrazený na obr.2.1.

V priebehu trvania nulového vektora U0 sú postupne v troch na seba nadväzujúcich PWM periódach

injektované dvojice signálov V1-V4, V3-V6 a V5-V2. Následne sa cyklus opakuje. V tomto prípade

sa vďaka impulzom V1, V3 a V5 vyvolá dostatočne dlhý nárast prúdu, z ktorého je určená hodnota

Obr.2.1 Základné injektovanie napäťových impulzov V1-V6

V1 V4 V3 V6 V5 V2

Obr.2.2 Napäťové vektory V1-V6

jeho derivácie alebo diferencie (závisí od spôsobu snímania). Predpokladá sa, že vzhľadom na dĺžku

trvania impulzu a časovej konštanty statora je tento nárast lineárny. Napäťovými vektormi V4, V6

a V2 sa iba kompenzujú prúdy tak, aby sa po injektovaní dostali približne na rovnakú hodnotu ako

pred injektovaním.

Samozrejme, že i napriek tomu vznikajú prídavné straty, či už spínacie spôsobené vyšším

počtom spínaní na periódu pri vytváraní napäťových impulzov alebo straty vo vinutiach spôsobené

vyššími hodnotami prúdov počas injektovaného impulzu. Tieto fakty viedli k rôznym modifikáciám

PWM schém [21,22,33], ktoré boli experimentálne odskúšané a ich vlastnosti porovnané.

2.12.1 MMATEMATICKÝATEMATICKÝ POPISPOPIS POUŽITEJPOUŽITEJ METÓDYMETÓDY

Ako bolo uvedené vyššie, namerané signály derivácií (diferencií) prúdov odzrkadľujú zmenu

rozptylových indukčností, ktoré sa menia v tvare:

lσa=l0+Δl cos (nN θN ) (2.1)

lσb=l0+Δl cos (nN (θN−2 π /3)) (2.2)

lσc=l0+Δl cos(nN (θN−4 π /3 )) (2.3)

kde la, lb, lc sú okamžité hodnoty rozptylových indukčností v jednotlivých fázach stroja, l0 je

stredná hodnota rozptylovej indukčnosti, l je veľkosť zmeny indukčnosti, nN= NR/2p, kde NR je

počet rotorových drážok a p počet pólových dvojíc. Náhradný obvod zobrazujúci situáciu

injektovania vektora V1 je na obr.2.3.

Obr.2.3 Náhradný obvod pri injektovaní vektora V1

Pre túto situáciu platí:

U DC=iab(u1 )Rs+l σa

diab(u1 )

dt+ea

(u1))

(2.4)

0=ibc(u1 )R s+lσb

dibc(u1 )

dt+eb

(u1 ))

(2.5)

−U DC=ica(u1 )R s+lσc

dica(u 1)

dt+ec

(u 1))

(2.6)

Podobným spôsobom môžeme odvodiť rovnice pre neaktívny vektor V0 (V7), vyskytujúci sa

v danej sekvencii injektovaných vektorov:

0=iab(u0 ) Rs+lσa

diab(u 0)

dt+ea

(u 0)

(2.7)

0=ibc(u0 ) Rs+lσb

dibc(u 0)

dt+eb

(u 0)

(2.8)

0=ica(u0 ) Rs+lσc

dica(u0 )

dt+ec

(u0 )

(2.9)

Ak uvažujeme, že čas medzi injektovaným vektorom V1 a nulovým vektorom V0 je zanedbateľný,

môžeme napísať:

ea(u 0)≈ea

(u 1) , eb(u 0)≈eb

(u 1) , ec(u0 )≈ec

(u1 ) (2.10)

Vzhľadom na malú hodnotu úbytku napätia na statorových odporoch RS túto hodnotu taktiež

zanedbáme. Odčítaním (2.4)-(2.7), (2.5)-(2.8) a (2.6)-(2.9) dostaneme:

diab(u1 )

dt−

diab(u 0)

dt=

U DC

lσa (2.11)

dibc(u1 )

dt−

dibc(u 0)

dt=0

(2.12)

dica(u1 )

dt−

dica(u 0)

dt=−

U DC

lσa (2.13)

Ak tieto rovnice vyjadríme pomocou fázových hodnôt prúdov, dostaneme:

dia(u1 )

dt−

dia(u 0)

dt=

lσa+lσc

lσa lσcU DC

(2.14)

dib(u1 )

dt−

dib(u 0)

dt=− 1

lσaU DC

(2.15)

dic(u1 )

dt−

dic(u 0)

dt=− 1

lσcU DC

(2.16)

Dosadením rovníc (2.1) až (2.3) do rovníc (2.14) až (2.16) dostaneme:

dia(u1 )

dt−

dia(u 0)

dt=

U DC

l0(2+ Δl

l0cos (nN (θN−

2 π3

)))

(2.17)

dib(u1 )

dt−

dib(u 0)

dt=−

U DC

l0(1− Δl

l0cos(nN θN ) )

(2.18)

dic(u1 )

dt−

dic(u 0)

dt=−

U DC

l0(1− Δl

l0cos(nan(θan−

4 π3

))

(2.19)

Z týchto rovníc môžeme odvodiť tri skalárne veličiny pa(V1), pb(V1) a pc(V1) vytvárajúce súmernú

sústavu:

pa (V 1 )=1+c1(dib

(u 1)

dt−

dib(u 0)

dt)

(2.20)

pb (V 1 )=−2+c1(dia

(u 1)

dt−

dia(u 0 )

dt)

(2.21)

pc (V 1 )=1+c1(dic

(u1 )

dt−

dic(u 0)

dt)

(2.22)

kde c1=l0/UDC. Rovnakým spôsobom je možné odvodiť vzťahy pre aktívne vektory V3 a V5 a k nim

prislúchajúce nulové vektory.

pa (V 3 )=1+c1 (dia

(u 3)

dt−

dia(u 0 )

dt)

(2.22)

pb (V 3 )=1+c1 (dic

(u 3)

dt−

dic(u 0 )

dt)

(2.23)

pc (V 3 )=−2+c1(dib

(u 3 )

dt−

dib(u 0)

dt)

(2.24)

pa (V 5 )=−2+c1 (dic

(u 5)

dt−

dic(u 0 )

dt)

(2.25)

pb (V 5 )=1+c1 (dib

(u 5 )

dt−

dib(u 0)

dt)

(2.26)

pc (V 5 )=1+c1(dia

(u 5)

dt−

dia(u0 )

dt)

(2.27)

Vzhľadom na fakt, že snímače prúdových derivácií boli umiestnené vo fázových vodičoch, bol

zvolený postup, pri ktorom sa z každého injektovaného vektora použil iba jeden signál a to

nasledovným spôsobom:

injektovanie vektora V1 a odsnímanie veličiny dia/dt,

injektovanie vektora V3 a odsnímanie veličiny dib/dt,

injektovanie vektora V5 a odsnímanie veličiny dic/dt.

Samozrejme, že vždy boli zosnímané aj príslušné derivácie prúdov pre nulové vektory. Týmto

spôsobom dostaneme tri polohové signály:

pa=−2+c1 (dic

(u 5 )

dt−

dic(u 0)

dt)

(2.28)

pb=−2+c1 (dia

(u 1)

dt−

dia(u0 )

dt)

(2.29)

pc=−2+c1(dib

(u 3 )

dt−

dib(u 0)

dt)

(2.30)

Ak uvažujeme prevádzku pri nízkych rýchlostiach, môžeme povedať, že injektované vektory

a zmerané prúdové derivácie sú z toho istého okamihu, a tým môžeme získať celkový polohový

vektor v tvare:

p=pα+ jpβ=pa+apb+a2 pc=c1¿

[(dic(u 5)

dt −dic

(u0 )

dt )−a(dia

(u1 )

dt −dia

(u0 )

dt ) ¿]¿¿

¿¿

(2.31)

kde a =e-j2/3. Poloha je následne určená použitím trigonometrickej funkcie arctan (p/p) alebo

použitím funkcie „angle tracking observer“ pracujúcej na princípe fázového závesu.

Obr.2.4 Snímače derivácií prúdu umiestnené v jednotlivých fázach motora

Obr.2.5 Meranie diferencie prúdu pomocou snímača, PWM signál fázy A, priebeh derivácie

fázového prúdu diA/dt

2.22.2 ZZÍSKAVANIEÍSKAVANIE PRÚDOVÝCHPRÚDOVÝCH DERIVÁCIÍDERIVÁCIÍ

Prvý spôsob, akým sa zisťovala informácia o náraste prúdu, bol formou prúdových diferencií.

Táto metóda spočíva v tom, že pri injektovaní daného dostatočne dlhého napäťového vektora

(tvoreného sadou impulzov v jednotlivých fázach) sa namerajú dve hodnoty prúdu v presne

definovanom intervale. Tieto hodnoty spolu s definovaným časovým intervalom určujú hodnotu

prúdovej diferencie. Nevýhodou merania prúdových diferencií je nutnosť použiť dostatočne dlhý

vektor, aby namerané veličiny boli korektné. Elegantnejším riešením je merať priamo prúdovú

deriváciu. Jediným sériovo vyrábaným snímačom prúdovej derivácie je pravdepodobne iba tzv.

Rogowského cievka v neintegrujúcom prevedení [20]. Vysoká cena Rogowského cievky bola

príčinou zaoberania sa spôsobom ako inak odmerať prúdovú deriváciu. Jednou z možností je použiť

snímač zobrazený na obr.2.4. Ide o snímač zostrojený z koaxiálneho vodiča vytvárajúceho päť

primárnych a päť sekundárnych závitov.

Konštrukcia je veľmi podobná prúdovému transformátoru, obsahuje ale niekoľko podstatných

odlišností. Výstupom zo snímača nie je prúd, ako by tomu bolo pri prúdovom transformátore, ale je

ním indukované napätie, ktoré je úmerné derivácii magnetického toku v okolí závitov snímača.

Tento tok je úmerný pretekajúcemu prúdu, takže výstupné napätie je priamo úmerné derivácii

primárneho prúdu. Platí:

uvyst ( t )=N1 N2

Rm.divstup ( t )

dt

(5.40)

Pásmo priepustnosti tohto snímača je závislé iba od fyzikálnych vlastností snímača (odporu,

indukčnosti, parazitných kapacít). Obr.2.5 zobrazuje priebeh výstupného napätia zo snímača pri

injektovaní vektora V1. Signál bol zosilnený a prípadný vysokofrekvenčný šum odfiltrovaný

dolnopriepustným filtrom.

Obr.2.6 Polohové signály namerané snímačmi dI/dt

0 0.5 1 1.5 2-600

-300

0

300

600

p alfa

0 0.5 1 1.5 2-600

-300

0

300

600

cas[s]

p beta

Polohové signály p a p namerané pomocou snímačov derivácie pri implementovaní

injektovania napäťových impulzov sú zobrazené na obr.2.6. Priebehy obsahujú viaceré

nesúmernosti, z ktorých nesúmernosť spôsobená drážkovaním rotora bude využitá na estimáciu

polohy rotora a zostávajúce nesúmernosti musia byť eliminované.

33 SSPRACOVANIEPRACOVANIE POLOHOVÉHOPOLOHOVÉHO SIGNÁLUSIGNÁLU

V práci je popísaných päť metód na elimináciu nežiaducich nesymetrií, pričom piata metóda je

navrhnutá autorom. Prvé štyri sú: HC – Harmonic Compensation (harmonická kompenzácia)

[23], SpF – Spatial Filtering (priestorové filtrovanie) [24], SyF – Synchronous filters

(synchrónne filtre) [34], SMP – Space Modulation Profiling (vytváranie priestorového profilu

nesúmernosti) [25]. Na základe metódy SyF bola navrhnutá piata metóda, ktorej charakteristickou

črtou bola potreba malého pamäťového priestoru – LMDEM – Low Memory Disturbance

Elimination Method. Táto metóda je určitou kombináciou metódy SyF a metódy HC. Hlavným

motivujúcim faktorom na vznik tejto metódy bol zámer zrealizovať celé riadenie na DSP, ktoré má

síce dostatočný výpočtový výkon, ale obsahuje malú pamäť. Vďaka tomu sú metódy SpF alebo

SMP s ich pamäťovými požiadavkami na tomto DSP nepoužiteľné. Samozrejmosťou je nutnosť

prevádzky pohonu aj pri nulových otáčkach, čím použitie metódy SyF opäť neprichádza do úvahy.

Hlavným rozdielom LMDEM metódy voči metóde SyF je zaradenie pamäte do štruktúry. V [26]

bol zvolený podobný postup, avšak veľkosť pamäťového priestoru bola porovnateľná s SMP

metódou. V tejto práci je využitá štruktúra, ktorá je zobrazená na obr.3.1. Pamäť je zaradená do

jednotlivých sústav, ktoré sa otáčajú synchrónne s jednotlivými harmonickými. Dá sa teda povedať,

Obr.3.1 LMDEM, identifikácia nesúmerností

--+

+

ej

ej

ej

e-j

e-j

e-j

P am a t..

P am a t..

P am a t..

že pre každú nesúmernosť a pre každý pracovný bod postačuje uloženie iba dvoch veličín. Týmito

veličinami sú d a q zložka danej nesúmernosti a sú to jednosmerné veličiny. Ich hodnota sa mení iba

s meniacim sa pracovným bodom motora. Ak predpokladáme prevádzku v rámci menovitých

otáčok, tok bude udržiavaný na konštantnej hodnote a je potrebné iba zaznamenávať veľkosť

momentotvornej zložky statorového prúdu ISq meniacej sa so záťažou.

Prvým krokom je uskutočnenie procesu identifikácie nesúmernosti, počas ktorého musí byť

zabezpečený zápis do pamäte uvedením signálu IDENTIFIKÁCIA do logickej jednotky. V tomto

prípade išlo o elimináciu troch nesúmerností rotujúcich s rýchlosťou prúd, 2prúd a 4prúd. Pre

transformácie bola použitá poloha statorového prúdu. Proces identifikácie sa uskutočňuje pri riadení

na konštantné otáčky v snímačovom prevedení. Polohové signály p a p sú transformované do

jednotlivých sústav, v ktorých patričné nesúmernosti vystupujú ako jednosmerné veličiny. Priamo

po transformácii však tieto signály obsahujú aj nesúmernosti rotujúce inou rýchlosťou. Na získanie

iba jednosmerných veličín daných nesúmerností je použitý DPF. Dve zložky charakterizujúce

nesúmernosť pdfilt a pqfilt pre každú nesúmernosť sú spolu s hodnotou momentotvornej zložky

statorového prúdu ISq zapísané do pamäte (celkovo pre tri nesúmernosti t.j. 6 hodnôt). Týmto je

identifikačný proces ukončený.

Obr.3.2 Frekvenčné spektrum pred a po eliminácii troch nesúmerností

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

100

200

300

ampl

itúda

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

100

200

300

frekvencia [Hz]

ampl

itúda

Po uskutočnení identifikačného procesu nastáva eliminácia vyššie pozorovaných nesúmerností.

V tomto prípade bude logický signál IDENTIFIKÁCIA v stave logickej nuly. Počas prevádzky

pohonu sa na základe hodnoty statorového prúdu vyberajú z pamäte hodnoty zložiek daných

nesúmerností pdpam a pqpam a transformujú sa spätne do sústavy , spojenej zo statorom, čím

vznikne signál charakterizujúci iba danú nesúmernosť prislúchajúcu k danej vetve štruktúry.

Odčítaním takto vzniknutých nesúmerností z jednotlivých vetiev od pôvodných signálov p a p

dostaneme výsledné priebehy polohových signálov pfilt a pfilt neobsahujúce už eliminované

nesúmernosti. Frekvenčné spektrum polohových signálov pred a po eliminácii je zobrazené na

obr.3.2. Toto frekvenčné spektrum bolo získané pri rýchlosti rotora 30ot./min. Úspešne boli

eliminované harmonické s frekvenciami fe, 2fe a 4fe (čo pre štvorpólový motor pri 30ot./min. je 1, 2

a 4 Hz).

44 EEXPERIMENTÁLNEXPERIMENTÁLNE VÝSLEDKYVÝSLEDKY

Táto časť obsahuje získané výsledky estimácie polohy rotora založenej na magnetickej

nesúmernosti spôsobenej drážkovaním rotora. Nesúmernosť bola identifikovaná pomocou

injektovania napäťových impulzov a následným meraním odozvy v deriváciách fázových prúdov

pomocou snímačov derivácie. Všetky namerané výsledky boli získané na pohone pozostávajúceho

z 30kW asynchrónneho motora, AC/AC meniča a riadiaceho člena DSP radu TMS320C44 (32-

bitové DSP s plávajúcou desatinnou čiarkou s taktovacou frekvenciou 60MHz).

Z polohových signálov pfilt a pfilt (obr.4.1a, signály vystupujúce z eliminačného procesu

metódou LMDEM) sa pomocou funkcie arctan vypočítala poloha meniaca sa v závislosti od NSDR,

3 4 5 6 7 8 9 100

2.5

5

7

cas[s]

polo

ha ro

tora

Obr.4.1a,b,c Estimácia polohy, polohové signály pfilt, pfilt ,poloha rotorovej drážky, poloha rotora

3 4 5 6 7 8 9 10

-500

0

500

p alfa

filt,p

beta

filt

3 4 5 6 7 8 9 100

2

4

6

polo

haRD

uvedená na obr.4.1b. Vzhľadom na fakt, že rotor mal 56 drážok, bolo nutné napočítať daný počet

drážok, ktorým by zodpovedala jedna perióda polohy rotora. Tento proces bol založený na detekcii

nábežnej alebo dobežnej hrany polohy drážky, ktorej tvar je podobný trojuholníkovému priebehu.

Detekcia hrany bola identifikovaná vždy, keď zmena polohy medzi dvomi po sebe idúcimi

vzorkami vypočítanej polohy drážky bola v absolútnej hodnote väčšia ako . Následným

narátavaním príslušného počtu hrán bola získaná poloha rotora (obr.4.1c).

4.14.1 RRÔZNEÔZNE REŽIMYREŽIMY – – ZMENAZMENA RÝCHLOSTIRÝCHLOSTI, , SMERUSMERU, , ZAŤAŽENIAZAŤAŽENIA, , REVERZÁCIAREVERZÁCIA

Následne sa vykonali experimenty aj so zaťažovaním pohonu (obr.4.2). Pohon bežal v režime so

snímačom na hriadeli a experimenty overili kvalitu estimácie. V prvom intervale je ukázaná

prevádzka pri riadení na konštantné otáčky 10ot./min. Druhý interval za začína zaťažením pohonu.

Pre tento moment je charakteristický zákmit rýchlosti, počas ktorého asynchrónny motor

vykompenzuje odchýlku rýchlosti spôsobenú záťažou vytvorením protimomentu. Zaťažovanie bolo

uskutočnené jednosmerným motorom pripojeným na hriadeľ asynchrónneho motora. Vzhľadom

na výkonové obmedzenie AC/AC meniča asynchrónneho motora bola hodnota momentotvornej

zložky statorového prúdu obmedzená na hodnotu 12A, pri hodnote plného budenia tokotvornou

zložkou statorového prúdu 14A. Toto obmedzenie zodpovedalo približne 33% zaťaženiu

z menovitej hodnoty motora. V treťom intervale je pohon stále pod zaťažením, ale mechanická

rýchlosť rotora je zmenená na 0 ot./min. V tomto intervale pohon vyvíja moment na úrovni 33%

0 2 4 6 8 10 12 14 160

120

240

360

cas[t]

polo

ha[e

l.stu

pne]

0 2 4 6 8 10 12 14 16-20-10

010203040

cas[s]

n[ot

.min

.]

0 2 4 6 8 10 12 14 16-6-4-20246

cas[t]

chyb

a[el

.stu

p.]

0 2 4 6 8 10 12 14 16-10-505

101520

cas[s]

prud

[A]

n = 10 ot./min n = 10 ot./min,33% zataž

n = 0 ot./min,33% zataž

n = 10 ot./min,33% zataž

n=10ot./m

Estimovaná poloha rotora

Reálna poloha rotora

Rýchlost rotora

Chyba estimácie

Id prúdIq prúd

Obr.4.2 Porovnanie reálnej a estimovanej polohy rotora pre rozličné pracovné režimy so zaťažením

z menovitej hodnoty pri nulovej rýchlosti rotora, pričom kvalita estimácie je stále vynikajúca.

V nasledujúcom intervale sa pohon rozbieha pod zaťažením na rýchlosť 10ot./min., pričom

v záverečnom piatom intervale prechádza pohon do stavu bez zaťaženia. Tento okamih znovu

sprevádza zákmit rýchlosti spôsobený skokovou zmenou zaťaženia. Opäť treba zdôrazniť, že chyba

estimácie počas všetkých piatich intervalov sa pohybovala v rozmedzí 2° elektrické.

4.24.2 BBEZSNÍMAČOVÉEZSNÍMAČOVÉ RIADENIERIADENIE POLOHYPOLOHY

Vyššie uvedené overenie vynikajúcej kvality estimácie umožnilo uskutočniť ďalšie

experimenty, ale už v bezsnímačovom prevedení. V práci boli overené tri polohové štruktúry:

kaskádna štruktúra s vnútornou rýchlostnou slučkou, štruktúra s LEAD/LAG regulátorom

a štruktúra so zjednodušeným NTO riadením. Z experimentálneho porovnania ich vlastností

vyplynulo, že kaskádna štruktúra s rýchlostnou slučkou ako jediná dokázala vykompenzovať trvalú

regulačnú odchýlku pri zaťažení. Avšak dynamická odozva na zmenu žiadanej polohy bola

najpomalšia vzhľadom na skutočnosť, že rýchlosť bola získaná deriváciou estimovanej polohy

a následne prefiltrovaná DPF (obr.4.3b).

3 3.1 3.2 3.3 3.4 3.5 3.6 3.7 3.8 3.9 40

50

100

150

200

250

cas[s]

polo

ha[e

l.st]

3 3.1 3.2 3.3 3.4 3.5 3.6 3.7 3.8 3.90

50

100

150

200

250

cas[s]

polo

ha[e

l.st.]

3.2 3.3 3.4 3.5 3.6 3.7 3.8 3.9 4 4.10

50

100

150

200

250

cas[s]

polo

ha[e

l.st.]

Ziadana velicina

Ziadana velicina

Ziadana velicina

Poloha rotora

Poloha rotora

Poloha rotora

0.31s

0.47s

0.311s

Obr.4.3 Porovnanie vlastností polohových štruktúr

Z

r

2m sklz

a,b ,c

d,q-

--

AC/ACm enič

PW M

V1V0

V7

V2V3

V4

V5 V6

a,b ,c

d,q

M odel toku

idz

idr

iqr

ia,b,c

u dz

u dcom p

u qcom p

u qz

ddt

r

NTO

Obr.4.5 Bloková schéma polohového riadenia asynchrónneho motora s NTO algoritmom (v bezsnímačovom prevedení bola r nahradená est)

Dynamická odozva štruktúry s NTO riadením (obr.4.3c) bola porovnateľná so štruktúrou

s LEAD/LAG regulátorom (obr.4.3a), ale trvalá regulačná odchýlka pri zaťažení bola výrazne

nižšia. Posledným experimentálnym overením bol pokus simulovať prevádzku pohonu, pri ktorej

nastávala cyklická zmena žiadanej veličiny o 180° v nezaťaženom aj v zaťaženom režime. Za týmto

účelom bola použitá zjednodušená štruktúra NTO (obr.4.5), ako kompromis medzi dynamikou

pohonu a schopnosťou vyregulovať trvalú regulačnú odchýlku. Obr.4.4 zobrazuje získané priebehy,

kde postupne zhora sú opäť zobrazené priebehy polohy (žiadanej, skutočnej a estimovanej),

0 2 4 6 8 10 120

500

1000

1500

2000

cas[s]

polo

ha[e

l.stu

pne]

0 2 4 6 8 10 12-50

0

50

100

cas[s]

n [o

t./m

in]

0 2 4 6 8 10 12-5

-2.5

0

2.5

5

cas[s]

chyb

a[el

.stu

pne.

]

0 2 4 6 8 10 12-10-505

101520

cas[s]

prúd

[A]

Reálna a estimovaná poloha

Real. rýchlost

Chyba estimácie

Iq

Id

Žiadaná poloha

ZATAŽENIE

Obr.4.4 Cyklická zmena polohy o 180° so zmenou zaťaženia

skutočnej rýchlosti rotora, chyby estimácie a hodnoty momentotvornej a tokotvornej zložky

statorového prúdu. Pohon bol počas celého experimentu konštantne budený a v strednej fáze

zaťažený 25% hodnotou z menovitej záťaže. Vzhľadom na fakt, že pohonu po zaťažení nezostávalo

už veľa momentu na vykrytie odchýlky skutočnej polohy rotora od žiadanej veličiny, bola

dynamika regulácie pri zaťažení výrazne nižšia. Tomu zodpovedá i nižšia dosiahnutá rýchlosť

v prechodných intervaloch.

55 ZZÁVERÁVER

V texte sa postupne podrobnejšie rozobrala problematika vhodnej metódy estimovania so

sústredením sa na metódu vytvárania napäťových impulzov, návrh snímača derivácie prúdu a tým

skrátenie potrebnej dĺžky napäťového vektora a nakoniec aj nevyhnutnou elimináciou nežiaducich

efektov vzniknutých vplyvom iných nesúmerností. Získané experimentálne výsledky podávajú

jednoznačný dôkaz plnej funkčnosti zvoleného postupu pri estimácii polohy rotora. Možno

povedať, že kvalita estimácie bola na veľmi dobrej úrovni počas všetkých experimentálnych

pokusov a bez problémov pracujúce bezsnímačové riadenie polohy iba zúročilo vynikajúcu kvalitu

odhadovanej polohy. V tejto práci sa podarilo použiť, prípadne zjednodušiť všetky kroky

postupnosti pri estimácii natoľko, že nie je problém aplikovanie zvoleného postupu na nízko

nákladové DSP a umožniť tak vstup týchto techník do komerčného prostredia priemyselných

aplikácií.

Na druhej strane treba poznamenať, že je stále otvorený priestor aj pre ďalšie zlepšovanie.

V prvom rade by bolo žiaduce nájsť kompromis pri konštrukčnom návrhu rotora, ktorý by

poskytoval určitú využiteľnú nesymetriu, ale sa podstatne neodlišoval od bežne vyrábaných

konštrukcií, ktoré sú vzhľadom na sériovú výrobu lacnejšie. Použitie podobnej konštrukcie rotora,

aká bola použitá v tejto práci, je odkázané na špeciálne aplikácie, u ktorých sa navrhuje kompletná

konštrukcia celého pohonu. Vývoj ide dopredu a v súčasnosti sa tieto úpravy zminimalizovali len na

nezošikmenie drážok, prípadne ich polootvorenie (takýto typ rotora bol použitý v práci).

Ďalšou oblasťou, v ktorej sú možné vylepšenia, je postup následného spracovania signálu,

ďalšie skracovanie napäťových impulzov a tým zníženie úrovne produkovaného hluku a prúdových

špičiek. Samozrejmosťou by mala byť „on line“ metóda eliminácie nesúmerností, ktorej absencia

v bezsnímačových štruktúrach je najviac podrobená kritike zo strany priemyslu. Všetky tieto

zlepšujúce požiadavky sú predmetom celosvetového výskumu a len budúcnosť ukáže, ako budú

súvisiace problémy vyriešené a ktorým smerom sa poberie problematika bezsnímačového riadenia

asynchrónnych motorov.

ZZOZNAMOZNAM POUŽITEJPOUŽITEJ LITERATÚRYLITERATÚRY

[ 1 ] F. Blaschke, „The Principle of Field Orientation as Applied to the New Transvektor, Closed-Loop

Control System for Rotating-Field Machines”, Siemens Review 39, 1972, č.5, s. 217 – 220

[ 2 ] W. Leonhard, „Control of Electrical Drives“, 2. Auflage. Springer-Verlag,

BerlinHeidelberg, Germany 1986, ISBN: 3-540-59380-2[ 3 ] M. Abelovský, „Pozorovatele stavových velíčin bezsnímačových servopohonov s AM”,

Doktorandská dizertačná práca, KAR, STU v Bratislave, december 2003

[ 4 ] C. Schauder, „Adaptive Speed Identification For Vector Control of Induction Motors Without

Rotational Transducers”, IEEE Transactions on Industry Applications, zv. 28, č.5,

september/október 1992, s. 1054-1061

[ 5 ] J. Holtz and J. Quan, „Sensorless Vector Control of Induction Motors at Very Low Speed using a

Nonlinear Inverter Model and Parameter Identification”, IEEE Trans. Industry Appl., júl/august

2002, zv. 38

[ 6 ] P. L. Jansen, R. D. Lorenz, and D. W. Novotny, „Observer-Based Direct Field Orientation – Analysis and Comparison of Alternative Methods”, IEEE Transactions on Industry Applications, 1994, zv. 30, č. 4, s. 945 – 953

[ 7 ] J. A. Padilla, G. M. Asher, M. Sumner, „A Robust Fuzzy-Sliding Mode Position Controler for

Motor Drives Systems with Flexible Shafts “, EPE 2003, Toulouse, s.1-10

[ 8 ] P. L. Jansen and R. D. Lorenz, „Transducerless Field Orientation Concepts Employing Saturation-Induced Saliencies in Induction Machines”, in Conf. Rec. IEEE–IAS Annual Meeting, č.30, Orlando, USA, október 1995, zv. 1, s. 174 – 181

[ 9 ] S. K. Sul and J. I. Ha, „Sensorless Field Orientation Control of an Induction Machine by High Frequency Signal Injection”, in Conf. Rec. IEEE–IAS Annual Meeting, zv. 32, New Orleans, USA, október 1997, zv. 1, s. 426 – 432

[ 10 ] F. Briz, M.W. Degner, A. Diez, R.D. Lorenz, „Measuring, Modeling and Decoupling of

Saturation –Induced Saliencies in Carrier Signal Injection-Based Sensorless AC Drives”, IEEE

2000, Rome, Italy

[ 11 ] N. Teske, „Sensorless Position Control of Induction Machines Using High Frequency Signal

Injection“, PhD práca, School of Electrical and Electronic Engineering, University of

Nottingham, England, 2001

[ 12 ] A. Ferrah, P. J. Hogben-Laing, K. J. Bradley, G. M. Asher, M. S. Woolfson , „The Effect of Rotor

Design on Sensorless Speed Estimation Using Rotor Slot Harmonics Identified by Adaptive

Digital Filtering Using the Maximum Likelihood Approach”, IEEE - IAS Annual Meeting, New

Orleans, 1997, s. 128-135

[ 13 ] F. Blaschke, J. van der Burgt, A. Vandenput, „Sensorless Direct Field Orientation at Zero Flux

Frequency”, Conference Record of the IEEE – IAS Annual Meeting, 1996, s.189-196

[ 14 ] P. L. Jansen and R. D. Lorenz, „Transducerless Position and Velocity Estimation in Induction

and Salient AC Machines,” IEEE Transactions on Industry Applications, zv.31, č. 2, marec/apríl

1995, s. 240-247

[ 15 ] J. I. Ha, S. K. Sul, K. Ide, I. Murokita and K. Sawamura , „Physical Understanding of High

Frequency Injection Method to Sensorless Drives of an Induction Machine”, Conf. Rec. IEEE –

IAS Annual Meeting, 2000, s. 1802-1808

[ 16 ] A. Consoli, G. Scarcella and A.Testa, „A New Zero-Frequency Flux-Position Detection Approach

for Direct-Field-Oriented-Control Drives“, IEEE Transactions on Industry Applications, zv.36,

č.3, máj/jún 2000, s. 797-804

[ 17 ] M. D. Manjrekar, T. A. Lipo, S. G. Chang and K. S. Kim, „Flux Tracking Methods for Direct

Field Orientation“, s. 1022-1029

[ 18 ] M. Schroedl, „Sensorless Control of AC Machines at Low Speed and Standstill Based on the

‘INFORM’ Method“, Conf. Rec. IEEE – IAS Annual Meeting, 1996, zv.1, s. 270-277

[ 19 ] J. Holtz, H. Pan, „Acquisition of Rotor Anisotropy Signals in Sensorless Position Control

Systems“, IEEE 2003, pdf súbor

[ 20 ] C. S. Staines, G. M. Asher and M. Sumner, „Sensorless Control of Induction Machines at Zero

and Low Frequency using Zero Sequence Currents”, IEEE IAS Annual Meeting, 2004

[ 21 ] T. M. Wolbank, J. L. Machl,, H. Hauser, „Closed-Loop Compensating Sensors Versus New Current Derivative Sensors for Shaft-Sensorless Control of Inverter Fed Induction Machines“, IEEE 2004, pdf súbor

[ 22 ] J. Juliet, J. Holtz, „Sensorless Acquisition of the Rotor Postion Angle for Induction Motors with

Arbitrary Stator Windings“, IEEE 2004, pdf súbor

[ 23 ] N. Teske, G. M. Asher, M. Sumner, K. J. Bradley, “Sensorless Position Estimation for Symmetric

Cage Induction Motor under Loaded Conditions”, Conf. Rec. IEEE –IAS Annual Meeting, Rome

Italy, október 2000, zv. 3, č.35, s. 1835-1841

[ 24 ] J. Holtz, H. Pan, „Elimination of Saturation Effects in Sensorless Position Controlled Induction

Motors“, IEEE IAS 2002, Pittsburgh, pdf súbor

[ 25 ] N. Teske, „Sensorless Position Control of Induction Machines Using High Frequency Signal

Injection“, PhD práca, School of Electrical and Electronic Engineering, University of

Nottingham, England, 2001

[ 26 ] Q. Gao, G. Asher, M. Sumner, „Sensorless Position and Speed Estimation of Induction Motors

Using High Frequency Injection And Without off-line Pre-Commissioning”, pdf súbor

ZZOZNAMOZNAM PUBLIKÁCIÍPUBLIKÁCIÍ AUTORAAUTORA

[ 27 ] J. Vittek, M. Štulrajter, P. Makyš, S. J. Dodds, R. Perryman, „Near time Optimal Position Control

of an Actuator with PMSM”, Proceedings of the XX EPE International Conference (EPE 2005),

september 2005, Dresden, Germany, CD-Rom.

[ 28 ] J. Vittek, P. Makyš, M. Štulrajter, I. Skalka, M. Mienkina, „Microprocessor Implementation of

Observers for Forced Dynamics Control of Induction Motor Drives”, Proceedings of the EDPE

International Conference (EDPE 2005), September 2005, Dubrovnik, Crotia, CD-Rom.

[ 29 ] P. Makyš, J. Vittek, M. Mienkina, „Sensorless Control Of Induction Machines’, Proceedings of

International Conference”, TRANSCOM 2005 University of Zilina, Section 5 – Electrical and

elec tronic Engineering, jún 2005, zv. 5, s. 73-76.

[ 30 ] J. Vittek, M. Štulrajter, P. Makyš, T. Baculák, „Návrh dynamického predkompenzátora pre

polohové riadenie synchrónneho motora s permanentnými magnetmi“, Proceedings of the Fourth

FEE International Conference ELEKTRO’04, 2004, Žilina, Slovakia, s.134-139

[ 31 ] M. Štulrajter, P. Makyš, J. Vittek, „Časovo optimálne riadenie elektrických pohonov“,

Proceedings of Symposium for lecturer of Electric Drives SYMEP’2004, Praha, jún 2004, s.237-

241

[ 32 ] J. Vittek, P. Makyš, M. Štulrajter, „Servo-Position Control with Dynamic Lag Precompensator

for PMSM Drives“, Proceedings of OPTIM’2004 Conference on Optimization of Electrical and

Electronic Equipment, Brašov, Romania, máj 2004, zv. 3, s.77-84.

[ 33 ] Q. Gao, G. M. Asher, M. Sumner, P. Makyš, „Position Estimation of AC Machines at all

Frequencies using only Space Vector PWM based Excitation“, článok prijatý na konferenciu

PEMD‘06 , Dublin, Ireland.

[ 34 ] P. Makyš, G. M. Asher, M. Sumner, Q. Gao, J. Vittek, „Shaft sensorless speed control of

induction motor drive”, článok prijatý na konferenciu EPE-PEMC’06, Portorož, Slovenia.

[ 35 ] P. Makyš, G. M. Asher, M. Sumner, Q. Gao, J. Vittek, „A low memory disturbance elimination

method for sensorless control of induction motor drive using test vector injection“, článok prijatý

na konferenciu IECON’06, Paris, France.

[ 36 ] Q. Gao, G. M. Asher, M. Sumner, P. Makyš, „Sensorless Control of Induction Machines,

including Zero Frequency using only Fundamental PWM Excitation”, článok prijatý na

konferenciu IECON ’06, Paris, France

[ 37 ] J. Vittek, M. Štulrajter, P. Makyš, I. Skalka, M. Mienkina, „Microprocessor

Implementation of Forced Dynamics Control of Permanent Magnet Synchronous Motor

Drives”, článok prijatý na konferenciu OPTIM’06, Brašov, Romania