第 3 章物理层：射频优化基础images.china-pub.com/ebook55001-60000/57573/ch03.pdf · TD-SCDMA/HSPA 无线网络优化原理与实践 ·30·· 图3.4 长期干扰机制

第 3 章物理层：射频优化基础

射频优化一般包括覆盖优化和干扰排查两个方面，二者相辅相成，相互影响：覆盖优化

的过程中需要避免 C/I 恶化，而排查干扰源的同时也需要兼顾覆盖。射频优化贯穿于网络建

设的整个阶段，良好的覆盖与较低的干扰是保障网络 KPI和用户感知的前提。对 TD-SCDMA

网络一期建设运营以来的各地案例进行汇总和分析不难发现，在设备调测、运转与配置无误

的前提下，若覆盖达到一定标准（达到一定标准，并不是仅达到验收要求），并将干扰控制在

一定水平，则半数以上的优化问题（包括接入失败、切换失败和掉话等）都可以得到解决。

广义上的覆盖优化，除了射频信号调整，也包括小区选择/重选、切换相关参数的设置。因为

小区选择/重选以及切换参数在一定程度上规定了小区的实际覆盖范围。因此需要注意在射频

覆盖范围、重选带、切换带之间进行平衡。

从优化手段上讲，射频优化相对简单，主要包括：工程参数调整（天线下倾角、方位角、

挂高）、功率/功控参数调整，必要时还可以更改公共信道波束赋形参数，以取得理想的增益

特性。但从优化所耗费的时间、人力成本上看，射频优化又是非常复杂的：对覆盖和干扰的

优化，往往是“牵一发而动全身”的过程。有时为了增强某一小区的覆盖而加大其发射功率，

结果虽然解决了本小区的问题，却也使周围的邻区受到了干扰，不得不反复调测甚至推倒重

来；或者为了降低各小区之间的同频干扰，对干扰源小区不得不降低发射功率或压低下倾角，

结果虽然控制了干扰，却使干扰源小区的覆盖变弱。射频优化需要从宏观上着眼，优化的目

标是整个片区的理想覆盖，而不是某一个点。从这个意义上讲，射频优化更类似于一个摆弄

魔方的过程：魔方玩家需要把六个面分别转成一种颜色，若玩家不得要领，往往在把于一个

面调好的同时，会把另一个面拆散。这就不难解释为何射频优化更需要时间、经验甚至是一

点点运气。此外，射频优化往往受地形、气候等诸多因素的影响。例如，北方郊区植被以落

叶乔木为主，夏季枝叶茂盛，因此林中高速公路的覆盖受到树林的遮挡，可能信号偏弱，树

叶的折反射也会使信号分布较为杂乱，优化人员不得不采取措施增强覆盖；而等到冬季树叶

脱落之后，遮挡减少，覆盖增强，甚至会对远处小区形成越区覆盖，不得不再次进行微调以

控制覆盖。再比如，南方有些城市空气湿度大，如果遇到阴雨天气，不适合塔工攀爬或调整

天线，也会对射频优化的进度带来影响。

为降低射频优化工作量，业内也逐渐发展出一些新技术和新思路，如 RET（Remote

Electronical Tilt，远程电控倾角）天线、自动射频优化软件等。RET 天线通过在天线侧增加

控制端，可以远程控制电下倾角，便于网络优化工程师对天线工程参数进行远程、批量修改。

自动射频优化软件，一般基于规划仿真软件和结合遗传算法等，针对问题区域的不同优化措

施（功率调整、工程参数调整）进行仿真预测，给出相对较好的方案，减少优化工程师反复

调整的工作量。除了上述技术，其他射频优化方面的创新，在此不一一列举。

TD-SCDMA/HSPA无线网络优化原理与实践

·28··

3.1 时隙结构对网络优化的影响

帧结构与时隙结构定义了系统最基本的传输时序，是整个空中接口系统设计的基础，几

乎所有的传输技术参数设计、资源分配和物理过程设计，都基于这个基本时序结构。因此，

对于大部分系统而言，只要最底层的帧结构和时隙结构一经确定，那么这个系统在未来部署、

规划和优化阶段所具有的优点、瓶颈和不足也就基本确定了（例如覆盖距离、抗干扰能力、

功控特性等），如果想突破结构上的瓶颈，往往需要在其他方面有所牺牲和折中。很多规划优

化方面的特性，归根结底都与物理层结构有关。本章在讨论物理层射频优化之前，首先对帧

结构与时隙结构进行简单介绍。

3.1.1 帧结构

图 3.1是 TD-SCDMA子帧结构。在 TD-SCDMA系统中，一个无线帧长度为 10 ms，分

成两个 5 ms子帧，每个 10 ms的无线帧内的 2个子帧的结构是完全相同的。帧结构的设计对

波束赋形、联合检测、上行同步等一系列物理层技术的支持都会带来影响，因此也是经过折

中和平衡的考虑的。子帧长度为 5 ms，可以使波束赋形和上行同步的反应时间缩短到 5 ms

之内（仅仅是理论上的估算，实际反应时间还受限于基带 DSP 处理速度等一系列因素）。此

外，子帧的长度与物理层联合检测的数据运算量有关，5 ms也是适合联合检测实现的子帧长

度。每一子帧又分成长度为 675 μs的 7个常规时隙和 3个特殊时隙。这三个特殊时隙分别为

DwPTS（下行导频时隙）、GP（保护时隙）和 UpPTS（上行导频时隙）。在 7个常规时隙中，

TS0总是分配给下行链路，而 TS1总是分配给上行链路。通过灵活地配置上/下行时隙的个数，

使 TD-SCDMA适用于上/下行对称及非对称的业务模式。

图 3.1 TD-SCDMA系统子帧结构

GP默认为 96 chips，0.075 ms。其长度影响系统的最大覆盖范围，以及 UpPCH、TS1等

上行时隙的底噪。对 GP的意义，下面通过一个实例进行简单介绍。

假设蜂窝形状为六边形，网络的拓扑结构如图 3.2 所示，红色区域为目标小区，周围几

圈小区为相邻小区，第 n圈有 6×n个相邻小区。

TD-SCDMA系统中各个基站保持同步，对于中心目标小区，每一圈相邻小区的 DwPTS

的到达时延都不同，随着基站间距离的增大，相邻小区 DwPTS时隙信号会在目标小区的 GP

时隙、UpPTS时隙甚至是 TS1时隙到达，从而对目标小区的其他时隙形成干扰。而且在网络

第 3章物理层：射频优化基础

··29·

规模很大时，这种干扰的累加往往会非常可观。如图 3.3 所示。当这些干扰信号落入随机接

入的检测窗内，并且强度足够大时，将会影响用户随机接入性能，严重时将会阻塞整个网络。

图 3.2 TD-SCDMA蜂窝结构

图 3.3 远距离干扰原理图

实际上目标基站检测到的 DwPTS干扰不仅与基站间距有关，也与环境密切相关，图 3.4

和图 3.5是 DwPTS干扰信号传播路径的示意图。

无论是山峰、对流层等引起的长期干扰机制，还是多径、云层、雨滴等短期干扰机制因

素都可能影响 DwPTS干扰信号的传播，形成波导效应，这样远处基站的 DwPTS信号也会影

响到目标小区的随机接入性能。针对这一类问题，提出了 UpPCH Shifting技术，相当于牺牲

容量来换取抗干扰能力的提升。


·30··

图 3.4 长期干扰机制

图 3.5 短期干扰机制

3.1.2 时隙结构

一个常规时隙由数据符号、Midamble 码和保护时隙组成（如图 3.6 所示）。数据符号位

于时隙的两端，由信道码和扰码共同扩频。即将每一个数据符号转换成一些码片，因而增加

了信号带宽，一个符号包含的码片数称为扩频因子（SF）。扩频因子可取 1，2，4，8，16。

图 3.6 TD-SCDMA系统时隙结构

Midamble码位于时隙的中心，也称做训练序列，用来进行信道估计和测量，而不需要使

用专门的导频信道，便于联合检测技术的应用。Midamble码如果太短，不利于联合检测，如

果太长，则浪费时隙资源，不利于高速传输。在同一个小区，同一个时隙内的不同用户所采

用的Midamble码由一个基本的Midamble码经循环移位后产生。

在高速移动环境中，利用 Midamble 得到的信道估计与两端数据经历的实际信道有较大

偏差，速度越快，偏差越大，从而造成链路质量的恶化。


··31·

TD-SCDMA系统每个子帧的时间长度为 5 ms，由 6 400个码片组成。每个码片占用的时

间为 781.25 ns。数据段占用时间为 0.275 ms，Midamble码占用的时间为 0.112 5 ms。所以，

当移动台速度为 120 km/h时，最大多普勒频移为 222 Hz。由Midamble码估计两端的信道可

能产生的最大相位偏差为

3

d360 222 0.275 10 360 22f tθ

−

= × × = × × × =� �

在现有的TD-SCDMA标准中，采用智能天线波束赋型的方法跟踪用户。假如TD-SCDMA

系统采用 QPSK 调制方式，则要求 Midamble 码最远端的数据解调时的相位偏差不能超过

22.5°，即π/8。可以计算出，此时系统能容纳的移动台的最大移动速度约为 123 km/h。

对于每个用户，TPC信息在每 5 ms子帧里发送一次，这使得 TD-SCDMA系统可以进行

快速功率控制。对于每个用户，SS信息在每 5 ms子帧里发送一次，SS用于命令终端每M帧

进行一次时序调整，调整步长为（k/8）码片，M 值和 k 值由网络设置，并在小区中进行广播。

上行突发中没有 SS信息，但是 SS位置予以保留，以备将来使用。SS会影响 TA的变化，在

同步过程无误且以直射径为主的环境中，通过 UE上报的 TA可以估算出 UE与基站之间的大

致距离。MR优化工具的一个常见应用就是通过 UE上报的 TA来评估是否存在越区覆盖。

TD-SCDMA 系统的这种时隙结构，也决定了其难以实现软切换，而更适合采用接力切

换。软切换是 CDMA 系统的一个显著特点。一般认为在重负荷小区中采用软切换可以提高

系统容量，在轻负荷小区中软切换可以增加覆盖面积。这是由于处于软切换的移动台的上行

链路同时被多个基站接收，并通过选择器进行宏分集，在功率控制的作用下，移动台发送功

率降低，从而使邻区干扰降低，增加了系统的容量。同时，在下行方向，移动台从多个基站

接收下行链路并进行合并，减小了切换中掉话的概率。

而在 TD-SCDMA 系统中，要求所有上行链路在基站的基带侧进行同步接收和处理，从

而降低反向链路的码间干扰。由于 UE 始终处于运动过程中，为了补偿路径时延的变化，

TD-SCDMA 系统通过 SS进行闭环控制，从而调整上行链路发送的时间提前量（TA），使与

基站距离始终处于变化中的 UE的上行链路到达基站侧（基带处理）的时间是同步的。

如果要在 TD-SCDMA 系统中实现软切换，首先在软切换阶段，包括在软切换中的小区

都要向移动台发送数据，移动台解出信息。为了使信息得到加强，各小区需要在下行链路同

时发送相同的数据。但是由于 UE 相对软切换中的小区的移动方向并不一致，甚至可能是完

全相反的，所以各小区发送给 UE的 TA 值各不相同，那么 UE不能与任何基站同步，这是最

差的情况。当然，也可以采取一些非常复杂的措施，使移动台与某一个（例如信号最强的）

基站进行同步，但是这样会对其他基站的信号产生强烈干扰，得不偿失。

其次，TD-SCDMA 系统中码资源相对有限，也决定了难以采用软切换。在软切换时，

UE 同时与不同的小区进行通信，因此要求软切换的各链路都处于同步的时隙，例如，如果

UE在源小区占用上行 TS2和下行 TS5时隙，那么在目标小区也要分配上行 TS2和下行 TS5

时隙。而在 TD-SCDMA 系统中，单个时隙可分配的信道化码只有 16 个，较 WCDMA 或

cdma2000系统要少得多（cdma2000系统中为 128个），在相同负荷下这将降低切换目的侧分

配资源的成功率。所以在 TD-SCDMA 系统中实现软切换是很困难的，而且即使实现了软切

换也很难获得其他系统那样的增益。


·32··

3.2 核心资源是频点

3.2.1 频点资源的重要性

从技术角度来看，运营商的 3G 牌照，本质上是对某一段频谱的中心频率的使用权，因

此频点资源始终是网络运维与优化的核心资源。从技术的角度来看，为保证信号在限带信道

中实现无码间干扰，系统在单位带宽内的最大符号速率存在一个上限，此时系统的最高频带

利用率，也就是每赫兹带宽的传输效率很难超过极限。同一代的不同制式的移动通信系统，

关键技术的应用水平大致相当，频带利用率相差不大，因此带宽的大小会对网络性能起决

定作用。

3.2.2 频率的规划与优化

对于移动通信网络而言，频率资源始终是最核心的资源。频率规划的质量能在很大程度上

决定网络的干扰分布格局。频率是网络优化工程师手中的牌，不同的频率规划方案可以看做不

同的牌面组合。每一种频率规划方案，都是在特定时期和特定条件下，经过折中和平衡的结果。

频率规划需考虑多重因素，具体包含以下几点。

（1）室外与室内频点划分：哪些频点用于室外宏站，哪些频点用于室内分布。一般认为，

室内分布应该有专门的频点，以尽可能避免室外宏站与室内分布之间的干扰，但这种观点并

不是绝对的。在室内分布较少或建筑物隔离度较大的区域，如果室外宏站的干扰问题不易解

决，也可以适当考虑挪用室内频点，甚至可以考虑在一定程度上实现室内、室外频点的混用，

事实上有很多运营商在这一方面都做了有益的探索。

（2）HSDPA频点与 R4频点的划分：R4业务的下行 DPCH信道通过功率控制进行链路

自适应，因此其发射功率是不断变化的，而 HSDPA业务中的 HS-PDSCH信道始终以恒定功

率发射，如果 HSDPA与 R4业务使用相同的频点，那么 HS-PDSCH信道可能会对 R4业务的

下行 DPCH 信道产生干扰。另一方面，如果 HSDPA 和 R4 各自采用专用频点（例如，划出

两个频点作为 HSDPA 专用频点），虽然可以避免 HS-PDSCH与下行 DPCH之间的干扰，但

由于 HSDPA 可用的频点较少，同频的概率较大，可能会导致小区交界处的链路性能恶化，

影响平均吞吐量。

（3）机动频点：对于网络优化工程师而言，如果手头能有若干个机动频点，那么在应付

突发情况或难点问题时，往往能够游刃有余。例如，面对棘手的、需要立刻解决的干扰问题，

可以将被干扰小区更换为机动频点；此外，突发的应急通信保障任务，来不及做完善的频率

规划，也可以考虑临时使用机动频点。

（4）多频段组网的考虑：引入 F频段之后，需要重新从全局的角度考虑频率规划问题。

例如，在 F频段引入初期，为保证旧手机的兼容性，优先考虑以 A频段作为主频点；为尽可

能降低剩余 PHS对室外 F频段的干扰，优先考虑将 F频段的 F1～F6频点用于室外，F7～F12

频点用于室内；此外，还需要重新考虑 A+F 条件下室内与室外频点的划分，HSDPA 频点与

R4频点的划分等。


··33·

下面简单介绍一下不同时期的 TD-SCDMA频率规划思路变迁。

在 F频段引入之前，大部分城市仍采用 A频段组网，主要问题在于可用频点数量较少。

奥运会前夕，为重点保障奥运场馆覆盖，大部分城市将 F1、F2、F3用于室内分布；F4、F5、

F6 用于室外宏站；F7、F8、F9 用于奥运场馆。但室外宏站仅有 3 个频点，同频干扰的概率

较大，毕竟一期网络中，室外宏站仍占相当大的比例，用三分之一的频率资源（5 M 带宽）

解决大部分基站的覆盖，难免有些捉襟见肘，同时网络优化工程师手中没有机动频点可用。

尤其是对于起伏较大的地形或较高的站址，常常因越区覆盖产生干扰，如果通过常规的手段

优化（如调整天线下倾角、方位角、PCCPCH 发射功率），很容易牵一发而动全身，解决老

问题的同时又引入了新的问题，需要耗费较多的时间和人力成本以求得全局 C/I 的折中和平

衡，结果也未必尽如人意。

奥运会之后，频率资源有所放开。仍然将 F1、F2、F3 用做室内分布频点，F4、F5、F6

用做室外宏站的主频点，F7 用做室外宏站机动频点，F8、F9 用做室外 HSDPA 频点。由于此

种方案在 N =3的室外宏站主频点方案基础上，多分配了一个机动频点，用于解决个别棘手的

同频干扰问题，因此，PCCPCH C/I有了很大的改善。而将 F8、F9作为 HSDPA 专用频点，也

是为了尽可能避免对 R4业务的干扰，但副作用就是 HSDPA 载频之间的同频干扰概率会增大。

随着网络规模的扩大以及网络优化工作的进一步开展，同频干扰的问题日益得到重视。

而在上述方案中，大部分室外宏站都采用 N =3 的主频点规划方案，为进一步改善 PCCPCH

C/I，局部地区也对 N =6的主频点规划方案进行了尝试，其原则如下：F1、F2、F3用于室内

分布；F4～F9 均可用做室外宏站主频点，其中，F4、F5、F6作为室外宏站的 HSDPA频点；

F7、F8、F9作为室外宏站的 R4频点；当室内分布系统有 4 载波或 4 载波以上需求时，可借

用室外 HSDPA频点，作为室内分布系统的 HSDPA频点。该方案的主要优点是能够有效减轻

TS0时隙的同频干扰，从某市的实测结果来看，N =6的主频点规划方案使网络 C/I得到明显

提升，PCCPCH C/I > 6 dB的比例从翻频前的 89%提高到 97%，提高了 8%左右；PCCPCH C/I

> 3 dBm的比例达到了 98.50%。由于 C/I的改善，各项网络 KPI也有了明显提升。

尽管室外宏站 N=6的频率规划方案能够在很大程度上改善网络性能，但对于网络优化工

程师而言，频点资源还是多多益善。A频段只有 9个频点，全网仅有 15 MHz带宽，比窄带

的 GSM网络总带宽还要小很多，在如此窄的频段资源上很难真正体现宽带数据业务的优势，

因此 F频段的引入逐步提上日程。例如，在 F频段引入初期，为保证旧手机的兼容性，优先

考虑以 A频段作为主频点；为尽可能降低剩余 PHS对室外 F频段的干扰，优先考虑将 F频

段的 F1～F6频点用于室外，F7～F12频点用于室内；此外，还需要重新考虑 A+F 条件下室

内与室外频点的划分、HSDPA频点与 R4频点的划分等。

另一种最近提出的思路是载波压缩技术，在不修改现有设备的情况下，将载波间隔由

1.6 MHz 压缩到 1.4 MHz，从而在总带宽不变的前提下提供更多的频点。但载波压缩不能满

足 α = 0.22 的基带滤波器所要求的带宽，它会影响系统邻频泄漏和邻频干扰抑制性能，邻频

干扰有一定上升，随着 HSPA/PA+的引入，高阶调制逐步引入，在高 C/I 情况下可以有效提

高数据速率。当压缩载波间隔后，如果邻频干扰增大到一定程度，邻频干扰会对 C/I 形成一

定影响，影响网络性能。随着运营商拥有越来越多的频段，载波压缩并非是一种最佳的选择。

在时间紧、任务重、频率资源有限的情况下，TD-SCDMA 频率优化的探索历程，体现

了中国移动及各设备商的集体智慧。


·34··

3.3 公共信道配置

TD-SCDMA 系统 R4 版本配置的公共信道包括：PCCPCH 信道、SCCPCH 信道、PICH

信道（与 SCCPCH信道时分复用）、FPACH信道和 PRACH信道（如图 3.7所示）。下行公共

信道在整个小区范围内广播，不参与波束赋形，也没有功率控制算法。下面就这几个公共信

道作简单介绍。

TS0 TS1 TS2 TS3 TS4 TS5 TS6

PCCPCH

SCCPCH

DPCH

FPACH

DPCH

PRACH

DPCH DPCH DPCH DPCH

图 3.7 公共信道配置

3.3.1 PCCPCH

PCCPCH（主公共控制信道）仅承载 BCH信息，用做整个小区的系统信息广播。一个小

区的 PCCPCH 占用 TS0时隙中的两个 SF=16的码道。PCCPCH不进行信道复用，所以不使

用 TFCI，PCCPCH也不参与闭环功控和同步调整，所以也没有 TPC和 SS。OMCR侧设置的

PCCPCH功率单位为 dBm。有些设备商 OMCR侧设置的 PCCPCH发射功率已经计算了 8天

线增益，有些设备商的参数设置则仅针对单支路天线的发射功率（如果仅针对单支路，那么

OMCR侧设置为 30 dBm，而 SIB5解码中看到的是 39 dBm），原理上都是一样的，具体在设

置过程中需要区别。

3.3.2 系统信息块

说到 PCCPCH信道，就不得不提系统信息块（System Information Block，SIB）。系统信

息块大部分内容来自于 RNC侧的配置，并通过 PCCPCH信道进行周期性地重复发送。

空闲模式下的 UE，可以通过系统信息块读取网络的一些基本配置参数。因此，网络优


··35·

化工程师可以通过路测软件中的一些 SIB 解码信息大致判断出一些优化参数设置，如 SIB1

中的定时器和计数器、SIB3 中的小区重选参数、SIB5 中的信道配置、功率、功控等参数。

下面对几个典型的系统信息块的信令解码及其与网优参数之间的关系进行分析。

SIB1

SIB1 承载了与 UE相关的定时器和计数器信息。

ue-ConnTimersAndConstants

{

t-301 ms2000,

t-302 ms1600,

n-302 1,

t-304 ms2000,

t-305 m5,

t-307 s5,

t-308 ms40,

t-309 7,

t-310 ms160,

t-311 ms2000,

t-312 4,

n-313 s10,

t-314 s8,

t-315 s10,

n-315 s1,

t-316 s10,

t-317 infinity0

}

T300：UE在 RRC 连接请求消息发出后启动该定时器，接收到 RRC 连接建立消息时终

止该定时器。定时器超时后，如果 V300 ≤ N300，重传 RRC 连接请求；如果 V300 > N300，

进入空闲模式。该定时器的单位是 ms，默认值为 1 000。

N300：RRC 连接请求消息重传的最大次数。其默认值为 3。

T308：当 UE在上行链路上发送一条 RRC Connection Release Complete 消息时，会重置

计数器 V308，并启动定时器 T308。当 UE 仍然处于 Cell_DCH 状态且 T308 超时，此时若

V308≤N308，则 UE发送 RRC Connection Release Complete 消息。如果 V308>N308，则 UE

释放所有的无线资源，进入空闲模式。该定时器的值若设置太大，会延长整个连接释放过程

的时间，从而使无线资源的利用率降低。若设置过小，会增大RRC Connection Release Complete

消息的重发次数，增大系统信令处理开销。

T312：UE 开始建立 DCH信道时启动该定时器，UE在 L1 探测到 N312次同步指示时终

止该定时器。定时器超时后物理信道建立失败。该定时器的单位为 s，默认值为 1。该定时器

的值若设置太小，专用物理信道建立成功率过低；若设置过大，专用物理信道的利用率过低。

N312：定义是从 L1 接收同步指示的最大次数。其默认值为 1。T312 启动后，UE 等待

L1发出 N312次同步指示后，判断物理信道建立成功，此时终止 T312。

T313：当 UE检测到来自 L1层的连续 N313次“out of sync”指示后启动此定时器；当


·36··

UE检测到来自 L1层的连续 N315次“in sync”指示后停止此定时器；如果 T313 超时意味着

无线链路失败。取值过大，UE要较长时间才能察觉下行无线链路失步，此时间内相关资源

无法及时释放，也无法发起恢复操作或响应新的资源建立请求；取值过小，很可能造成对 RL

偶尔的恶化过于敏感，对那些本可以迅速自我恢复的 RL也频繁上报 Cell Update 消息，造成

系统不必要的信令负荷。

SIB3

SIB3 承载了与小区重选相关的参数。

cellSelectReselectInfo

{

cellSelectQualityMeasure cpich-RSCP : NULL,

modeSpecificInfo tdd :

{

s-Intrasearch 15,

s-Intersearch 15,

rat-List

{

{

rat-Identifier gsm,

s-SearchRAT 4,

s-HCS-RAT -53,

s-Limit-SearchRAT -16

}

},

q-RxlevMin -52

},

q-Hyst-l-S 2,

t-Reselection-S 1,

maxAllowedUL-TX-Power 24

},

SIB5

SIB5 承载了与信道配置、功率、功控相关的参数。

value SysInfoType5bis ::=

{

sib6indicator FALSE,

pich-PowerOffset 0,


{

openLoopPowerControl-TDD

同频搜索门限，15对应的工程

值为 15×2+1=31 dB

异频搜索门限，15 对应的工程

值为 15×2+1=31 dB

系统间搜索门限，4 对应的

工程值为 4×2+1=9 dB

小区需要的最小接收功率级别

重选滞后值为 2 dB，重选时间为 2 s

最大上行允许发射功率为 24 dBm

PICH功率偏移 0 dB


··37·

{

primaryCCPCH-TX-Power 39,

prach-ConstantValue 0,

dpch-ConstantValue 0

}

},

primaryCCPCH-Info tdd :

{

cellParametersID 76,

sctd-Indicator TRUE

},

prach-SystemInformationList

{

{

prach-RACH-Info

{


{

timeslot 2,

channelisationCodeList sf8 :

{

cc8-8

},

prach-Midamble direct-Inverted

}

},

……

……

sCCPCH-SystemInformationList

{

{

secondaryCCPCH-Info

{


{

commonTimeslotInfo

{

secondInterleavingMode frameRelated,

tfci-Coding tfci-bits-16,

puncturingLimit pl0-64,

repetitionPeriodLengthAndOffset repetitionPeriod64 :

{

PCCPCH发射功率

当前小区扰码

PRACH信道的时隙

和码道配置


·38··

length 58,

offset 6

}

},

individualTimeslotInfo

{

timeslotNumber 0,

tfci-Existence TRUE,

midambleShiftAndBurstType

{

burstType type1 :

{

midambleConfigurationBurstType1and3 ms8,

midambleAllocationMode defaultMidamble : NULL

}

}

},

channelisationCode

{

cc16-5,

cc16-6,

cc16-7,

cc16-8,

cc16-9

}

}

},

……

……

v4b0NonCriticalExtensions

{

sysInfoType5-v4b0ext

{

prach-SystemInformationList-LCR-r4

{

{

prach-RACH-Info-LCR

{

sync-UL-Info

{

sync-UL-Codes-Bitmap { code7, code6, code5, code4, code3, code2,

code1, code0 },

SCCPCH 信道的码

道配置

上行同步码信息


··39·

prxUpPCHdes 50,

powerRampStep 3,

max-SYNC-UL-Transmissions tr8,

mmax 2

},

prach-DefinitionList

{

{

timeslot 2,

prach-ChanCodes-LCR

{

cc8-8

},


{

midambleAllocationMode defaultMidamble : NULL,

midambleConfiguration 4

},

fpach-Info

{

timeslot 0,

channelisationCode cc16-15,


{



},

wi 4

}

}

}

},

pich-Info

{

timeslot 0,

pichChannelisationCodeList-LCR-r4

{

cc16-5,

cc16-6

},

UpPCH 信道的功控参

数，UpPCH期望接收功

率为50−120=−70 dBm，

功控爬升步长为 3 dB

FPACH 信道的时隙

和码道配置

PICH信道的时隙和

码道配置

PRACH信道的时隙和

码道配置


·40··


{



},

repetitionPeriodLengthOffset rpp64-2 : 0,

pagingIndicatorLength pi4,

n-GAP f4,

n-PCH 8

}

SIB11

value SysInfoType11 ::=

{

sib12indicator FALSE,

measurementControlSysInfo

{

use-of-HCS hcs-not-used :

{

cellSelectQualityMeasure cpich-RSCP :

{

},

interRATMeasurementSysInfo

{

interRATCellInfoList

{

removedInterRATCellList removeAllInterRATCells : NULL,

newInterRATCellList

{

{

interRATCellID 0,

technologySpecificInfo gsm :

{

cellSelectionReselectionInfo

{

maxAllowedUL-TX-Power 24,

modeSpecificInfo gsm :

{

q-RxlevMin -50

}

},

interRATCellIndividualOffset 0,

寻呼分组数

寻呼的 GAP值

小区中不广播 SIB12

某个 GSM邻区的 CIOother RAT

默认值为 0，该参数可对系统

间切换进行邻区级的优化


··41·

bsic

{

ncc 7,

bcc 7

},

frequency-band dcs1800BandUsed,

bcch-ARFCN 87

}

},

{

interRATCellID 1,

technologySpecificInfo gsm :

{


{


modeSpecificInfo gsm :

{

q-RxlevMin -50

}

},

interRATCellIndividualOffset 0,

bsic

{

ncc 7,

bcc 2

},

frequency-band dcs1800BandUsed,

bcch-ARFCN 94

}

},

……

v4b0NonCriticalExtensions

{

sysInfoType11-v4b0ext

{

fach-MeasurementOccasionInfo-LCR-Ext

{

inter-freq-TDD128-meas-ind TRUE

},

该 GSM 邻区的

BCCH频点为 87

另一个GSM邻区

的 CIOother RAT

另一个 GSM 邻

区的 BSIC

该 GSM邻区的

频点为 94

该 GSM 邻区

的 BSIC


·42··

measurementControlSysInfo-LCR

{

use-of-HCS hcs-not-used :

{

cellSelectQualityMeasure cpich-RSCP :

{

intraFreqMeasurementSysInfo

{

intraFreqCellInfoSI-List

{

removedIntraFreqCellList removeAllIntraFreqCells : NULL,

newIntraFreqCellList

{

{

intraFreqCellID 0,

cellInfo

{

referenceTimeDifferenceToCell accuracy256 : 0,

primaryCCPCH-Info

{

tstd-Indicator FALSE,


sctd-Indicator TRUE

},


timeslotInfoList

{

{

timeslotNumber 3

},

{

timeslotNumber 4

},

{

timeslotNumber 5

},

{

timeslotNumber 6

}

},

readSFN-Indicator FALSE,

某个同频 TD-SCDMA

邻区的扰码为 76

该小区的 PCCPCH

发射功率


··43·


{



{

q-RxlevMin -50

}

}

}

},

{

intraFreqCellID 1,

cellInfo

{


primaryCCPCH-Info

{



sctd-Indicator TRUE

},


timeslotInfoList

{

{

timeslotNumber 3

},

{

timeslotNumber 4

},

{

timeslotNumber 5

},

{

timeslotNumber 6

}

},



{


另一个同频 TD-SCDMA

邻区的扰码为 127

该小区的 PCCPCH

发射功率


·44··


{

q-RxlevMin -53

}

}

}

},

……

reportCriteria intraFreqReportingCriteria :

{

eventCriteriaList

{

{

event e1g : NULL,

hysteresis 6,

timeToTrigger ttt640,

reportingCellStatus withinActiveSet : e1

}

}

}

}

},

interFreqMeasurementSysInfo

{

interFreqCellInfoSI-List

{

removedInterFreqCellList removeAllInterFreqCells : NULL,

newInterFreqCellList

{

{

interFreqCellID 0,

frequencyInfo

{


{

uarfcn-Nt 10112

}

},

cellInfo

{


同频测量事件 1 G 的

滞后值和触发时间

某异频邻区的主

频点为 10 112


··45·

primaryCCPCH-Info

{


cellParametersID 0,

sctd-Indicator TRUE

},




{



{

q-RxlevMin -53

}

}

}

},

{

interFreqCellID 1,

frequencyInfo

{


{

uarfcn-Nt 10104

}

},

cellInfo

{


primaryCCPCH-Info

{



sctd-Indicator TRUE

},




{


该异频邻区的扰码为 0

另一个异频邻区的主

频点为 10 104

该异频邻区的扰

码为 95


·46··


{

q-RxlevMin -53

}

}

}

},

……

……

3.3.3 SCCPCH

SCCPCH（辅公共控制信道）用于承载传输信道 FACH 和 PCH——来自 PCH 和 FACH

的数据可以在物理层进行编码组合生成 CCTrCH，其他传输信道数据都只能进行自身组合而

不能互相组合，因此，FACH和 PCH到 SCCPCH的信道映射算是一个特例。根据 PCH和 FACH

的容量需求，系统中可配置一个或多个 SCCPCH。SCCPCH所使用的时隙和码字等配置信息

可以从 BCH广播（SIB5）中获取。SCCPCH不使用 SS和 TPC，但可以使用 TFCI。OMCR

侧设置的 SCCPCH功率单位为 dB，即单码道 SCCPCH功率相对于单码道 PCCPCH功率的偏

置。例如，如果 PCCPCH 单码道功率为 30 dBm，而 SCCPCH 功率偏移设置为−3 dB，那么

单码道SCCPCH功率为30−3=27 dBm，如果SCCPCH信道一共配置了4个码道，那么SCCPCH

信道的总发射功率为 27+10lg4=33 dBm。如果优化过程中发现 PCCPCH功率设置过低，将其

发射功率从单码道 30 dBm 增加到 33 dBm，而 SCCPCH 功率偏移不变，就意味着 SCCPCH

发射功率会同步增大到 36 dBm。

SCCPCH 承载的 FACH（前向接入信道）用于向 UE发送信令信息，也可以用来发送短

的业务数据包。例如，随机接入过程中的 RRC Connection Setup信令，就是用 FACH传输信

道承载的（或者说，用 SCCPCH物理信道承载）。

SCCPCH 承载的 PCH（寻呼信道）是用来承载寻呼消息的传输信道。一条 PCH只能映

射到一条 SCCPCH信道，一条 SCCPCH 最多能承载一条 PCH信道，一条 SCCPCH物理信

道可以使用多条码道。一个小区可以有多条 PCH 信道，相应地，一个小区也可以有多条

SCCPCH物理信道。小区内 SCCPCH的数目由系统信息广播。

对每一条 PCH，都有一条寻呼指示信道 PICH与之对应，两者共同构成一个寻呼块。若

SIB5中定义了不止一条 PCH，那么 UE 按下面的公式选择承载 PCH的 SCCPCH

SCCPCH 索引= IMSI mod K

SCCPCH 索引值按其在 SIB5 中出现的顺序排列，范围为 0～（K−1）。式中，K 为承载

PCH的 SCCPCH数目（仅承载 FACH传输信道的 SCCPCH不包括在内）。若 UE 没有 IMSI

（对应 UE中无 USIM），那么取 IMSI=0。

为了支持有效的不连续接收 DRX，PCH分成若干 PCH 块，每个 PCH 块由 NPCH 寻呼

子信道组成，每个寻呼子信道映射到两个连续的 PCH帧上。NPCH在系统信息 SIB5中给出。

针对特定 UE的寻呼消息只在寻呼子信道上发送，其位置由 RNC确定，在 Iub的寻呼过程中

给出。计算方法见非连续接收 DRX。


··47·

3.3.4 PICH

PICH（Paging Indicator Channel，寻呼指示信道）是用来承载寻呼指示因子的物理信道。

它不承载传输信道的数据，但与 PCH配对使用，用以指示特定的 UE是否需要解读其后跟随

的 PCH信道。PICH 固定使用扩频因子 SF=16。一个完整的 PICH信道由两条码分信道构成，

码道的占用时间为两个子帧（共 10 ms），PICH 可以持续 2，4各帧。OMCR侧设置的 PICH

功率单位为 dB，即单码道 PICH 功率相对于单码道 PCCPCH 功率的偏置。例如，某小区

PCCPCH单支路单码道功率设置为 30 dBm，而 PICH功率偏置设置为-3dB，意味着 PICH单

码道发射功率为 30-3=27 dBm，如果 PICH信道配置了两个 BRU，那么两个码道的发射功率

为 27+3=30 dBm。

PICH信道的内容由一系列的寻呼因子（Indicator）组成，每个寻呼指示因子的长度 LPI

可为 2、4、8个符号。在 QPSK调制下，LPI对应于 4、8、16个连续比特。在 TD-SCDMA

系统中，每帧（2个码分信道）有 176个符号，因此每帧中 PI的个数 NPI和 LPI的对应关系

如表 3.1所示。

表 3.1 NPI 与 LPI 的对应关系

LPI=2 LPI=4 LPI=8

NPI per Radio Frame 88 44 22

如图 3.8 所示，NPICH 个无线帧中的寻呼指示因子组成一个 PICH 块。因此一个 PICH

块中寻呼指示因子的个数为 NP=NPICH×NPI。PICH信道的物理参数 LPI、NPICH等由系统

信息广播。

图 3.8 一个 PICH块

PCH和PICH的关联关系体现为寻呼数据块（Paging Block）。每个寻呼数据块由一个PICH

块和一个 PCH 块构成，如图 3.9所示。若 UE对应的寻呼指示因子的比特为全 1，则 UE必

须接收同一寻呼块内对应的寻呼子信道，以确定寻呼信息中是否包含对本UE的寻呼。在PICH

图 3.9 PICH块与 PCH块的对应关系


·48··

和 PCH之间，网络将保证 UE有足够的处理时间 NGAP帧。反之，若 PI的值为全 0，则 UE

可以忽略其后的 PCH 块。如果 PICH 块中一个寻呼指示被置为 1，则表明该寻呼指示对应的

UE将读取同一寻呼块中的对应寻呼子信道。NGAP>0 表示 PICH 块的结尾和 PCH 块的开头

之间的帧数，由上层配置。

目前一般将 PICH信道配置在主频点的 TS0时隙，与 SCCPCH信道时分复用，如图 3.10

所示。

TS0 TS1 TS2 TS3 TS4 TS5 TS6

PCCPCH

PICH

DPCH

FPACH

DPCH

PRACH

DPCH DPCH DPCH DPCH

图 3.10 PICH与 SCCPCH时分复用

3.3.5 寻呼能力估算

TD-SCDMA系统的寻呼过程涉及到了 PCH信道和 PICH信道，其中，寻呼能力主要受

限于 PCH。下面从 PCH的角度对寻呼能力进行简单的估算。

1．单个寻呼子信道的寻呼能力

一个寻呼块由一个 PICH 块和一个 PCH 块组成。寻呼能力主要受限于 PCH，与寻呼参数

的设置有关。寻呼参数取值范围为：

PCH信道传输格式为{0×240，1×240，2×240}，TTI = 20 ms；

PCH传输信道支持 N TFS×240 bit的 TB 块配置，其中，N TFS为 TB 块个数，可以取 0、1、

2。也就是说，TB 块大小可变，包括 0×240、1×240、2×240三种，默认为 240 bit。

PCH信道的 TTI是 20 ms，是因为 UE 读取寻呼信息的一个基本单位是 1个子信道（也

就是一个寻呼分组），而一个子信道的长度为 2帧，即 20 ms。

PBP 表示 PICH的重复周期，也就是两个连续 PICH信道的时间间隔，取值范围为：4，

8，16，32，64。以帧为单位（也就是以 10 ms为单位）。系统默认值为 64，也就是 640 ms。


··49·

Num 表示每个寻呼子信道中包含的最大寻呼记录数目，即寻呼最大 UE 数。对于 IMSI

类型寻呼，NTFS取最大值 2，IMSI 占用 72 bit，寻呼记录的编码占用 7 bit：Num = (NTFS×240

-7)/72=6；对于 TMSI类型寻呼，NTFS取最大值 2，TMSI 占用 40 bit，寻呼记录的编码占用

7 bit：Num = (NTFS×240−7)/40=11，由于协议规定最大为 8，所以 Num = min(8, 11)= 8。综上

所述，每个寻呼子信道最多可承载 6个 IMSI 寻呼或 8个 TMSI 寻呼。

2．不同寻呼参数取值下单个 LA内的最大寻呼能力

N PCH表示一个 PBP中包含的寻呼子信道（Paging Sub-Channel，有时也称为寻呼组）的

数目，范围为[1～8]。每个寻呼子信道映射到两个连续的 PCH 帧上，每个 PCH 块由 NPCH

寻呼子信道组成。在每个寻呼子信道中只可以包含一条 paging type I 寻呼消息。这是由 RRC

和 MAC 的传输机制——透传机制决定的，即如果可以有两条消息，则 MAC 不知道如何组

装，如何放到一个子信道里。

LA内最大寻呼能力为 N PCH×Num/PBP，因此，要想达到最大寻呼能力，在 N PICH和 N GAP

配置合理的情况下，相对于 PBP将 N PCH配置得越大越好。表 3.2列出了在不同 PBP 情况

下，N PICH、N GAP和 N PCH如何取值才能达到最大寻呼能力。

表 3.2 不同配置下的寻呼能力估算

PBP N PCH N PICH N GAP 配置一条承载 PCH 的 CCTrCH 的最大寻呼能力（UE/LA/s）

8 2 2 2 IMSI：150 UE/LA/s

TMSI：200 UE/LA/s

16 6 2 2 IMSI：225 UE/LA/s

TMSI：300 UE/LA/s

32 8 2或者 4 2或者 4IMSI：150 UE/LA/s

TMSI：200 UE/LA/s

64 8 2或者 4 2或者 4IMSI：75 UE/LA/s

TMSI：100 UE/LA/s

3．其他考虑因素

如果考虑寻呼重复因子，则上述公式变为

PCHNum

LA PBP

×

=

×

N内最大寻呼能力

寻呼重复因子

如果将重复因子设置得更大，虽然可以提升对单个用户的寻呼成功率，但会使寻呼能力

降低。此外，寻呼的冗余度也是需要考虑的因素。如果冗余度较大，那么必然需要配置更多

的寻呼信道。

3.3.6 FPACH

FPACH（快速物理接入信道）不承载传输信道的信息。Node B 使用 FPACH 来响应 UE

发送的接入请求，同时对 UE的发送功率和同步偏移进行调整。FPACH使用的扩频码、训练

序列和时隙位置由网络进行配置，并在 BCH上进行广播。FPACH不使用物理层信令 SS、TPC

和 TFCI。

TD-SCDMA/HSPA 无线网络优化原理与实践

·50··

3.3.7 PRACH

PRACH（物理随机接入信道）用于承载来自 RACH 的数据。在随机接入过程中 RRC

Connection Request信令由 PRACH信道承载。PRACH信道配置在主频点的上行时隙。考虑

到 TS1底噪较高，以及 UpPCH Shifting的影响，PRACH目前一般配置在 TS2上，占两个 SF16

码道（正因为该信道占用了两个上行 BRU，因此在 3∶3配比下主频点最多可容纳 23个语音

用户，而不是 24个）。

3.4 R4 的功率控制

本节主要讨论R4版本中的功率控制，主要包括UpPCH信道、PRACH信道、DPCH信道。

对于HSDPA及HSUPA新增信道的功率控制，会在第10章和第11章等章节中体现。功率控制基

本目的是限制系统内干扰电平以便减少小区间干扰电平，并减少UE功耗。即在维持链路通信

质量的前提下尽可能小地消耗功率资源，从而降低移动网络中的相互干扰和延长终端电池的

使用时间。

在TD-SCDMA系统中，无论是上行链路还是下行链路，完整的功率控制过程都包括开环

功控和闭环功控。

开环功率控制的过程就是对各物理信道的初始发射功率的确定过程。只有在反方向无可

用的反馈信道时才使用开环功控。一个完整的功控流程必然是从开环功控开始的，一旦得到

接收端的反馈，就转入闭环功控。在端到端的接入流程中，每一个参与功控的物理信道，开

环功控的时间总是很短暂的，大部分时间都处于闭环状态。

外环功率控制是根据所要求的信道质量（如传输信道 BLER）来设置合理的目标 SIR的。

以上行链路的外环功控为例，RNC 监测无线链路的传输信道 BLER，如果实测的 BLER高于

优化工程师设置的目标 BLER（BLER Target），则增大目标 SIR；反之，则降低目标 SIR。内

环功率控制负责把链路的传输功率调整到合适的值，使之满足各个方向的目标 SIR要求。在

上行链路内环功率控制中，Node B测量接收信号的 SIR，如果实测的 SIR 值低于目标 SIR，

则在下行链路发送 TPC 命令，指示 UE必须增加发射功率；反之，则通过 TPC 命令指示 UE

必须降低发送功率。对于 TD-SCDMA 系统而言，内环快、外环慢，内环功控每秒可以做到

200次，外环功控一般每秒十几次到几十次，取决于外环功控参数的设置。

下行链路闭环功控的过程与上行链路相同，但是在下行链路功控过程中，UE 执行 SIR

的测量并把 TPC 命令反馈给 Node B。每个时隙都要发送 TPC，因此功控的速率为 200次/s。

在闭环功率控制过程中，通信的双方（网络和 UE）使用物理层信令 TPC来请求对方增

大或减小传输功率。每子帧进行一次 TPC的控制，这使得 TD-SCDMA系统可以进行快速功

率控制。TPC在子帧中的位置如图 3.11所示。

图 3.11 TPC 在子帧中的位置

以上行 DPCH信道为例，其功控包括上行开环功控、上行闭环功控（上行闭环功控又包


··51·

括上行外环功控和上行内环功控），图 3.12是一个典型的上行 DPCH信道功率控制示意图。

图 3.12 上行链路功率控制示意图

3.4.1 开环功控

只有在反方向无可用的反馈信道时才使用开环功控。下面分别介绍UpPCH信道、PRACH

信道、DPCH信道的开环功控过程。

1．UpPCH信道

（1）UE 根据 UE 测量的 PCCPCH 信道上的 RSCPPCCPCH及 UE 在广播信道上接收到的

PCCPCH的发射功率 P PCCPCH，计算出下行信道上的路径损耗值 LPCCPCH

LPCCPCH = P PCCPCH − RSCPPCCPCH （3.1）

（2）UE根据 UE在广播信道上接收到的网络侧希望接收到的 UpPCH功率 PRXUpPCHdes、

UE在每次 UpPCH发射试探时应增加的功率值 Pramp、UE随机接入的上行同步尝试次数 i及

路径损耗值 LPCCPCH等计算 UpPCH上的发射功率

PUpPCH = LPCCPCH + PRXUpPCHdes + (i−1)×Pramp （3.2）

UE每次发送上行导频码之后，都会等待 WT（WT 协议默认值为 4个子帧，相当于 20 ms

网络侧可配置，通过 SIB5下发）。若WT时间内 UE未收到 FPACH响应，则再次通过 UpPCH

信道重发上行导频码，此时发射功率会增加步长 Pramp（Pramp可配置，并通过 SIB5下发），并

再次等待 WT……每次重传都会在上一次基础上增加功率 Pramp，直到达到最大尝试次数。当

然，发射功率的爬升也不是无上限的——如果在达到最大重传次数之前，功率已达到射频器

件所限制的 24 dBm，那么 UE 仍然只能以 24 dBm发射。

2．PRACH信道

（1）RNC根据 Node B物理层测量的时隙干扰信号码功率 ISCP、PRACH信道上期望接

收的解扩前载干比（C/I）des以及智能天线增益 GNode B，计算出 Node B的 PRACH期望接收

功率 PRXPRACHdes。

PRXPRACHdes=（C/I）des−GNode B + ISCP （3.3）

（2）RNC将 Node B的 PRACH期望接收功率 PRXPRACHdes在 FPACH响应中发送给 UE。


·52··

（3）UE 根据 UE 测量的 PCCPCH 信道上的 RSCPPCCPCH及 UE 在广播信道上接收到的

PCCPCH的发射功率 PPCCPCH，计算出下行信道上的路径损耗值 LPCCPCH

LPCCPCH = PPCCPCH−RSCPPCCPCH （3.4）

（4）UE根据 Node B的 PRACH期望接收功率 PRXPRACHdes、UE在每次 UpPCH发射试

探时应增加的功率值P ramp、UE随机接入的最终上行同步尝试次数 iUpPCH及路径损耗值LPCCPCH

等计算 PRACH上的发射功率

PPRACH = LPCCPCH + PRXPRACHdes + (iUpPCH−1) × Pramp （3.5）

【案例 3.1】

问题现象

某小区接通率差，现场测试发现手机连续发出多次 RRC Connection Request，均未收到

响应，如图 3.13所示。此类问题比较常见，其恶劣影响在于：① 影响拨测接通率；② 影响

用户感受。由 T300控制的 RRC Connection Request重传会明显增大平均接入时延，即便最终

接通，也会严重影响用户体验。

图 3.13 RRC Connection Request 重发较多

问题分析流程

此类问题往往有两种可能性：不是上行问题就是下行问题。从空口来看，UE 发出 RRC

Connection Request，可能是上行链路出了问题，导致 RNC 没有收到 PRACH发送的 request。

但也有可能是下行链路出了问题：RNC收到 request之后，发出了 RRC Connection Setup，但

UE 没收到。如果要进行详细分析，必须结合 Call Trace，看一下空口重传的同时，RNC是否

收到了 RRC Connection Request。如果没收到，则肯定是上行（PRACH）问题；如果收到了，

并发出了 Setup响应，但空口 UE 没收到，则明显为下行（SCCPCH）问题。图 3.14中用圆

圈标记的部分，即为该小区配置的 SCCPCH信道和 PRACH信道。

图 3.14 问题小区的信道配置图


··53·

问题解决过程

（1）对于此类问题，首先从射频优化的角度着眼。射频优化是参数优化的基础，只有在

覆盖、干扰得到保障的基础上，参数微调才能发挥锦上添花的作用，否则，如果覆盖、干扰

没有优化好就贸然进行参数更改，很有可能会变成双刃剑：在改善一个问题的同时，却在另

一方面有所牺牲。因此，首先由优化工程师路测核并查该小区的覆盖状况，发现该小区

PCCPCH RSCP基本保持在−85 dBm以上，下行 C/I保持在 6 dB 左右，符合经验值的预期。

（2）查找 RNC侧 Call Trace 记录。发现 RNC当时并未收到 UE发出的 RRC Connection

Request，说明确实为上行问题。在 OMCR侧查看该小区上行时隙 ISCP，发现该小区 PRACH

占用的 TS2时隙 ISCP平均值稳定在−105 dBm 左右，基本正常。

（3）至此，基本排除了覆盖、干扰因素。联系到 PRACH信道功控，PRACH信道在发送

RRC Connection Request时，其发射功率

PRACH PCCPCH RxPRACHdes UpPCH wrramp( 1)P L P i P= + + − ×

其中，PPRACH为 PRACH上的发射功率；LPCCPCH为 UE到 Node B之间的路径损耗（dB），UE

可以根据 Node B在 PCCPCH发射的功率与 UE端在该码道实际测量到的码功率来进行估算

PRxPRACHdes为Node B在PRACH上期望接收到的功率，Node B计算出PRxPRACHdes，通过FPACH

告知 UE。至此，初步怀疑为 PRxPRACHdes过低导致。

（4）PRxPRACHdes的计算公式为

PRxPRACHdes=PRACH期望 C/I+ISCPPRACH

其中，ISCPPRACH为Node B在PRACH所在时隙测量到的干扰信号码功率。发现该小区PRACH

期望 C/I设置为 3 dB，偏低。将其由 3 dB改为 5 dB之后，UE在 PRACH 开环功控时，以更

大的功率发送，使网络侧更容易检测到 PRACH信号，问题得以解决。

3．DPCH信道

1）上行 DPCH 信道

上行 DPCH 开环功控一般有两种思路：一种是基于测量的方法；也另一种是基于配置的

方法。

（1）基于测量的方法

① RNC根据 Node B物理层测量的时隙干扰功率 ISCP、业务 DPCH信道上期望接收的

解扩前信干比（C/I）des以及智能天线增益 GNode B，计算出 Node B的上行 DPCH期望接收功

率 PRXDPCHdes

PRXDPCHdes =（C/I）des−GNode B + ISCP （3.6）

② RNC 将 Node B 的上行 DPCH 期望接收功率 PRXDPCHdes在信息单元 Uplink DPCH

Power Control Info中通知 UE。

③ UE 根据 UE 测量的 PCCPCH 信道上的 RSCPPCCPCH及 UE 在广播信道上接收到的

PCCPCH的发射功率 PPCCPCH，计算出下行信道上的路径损耗值 LPCCPCH

LPCCPCH = P PCCPCH − RSCPPCCPCH （3.7）


·54··

④ UE根据Node B的上行DPCH期望接收功率 PRXDPCHdes及路径损耗值 LPCCPCH等计算

DPCH上的发射功率

PDPCH = LPCCPCH + PRXDPCHdes （3.8）

（2）基于配置的方法：根据不同的业务类型分别设置上行期望接收功率 PRXDPCHdes，并

通过下行信令（RRC Connection Setup、Radio Bearer Setup）发给 UE。

2）下行 DPCH 信道

下行 DPCH 开环功控一般有两种思路：一种是基于测量的方法；另一种是基于配置的

方法。

（1）基于测量的方法

① UE测量 PCCPCH信道上的 RSCPPCCPCH，并且在信令 RRC Connection Request的信

元Measured results on RACH中上报这些值。

② RNC根据 UE上报的 RSCPPCCPCH及 PCCPCH信道上的发射功率 PPCCPCH，计算出下

行信道上的路径损耗值 LPCCPCH

LPCCPCH = PPCCPCH − RSCPPCCPCH （3.9）

③ RNC 根据期望接收信号功率 Pdes、Node B 的智能天线增益 GNode B 及路径损耗值

LPCCPCH计算下行 DPCH的初始发射功率 PDPCH

PDPCH = Pdes + LPCCPCH− GNode B （3.10）

采用此种算法，需要 UE上报 PCCPCH RSCP 值用于网络侧计算路径损耗。

（2）基于配置的方法

对于各小区根据不同的业务类型分别设置下行初始发射功率、下行最小发射功率、下行

最大发射功率。其单位为 dB，即相对于单码道 PCCPCH功率的偏置。例如，单码道 PCCPCH

信道发射功率设置为 30 dBm，某业务的 DPCH信道占用 2个 BRU，下行初始发射功率设置

为−10 dB，下行最小发射功率设置为−16 dB，下行最大发射功率设置为−7 dB。这就意味着该

业务 DPCH 信道的单码道发射功率初始值为 30−10=20 dBm，两个码道的发射功率一共为

20+10lg2=23 dBm；同理，其最小发射功率为单码道 30−16=14 dBm，两个码道一共 17 dBm；

最大发射功率为单码道 30−7=23 dBm，两个码道一共 26 dBm。在下行链路建立的时候，Node

B 会用 23 dBm 的功率发射下行信号，如果 UE 认为无法满足下行 SIR 的要求，会通过上行

链路反馈的 TPC 命令，要求 Node B不断增大发射功率，但最大不能超过 26 dBm；如果链路

质量较好，UE实测的 SIR一直高于目标 SIR，会通过上行链路反馈的 TPC 命令，要求 Node

B不断降低发射功率，但最小不能低于 17 dBm。

在实际应用中，一般采用基于配置的方法。其主要原因是基于测量的方法需要 UE 上报

测量值，这就意味着，需要 UE 支持相关测量项的上报，同时需要在网络侧打开相关测量命

令，这种方法不可控因素较多。此外，如果采用基于测量的方法，UE 在随机接入过程中，

通过 RRC Connection Request上报测量的 PCCPCH RSCP 值，用于网络侧计算路径损耗，但

实际上在移动性较强的网络中，UE在 RRC Connection Request中上报的 PCCPCH RSCP 值往

往会滞后于无线环境的变化，因此效果不是很理想。


··55·

3.4.2 闭环功控

1．上行闭环

1）上行内环功率控制

上行内环功率控制设定上行专用物理信道的发射功率，是一个闭环过程，它把上行外环

功率控制生成的目标 SIR和上行 DPCH的实测 SIR作为输入参数，输出的功率控制命令（TPC

字段）通过下行专用物理信道发送给 UE。功率控制步长可以是 1 dB、2 dB或 3 dB。

上行内环功率控制功能位于 UTRAN中的网元 Node B和 UE之间，其过程如图 3.15所示。

图 3.15 上行内环功率控制

Node B估计接收到的上行 DPCH或者 PUSCH的信干比是 SIRest，如果 SIRest > SIRtarget，

则 TPC 命令设置为“down”；如果 SIRest < SIRtarget，则 TPC 命令设置为“up”。

在 UE侧，对 TPC进行判决，若判决结果为“down”，则将 UE发射功率减小一个功率

控制步长；若判决结果为“up”，则将 UE发射功率升高一个功率控制步长。

SIRtarget的调整由外环的功率控制来完成。

2）上行外环功率控制

上行外环功率控制以 Node B测量的传输信道质量估计作为输入参数，为上行内环功率控

制设定无线信道目标质量（Target SIR）。其目的是使数据传输质量维持在允许的范围内，保

证各种业务的 QoS；在保证传输质量的同时，尽量减小上行发射功率。上行外环功率控制主

要用做无线信道长期的质量控制。

在移动通信系统的闭环功率控制中，内环功控虽然可以解决路径损耗、远近效应的影响，

使接收信号保持固定信干比 SIR，但是却不能保证接收信号的质量，因为环境因素（用户的

移动速度、无线信号传播的多径和延迟）对接收信号的质量有很大的影响，接收信号的质量

一般用误块率 BLER来表征。当信道环境发生变化时，接收信号目标 SIR与 BLER的对应关

系也相应地发生变化，所以需要调整接收信号 SIR的目标值 SIRtarget。

上行外环功率控制功能位于 UTRAN中的网元 RNC。其过程如图 3.16所示。

RNC将 Node B上报的测量 BLER与目标 BLER进行比较，当低于 BLER目标值时，增

大 SIRtarget，以便通过内环功率控制增加发射功率；反之，则减小 SIRtarget，以便通过内环功

率控制降低发射功率。


·56··

图 3.16 上行外环功率控制

RNC修改了上行内环功率控制需要使用的信干比目标值（SIRtarget）后，向 Node B发送

Outer Loop Power Control控制帧，其中包含修正过的 SIRtarget。收到 Outer Loop Power Control

帧后，Node B应立即更新用于内环功控的 SIRtarget。

当然，外环功率控制调整 SIRtarget必须确定上限和下限，以防止 SIRtarget变化过大导致

的业务质量降低或干扰增大。这也是上行最小 SIR、上行最大 SIR 存在的目的。SIRtarget的

调整范围，必须不小于上行最小 SIR，同时不大于上行最大 SIR。如果上行最小 SIR设置过

高，在链路质量较好时，SIRtarget也难以降低，间接导致 UE 上行发射功率偏高，影响系统

容量。另一方面，如果上行最小 SIR 设置过低，也是不可取的。一般观点认为，功率控制

参数设置过大，会导致多 UE 之间互相干扰。事实上，在网络建设初期，用户数量有限，

覆盖反而是瓶颈，如果将功控参数（如上行初始 SIR、上行最小 SIR、上行最大 SIR）设置

过低，那么 UE 在遇到突发的干扰或盲区时，可能根本来不及进行功率爬升，从而引起上/

下行链路失步，进而掉话。因此，在网络建设初期，需要将 DPCH 期望接收功率、上行初

始 SIR、上行最小 SIR、上行最大 SIR、下行初始发射功率、下行最小、最大发射功率等参

数，根据各小区具体的无线环境、用户分布模型、业务承载类型等因素，设置得稍大一些。

而在网络成熟期，覆盖逐步改善，不再是瓶颈，用户量逐步增多，用户间干扰的概率明显

增大，这时才需要根据各项因素的权衡，将功率控制参数设置得更小、更保守一些，以免

引起用户间干扰。

2．下行闭环功率控制

下行闭环功率控制又可分为下行外环功率控制和下行内环功率控制，如图 3.17所示。

图 3.17 下行闭环功控示意图


··57·

下行外环功率控制以 UE测量的传输信道 BLER作为输入参数，为下行内环功率控制设

定无线信道的目标质量（Target SIR）。下行外环功控主要用做无线信道的长期质量控制。

例如，优化工程师在网络侧设置的语音电话下行目标 BLER为 1%，通过下行信令（Radio

Bearer Setup）发给 UE，UE根据内部的映射关系，算出要达到 1%所需要的 SIR目标值。

下行内环功率控制设定下行专用物理信道的发射功率。在 TD-SCDMA 中，下行内环功

率控制是一个闭环过程。它把下行外环功率控制生成的目标质量和下行专用物理信道的质量

估计作为输入参数。功率控制命令（TPC 字段）通过上行专用物理信道发送给 Node B。

下行内环功率控制功能主要位于 UE。

3.5 射频优化中的常见问题

3.5.1 覆盖问题

常见的覆盖问题包括：弱覆盖、越区覆盖、导频污染等。

弱覆盖：一般建议 PCCPCH RSCP 值不低于−90 dBm，如果过低，就形成弱覆盖。事实

上，在优化过程中为尽可能保障业务质量，PCCPCH RSCP 经验值一般不低于−85 dBm。对

于弱覆盖问题，可通过工程参数或功率参数解决。但需要注意的是，在增强覆盖的同时，要

尽量降低对邻近小区的干扰。

导频污染：导频污染是指最强小区和次强小区的 PCCPCH RSCP 值相差太小。实际网络

中，由于站址分布、天线挂高、工程参数设置、地形地物等因素影响，往往会在某一点存在

过多的强导频，但却没有一个足够强的主导频，造成导频污染。在导频污染地带，UE 往往

会频繁地进行小区重选，增大信令负荷，接入过程中会不断变换服务小区，导致接入成功率

较低；在通话过程中，由于没有一个足够强的主导频，容易引起乒乓切换，增大了不必要的

信令负荷，且增大了切换掉话的可能性；此外，导频污染也会影响用户的主观感受：下行干

扰较大，引起 BLER提升，语音质量下降。

对于导频污染问题，其根本解决方法，是在产生导频污染的地方产生一个足够强的主导

频信号，以提高网络性能。可通过调整小区功率参数、天线方位角、下倾角，以及科学的频

率规划，使导频的 RSCP、C/I分布合理，消除导频污染。

导频污染容易产生乒乓切换，增大掉话风险，如果是同频小区之间的导频污染，还会带

来同频干扰，如图 3.18所示。

从图 3.18 可见，由于导频污染较强，且最强

小区和次强小区主频点均为 10 120，使得同频干

扰较强，RSCP与 RSSI相差较大。RSSI（Received

Signal Strength Identifier，接收信号强度指示）为

UE在某个频点某个时隙上接收到的所有信号功率

之和。其不能区分本小区信号功率和其他小区信

号功率。在正常的无线环境中，RSSI与 RSCP相

差应该很小。

越区覆盖一般是指某些基站的覆盖区域超过了规划的范围，在其他基站的覆盖区域内形

成不连续的主导区域。例如，某些站点高度过高或功率设置过大，其信号有可能沿丘陵地形

图 3.18 导频污染示意图


·58··

或道路传播得很远，在其他基站的覆盖区域内形成了主导覆盖，产生孤岛效应。因此，如果

有 UE 接入到此类孤岛区域内，并且进行业务，由于此类在小区切换参数设置时，孤岛周围

的小区没有设置为该小区的邻近小区，则一旦 UE 离开该孤岛，就会立即发生掉话。而且即

使配置了邻区，由于“岛”的区域过小，也极易造成切换不及时而掉话。

当然，对于很多越区覆盖问题，可以通过添加邻区关系，避免掉话。如图 3.19所示，某

高速公路场景，A2与 B3配置了邻区关系，B3与 B1、C3配置了邻区关系，但 A2与 C3之

间并没有配置邻区关系。测试车从 A基站向 C基站方向运动，由于无线环境的原因，UE测

量到的 B3在高速公路上的覆盖并不是很强，反而测量到较强的 C3的信号。而由于 A2与 C3

之间没有配置邻区关系，导致 UE经常掉话。对于这种问题，可以通过添加 A2与 C3之间的

邻区关系予以解决。

图 3.19 高速公路上的越区切换问题

【案例 3.2】

问题现象

如图 3.20所示，红色圆圈标注的区域，由“宝坻棉一”、“城市艺墅”、“江海五金厂”三

个站共同覆盖，PCCPCH C/I较差，基本都在−5 dB以下，导致频繁掉话和起呼困难。

图 3.20 问题现象


··59·

分析推理过程

从图 3.20可以看出，城市艺墅 1小区没有与宝坻棉一 2作邻区关系，导致不能正常切换，

如图 3.21所示。

图 3.21 无邻区关系，导致不能正常切换

江海五金厂 2小区（10 080，48）的背向覆盖过强（−85 dBm），宝坻城市艺墅 1小区（10 080，

80）在该区域覆盖很差，且没有与宝坻棉一 2小区（10 080，108）作邻区关系，导致该区域

内手机不能切换到信号较好的宝坻棉一 2小区上，加之江海五金厂 2小区在该路段背向覆盖

造成的同频干扰，导致这一区域 10 080频点 C/I严重恶化。据此分析，考虑调整相邻小区的

主载频避免同频信号覆盖该区域，通过降低 PCCPCH发射功率（必要时压低天线下倾角）控

制江海五金厂 2小区在东北侧的背向覆盖和东侧路段的过覆盖，强化宝坻棉一 2小区对其南

向路段的主导作用，尽量使该区域处于异频覆盖区域，同时，弱化宝坻城市艺墅 1小区在该

区域的影响。添加邻区关系，使 UE即时驻留和切换到信号好的小区，以保证良好的 C/I、正

常的切换成功率和呼通率。

解决措施

（1）针对宝坻棉一进行适当的频率优化：将宝坻棉一 1小区主频点由 10 088改为 10 080，将

宝坻棉一 2小区主频点由 10 080改为 10 096，将宝坻棉一 3小区主频点由 10 096改为 10 088。

（2）将江海五金厂 2小区（10 080，48）的 PCCPCH发射功率由 23 dBm降为 20 dBm；

将宝坻城市艺墅 1小区（10 080，80）的 PCCPCH发射功率调为 15 dBm。

（3）添加宝坻 1小区与宝坻棉一 2小区相互间的邻区关系，添加宝坻棉一 2小区与宝坻

城市艺墅 2小区相互间的邻区关系。

优化后的效果评估如图 3.22所示。


·60··

图 3.22 优化后的效果评估

【案例 3.3】

问题现象

西街 2小区南向路段 C/I恶化，分别如图 3.23和图 3.24所示。

图 3.23 问题现象 1 图 3.24 问题现象 2

分析推理过程

调换西街 2、3两小区的频点后，效果如图 3.25所示。

很明显该区域 C/I分布有了明显的改善。但个别点还有低于 0的情况（−3，−4，−6等）。

考察西街 2小区（10 080，17）的 PCCPCH TX PWR，如图 3.26所示。


··61·

图 3.25 调换频点后的效果

图 3.26 C/I分布有了明显改善

西街 2小区的 PCCPCH TX PWR设置太低（6 dBm），建议提高到 15 dBm，这样可以让

西街 2小区（10 080，17）主导其南向的路段覆盖。

调整之后的效果如图 3.27所示。

图 3.27 覆盖调整后的效果


·62··

【案例 3.4】

问题现象

在高速公路上，郝各庄与庞桥头站之间站距较大，两站之间的高速公路有一段 DPCH

RSCP 覆盖恶化严重。

优化调整之前高速公路上的覆盖情况如图 3.28所示。

图 3.28 优化前高速公路上的覆盖情况

分析推理过程

该路段 PCCPCH的覆盖并无异常，查询 DPCH 发射功率的设置如图 3.29所示。

图 3.29 查询 DPCH 发射功率的设置

OMCR 将业务信道 2、5、48 的下行最大发射功率（DLMaxPower）分别设为−20 dB、

−60 dB、−110 dB（步长为 0.1 dB），设置过小，考虑将其调整高。

调整策略

（1）通过 OMCR 将业务信道 2、5、48 的下行最大发射功率（DLMaxPower）分别由

−20 dB、−60 dB、−110 dB改为 30 dB（步长为 0.1 dB）；

（2）由于高速公路上车速较快，周边话务需求相对较少，快速衰落影响较大，建议初始


··63·

DPCH的功率设置大一点。

优化效果

如图 3.30所示 DPCH RSCP有了明显改善。

图 3.30 优化后的效果

3.5.2 干扰问题

网络优化的核心是控制干扰，干扰对网络性能的影响主要体现如下。

（1）覆盖距离。从链路预算的角度来看，根据自由空间传播计算，信号强度每增大 6 dB，

其覆盖距离就会增加 1倍左右，反过来说，当最大允许路径损耗降低 6 dB，覆盖半径就会减

少一半，覆盖面积只剩下四分之一左右。干扰会缩小最大允许路径损耗，从而造成覆盖距离

的大幅度收缩。

（2）容量。干扰最直接的影响就是底噪抬升，理论上可以换算成容量损失。

（3）用户感知。干扰会导致 BLER恶化和数据业务的链路 RTT增大，严重影响用户感知。

（4）终端待机时间。在强干扰的环境中，上行功控算法为了达到目标 SIR，会不断要求

UE增大发射功率，增大了终端的耗电量，缩短了待机时间。

正是因为干扰问题的棘手，所以干扰排查应该在建网初期就开始查。否则网络规模越大、

拓扑结构越复杂，干扰源的排查就越难。常见的干扰问题包括如下。

（1）系统外干扰，如非法发射器、谐波、军警用设备等。对系统外干扰的排查，往往需

要借助扫频仪，并结合方向性增益比较强的天线，如八木天线。从时域上看，这类干扰在时

郝各庄与庞桥

头站之间 4 km

该区域 DPCH RSCP

明显得到改善，−95 以

下的信号没有出现！


·64··

域上的波形往往是连续的，因此 TD-SCDMA系统的上/下行时隙都会收到干扰；从频域上看，

大都是宽带信号，而不仅仅干扰 2 010～2 025 MHz这个频段。

（2）系统内干扰，包括同频同扰码、DwPTS对 UpPTS的干扰等。

对于干扰问题的排查，主要有以下几种思路。

（1）路测信息研判。

路测软件可外接测试手机和扫频仪，可以通过下行 RSCP、C/I等数据结合 GIS信息，判

断干扰的来源，尤其是针对系统内的同频干扰。

（2）排除法。

排除法是解决干扰问题时的常用方法。其主要思路是对怀疑是干扰源的小区逐个闭塞，

同时观察被干扰小区的干扰变化，以判断究竟是哪个小区产生干扰。以图 3.31为例，小区 A

的 10 080频点受到干扰，C/I较差。如果以排除法来查找干扰源，可以将小区 A的同频邻区

逐个闭塞，使其无法发出射频信号，如果在闭塞小区 B之后，小区 A受到的干扰减轻，说明

小区 B是干扰源，进而对小区 B采取措施以控制干扰；如果闭塞小区 B之后，小区 A受到

的干扰没有明显变化，说明小区 B不是干扰源，那么可以将小区 B 恢复，并继续对小区 C、

小区 D进行同样的操作。如果在对第一圈同频邻区逐个采用排除法过滤之后，仍没有线索，

可根据具体的无线环境，决定是否对小区 A的第二圈邻区进行排查。

排除法也存在不少缺陷，主要体现在：首先，排查干扰源期间需要闭塞某些小区，势必

会对这些覆盖区域内的通信产生影响，因此，这种方法只能在建网初期，没有用户量的情况

下采用；其次，这种方法对于叠加干扰无能为力。网络中的很多干扰问题，并不是出自某个

小区，而是多个小区产生的干扰的叠加，而排除法只能排查某个特定干扰源。

图 3.31 排除法示意图

（3）交叉定位。

交叉定位的思路为：被干扰的小区在通常情况下不止一个，可通过两个小区各自判断干

扰的大致方向，交点可能就是干扰源的大致方位，然后可以通过扫频仪或其他方法，对可疑

的区域进行详细排查。以图 3.32为例，小区 A的 10 080频点受到强干扰，可以不断变更小

区的方位角，同时观察基站侧的干扰测量结果，直到找到干扰最强的方向；与此同时，小区


··65·

B的 10 080频点也被干扰，也采取同样的操作，直到找到干扰最强的方向；两个方向的交叉

点，即为干扰源的所在区域。这种方法还是存在一定误差的，只能给出大致方位，还需要结

合其他手段进行精确定位。

图 3.32 交叉定位法示意图

（4）干扰测量数据监控。

目前网络侧都支持 MR 数据的上报，可周期性地观察上行时隙的干扰分布，对 ISCP 偏

高的小区能及时发现，必要时可用MR数据绘制专题地图，通过不同位置的干扰水平判断干

扰源的大致方位。

综上所述，排查干扰的方法有很多，每种方法也都有其局限性。在实际干扰排查工作中，

并不局限于这几种，往往是多种方法相结合。总之，方法都是由人想出来的，重点在于灵活

运用。对于棘手的干扰问题，短时间内未必能排查出干扰源，这时就需要借助 RRM 算法予

以规避，或通过频率优化和机动频点来解决。

3.6 产品形态与射频解决方案

随着竞争加剧，国内外各大运营商都在想方设法降低 OPEX 和 CAPEX。基站的产品形

态能在很大程度上影响运营商的组网、维护和优化成本。丰富的产品形态也能为网络规划优

化工程师提供更多的选择，用来提供覆盖解决方案，与此同时，网络规划优化工程师的组网

经验则为产品形态的研发提供原始需求。TD-SCDMA基站的产品形态演进能在很大程度上说

明这一问题。自从规模实验网以来，涌现了射频拉远、中频拉远、基带光纤拉远等多种方案，

下面分别予以介绍。

讨论基站产品形态，就无法绕开“超外差接收机”这一概念。自从 20 世纪初发明超外

差式接收机以来，这种结构在使用接收机的设计中一直占据主导地位。超外差式接收机并不

直接将射频信号变为中频信号，而是采用两步进行频率变换：第一步，将接收频率变成中频；

第二步，通过某种放大和滤波后，再将中频信号变换成基带信号。采用这种结构的主要优势


·66··

在于对中频信号的滤波和信号放大比射频信号的滤波和放大容易得多，成本也低得多。图

3.33就是一个简单的超外差接收机结构。事实上，无论是WCDMA、TD-SCDMA还是WLAN，

其接收机原理图都与图 3.33类似。

图 3.33 超外差接收机结构

如果将图 3.33进一步简化，可以等效为图 3.34，无论采用哪种产品形态，这几个功能模

块都是必不可少的。关键在于从哪一点进行室内单元和室外单元之间的“切割”。

图 3.34 基站结构简化图

射频拉远如果从 A点或 B点进行切割，切割线右边作为室外单元，切割线左边作为室

内单元，那么就是传统的射频拉远方案。射频拉远是最早的一种产品解决方案，由室内单元

完成基带处理、中频、射频调制的功能，并通过电缆将射频信号（2010～2025 MHz）传送至

室外单元。射频拉远的主要问题在于，2 GHz 的信号在电缆中损耗较大，因此拉远距离很少

超过 100 m。这就意味着基站和前端的距离最远不能超过 100 m，这对规划选址带来了很高

的要求。

中频拉远如果从 C点进行切割，切割线右边作为室外单元，切割线左边作为室内单元，

就是中频拉远方案。中频信号（对于 TD-SCDMA系统来说，频率为 96 MHz）在电缆中的

损耗比射频信号要小，因此最多能拉远 300 m，为规划选址与维护优化带来了很大的便利。

图 3.35是中频拉远方式所采用的室外射频前端结构简图。


··67·

图 3.35 中频拉远室外前端结构图

基带光纤拉远如果从 D点进行切割，切割线右边作为室外单元，切割线左边作为室内

单元，就是基带光纤拉远方案。光纤拉远可以看做是在中频拉远的基础上，将中频模块从室

内单元转移到室外单元，室内与室外单元之间传送的是基带信号，采用光纤传输，拉远距离

可以达到数十千米，同时由于光纤直径较小，也避免了传统拉远方式在馈线连接上带来的不

便。这就是目前最主流的应用 BBU+RRU光纤拉远方案。RRU作为 Node B的远端设备，主

要完成 Node B的基带信号与射频信号之间的转换。在上行方向上，RRU首先将天线接收到

的上行射频信号滤波、放大并转换成模拟中频信号，然后通过 ADC 将模拟中频信号转化成

数字中频信号，最后在数字域作处理将数字中频信号转换为基带 IQ 信号，并通过光调制器

将基带信号传给位于 Node B 近端的接口板，接口板将光信号转换为电信号传送给基带处理

单元。在下行方向上，RRU首先利用光接收器将近端传来的承载在光信号上的基带信号由光

信号转换为电信号，并在数字域作处理将基带 IQ信号转换成数字中频信号，接着通过 DAC

将数字中频信号转换成模拟中频信号，然后将模拟中频转换成射频信号并放大到一定的功

率电平，最后经将射频信号滤波后从天线发射出去。图 3.36是一个 RRU的结构简图。

由于采用了开放式架构，并具有模块化特点，光纤拉远的分布式基站在组网方面带来了

很大优势，主要体现在：

（1）节省馈线资源。BBU和 RRU之间所有的信息都可以通过光纤承载，有效节省馈线

资源，同时还大大降低了安装难度，使基站开通时间得到提前。

（2）运营商的采购方式更灵活，由于射频与基带单元的分离，运营商可将专业的射频

供应商也纳入供应商范围，并可从不同的供应商分别采购这两部分的设备，从而扩大了选

择范围。

（3）节省站址资源。由于站址成本较高，且人们的环保意识逐渐增强，使得运营商站址


·68··

选择的难度逐步加大。对于分布式基站，由于采用大容量 BBU+光纤拉远的方式可以将基带

资源充分集中起来，方便地实现容量和覆盖之间的转化，实现多个 RRU 共享基带资源池的

方式，能够有效节省站址资源（当然，从另一方面来讲，基带资源的过于集中，也对 BBU

的稳定性提出了更高的要求）。

图 3.36 基带光纤拉远的室外 RRU 结构简图

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第 3 章 物理层：射频优化基础images.china-pub.com/ebook55001-60000/57573/ch03.pdf · TD-SCDMA/HSPA 无线网络优化原理与实践 ·30·· 图3.4 长期干扰机制

第 3 章物理层：射频优化基础images.china-pub.com/ebook55001-60000/57573/ch03.pdf · TD-SCDMA/HSPA 无线网络优化原理与实践 ·30·· 图3.4 长期干扰机制