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Diseño y Realización de un Convertidor Boost con Etapa de Salida Resonante para la alimentación de
lámparas de inducción magnética
TITULACION: Ingeniería Técnica Industrial Especializada en Electrónica Industrial.
AUTOR: Francisco Guerrero López .
DIRECTORS: Hugo Valderrama Blavi, Toni León Masich .
DATA: Setiembre de 2013 .
1
ÍNDICE GENERAL
1. OBJETIVOS Y PRELIMINARES………………………………………Página 6
1.1. Resumen…………………………………………………………………..Página 7
1.2. Objetivos……………………………………………………………….....Página 7
2. INTRODUCCIÓN……………………………………………………..…Página 9
2.1. Iluminación Eficiente……………………………………………………...Página 10
2.1.1. ¿Por qué Iluminación Eficiente?................................................................Página 10
2.1.2. Consumos Actuales en Iluminación…………………………………..……..Página 13
2.1.3. Tipos de Lámparas…………………………………………………….……...Página 14
2.2. Lámparas de Inducción sin Electrodos……………………………...………Página 17
2.2.1. Historia…………………………………………………………………..…….Página 17
2.2.2. Principio de Funcionamiento…………………………………………..…...Página 18
2.2.2.1. Lámparas de Descarga Convencionales…………………………………Página 18
2.2.2.2. Ventajas de las Lámparas sin Electrodos frente a las Lámparas Convencionales……………………....................................Página 19
2.2.2.3. Funcionamiento de las Lámparas de Inducción Electromagnética…………………..........................................................................Página 20
2.2.2.3.1. Principio de Funcionamiento de la Lámpara de Inducción Electromagnética INTERNA de Alta Frecuencia……………………..Página 20
2.2.2.3.2. Principio de Funcionamiento de la Lámpara de Inducción Electromagnética EXTERNA de Baja Frecuencia………………...…Página 22
2.2.3. Características y Ventajas Principales………………………………………Página 23
2.2.3.1. Bajo Consumo Real………………………………………………………..…Página 23
2.2.3.2. Alta Eficacia Lumínica Visual……………………………………………...Página 23
2.2.3.4. Fuente de Luz Saludable………………………………………………….…Página 24
2.2.3.5. Baja Atenuación (Degradación) de la Luz…………………………….…Página 24
2.2.3.6. Encendido Instantáneo…………………………………………………..…Página 25
2.2.3.7. Rendimiento Eléctrico Óptimo………………………………………….…Página 25
2.2.3.8. Comparación de la Lámpara de IEM y Otras Fuentes de Luz……………………………………………………………...…Página 25
2
2.3. Balastros Actuales de Lámparas IEFL……………………………………...…Página 25
3. MEMORIA DESCRIPTIVA…..…………………………………………..Página 30
3.1. Descripción de la Solución Adoptada……………………………………...Página 31
3.2. Boost como LFR (Resistor Libre de Pérdidas)……………………………..Página 31
3.3. Inversor Resonante LCC………………………………………………… ...Página 33
3.3.1. Convertidor Resonante en Serie………………………………………..…Página 33
3.3.2. Convertidor Resonante en Paralelo…………………………………….…Página 34
3.3.3. Convertidor Resonante Serie-Paralelo (LCC)……………………………Página 36
3.4. Modelo de la IEFL………………………………………………………….Página 38
3.4.1. Modelo PSIM………………………………………………………………………Página 39
3.4.1.1. IEFL Potencia Real (P)……………………………………………………..…Página 40
3.4.1.2. Modelo de la Resistencia Equivalente del Núcleo……………………….…Página 40
3.4.1.3. Modelo de la Capacitancia de la Lámpara…………………………………Página 40
3.4.1.4. Modelo de la Resistencia del Plasma………………………………………..Página 40
4. MEMORIA DE CÁLCULO………..………………………………..……...Pàgina 41
4.1. Boost LFR………………………………………………………………..…Página 42
4.1.1. Etapa de Potencia…………………………………………………………Página 42
4.1.1.1. Inductor…………………………………………………………………Página 43
4.1.1.2. Condensador de Salida del Convertidor……………………………...…Página 44
4.1.1.3. Condensador de Entrada……………………………………………..…Página 45
4.1.1.4. MOSFET…………………………………………………………….…Página 45
4.1.1.5. Diodo………………………………………………………………...…Página 47
4.1.2. Etapa de Control………………………………………………..................Página 47
4.1.2.1. Convertidor Boost con Control en Modo Deslizante………………...…Página 47
4.1.2.1.1. Obtención de la Descripción Bilineal…………………………………Página 48
4.1.2.1.2. Superficie de Trabajo del Convertidor……………………………..…Página 49
4.1.2.1.3. Punto de Equilibrio……………………………………………………Página 50
3
4.1.2.1.4. Estabilidad del Sistema…………………………………………..……Página 50
4.1.2.2. Diseño del Control………………………………………………………Página 52
4.1.2.2.1. Sensor de Corriente (Sensor de efecto Hall)………………………….Página 52
4.1.2.2.2. Sensado de la Tensión de Entrada (Vg)………………………………Página 53
4.1.2.2.3. Conductancia (g)………………………………………………...……Página 54
4.1.2.2.4. Multiplicador AD633…………………………………………………Página 54
4.1.2.2.5. Comparador con Histéresis……………………………………………Página 56
4.2. Inversor Resonante LCC……………………………………………………Página 58
4.2.1. Etapa de Potencia…………………………………………………………Página 58
4.2.1.1. Puente Resonante: Inductor y Condensadores…………………………Página 59
4.2.1.2. MOSFET…………………………………………………………….…Página 61
4.2.2. Etapa de Control………………………………………………………..…Página 63
5. SIMULACIONES...……………………………………………………........Página 66
5.1. Resultados de la Simulación en PSIM………………………………………Página 67
6. RESULTADOS EXPERIMENTALES………………………………........Página 70
6.1. Introducción…………………………………………………………………Página 71
6.2. Entrada-Salida Convertidor Boost………………………………………..…Página 71
6.3. Señales de Entrada y Salida del Inversor Resonante LCC…………….……Página 73
6.4. Señales de Entrada y Salida del Balastro Electrónico………………………Página 75
6.5. Arranque………………………………………………………….…………Página 78
6.6. Warm-up………………………………………………………….…………Página 79
6.7. Señales de Entrada y Salida del Balastro a Menor Potencia……………..…Página 80
7. PLANOS……………………………………………………………………....Página 82
7.1. Convertidor Boost…………………………………………………………..Página 83
7.2. Inversor Resonante LCC……………………………………………………Página 84
7. CONCLUSIONES..…………………………………………………………Página 85
7.1. Conclusiones finales……………………………………………………...…Página 86
4
8. MEDIDAS Y PRESUPUESTO…..……………………………………...…Página 86
8.1. Medidas…………………………………………………..…………………Página 87
8.1.1. Capítulo 1 – Etapa de Potencia………………………...………..…………Página 87
8.1.2. Capítulo 2 – Etapa de Control………………………………………………Página 91
8.1.3. Capítulo 3 – Mano de Obra……………………………………………..….…Página 96
8.2. Precios Unitarios……………………………………………………………Página 96
8.2.1. Capítulo 1 – Etapa de Potencia………………………………………….……Página 96
8.2.2. Capítulo 2 – Etapa de Control……………………………….………………Página 97
8.2.3. Capítulo 3 – Mano de Obra………………………………………………...…Página 98
8.3. Presupuesto………………………………………….....……………………Página 98
8.3.1. Capítulo 1 – Etapa de Potencia……………………………………...………Página 98
8.3.2. Capítulo 2 – Etapa de Control…………………………………………..……Página 100
8.3.3. Capítulo 3 – Mano de Obra…………………………………………...………Página 105
8.4. Resumen del Presupuesto……………………………………………...……Página 106
9. Pliego de Condiciones………………………………………………….……Página 107
9.1. Condiciones Administrativas ....................................………………………Página 108
9.1.1. Condiciones Generales ..........................................………………………Página 108
9.1.2. Normas, Permisos y Certificaciones ......................…………………...…Página 108
9.1.3. Descripción General del Montaje .........................………………………Página 108
9.2. Condiciones Económicas .........................................………………………Página 109
9.2.1. Precios ..................................................................………………………Página. 109
9.2.2. Responsabilidades ................................................…………………….…Página 109
9.2.3. Cláusula del Proyecto ..........................................….……………………Página 109
9.3. Condiciones Facultativas .........................................….……………………Página 110
9.3.1. Personal .................................................................………………………Página 110
9.3.2. Reconocimientos i Ensayos Previstos ....................……...………………Página 110
9.3.3. Materiales ..............................................................………………………Página 110
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9.3.3.1. Conductores .......................................................………………….……Página 111
9.3.3.2. Resistencias ........................................................………………………Página 111
9.3.3.3. Condensadores ...................................................………………………Página 112
9.3.3.4. Inductores ...........................................................………………………Página 112
9.3.3.5. Circuitos Integrados y Semiconductores ............………………………Página 112
9.3.3.6. Zócalos y Torneados Tipo D.I.L. ........................………………………Página 113
9.3.3.7. Placas de Circuito Impreso ................................………………………Página 113
9.3.3.8. Interconexión de las Placas de Circuito Impreso ...……………………Página 113
9.3.4. Condiciones de Ejecución .....................................………………………Página 114
9.3.4.1. Encargo y Compra del Material .........................………………………Página 114
9.3.4.2. Construcción de los Inductores .........................………………….……Página 114
9.3.4.3. Fabricación de las Placas de Circuito Impreso..………………………Página 114
9.3.4.4. Soldadura de los Componentes ..........................………………………Página 114
9.3.4.5. Ensayos, Verificaciones y Medidas.....................………………………Página 115
9.3.4.6. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión ......………………………Página 115
10. Referencias…………………………………….………...…………………Página 116
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1. OBJETIVOS Y PRELIMINARES
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1.1. Resumen
Actualmente, cada vez surgen al mercado más tipos de lámparas con diferentes características, que buscan aportar una mayor eficiencia con un menor consumo y de esta manera mejorar el rendimiento de la lámpara para satisfacer las necesidades del consumidor.
En los últimos días se escucha hablar cada vez más sobre las lámparas de leds y las lámparas de inducción magnética que son las novedades que más llaman la atención de los consumidores, sobretodo por su bajo consumo y su alto rendimiento. En este proyecto hablaremos concretamente de las lámparas de inducción magnética, en el caso que hemos llevado a la práctica hacemos servir una lámpara de inducción magnética externa de baja frecuencia, la lámpara es la OSRAM ENDURA 150 W y funciona a una frecuencia de 234 kHz.
En la parte práctica de este proyecto hemos diseñado, montado y probado el balastro necesario para alimentar la lámpara de inducción electromagnética desde una batería de 12 V.
Nuestro diseño consta de dos partes. La primera trata de un convertidor boost con control ‘sliding’ y comportándose como un LFR (Resistor Libre de Perdidas), lo que significa que la potencia de entrada será igual a la potencia de salida (en el caso ideal) y gracias al control podremos regular la potencia de entrada/salida. En la segunda parte tenemos un inversor resonante LCC con el cual convertimos la corriente continua de la salida del convertidor boost en corriente alterna y alcanzamos la frecuencia deseada, 234 kHz.
Para llegar hasta el prototipo final se han realizado una serie de cálculos, simulaciones y pruebas que se recogen en esta memoria.
1.2. Objetivos
El Objetivo principal, en el cual se basa el proyecto, es la construcción de un prototipo de balastro electrónico para lámpara de inducción electromagnética externa, en concreto para la lámpara OSRAM ENDURA 150 W. A partir de este objetivo principal se extraen otros principalmente académicos:
- Comprensión de la iluminación eficiente y estudio de los diferentes tipos de lámparas, especialmente lámparas de inducción electromagnética, entender el funcionamiento de estas últimas y conocer sus ventajas e inconvenientes.
- Comprensión y realización de un convertidor elevador boost y del comportamiento como LFR (Resistencia Libre de Perdidas).
- Comprensión de los diferentes tipos de puentes resonantes, estudiar las ventajas y desventajas de cada uno de ellos y las aplicaciones en las que es más adecuado un tipo que otro. Además diseño y realización de un inversor resonante de puente completo con el filtro resonante más adecuado para el buen funcionamiento del balastro electrónico que se pretende diseñar.
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- Realizar las simulaciones con PSIM necesarias, tanto para comprobar el funcionamiento del diseño realizado antes de pasar al montaje como para la elección de algunos de los componentes.
- Realizar el montaje correctamente y finalmente hacer las medidas experimentales que se crean pertinentes.
Para poder llevar a cabo nuestro prototipo, en primer lugar debemos conocer las características de la lámpara que utilizaremos, ya que en su datasheet no se encuentra gran parte de la información. Por este motivo, pusimos la lámpara en funcionamiento mediante el balastro comercial que la conectaba con la red eléctrica, y medimos las características necesarias.
Como se menciona en los objetivos, para comprobar que el circuito funciona correctamente y que el diseño es el más idóneo, se realizarán tanto durante las diferentes fases de realización del circuito como una vez obtenido el resultado final, las diferentes pruebas, simulaciones y cálculos correspondientes y necesarios.
Finalmente se conectará el prototipo a la lámpara y se realizaran las pruebas que se estimen oportunas para demostrar que se han cumplido todos los objetivos y el prototipo funciona correctamente.
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2. INTRODUCCIÓN
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2.1. Iluminación Eficiente
2.1.1. ¿Por qué Iluminación Eficiente?
La eficiencia energética tiene como objeto reducir el uso de energía, por ejemplo, aumentando el rendimiento de los equipos consumidores de energía. Organizaciones y consumidores directos de energía, pueden necesitar ahorrar energía para reducir costes energéticos y promover sostenibilidad económica, política y ambiental. Los usuarios industriales y comerciales pueden desear aumentar eficacia y maximizar así su beneficio. Entre las preocupaciones actuales, no solamente está el ahorro de energía sino también el impacto medioambiental que produce la generación de energía eléctrica.
La iluminación juega un papel fundamental en el desarrollo de las actuales actividades sociales, comerciales e industriales. La tecnología ha evolucionado a sistemas de alumbrado capaces de adaptarse a las exigencias actuales y que, a su vez, son más eficientes energéticamente.
La iluminación representa en muchos edificios un porcentaje elevado del consumo eléctrico. Así, el porcentaje de energía eléctrica dedicado a iluminación puede llegar a alcanzar en algunos casos más del 50 % [1]:
Figura 1. Porcentajes de energía eléctrica dedicada a la iluminación por sectores
Por tanto, existe un gran potencial de ahorro, energético y económico, alcanzable mediante el empleo de equipos eficientes, unido al uso de sistemas de regulación y control adecuados a las necesidades del local a iluminar.
Además, como se ha adelantado anteriormente, no solo existe un gran potencial de ahorro energético y económico, el uso de la iluminación eficiente también puede reducir considerablemente la cantidad de emisiones de CO2 a la atmosfera y la cantidad de petróleo empleado para la generación de energía lumínica.
En la Tabla I se reflejan algunos datos estimados, recogidos en [2], sobre el potencial de ahorro de la iluminación eléctrica al substituirse por iluminación eficiente.
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TABLA I Potencial de Ahorro de la iluminación eléctrica
El potencial de ahorro de la iluminación eficiente es muy importante. En la Tabla I podemos ver tanto a nivel mundial como a nivel de continentes, los millones de euros ahorrados, las millones de toneladas de CO2 que no se emitirían a la atmósfera, los millones de barriles de petróleo ahorrados en la generación de energía lumínica, además de conseguir reducir considerablemente la energía consumida de las centrales eléctricas. Esto es gracias a los numerosos beneficios de la iluminación eficiente frente a la iluminación tradicional utilizada hasta ahora.
Algunos de los beneficios más destacados de la iluminación eficiente son los siguientes:
1. Menor consumo energético.
Se gasta aproximadamente cinco veces más energía para producir una lámpara eficiente en comparación con una lámpara incandescente “tradicional”. Sin embargo, como las lámparas eficientes duran entre 6 a 15 veces más que la lámparas incandescentes, la cantidad de energía necesaria para la producción de una lámpara eficiente debería compararse a la producción de entre 6 a 15 lámparas incandescentes, por lo tanto, el ahorro debido al ciclo de vida del producto es mucho más alto.
Más del 97% de la energía consumida durante el ciclo de vida de una lámpara se encuentra en la fase de uso y como una lámpara eficiente es hasta un 80% más eficiente que una lámpara incandescente ineficaz, los ahorros son evidentes.
2. Menor coste de mantenimiento.
La mayoría de las nuevas lámparas eficientes son más caras que las lámparas incandescentes "tradicionales" porque son más costosas de producir (estas lámparas tienen balastos integrados).
Potencial de ahorro
estimado
Global
Europa
Norte
América
Latino América
(incl. México)
Pacífico asiático
Oriente Medio y África
Millones de Euros
120 27 38 9 33 13
Millones de toneladas de
CO2
760
122
243
31
258
106
Millones de barriles de
petróleo
1800
405
136
136
486
198
Número de centrales
eléctricas a 2 TWh/año
600
135
192
45
162
66
12
En los últimos años se ha conseguido disminuir el precio de las lámparas eficientes. Esto tiene un gran valor si tenemos en cuenta que las lámparas eficientes tienen una vida útil de entre 6 y 15 veces más larga que las lámparas incandescentes y un consumidor puede ahorrar alrededor de 80 € sólo mediante la sustitución de una lámpara incandescente de 100 watts por una lámpara fluorescente compacta eficiente de 20 watts, como se explica a continuación.
Aunque en un principio en precio, una lámpara fluorescente compacta eficiente puede ofrecer un ahorro de hasta 13 € por año, en comparación con una lámpara incandescente ineficiente. Como ya se ha apuntado anteriormente, la vida de la lámpara eficiente ronda los seis años, por lo tanto, se puede llegar a ahorrar alrededor de 80 € durante su vida útil (100 W de la lámpara incandescente frente 20 W de la lámpara fluorescente compacta). Esto se basa en la suposición de 3 horas de funcionamiento continuo por día, para un coste de energía de 0,15 €/kWh.
3. Mejora de la calidad lumínica.
El índice de rendimiento de color (CRI) expresa el nivel en el que los colores se representan en su forma natural, donde una lámpara incandescente tiene un CRI de 100, una lámpara eficiente de buena calidad puede llegar a tener un valor CRI entre 80-85.
El CRI de 80 a 85 es apropiado para la mayoría de aplicaciones domésticas y es similar a la calidad de la luz que se utiliza en la iluminación de exhibición de las tiendas.
4. Disminución de las emisiones de CO2.
Desde el comienzo de la revolución industrial, la quema de combustibles fósiles para generar electricidad para la iluminación y otras aplicaciones se ha incrementado sustancialmente y a su vez los niveles de dióxido de carbono y otros gases de efecto invernadero emitidos a la atmósfera. Estos gases afectan en gran medida a la temperatura de la tierra, sin ellos la superficie de la Tierra sería más fría que en la actualidad.
Por lo tanto hay una relación directa entre el aumento del uso de la iluminación artificial no eficiente y el aumento de las emisiones de gases de efecto invernadero resultantes.
El hecho de no implementar los programas de iluminación de bajo consumo representa no contribuir al objetivo de reducir las emisiones de CO2, reduciendo sustancialmente la huella global de CO2 debida a la iluminación. Esto equivale a la asombrosa cifra de ahorros globales de unos 760 millones de toneladas de CO2, casi equivalente a las emisiones totales de CO2 por la combustión de combustible en Alemania o a la mitad de las emisiones de la Federación de Rusia en 2007.
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2.1.2. Consumos Actuales en Iluminación
Figura 2. Plano Mundial
A nivel mundial, la iluminación eléctrica consume el 19% de la producción total de electricidad en el mundo, un poco más de electricidad que la que utilizan las naciones de la OCDE (Organización para la Cooperación y el Desarrollo Económico) Europa a todos los efectos. El consumo de energía para abastecer la iluminación conlleva emisiones de gases de efecto invernadero equivalentes a 1900 millones de toneladas de dióxido de carbono (CO2) al año, lo que equivale al 70% de las emisiones de los vehículos livianos de pasajeros del mundo.
La iluminación basada en combustibles, que se utiliza tanto en los vehículos y áreas más allá del rango de las redes eléctricas, amplifica estas cifras de consumo y efectos secundarios de la iluminación en la salud pública y el medio ambiente. En la actualidad, 1.6 millones de personas viven sin acceso a la luz eléctrica. La parafina y la iluminación a diesel que utilizan son mucho menos eficientes que incluso la lámpara incandescente más ineficiente, además la parafina es un gran emisor de CO2 y es muy costosa. Estos usos combinados proporcionan sólo el 1% de la iluminación global, pero son responsables del 20% de las emisiones de CO2 por iluminación.
Como ya se ha comentado, cambiar las tecnologías de iluminación a las tecnologías eficientes traerá un gran ahorro en costes de energía y en emisiones de CO2. A pesar de que se ha producido una revolución en la tecnología de iluminación durante los últimos 10 a 15 años como resultado de la disponibilidad actual de soluciones de iluminación energéticamente eficientes para cada segmento del mercado, aproximadamente dos tercios de toda la iluminación instalada actualmente en el mundo se basa en tecnologías menos eficientes. El cambio a las nuevas tecnologías de iluminación es simplemente demasiado lento, sobre todo en el alumbrado público que es del 3% anual y en la iluminación de oficinas del 7% por año. En promedio, es posible un ahorro potencial en consumo de
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energía en todos los ámbitos del 40%, teniendo en cuenta las estimaciones más conservadoras.
Por suerte ya hay algunos países bastante avanzados en cuanto a actividades políticas en beneficio a adaptarse a las nuevas tecnologías de iluminación eficiente, como se muestra en la Figura 3:
Figura 3. Mapa del mundo diferenciando los países según su avance a favor de la iluminación eficiente [2].
En el mapa que se muestra en la figura se sigue un código de colores de acuerdo con el estado de desarrollo de la política en favor de la iluminación eficiente. Se destacan las áreas que necesitan ser abordadas con el fin de asegurar que los países se beneficien plenamente de los beneficios financieros, energéticos y ambientales asociados a la iluminación eficiente.
Tres colores indican los niveles de actividad en materia de políticas de iluminación eficiente y de preparación de un país para someterse a una transición integrada y sostenible:
Verde actividades avanzadas
Naranja actividades en proceso
Rojo países limitados
2.1.3. Tipos de Lámparas
Actualmente en el alumbrado artificial se emplean casi con exclusividad las lámparas eléctricas. Existen distintos tipos de fuentes de luz, la elección de un tipo u otro depende de las necesidades concretas de cada aplicación:
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LÁMPARAS INCANDESCENTES:
Lámparas incandescentes no halógenas: Las lámparas incandescentes son las más utilizadas principalmente en el sector doméstico debido a su bajo coste, su versatilidad y su simplicidad de uso. Su funcionamiento se basa en hacer pasar una corriente eléctrica por un filamento de wolframio hasta que alcanza una temperatura tan elevada que emite radiaciones visibles por el ojo humano.
Lámparas incandescentes halógenas: La incandescencia halógena mejora la vida y la eficacia de las lámparas incandescentes, aunque su coste es mayor y su uso más delicado. Incorporan un gas halógeno para evitar que se evapore el wolframio del filamento y se deposite en la ampolla disminuyendo el flujo útil como ocurre en las incandescentes estándar.
LÁMPARAS DE DESCARGA:
Las lámparas de descarga constituyen una forma de producir luz más eficiente y económica que las lámparas incandescentes. La luz se consigue por excitación de un gas sometido a descargas eléctricas entre dos electrodos. A diferencia de la incandescencia, la tecnología de descarga necesita un equipo auxiliar (balasto, cebador) para su funcionamiento. Según el tipo de gas y la presión a la que se le somete, existen distintos tipos de lámparas de descarga.
Lámparas fluorescentes tubulares: Lámparas de vapor de mercurio a baja presión de elevada eficacia y vida. Las cualidades de color y su baja luminancia las hacen idóneas para interiores de altura reducida. Ocupan el segundo lugar de consumo después de las incandescentes, principalmente en oficinas, comercios, locales públicos, industrias, etc. Las lámparas fluorescentes más usadas hoy en día son las T8 (26 mm de diámetro); sin embargo, se han desarrollado las T5 (16 mm de diámetro) que sólo funcionan con equipo auxiliar electrónico. Esto, junto a su menor diámetro les proporciona una alta eficacia luminosa, que puede alcanzar hasta 104 lm/W.
Lámparas fluorescentes compactas: Poseen el mismo funcionamiento que las lámparas fluorescentes tubulares y están formadas por uno o varios tubos fluorescentes doblados. Son una alternativa de mayor eficacia y mayor vida a las lámparas incandescentes.
Algunas de estas lámparas compactas llevan el equipo auxiliar incorporado (lámparas integradas) y pueden sustituir directamente a las lámparas incandescentes en su portalámparas.
Lámparas fluorescentes sin electrodos: Las lámparas sin electrodos o de inducción emiten la luz mediante la transmisión de energía en presencia de un campo magnético, junto con una descarga en gas. Su principal característica es la larga vida (60.000 h) limitada sólo por los componentes electrónicos. Son muy novedosas y posteriormente se realizará un estudio más exhaustivo de ellas.
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Lámparas de vapor de mercurio a alta presión: Por su mayor potencia emiten mayor flujo luminoso que la fluorescencia, aunque su eficacia es menor. Por su forma se suelen emplear en iluminación de grandes áreas (calles, naves industriales, etc.).
Lámparas de luz mezcla: Son una combinación de las lámparas de vapor de mercurio a alta presión y lámparas incandescentes y, habitualmente, tienen un recubrimiento fosforescente. Estas lámparas no necesitan balasto ya que el filamento actúa como estabilizador de corriente. Su eficacia luminosa y su reproducción en color son muy pobres. Es un tipo de lámpara en desuso.
Lámparas de halogenuros metálicos: Este tipo de lámpara posee halogenuros metálicos además del relleno de mercurio por lo que mejoran considerablemente la capacidad de reproducir el color, además de mejorar la eficacia. Su uso está muy extendido y es muy variado, por ejemplo, en alumbrado público, comercial, de fachadas, monumentos, etc.
Lámparas de halogenuros metálicos cerámicos: Esta nueva familia de lámparas combina la tecnología de las lámparas de halogenuros metálicos con la tecnología de las lámparas de sodio de alta presión (quemador cerámico). El tubo de descarga cerámico, frente al cuarzo de los halogenuros metálicos convencionales, permite operar a temperaturas más altas, aumenta la vida útil (hasta 15.000 h), la eficacia luminosa y mejora la estabilidad del color a lo largo de la vida de las lámparas. En definitiva, combinan la luz blanca propia de los halogenuros metálicos, y la estabilidad y la eficacia del sodio. Por sus características, son lámparas muy adecuadas para su uso en el sector terciario (comercios, oficinas, iluminación arquitectónica, escaparates, hoteles, etc.).
Lámparas de vapor de sodio a baja presión: En estas lámparas la descarga eléctrica se origina en un tubo de vapor de sodio a baja presión produciéndose una radiación prácticamente monocromática. Actualmente son las lámparas más eficaces del mercado, es decir, las de menor consumo eléctrico; sin embargo, su uso está limitado a aplicaciones en las que el color de la luz (amarillento en este caso) no sea relevante como son autopistas, túneles, áreas industriales, etc. Además, su elevado tamaño para grandes potencias implica utilizar luminarias excesivamente grandes.
Lámparas de vapor de sodio a alta presión: Las lámparas de sodio a alta presión mejoran la reproducción cromática de las de baja presión y, aunque la eficacia disminuye su valor, sigue siendo alto comparado con otros tipos de lámparas. Además, su tamaño hace que el conjunto óptica-lámpara sea muy eficiente. Actualmente está creciendo su uso al sustituir a las lámparas de vapor de mercurio, ya que presentan una mayor vida útil con una mayor eficacia. Este tipo de lámparas se emplean en instalaciones exteriores de tráfico e industriales, e instalaciones interiores industriales y comercios.
Existe una tipología con mayor nivel de presión denominada Sodio Blanco, que proporciona la mayor reproducción cromática de las lámparas de sodio con eficacia menor. Estas lámparas se emplean en aplicaciones que requieran mayor índice de reproducción cromática, como son escaparates de comercios y edificios pintorescos de una ciudad, paseos, jardines, etc.
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TECNOLOGÍA LED: Los Diodos Emisores de Luz (LED: Lighting Emitting Diode) están basados en semiconductores que transforman directamente la corriente eléctrica en luz. No poseen filamento, por lo que tienen una elevada vida (hasta 50.000 horas) y son muy resistentes a los golpes. Además, son un 80% más eficientes que las lámparas incandescentes. Por estas razones están empezando a sustituir a las bombillas incandescentes y a las lámparas de bajo consumo en un gran número de aplicaciones, como escaparates, señalización luminosa, iluminación decorativa, etc.
2.2. Lámpara de Inducción sin Electrodos
2.2.1. Historia
La idea de la iluminación de radio frecuencia (RF), así como la primera patente de lámpara RF, apareció mucho antes de que las primeras lámparas fluorescentes y de alta presión llegaran al mercado. Se tardó más de un siglo antes de que apareciera la primera lámpara RF comercial, lo que significó la introducción de una nueva era en la producción de luz. Los recientes avances en la electrónica de conmutación y en semiconductores, junto con una comprensión más a fondo de los procesos fundamentales en los plasmas de RF, se han traducido en fuentes de luz RF comercialmente viables.
Cabe recordar que las lámparas de descarga llegaron al mercado alrededor de los años 1950. Durante un siglo, la idea de la iluminación RF fue redescubierta muchas veces, y los viejos esquemas de la lámpara RF se reinventaron. Diferentes tipos de fuentes de luz RF están en el mercado hoy en día, y son, en esencia, realizaciones de esquemas “poco realistas” de fuentes de luz RF, algunos de los cuales fueron propuestos a finales del siglo 19.
Las descargas sin electrodos fueron descubiertas por primera vez por Hittorf en 1884. Observaciones más completas se hicieron poco después por JJ Thomson. Uno tiene que admirar a estos pioneros con sus instrumentos rudimentarios y su brillante comprensión de la nueva ciencia del electromagnetismo. En Nueva York, 1891, Nikola Tesla durante una conferencia pronunciada en la Universidad de Columbia mostró la primera lámpara sin electrodos: se trataba de una "luz inalámbrica" energizada a distancia por un campo de RF, funcionaba a una frecuencia relativamente baja y era una especie de descarga capacitiva de RF mantenida por corrientes débiles que estaban limitadas por grandes espacios de aire. Esta demostración era un precursor de futuros dispositivos de iluminación accionados a distancia por los campos electromagnéticos de microondas. Las microondas conducidas en una lámpara HID de azufre se consideran una exitosa realización de este concepto.
La primera patente de lámpara RF se concedió en 1907 a Hewitt. Su esquema es una reminiscencia del plasma acoplado inductivamente (ICP). La lámpara de Hewitt consistía en una ampolla de vidrio esférico lleno con vapor de mercurio a baja presión. La bobina que rodea el bulbo de vidrio se energizaba con un generador mecánico de corriente alterna a frecuencias entre 125-300 Hz. En ese momento, no había generadores electrónicos. El funcionamiento de esta lámpara surge del principio de descarga de RF inductiva, de Hittorf y Thomson. El plasma en esta descarga se mantiene encendido por un campo
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electromagnético inducido por una bobina de inducción. En esencia, una descarga RF inductiva es un tipo de transformador con el plasma a su vez haciendo de bobinado secundario.
Una lámpara de inducción de RF con una cavidad reentrante, en la que se alberga una bobina de inducción con aire o un núcleo ferromagnético, fue propuesto por Bethenod y Claude en 1936. En esta lámpara, la bobina de inducción está oculta por el cuerpo de la lámpara, haciendo de esta una topología de descarga ideal para las lámparas compactas RF. La Colocación de la bobina de inducción dentro de la lámpara no sólo impide el sombreado de la luz, sino que también reduce significativamente la radiación de RF de tal lámpara debido a la proyección de plasma.
Ninguno de estos principios propuestos dio lugar a una lámpara RF comercial en su tiempo. Después de la demostración de Tesla, se ha tomado la industria de la iluminación 100 años para llevar una lámpara al mercado para la iluminación general. Las principales razones de la demora son la falta de suministro de productos electrónicos baratos pero fiables, evitar la interferencia electromagnética y la reducción del deterioro del fósforo, causada por las altas cargas necesarias para un producto aceptable. Este último problema ha sido resuelto en gran medida por el uso de nuevos fósforos. El progreso en los otros dos problemas recién está comenzando a dar frutos comerciales.
Ha habido un enorme progreso en las últimas tres décadas, en paralelo a la evolución de los semiconductores, que son un ingrediente esencial. En los últimos 15 años solamente, se han producido más de 100 solicitudes de patentes de las principales empresas de lámparas de descarga sin electrodos, dirigidas específicamente a aplicaciones de iluminación. Muchas empresas japonesas, como Matsushita, Mitsubishi y Toshiba son particularmente activas.
2.2.2. Principio de Funcionamiento
Las lámparas de RF siguen los mismos principios básicos de conversión de energía eléctrica en radiación visible que las lámparas de descarga convencionales. La diferencia fundamental entre las lámparas convencionales y las lámparas de RF es que las lámparas RF funcionan sin electrodos (ánodo y cátodo). Esto tiene profundas consecuencias sobre las características de la lámpara RF y sus cualidades.
2.2.2.1. Lámparas de Descarga Convencionales
Antes de discutir el funcionamiento de la lámpara RF sin electrodos, recordaremos los principios y características principales de las lámparas de descarga convencionales. Las lámparas de descarga convencionales se clasifican en dos categorías principales: las lámparas fluorescentes y las de alta intensidad (HID). Las lámparas fluorescentes se basan en una descarga de los gases inertes a baja presión, las presiones del gas suelen estar entre una fracción y varios Torr, con una pequeña porción (aproximadamente 5-10 mTorr) de vapor de mercurio. El plasma de tales descargas se encuentra en una condición de no equilibrio con una temperatura de los electrones cerca de 1 eV y una temperatura de gas neutro cerca de la temperatura ambiente (0,03 eV). Más de la mitad de la energía eléctrica
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en dichos vertidos se convierte en radiación UV de resonancia de los átomos de mercurio excitados. Esta radiación se convierte (con aproximadamente un 50% de eficiencia) en luz visible (blanca) debido a un revestimiento de fósforo que cubre la pared interna de cristal de la lámpara. Por lo tanto, la eficiencia general de una lámpara fluorescente es de alrededor de 25%, lo que corresponde a 60-100 lm/W. Las lámparas fluorescentes comprenden el mayor sector del negocio de la iluminación con descargas de gas.
Las lámparas HID operan a presiones de gas considerablemente más altas (aproximadamente una atmósfera o mayor). El plasma en estas descargas se caracteriza por una alta densidad de corriente de descarga. Al ser más alta la presión del gas, se producen muchas colisiones electrón-átomo que llevan el plasma a una condición de casi equilibrio, con la temperatura de todos los componentes alrededor de unos pocos miles de grados Kelvin. Las lámparas HID irradian luz visible con una eficiencia similar a la de las lámparas fluorescentes.
Las lámparas HID y los fluorescentes convencionales requieren electrodos para conectar el plasma con el circuito eléctrico e inyectar los electrones en el plasma. Las lámparas fluorescentes y HID generalmente operan en corriente alterna a una frecuencia de línea de 50 o 60 Hz o a frecuencias más altas (30-100 kHz) cuando se maneja con un balastro electrónico. Por lo tanto, cada electrodo opera cada medio período como un cátodo y durante el otro medio período como un ánodo. La presencia de electrodos en lámparas fluorescentes y HID convencionales ha puesto restricciones en el diseño de la lámpara y en su rendimiento y es un factor importante que limita la vida de la lámpara. Para obtener más información sobre diferentes aspectos de la ciencia de descarga de la fuente de luz de gas convencional y su tecnología, ver Waymouth [3] o un manual más recientemente publicado sobre la tecnología de iluminación [4].
2.2.2.2. Ventajas de las Lámparas sin Electrodos frente a las Lámparas Convencionales
Durante mucho tiempo se ha reconocido que la característica más atractiva de las lámparas de RF es la ausencia de electrodos. Los electrodos son el principal factor limitante en lo que se refiere a la vida de la lámpara. La pérdida de material emisor cátodo, debido a su evaporación y pulverización catódica causada por el bombardeo de iones, limita la vida de las lámparas HID a entre 5000-20000 horas, mientras que la vida de algunas lámparas sin electrodos de RF que están en el mercado hoy en día, alcanza las 100.000 horas. Esto hace más atractivo el uso de estas últimas en aplicaciones en las que el mantenimiento de la lámpara es caro.
Además la presencia de electrodos pone una limitación en la presión del gas de llenado de la lámpara y su composición para evitar reacciones químicas y físicas que destruyan dichos electrodos. Esto es importante porque la presión del gas de relleno dentro de una lámpara fluorescente convencional tiene influencia en la eficiencia máxima de la lámpara. Pero, cualquier intento para reducir la presión del gas y de esta forma aumentar la eficiencia de la lámpara, da como resultado una disminución significativa de la vida de la lámpara debido al aumento de la velocidad de evaporación del electrodo. Sin embargo, en las
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lámparas sin electrodos RF, no existe limitación y por tanto se optimiza la presión del gas para la máxima eficiencia.
Los cátodos de las lámparas de descarga (HID) operan en un régimen de "puntos calientes", donde la emisión catódica se realiza a partir de un pequeño punto calentado por la corriente de descarga. Por este motivo, el cátodo no puede soportar una gran corriente de descarga y un gran factor de rizado de corriente. La corriente máxima en las lámparas fluorescentes comerciales es menos de aproximadamente 1.5 A, lo cual limita la potencia máxima y la salida de luz de estas lámparas. Las lámparas sin electrodos RF comerciales permiten una corriente de descarga más alta que las lámparas convencionales y por tanto una mayor potencia máxima y mayor emisión de luz de la lámpara.
Además, las lámparas sin electrodos RF tienen un arranque instantáneo e inofensivo y son más convenientes para su regulación. Puesto que el régimen térmico del cátodo se rige por la corriente de descarga de la lámpara, la regulación de lámparas fluorescentes convencionales requiere un medio adicional para prevenir la temperatura del cátodo de la caída y la posterior pulverización catódica.
2.2.2.3. Funcionamiento de las Lámparas de Inducción Electromagnética
La Lámpara de Inducción Electromagnética “sin electrodos” (IEM) es un nuevo concepto de muy alta tecnología para el ahorro energético en la iluminación, basado en el principio de gas de descarga de las lámparas fluorescentes y en el principio de la inducción electromagnética de alta frecuencia.
Se denomina como "lámpara sin electrodos" (electrodless), ya que no tiene filamentos ni electrodos como el común de las lámparas. El filamento de incandescencia o el electrodo es el elemento fundamental para fuentes comunes de luz y la vida útil de estas depende de la vida útil del filamento de incandescencia o de los electrodos utilizados, como ya hemos explicado anteriormente. La vida útil de la lámpara de IEM (sin electrodos) es ilimitada por no existir elementos que se desgasten, por lo que la vida útil puede prolongarse de manera indefinida. La vida útil de las lámparas de IEM es sólo determinada por el nivel de calidad, el diseño de los circuitos y demás componentes electrónicos.
Las lámparas de Inducción Electromagnética se clasifican en dos grupos:
• Lámpara de Inducción Electromagnética INTERNA (IEM-I) de alta frecuencia (sin electrodos), con una frecuencia de operación alrededor de los 2.65 MHz.
• Lámpara de Inducción Electromagnética EXTERNA (IEM-E) de baja frecuencia (sin electrodos), con una frecuencia de operación alrededor de los 2.50 KHz.
2.2.2.3.1. Principio de Funcionamiento de la Lámpara de Inducción Electromagnética INTERNA de Alta Frecuencia.
La Lámpara de IEM INTERNA de alta frecuencia, está compuesta por un bulbo, una antena y una fuente de alimentación. Después de la llegada de energía a la fuente de alimentación, el generador de alta frecuencia que posee, envía un voltaje constante a 2.65
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MHz hacia la antena que está instalada dentro del bulbo y conectada a un balastro electrónico de la lámpara a través de un cable de alta frecuencia, como muestran las figuras 4 y 5.
La antena crea un fuerte campo magnético estático dentro del bulbo, generando una reacción e ionización del gas que se encuentra al vacío dentro de las 2 paredes del bulbo, formando un plasma. Cuando los átomos del plasma reaccionan, la energía obtenida anteriormente se irradia en forma de 253.7 nm de radiación ultravioleta, cumpliendo con el proceso de transformación de la energía. Entonces, el fósforo tricolor que posee el bulbo en su superficie interna, será estimulado lo que permitirá emitir una luz visible. En cuanto al diseño de la fuente de poder y gracias a que su factor de potencia llega a niveles mayores de 0,98 el generador de alta frecuencia puede enviar una tensión constante y una alta frecuencia constante cuando la lámpara está encendida. Así que, aunque la tensión de entrada de la fuente de alimentación fluctúe dentro de cierto rango (170 V – 270 V), el brillo de la lámpara y su luminosidad no va a cambiar.
Figura 4. Principio de funcionamiento de la lámpara de inducción
Electromagnética
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Figura 5. Lámpara de inducción electromagnética interna
2.2.2.3.2. Principio de Funcionamiento de la Lámpara de Inducción Electromagnética EXTERNA de Baja Frecuencia.
La Lámpara de IEM EXTERNA de baja frecuencia, está compuesta por un bulbo, una antena de doble poder y una fuente de alimentación. Después de la llegada de energía a la fuente de alimentación, el generador de alta frecuencia envía un voltaje constante hacia los 2 anillos metálicos, a través de un cable de alta frecuencia. Los anillos, son los encargados de producir el campo magnético alrededor del tubo de vidrio. En otras palabras, el acoplador de energía (anillos metálicos), que se instala en el exterior del bulbo y conectado con el balastro electrónico de la lámpara a través del cable de alta frecuencia, va a crear un fuerte campo magnético estático en el espacio de descarga de la cáscara de cristal. Así, la ruta circular del campo magnético, motivado por el bucle, forma un circuito cerrado, lo que genera la aceleración de los electrones libres, como muestra la Figura 6.
Entonces, estos electrones libres que chocan con los átomos de mercurio, permiten que el gas que se encuentra al vacío dentro del bulbo genere una reacción e ionización del mismo, formando un plasma. Cuando los átomos de plasma reaccionan, la energía obtenida anteriormente se irradia en forma de 253.7 nm de radiación ultravioleta, cumpliendo con el proceso de transformación de la energía. Entonces, el fósforo tricolor que posee el bulbo en su superficie interna, será estimulado lo que permitirá emitir una luz visible.
Figura 6. Lámpara de inducción electromagnética externa
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2.2.3. Características y Ventajas Principales
2.2.3.1. Bajo Consumo Real
El consumo de la lámpara del que usualmente hablamos, es el consumo de la fuente de luz que ilumina, es decir, del bulbo y no del consumo real de la lámpara integrada. Por lo tanto, el cálculo del consumo de energía eléctrica no es exacto. En general, el consumo de energía de los balastros para lámparas de haluros metálicos o lámparas de sodio de alta presión es más de un 20% del consumo del bulbo. Es decir, el consumo real total es: consumo del bulbo + el consumo del balastro (Así por ejemplo, para una lámpara de 250W de sodio o de haluros metálicos, el consumo total = 250W + 50W = 300W).
Con la lámpara de Inducción Electromagnética (IEM), el consumo de energía para la fuente de luz (bulbo) es tan bajo, que perfectamente puede no ser considerado. Suponemos que con 5% de fluctuación, el consumo de la fuente de alimentación puede compensar el consumo de la fuente de luz. Entonces podemos concluir que: consumo real total = Consumo de la lámpara de IEM. Por lo tanto, la lámpara de IEM (también llamada “lámpara sin electrodos”) puede ahorrar alrededor del 20% de la energía que utilizan las lámparas comunes con el mismo poder. Y este cálculo sólo ha considerado el principio de diseño de la lámpara de IEM, sin tener en cuenta otras características de eficacia lumínica de la lámpara de IEM, que hace que el producto pueda ahorrar más energía aún.
2.2.3.2. Alta Eficacia Lumínica Visual.
La eficacia luminosa de una fuente de luz es la relación existente entre el flujo luminoso (en lúmenes, lm) emitido por una fuente de luz y la potencia (en vatios, W) consumida por la fuente.
Por lo general, la “eficiencia lumínica” (lm/W) se considera como un importante indicador para determinar el ahorro de energía de las diferentes fuentes de luz. Teóricamente, se dice que las lámparas con una eficiencia lumínica superior tienen mejor capacidad para ahorrar energía. De acuerdo a los resultados de las pruebas efectuadas a los diferentes tipos de lámparas, la eficiencia lumínica de las lámparas de sodio de alta presión tienen de 90 a 110 lm/W; el de las lámparas de Haluros metálicos tienen 85 lm/W., y las lámparas de IEM (sin electrodos) es sólo de 70 a 80 lm/W.
Sin embargo, la conclusión es totalmente diferente según la percepción de las pupilas humanas. A diferencia de los instrumentos, que sólo se limitan a medir la eficiencia lumínica, las pupilas pueden evaluar la “eficacia lumínica real y efectiva” de una lámpara de acuerdo a diferentes ambientes, colores, eficiencias, capacidad de reproducción de color y todos los factores anteriores integrados.
Los ojos tienen altos requerimientos de los colores, mientras que muchas fuentes de luz no tienen la capacidad para mostrar los colores. Por ejemplo, las lámparas de sodio sólo tienen una buena representación de los colores amarillo y gama de grises; bajo otras gamas de colores, los ojos solamente pueden identificar los perfiles de los objetos, perdiendo la capacidad de identificar los detalles. En muchos ambientes de trabajo, la gente
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erróneamente suele aumentar la potencia de las lámparas comunes con el fin de mejorar la “eficiencia lumínica” y así poder distinguir mejor los colores. No sólo no obtienen los resultados de colores esperados, sino además, producen una gran cantidad de pérdidas de energía. Dado que la reproducción de colores de la lámpara de sodio es muy baja (índice de rendimiento del color de la lámpara de sodio es < 40 CRI mientras que el de la lámpara de IEM es > 80 CRI), su real “eficacia lumínica” baja considerablemente. Cabe recordar que el CRI es la medida de rendimiento de color o también denominado “índice de menor distorsión del color”, siendo el máximo = 100, que es el color que reproduce la luz solar. Por tanto, las lámparas con un mayor CRI tendrán una menor distorsión del color.
Diferentes tests realizados con distintos instrumentos, han arrojado como resultado, que la efectividad de la eficiencia lumínica de la lámpara de sodio es sólo alrededor de 60, mientras que la lámpara de IEM alcanza un valor alrededor de 120. Por lo anterior, podemos concluir que con las lámparas de IEM se puede lograr un mejor efecto visual con menos potencia (el poder de la lámpara de IEM es dos veces más que el de las lámparas de sodio y haluro metal, es decir, una lámpara de IEM de 200W de consumo puede sustituir a una lámpara de sodio de alta presión de 400W.).
2.2.3.3. Fuente de Luz Saludable
Las frecuencias de operación de las fuentes de luz, tales como lámparas fluorescentes, lámparas de sodio y lámparas de haluro metal, son 50 Hz. En esta frecuencia, el ojo humano puede sentir el parpadeo de la luz. En cuanto a la lámpara de alta frecuencia sin electrodos (IEM), la frecuencia de funcionamiento es 2.56 MHz (inducción interna) o 250 kHz (inducción externa), que corresponden a más de 5.000 veces la del común de las fuentes de luz, superando el alcance de identificación de los ojos humanos a captar el efecto estroboscópico. Adicionalmente, la lámpara de IEM posee un bulbo con contenidos de fósforo que permiten una mejor reproducción de colores (CRI > 80) y un menor encandilamiento que el producido por las lámparas de sodio y de halurometal. Estos dos elementos (bajo efecto estroboscópico y bajo encandilamiento) hacen que la lámpara de IEM alivie el daño a los ojos. Además, el producto no contiene mercurio líquido.
2.2.3.4. Baja Atenuación (Degradación) de la Luz.
La atenuación de la luz es la reducción de la eficacia lumínica nominal de las fuentes de luz, después de ser utilizada durante un largo período de tiempo y bajo condiciones nominales de funcionamiento.
Diferentes fuentes de luz tienen diferentes velocidades de atenuación de la luz ya que tienen diferentes principios de operación lumínica y diferentes materias primas. Gracias al principio de funcionamiento especial de las lámparas de IEM (sin filamento), con un bulbo al vacío y un muy buen aislamiento, la lámpara de IEM tiene una baja atenuación de la luz (no más de 16% de atenuación de la luz se genera después de un funcionamiento de 20.000 horas), mostrando actuaciones de ahorro energético y buen efecto lumínico. Otras lámparas eficientes atenúan un 50% de la luz después de haber sido utilizadas durante 1.000 horas y una lámpara fluorescente común atenuará más del 30% después de haber sido utilizada durante 2.000 horas. La constante de la eficacia lumínica es también un indicador de
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ahorro de energía. La reducción de la eficacia lumínica (atenuación de la luz) en el marco mismo del consumo eléctrico (potencia), es también un tipo de derroche energético.
2.2.3.5. Encendido Instantáneo
Menos de 0,5 segundos es el tiempo de partida; sin necesidad de precalentamiento, la lámpara de IEM enciende y reenciende instantáneamente.
2.2.3.6. Rendimiento Eléctrico Óptimo
Un factor de potencia ≥ 0,98, una pequeña corriente armónica; utilizable en un amplio rango de tensión eléctrica. Con variaciones de voltajes de 170 V-270 V puede trabajar de forma estable.
2.2.3.7. Comparación de la Lámpara de IEM y Otras Fuentes de Luz
Tabla II Comparación de la Lámpara de IEM con otras fuentes de luz
Categoría Lámpara IEM
Lámpara fluorescente
Lámpara de mercurio de alta presión
Lámpara de sodio de alta
presión
Lámpara de haluro
metal
Lámpara incandescente
Eficiencia lumínica (lm/W)
70-80 25-70 30-50 90-110 85 15
Eficacia lumínica efectiva (PLM/W) (Lúmenes para la pupila humana)
113-130 40-112 26-43 51-63 126 19
Índice de rendimiento de
color (Ra = CRI)
>80 50-80 30-40 <40 65 >95
Factor de potencia >0.98 0.35-0.95 0.44-0.67 0.44 0.4-0.6 1 Tiempo de
encendido en frío Instantáneo <3 segundos 4-10 minutos 4-10 minutos 4-10
minutos Instantáneo
Tiempo de Reencendido
Instantáneo <1 segundo 10-15 minutos
10-15 minutos
10-15 minutos
Instantáneo
Efecto estroboscópico
No No siempre Sí Sí Sí No siempre
Vida útil promedio (horas)
80000 5000-10000 3500-6000 8000-14000 10000 500-1000
2.3. Balastros Actuales de Lámparas IEFL
La lámpara utilizada en nuestro proyecto es la Lámpara OSRAM ENDURA 150 W, esta es una lámpara fluorescente de inducción electromagnética externa, por lo que dispone de dos núcleos externos situados en los extremos de la lámpara y conectados en paralelo entre ellos, se pueden apreciar en la Figura 7, como ya hemos visto al describir el funcionamiento de las lámparas de IEM, las lámparas de inducción externa funcionan a una frecuencia más baja que las de inducción interna, concretamente nuestra lámpara
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funciona a una frecuencia de 234 kHz, generada por un balastro electrónico que se encarga también de producir la tensión y corriente necesarias para que funcione la lámpara.
Para determinar estos parámetros a los que funciona la lámpara, se comprobó su funcionamiento conectándola mediante el balastro comercial, que se compró junto con la lámpara, a la red eléctrica, y se obtuvieron las señales de la Figura 7.
Figura 7. Consumo de la Lámpara OSRAM ENDURA 150 W
Como se ve en la Figura 7, la lámpara recibe del balastro comercial una tensión sinusoidal de 177 Vrms, a una frecuencia de 234 kHz aproximadamente. Por este motivo decidimos que estos sean los parámetros que utilizaremos para el diseño de nuestro balastro, para reproducir la salida del balastro comercial que recibimos con la lámpara, además de añadir la propiedad de una fácil regulación de la luz.
Por otro lado, los valores de la corriente y la potencia consumidas por la lámpara que se observan en la Figura 7 representan la mitad de los valores realmente consumidos. Como ya hemos dicho, la lámpara se induce mediante dos devanados externos conectados en paralelo y colocados en cada uno de los extremos de la lámpara y se colocó la sonda de corriente en uno de los devanados, ya que era el único sitio disponible para colocarla, por este motivo falta sumarle la otra mitad de la corriente y por lo tanto la potencia se doblaría a los 150 W que marca el fabricante.
A continuación, hablaremos de distintos documentos actuales que se encuentran en la bibliografía, en los que se habla e investiga acerca de las lámparas de inducción con núcleos externos.
En el primero [5], se presenta un convertidor alimentado desde la red, capaz de alimentar una lámpara de IEFL operando en estado estacionario. Se obtiene con un convertidor SEPIC y un inversor resonante LCC con medio-puente asimétrico, con una eficiencia global del 86%. Por otra parte, se asegura una regulación de la luz, pero con un modelo eléctrico IEFL inexacto, porque todas las características físicas de las IEFL que aparecen
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descritas en [6] no se tienen en cuenta, y el transitorio inicial de la lámpara no se ha mostrado, es decir, trabajan con la lámpara encendida previamente.
En [7] una IEFL es alimentada por un circuito convertidor de alta frecuencia de medio puente utilizando un tanque resonante LC. El medio puente es alimentado por una tensión continua de 310 V. Debido a las altas frecuencias de conmutación, se utiliza la técnica de conmutación a tensión cero (ZVS) con el fin de reducir las pérdidas de conmutación. Aparecen diversos inconvenientes porque en el documento no está considerando el modelo exacto de la lámpara IEFL, sólo se estudia el comportamiento en estado estacionario del convertidor, y la regulación de la potencia de la IEFL no se considera.
Otro trabajo [8], presenta una IEFL que está representada equivalente a un inductor variable en paralelo con una resistencia variable, donde el valor de estos elementos varía con la potencia instantánea de la lámpara. El modelo eléctrico se obtiene mediante la verificación experimental, la alimentación de la IEFL se realiza mediante un inversor de medio puente asimétrico con un filtro resonante LCC, conmutando a una frecuencia fija. El medio puente es alimentado por una tensión de entrada CC entre 130-310 V. Uno de los inconvenientes de este trabajo es que no se consideran todas las características de la lámpara, tales como la resistencia equivalente del plasma, y sólo se tiene en cuenta la lámpara operando en estado estacionario.
Después, da Silva et. Al. [9] utiliza el modelo eléctrico obtenido en [8] con el objetivo de comprobar el funcionamiento del convertidor realizado en [5]. El modelo eléctrico IEFL se verifica mediante simulación, y el convertidor se prueba experimentalmente. Por otra parte, se considera la IEFL con un arranque transitorio. El inconveniente principal de este trabajo es que no se consideran todas las características de la IEFL.
Por último, se presenta [6] un modelo eléctrico exacto de la lámpara IEFL. Este artículo tiene en cuenta la resistencia del plasma, la reactancia de la lámpara y las pérdidas en el núcleo. El modelo se obtiene mediante la adquisición de datos experimentales, con un inversor resonante de medio puente serie-paralelo, conmutando a una frecuencia fija de 250 kHz, y el puente se alimenta con una tensión continua entre 150-300 V, con el fin de ajustar los parámetros de la lámpara en diferentes niveles de potencia, se controla la tensión del bus. El inconveniente principal de este trabajo es que el inicio transitorio de la lámpara está fuera del alcance del documento.
Como consecuencia de ello, en este proyecto se utiliza el modelo eléctrico exacto de la IEFL como aparece en [6], pero en este caso el modelo eléctrico se simula con PSIM. El modelo de la lámpara se ha realizado previamente siguiendo los pasos que se indican en la publicación [6], obteniendo así el modelo exacto de la lámpara IEFL de 150 W, que es la que se dispone en nuestro laboratorio.
Éste trabajo previo de la obtención del modelo, se encuentra fuera del alcance del proyecto, de manera que el modelo obtenido previamente se utiliza para corroborar el funcionamiento y rendimiento del balastro electrónico propuesto y realizado a posteriori. Este balastro estará formado por un convertidor boost con un comportamiento de resistor libre de pérdidas (LFR), y control en modo deslizante, alimentado por una batería de coche
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de 12 V, y con un inversor resonante LCC con puente completo en la salida del boost operando a una frecuencia fija de 234 kHz, tal como muestra la Figura 8. El convertidor junto con el inversor forman un balastro electrónico capaz de encender y alimentar la lámpara, y siempre ofrece la misma potencia a la IEFL independientemente de su impedancia. Por otra parte, las características LFR permiten la realización de un proceso muy sencillo de regulación de luz.
Figura 8. Esquema del balastro electrónico
En otros documentos, se afirma que la regulación de luz se puede lograr a través de diferentes métodos: modulación de frecuencia [10], la modulación PWM [11], el cambio de los parámetros del filtro de salida [12], la técnica del modo ráfaga [13] y el control de la tensión del bus [6].
En este trabajo se presenta una metodología de regulación mucho más sencilla debido al comportamiento del convertidor boost como LFR, trabajando como una fuente de potencia.
Aunque la idea de utilizar un LFR para realizar un balastro no disipativo para lámparas de descarga de gas ya se introdujo en [14], no hay un circuito como el que proponemos a continuación. Este trabajo propone una posible implementación LFR para alimentar y regular una lámpara IEFL a partir de una batería de 12 V de coche, en la Figura 9 aparece el diagrama de bloques.
Figura 9. Diagrama de bloques del balastro con LFR
Como se puede observar en la Figura 9, el convertidor boost es la parte del balastro que tendrá comportamiento de LFR entregando siempre la potencia deseada a la salida del mismo, trabajando mediante control por deslizamiento. La segunda parte del balastro que es la formada por el inversor LCC en puente completo, es la que se encarga de realizar la ganancia de tensión necesaria en el instante de encendido de la lámpara, así como de generar una señal de tensión y corriente alterna de unos 234 kHz aproximadamente. En
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éste caso el puente inversor estará en lazo abierto operando a la frecuencia de conmutación deseada mediante un generador de funciones.
Hay que tener en cuenta, como aparece en distintas publicaciones, que en el instante de encendido de la lámpara, debido a sus características físicas, es necesaria una tensión alterna de alta frecuencia de valor de pico más alto que la de régimen estacionario, por eso es necesario un puente inversor LCC como se mostrara en las simulaciones y resultados experimentales.
A medida que la lámpara se alimenta a potencia constante, se puede realizar la regulación de la luz de la lámpara fácilmente mediante el ajuste de la entrada del LFR equivalente a una resistencia Re. La tensión y la corriente de la lámpara se ajustan automáticamente a la impedancia instantánea de la IEFL, independientemente de la región de potencia a la que trabaja la lámpara, como se muestra en la Fig. 10.
Además una de las características importantes que se pueden observar en éste tipo de lámparas es que a menor potencia de alimentación de la misma, las tensiones de la IEFL, son mucho mayores, por lo que las corrientes se tendrán que ver disminuidas considerablemente.
Figura 10. Curva v-i de la IEFL ENDURA 100 W [7].
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3. MEMORIA DESCRIPTIVA
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3.1. Descripción de la Solución Adoptada
En este proyecto, se propone un nuevo convertidor que permite una fácil regulación de la luz, conocida como “dimming”. Se trata de un convertidor boost comportándose como un resistor libre de pérdidas (LFR), con control en modo deslizante, conectado a un inversor resonante LCC de puente completo, conmutando a una frecuencia fija de 234 kHz, tal como se muestra en la Figura 11. El convertidor boost se alimenta con una tensión en CC de 12 V, y por medio del inversor resonante LCC el balastro es capaz de encender y entregar siempre la misma potencia a la IEFL, independientemente de la impedancia de la lámpara. Además, previamente se realizan simulaciones con PSIM utilizando el modelo eléctrico equivalente a la lámpara IEFL obtenido mediante los procedimientos experimentales que aparecen en [6], para corroborar el rendimiento del balasto electrónico con capacidad de regulación de luz.
Figura 11. Esquema del balastro electrónico
Como ya se ha mencionado anteriormente, para determinar los parámetros a los que funciona la lámpara, se comprobó su funcionamiento conectándola mediante el balastro comercial, que se compró junto con la lámpara, a la red eléctrica y se obtuvieron las señales de la Figura 7, en las que se puede apreciar que nuestra lámpara de inducción electromagnética externa funciona con una tensión y corriente sinusoidal de 234 kHz y con un valor de tensión de 177 VRMS a plena potencia (150 W) en régimen estacionario.
3.2.Boost como LFR (Resistor Libre de Pérdidas)
El Resistor Libre de Pérdidas (LFR) es un dispositivo de dos puertos que pertenece a una clase de circuitos llamados POPI (potencia de salida = potencia de entrada) que, a su vez, constituyen los elementos canónicos en la síntesis de numerosas funciones de procesos de energía de alta frecuencia. El modelo de LFR se basa en una red de dos puertos que consiste en emular una resistencia Re en la entrada y una fuente de potencia en la salida, como se muestra en la Figura 12.
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Figura 12. Modelo LFR
El concepto de LFR se introdujo por Singer [15] y, desde sus orígenes, se limita al reconocimiento de que ciertos convertidores de conmutación presentan una impedancia resistiva en estado estacionario en el modo de conducción discontinua (DCM), como por ejemplo, buck-boost, SEPIC, y convertidores Cuk.
Sin embargo, los convertidores DCM derivados del buck-boost no son la única manera de poner en práctica un LFR. Las corrientes del inductor y de entrada en un convertidor boost son iguales, por lo que se puede realizar también un LFR [16] mediante la imposición de un control en modo deslizante en este convertidor, con un control dado por s(x) = Vg- Re*IL.
La potencia consumida por la Re se transfiere al puerto de salida del rectificador de corriente continua. Por este motivo, para controlar la cantidad de potencia de salida, debe ser posible ajustar el valor de Re.
El convertidor ideal no tiene pérdidas, por lo que, la potencia de entrada instantánea es igual a la potencia de salida instantánea. Dado que la potencia instantánea es independiente de las características de carga, el puerto de salida obedece a las características de fuente de potencia.
Figura 13. (a) Fuente de potencia. (b) Consumidor de energía. (c) Curva característica
En la Figura 13 (a) se representa una fuente de potencia, podemos ver su curva característica en el primer cuadrante de la Figura 13(c), en ella podemos apreciar el comportamiento de la fuente de potencia, como cuando la corriente es alta, la tensión
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ofrecida es baja y a la inversa, cuando el corriente es bajo la tensión aumenta, de esta forma siempre se genera la misma potencia (idealmente). El consumidor de energía representado en la Figura 13 (b) actúa de la misma forma pero con potencia consumida, por este motivo su curva característica se encuentra en el tercer cuadrante de la Figura 13 (c).
3.3.Inversor Resonante LCC
En gran variedad de aplicaciones son necesarios los convertidores de corriente continua a corriente alterna de alta frecuencia, como en los balastros para lámparas de descarga de gas, lámparas IEFL, calefacción de inducción y generadores de electrocirugía. Estas aplicaciones requieren la generación de una señal sinusoidal de cientos de kHz, con una distorsión armónica total baja (THD).
El diseño del filtro resonante es una parte esencial en el diseño del balastro electrónico IEFL debido a una serie de criterios que se deben considerar para el funcionamiento satisfactorio de la lámpara, tales como proporcionar el encendido de la lámpara y la limitación de la corriente eléctrica en la que, además, aumenta la calidad de la forma de onda [17].
En términos generales, existen dos tipos de convertidores resonantes: los convertidores resonantes en serie (SRC), donde la carga (IEFL) está conectada en serie con el circuito resonante, y los convertidores resonantes en paralelo (PRC), donde la carga (IEFL) está conectada en paralelo con el circuito resonante.
Entre estas topologías de convertidor, también es posible encontrar los convertidores resonantes LCC, que son similares a los PRC, pero con un condensador en serie en el tanque resonante [18]. Este tipo de convertidores combinan las ventajas de los convertidores SRC y los PRC. Principalmente, el condensador en serie (Cs) hace la capacitancia equivalente del tanque más pequeña, aumenta la impedancia característica del tanque resonante y esto ayuda a limitar la corriente que circula a través del tanque. Otra ventaja es que las características de conversión de la tensión permiten que el convertidor opere en una amplia gama de cargas. Además, en condiciones de carga baja del convertidor LCC tiene protección contra cortocircuitos.
3.3.1. Convertidor Resonante en Serie El convertidor resonante en serie tiene el inconveniente principal de que la tensión de salida no puede ser regulada para el caso sin carga. Esto se puede ver a partir de las curvas de resonancia características de la Figura 14. Para Q = 1, por ejemplo, las curvas tienen muy poca "selectividad", y, de hecho, sin carga la curva sería simplemente una línea horizontal. Esto significa que este convertidor sólo se puede utilizar "tal cual" en aplicaciones donde no se requiere regulación sin carga.
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Figura 14. Ganancia convertidor resonante en serie
Otra desventaja de este convertidor es que la salida CC del condensador del filtro debe tener un alto rizado de corriente (un 48% de la salida en corriente continua). Esta es una desventaja significativa para aplicaciones de baja tensión de salida y corriente alta. Por esta razón el convertidor resonante en serie no se considera adecuado para la producción de convertidores de bajo voltaje o alta corriente en la salida, sino que es un convertidor más conveniente para aplicaciones que requieran alto voltaje y baja corriente en la salida.
La principal ventaja del convertidor es que los condensadores resonantes en serie en un primer lugar actúan como un condensador de bloqueo de corriente continua. Debido a este hecho, el convertidor se puede utilizar fácilmente como puente completo sin ningún control adicional para controlar el desequilibrio en los tiempos de conmutación del FET o las caídas de tensión. Por esta razón, el convertidor resonante en serie es adecuado para aplicaciones de alta potencia donde un convertidor de puente completo es deseable.
Otra de las ventajas del convertidor resonante en serie es que las corrientes en los dispositivos de potencia disminuyen a medida que la carga disminuye. Esta ventaja permite disminuir las pérdidas de conducción del dispositivo de potencia (así como otras pérdidas en el circuito) a medida que la carga disminuye, manteniendo así una alta eficiencia de carga parcial. Como se verá más adelante, este no es el caso para el convertidor resonante en paralelo. Si el convertidor está operando cerca de la resonancia (es decir, en carga pesada) y se aplica un corto circuito en la salida del convertidor, la corriente se elevará a valores altos. Para controlar la corriente de salida en tales condiciones, la frecuencia del convertidor se eleva por el control. Hacer el convertidor a prueba de cortocircuitos es relativamente fácil, ya que la corriente tarda unos pocos ciclos de resonancia en aumentar, tiempo considerable para que el circuito de control pueda entrar en acción.
3.3.2. Convertidor Resonante en Paralelo
Las curvas características de la ganancia del convertidor resonante en paralelo se dan en la Figura 15. A partir de estas curvas se ve que, en contraste con el convertidor resonante en serie, el convertidor es capaz de controlar la tensión de salida en vacío ejecutándose a una
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frecuencia por encima de la resonancia. Hay que tener en cuenta también que la tensión de salida a frecuencia de resonancia es en función de la carga y puede elevarse a valores muy altos sin carga si la frecuencia de funcionamiento no se eleva por el regulador.
Figura 15. Ganancia convertidor resonante en paralelo.
La principal desventaja del convertidor resonante en paralelo es que la corriente transportada por el FET y otros componentes resonantes es relativamente independiente de la carga. En este tipo de convertidores, a medida que aumenta la resistencia de carga (disminuye la carga), la frecuencia de conmutación se incrementa para regular la tensión de salida, pero la corriente en el circuito resonante se mantiene relativamente constante. La consecuencia de este comportamiento es que las pérdidas de conducción en los FETs y los componentes reactivos permanecen relativamente fijas aunque se reduzca la carga de modo que la eficiencia luz-carga del convertidor sufre. Además, esta corriente se incrementa al aumentar el voltaje en CC de entrada del convertidor. Por lo tanto este convertidor es menos ideal para aplicaciones que tienen un amplio rango de tensión de entrada y en las que se necesite que el convertidor funcione correctamente por debajo de su potencia máxima de diseño manteniendo al mismo tiempo una eficiencia muy alta. A la inversa, el convertidor se adapta mejor a las aplicaciones que se ejecutan a partir de un rango de tensión de entrada relativamente estrecho (por ejemplo, ±15%) y que presentan una carga más o menos constante para el convertidor cerca de la potencia máxima de diseño (por ejemplo, 75% de la potencia máxima de diseño). Por supuesto, el convertidor debe ser diseñado térmicamente para la potencia máxima, por lo tanto, no tendrá ningún problema térmicamente funcionando a potencia reducida, sólo la eficiencia de carga parcial es menor que la eficiencia de carga completa.
El convertidor resonante en paralelo también es adecuado para aplicaciones de alta corriente y baja tensión de salida. Esto es debido al hecho de que el filtro de corriente continua en el lado de baja tensión de salida del transformador es una entrada inductiva y, por lo tanto, no se necesitan condensadores de salida de corriente continua capaces de transportar corrientes con una ondulación muy alta. El inductor limita el rizado de la
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corriente realizado por el condensador de salida. Esto no es ideal para bajos voltajes de salida debido a que el condensador tendría que soportar demasiada corriente alterna. Sin embargo, para los convertidores con un voltaje de salida más alto, esta colocación del condensador resonante puede ser deseable.
El convertidor resonante en paralelo es el más conveniente para aplicaciones con requisitos severos de cortocircuito. Esta propiedad se puede ver mediante la aplicación de un corto directamente a través del condensador resonante. Para este caso, toda la onda de tensión cuadrada aplicada por el inversor pasa directamente a través del inductor resonante y, por lo tanto, la corriente está limitada por esta impedancia.
3.3.3. Convertidor Resonante Serie-Paralelo (LCC)
El convertidor serie-paralelo intenta aprovechar las mejores características del convertidor en serie y el paralelo, mientras que elimina sus puntos débiles. Como se mostrará, este objetivo se cumple mediante la selección apropiada de los componentes resonantes, pero se necesita un rango de frecuencia de conmutación algo más ancho. Mediante la visualización de las curvas características de ganancia de la Figura 16, está claro que el convertidor puede funcionar y regularse sin carga siempre que el condensador resonante en paralelo Cp no sea demasiado pequeño (si Cp es igual a cero, entonces el circuito pasa a ser un convertidor resonante en serie). Se ve que cuanto más pequeño es Cp, menos "selectividad" se puede apreciar en las curvas resonantes. Es decir, el convertidor se asemeja más a un convertidor en serie como más pequeño se hace Cp. Sin embargo, para unos valores razonables de Cp el convertidor funcionará perfectamente sin carga, por lo que se elimina la principal desventaja del convertidor resonante en serie. Al hacer esto, el convertidor toma algunas de las características del convertidor resonante en paralelo. Por este motivo, es importante que la principal desventaja del convertidor resonante en paralelo (corriente independiente de la carga) no esté presente en este convertidor. Para ciertos valores de los componentes del puente resonante se consigue obtener la corriente de entrada al circuito resonante (es decir, la corriente en la inductancia de resonancia) en función de la resistencia de carga. Por lo que la corriente de entrada disminuye cuando disminuye la carga (aumenta la resistencia) tal y como se desea. Sin embargo, si no se escogen adecuadamente los componentes del circuito, no se logra ninguna disminución de la corriente al disminuir la carga.
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Figura 16. Ganancia convertidor serie-paralelo
El efecto de la disminución de Cp se muestra en la Figura 16. Cuando Cp se hace más pequeña con respecto a Cs, las curvas tienen menos "selectividad". Por ejemplo, si se desea mantener la tensión de salida en un valor normalizado de 0,6 a una carga con Q = 1, la Fig. 16 (a) muestra que la frecuencia de operación necesaria es de aproximadamente 1,7. Por otro lado, la Fig. 16 (b) muestra que es necesaria una frecuencia de 2. En otras palabras, como Cp se hace más pequeño, la frecuencia necesaria para una determinada carga aumenta. Este factor es el que limita la reducción de Cp para reducir la corriente.
Para conseguir que disminuya la corriente al mismo tiempo que lo hace la carga y mantener una alta eficiencia de carga parcial, es necesario seleccionar los componentes del convertidor de modo que la carga total Q sea aproximadamente de 4 o 5. Para estos valores de Qs el convertidor aparece esencialmente como un convertidor resonante en serie y la corriente disminuirá a medida que disminuye la carga. A medida que la carga disminuye aún más, el convertidor toma las características de un convertidor resonante en paralelo y la corriente ya no disminuye con la carga.
Sin embargo, en algunas de las publicaciones [6][8][9] mostradas escogen aproximadamente una relación cercana a Cp = 10·Cs a la hora de alimentar una lámpara de inducción.
En la literatura se han propuesto diversos inversores resonantes para alimentar las lámparas IEFL, sobre todo con los filtros resonantes LC [20], LCC [21], y LCLC [22], donde los inversores resonantes LCC son los más utilizados debido a su simplicidad y las ya mencionadas características. Por lo tanto, el tanque resonante estudiado y utilizado en este trabajo es un filtro resonante LCC, y se muestra en la Figura 11.
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3.4. Modelo de la IEFL
En éste proyecto se utiliza el modelo de la lámpara OSRAM ENDURA 150W obtenido previamente mediante verificaciones experimentales tal como se indica en la publicación [6]. Por tanto se van a dar en este apartado las características más importantes del modelo para poder reproducirlo mediante PSIM.
El modelo se alimenta mediante un convertidor boost con comportamiento LFR, con posibilidad de regulación como se ha mencionado anteriormente, y un inversor resonante LCC.
El modelo eléctrico de la lámpara tiene en cuenta la inductancia de magnetización (Lcore), que es independiente de la potencia instantánea de la lámpara, las pérdidas en el núcleo (Rcore), la potencia real de la lámpara (Rlamp), y la reactancia de la lámpara (Clamp), todo dependiente de la potencia.
Figura 17. Modelo simplificado considerando la lámpara y sus parámetros [7].
En (0.1), (0.2) y (0.3), aparecen funciones polinómicas de Rlamp (P), Rcore (P), Clamp (P), que se extraen mediante los pasos indicados en [6], y se van a utilizar para llevar a cabo los modelos eléctricos equivalentes con PSIM.
4 3 2 14 3 2 1 0· · ·( ) ·LampR P A P A P A P A P A (0.1)
4 3 2 14 3 2 1 0· · ·( ) ·CoreR P B P B P B P B P B (0.2)
4 3 2 14 3 2 1 0· · ·( ) ·LampC P C P C P C P C P C (0.3)
Los valores de los diferentes coeficientes, obtenidos mediante [6], se presentan en la Tabla III, Tabla IV y Tabla V.
Tabla III RLAMP(P)
Coeficientes Valores A0
A1
A2 A3 A4
5318.7621765408 Ω -86.604570737 Ω/W1 0.2677155074 Ω/W2 0.0021772934 Ω/W3
-10.9862623892 µΩ/W4
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Tabla IV RCORE(P)
Coeficientes Valores B0
B1
B2 B3 B4
27206.6473529114 Ω -358.6935582114 Ω/W1
5.3884158636 Ω/W2 -0.0361547200 Ω/W3
86.4530986114 µΩ /W4
Tabla V CLAMP(P)
Coeficientes Valores C0
C1
C2 C3 C4
-961.0962049451 pF 37.8186700362 pF/W1 -0.2841767037 pF/W2 -0.0004169681 pF/W3 0.0000056263 pF/W4
3.4.1. Modelo PSIM
En esta sección se presenta un ejemplo de la implementación del modelo de la lámpara ENDURA 150 W, obtenido por la metodología que se explica en [6]. Este primer modelo esta implementado en PSIM y en la Figura 18 se presenta el circuito utilizado para la simulación del modelo. Consiste en el balasto electrónico, formado por un convertidor boost con comportamiento LFR, con un inversor resonante LCC con puente completo y diversos bloques funcionales para representar la variación de los parámetros de la lámpara.
Figura 18. (a) Modelo de la simulación. (b) Potencia Real (P). (c) Resistencia equivalente del núcleo (Rcore). (d)
Capacitancia equivalente de la lámpara (CLamp). (e) Resistencia del plasma (RLamp).
40
3.4.1.1. IEFL Potencia Real (P)
Los parámetros de la IEFL se modelan en función de la potencia real que es el valor medio de la potencia instantánea. En la Figura 22 (b) la fuente de corriente (I1) emula la magnitud de la potencia instantánea de la lámpara, tal como se define en (0.4). Esta fuente de corriente se aplica a un circuito RC en paralelo, que representa un filtro pasa-bajo para reproducir la potencia real de la IEFL. La frecuencia de corte del filtro RC es de aproximadamente 2 kHz.
1 ·Lamp LampI V I (0.4)
3.4.1.2. Modelo de la Resistencia Equivalente del Núcleo
La resistencia equivalente del núcleo (Rcore) se implementa como se muestra la Figura 22 (c) en función de la potencia real de la IEFL. El nodo Rcore representa numéricamente el valor de Rcore, y es generada por la función matemática M1 expresada en (0.2) y es responsable de emular el valor de la resistencia del núcleo en función de la potencia de la lámpara. Por lo tanto la fuente de corriente I2, es la responsable de emular la corriente a través de la Rcore como se muestra en (0.5).
2
1Lamp
Core
I VR
(0.5)
3.4.1.3. Modelo de la Capacitancia de la Lámpara
El modelo de la capacitancia de la lámpara (CLamp) se representa en la Figura 22 (d). El nodo CLamp representa numéricamente el valor de CLamp y la función matemática M2 es igual al modelo de la capacitancia de la lámpara, calculada matemáticamente en (0.3). La fuente de corriente I3 es responsable de emular la corriente reactiva de la lámpara (0.6).
3 · LampLamp
VI C
t
(0.6)
3.4.1.4. Modelo de la Resistencia del Plasma
El modelo de la resistencia del plasma (RLamp) está representado en la Figura 22 (e). Se expresa en términos de la potencia real IEFL. La tensión en el nodo RLamp es numéricamente equivalente a RLamp. La función matemática M3 modela la resistencia del plasma, calculada en (0.1). La fuente de corriente I4, es la responsable de emular la corriente que fluye a través de la resistencia RLamp como se muestra en (0.7).
4
1Lamp
Lamp
I VR
(0.7)
41
4. MEMORIA DE CÁLCULO
42
4.1. Boost LFR
4.1.1. Etapa de Potencia
La etapa de potencia la forman un convertidor boost y un inversor LCC resonante en puente completo. En este primer punto nos vamos a centrar en el convertidor boost que actúa como resistor libre de pérdidas, y se van a calcular sus componentes de potencia. Este convertidor está alimentado por una batería de 12 V y mantiene la potencia de salida igual a la potencia de entrada (idealmente) Po=Pin gracias al comportamiento como LFR que le proporciona el control sliding. El convertidor boost se corresponde con el de la Figura 19:
Figura 19. Diseño electrónico del Convertidor Boost
En primer lugar, para efectuar los cálculos que se precisan para el diseño del convertidor es necesario tener claro los requisitos que queremos que este cumpla. En nuestro caso, sabemos que el convertidor va a estar alimentado por una tensión (Vg) de 12 V y queremos obtener en la salida, una potencia (P0) de 150 W. Por otro lado hemos observado que la lámpara se alimenta a plena potencia en régimen estacionario a 177 VRMS. Por tanto vamos a considerar que el convertidor boost va a entregar una tensión de salida igual a la tensión de pico de la lámpara, es decir, en régimen estacionario el convertidor resonante tendrá una ganancia aproximada de uno. Para el encendido de la lámpara la ganancia extra la entregará el inversor LCC. Por tanto la tensión de salida a considerar por el convertidor será VOUT 177V·√2 Por otro lado, también sabemos que queremos conseguir que el convertidor funcione como un LFR, con lo que se obtiene lo siguiente:
o INP P (1.1)
A partir de aquí, podemos obtener las corrientes de salida (IOUT) y entrada (Ig):
0 150 1500.6
250.3177· 2OUT
OUT
P W WI A
V VV (1.2)
43
00 0
150· 12.5
12IN g g gg
P WP P I V P I A
V V (1.3)
Por otra parte, la ecuación característica del convertidor boost para el cálculo del ciclo de trabajo es la siguiente:
121 1 0.95
250.3g
OUT
VD
V (1.4)
Hecho esto podemos empezar a calcular el valor de los componentes del convertidor.
4.1.1.1. Inductor
Es importante tener en cuenta que para asegurar el funcionamiento del convertidor en óptimas condiciones, la frecuencia de la corriente del inductor ha de estar por encima de los 20 kHz.
Con los datos que ya tenemos y siguiendo con la fórmula propia del convertidor boost, podemos obtener el valor del inductor:
2 2· ·(1 ) 250.3·0.95·(1 0.95)24.7
2· · 2·0.6·20OUT
OUT
V D DL H
I f k
(1.5)
Para asegurar que la frecuencia de conmutación no desciende por debajo de los 20 kHz, disminuimos un poco el valor del inductor a 20 µH.
Hay que tener en cuenta que el convertidor boost deberá de tener una ganancia de 10 aproximadamente a una potencia de 150 W. Como ya se ha visto en otras publicaciones, [23], para conseguir unas ganancias de tensión elevadas, la frecuencia de conmutación debe disminuir para que el interruptor éste en on el tiempo suficiente y así almacenar la energía requerida en la salida. Por este motivo es importante obtener una frecuencia de conmutación reducida, pero nunca por debajo de los 20 kHz. Además hay que tener en cuenta que cuanto menor sea la frecuencia de conmutación, menores serán las pérdidas asociadas a ella, por lo que el convertidor será más eficiente. Todo esto es realizado trabajando siempre en modo de conducción continuo como se comprobará a posteriori.
Más tarde, con la ayuda de la simulación en PSIM también conseguimos obtener otros parámetros importantes a la hora de dimensionar el inductor, como son: el rizado de la corriente (ΔIL=0.8 A) y la corriente máxima (ILmax=13.5 A) tal como se ve en la Figura 20.
44
Figura 20. Señal de la corriente del inductor (IL)
Finalmente, obtenemos el dimensionado del inductor con la ayuda del programa “Magnetics Inductor Design Using Powder Cores”. El núcleo escogido es el 77109-A7 y según el programa, debemos dar 17 vueltas alrededor del núcleo con un cable de 12 AWG (3.3 mm2) de grosor. En el laboratorio disponemos de un hilo de cobre de 0.07 mm2, por lo tanto debemos utilizar un total de 50 cables para llegar a conseguir el grosor deseado.
4.1.1.2. Condensador de Salida del Convertidor
Para el cálculo del condensador es necesario saber el rizado de la tensión de salía (ΔVOUT)
que este tendrá que soportar, puesto que en la salida del convertidor seguimos teniendo corriente continua, estimamos un rizado de menos de 1 V para asegurarnos que el condensador con el fin de obtener una señal lo más limpia posible.
· 0.847·0.9344
· 0.65·20OUT
OUT
I DC F
V f k
(1.6)
Los condensadores escogidos para esta tarea son dos condensadores de 20 µF y 4 de 1µF, todos ellos en paralelo. Los condensadores de 20 µF son dos de polipropileno (PP) de EPCOS, referencia del fabricante B32926E3206M, capaces de soportar tensiones de hasta 500 V en corriente continua, por lo que no deberían tener ningún problema en soportar la tensión de salida del boost. Los condensadores de 1 µF son 4 condensadores cerámicos multicapa de AVX, referencia del fabricante 1825PC105KAT1A, capaces de soportar tensiones de hasta 250 V en corriente continua, estos condensadores no tienen patas y están colocados en la capa inferior de la placa debajo de los condensadores de 20 µF y de esta manera podemos ahorrar espacio.
45
4.1.1.3. Condensador de Entrada
Como se puede apreciar en la Figura 23, en la entrada del convertidor hay colocados dos condensadores en paralelo de 22 uF cada uno, lo cual hace un total de 44 uF. Estos condensadores se colocan para evitar el posible ruido que puede aparecer en la tensión de entrada que genera la batería. Los condensadores seleccionados son de poliéster (PET) de ARCOTRONICS, referencia del fabricante R60DR52205040J, pueden soportar una tensión de 63 V y la alimentación del convertidor es de 12 V, por lo tanto no deberían tener ningún problema a la hora de soportar la tensión.
4.1.1.4. MOSFET
A la hora de escoger el MOSFET es importante tener muy claro los valores máximos de tensiones y corrientes que este tendrá que soportar, ya que es uno de los elementos más restrictivos del convertidor, para ello utilizamos la simulación en PSIM. El MOSFET también debe disponer de una velocidad de conmutación alta ya que la frecuencia de conmutación a la que trabaja nuestro convertidor es muy alta y tiene que darle tiempo al interruptor a encenderse y apagarse, es importante también que RON sea lo más pequeña posible.
Con el fin de obtener unos parámetros muy semejantes a los que obtenemos una vez se implementa el balastro en su totalidad, se ha realizado una simulación del boost con una carga resistiva en la salida, para emular los valores máximos de tensión y corriente que tendrán que soportar tanto MOSFET como diodo. El valor de esta carga resistiva es de 209 Ω, ya que:
2 2 2
00
250416.67 417
150OUT OUT
ii
V VP R
R P (1.7)
El circuito de simulación se muestra en la Figura 21:
46
Figura 21. Modelo PSIM del Convertidor Boost
Los resultados obtenidos en el MOSFET son una IMAX=13.5 A y una VMAX=178 V, como aparece en las gráficas de la Figura 22. Como los valores reales pueden diferir un poco de la simulación hemos escogido un MOSFET capaz de soportar valores más altos.
Figura 22. Gráficas de la corriente y la tensión en el MOSFET
El MOSFET escogido es de INTERNATIONAL RECTIFIER, referencia del fabricante IRFP4768PBF, capaz de soportar una tensión VDS=300 V y una corriente ID=93 A, además tiene una RDS(ON) máxima de 17.5 mΩ. Características suficientes para cumplir con la función que se desea que realice. Aun que éste MOSFET parece un poco justo en tensión, se escoge debido a que éste dispositivo realiza unas transiciones de on a off y viceversa muy rápidas, con lo que las pérdidas de conmutación serán más bajas, y esto con una resistencia de on muy pequeña.
47
4.1.1.5. Diodo
Al igual que con el MOSFET, utilizamos la simulación en PSIM de la Figura 21 para conseguir hacernos una idea de las tensiones y las corrientes máximas que nuestro diodo tiene que soportar, la Figura 23 muestra las tensiones máximas a bloquear por el diodo y la corriente máxima que circulará, durante el régimen estacionario, que son una VMAX=178 V y una IMAX=13.5 A.
Figura 23. Gráficas de la corriente y la tensión en el diodo
Finalmente, después de probar un primer diodo que cumplía con las características necesarias pero se sobrecalentaba en exceso y acababa fallando, escogimos un diodo de carburo de silicio de SEMISOUTH, referencia del fabricante SDP20S120D, capaz de soportar una tensión Vrrm max.=1200 V y una corriente ID=20 A, la razón de nuestra elección es que esta clase de diodos son mucho más resistentes.
4.1.2. Etapa de Control
4.1.2.1. Convertidor boost con control en modo deslizante
Con el objetivo de simplificar el cálculo, en la salida del convertidor boost se considera una fuente de corriente I0, ya que en la salida del convertidor disponemos del inversor resonante LCC.
Por lo tanto, en el modo de conducción continuo (CCM) el convertidor boost (Fig. 24a) tiene dos cambios estructurales dentro de un período, es decir, en estado ON (Fig. 24b) y en estado OFF (Fig. 24c), y por lo tanto puede ser representado por medio de dos ecuaciones diferenciales lineales de vectores.
1 1( ) ( )x t A x t B para u = 1 (estado ON) (2.1)
48
2 2( ) ( )x t A x t B para u = 0 (estado OFF) (2.2)
Donde x(t) es el vector de estado correspondiente a las variables de estado de la etapa de potencia.
1( ) ,L Cx t i v
(2.3)
Figura 24. a) convertidor boost. b) estado ON. c) estado OFF.
Las matrices AON, AOFF, BON y BOFF son, respectivamente:
0 0
0 0ONA
0
g
ON
V
LBI
C
(2.4)
10
10
OFFLA
C
0
g
OFF
V
LBI
C
(2.5)
4.1.2.1.1. Obtención de la descripción bilineal
La forma bilineal responde a la fórmula:
( ) · ( ) · ( ) ·x t A x t B x t u (2.6)
Donde
49
10
10
OFFLA A
C
;
1 10 00 0
1 10 00 0
ON OFFL LB A A
C C
(2.7)
0
g
OFF
V
LBI
C
; 0 0
0
0
g g
ON OFF
V V
L LB BI I
C C
(2.8)
Por lo tanto:
0
0
1 10 0 0
( ) · ( ) · ( ) · · · ·1 1 0
0 0
10
·1
0
g
L L
C C
g
L
C
Vi iL LLx t A x t B x t u uv vI
C CC
ViL Lv I
C C
0
10 0
· · ( )1
0 0
g
L L
C C
Vu ui iL L L x tv vu u I
C C C
(2.9)
De aquí obtenemos:
0
1·
1·
gL c
C L
Vui v
L LIu
v iL C
(2.10)
4.1.2.1.2. Superficie de trabajo del convertidor
La técnica de control aplicada al convertidor requiere el uso de una superficie de conmutación s(x) para inducir movimientos de deslizamiento en el convertidor forzando la corriente deslizante de entrada, para ello se realiza una lenta variación del señal k(t).
( ) ( )Ls x i k t (2.11)
Donde k(t) viene dada por
( ) · gk t g V (2.12)
Y donde g es la conductancia, que permite el control de la potencia de entrada en todo momento.
Para determinar que la superficie de deslizamiento se cumple, se introducen las condiciones de invariancia de Utkin [24]:
50
( ) 0s x y ( )
0ds x
dt (2.13)
En nuestro caso tenemos que:
( ) ( )Ldids x dk t
dt dt dt (2.14)
Como
( ) ( )0 Ldids x dk t
dt dt dt (2.15)
Por lo tanto, si substituimos la derivada de iL por su función bilineal conseguimos obtener el control equivalente ueq:
.
( )( )1 ( )
· 1 1
g
gLL C eq
C
dk tVdk tVudi dk t dtdt Li V u u
Vdt L L dtL
.1 1
g g
geq
C C C
V VVL L u
V V VL L
(2.16)
El control equivalente ueq (t), está limitado por tanto los valores máximos como mínimos de u(t).
0 ( ) 1equ t (2.17)
Por lo tanto, si 11
g geq C
C eq
V Vu v
v u
los límites del dominio del deslizamiento del
sistema, cuando:
0eq C gu v V (2.18)
1eq Cu v (2.19)
Por lo tanto el dominio del deslizamiento queda de la siguiente forma:
g CV v (2.20)
4.1.2.1.3. Punto de equilibrio
Con el fin de encontrar el punto de equilibrio que resulta de la dinámica de deslizamiento, suponemos una superficie del tipo s(x) = iL-K, de este modo encontraremos un punto de equilibrio X* de coordenadas constantes, independiente del tiempo.
De la ecuación de la superficie podemos obtener:
( ) 0L L Ls x i K i K i K (2.21)
51
Recordamos que en el punto de equilibrio las derivadas de vC y iL son 0, por tanto para encontrarlo utilizaremos la ecuación (2.10). Las coordenadas del punto de equilibrio X*=[iL* vc*] vienen dadas por (2.22) (2.23):
*Li K (2.22)
.0 0 0
*00 0
0
1 111
0 · 0 · 0 ·
· · ·0 · 0
g
eq CCC L
g
g g gCC
C C
V
u Vudv I I Iv i K K
dt C C C C C C
V
V K V K V KV IK I I v
C C V V I
(2.23)
El punto de equilibrio es:
*
0
·, gV K
X KI
(2.24)
4.1.2.1.4. Estabilidad del sistema
A continuación, para investigar la estabilidad local del punto de equilibrio (2.24), hay que tener en cuenta que las dinámicas ideales en este punto se linealizan, y los polos del sistema pueden ser obtenidos de la comprobación de los valores propios de la matriz jacobiana. Como era de esperar a partir de la existencia de una superficie deslizante, el sistema de 2o orden se reduce a una dinámica de primer orden, que corresponderá a un sistema estable.
Sabiendo que
. .1 1g geq eq
C C
V Vu u
V V (2.25)
Podemos obtener:
1· · 0
g
g g g gCL C C
V
V V V Vu Vi V V
L L L L L L
(2.26)
De aquí sacamos
0L
L
di
di 0L
C
di
dv (2.27)
Por otra parte, sabiendo que
52
1 1g geq eq
C C
V Vu u
V V
(2.28)
Obtenemos:
0 0·1
··
gC C
C
V Ku I Iv K v
C C V C C
(2.29)
Y de aquí encontramos
0C
L
dv
di 2 2
20
2* 2 *
0
· · · ·
· ·· · ··
g g gC
C gC C g
C V K V K V Kdv I
dv V K Cv C v C V KC
I
(2.30)
Ahora ya podemos obtener la matriz jacobiana:
20
0 0
·0
· ·
L L
CC g
ei eiI
evev V K C
(2.31)
Aj
El polinomio característico se calcula mediante
·Aj I (2.32)
El determinante de la matriz jacobina Aj es igual a 0. Esto es debido a que la suma del
control en modo deslizante reduce un orden, el orden del sistema. Por lo tanto el sistema pasa de ser de segundo orden a un sistema de primer orden. El polinomio característico finalmente es (2.34):
2 220 0
0
0·
· · · ·0 g g
I II
V K C V K CC
(2.33)
20
· ·g
Is
V K C (2.34)
4.1.2.2. Diseño del Control
A la hora de diseñar el control el primer paso es diseñar la superficie de conmutación que anteriormente hemos mencionado, para obtener el control deslizante. Recordemos que la superficie deslizante sigue la ecuación s(x)=IL-g·Vg, donde g es la conductancia, que permite el control de la potencia de entrada en todo momento.
53
Posteriormente, a partir de esta superficie se realiza el control por histéresis y se genera, mediante la báscula JK MC14027, la señal que finalmente enciende y apaga el MOSFET.
Finalmente el control queda de la siguiente manera:
Figura 25. Esquema circuital de la etapa de control del convertidor boost
A continuación se explica elemento a elemento como se obtiene finalmente el esquema circuital que podemos ver en la Figura 25, en el que Vcc equivale a una alimentación de ±15 V.
4.1.2.2.1. Sensor de Corriente (Sensor de Efecto Hall)
Para que el convertidor trabaje en la superficie de conmutación que hemos visto anteriormente en (2.11), es necesario realizar un sensado de la corriente del inductor y convertir el valor de esta corriente en el valor de una tensión para poder operar con él y la tensión de entrada, y de este modo poder usar esta señal en el control. Para ello utilizamos el Sensor de efecto hall.
En la Figura 23 se puede ver como tenemos colocado el sensor de efecto hall entre el inductor y la entrada del convertidor, es importante colocar el sensor en este lado del inductor ya que si lo ponemos en el otro lado podría tener interferencias debido a la proximidad con el MOSFET y a la velocidad de conmutación de este. Aunque el sensor este colocado en la parte de potencia de nuestro circuito, su función está relacionada con el control y por eso decimos que pertenece a la etapa de control.
54
Figura 26. Sensor de efecto hall
El sensor escogido es el LEM LA 55-P, según el datasheet este sensor si a través de él circulan 50 A tiene una salida de 50 mA, es decir, tiene una relación de conversión de 1:1000. Si tenemos una IL aproximada de 12.5 A y le damos dos vueltas al cable a través del sensor, el sensor percibirá 25 A y por tanto saldrán 25 mA, colocando una resistencia Rsensor de 50 Ω, tal y como aparece en la Figura 26, a la salida del sensor de efecto hall obtenemos, como se comprueba en (3.1), una tensión de 1.25 V lo cual es equivalente a IL/10:
· 25 ·50 1.25I R V mA V (3.1)
Por lo tanto, podemos decir que ya disponemos de un sensor de corriente que nos proporciona IL/10 como muestran las Figuras 25 y 26.
4.1.2.2.2. Sensado de la Tensión de Entrada (Vg)
El sensado de la tensión de entrada se realiza mediante un simple divisor de tensión, se pretende obtener en la salida del divisor una tensión equivalente a Vg/10, ya que por otro lado, como se ve en el apartado anterior, hemos obtenido IL/10. Recordamos que Vg=12 V, para realizar el divisor de tensión fijamos una de las resistencias con valor 1 kΩ y calculamos la otra haciendo el cálculo que corresponde al divisor de tensión:
11.2 12· 9
1
kR k
k R
(3.2)
El divisor de tensión obtenido es el que se ve en la Figura 27, gracias al cual obtenemos Vg/10:
55
Figura 27. Divisor de tensión
4.1.2.2.3. Conductancia (g)
La conductancia (g), permite el control de la potencia de entrada en todo momento, es el elemento que nos permite ajustar el control deslizante para obtener la ganancia que deseamos y de esta forma incrementar o disminuir la potencia de salida. Por este motivo como se ve en la Figura 28 en su diseño se dispone de un potenciómetro de 10kΩ, de esta manera podemos regular el valor de la conductancia manualmente a nuestro gusto.
Como ya se ha visto anteriormente la función del control deslizante es ( ) ·L gs x i g V , si
queremos obtener s(x) = 0 como indica una de las condiciones de invariancia, podemos obtener el valor de g:
12.5· 0 1.042
12L
L gg
ii g V g
V
(3.3)
Figura 28. Esquema circuital del diseño de la conductancia (g)
4.1.2.2.4. Multiplicador AD633
El diagrama de conexiones del chip AD633 es el siguiente:
56
Figura 29. Diagrama de conexiones del multiplicador AD633
Se utiliza el chip AD633 para conseguir multiplicar la conductancia (g) con la tensión de entrada obtenida mediante el divisor de tensión colocado en la entrada del convertidor, es decir Vg/10. Como se observa en la Figura 29 el chip AD633 uno de los factores de la multiplicación que en él se realiza es 1/10 V, por lo cual, la multiplicación que queremos obtener también estará dividida por diez. Esto es un inconveniente ya que en la entrada del chip ya tenemos la tensión de entrada dividida por diez y por tanto, en la salida del AD633 obtenemos g·Vg/100, por este motivo hemos colocado un operacional con ganancia 10 en la salida del AD633, como se observa en la Figura 30:
Figura 30. Esquema circuital AD633 con multiplicador x10 en la salida
Finalmente para llegar a la ecuación de la superficie deslizante (2.11), solo queda restar IL/10 menos g·Vg/10 para hacerlo únicamente hemos utilizado un amplificador operacional como restador:
57
Figura 31. Esquema circuital seguidor de tensión y restador
Para realizar los seguidores de tensión, el multiplicador a la salida del AD633 y este último restador utilizamos los amplificadores operacionales integrados en el chip LM324, el diagrama de conexiones del cual es el siguiente:
Figura 32. Diagrama de conexiones LM324
4.1.2.2.5. Comparador con Histéresis
Realizamos el comparador con histéresis por medio de dos comparadores y una báscula, tal como se muestra en la Figura 33:
58
Figura 33. Esquema circuital comparador con histéresis
Como se observa en la Figura 33 en ambos comparadores se compara el señal de la superficie de deslizamiento s(x) con un señal de referencia que nosotros mismos podemos ajustar a través de un potenciómetro.
Esto se debe a que si no introducimos una histéresis en nuestro sistema, el convertidor estaría conmutando a frecuencia infinita idealmente. Para que esto no ocurra la señal s(x) se compara con un pequeño valor de continua positivo y con un pequeño valor de continua negativo, de manera que una vez que se ha superado el umbral superior el comparador correspondiente envía una señal a la báscula que hace apagar el MOSFET. Una vez apagado, cuando el valor s(x) desciende del umbral negativo marcado por la histéresis negativa (H-) el comparador correspondiente envía una señal a la báscula para volver a encender el MOSFET.
Esta operación se muestra en la Figura 34.
Figura 34. Señal s(x) tras el control por histéresis
Utilizamos la báscula JK MC14027 ya que se adecua perfectamente a la función que queremos que realice. Y para lo comparadores utilizamos los operacionales integrados en el chip LM319.
59
Figura 35. Diagrama de conexiones LM319
4.2. Inversor Resonante LCC
4.2.1. Etapa de Potencia
La etapa de potencia del inversor resonante LCC está comprendida por un puente en H de MOSFETS y el filtro resonante en el cual se encuentran el inductor, los condensadores CP y CS y la carga del circuito, en nuestro caso, la lámpara fluorescente de inducción electromagnética, tal y como se puede apreciar en la Figura 36.
Figura 36. Etapa de potencia del inversor resonante LCC
El inversor resonante se alimenta con la salida del convertidor boost, estudiado en el apartado anterior, por tanto el inversor resonante tiene una entrada en corriente continua y él mismo se encarga de transformar la entrada para obtener corriente alterna en la salida. También se puede obtener una ganancia en la tensión de salida que variará dependiendo del diseño del puente resonante. Además, la frecuencia del señal de salida es la misma que la frecuencia de conmutación de la red de MOSFETS. . En este caso el convertidor resonante funcionará en lazo abierto a 234 kHz, sin ningún tipo de control, ya que solamente se necesita para obtener la corriente y tensión AC.
60
4.2.1.1. Puente Resonante: Inductor y Condensadores
Para realizar el cálculo del inductor y los condensadores del puente resonante hemos seguido las ecuaciones definidas en [25].La función de transferencia del circuito resonante es
2 22
2 0
0 0
1
11 1
1
Ri
rms
L
VM
VA
AQ A
(4.1)
donde VRi es el valor eficaz de la tensión de entrada del rectificador, Vrms es el valor eficaz de la tensión en la entrada del circuito resonante.
p
s
CA
C (4.2)
·p s
p s
C CC
C C
(4.3)
0
1
LsC (4.4)
0
LsZ
C (4.5)
0
iL
RQ
Z (4.6)
La magnitud de la función de transferencia se representará gráficamente en función de 0
f
f
a diferentes valores de QL para A = 1, 2.2, 3.2 y 4.4 en la Figura 37.
61
Figura 37. Ganancia de transferencia de voltaje en función de f/fo para diferentes valores de A [XX]
En la siguiente tabla se recogen los valores del inductor y los condensadores Cp y Cs para diferentes valores de Q, para calcularlos se han utilizado las ecuaciones vistas anteriormente.
Q R ω0 Z0 L(H) C(F) Cs
0,2 209 1470265,36 1045 0,00071076 6,50861E-10 1,00E-08 0,5 209 1470265,36 418 0,0002843 1,62715E-09 1,00E-08 0,7 209 1470265,36 298,571429 0,00020307 2,27801E-09 1,00E-08
1 209 1470265,36 209 0,00014215 3,2543E-09 1,00E-08 1,2 209 1470265,36 174,166667 0,00011846 3,90516E-09 1,00E-08 1,5 209 1470265,36 139,333333 9,4767E-05 4,88145E-09 1,00E-08 1,7 209 1470265,36 122,941176 8,3618E-05 5,53232E-09 1,00E-08
2 209 1470265,36 104,5 7,1076E-05 6,50861E-09 1,00E-08
Cp A
6,96E-10 1,44E+01 1,94E-09 5,15E+00 2,95E-09 3,39E+00 4,82E-09 2,07E+00 6,41E-09 1,56E+00 9,54E-09 1,05E+00 1,24E-08 8,08E-01 1,86E-08 5,36E-01
62
Para calcular Ri utilizamos la siguiente fórmula, donde VOUT sigue siendo la tensión de pico de la señal sinusoidal:
2 2 2
00
250416.67 417
150OUT OUT
ii
V VP R
R P (4.7)
Y sacamos ωo con la fórmula:
0 2· · 2· ·234 1470265.362f k (4.8)
Finalmente, después de realizar simulaciones con PSIM con cada uno de los valores obtenidos en la tabla, nos decidimos por escoger los valores del inductor obtenidos para una Q=1. Por tanto tenemos un inductor (L) de 142.15 µH un condensador serie (Cs) de 4.82 nF y un condensador paralelo (Cp) de 10 nF.
Obtenemos el dimensionado del inductor con la ayuda del programa “Magnetics Inductor Design Using Powder Cores”. El núcleo escogido es el 55868-A2 y según el programa, debemos dar 17 vueltas alrededor del núcleo con un cable de 24 AWG (0.7 mm2) de grosor. En el laboratorio disponemos de un hilo de cobre de 0.07 mm2, por lo tanto debemos utilizar un total de 10 cables para llegar a conseguir el grosor deseado.
Los condensadores que hemos escogido para el inversor resonante son de VISHAY BC COMPONENTS, de polipropileno (PP), hemos escogido estos condensadores especialmente porque eran los que aguantaban más tensión en corriente alterna a una frecuencia superior a 100 kHz, concretamente 600 Vac. En el caso de los condensadores en paralelo con la lámpara, la tensión supera los 600 Vac durante el transitorio inicial pero es durante un espacio de tiempo muy breve y no tiene porqué afectar al condensador. En el caso de Cp, hemos colocado dos condensadores en serie, de esta manera se distribuyen la tensión, los condensadores son de 22 y 4.7 nF, lo que hace un total de 3.8 nF. Para el condensador Cs hemos escogido un condensador de 10 nF.
4.2.1.2. MOSFET
El mosfet debe disponer de una velocidad de conmutación alta ya que la frecuencia de conmutación a la que queremos que trabajen los MOSFETS del inversor es de 234 kHz y tiene que darle tiempo al interruptor a encenderse y apagarse, es importante también que RON sea lo más pequeña posible.
Para escoger el MOSFET, al igual que en el caso del interruptor del convertidor boost, se ha utilizado la simulación con PSIM para ver la corriente máxima (IMAX) y la tensión máxima (VMAX) que es necesario que el MOSFET pueda soportar. En el modelo en PSIM de la Figura 38 podemos ver que la simulación corresponde con el inversor resonante con carga resistiva calculada anteriormente en (3.2) y alimentado por una fuente de tensión equivalente a la tensión obtenida en la salida del convertidor boost.
63
Figura 38. Modelo PSIM del Inversor Resonante LCC con Carga Resistiva
Con la simulación en PSIM obtenemos IMAX=3.9 A y VMAX=250 V. Como los valores reales pueden diferir un poco de la simulación hemos escogido un MOSFET capaz de soportar valores más altos.
Figura 39. Señales de la tensión y la entrada de los MOSFETS de una banda del puente en H.
En las señales de la tensión y la corriente de la Figura 39, se puede apreciar perfectamente cuando está conduciendo un MOSFET y cuando el otro, como es de esperar las señales de la tensión y la corriente en un MOSFET son inversas a las del otro ya que uno es de lado alto y el otro de lado bajo.
El MOSFET escogido es de INTERNATIONAL RECTIFIER, referencia del fabricante IRFP4768PBF, capaz de soportar una tensión VDS=300 V y una corriente ID=93 A, además tiene una RDS(ON) máxima de 17.5 mΩ. Características más que suficientes para cumplir con la función que se desea que realice.
64
4.2.2. Etapa de Control
El control del inversor resonante LCC, está compuesto en primer lugar por el generador de funciones, con el cual generamos un señal de onda cuadrada de 234 kHz y 15 V de amplitud. Luego por un sistema de puertas NOR y condensadores, con el que obtenemos un señal inverso al generado por el generador de funciones, con este sistema además añadimos un retardo en ambas señales y de este modo nos aseguramos que las señales en ningún momento coinciden con un valor de 15 V, es decir, cuando una de las señales esta en flanco descendente la otra espera durante el tiempo del retardo antes de iniciar su flanco ascendente y así los interruptores no se activaran al mismo tiempo. Para variar el tiempo de retardo únicamente debemos cambiar los condensadores de 1 nF que se observan en la Figura 40. Por último estas dos señales pasan a través del driver IR2110 antes de que cada una de ellas controle uno de los MOSFETS de una de las bandas de la red del inversor resonante. Se puede ver todo el circuito en la Figura 40:
Figura 40. Esquema circuital del control del inversor resonante LCC
La señal generada por el generador de funciones va conectada en la entrada ‘FREQ’ que se observa en la Figura 40. Para realizar el sistema de puertas NOR y condensadores que hemos mencionado antes y que también se aprecia en la Figura 40, utilizamos las puertas lógicas NOR integradas en el chip TC4001. Podemos ver el diagrama de conexiones del TC4001 en la Figura 41.
Figura 41. Diagrama de conexiones TC4001
65
Siguiendo con el análisis de la Figura 40, las dos señales que salen del TC4001, con los nombres de Hin y Lin, se conectan en la entrada del IR2110. Este chip actúa como driver para MOSFET de potencia de alta velocidad, son de alto voltaje, con canales de salida independientes para lado alto y lado bajo, además los retardos de cada uno de estos canales se emparejan para simplificar el uso en aplicaciones de alta frecuencia.
Y, como ya hemos dicho, las salidas del IR2110, HOUT y LOUT, son las señales de lado alto y lado bajo que usaremos como control de los dos MOSFETS de uno de los lados de la red del inversor resonante.
66
5. SIMULACIONES
67
5.1. Resultados de la Simulación en PSIM
Para demostrar la viabilidad del balastro presentado se dan algunas simulaciones.
Las simulaciones que se muestran están hechas con el programa PSIM, con el modelo de la Figura 42:
Figura 42. Modelo en PSIM del balastro electrónico y la lámpara IEFL
En la Figura 43 se muestra el transitorio de encendido de la IEFL. Es posible ver en la Figura 43 (a), que durante el transitorio inicial, el voltaje es mayor que mientras la lámpara opera en estado estacionario. Por otra parte en la Figura 43 (b), la corriente en el proceso de arranque es más baja, y aumenta lentamente. En cualquier momento (proceso de arranque, calentamiento y funcionamiento en estado estacionario) la potencia entregada a la lámpara es de 150 W. Esta potencia es fácil de cambiar, simplemente modificando la constante g, que aparece en la Figura 42. Este valor indica la cantidad de potencia que se está entregando a la lámpara, independientemente de su impedancia.
68
Figura 43. (a)Tensión en el arranque (150W). (b)Corriente en el arranque(150W).
Figura 44. Tensión y corriente de la lámpara en en estado estacionario a 150 W.
En la Figura 44 se muestra la tensión y la corriente de la IEFL, cuando se alcanza el estado estacionario, la tensión eficaz obtenida es, Vlamp (rms) = 180.67 V y el corriente eficaz, Ilamp (rms) = 0.8556 A. Si calculamos la potencia entregada a la lámpara en este momento comprobamos que la potencia es de 155 W, aproximadamente los 150 W que deseamos.
· 180.67·0.8556 154lamp lamp lampP V I W (5.1)
También podemos apreciar que la forma de onda de ambas señales es una sinusoidal prácticamente perfecta, con lo que podemos deducir que los componentes del inversor resonante están bien calculados.
En la Figura 45, vemos las formas de onda de la tensión y la corriente en la salida del convertidor boost. La tensión en corriente continua de la salida del convertidor llega a alcanzar aproximadamente los 250 V durante el régimen estacionario, por lo que su valor
69
tal como se había calculado previamente. También se muestra en la figura la corriente en el inductor que como podemos apreciar es una onda triangular y su promedio es de 13.2 A. Esta corriente es un poco mayor que la calculada previamente, ya que para hacer el sistema más real, se han introducido pérdidas en el inductor, MOSFET y diodo.
Figura 45. Tensión y corriente en la salida del convertidor boost y corriente en el inductor.
70
6. RESULTADOS EXPERIMENTALES
71
6.1. Introducción
Por último, una vez realizadas las simulaciones, se obtienen los resultados experimentales que vamos a poder observar en las siguientes gráficas obtenidas mediante un osciloscopio. Entre estos resultados experimentales destacan el rendimiento del convertidor boost y del inversor resonante LCC, así como también el rendimiento del conjunto del balastro diseñado, veremos también el comportamiento del convertidor boost y el inversor resonante durante el arranque y durante el comportamiento en estado estacionario, las formas de onda obtenidas en la entrada y la salida de cada una de las etapas del balastro además de los valores que estas señales adquieren.
Figura 45. Lámpara OSRAM ENDURA 150W funcionando con balastro electrónico (diseñado en el proyecto).
En la Figura 45 podemos ver las placas electrónicas correspondientes al convertidor boost y el inversor resonante diseñados y la lámpara fluorescente de inducción electromagnética conectada y emitiendo luz a 150 W de potencia.
6.2.Entrada-Salida Convertidor Boost
En primer lugar veremos las señales correspondientes a la tensión y la corriente en la entrada y la salida del convertidor Boost.
72
Figura 46. Entrada-Salida Convertidor Boost y valores medios
En la Figura 46, además de ver las formas de onda de cada uno de las señales mencionadas, se aprecia en la parte inferior de la imagen el valor medio de cada uno de estos señales. Como se aprecia en la imagen, finalmente, la tensión de entrada es de 13.3 V y no de 12 V como era la intención inicial, esto se debe a que en un principio no habíamos tenido en cuenta el alto voltaje que se alcanza durante el transitorio de encendido y para poder alcanzar esta tensión y llegar al régimen estacionario de la lámpara tuvimos que aumentar la tensión de entrada, aunque una vez ya establecidos en el régimen estacionario podemos bajar la tensión de entrada de nuevo a 12 V sin ningún problema. La corriente en la entrada es la misma que la corriente en el inductor (IL), que corresponde con el canal 2. También podemos ver como la tensión a la salida del convertidor es continua y alcanza un valor de 233 V, lo que significa una ganancia del convertidor de casi 20.La corriente de salida medida es de 699 mA, por tanto el rendimiento obtenido del convertidor elevador boost es:
0 · 233·0.699 162.8670.92 92%
· 13.3·13.3 176.89OUT OUT
IN g g
P V I
P V I (6.1)
Como vemos, las potencias no son exactamente 150 W ya que en la práctica es más complicado conseguir ajustar la potencia a exactamente 150 W. Como podemos observar, en esta prueba hemos hecho trabajar la IEFL a una potencia un poco superior a su potencia nominal, con lo que observamos que es posible aumentar la potencia de salida, sin deteriorar el convertidor. Además obtenemos una eficiencia del 92%.
73
Figura 47. Entrada-Salida Convertidor Boost y frecuencia de IL
La Figura 47, es igual que la anterior, pero en esta podemos ver el valor de la frecuencia de la corriente del inductor, en la parte inferior en rojo. La frecuencia tiene un valor de 35.62 kHz bastante por encima de 20 kHz por lo que no tenemos una frecuencia audible. Por tanto podemos considerar que los resultados obtenidos en esta etapa de nuestro balastro son completamente satisfactorios, además de ver como se corresponden las formas de onda de los resultados experimentales con los de las simulaciones.
6.3. Señales de Entrada y Salida del Inversor Resonante LCC
En este apartado veremos las señales de la tensión y el corriente en la entrada y la salida del inversor resonante LCC.
74
Figura 48. Entrada-Salida Inversor Resonante LCC y valores medios y RMS
Es evidente que la entrada del inversor resonante se corresponde con la salida del convertidor boost y la salida del inversor se corresponde con la salida del balastro, es decir es la tensión y corriente que llegan a la lámpara, pero en nuestro caso la lámpara de inducción dispone de dos devanados uno a cada banda de la lámpara, colocados en paralelo, y para medir la corriente en la lámpara hemos colocado la sonda de corriente en uno de los devanados, ya que la realización de la medida en este punto era más senCilla, por tanto para obtener la potencia a la salida es necesario multiplicar la corriente por dos.
En la Figura 48, vemos como la forma de onda tanto de la tensión de salida (CH3) como de la corriente de salida (CH4) del inversor son sinusoidales prácticamente perfectas, esto significa que la elección de los componentes principalmente del puente resonante ha sido la acertada. Si calculamos el valor de la amplitud del señal de tensión a partir del valor
RMS, · 2 185· 2 261.63M RMSV V V vemos como la tensión a la salida del inversor
resonante adquiere valores más elevados que en la entrada, por lo que el inversor también aporta su ganancia a la tensión que finalmente llega a la lámpara.
El rendimiento obtenido por el inversor resonante es:
0 · 185·0.433·2 160.210.98 98%
· 235·0.695 163.325OUT OUT
IN IN IN
P V I
P V I (6.2)
Como vemos el rendimiento del inversor resonante LCC es sorprendentemente muy alto, por lo que nos podemos sentir muy satisfechos con la elaboración de esta etapa del balastro.
75
Figura 49. Entrada-Salida Inversor Resonante LCC y frecuencia de la tensión de salida
La Figura 49 es similar a la anterior con la única diferencia de que en la parte inferior de la imagen podemos observar el valor de la frecuencia de la tensión de salida, que como vemos es de prácticamente los 234 kHz a los que funciona nuestra lámpara de inducción magnética.
Figura 50. Entrada-Salida Inversor Resonante LCC
En esta última imagen podemos apreciar como entre la tensión de salida y el corriente de salida hay un pequeño desfase, esto es normal ya que la lámpara que es la carga de nuestro circuito tiene un componente inductivo que produce este pequeño desfase.
76
6.4.Señales de Entrada y Salida del Balastro Electrónico
Vamos a ver las señales de tensión y corriente en la entrada y salida del balastro electrónico, estas señalas ya se han visto en apartados anteriores, pero en este caso se pretende calcular el rendimiento del conjunto del balastro. En la Figura 51 podemos ver los valores medios y valores RMS que utilizaremos para este cálculo.
Figura 51. Entrada-Salida Balastro Electrónico, valores medios y RMS
Como ya hemos explicado en el apartado anterior, la corriente de salida esta cogida de uno de los dos devanados en paralelo que contiene la lámpara y por este motivo multiplicamos el valor RMS obtenido por dos.
El rendimiento del balastro electrónico, considerando tanto el convertidor boost como el inversor resonante LCC es el siguiente:
0 · 184·0.434·2 159.7120.917 91.7%
· 13.4·13 174.2OUT OUT
IN IN IN
P V I
P V I (6.3)
Tenemos un rendimiento del 91.7% el cual es un valor muy alto y significa que hemos conseguido un balastro con muy pocas perdidas.
77
Figura 52. Entrada-Salida Balastro Electrónico y frecuencias
Podemos ver en la Figura 52 como las frecuencias de la corriente del inductor de entrada y de la tensión de salida siguen siendo las mismas que hemos visto al analizar las etapas del balastro por separado, 234 kHz en la salida ya que es la frecuencia a la que funciona la lámpara y 33.46 kHz en la corriente del inductor, frecuencia idónea para garantizar el funcionamiento del convertidor.
Figura 53. Entrada-Salida Balastro Electrónico, valores medios y RMS
En esta última figura podemos ver de nuevo el pequeño desfase entre la tensión y la corriente en la salida.
78
6.5. Arranque
Una de las características más importantes del comportamiento de la lámpara de inducción electromagnética es el arranque, ya que las exigencias de la lámpara en cuanto a tensión y corriente son diferentes a las que requiere durante el régimen estacionario, como ya hemos podido ver en las simulaciones realizadas anteriormente mediante PSIM.
Figura 54. Arranque de la IEFL
Como podemos ver en la Figura 54 la demanda de tensión durante el arranque es mucho más alta que durante el régimen estacionario, llegando incluso a alcanzar un valor máximo de 980 V, mientras que durante el régimen estacionario no supera los 250 V. La demanda de corriente, sin embargo, realiza el cambio inverso, es inferior durante el arranque ya que de esta manera se mantiene la potencia absorbida por la lámpara.
En la Figura 55, vemos de nuevo el arranque de la lámpara de inducción pero esta vez en un periodo más largo de tiempo para poder observar que una vez entramos en el régimen estacionario no se producen más cambios de ningún tipo.
79
Figura 55. Arranque de la IEFL
6.6.Warm-up
Al decir Warm-up nos referimos al periodo entre el arranque y el régimen estacionario en el cual la lámpara adquiere la temperatura y las condiciones ideales hasta conseguir mantenerse en estado estacionario.
Una característica importante que podemos observar viendo la Figura 56 es que durante el arranque se le exige una tensión de salida más elevada al convertidor boost, lo que significa que la durante el arranque el inversor resonante aporta una ganancia más alta que durante el régimen estacionario. Este hecho hace que el convertidor boost trabaje bastante al límite durante el calentamiento, para solucionar este hecho se podría intentar limitar la tensión generada por el boost para que de esta forma la tensión restante se generara en el inversor resonante y el convertidor boost pueda trabajar más holgado.
80
Figura 56. Warm-up IEFL
En la Figura 56 podemos apreciar como, durante este periodo de Warm-up, la tensión de salida del boost a disminuido un poco, y sin embargo la tensión de salida aumenta, lo cual significa que aumenta la ganancia del inversor resonante. Por otro lado, para compensar el aumento de la tensión de salida, se aprecia también una pequeña disminución en la corriente de salida de esta forma la potencia continúa prácticamente inalterada. Como es normal la tensión de entrada no varía en ningún momento ya que se corresponde con los 12 V que genera la batería para alimentar nuestro balastro.
6.7. Señales de Entrada y Salida del Balastro a Menor Potencia
Figura 57. Señales correspondientes a la lámpara IEFL actuando a una potencia inferior a 150 W.
81
Después de comprobar que el balastro electrónico consigue encender la lámpara IEFL alimentándola a 150 W, probamos a ver como se comporta si disminuimos la potencia entregada a la lámpara mediante la variación de la conductancia (g).
Las señales que se entregan a la lámpara son las que se observa en la Figura 57. Vemos como la tensión de salida del convertidor boost (CH4) ha bajado considerablemente y ahora es de 104 V, algo completamente normal ya que hemos disminuido la potencia tanto en la entrada como en la salida. En la tensión y la corriente que llegan a la lámpara (canales 1 y 2 respectivamente) se puede apreciar que ha habido un aumento de la tensión, Vrms = 294 V, y una disminución considerable de la corriente, Irms = 138 mA. Recordamos que esta corriente eficaz corresponde únicamente a uno de los devanados exteriores de la lámpara y que para obtener la corriente eficaz total debemos multiplicar por dos el valor que obtenido mediante el osciloscopio. Por tanto la potencia suministrada a la lámpara es la siguiente:
· ·2 294·0.138·2 80OUT OUT OUTP V I W (6.4)
Como vemos en (6.4) la potencia suministrada a la lámpara por el balastro electrónico es de 80 W bastante por debajo de la potencia nominal de 150 W, aún así la lámpara continua emitiendo luz aunque una menor cantidad. Por lo tanto hemos podido demostrar que con nuestro balastro podemos regular de una forma sencilla el consumo y la cantidad de luz que desprenden las lámparas de inducción.
También hemos demostrado que el comportamiento de la lámpara corresponde con la gráfica mostrada en la Figura 10, cuanta menos potencia consume la lámpara, mayor es el valor de la tensión y por lo tanto la corriente debe disminuir considerablemente.
82
7. PLANOS
83
7.1.Convertidor Boost
84
7.2. Inversor Resonante LCC
85
8. CONCLUSIONES
86
8.1.Conclusiones finales En este proyecto se ha diseñado, realizado y comprobado el funcionamiento de un balastro para lámpara de inducción electromagnética alimentado por una batería de 12 V, concretamente se trata de la lámpara OSRAM ENDURA 150 W, que funciona a una frecuencia de 234 kHz.
Este balastro consta esencialmente de dos partes: la primera de ellas, es un convertidor elevador boost con control deslizante y con comportamiento como LFR, la segunda parte, es un inversor resonante LCC de puente completo.
En primer lugar se han realizado los cálculos y las simulaciones pertinentes para el diseño del balastro y para comprobar su funcionamiento antes de pasar a la parte experimental. Finalmente durante la parte experimental, como es natural los resultados no son exactamente los obtenidos en la simulación, debido a que las características eléctricas exactas de una IEFL aún son muy difíciles de obtener.
Además, el documento [6] del cual se ha extraído el modelo equivalente a la lámpara de inducción electromagnética, ya que en él se tienen en cuenta todas las características de la lámpara incluido el arranque, es un documento reciente publicado durante la realización del proyecto por lo que en un principio habíamos utilizado un modelo equivalente en la simulación no tan exacto y esto nos ha hecho cambiar algunos componentes durante la fase experimental.
Al mismo tiempo, durante la realización del inversor resonante LCC, en la parte del control, se intentó generar el señal cuadrado de 234 kHz mediante el Timer LM555 pero la frecuencia era demasiado alta y se generaba ruido en la señal de control, en un principio se intentó corregir el ruido mediante snubbers pero los resultados obtenidos no eran suficientemente buenos y antes de alcanzar la tensión necesaria para el funcionamiento de la lámpara la señal de salida se distorsionaba debido al ruido en el control, así que finalmente generamos el señal con el generador de funciones y el inversor funciona sin ningún problema.
Finalmente, una vez obtenidos los resultados deseados y comprobado el funcionamiento del balastro con la lámpara conectada, hemos podido demostrar el buen funcionamiento del balastro diseñado y el buen rendimiento que este genera tanto en conjunto como en cada una de sus partes por separado, obteniendo un rendimiento global de un 92% aproximadamente.
Analizando los resultados experimentales también podemos ver como mientras la lámpara funciona en régimen estacionario gran parte de la tensión necesaria para el funcionamiento de la lámpara se genera en el convertidor elevador boost lo que hace que este trabaje un poco al límite de sus posibilidades. Para mejorar este hecho se podría limitar la tensión de salida del convertidor boost y de esta manera debería aumentar la ganancia generada por el inversor resonante y el convertidor boost trabajaría más seguro y con más garantías.
87
Finalmente hemos comprobado que reduciendo la potencia que llega a la lámpara se reduce también la cantidad de luz emitida por ésta.
Como conclusión final podemos decir que el prototipo de balastro electrónico para lámpara de inducción electromagnética funciona correctamente, con un alto rendimiento y que además podemos controlar cómodamente la potencia de salida que consume la lámpara mediante la conductancia (g) del control del convertidor boost.
88
9. MEDIDAS Y PRESUPUESTO
89
9.1. Medidas
9.1.1. Capítulo 1-Etapa de Potencia
Código Descripción u. Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio U. Importe
1679347 u Condensador ARCOTRONICS
Condensador ARCOTRONICS, de poliester (PET), 22 µF, 63 V.
2 2
2
1781904 u Condensador EPCOS
Condensador EPCOS CLASS X2, de polipropileno (PP), 20 µF, 500 V.
2 2
2
1650718 u Condensador AVX
Condensador AVX CERAMIC MULTILAYER, 1 µF, 250 V.
4 4
4
4215590 u Conectores Faston PCB
Conectores Faston, conexión entrada y salida, TYCO Electronics-6.3x0.8mm
6 6
6
1903293 u Diodo SiC SEMISOUTH
Diodo de Carburo de Silicio, SemiSouth, SDP20S120D, Vrrm max = 1200 V, ID = 20 A
1 1
1
90
Código Descripción u. Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio U. Importe
1324808 u Disipador de calor
Disipador ABL 1ºC/W (100x120x77)mm.
1 1
1
1698287 u Interruptor MOSFET
Interruptor MOSFET N-Channel 250 V, 93 A, RDS(ON)=17.5mΩ, INTERNATIONAL RECTIFIER IRFP4768PBF.
5 5
5
1166112 u Condensador VISHAY BC COMPONENTS
Condensador VISHAY BC COMPONENTS Cap, film, 0.010 µF, 2 kV, radial.
1 1
1
1166114 u Condensador VISHAY BC COMPONENTS
Condensador VISHAY BC COMPONENTS Cap, film, 0.022 µF, 2 kV, radial.
1 1
1
1166108 u Condensador VISHAY BC COMPONENTS
Condensador VISHAY BC COMPONENTS Cap, film, 0.0047 µF, 2 kV, radial.
1 1
1
91
Código Descripción u. Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio U. Importe
9.1.2. Capítulo 2-Etapa de Control
Código Descripción U. Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio U. Importe
1617405 u Sensor Efecto Hall LEM
Sensor Efecto Hall LEM, LA 55-P, Current Transducer, 50 A, PCB.
1 1
1
1564884 u AO LM324
Amplificador operacional LM324 TEXAS INSTRUMENTS, cuádruple.
1 1
1
1094247 u Comparador LM319
Comparador LM319 STMICROELECTRONICS, DIP14.
1 1
1
1438410 u Multiplicador Analógico AD633
Multiplicador Analógico AD633ANZ ANALOG DEVICES, DIP8 .
1 1
1
1324808 u Disipador de calor
Disipador ABL 1ºC/W (100x120x77)mm.
5 5
5
92
Código Descripción U. Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio U. Importe
5190209 u Báscula J-K
Báscula JK MC 14027 ON Semiconductor DIP16 .
1 1
1
9353704 u Potenciometro 10 K
Potenciòmetre ajustable, 25 voltes, 10K
3 3
3
9341102 u RESISTENCIA 0,25W 1kΩ
Resistencias de 1 kΩ para la realización de la Etapa de control.
14 14
14
9341110 u RESISTENCIA 0,25W 10kΩ
Resistencias de 10 kΩ para la realización de la Etapa de control.
1 1
1
9341650 u RESISTENCIA 0,25W 27kΩ
Resistencias de 27 kΩ para la realización de la Etapa de control.
3 3
3
93
Codi Descripció uts Long. Ampl. Alç. Parcial Quant. Preu Unit. Import
9341943 u RESISTENCIA 0,25W 470Ω
Resistencias de 470 Ω para la realización de la Etapa de control.
2 2
2
9341579 u RESISTENCIA 0,25W 2.2Ω
Resistencias de 2.2 Ω para la realización de la Etapa de control.
1 1
1
9341447 u RESISTENCIA 0,25W 18 kΩ
Resistencias de 18 Ω para la realización de la Etapa de control.
4 4
4
9341226 u RESISTENCIA 0,25W 1.2kΩ
Resistencias de 1.2 kΩ para la realización de la Etapa de control.
2 2
2
8767483 u CONDENSADORES 10 µF
Condensador PANASONIC de 10 µF, 63 V, para la realización del desacoplo.
7 7
7
1692372 u CONDENSADORES 1 µF
Condensador EPCOS, 1 µF, 63 V para la realización del desacoplo.
20 20
20
94
Código Descripción u. Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio U. Importe
1890142 u CONDENSADORES 3.3 µF
Condensador WIMA, 3.3 µF, 63 V para la realización del control.
1 1
1
2112914 u CONDENSADORES 100 nF
Condensador EPCOS, 100 nF, 63 V para la realización del desacoplo.
4 4
4
9752897 u CONDENSADORES 1 nF
Condensador EPCOS, 1 nF, 63 V para la realización del control.
4 4
4
1651598 u Diodo Zener 16 V
Diodo Zener VISHAY SEMICONDUCTOR, 16 V, 1.3 W.
10 10
10
1611492 u Diodo 1N4148
Diodo 1N4148 NTE ELECTRONICS, STD RECTIFIER, 75 V, DO-35.
5 5
5
9731148 u Conector 2 Posiciones
Conector MOLEX, 2 posiciones, 2.54 mm
7 7
7
95
Código Descripción u. Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Preu U. Importe
143126 u Conector hembra 2 Posiciones
Conector hembra MOLEX, 2 posiciones, 2.54 mm
7 7
7
9773789 u Contacto para cables
Contacto para cables MOLEX, 22-30AWG, CRIMP, (paquete de 100 u)
1 1
1
1101345 u Zócalo, DIL, 0.3", 8 VIAS
Zócalo DIL de 8 vias para integrado
1 1
1
1101346 u Zócalo, DIL, 0.3", 14 VIAS
Zócalo DIL de 14 vias para integrado
6 6
6
1101347 u Zócalo, DIL, 0.3", 16 VIAS
Zócalo DIL de 16 vias para integrado
1 1
1
96
9.1.3. Capítulo 3-Mano de Obra
Código Descripción U. Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio U. Importe
A025126 h Ingeniero técnico Industrial - Grupo III
Ingeniero técnico industrial realizador de los
convertidores.
150 150
150
A025327 h Ingeniero técnico Industrial - Grupo II
Ingeniero técnico industrial supervisor.
20 20
20
9.2. Precios Unitarios
9.2.1. Capítulo 1-Etapa de Potencia
Código U Descripción Precio
1679347 U U Condensador ARCOTRONICS, 22 µF, 63 V 3.79 Tres euros con setenta y nueve céntimos
1781904 U U Condensador EPCOS, 20 µF, 500 V 13.43 Trece euros con cuarenta y tres céntimos
1650718 U U Condensador AVX, 1 µF, 250 V 1.83 Un euro con ochenta y tres céntimos
4215590 U U Conector Faston PCB 0.121 Doce céntimos con uno
1903293 U U Diodo SiC SemiSouth, 20 A, 1200 V. 109,23 Cent nou euros amb vint-i-tres cèntims
1324808 U U Disipador de calor ABL (100x120x77)mm 12.48 Doce euros con cuarenta y ocho céntimos
1698287 U U Interruptor MOSFET IRFP4768PBF, 93 A, 250 V
8.07 Ocho euros con siete céntimos
1166112 U U Condensador Vishay 0.010 µF, 2 kV 1.28 Un euro con veintiocho céntimos
1166114 U U Condensador Vishay 0.022 µF, 2 kV 2.23 Dos euros con veintitrés céntimos
1166108 U U Condensador Vishay 0.0047 µF, 2 kV 0.78 Setenta y ocho céntimos
1324808 U U Disipador de calor ABL (100x120x77)mm 12.48 Doce euros con cuarenta y ocho céntimos
97
9.2.2. Capítulo 2-Etapa de Control
Código U Descripción Precio
1617405 U U Sensor Efecto Hall LEM, LA 55-P, 50 A 21.81 Veintiún euros con ochenta y un céntimos
1564884 U U Amplificador Operacional LM324 0.17 Diecisiete céntimos
1094247 U U Comparador LM319 1.01 Un euro con un céntimo
1438410 U U Multiplicador Analógico AD633 9.50 Nueve euros con cincuenta céntimos
5190209 U U Báscula J-K 0.67 Sesenta y siete céntimos
9353704 U U Potenciómetro 10 kΩ 1.23 Un euro con veintitrés céntimos
9341102 U U Resistencia 1 kΩ 0.085 Ocho céntimos con cinco
9341110 U U Resistencia 10 kΩ 0.088 Ocho céntimos con ocho
9341650 U U Resistencia 27 kΩ 0.02 Dos céntimos
9341943 U U Resistencia 470 Ω 0.085 Ocho céntimos con cinco
9341579 U U Resistencia 2.2 Ω 0.04 Cuatro céntimos
9341447 U U Resistencia 18 kΩ 0.02 Cuatro céntimos
9341226 U U Resistencia 1.2 kΩ 0.085 Ochenta y cinco céntimos
8767483 U U Condensador 10 µF 0.153 Quince céntimos con tres
1692372 U U Condensador 1 µF 0.42 Cuarenta y dos céntimos
1890142 U U Condensador 3.3 µF 0.73 Setenta y tres céntimos
2112914 U U Condensador 100 nF 0.117 Once céntimos con siete
9752897 U U Condensador 1 nF 0.22 Veintidós céntimos
1651598 U U Diodo Zener 16 V 0.059 Cinco céntimos con nueve
1611492 U U Diodo 1N4148 0.07 Siete céntimos
9731148 U U Conector MOLEX 2 posiciones 0.31 Treinta y un céntimos
143126 U U Conector hembra MOLEX 2 posiciones 0.22 Veintidós céntimos
9773789 U U Contacto para cables 10.02 Diez euros con dos céntimos
1101345 U U Zócalo DIL, 8 vías, para integrado 0.146 Catorce céntimos con seis
1101346 U U Zócalo DIL, 14 vías, para integrado 0.146 Catorce céntimos con seis
98
1101347 U U Zócalo, DIL 16 vías, para integrado 0.17 Diecisiete céntimos
9.2.3. Capítulo 3-Mano de Obra
Código U Descripción Precio
A025126 H H Ingeniero técnico Industrial ‐ Grup III 12.50 Doce euros con cincuenta céntimos
A025327 H H Ingeniero técnico Industrial ‐ Grup II 17.50 Diecisiete euros con cincuenta céntimos
9.3. Presupuesto
9.3.1. Capítulo 1 – Etapa de Potencia
Código Descripción u Long. Ampl. Alz. Parcial Cant. Precio Unid. Importe
1679347 u Condensador 22 µF
Condensador ARCOTRONICS, de poliester (PET), 22 µF, 63 V.
2 2
2 3.79 7.58
1781904 u Condensador 20 µF
Condensador EPCOS CLASS X2, de polipropileno (PP), 20 µF, 500 V.
2 2
2 13.43 26.86
1650718 u Condensador 1 µF
Condensador AVX CERAMIC MULTILAYER, 1 µF, 250 V.
4 4
4 1.83 7.32
4215590 u Conector Faston PCB
Conectores Faston PCB, conexión entrada y salida, TYCO Electronics-6.3x0.8mm
6 6
6 0.121 0.726
99
Código Descripción u Long. Ampl. Alz. Parcial Cant. Precio Unid. Importe
1903293 u Diodo SiC
Diodo SiC SemiSouth, SDP20S120D, 20 A, 1200 V, TO247.
1 1
1 23.64 23.64
1324808 u Disipador de calor
Disipador ABL 1ºC/W (67x60x33)mm.
1 1
1 4.68 4.68
1698287 u Interruptor MOSFET IRFP4768PBF
Interruptor MOSFET N-Channel 250 V, 93 A, RDS(ON)=17.5mΩ, INTERNATIONAL RECTIFIER IRFP4768PBF.
5 5
5 8.07 40.35
1166112 u Condensador 0.010 µF
Condensador VISHAY BC COMPONENTS Cap, film, 0.010 µF, 2 kV, radial.
1 1
1 1.28 1.28
1166114 u Condensador 0.022 µF
Condensador VISHAY BC COMPONENTS Cap, film, 0.022 µF, 2 kV, radial.
1 1
1 2.23 2.23
1166108 u Condensador 0.0047 µF
Condensador VISHAY BC COMPONENTS Cap, film, 0.0047 µF, 2 kV, radial.
1 1
1 0.78 0.78
100
Código Descripción u Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio Unid. Importe
1324806 u Disipador de calor ABL
Disipador ABL 1ºC/W (40x30x12)mm.
5 5
5 4.73 23.65
TOTAL CAPÍTULO 1 - ETAPA DE POTENCIA……………………………………… 139.10 €
9.3.2. Capítulo 2 - Etapa de Control
Código Descripción u Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio Unid. Importe
1617405 u Sensor Efecto Hall, LA 55-P
I Sensor Efecto Hall LEM, LA 55-P, Current Transducer, 50 A, PCB.
1 1
1 21.81 21.81
1564884 u Amplificador Operacional LM324
Amplificador operacional LM324 TEXAS INSTRUMENTS, cuádruple.
1 1
1 0.17 0.17
1094247 u Comparador LM319
Comparador LM319 STMICROELECTRONICS, DIP14
1 1
1 1.01 1.01
1438410 u Multiplicador Analógico AD633
Multiplicador Analógico AD633ANZ ANALOG DEVICES, DIP8 .
1 1
1 9.55 9.55
101
Código Descripción u Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio Unid. Importe
5190209 u Báscula J-K
Báscula JK MC 14027 ON Semiconductor DIP16 .
1 1
1 0.67 0.67
9353704 u Potenciómetro 10 kΩ
Potenciòmetre ajustable, 25 voltes, 10K
3 3
3 1.23 3.69
9341102 u Resistencia 1 kΩ
Resistencias de 1 kΩ , para la realización de la Etapa de control.
14 14
14 0.085 1.19
9341110 u Resistencia 10 kΩ
Resistencias de 10 kΩ, para la realización de la Etapa de control.
1 1
1 0.088 0.088
9341650 u Resistencia 27 kΩ
Resistencias de 27 kΩ, para la realización de la Etapa de control.
3 3
3 0.02 0.06
9341943 u Resistencia 470 Ω
Resistencias de 470 Ω, para la realización de la Etapa de control.
2 2
2 0.085 0.17
102
Código Descripción u Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio Unid. Importe
9341579 u Resistencia 2.2 Ω
Resistencias de 2.2 Ω, para la realización de la Etapa de control.
1 1
1 0.04 0.04
9341447 u Resistencia 18 kΩ
Resistencias de 18 Ω para la realización de la Etapa de control.
4 4
4 0.02 0.08
9341226 u Resistencia 1.2 kΩ
Resistencias de 1.2 kΩ para la realización de la Etapa de control.
2 2
2 0.085 0.17
9767483 u Condensador 10 µF
Condensador PANASONIC de 10 µF, 63 V, para la realización del desacoplo.
7 7
7 0.153 1.071
1692372 u Condensador 1 µF
Condensador EPCOS, 1 µF, 63 V para la realización del desacoplo.
20 20
20 0.42 8.4
1890142 u Condensador 3.3 µF
Condensador WIMA, 3.3 µF, 63 V para la realización del control.
1 1
1 0.73 0.73
103
Código Descripción u Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio Unid. Importe
2112914 U Condensador 100 nF
Condensador EPCOS, 100 nF, 63 V para la realización del desacoplo.
4 4
4 0.117 0.468
9752897 u Condensador 1 nF
Condensador EPCOS, 1 nF, 63 V para la realización del control.
4 4
4 0.22 0.88
1651598 u Diodo Zener 16 V
Diodo Zener VISHAY SEMICONDUCTOR, 16 V, 1.3 W.
10 10
10 0.059 0.59
1611492 u Diodo 1N4148
Diodo 1N4148 NTE ELECTRONICS, STD RECTIFIER, 75 V, DO-35.
5 5
5 0.07 0.35
9731148 u Conector 2 posiciones
Conector MOLEX, 2 posiciones, 2.54 mm
7 7
7 0.31 2.17
143126 u Conector hembra 2 posiciones
Conector hembra MOLEX, 2 posiciones, 2.54 mm
7 7
7 0.22 1.54
104
Código Descripción u Long. Ampl. Alt. Parcial Cant. Precio Unid. Importe
9773789 u Contacto para cables
Contacto para cables MOLEX, 22-30AWG, CRIMP, PK100 (Paquete de 100).
1 1
1 10.02 10.02
1101345 u Zócalo DIL, 8 vias
Zócalo DIL,0.3", 8 vias para integrado
1 1
1 0.146 0.146
1101346 u Zócalo DIL, 14 vias
Zócalo DIL,0.3", 14 vias, para integrado
6 6
6 0.146 0.876
1101347 u Zócalo DIL, 16 vias
Zócalo DIL,0.3", 16 vias, para integrado
1 1
1 0.17 0.17
TOTAL CAPÍTULO 2 - ETAPA DE CONTROL……………………………………… 66.109€
105
9.3.3. Capítulo 3-Mano de Obra
Código Descripción u Long. Ampl. Alz. Parcial Cant. Precio Unit. Importe
A025126 h Ingeniero técnico Industrial – Grupo III
Ingeniero técnico industrial realizador de los
convertidores.
150 150
150 12.50 1875
A025327 h Ingeniero técnico Industrial – Grupo II
Ingeniero técnico industrial supervisor.
20 20
20 17.50 350
TOTAL CAPÍTULO 3 – MANO DE OBRA……………………………………….………2225 € TOTAL…………………………………….…………………….....…2430.21 €
106
9.4. Resumen del Presupuesto
Capítulo Resumen Importe
C_01 Etapa de Potencia……………………………. 139.10 €
C_02 Etapa de Control………………………………. 66.11 €
C_03 Mano de obra………………………………….. 2225 €
Total ejecución material………………….. 2430.21 €
13% Gastos generales……………. 315.93 €
6% Beneficio Industrial…………… 145.81 €
Suma de DG i BI ……………………………... 461.74 €
2891.95 €
16% IVA. 462.71 €
Total presupuesto contrata 3354.66 €
3354.66 € Total presupuesto General
El presupuesto general aumenta a la mencionada cantidad de TRES MIL TRESCIENTOS
CINCUENTA Y CUATRO EUROS con SESENTA Y SEIS CÉNTIMOS.
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10. PLIEGO DE CONDICIONES
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10.1. Condiciones Administrativas
10.1.1. Condiciones Generales
El presente pliegue de condiciones tiene por objetivo definir futuras investigaciones que continúen el estudio de energías renovables en la plataforma DIP. DPI2006-15627-CO3-03, ya sea trabajando sobre los prototipos construidos o otros que se deriven de ellos.
Los convertidores fabricados son circuitos que están en fase de desarrollo. Estos prototipos se han elaborado para confirmar de forma experimental los estudios teóricos y las simulaciones por ordenador, pero no está preparado para trabajar a nivel industrial. No obstante, se prevé que circuitos derivados tengan una aplicación industrial, adaptando los circuitos a otros aspectos como protecciones, interferencias, etc.
Cada convertidor tiene incorporado su control analógico en la misma placa de potencia.
En caso de modificaciones o mal uso de los circuitos diseñados, el técnico realizador del proyecto no se hace cargo del mal funcionamiento o averías que puedan acontecer tanto en los convertidores como en las fuentes de energía conectadas a ellos.
10.1.2. Normas, Permisos i Certificaciones
Todas las unidades de obra se ejecutarán cumpliendo las prescripciones indicadas en los instalaciones.
Todos los aparatos e instrumentos usados deberán estar homologados. Además, los instrumentos de medida deberán tener a disposición sus correspondientes certificados de calibración.
10.1.3. Descripción General del Montaje
En la elaboración de los prototipos se han definido una serie de pasos a seguir con riguroso orden, donde no es posible empezar uno hasta finalizar el anterior. A continuación se detallarán las actividades a realizar para fabricar los circuitos. Estos pasos son los que se deben seguir para construir las placas diseñadas en el presente proyecto.
1. Comanda y compra del material. 2. Construcción de los inductores. 3. Fabricación de las placas de circuito impreso. 4. Colocación y soldadura de los diferentes elementos sobre la placa. 5. Colocación de los elementos de disipación necesarios. 6. Verificación y ajuste de las placas. 7. Interconexión de los módulos. 8. Verificación y ajuste de los módulos interconectados. 9. Mantenimiento de los equipos.
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10.2. Condiciones Económicas
10.2.1. Precios
El importe calculado en el presupuesto del presente proyecto puede sufrir variaciones debidas a cambios en los precios de los componentes utilizados. Estos precios unitarios se entiende que comprenden la ejecución total de un prototipo, incluyendo todos los trabajos complementarios y los materiales así como la parte proporcional de imposición fiscal, las cargas laborales y otros gastos que puedan derivarse.
El presupuesto no incluye los gastos de tipo energético ocasionados por el proceso de instalación ni por el uso del prototipo. Tampoco incluye las obras que sean necesarias, las cuales irían a cargo de la empresa contratante.
10.2.2. Responsabilidades
Los costes que pueda provocar el incumplimiento de las especificaciones expuestas en el presente capítulo, en la manipulación de los circuitos construidos, recae sobre el instalador o el usuario.
El instalador o usuario es el único responsable de todas las acciones en contra de lo acordado, que él o las personas que estén bajo su responsabilidad cometan durante la ejecución de las operaciones relacionadas con las mismas. También es responsable de los accidentes o daños que por errores, inexperiencia o aplicación de métodos inadecuados se produzcan a personas ajenas al desarrollo del prototipo.
El instalador o usuario es el único responsable del incumplimiento de las disposiciones vigentes en materia laboral respecto de su personal y, por tanto, de los accidentes que puedan suceder y los derechos que puedan derivarse de ellos.
En el caso que se implemente la totalidad o una parte del contenido del proyecto para la elaboración de circuitos para usos industriales, la persona responsable de la ejecución (contratista) tendrá la obligación de hacerse cargo de todos los gastos originados por el trabajo mal ejecutado sin que sirva de escusa que el Técnico Director haya examinado y aprobado las obras.
10.2.3. Cláusula del Proyecto
Los estudios y manufacturas realizados en el presente proyecto se han efectuado exclusivamente con finalidades académicas y en ningún caso se podrá sacar beneficio económico sin un acuerdo previo con el Dr. Hugo Valderrama Blavi, director de la investigación.
10.3. Condiciones Facultativas
10.3.1. Personal
Todas las acciones que se desarrollen serán ejecutadas por personal cualificado con conocimientos de electrónica de potencia. También será necesaria experiencia en software
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de simulación de circuitos electrónicos, diseño de placas en circuito impreso y uso de aparatos y instrumentos de medida como osciloscopios, multímetros, cargas activas…
El personal se someterá a las normas y reglas previstas por la comunidad autonómica, país o organismos internacionales sobre este tipo de trabajos. El técnico realizador del proyecto, así como el personal investigador no se hace responsable de los desperfectos provocados por su incumplimiento.
El contratista tendrá en la obra, el nombre y clase de operarios que haga falta por el volumen y naturaleza de los trabajos que se realicen, los cuales serán de reconocida aptitud y experimentados en el oficio. El contratista estará obligado a separar de la obra al personal que a juicio del Director Técnico no cumpla con sus obligaciones, realice el trabajo defectuosamente, ya sea por falta de conocimientos o bien por no obrar correctamente.
10.3.2. Reconocimientos i Ensayos Previos
Cuando el Director Técnico lo considere oportuno, podrá encargar el análisis, ensayo o comprobación de los materiales, elementos o instalaciones, ya sea en la fábrica de origen, laboratorios oficiales o en la misma obra, según lo que crea más conveniente, aunque estos no estén indicados en este pliego.
En el caso de discrepancia, los ensayos o pruebas se efectuarán en el laboratorio que el Técnico Director de la obra designe.
Los gastos ocasionados por estas pruebas y comprobaciones irán a cargo del contratista.
Antes de la alimentación de los prototipos serán necesarios unos reconocimientos previos de las placas del circuito impreso, que incluirán: verificación de conexiones y comprobación del buen estado de todos los componentes. Una vez alimentada se comprobará el funcionamiento de todos los componentes y se substituirán los elementos defectuosos, en caso de existir.
10.3.3. Materiales
Todos los materiales cumplirán las especificaciones y tendrán las características indicadas en el proyecto. Además deberán cumplir la calidad indicada y especialmente los elementos de precisión. En el caso de que no se encuentre en el mercado algún producto, ya sea porque se ha acabado o porque ya no se fabrica, el operario encargado del montaje tendrá que estar capacitado para sustituirlo por uno similar.
Cualquier otra especificación o característica de los materiales que figuran en solo uno de los documentos del proyecto, aunque no aparezca en la resta, será igualmente obligatoria.
10.3.3.1. Conductores
Los conductores de unión entre módulos (señal) serán cables de cobre de sección 1.5 mm2, ya que deben soportar potencias de hasta 150 W. Para evitar pérdidas en los cables, se recomienda disminuir todo lo posible su longitud y incluso se pueden utilizar conductores con una sección superior.
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10.3.3.2. Resistencias
Las resistencias son los elementos más usados en los circuitos electrónicos. Tienen unidades de Ohm que es el cociente entre un Voltio y un Amperio.
Una resistencia no es exacta y es necesario establecer los extremos máximos y mínimos entre los cuales está comprendido su valor. La tolerancia marca el intervalo de valores admisible y se expresa normalmente en porcentaje del valor exacto. Para obtener los extremos se tendrá que multiplicar el valor nominal de la resistencia por su tolerancia, después sumar este resultado al valor nominal para saber el máximo que puede obtener o restar para saber el mínimo.
En el proyecto se utilizaran dos tipos de resistencia, de sensado y de uso general. Las resistencias de uso general son resistencias que pueden soportar como máximo una potencia de 0.25 W, normalmente son utilizadas en la parte de control. Las resistencias de sensado son de tipo SMD colocadas en la parte de potencia, normalmente son de valor más pequeño y potencia elevada, para poder controlar el corriente que circula por un determinado punto sin introducir pérdidas en el circuito.
En lo que concierne a las resistencias de uso general, las tolerancias estandarizadas son 5%, 10% y 20%. Según el valor óhmico y la tolerancia, se establecen de forma estándar una serie de valores, de forma que con ella se puedan tener toda una gama de resistencias, estos valores son los que se muestran en la Tabla V. El conjunto total de valores de toda la gama se obtiene multiplicando por 0, 1, 10, 102, 103, 104, 105, 106 y 107.
Tabla V Valores estandarizados y tolerancias de las series E6, E12 y E24
Serie Tolerancia Valores estandarizados E6 20% 1.0, 1.5, 2.2, 3.3, 4.7, 6.8 E12 10% 1.0, 1.2, 1.5, 1.8, 2.2, 2.7, 3.3, 3.9, 4.7, 5.6, 6.8, 8.2 E24 5% 1.0, 1.2, 1.3, 1.5, 1.6, 1.8, 2.0, 2.2, 2.4, 2.7, 3.0, 3.6, 3.9, 4.3,
4.7, 5.1, 5.2, 5.6, 6.8, 7.5, 8.2, 9.8
Para evitar la utilización de un número elevado de seros en la designación del valor de una resistencia se utilizan múltiples del ohm. Los más usados comercialmente son:
- El kilo Ohm (kΩ), 1 kΩ = 103 Ω.
- El mega Ohm (MΩ), 1 MΩ=106 Ω.
Para identificar el valor de una resistencia se utiliza un código de colores que permite cubrir toda la Tabla V. Este sistema consiste en pintar alrededor de la resistencia cuatro anillos de un color determinado. Los dos primeros colores son los que identifican el valor de las resistencias E6, E12 y E24, el tercer color el nombre de ceros que es necesario añadir y el cuarto color, la tolerancia de la resistencia.
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10.3.3.3. Condensadores
La capacidad de los condensadores se mide en Faradios (F), pero como la unidad es excesivamente grande, se utilizan, en la práctica, otras unidades fracciones de la anterior. Las más usadas son:
- El micro Faradio (μF) = 10-6 F. - El nano Faradio (nF) = 10-9 F. - El pico Faradio (pF) = 10-12 F.
Igual que las resistencias, los condensadores también tienen una tolerancia. Esta acostumbra a ser del 5.10 o 20%. Aunque en los electrolíticos puede llegar a ser del 50%. Existen muchos tipos de condensadores, pero en este proyecto solo se han utilizado de dos tipos, los de película de poliéster y los SMD.
10.3.3.4. Inductores
Los inductores son componentes pasivos formados por un núcleo magnético y un hilo de cobre esmaltado enrollado a su alrededor en forma de espiras, las cuales generan un flujo magnético que mayoritariamente circula por el núcleo.
La magnitud física relacionada es la inductancia, la cual se expresa en Henrios (H), aunque, en la práctica, se suelen utilizar los dos submúltiples siguientes:
- El mili Henrio (mH), 1mH = 10-3 H. - El micro Henrio (μH), 1μH =10-6 H.
Los inductores son los componentes con menos exactitud, ya que los ha de fabricar el instalador. Del mismo modo, existen aparatos de medida de inductancias que permiten obtener buenas aproximaciones. 10.3.3.5. Circuitos Integrados y Semiconductores
Los circuitos integrados se tendrán que alimentar adecuadamente teniendo en cuenta las hojas de características (datasheets). Tanto los circuitos integrados como los semiconductores nunca se deberán exponer a valores de tensión y corriente superiores a los indicados en el datasheet. Otros aspectos a tener en cuenta serán los daños que se pueden producir en estos elementos a causa de la electricidad estática. Para reducir las posibilidades de este efecto será necesario el uso de guantes de látex. De esta forma se evita cualquier descarga indeseada a los circuitos integrados, ya que estos son los más sensibles a este tipo de descargas.
10.3.3.6. Zócalos y Torneados Tipo D.I.L.
Todos los circuitos integrados usados se montaran sobre un zócalo del tipo D.I.L. (Dual In Line) para la unión con la placa de circuito impreso. Se trata de un soporte de contacto mecanizado de gran cantidad de perfil bajo, formado por contactos internos (patas) de estaño sobre una base de cobre-berilio niquelado y con recubrimiento de carbón estañado.
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Los zócalos están moldeados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio. Sus características se muestran en la Tabla VI.
Tabla VI
Características físicas de los zócalos tipo D.I.L. Características Valores Margen de temperaturas Resistencia de contacto Resistencia de aislamiento Fuerza de inserción por contacto Fuerza de extracción por contacto Fuerza de retención por contacto
55 C a 125 C 10mΩ (máx.) 1010 Ω 120 g 80 g 400 g (min)
El uso de zócalos torneados para la inserción de circuitos integrados reduce el tiempo de substitución por otro circuito integrado y además se evita el calentamiento de las patas de los integrados en el proceso de soldadura, que podría producir su deterioro o, incluso, la destrucción del dispositivo.
10.3.3.7. Placas de Circuito Impreso
Todas las placas de circuito impreso serán construidas a partir de una lámina de estaño fresada. Las placas se fabricarán a doble cara.
10.3.3.8. Interconexión de las Placas de Circuito Impreso
Todas las placas dispondrán de sus conexiones pertinentes, tanto para unirlas a la lámpara en la salida, como a la fuente de alimentación a la entrada, como para unirlas entre ellas. Además de las conexiones de señales de la etapa de control. Cada terminal de conexión tendrá un agujero por el cual se introducirá un conductor o una pata que irá soldada a una pista determinada de la placa.
10.3.4. Condiciones de Ejecución
En este apartado se describirán los procesos a realizar en la fabricación de un prototipo.
10.3.4.1. Encargo y Compra del Material
La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios deberá de realizarse con suficiente antelación de forma que estén disponibles en el momento que se inicie el montaje de las placas de circuito impreso.
10.3.4.2. Construcción de los Inductores
Para la construcción de los inductores se utilizará hilo de cobre esmaltado y soldable de 0.07 mm2 de sección y se calculará el nombre de hilos necesarios para conseguir la sección deseada. Después se trenzaran los hilos y se enrollarán alrededor de un núcleo de ferrita toroidal hasta llegar al nombre de vueltas necesarias para obtener la inductancia deseada.
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Seguidamente, mediante un soldador o un baño de estaño se extrae el esmalte aislante de los extremos del hilo y se estañan las puntas para poder conectarlas a la placa de circuito impreso.
10.3.4.3. Fabricación de las Placas de Circuito Impreso
Con tal de realizar las placas de circuito impreso se ha utilizado un innovador método, que consiste en descargar el archivo software donde esta generado el esquema del circuito correspondiente, en una máquina de control numérico.
Ella sola va fresando una capa de aluminio, delimitando las pistas y realizando los agujeros pertinentes. Este método permite realizar placas más rápidamente y eficientemente.
10.3.4.4. Soldadura de los Componentes
Existen diversos métodos para poner en contacto permanente dos conductores eléctricos, pero la que combina mejor y ofrece una menor resistencia de contacto, sencillez, seguridad y rapidez es la soldadura realizada mediante la fusión de estaño.
El proceso de soldadura consiste en unir dos conductores (hilos o terminales de los componentes) de forma que mediante la adición de un tercer material conductor fundido se cree un compuesto intermetálico entre los tres conductores, de tal manera que al enfriarse y llegar a la temperatura ambiente se obtenga una unión rígida y permanente.
Tanto los materiales a soldar como las herramientas de soldadura han de cumplir unos requisitos previos de limpieza, ya que la presencia de óxidos, grasas o cualquier otro tipo de suciedad impiden que la soldadura sea de la calidad necesaria para que pueda mantenerse sin degradación con el tiempo.
10.3.4.5. Ensayos, Verificaciones i Medidas
Antes de alimentar los módulos se verificará la continuidad de todas las conexiones internas. A continuación se comprobará que todas las tensiones sean las adecuadas para cada módulo.
Se recomienda que se verifiquen las formas de onda obtenidas en los diferentes puntos del circuito mediante un osciloscopio de alta sensibilidad.
El posible funcionamiento inadecuado del equipo puede se debido a diversas causas que pueden ser resumidas en los dos puntos siguientes:
- Conexiones defectuosas
- Componentes defectuosos
10.3.4.6. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión
Todos los aspectos técnicos de la instalación que directa o indirectamente estén incluidos en el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión, deberán de cumplir lo que dispongan las
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respectivas normas. Las instrucciones más importantes en la realización del presente proyecto son las siguientes:
1.- M.I.B.T. 029 Instalaciones a pequeñas tensiones.
2.- M.I.B.T. 030 Instalaciones a tensiones especiales.
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11. REFERENCIAS
117
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[7] D.H. Park, H.J. Kim, K.Y. Joe, and, M.H. Kye, “Zero-Voltage-Switching High Frequency Inverter for Electrodeless Fluorescent Lamp”, IEEE Power Electron. specialist conf., (PESC), May 1998.
[8] N.B. Chagas, M.F. da Silva, M.E. Schlittler, J.Fraytag, R.N. do Prado, F.E. Bisogno, “Electrodeless Fluorescent Lamps Model Operated at High Frequency”, IEEE International Simposium on Industrial electron (ISIE), pp. 245-250, June 2011.
[9] M.F. da Silva, J. Fraytag, M.E. Schlittler, T.B. Marchesan, M.A. Dalla Costa, J. Marcos Alonso and R.N. do Prado, “Analysis and Design of a Single-Stage High-Power Factor Dimmable Electronic Ballast for Electrodeless Fluorescent Lamps”, IEEE Transactions on Industrial electron, vol. 60, no.8, August 2013.
[10] P.W. Tam, S.T.S. Lee, S.Y.R.Hui and H.H. Chung, “Practical Evaluation of Dimming Control Methods for Electronic Ballasts”, IEEE Transactions on Power Electron., vol. 21, no. 6, Mov. 2006.
[11] D. Gacio, J. Marcos Alonso, J. Garcia, L. Campa, M.J. Crespo and M. Rico-Secades, “PWM Series Dimming for Slow-Dynamics HPF LED Drivers: the High-Frequency Approach”, IEEE Transactions on Industrial Electron., vol. 59, no. 4, Apr. 2012.
[12] R.L.Lin, Y.T.Chen, “Phase-locked-loop-control-based electronic ballast for fluorescent lamps”, IEE Proceedings in Electric Power Applications, vol. 152, pp. 669-676, May 2005.
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[14] S. Singer, S. Ozeri, and D. Schmilovitz, “A pure realization of loss-free resistor” IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 51, pp. 1639-1647, 2004.
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[23] High-voltage LED-based efficient lightinh using a hysteretic controlled boost converter"
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