100
具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器 An Interleaved Flyback-Typed LED Driver with Energy Recovery of Leakage Inductance 研究生:蘇培碩 指導教授:鄭宏良 博士 義守大學 電機工程學系碩士在職專班 碩士論文 A Thesis Submitted to the Department of Electrical Engineering of I-Shou University in Partial Fulfillment of the Requirements for the Master Degree with a Major in Electrical Engineering July 2017 Kaohsiung Taiwan Republic of China 中華民國 一百零六

具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器ir.lib.isu.edu.tw/retrieve/104914/isu-105-isu10401003g-1.pdf具漏電感能量回收之交錯型返馳式led ... 因交錯型轉換器之特性,輸出電壓漣波

  • Upload
    others

  • View
    14

  • Download
    0

Embed Size (px)

Citation preview

具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器

An Interleaved Flyback-Typed LED Driver with

Energy Recovery of Leakage Inductance

研究生蘇培碩 撰

指導教授鄭宏良 博士

義守大學

電機工程學系碩士在職專班

碩士論文

A Thesis Submitted to the Department of Electrical Engineering

of I-Shou University in Partial Fulfillment of the Requirements

for the Master Degree with a

Major in Electrical Engineering July 2017

Kaohsiung Taiwan Republic of China

中華民國 一百零六 年 七 月

i

具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器

研究生蘇培碩 指導教授鄭宏良

義守大學電機工程研究所

摘要

本文提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器整體電路由兩組返馳式

轉換器組成轉換器使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)作為主動開關

不需要增加元件即能使電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零

電壓切換導通提升整體電路轉換效率並在兩組返馳轉換器開關的汲極各加一

顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波能量並將此能量

傳送至電容儲存達到能量回收之目的因交錯型轉換器之特性輸出電壓漣波

較傳統返馳式轉換器低

本文詳細分析整體電路之工作模式推導電路方程式並設計電路參數最後

實際製作一 200W之雛形電路並點亮LED負載以驗證所提新型電路之可行性

由實驗結果顯示主動開關確實操作於零電壓切換導通能有效地減少開關損失

整體轉換效率可達到 951

關鍵詞漏電感能量回收交錯型返馳式轉換器零電壓切換導通

ii

An Interleaved Flyback-Typed LED Driver with

Energy Recovery of Leakage Inductance

Student Pei-Shuo Su Advisor Hung-Liang Cheng

Department of Electrical Engineering

I-Shou University

ABSTRACT

This thesis proposes an interleaved flyback-typed LED driver with energy

recovery of leakage inductance The proposed circuit was composed of two flyback

converters with two power MOSFETs as the active switches Without adding any

components to the converters the current can flow through the active switchrsquos body

diode leading to zero-voltage switching-on (ZVS) and hence improving the overall

efficiency By add bypass diodes to divert the energy of the leakage inductance to

flow to the output capacitor the voltage spike across the active switches can be

effectively reduced Owing to the characteristic of interleaved operation the output

voltage ripple can be lower than traditional flyback converters

In this paper detailed analyses on circuit operation are conducted and component

parameters are designed Finally a 200-W prototype circuits are built to drive

high-brightness LEDs for verifying the feasibility of the proposed circuit The

experimental results show that both active switches can achieve ZVS operation

iii

Besides the spike voltage of the active switches is effectively reduced The overall

efficiency is 951 at rated power operation

KeywordsmdashEnergy Recovery of Leakage Inductance Interleaved flyback converter

Zero-Voltage Switching-on (ZVS)

iv

致謝

時間飛快轉眼間兩年的在職進修將結束從來都沒有想過還有這個機會

能重拾書本返回學校讀書進修現在進修充電完畢了也是該再職場上重新出

進修期間感謝我的指導教授鄭宏良 博士感謝老師當初願意給我這個機

會收我為入門學生也感謝老師在我的電路研究與撰寫論文不厭其煩的耐心

指導同時也要感謝口試委員張永農 教授與張恩誌 教授百忙之中來擔任學生

的口試委員於口試期間給予指正與建議使本論文更加完善

感謝實驗室學長睦耀同學祐生凱翔煒迪滿堂學弟居正的幫忙在

我的研究所期間給予我很多的幫忙及鼓勵也謝謝系辦兩位系助莉貞與尹秀

在一些事務上的幫忙處理感謝謝謝你們

最後感謝我親愛的家人朋友們謝謝你們這段期間無怨無悔的幫忙與鼓勵

讓我能專心在課業上謝謝爸媽的辛苦栽培弟弟跟妹妹這段期間的辛苦幫忙

還有遠在澳洲的女朋友這段期間也謝謝妳的體貼與體諒謝謝你們你們這段

期間辛苦了也祝福各位幫助過我與鼓勵過我的人及我所愛的人平安快樂身

體健康

蘇培碩 20178

v

章節目錄

中文摘要i

英文摘要ii

致謝iv

章節目錄v

圖目錄vii

表目錄ix

第一章 簡介1

11 研究動機及目的1

12 LED 發光二極體簡介3

13 漏電感簡介6

14 論文大綱9

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹10

21 開關元件類型簡介10

22 主動開關硬式切換介紹13

23 主動開關柔式切換介紹16

第三章 交錯型返馳式轉換器19

31 返馳式轉換器19

311 返馳式轉換器架構19

312 交錯型返馳式轉換器架構20

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

32 電路架構22

33 控制電路架構24

34 電路動作原理分析26

vi

第四章 電路參數設計34

41 交錯型返馳式轉換器參數設計34

42 DCM 參數設計38

第五章 電路模擬與實驗結果40

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於DCM)40

52 未具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形47

53 調載量測波形(DCM)50

531 輸出功率降至 9050

532 輸出功率降至 8053

533 輸出功率降至 7056

534 輸出功率降至 6059

535 輸出功率降至 5062

536 輸出功率降至 4065

537 輸出功率降至 3068

538 輸出功率降至 2071

539 輸出功率降至 1074

54 實驗結果77

第六章 結論與未來研究方向83

61 結論83

62 未來研究方向84

參考文獻86

vii

圖目錄

圖 11 LED 於各領域之應用4

圖 12 理想變壓器的電路符號7

圖 13 考慮有繞線電阻的變壓器模型7

圖 14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型7

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型8

圖 21 BJT 電路符號11

圖 22 MOSFET 電路符號11

圖 23 IGBT 電路符號12

圖 24 主動開關截止時之暫態13

圖 25 主動開關導通時之暫態14

圖 26 開關 ZVS 導通16

圖 27 開關 ZCS 截止17

圖 31 返馳式轉換器電路19

圖 32 交錯型返馳式轉換器電路20

圖 33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

圖 34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器22

圖 35 高頻驅動訊號23

圖 36 高頻開關訊號驅動控制電路圖24

圖 37 L6599 之內部控制方塊圖25

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式29

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形30

圖41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2示意波形35

圖 51 IsSpice 模擬電路40

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

i

具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器

研究生蘇培碩 指導教授鄭宏良

義守大學電機工程研究所

摘要

本文提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器整體電路由兩組返馳式

轉換器組成轉換器使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)作為主動開關

不需要增加元件即能使電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零

電壓切換導通提升整體電路轉換效率並在兩組返馳轉換器開關的汲極各加一

顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波能量並將此能量

傳送至電容儲存達到能量回收之目的因交錯型轉換器之特性輸出電壓漣波

較傳統返馳式轉換器低

本文詳細分析整體電路之工作模式推導電路方程式並設計電路參數最後

實際製作一 200W之雛形電路並點亮LED負載以驗證所提新型電路之可行性

由實驗結果顯示主動開關確實操作於零電壓切換導通能有效地減少開關損失

整體轉換效率可達到 951

關鍵詞漏電感能量回收交錯型返馳式轉換器零電壓切換導通

ii

An Interleaved Flyback-Typed LED Driver with

Energy Recovery of Leakage Inductance

Student Pei-Shuo Su Advisor Hung-Liang Cheng

Department of Electrical Engineering

I-Shou University

ABSTRACT

This thesis proposes an interleaved flyback-typed LED driver with energy

recovery of leakage inductance The proposed circuit was composed of two flyback

converters with two power MOSFETs as the active switches Without adding any

components to the converters the current can flow through the active switchrsquos body

diode leading to zero-voltage switching-on (ZVS) and hence improving the overall

efficiency By add bypass diodes to divert the energy of the leakage inductance to

flow to the output capacitor the voltage spike across the active switches can be

effectively reduced Owing to the characteristic of interleaved operation the output

voltage ripple can be lower than traditional flyback converters

In this paper detailed analyses on circuit operation are conducted and component

parameters are designed Finally a 200-W prototype circuits are built to drive

high-brightness LEDs for verifying the feasibility of the proposed circuit The

experimental results show that both active switches can achieve ZVS operation

iii

Besides the spike voltage of the active switches is effectively reduced The overall

efficiency is 951 at rated power operation

KeywordsmdashEnergy Recovery of Leakage Inductance Interleaved flyback converter

Zero-Voltage Switching-on (ZVS)

iv

致謝

時間飛快轉眼間兩年的在職進修將結束從來都沒有想過還有這個機會

能重拾書本返回學校讀書進修現在進修充電完畢了也是該再職場上重新出

進修期間感謝我的指導教授鄭宏良 博士感謝老師當初願意給我這個機

會收我為入門學生也感謝老師在我的電路研究與撰寫論文不厭其煩的耐心

指導同時也要感謝口試委員張永農 教授與張恩誌 教授百忙之中來擔任學生

的口試委員於口試期間給予指正與建議使本論文更加完善

感謝實驗室學長睦耀同學祐生凱翔煒迪滿堂學弟居正的幫忙在

我的研究所期間給予我很多的幫忙及鼓勵也謝謝系辦兩位系助莉貞與尹秀

在一些事務上的幫忙處理感謝謝謝你們

最後感謝我親愛的家人朋友們謝謝你們這段期間無怨無悔的幫忙與鼓勵

讓我能專心在課業上謝謝爸媽的辛苦栽培弟弟跟妹妹這段期間的辛苦幫忙

還有遠在澳洲的女朋友這段期間也謝謝妳的體貼與體諒謝謝你們你們這段

期間辛苦了也祝福各位幫助過我與鼓勵過我的人及我所愛的人平安快樂身

體健康

蘇培碩 20178

v

章節目錄

中文摘要i

英文摘要ii

致謝iv

章節目錄v

圖目錄vii

表目錄ix

第一章 簡介1

11 研究動機及目的1

12 LED 發光二極體簡介3

13 漏電感簡介6

14 論文大綱9

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹10

21 開關元件類型簡介10

22 主動開關硬式切換介紹13

23 主動開關柔式切換介紹16

第三章 交錯型返馳式轉換器19

31 返馳式轉換器19

311 返馳式轉換器架構19

312 交錯型返馳式轉換器架構20

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

32 電路架構22

33 控制電路架構24

34 電路動作原理分析26

vi

第四章 電路參數設計34

41 交錯型返馳式轉換器參數設計34

42 DCM 參數設計38

第五章 電路模擬與實驗結果40

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於DCM)40

52 未具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形47

53 調載量測波形(DCM)50

531 輸出功率降至 9050

532 輸出功率降至 8053

533 輸出功率降至 7056

534 輸出功率降至 6059

535 輸出功率降至 5062

536 輸出功率降至 4065

537 輸出功率降至 3068

538 輸出功率降至 2071

539 輸出功率降至 1074

54 實驗結果77

第六章 結論與未來研究方向83

61 結論83

62 未來研究方向84

參考文獻86

vii

圖目錄

圖 11 LED 於各領域之應用4

圖 12 理想變壓器的電路符號7

圖 13 考慮有繞線電阻的變壓器模型7

圖 14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型7

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型8

圖 21 BJT 電路符號11

圖 22 MOSFET 電路符號11

圖 23 IGBT 電路符號12

圖 24 主動開關截止時之暫態13

圖 25 主動開關導通時之暫態14

圖 26 開關 ZVS 導通16

圖 27 開關 ZCS 截止17

圖 31 返馳式轉換器電路19

圖 32 交錯型返馳式轉換器電路20

圖 33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

圖 34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器22

圖 35 高頻驅動訊號23

圖 36 高頻開關訊號驅動控制電路圖24

圖 37 L6599 之內部控制方塊圖25

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式29

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形30

圖41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2示意波形35

圖 51 IsSpice 模擬電路40

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

ii

An Interleaved Flyback-Typed LED Driver with

Energy Recovery of Leakage Inductance

Student Pei-Shuo Su Advisor Hung-Liang Cheng

Department of Electrical Engineering

I-Shou University

ABSTRACT

This thesis proposes an interleaved flyback-typed LED driver with energy

recovery of leakage inductance The proposed circuit was composed of two flyback

converters with two power MOSFETs as the active switches Without adding any

components to the converters the current can flow through the active switchrsquos body

diode leading to zero-voltage switching-on (ZVS) and hence improving the overall

efficiency By add bypass diodes to divert the energy of the leakage inductance to

flow to the output capacitor the voltage spike across the active switches can be

effectively reduced Owing to the characteristic of interleaved operation the output

voltage ripple can be lower than traditional flyback converters

In this paper detailed analyses on circuit operation are conducted and component

parameters are designed Finally a 200-W prototype circuits are built to drive

high-brightness LEDs for verifying the feasibility of the proposed circuit The

experimental results show that both active switches can achieve ZVS operation

iii

Besides the spike voltage of the active switches is effectively reduced The overall

efficiency is 951 at rated power operation

KeywordsmdashEnergy Recovery of Leakage Inductance Interleaved flyback converter

Zero-Voltage Switching-on (ZVS)

iv

致謝

時間飛快轉眼間兩年的在職進修將結束從來都沒有想過還有這個機會

能重拾書本返回學校讀書進修現在進修充電完畢了也是該再職場上重新出

進修期間感謝我的指導教授鄭宏良 博士感謝老師當初願意給我這個機

會收我為入門學生也感謝老師在我的電路研究與撰寫論文不厭其煩的耐心

指導同時也要感謝口試委員張永農 教授與張恩誌 教授百忙之中來擔任學生

的口試委員於口試期間給予指正與建議使本論文更加完善

感謝實驗室學長睦耀同學祐生凱翔煒迪滿堂學弟居正的幫忙在

我的研究所期間給予我很多的幫忙及鼓勵也謝謝系辦兩位系助莉貞與尹秀

在一些事務上的幫忙處理感謝謝謝你們

最後感謝我親愛的家人朋友們謝謝你們這段期間無怨無悔的幫忙與鼓勵

讓我能專心在課業上謝謝爸媽的辛苦栽培弟弟跟妹妹這段期間的辛苦幫忙

還有遠在澳洲的女朋友這段期間也謝謝妳的體貼與體諒謝謝你們你們這段

期間辛苦了也祝福各位幫助過我與鼓勵過我的人及我所愛的人平安快樂身

體健康

蘇培碩 20178

v

章節目錄

中文摘要i

英文摘要ii

致謝iv

章節目錄v

圖目錄vii

表目錄ix

第一章 簡介1

11 研究動機及目的1

12 LED 發光二極體簡介3

13 漏電感簡介6

14 論文大綱9

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹10

21 開關元件類型簡介10

22 主動開關硬式切換介紹13

23 主動開關柔式切換介紹16

第三章 交錯型返馳式轉換器19

31 返馳式轉換器19

311 返馳式轉換器架構19

312 交錯型返馳式轉換器架構20

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

32 電路架構22

33 控制電路架構24

34 電路動作原理分析26

vi

第四章 電路參數設計34

41 交錯型返馳式轉換器參數設計34

42 DCM 參數設計38

第五章 電路模擬與實驗結果40

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於DCM)40

52 未具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形47

53 調載量測波形(DCM)50

531 輸出功率降至 9050

532 輸出功率降至 8053

533 輸出功率降至 7056

534 輸出功率降至 6059

535 輸出功率降至 5062

536 輸出功率降至 4065

537 輸出功率降至 3068

538 輸出功率降至 2071

539 輸出功率降至 1074

54 實驗結果77

第六章 結論與未來研究方向83

61 結論83

62 未來研究方向84

參考文獻86

vii

圖目錄

圖 11 LED 於各領域之應用4

圖 12 理想變壓器的電路符號7

圖 13 考慮有繞線電阻的變壓器模型7

圖 14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型7

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型8

圖 21 BJT 電路符號11

圖 22 MOSFET 電路符號11

圖 23 IGBT 電路符號12

圖 24 主動開關截止時之暫態13

圖 25 主動開關導通時之暫態14

圖 26 開關 ZVS 導通16

圖 27 開關 ZCS 截止17

圖 31 返馳式轉換器電路19

圖 32 交錯型返馳式轉換器電路20

圖 33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

圖 34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器22

圖 35 高頻驅動訊號23

圖 36 高頻開關訊號驅動控制電路圖24

圖 37 L6599 之內部控制方塊圖25

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式29

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形30

圖41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2示意波形35

圖 51 IsSpice 模擬電路40

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

iii

Besides the spike voltage of the active switches is effectively reduced The overall

efficiency is 951 at rated power operation

KeywordsmdashEnergy Recovery of Leakage Inductance Interleaved flyback converter

Zero-Voltage Switching-on (ZVS)

iv

致謝

時間飛快轉眼間兩年的在職進修將結束從來都沒有想過還有這個機會

能重拾書本返回學校讀書進修現在進修充電完畢了也是該再職場上重新出

進修期間感謝我的指導教授鄭宏良 博士感謝老師當初願意給我這個機

會收我為入門學生也感謝老師在我的電路研究與撰寫論文不厭其煩的耐心

指導同時也要感謝口試委員張永農 教授與張恩誌 教授百忙之中來擔任學生

的口試委員於口試期間給予指正與建議使本論文更加完善

感謝實驗室學長睦耀同學祐生凱翔煒迪滿堂學弟居正的幫忙在

我的研究所期間給予我很多的幫忙及鼓勵也謝謝系辦兩位系助莉貞與尹秀

在一些事務上的幫忙處理感謝謝謝你們

最後感謝我親愛的家人朋友們謝謝你們這段期間無怨無悔的幫忙與鼓勵

讓我能專心在課業上謝謝爸媽的辛苦栽培弟弟跟妹妹這段期間的辛苦幫忙

還有遠在澳洲的女朋友這段期間也謝謝妳的體貼與體諒謝謝你們你們這段

期間辛苦了也祝福各位幫助過我與鼓勵過我的人及我所愛的人平安快樂身

體健康

蘇培碩 20178

v

章節目錄

中文摘要i

英文摘要ii

致謝iv

章節目錄v

圖目錄vii

表目錄ix

第一章 簡介1

11 研究動機及目的1

12 LED 發光二極體簡介3

13 漏電感簡介6

14 論文大綱9

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹10

21 開關元件類型簡介10

22 主動開關硬式切換介紹13

23 主動開關柔式切換介紹16

第三章 交錯型返馳式轉換器19

31 返馳式轉換器19

311 返馳式轉換器架構19

312 交錯型返馳式轉換器架構20

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

32 電路架構22

33 控制電路架構24

34 電路動作原理分析26

vi

第四章 電路參數設計34

41 交錯型返馳式轉換器參數設計34

42 DCM 參數設計38

第五章 電路模擬與實驗結果40

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於DCM)40

52 未具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形47

53 調載量測波形(DCM)50

531 輸出功率降至 9050

532 輸出功率降至 8053

533 輸出功率降至 7056

534 輸出功率降至 6059

535 輸出功率降至 5062

536 輸出功率降至 4065

537 輸出功率降至 3068

538 輸出功率降至 2071

539 輸出功率降至 1074

54 實驗結果77

第六章 結論與未來研究方向83

61 結論83

62 未來研究方向84

參考文獻86

vii

圖目錄

圖 11 LED 於各領域之應用4

圖 12 理想變壓器的電路符號7

圖 13 考慮有繞線電阻的變壓器模型7

圖 14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型7

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型8

圖 21 BJT 電路符號11

圖 22 MOSFET 電路符號11

圖 23 IGBT 電路符號12

圖 24 主動開關截止時之暫態13

圖 25 主動開關導通時之暫態14

圖 26 開關 ZVS 導通16

圖 27 開關 ZCS 截止17

圖 31 返馳式轉換器電路19

圖 32 交錯型返馳式轉換器電路20

圖 33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

圖 34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器22

圖 35 高頻驅動訊號23

圖 36 高頻開關訊號驅動控制電路圖24

圖 37 L6599 之內部控制方塊圖25

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式29

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形30

圖41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2示意波形35

圖 51 IsSpice 模擬電路40

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

iv

致謝

時間飛快轉眼間兩年的在職進修將結束從來都沒有想過還有這個機會

能重拾書本返回學校讀書進修現在進修充電完畢了也是該再職場上重新出

進修期間感謝我的指導教授鄭宏良 博士感謝老師當初願意給我這個機

會收我為入門學生也感謝老師在我的電路研究與撰寫論文不厭其煩的耐心

指導同時也要感謝口試委員張永農 教授與張恩誌 教授百忙之中來擔任學生

的口試委員於口試期間給予指正與建議使本論文更加完善

感謝實驗室學長睦耀同學祐生凱翔煒迪滿堂學弟居正的幫忙在

我的研究所期間給予我很多的幫忙及鼓勵也謝謝系辦兩位系助莉貞與尹秀

在一些事務上的幫忙處理感謝謝謝你們

最後感謝我親愛的家人朋友們謝謝你們這段期間無怨無悔的幫忙與鼓勵

讓我能專心在課業上謝謝爸媽的辛苦栽培弟弟跟妹妹這段期間的辛苦幫忙

還有遠在澳洲的女朋友這段期間也謝謝妳的體貼與體諒謝謝你們你們這段

期間辛苦了也祝福各位幫助過我與鼓勵過我的人及我所愛的人平安快樂身

體健康

蘇培碩 20178

v

章節目錄

中文摘要i

英文摘要ii

致謝iv

章節目錄v

圖目錄vii

表目錄ix

第一章 簡介1

11 研究動機及目的1

12 LED 發光二極體簡介3

13 漏電感簡介6

14 論文大綱9

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹10

21 開關元件類型簡介10

22 主動開關硬式切換介紹13

23 主動開關柔式切換介紹16

第三章 交錯型返馳式轉換器19

31 返馳式轉換器19

311 返馳式轉換器架構19

312 交錯型返馳式轉換器架構20

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

32 電路架構22

33 控制電路架構24

34 電路動作原理分析26

vi

第四章 電路參數設計34

41 交錯型返馳式轉換器參數設計34

42 DCM 參數設計38

第五章 電路模擬與實驗結果40

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於DCM)40

52 未具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形47

53 調載量測波形(DCM)50

531 輸出功率降至 9050

532 輸出功率降至 8053

533 輸出功率降至 7056

534 輸出功率降至 6059

535 輸出功率降至 5062

536 輸出功率降至 4065

537 輸出功率降至 3068

538 輸出功率降至 2071

539 輸出功率降至 1074

54 實驗結果77

第六章 結論與未來研究方向83

61 結論83

62 未來研究方向84

參考文獻86

vii

圖目錄

圖 11 LED 於各領域之應用4

圖 12 理想變壓器的電路符號7

圖 13 考慮有繞線電阻的變壓器模型7

圖 14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型7

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型8

圖 21 BJT 電路符號11

圖 22 MOSFET 電路符號11

圖 23 IGBT 電路符號12

圖 24 主動開關截止時之暫態13

圖 25 主動開關導通時之暫態14

圖 26 開關 ZVS 導通16

圖 27 開關 ZCS 截止17

圖 31 返馳式轉換器電路19

圖 32 交錯型返馳式轉換器電路20

圖 33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

圖 34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器22

圖 35 高頻驅動訊號23

圖 36 高頻開關訊號驅動控制電路圖24

圖 37 L6599 之內部控制方塊圖25

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式29

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形30

圖41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2示意波形35

圖 51 IsSpice 模擬電路40

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

v

章節目錄

中文摘要i

英文摘要ii

致謝iv

章節目錄v

圖目錄vii

表目錄ix

第一章 簡介1

11 研究動機及目的1

12 LED 發光二極體簡介3

13 漏電感簡介6

14 論文大綱9

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹10

21 開關元件類型簡介10

22 主動開關硬式切換介紹13

23 主動開關柔式切換介紹16

第三章 交錯型返馳式轉換器19

31 返馳式轉換器19

311 返馳式轉換器架構19

312 交錯型返馳式轉換器架構20

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

32 電路架構22

33 控制電路架構24

34 電路動作原理分析26

vi

第四章 電路參數設計34

41 交錯型返馳式轉換器參數設計34

42 DCM 參數設計38

第五章 電路模擬與實驗結果40

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於DCM)40

52 未具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形47

53 調載量測波形(DCM)50

531 輸出功率降至 9050

532 輸出功率降至 8053

533 輸出功率降至 7056

534 輸出功率降至 6059

535 輸出功率降至 5062

536 輸出功率降至 4065

537 輸出功率降至 3068

538 輸出功率降至 2071

539 輸出功率降至 1074

54 實驗結果77

第六章 結論與未來研究方向83

61 結論83

62 未來研究方向84

參考文獻86

vii

圖目錄

圖 11 LED 於各領域之應用4

圖 12 理想變壓器的電路符號7

圖 13 考慮有繞線電阻的變壓器模型7

圖 14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型7

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型8

圖 21 BJT 電路符號11

圖 22 MOSFET 電路符號11

圖 23 IGBT 電路符號12

圖 24 主動開關截止時之暫態13

圖 25 主動開關導通時之暫態14

圖 26 開關 ZVS 導通16

圖 27 開關 ZCS 截止17

圖 31 返馳式轉換器電路19

圖 32 交錯型返馳式轉換器電路20

圖 33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

圖 34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器22

圖 35 高頻驅動訊號23

圖 36 高頻開關訊號驅動控制電路圖24

圖 37 L6599 之內部控制方塊圖25

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式29

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形30

圖41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2示意波形35

圖 51 IsSpice 模擬電路40

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

vi

第四章 電路參數設計34

41 交錯型返馳式轉換器參數設計34

42 DCM 參數設計38

第五章 電路模擬與實驗結果40

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於DCM)40

52 未具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形47

53 調載量測波形(DCM)50

531 輸出功率降至 9050

532 輸出功率降至 8053

533 輸出功率降至 7056

534 輸出功率降至 6059

535 輸出功率降至 5062

536 輸出功率降至 4065

537 輸出功率降至 3068

538 輸出功率降至 2071

539 輸出功率降至 1074

54 實驗結果77

第六章 結論與未來研究方向83

61 結論83

62 未來研究方向84

參考文獻86

vii

圖目錄

圖 11 LED 於各領域之應用4

圖 12 理想變壓器的電路符號7

圖 13 考慮有繞線電阻的變壓器模型7

圖 14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型7

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型8

圖 21 BJT 電路符號11

圖 22 MOSFET 電路符號11

圖 23 IGBT 電路符號12

圖 24 主動開關截止時之暫態13

圖 25 主動開關導通時之暫態14

圖 26 開關 ZVS 導通16

圖 27 開關 ZCS 截止17

圖 31 返馳式轉換器電路19

圖 32 交錯型返馳式轉換器電路20

圖 33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

圖 34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器22

圖 35 高頻驅動訊號23

圖 36 高頻開關訊號驅動控制電路圖24

圖 37 L6599 之內部控制方塊圖25

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式29

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形30

圖41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2示意波形35

圖 51 IsSpice 模擬電路40

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

vii

圖目錄

圖 11 LED 於各領域之應用4

圖 12 理想變壓器的電路符號7

圖 13 考慮有繞線電阻的變壓器模型7

圖 14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型7

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型8

圖 21 BJT 電路符號11

圖 22 MOSFET 電路符號11

圖 23 IGBT 電路符號12

圖 24 主動開關截止時之暫態13

圖 25 主動開關導通時之暫態14

圖 26 開關 ZVS 導通16

圖 27 開關 ZCS 截止17

圖 31 返馳式轉換器電路19

圖 32 交錯型返馳式轉換器電路20

圖 33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構21

圖 34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器22

圖 35 高頻驅動訊號23

圖 36 高頻開關訊號驅動控制電路圖24

圖 37 L6599 之內部控制方塊圖25

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式29

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形30

圖41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2示意波形35

圖 51 IsSpice 模擬電路40

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

viii

圖 52 高頻互補方波驅動訊號41

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io波形42

圖 54 主動開關 S1之電壓電流波形43

圖 55 主動開關 S2之電壓電流波形44

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形45

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形46

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io之實作波形47

圖 59 主動開關 S1之電壓電流之實作波形48

圖 510 主動開關 S2之電壓電流之實作波形49

圖 511 輸出功率降至 90實測波形50

圖 512 輸出功率降至 80實測波形53

圖 513 輸出功率降至 70實測波形56

圖 514 輸出功率降至 60實測波形59

圖 515 輸出功率降至 50實測波形62

圖 516 輸出功率降至 40實測波形65

圖 517 輸出功率降至 30實測波形68

圖 518 輸出功率降至 20實測波形71

圖 519 輸出功率降至 10實測波形73

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖79

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖79

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路80

圖 523 201-W LED 負載模組輸出電壓輸出電流波形82

圖 524 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形82

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber85

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

ix

表目錄

表 11 各種光源之特性比較表4

表 21 BJTIGBTMOSFET 之特性比較表12

表 41 電氣規格表37

表 42 電路元件參數表39

表 51 電路滿載之實際量測結果77

表 52 電路調光之實際量測結果78

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果78

表 54 LED 負載模組規格表與負載之雛形81

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 1 -

第一章 簡介

11 研究動機及目的

隨著科技文明的進步近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多使得能

源相關的技術日趨重要尤其著重於轉換效率的提高而產品要求輕薄短小

成為必然之趨勢因此如何設計一個低成本高效率低損失的電源轉換器將是未

來市場需求的主流因此如何提升能源轉換效率佳之技術已成為學術界與產業界

近年來發展之重點不僅可以提高能源效率更能維護地球環境使地球能源能永

續發展使用

現今照明已成為人類不可或缺的一部分到了二十世紀水銀燈(Mercury

Lamp)發光二極(Light-Emitting Diode LED)螢光燈(Fluorescent Lamp)複金屬燈

(Metal Halide Lamp)高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp HID)hellip等光

源相繼出現[1]提供了人類各項照明的需求直到如今照明用途已不僅是提供環

境亮度而是利用照明的技術提供人類一個安全舒適並且具有高品質的用光環境

也由於人類對於生活品質的要求越來越高相對的在照明能源方面的消耗也相當驚

人因此發展具節能效果及環保意識的照明產品已是現今二十一世紀最重視的議

題之一

隨著3C產品及科技的進步直流驅動更加被廣泛利用電動機車智慧型手機

行動電源電源供應器hellip等LED都是直流驅動的應用範疇以上所述皆需要直流

電供應由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活直流輸電系統不但可以降低

電能轉換損失而且直流輸電不存在虛功率的問題而上面所提及之各式負載皆

需透過直流直流轉換器以達所需之電氣規格在考量電路成本以及產品競爭力下

低功率的直流直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制其主動開關工作於

硬性切換在切換的瞬間會造成切換損失而且還會引起電磁干擾的問題嚴重的

話會造成電路的誤動作甚至影響整個控制迴路產生電路上穩定性的問題隨著

切換頻率越高所造成的切換損失就越大因此硬式切換的轉換器大多應用在低功

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 2 -

率產品上高功率直流直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求以降低對散熱

設備的依賴並提升轉換器的功率密度針對改善轉換器效率許多文獻提出柔性切

換技術使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]能夠減少切換損失與

降低功率開關的電流和電壓應力除了提升電路效率外可增強電路穩定度外也可

有效地降低電磁干擾

因此本文提出一型直流直流轉換器電路含兩組交錯導通的返馳轉換器電感

電流流經主動開關之本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電

路轉換效率並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體使

開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量因交錯式轉換器之特性兩

組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流應力輸入電流漣波與

輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 3 -

12 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介

發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件元件具有

兩個電極端子光輸出是由通過的正向電流決定電流從P極(陽極)流向N極(負極)

可將能量轉換以光的形式激發釋出具有環保又節能的優勢LED發光二極體由環

氧樹脂封裝可以承受較高強度的震動與衝擊其使用壽命均可達8萬~10萬小時

使用壽命遠大過於其他光源白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾

燈與鹵素燈泡LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡相較於螢光燈氙氣閃光

燈高亮度氣體放電燈hellip等光源LED體積也小點亮的速度也比其他光源還要更

快直接加入直流電壓就可以馬上點亮隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成

熟LED的發光效率已經逐漸超越HIDLED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣綜

合以上優點LED 的應用範圍十分廣泛包括螢幕背光源顯示看板交通信號燈

照明燈具儀器儀表hellip等領域圖11為LED各種應用領域表11各種光源之特性比

較表[14]

LED所輸出的光亮度與電流成正比所以只要改變一下電流就可以輕易達到調

整發光亮度之目的也可以達到節能之效果調整LED光亮度的方式主要有兩種

分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation PWM)與電壓控制大部分常用

LED調光方式為PWM低頻調光當脈波訊號為高電位時LED導通當脈波訊號為

低電位時LED關閉透過人類視覺暫留的效果眼睛不會察覺LED 的閃爍改變

低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流因而控制LED的發光亮度因為LED

在導通時的電流相等使發光色彩可以保持一致避免LED演色性降低還有另一

種調光方式則是電壓控制主要是改變LED兩端的跨壓就可改變LED的電流雖

然也是可以達到調光之目的但發光顏色卻會隨著電流大小而改變造成LED演色

性降低

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

T5

L

(a)

光源種類

白熾燈

鹵素燈泡

省電燈泡

高壓鈉燈

複金屬燈

5螢光燈管

高壓水銀燈

ED(白光)

)車子大燈應

(c)室內燈

色溫(k

2700~30

2900~32

4000~70

2000~25

3000~55

2700~65

3000~47

3200~75

應用

燈具應用

圖11

表11 各種

k) 使用

000 50

200 20

000 50

500 120

500 60

500 130

700 100

500 600

- 4 -

LED於各領

種光源之特

用壽命(hrs)

000~10000

000~3000

000~8000

000~16000

000~10000

000~20000

000~12000

000~75000

(b)廣告看板

(d)戶外燈

領域之應用

特性比較表[

) 演色性

10

10

80~

20~

65~

80~

50~

50~

板應用

燈飾裝飾應

14]

性(Ra) 發

00

00

~85

~40

~80

~85

~60

~100

應用

發光效率(l

8~18

18~30

38~60

68~150

66~10

90~105

40~65

120~16

lmW)

0

0

0

8

5

5

60

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 5 -

LED 優點[15]

1 其本身體積可以造得非常細小可塑性強可施工在任何造型上

2 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)耗電少省能源環保無汞

3 由於是固態元件沒有燈絲玻璃罩等與螢光燈白熾燈hellip等相較之下能

承受更大震盪

4 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命即便是在 50 度以上的高

溫使用壽命還有平均約 4 萬小時

5 因發光體積細小而易於以透鏡等方式達致所需集散程度藉改變其封裝外

形其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成

LED 缺點[15]

1 製造成本高價格稍貴其產品損耗後不利於回收利用不符環保

2 發光二極體為光源面積小分布較集中作照明用途時會刺眼須運用光學

設計分散光源

3 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度顏色偏壓hellip等)上有一定差

異即使是同一批次的發光二極體差異也不少

4 演色性低一直是 LED 的問題

5 效率受高溫影響而急劇下降不但浪費電力也產生更多熱能令溫度進一步

上升形成惡性循環浪費電力也縮短使用壽命因此需要良好散熱

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 6 -

13 漏電感(Leakage Inductance)簡介

在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時耦合電感中會有某些部

漏電感又稱漏感(Leakage Inductance)視為線圈不會有變壓作用只會有類似抑

流電感的作用這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感若初級線圈與次級

線圈完全耦合即耦合係數為理想的1時則這時變壓器時漏電感的數值為零但一

般變壓器的耦合係數多為1以下因為未完全耦合所以線圈大部分存在漏電感

變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件變壓器

由幾個重要元素所組成兩組繞線一條磁耦合路徑兩組繞線分別形成兩個電感器

而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向圖12為理想變壓器的電路

符號變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成而漆包線有對應的阻抗值因此可以

在理想變壓器之電路符號上加入阻抗R1與R2圖13所示考慮實際變壓器鐵心的

相對導磁係數並非無窮大所以在線圈N1內的磁通並無法百分之百通過線圈N2

而是有一部分的磁通散逸到空氣中這種效果就如同有一個電感會產生磁通但

卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣所以可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心

外的現象而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)由於每組繞線都會有

磁通洩漏的現象因此每組繞線都要加上漏電感漏電感以電抗(Reactance)表示

並加入變壓器中如圖14所示

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 7 -

圖12 理想變壓器的電路符號

圖13 考慮有繞線電阻的變壓器模型

圖14 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 8 -

返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容

於功率開關晶體關閉時因電感的磁通必需連續而變壓器之漏電感無法將儲存於

漏電感之磁通轉換至二次側漏電感電流瞬間被截斷於功率開關晶體之汲極(Drain)

與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)變壓器之漏電感與功率開

關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時然而元件寄生之電感及電容所產生之電

壓突尖並伴隨之高頻震盪將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞高頻震盪也

可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題如圖15所示

圖 15 返馳式轉換器及其元件等效電路模型

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 9 -

14 論文大綱

本文內容共分為六章陳述各章節內容安排如下

第一章簡介本文研究動機並概述LED驅動器與何謂漏電感

第二章介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換

第三章介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構控制電路及電路工作模式分

第四章介紹本文電路特性電路設計限制及參數設計過程

第五章依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作並比較模擬波形

與實測波形驗證所提電路之可行性

第六章結論與未來研究方向

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 10 -

第二章 主動開關元件與硬式柔式切換之介紹

本章節將探討主動開關元件類別以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔

式切換之優點

21 主動開關元件類型簡介

開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成藉由控制訊號的改變開

關元件可以控制電流的導通與否進而調節電能的變動來達到電能轉換之目的

因此開關元件是電能轉換器中的主角在整體系統電路中具有極重要的地位

在各種切換式功率轉換器中主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電

路的動作開關元件可分為主動式開關和被動式開關然而一般轉換器常用到的主

動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor BJT)金屬氧化物半導體

場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor MOSFET) 絕緣柵雙

極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT)hellip等

1 雙極接面電晶體(BJT)是一種具有三個終端的電子器件又俗稱三極體這種

電晶體的工作同時涉及電子和電洞兩種載子的流動因此它被稱為雙極性的

所以也稱雙極性載子電晶體BJT最主要的特點是具有電流放的功能也是 一

種電流控制元件但其切換速度相對比場效電晶體來得慢圖21所示

2 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)是一種廣泛使用在類比電路與數位電

路的場效電晶體金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同可分

為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型通常被稱為N型金氧半場效

電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)如圖22所示

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 11 -

3 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件

基本上它是利用MOSFET快速切換的特性擔任控制訊號的放大然後利用

BJT較大電流放大倍率的特性擔任主要電流的導通路徑此IGBT可說是集BJT

與MOSFET之優點的組成所以其特性便居於兩者之間如圖23所示

(a) PNP BJT (b)NPN BJT

圖21 BJT電路符號

圖22 MOSFET電路符號

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 12 -

C 集極

E 射極

G閘極

圖23 IGBT電路符號

表21 BJTIGBTMOSFET之特性比較表

BJT IGBT MOSFET

承受功率 低 高 中

耐電流 大 中 小

開關切換速度 慢 中 快

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 13 -

22 主動開關硬式切換介紹

轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體

(BJT)作為主動開關本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電

晶體因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象其中可能造成的切

換損失會因漏感以及寄生電容產生不必要之突波對電晶體元件造成不必要之

應力而導致元件之損毀

硬式切換可能造成的切換損失有[16-20]

1 開關截止損失在主動開關使用硬式切換方式當開關截止時由於開關電流

下降緩慢開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而

造成電壓快速上升快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積即為

開關截止損失如圖24所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖24 主動開關截止時之暫態

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 14 -

2 開關導通損失汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態因金

屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用當開關導通時

必須先將電容放電由於寄生電容放電開關電流會快速上升而開關電壓因

寄生電感開關跨壓緩慢下降開關電流與開關電壓所交疊之面積即為開關

導通損失 如圖25所示而此勢也必造成功率損耗於開關上

圖25 主動開關導通時之暫態

由上圖24跟圖25可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失當系統

切換頻率增加在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化即電壓變化率

(dvdt)與電流變化率(didt)過大將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference

EMI)這不僅影響系統本身之運作產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備而且

還可能會引起電磁干擾問題嚴重的話會造成電路誤動作甚至影響控制迴路產

生穩定性問題而其切換損失將也會轉換成熱能隨著電路的運作系統溫度亦逐

漸上升然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低若未重視散熱的問

題將導致功率開關元件壽命縮短甚至過熱而燒毀若無法降低切換的損失勢

必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題因此散熱系統的體積必須增

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 15 -

加最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的因此硬式切換大致上僅適

用於較低功率之應用

由於開關切換損失發生在每個切換動作與切換頻率是成正比的若切換頻率

提高開關所造成損失亦會提高伴隨著現代科技進步我們會想要減小元件(如磁

性元件儲能元件)的面積勢必提高切換頻率如此一來每週期的儲存能量變化較

小即可縮小體積亦可以減省成本但是若提高操作頻率切換損失的問題將會接

踵而來由上述的開關切換暫態現象可以知道若使用傳統硬式切換的方法一定會

造成切換損失若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾

常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)以及零電

壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS)即能有效地降低切換損失因此使用柔式切

換降低損失的技術相對重要

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 16 -

23 主動開關柔式切換介紹

硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構也決定了轉換器的根本操作原理更

限制了轉換器的輸入輸出轉換關係然而由於元件的非理想特性使得硬式切換的

轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響也因此往往只能用來處理低功率

的應用電源及體積也無法再縮小

為了改善主動開關元件硬式切換之缺點近年來國內專注於柔式切換(Soft

Switching )之研究柔式切換技術係在電路架構中加入輔助電容與輔助電感以構

成輔助諧振電路並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前讓開

關上之跨壓先降為零再進行導通之動作或是在功率開關元件截止前讓開關上之

電流先降為零再進行截止之動作柔性切換技術不僅可減少功率開關元件在硬式

切換時產生的問題如切換損失電磁干擾及系統穩定性等即使系統操作於大功

率或大電流之環境也能有效的提高整體系統之效率減少能源浪費柔式切換技

術便應運而生因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換

柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式[13]

1 零電壓切換(ZVS)在開關導通時電壓vDS先下降到零接著電流iDS才開始上

升使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失這稱之為

零電壓切換(Zero-Voltage Switching ZVS) 如圖26所示

圖26 開關ZVS導通

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 17 -

2 零電流切換(ZCS)在開關截止時電流iDS先下降至零後電壓vDS才開始上升

如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失這

稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching ZCS)如圖27所示

圖27 開關ZCS截止

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 18 -

有關柔性切換技術的優點歸納列述如下

1 減少功率開關元件之切換損失且能實現電路輕型之目的

2 若採用PWM方式即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容仍可予以積極利

用作為諧振元件且可降低其所產生之雜訊

3 可實際提升切換頻率使功率被動元件(電感器變壓器電容器)等元件變小

不僅可以提高功率密度亦使回授頻寬變寬加速電能轉換器之暫態響應

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 19 -

第三章 交錯型返馳式轉換器

本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構並提出本文之具漏電感能量回收

之交錯型返馳式轉換器並針對電路架構控制電路以及電路動作原理做詳細之敘

31 返馳式轉換器

311 返馳式轉換器架構

實際的應用電路中由於功率的提升與安全規範的考量設計上必須考慮如何

隔開輸入端與輸出端一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整返

馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器其電路由一個功

率開關S1耦合電感T1二極體D1濾波電容器Co與負載Ro所組成如圖31所示

其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲

存能量之目的返馳式轉換器具有成本低電路成熟與架構簡單的特點並且容易

達到多組輸出的目的所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求

圖31 返馳式轉換器電路

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 20 -

312 交錯型返馳式轉換器架構

交錯型返馳式轉換器[13][21-30]顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組

成每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通不但操

作方式與單相返馳式轉換器一樣也可分擔總輸出功率主要用以解決大功率電路

的需求更同時減少輸入以及輸出電壓漣波減少電感體積與輸出電容值增加電

路之功率密度圖32所示

T1

T2

S1

S2

D1

D2

Ro

Co

+

-

Vo

+-

DC

圖32 交錯型返馳式轉換器電路

交錯型返馳式轉換器之優點

1 具有更好的可靠度

2 可獲得較高電路系統效率

3 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低

4 可使每一組的電流平衡對於電路散熱亦佳熱能影響對電路較小

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 21 -

313 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器

本文應用交錯式返馳轉換器提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架

構如圖33所示電路含兩組交錯導通的返馳轉換器即能使電流流經主動開關之

本質二極體使主動開關操作於零電壓切換導通提升整體電路轉換效率並且在

這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由

漏感能量所造成的突波電壓將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的為

提升轉換效率開關使用柔性切換技術本文電路藉由元件上的安排且不需增加任

何元件以及輔助電路即能使主動開關能操作於零電壓切換減少切換損失因交

錯式轉換器之特性兩組轉換器共同分擔總輸出功率降低在元件上之電壓與電流

應力輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低使元件壽命提升增加電路之可靠度

圖33 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 22 -

32 電路架構

第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)主動開關(S1)二極體(D1)旁路二極體(Dp1)

第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)主動開關(S2)二極體(D2)旁路二極體(Dp2)組

成輸出電容(Co)以及輸出負載為LED (Ro)設計兩組電感之電流工作於DCM

其電路架構如圖34所示

本文電路輸入電壓為48V之直流電源利用脈波頻率調變之控制方式調整輸

出功率達到調光之目的

圖34 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 23 -

本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性主動開關S1

與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動

其切換頻率為fs但本文架構的兩個主動開關為並聯有無怠遲時間並不影響電路

因怠遲時間非常短暫可將其忽略vGS1與vGS2的導通率為05如圖35所示在主

動開關導通前因電路元件架構安排致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic

Diode)Ds1與Ds2使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-onZVS)

此舉可減少開關切換之損失進而有效提升電路之整體效率

圖35 高頻驅動訊號

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 24 -

33 控制電路架構

本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器為了滿足交錯式工作之

特性需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2所以

選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599如圖

36與圖37所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖L6599為高

頻諧振控制器參考產品規格其怠遲時間為03μs(怠遲時間不可調)且導通率固定

為05且不可調高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF最高頻率電阻Rfmax與最低頻

率電阻Rfmin來做調整進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率

L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號驅動上橋開關而11腳位(LVG)為下橋

閘極驅動訊號以驅動下橋開關為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干

擾需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVGLVG)透過光耦合器TLP250做電位

隔離隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號即為主動開關S1與S2的驅動

訊號vGS1與vGS2

圖36 高頻開關訊號驅動控制電路圖

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

圖37 L

- 25 -

L6599之內部部控制方塊塊圖

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 26 -

34 電路動作原理分析

為簡化電路分析電路滿足以下假設條件

1 所有電路元件皆視為理想元件不考慮銅損線損鐵損以及寄生元件影響

2 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)導通時視為短路關閉時視為開路

3 輸出電容 Co 足夠大可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源

4 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式

5 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP NS第一組耦合電感一次側電壓

電流為vLp1ip1二次側電壓電流為vLs1is1第二組耦合電感一次側電壓電

流為vLp2ip2二次側電壓電流為vLs2is2電感值Lp1= Lp2Ls1= Ls2

在穩態下電路於每個高頻週期其工作模式可分為六種模式工作模式如圖

38 所示圖39 為交錯式返馳轉換器之示意波形

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 27 -

(a) 模式 I

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

Vo

Io

is1

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(b) 模式 II

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 28 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T2

T1

+

-

VoIo

D2

ip2

Ro

CS1

CS2

(c) 模式 III

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(d) 模式 IV

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 29 -

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

Vo

Io

D2

T2

ip1

is2

Ro

CS1

CS2

(e) 模式 V

S1

DS1

S2

DS2

in

D1

Co

Dp1

Dp2

T1

+

-

VoIo

D2

T2

ip1

Ro

CS1

CS2

(f) 模式 VI

圖 38 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 30 -

圖 39 交錯式返馳轉換器之示意波形

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 31 -

(a) 工作模式 I(t0lttltt1)

在工作模式I之前主動開關S1為導通狀態此時T1一次側電流ip1到達峰值當

S1關閉電路進入工作模式I當S1關閉時T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電

此電容兩端電壓將上升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp1導通且

將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此寄生

電容充電至Vo所需的能量很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達

到能量回收之目的也由於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一

方面由於ip1瞬間下降為了保持磁通平衡耦合電感T1感應二次側電流is1is1先流

過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當

放電至-07V時主動開關S2的本質二極體Ds2導通另一方面因為S2 本質二極體導

通T2一次側電壓等於輸入電壓VinT2一次側電流ip2由零呈線性上升電感Lp2儲能

其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電T1二次側電感Ls1跨壓為

-VoT1二次側電流is1由峰值開始線性下降電感Ls1釋能當ip2大於is1時電路將進

入工作模式II

(b) 工作模式 II(t1lttltt2)

當ip2大於is1時電路進入工作模式IIS2為導通狀態此時有兩個電流迴路一

部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電一部分的ip2流經S2與輸入電壓源

在此模式下is1持續線性下降反之ip2持續線性上升當is1下降至零時電路操作

進入工作模式III

(c) 工作模式 III(t2lttltt3)

此模式為is1等於零S2持續導通電流ip2持續線性上升此模式結束於vGS2變成

低電位時當主動開關S2關閉截止時此模式結束並進入工作模式IV

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 32 -

(d) 工作模式 IV(t3lttltt4)

於此模式開始之前開關S2導通電流ip2到達峰值當S2截止電路進入工作

模式IV當S2關閉時T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電此電容兩端電壓將上

升當電壓上升至等於輸出電壓Vo時旁路二極體Dp2導通且將此剩餘的漏電感能

量送至輸出電容Co通常MOSFET的寄生電容很少將此電容充電至Vo所需的能量

很小所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co達到能量回收之目的也由

於漏電感通常很少故漏電感電流也很快下降到零另一方面由於ip2瞬間下降

為了保持磁通平衡耦合電感T2感應二次側電流is2is2先流過D2與主動開關S1的寄生

電容並對輸出電容Co充電此時寄生電容為放電狀態當放電至-07V時主動開關

S1的本質二極體Ds1導通另一方面因為S1本質二極體導通T1一次側電壓等於輸

入電壓VinT1一次側電流ip1由零呈線性上升電感Lp1儲能其電流路徑經由二極體

D2流經T2二次測對輸出電容Co充電 T2二次側電感Ls2跨壓為-VoT2二次側電流is2

由峰值開始線性下降電感Ls2釋能當ip1大於is2時電路將進入工作模式V

(e) 工作模式 V(t4lttltt5)

當ip1大於is2時電路進入工作模式VS1為導通狀態此時有兩個電流迴路部

分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源

在此模式下is2持續線性下降反之ip1持續線性上升當is2下降至零時電路操作

進入工作模式VI

(f) 工作模式 VI(t5lttltt6)

此模式為is2等於零S1維持導通電流ip1持續線性上升此模式結束於vGS1變成

低電位時主動開關S1為截止狀態電路操作進入下一個高頻週期的模式I

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 33 -

由以上操作模式(模式I模式IV)的分析可知當主動開關在導通之前電流先

流經其本質二極體此時電晶體跨壓會被箝位在-07V電晶體滿足零電壓切換導通

(Zero-Voltage Switching-onZVS)

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 34 -

第四章 電路參數設計

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器結合了兩組反馳

式轉換器使用兩個主動開關兩組反馳式轉換器電路動作互不影響皆保留其原

本電路之特性在前一章節的電路分析中可以得知主動開關滿足零電壓切換在

設計電路參數時兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半反馳式轉換器

交互工作提供能量給負載另一組之參數同此分析所以可以用一組來做參數設計

與分析

41 交錯型反馳式轉換器參數設計

由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析本節針對反馳

式轉換器方程式推導與分析並確保電感電流工作於 DCM

在此以模式 I 至模式 VIT2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量來做公式

推導從第三章之電路動作原理可知模式 I 至模式 III不論 S2或是 DS2 導通皆

由輸入電壓Vin提供電路能量電感電流 ip2持續線性上升此時電感Lp2為儲能狀態

由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCMip2 於模式 I 從零開始上升於模式 III

結束瞬間時達到峰值ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)並且等於一個高

頻切換週期的一半如下式表示

ss TttDT 5003 (41)

其中D 為反馳式轉換器的導通率Ts為高頻開關之切換週期圖 41 表示 ip2

的示意波形Δip2 達到峰值如下式所示

22 2

p

sinp L

TVpeaki (42)

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 35 -

當開關 S2截止電路進入工作模式 IV此時 ip2 瞬間下降至零為了保持磁通

平衡耦合電感 T2 感應二次側電流 is2電流 is2 的峯值由(43)表示

222 2

p

sinpeakppeaks L

TVnini (43)

耦合電感值與圈數的平方成正比

22

2 sp LnL (44)

電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(45)所示

o

sinoff nV

TVT

2 (45)

由圖 41 可知為了使 T2 電感電流操作在 DCM offT 需小於 sT)50(

22s

o

sin T

nV

TV (46)

將上式整理之後可得

o

in

V

Vn (47)

圖 41 返馳式轉換器電感電流 ip2與 is2 示意波形

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 36 -

圖 41 可計算出 is2 的平均電流 Is2而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等

於輸出電流 Io2(Io2係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)如下式表示

2

2

22 8 po

sinos LV

TVII (48)

因歐姆定律下式表示

o

o

po

sin

R

V

LV

TV

28 2

2

(49)

將(49)整理之後可得耦合電感一次側電感值公式為

so

oinp

fV

RVL

2

2

24

(410)

如第三章所述Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑為了避免互感

磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足

ooin VVnV (411)

由(411)式推得

o

in

V

Vn 1 (412)

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 37 -

本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器輸入電壓為

直流電壓源48V輸出電壓為直流電壓246V輸出電流為0813A輸出功率為200W

以此作為雛型電路的設計條件其電氣規格如表 41 所示

表 41 電氣規格表

輸入電壓 Vin DC 48V

輸出電壓 Vo DC 246V

輸出電流 Io 0813A

輸出功率 Po 200W

輸出電阻 Ro 302Ω

高頻操作之功率開關切換頻率 fS 50KHz

功率開關切換導通率 D 05

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 38 -

42 DCM 參數設計

電路元件參數設計步驟如下

步驟一選擇適當之圈數比 n

當輸入電壓為 DC 48V輸出電壓為 DC 246V由不等式(47)(412)可得知

圈數比設計範圍而圈數比越高主動開關在不導通時跨壓會隨之提高本文選擇

圈數比設計為 05詳見下式

8020 n

步驟二選擇反馳式轉換器之電感值

由(410)求得一次側電感值

μH557

10502464

30248

4 32

2

2

2

21

so

oinpp

fV

RVLL

代入 n=05求得二次側電感值

μH230

50

55722

121

H

n

LLL p

ss

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 39 -

根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數其電路元件參數表整

理成表 42

表 42 電路元件參數表

二極體 D1D2 C3D10060A(600V10A)

旁路二極體 Dp1Dp2 C3D10060A(600V10A)

功率開關 S1S2 47N60C3 (650V47A007Ω)

反馳式轉換器一次側電感 Lp1Lp2 575μH

反馳式轉換器二次側電感 Ls1Ls2 230μH

整體電路輸出電容 Co 100microF250V

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 40 -

第五章 電路模擬與實驗結果

為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性

根據前章節推導的設計公式設計一個 200W 的雛型電路經由 IsSpice 電路模擬

軟體逕行模擬並製作出雛形電路進行電路量測實現零電壓切換高效率交

錯型轉換器之目的並藉由應用脈波頻率調變方式改變開關切換頻率輸入功率

與主動開關切換頻率成反比

51 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)

本文電路根據圖 34 之電路架構及表 42 的電路元件參數表逕行電路模擬並將

電路模擬波形與實驗波形比較來驗證電路理論分析之正確性圖 51 為本文主動

開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路

7

5

Co100U

S1G1

7

5

Rled302

14

D2

188

1916

T1LPRIM = 575uLSEC = 230u

13

5

Vin

1716

D1

T2LPRIM = 575uLSEC = 230u

208

414

Vgs1

13

8

Vic

5

V1

5

V2

20 25

Vp2

4 7

Vs2

18 9

Vp1

19 7

Vs1

9

L10583u

25 17

L20583u

5 5

S147N60C3

17 7

DP2

DP1

7

8

8

8

8

141414

1414 14

17

171717161616

1616 16 7 7

7 77

77

7

17

17

7 7

5

5

7 7

8 8

8 88 8

14 14

17 17 17 171717

5

55 55

5

7 7

55

7 77

77 77

7

7

7

S2

Vgs2

G2

17

S247N60C3

7

77 7

7

7

5

555

5

555

圖 51 IsSpice 模擬電路

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 41 -

圖 52 為電路操作於滿載時由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 03μs 的

高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1S2

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vGS1vGS25Vdiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 52 高頻互補方波驅動訊號

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 42 -

圖 53 為模擬波形與實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電流 Io

由圖得知滿載輸出電壓為 2462V 與輸出電流為 0816A輸出電壓電流波形為一

漂亮直流輸出整體電路轉換效率經實際量測為 951

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(a) 模擬波形

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 實作波形

圖 53 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 波形

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 43 -

圖 54 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 54 主動開關 S1 之電壓電流波形

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 44 -

圖 55 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2 波形由圖得知主

動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性在模擬與實作波形上可以看到在開關導通

之前開關電流先流經開關本質二極體此時電晶體跨壓箝位在-07V電晶體滿足

零電壓切換導通(ZVS) 確實有效減少開關之切換損失提升電路整體效率

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(a) 模擬波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(b) 實作波形

圖 55 主動開關 S2 之電壓電流波形

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 45 -

圖 56 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1二次側電流 is1 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S1 導通時電流 ip1 線性上升當主動開

關 S1 關閉時電流 is1 線性下降

0

ip1 is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 56 T1 一次側二次側電感電流波形

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 46 -

圖 57 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2二次側電流 is2 波形由

圖可知電感電流操作於 DCM當主動開關 S2 導通時電流 ip2 線性上升當主動開

關 S2 關閉時電流 is2 線性下降

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(a) 模擬波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(b) 實作波形

圖 57 T2 一次側二次側電感電流波形

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 47 -

52 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形

本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉進行實際波形量測驗證

是否具有漏感能量回收之功能

圖 58 為未加旁路二極體時實作量測波形操作於滿載之輸出電壓 Vo輸出電

流 Io由圖得知滿載輸出電壓為 2474V 與輸出電流為 0814A輸出電壓電流波形

雖為一漂亮直流輸出但整體電路轉換效率經實際量測為 90

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

圖 58 輸出電壓 Vo輸出電流 Io 之實作波形

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 48 -

圖 59 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1電流 iDS1 波形由圖得知主

動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 54

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於此工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

圖 59 主動開關 S1 之電壓電流之實作波形

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 49 -

圖 510 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2電流 iDS2波形由圖得知主

動開關 S2還具有零電壓切換導通之特性能有效減少開關之切換損失進而提升電

路整體效率但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比如圖 55

所示瞬間突波電壓高出很多兩者相較之下相差近一倍長時間處於這工作環境

之下將會大大降低開關元件之壽命

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

圖 510 主動開關 S2 之電壓電流之實作波形

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 50 -

53 調載量測波形(DCM)

531 輸出功率降至 90

圖 511 為輸出功率 180W 之實測波形圖 511(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 511(b)得知輸出電壓電流皆下降由圖 511(c)及圖 511(d)得知兩個主動開關

具有 ZVS 之特性圖 511(e)及圖 511(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM經由實

際量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 51 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 52 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 511 輸出功率降至 90實測波形

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 53 -

532 輸出功率降至 80

圖 512 為輸出功率 160W 之實測波形圖 512(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 512(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 512(c)及圖 512(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 512(e)及圖 512(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 953

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 54 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 55 -

0

ip1is1

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 512 輸出功率降至 80實測波形

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 56 -

533 輸出功率降至 70

圖 513 為輸出功率 140W 之實測波形圖 513 (a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 513(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 513(c)及圖 513(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 513(e)及圖 513(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 57 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 58 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 513 輸出功率降至 70實測波形

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 59 -

534 輸出功率降至 60

圖 514 為輸出功率 120W 之實測波形圖 514(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 514(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 514(c)及圖 514(d)得知兩個主動開關具

有 ZVS 之特性圖 514(e)及圖 514(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際

量測電路轉換效率為 948

(vGS15Vdiv time5micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 60 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

0

vDS2

iDS2

ZVS

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 61 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 514 輸出功率降至 60實測波形

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 62 -

535 輸出功率降至 50

圖 515 輸出功率 100W 之實測波形圖 515(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 515(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 515(c)及圖 515(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 515(e)及圖 515(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 951

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 63 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time5μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 64 -

(ip1is15Adiv time5microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is25Adiv time5microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 515 輸出功率降至 50實測波形

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 65 -

536 輸出功率降至 40

圖 516 輸出功率 80W 之實測波形圖 516(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 516(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 516(c)及圖 516(d)得知兩個主動開關具有

ZVS 之特性圖 516(e)及圖 516(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM經由實際量

測電路轉換效率為 945

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 66 -

(vDS1100Vdiv iDS15Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS25Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 67 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 516 輸出功率降至 40實測波形

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 68 -

537 輸出功率降至 30

圖 517 輸出功率 60W 之實測波形圖 517(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 517(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 517(c)及圖 517(d)得知兩個開關仍具有

ZVS 之特性但 ZVS 已經越來越不明顯圖 517(e)及圖 517(f)得知兩組耦合電感

皆操作於 DCM經由實際量測電路轉換效率為 947

(vGS15Vdiv time2micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(b) 輸出電壓輸出電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 69 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time2μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time2μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 70 -

(ip1is12Adiv time2microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is22Adiv time2microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 517 輸出功率降至 30實測波形

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 71 -

538 輸出功率降至 20

圖 518 輸出功率 40W 之實測波形圖 518(a)得知開關操作頻率與導通率由

圖 518(b)得知輸出電壓電流皆下降圖 518(c)及圖 518(d)得知兩個主動開關已漸

漸失去 ZVS 之特性而圖 518(e)及圖 518(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM因

開關漸漸失去 ZVS經由實際量測電路轉換效率稍微下降至 935

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(c) 輸出電壓輸出電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 72 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 73 -

(ip1is12Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

0

ip2 is2

(ip2is22Adiv time1microsdiv)

(f) T2 一次側二次側電感電流波形

圖 518 輸出功率降至 20實測波形

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 74 -

539 輸出功率降至 10

圖 519 為輸出功率 20W 之實測波形圖 519(a)得知開關操作頻率與導通率

由圖 519(b)得知輸出輸出電壓電流皆下降圖 519(c)及圖 519(d)得知兩個主動開

關幾乎沒有 ZVS 之特性圖 519(e)及圖 519(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM

由於沒有 ZVS 特性經由實際量測電路轉換效率下滑到 89

(vGS15Vdiv time1micros div)

(a) 主動開關閘極訊號

(Vo100Vdiv Io05Adiv time5msdiv)

(d) 輸出電壓輸出電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 75 -

(vDS1100Vdiv iDS12Adiv time1μsdiv)

(c) 主動開關 S1 之電壓電流波形

(vDS2100Vdiv iDS22Adiv time1μsdiv)

(d) 主動開關 S2 之電壓電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 76 -

(ip1is11Adiv time1microsdiv)

(e) T1 一次側二次側電感電流波形

(ip2is21Adiv time1microsdiv)

(f)T2 一次側二次側電感電流波形

圖 519 輸出功率降至 10實測波形

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 77 -

54 調載實驗結果

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器利用應用脈波頻

率調變方式調整輸出功率

由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合驗證了本文電路

之可行性最終實驗結果如下圖表所示表 51 為電路滿載之實際量測結果表 52

為電路調光之實際量測結果說明了藉由應用脈波頻率調變方式主動開關操作頻

率之變動表 53 為調載時主動開關截止瞬間電壓突波量測結果隨著輸入電流

的減少因漏感與電流所造成的突波也隨之減少圖 520 電路調載之效率量測曲線

圖圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖圖 522 為本文提出主動開關滿足具漏

電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路表 54 LED 負載模組規格表與

負載之雛形圖 523 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流圖 524 實際雛形電路

接上 200-W LED 負載模組實際送電情形

表 51 電路滿載之實際量測結果

輸出電壓 Vo 24625V

輸出電流 Io 0816A

輸入功率 Pin 211W

輸出功率 Po 2011W

轉換效率 η 951

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 78 -

表 52 電路調光之實際量測結果

載率

()

LED 電壓

(V)

LED 電流

(mA)

輸入功率

(W)

輸出功率

(W)

轉換效率

η()

操作頻率

(KHz)

100 24625 8169 211 20116 951 495

90 24249 7447 19042 18058 948 525

80 23614 6805 16851 16069 953 659

70 23455 5975 14796 14014 947 754

60 22781 5298 12724 12069 948 819

50 22545 4436 10593 10074 951 897

40 22051 3635 848 8016 945 1006

30 21424 2821 6379 6044 947 1847

20 20673 1955 4322 4042 935 2224

10 19656 1036 2286 2036 89 2919

表 53 主動開關瞬間電壓突波量測結果

載率

()

主動開關 S1 突波電壓vDS1p

(V)

主動開關 S2 突波電壓vDS2p

(V)

100 214 196

90 203 189

80 192 177

70 179 174

60 173 169

50 168 163

40 163 160

30 159 158

20 157 154

10 150 145

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 79 -

圖 520 電路調載之效率量測曲線圖

圖 521 電路調載之操作頻率量測曲線圖

89935 947 945 951 948 947 953 948 951

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率

η()

2919

2224

1847

1006

897819

754

659525 495

0

30

60

90

120

150

180

210

240

270

300

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

載率()

頻率

(KHz)

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 80 -

圖 522 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

L

L

輸出

主電

表 5

ED 電壓 V

LED 電流 I

出電容電壓

電路輸出電

等效電阻 R

54 LED 負

20

VLED

ILED

壓 VCo

電流 Io

RLED

- 81 -

負載模組規格

01-W LED 模

格表與負載

模組

3

載之雛形

367V

0815A

67times67=245

0815A

302Ω

589V

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

0

0

Io

(Vo10

圖 521 20

圖 522 實際

V

o

00Vdiv I

01-W LED 負

際雛形電路

- 82 -

Vo

Io500mA

負載模組輸

路接上 201-

Adiv time

輸出電壓輸

W LED 負載

e5msdiv)

輸出電流波

載模組實際

)

波形

際送電情形

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 83 -

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器因交錯式轉換器

之特性兩組轉換器之主動開關交互導通減少元件應力分擔總功率輸出降低

輸出漣波電流以驅動高亮度LED模組實際製作一個200W的雛形電路並進行實

驗量測以驗證電路之可行性因電路安排兩個主動開關在導通之前使得電流流

經主動開關的本質二極體在主動開關導通時主動開關導通電壓接近零電位達

到零電壓切換導通(ZVS)之特性減少主動開關的切換損失以提升電路整體效率

實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時

兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加

一顆旁路二極體使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流突波電流

傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳

式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 951也由實驗得知未在兩組

返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90兩者相較之下轉換效率

不僅提升了 51驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體可有效

的把漏感能量回收再利用

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 84 -

62 未來研究方向

本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器經由電路模擬程式以

及實驗實際量測後證明實驗結果與理論分析上相符但電路仍有尚不完美的地方

存在改進空間下面為本文未來所需研究以及改進的列舉

1 控制電路數位化

本文使用類比 IC 電路因 IC 不可程限制了一些條件(如不能改變責務比使

得不能使用 PWM 方式調載穩壓)使用數位控制電路取代類比 IC 電路利用程式

語言控制驅動訊號編寫程式並燒錄於數位控制電路內即可達到與類比 IC 電路一

樣之功能電路控制更彈性化修改程式也更為方便

2 RC 緩衝器(RC Snubber)

緩衝器也稱緩振器在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS

如圖 61 所示主動開關電壓在截止時會有一突波電壓造成元件應力增大可靠

度下降藉由緩衝器之加入將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量讓

電能處理的控制能更順暢也可以提升整體電路系統的可靠度而 RC Snubber 缺點

是會消耗些能量所以總而言之RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感

所儲存的能量以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 85 -

圖 61 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 86 -

參考文獻

[1] 經濟部能源局ldquo照明系統QampA節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金

[2] R Xinbo and F Liu ldquoAn improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping

diodesrdquo in Proc IEEE Power Electron Spec Conf 2004 pp 1476ndash1481

[3] M Delshad and B Fani ldquoA new active clamping soft switching weinberg

converterrdquo IEEE Symposium on Industrial Electronics and Applications (ISIEA

2009) 2009 pp 910-913

[4] C M Wang ldquoA novel zero-voltage-switching PWM boost rectifier with high power

factor and low conduction lossesrdquo IEEE Trans Ind Electron vol 52 no 2 pp

427ndash435 Apr 2005

[5] A Acik and I Cadirci ldquoActive clamped ZVS forward converter with soft-switched

synchronous rectifier for high efficiency low output voltage applicationsrdquo Proc

Inst Electr EngmdashElectr Power Appl vol 150 no 2 pp 165ndash174 Mar 2003

[6] C M Duarte and I Barbi ldquoAn improved family of ZVS-PWM activeclamping

DC-to-DC convertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 17 no 1 pp 684ndash691

Jan 2002

[7] C M Wang C H Lin and T C Yang ldquoHigh-power-factor soft-switched dc power

supply systemrdquo IEEE Trans Power Electron vol 26 no 2 pp 647ndash654 Feb

2011

[8] A Mousavi P Das and G Moschopoulos ldquoA comparative study of a new ZCS

DCndashDC full-bridge boost converter with a ZVS active-Clamp converterrdquo IEEE

Trans Power Electron vol 27 no 3 pp 1347-1358 March 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 87 -

[9] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器國立中山大學電機工程學

系博士論文2001

[10] 林志祥ldquo新型單級高功因高效率交流直流轉換器義守大學電機工程學系碩

士論文2010

[11] 林承緯ldquo具零電壓切換之高功因可調光 LED 驅動器義守大學電機工程學系

碩士論文2013

[12] 楊柏恩ldquo應用於 LED 照明系統之高性能交流直流轉換器義守大學電機工

程學系碩士論文2013

[13] 蘇鵬宇ldquo零電壓切換導通之交錯式返馳轉換器義守大學電機工程學系碩士

論文2014

[14] 林雨弘ldquo應用低頻脈波寬度調變控制法之單級LED 調光驅動器義守大學電

機工程學系碩士論文2012

[15] 維基百科ldquo發光二極體httpszhwikipediaorgwiki發光二極管

[16] Hiraki E Nakaoka M Horiuchi T Sugawara Yoshitaka ldquoPractical power loss

simulation analysis for soft switching and hard switching PWM invertersrdquo Power

Conversion Conference PCC-Osaka 2002 pp 553-558 2002

[17] Nakaoka M ldquoPractical power loss analysis simulator of soft switching and hard

switching PWM inverters and performance evaluationsrdquo Communications Circuits

and Systems and West Sino Expositions IEEE 2002 pp 1690-1695

[18] 蕭壬遠ldquo全橋降壓型零電壓切換轉換器之研製南台科技大學電機工程學系碩

士論文2006

[19] 謝時淵ldquo應用對偶返馳式電路之高功因交直流轉換器義守大學電機工程學系

碩士論文2016

[20] Ilic M Maksimovic D ldquoInterleaved Zero-Current-Transition buck converterrdquo

IEEE Industry Applications Transactions on Vol 43 pp1619-1627

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 88 -

[21] Garcia J Calleja AJ Loacutepez rominas E Gacio Vaquero D Campa L ldquoInterleaved

buck converter for fast PWM dimming of High-Brightness LEDsrdquo IEEE Power

Electronics Transactions on Vol 26 pp 2627-2636 2011

[22] Tsai C-T Chih-Lung Shen ldquoInterleaved soft-switching buck converter with

coupled inductorsrdquo Sustainable Energy Technologies ICSET 2008 IEEE

International Conference on pp 877-882

[23] Chien-Ming Wang Chien-Min Lu Chang-Hua Lin Jyun-Che Li ldquoA ZVS-PWM

interleaved boost DCDC converterrdquo TENCON 2013 IEEE Region 10 Conference

pp 1-4 2013

[24] Jun Wen Taotao Jin Smedley K ldquoA new interleaved isolated boost converter for

high power applicationsrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition

2006 APEC 06 Twenty-First Annual IEEE pp 79-84 2006

[25] Chen Chunliu Wang Chenghua Hong Feng ldquoResearch of an interleaved boost

converter with four interleaved boost convert cellsrdquo Microelectronics amp Electronics

2009 PrimeAsia 2009 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in pp

396-399 2009

[26] Tseng S-Y Su Y-H Shiang J-Z Yang CM Fan S-Y ldquoInterleaved buck-boost

converter with single-capacitor turn-off snubber using coupled inductor for stunning

poultry applicationsrdquo Power Electronics Specialists Conference 2008 PESC 2008

IEEE pp 1964 - 1970 2008

[27] Angkititrakul S Hu H Liang Z ldquoActive inductor current balancing for

interleaving multi-phase buck-boost converterrdquo IEEE Transactions on Applied

Power Electronics Conference and Exposition APEC 2009 Twenty-Fourth Annual

IEEE pp 527-532 2009

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012

- 89 -

[28] Jinbin Zhao Huailin Zhao Fengzhi Dai ldquoA novel ZVS PWM interleaved flyback

converterrdquo Industrial Electronics and Applications ICIEA 2007 2nd IEEE

Conference on pp 337 - 341 2007

[29] SangCheol Moon Gwan-Bon Koo Gun-Woo Moon ldquoAn interleaved single-stage

flyback AC-DC converter with wide output power range for outdoor LED lighting

systemrdquo Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) 2012

Twenty-Seventh Annual IEEE pp 823 - 830 2012

[30] Xiao H Xie S ldquoInterleaving double-switch buck-boost converterrdquo Power

Electronics IET pp 899 ndash 908 2012