Embed Size (px)
Citation preview
LTC1871
11871fe
標準的応用例
特長 高効率（センス抵抗不要） 広い入力電圧範囲：2.5V～36V 電流モード制御により、優れた過渡応答を実現 高い最大デューティ・サイクル（標準92%） 100mVのヒステリシスを備えた±2%精度のRUNピン・ スレッショルド
±1%精度の電圧リファレンスを内蔵 マイクロパワー・シャットダウン：IQ = 10μA 1本の外付け抵抗でプログラム可能な動作周波数
（50kHz～1MHz） 最大1.3×fOSCの外部クロックに同期可能 パルス・スキップ動作とバーストモード動作のいずれかを
ユーザが選択可能 5.2V低損失電圧レギュレータを内蔵 出力過電圧保護 高出力電圧アプリケーション向けにセンス抵抗を使用し
た動作が可能 小型の10ピンMSOPパッケージ
アプリケーション テレコム電源 携帯用電子機器
概要LTC1871®は、Nチャネル・パワーMOSFETをドライブし、外付け部品をほとんど必要としない、広入力範囲の電流モード、昇圧、フライバックまたはSEPICコントローラです。低から中程度の電力アプリケーション向けに設計されたこのデバイスは、パワーMOSFETのオン抵抗を利用することで電流センス抵抗が不要となるため、最大限の効率が得られます。
このデバイスの動作周波数は、外付け抵抗を使用して50kHz～1MHzの範囲で設定できます。また、この動作周波数はMODE/SYNCピンを使用して外部クロックに同期可能です。軽負荷時のバーストモード動作に加え、最小動作電源電圧が2.5Vと低く、シャットダウン時の消費電流が10μAまで低減されるので、バッテリ駆動システムに最適です。
固定周波数動作が必要なアプリケーションでは、MODE/
SYNCピンを使用してバーストモード動作を無効にすることができます。SENSEピンをパワーMOSFETのソース側の抵抗に接続すれば、より高い出力電圧の昇圧、SEPIC、フライバックなどのアプリケーションにも使用できます。
LTC1871は10ピンMSOPパッケージで供給されます。L、LT、LTC、LTMおよびBurst Modeは、リニアテクノロジー社の登録商標です。No RSENSEは、リニアテクノロジー社の商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。
広入力範囲、NO RSENSE ™ 電流モード昇圧、フライバック
およびSEPICコントローラ
図1の効率
図1．高効率3.3V入力、5V出力昇圧コンバータ（ブートストラップ付き）
+
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
LTC1871
RT80.6k1%
R237.4k
1%
R112.1k1% CVCC
4.7µFX5R
CIN22µF6.3V×2
M1
D1
L11µH
RC22k
CC16.8nF
CC247pF
COUT1150µF6.3V×4
VIN3.3V
VOUT5V7A(10A PEAK)
GND1871 F01a
+
COUT222µF6.3VX5R×2
CIN: TAIYO YUDEN JMK325BJ226MMCOUT1: PANASONIC EEFUEOJ151RCOUT2: TAIYO YUDEN JMK325BJ226MM
D1: MBRB2515LL1: SUMIDA CEP125-H 1R0MHM1: FAIRCHILD FDS7760A OUTPUT CURRENT (A)
30
EFFI
CIEN
CY (%
)
90
100
80
50
70
60
40
0.001 0.1 1 10
1871 F01b
0.01
Burst ModeOPERATION
PULSE-SKIPMODE
LTC1871
21871fe
ピン配置絶対最大定格
VIN電圧 ..................................................................–0.3V～36VINTVCC電圧 ..............................................................–0.3V～7VINTVCC出力電流 ............................................................... 50mAGATE電圧 ............................................ –0.3V～VINTVCC＋0.3VITH電圧、FB電圧 ..................................................–0.3V～2.7VRUN電圧、MODE/SYNC電圧 ..................................–0.3V～7VFREQ電圧 .............................................................–0.3V～1.5VSENSEピン電圧 .....................................................–0.3V～36V動作温度範囲（Note 2）
LTC1871E......................................................... –40°C～85°C LTC1871I ....................................................... –40°C～125°C LTC1871H ...................................................... –40°C～150°C
接合部温度（Note 3） LTC1871E/LTC1871I .....................................................125°C LTC1871H .....................................................................150°C保存温度範囲.................................................... –65°C～150°Cリード温度（半田付け、10秒） ..........................................300°C
（Note 1）
12345
RUNITHFB
FREQMODE/SYNC
109876
SENSEVININTVCCGATEGND
TOP VIEW
MS PACKAGE10-LEAD PLASTIC MSOP
TJMAX = 125°C, θJA = 120°C/W
発注情報
無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング パッケージ 温度範囲LTC1871EMS#PBF LTC1871EMS#TRPBF LTSX 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°CLTC1871IMS#PBF LTC1871IMS#TRPBF LTBFC 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°CLTC1871HMS#PBF LTC1871HMS#TRPBF LTCXS 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 150°C鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング パッケージ 温度範囲LTC1871EMS LTC1871EMS#TR LTSX 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°CLTC1871IMS LTC1871IMS#TR LTBFC 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°CLTC1871HMS LTC1871HMS#TR LTCXS 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 150°Cさらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。
LTC1871
31871fe
電気的特性 l は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25°Cでの値。別途規定されない限り、VIN = VINTVCC = 5V、VRUN = 1.5V、 RFREQ = 80k、VMODE/SYNC = 0V。SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Main Control Loop
VIN(MIN) Minimum Input Voltage 2.5 V
I-Grade or H-Grade (Note 2) l 2.5 V
IQ Input Voltage Supply Current (Note 4)
Continuous Mode VMODE/SYNC = 5V, VFB = 1.4V, VITH = 0.75V 550 1000 µA
VMODE/SYNC = 5V, VFB = 1.4V, VITH = 0.75V, I-Grade or H-Grade (Note 2)
l 550 1000 µA
Burst Mode Operation, No Load VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.2V (Note 5) 250 500 µA
VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.2V (Note 5), I-Grade or H-Grade (Note 2)
l 250 500 µA
Shutdown Mode VRUN = 0V 10 20 µA
VRUN = 0V, I-Grade or H-Grade (Note 2) l 10 20 µA
VRUN+ Rising RUN Input Threshold Voltage 1.348 V
VRUN– Falling RUN Input Threshold Voltage
l
1.223 1.198
1.248 1.273 1.298
V V
H-Grade (Note 2) l 1.179 1.315 V
VRUN(HYST) RUN Pin Input Threshold Hysteresis 50 100 150 mV
I-Grade (Note 2) l 35 100 175 mV
H-Grade (Note 2) l 35 300 mV
IRUN RUN Input Current 1 60 nA
VFB Feedback Voltage VITH = 0.2V (Note 5) l
1.218 1.212
1.230 1.242 1.248
V V
VITH = 0.2V (Note 5), I-Grade or H-Grade (Note 2) l 1.205 1.255 V
IFB FB Pin Input Current VITH = 0.2V (Note 5) 18 60 nA
∆VFB
∆VIN
Line Regulation 2.5V ≤ VIN ≤ 30V 0.002 0.02 %/V
2.5V ≤ VIN ≤ 30V, I-Grade or H-Grade (Note 2) l 0.002 0.02 %/V
∆VFB
∆VITH
Load Regulation VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.5V to 0.9V (Note 5) l –1 –0.1 %
VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.5V to 0.9V (Note 5) I-Grade or H-Grade (Note 2)
l –1 –0.1 %
∆VFB(OV) ∆FB Pin, Overvoltage Lockout VFB(OV) – VFB(NOM) in Percent 2.5 6 10 %
gm Error Amplifier Transconductance ITH Pin Load = ±5µA (Note 5) 650 µmho
VITH(BURST) Burst Mode Operation ITH Pin Voltage Falling ITH Voltage (Note 5) 0.3 V
VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Input Threshold Duty Cycle < 20% 120 150 180 mV
Duty Cycle < 20%, I-Grade or H-Grade (Note 2) l 100 200 mV
ISENSE(ON) SENSE Pin Current (GATE High) VSENSE = 0V 35 50 µA
ISENSE(OFF) SENSE Pin Current (GATE Low) VSENSE = 30V 0.1 5 µA
Oscillator
fOSC Oscillator Frequency RFREQ = 80k 250 300 350 kHz
RFREQ = 80k, I-Grade (Note 2) l 250 300 350 kHz
RFREQ = 80k, H-Grade (Note 2) l 240 300 360 kHz
Oscillator Frequency Range 50 1000 kHz
I-Grade or H-Grade (Note 2) l 50 1000 kHz
LTC1871
41871fe
電気的特性 l は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25°Cでの値。別途規定されない限り、VIN = VINTVCC = 5V、VRUN = 1.5V、 RFREQ = 80k、VMODE/SYNC = 0V。SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
DMAX Maximum Duty Cycle 87 92 97 %
I-Grade or H-Grade (Note 2) l 87 92 97 %
fSYNC/fOSC Recommended Maximum Synchronized Frequency Ratio
fOSC = 300kHz (Note 6) 1.25 1.30
fOSC = 300kHz (Note 6), I-Grade or H-Grade (Note 2) l 1.25 1.30
tSYNC(MIN) MODE/SYNC Minimum Input Pulse Width VSYNC = 0V to 5V 25 ns
tSYNC(MAX) MODE/SYNC Maximum Input Pulse Width VSYNC = 0V to 5V 0.8/fOSC ns
VIL(MODE) Low Level MODE/SYNC Input Voltage 0.3 V
I-Grade or H-Grade (Note 2) l 0.3 V
VIH(MODE) High Level MODE/SYNC Input Voltage 1.2 V
I-Grade or H-Grade (Note 2) l 1.2 V
RMODE/SYNC MODE/SYNC Input Pull-Down Resistance 50 kΩ
VFREQ Nominal FREQ Pin Voltage 0.62 V
Low Dropout Regulator
VINTVCC INTVCC Regulator Output Voltage VIN = 7.5V 5.0 5.2 5.4 V
VIN = 7.5V, I-Grade (Note 2) l 5.0 5.2 5.4 V
VIN = 7.5V, H-Grade (Note 2) l 4.95 5.2 5.45 V∆VINTVCC ∆VIN1
INTVCC Regulator Line Regulation 7.5V ≤ VIN ≤ 15V 8 25 mV
∆VINTVCC ∆VIN2
INTVCC Regulator Line Regulation 15V ≤ VIN ≤ 30V 70 200 mV
VLDO(LOAD) INTVCC Load Regulation 0 ≤ IINTVCC ≤ 20mA, VIN = 7.5V –2 –0.2 %
VDROPOUT INTVCC Regulator Dropout Voltage VIN = 5V, INTVCC Load = 20mA 280 mV
IINTVCC Bootstrap Mode INTVCC Supply Current in Shutdown
RUN = 0V, SENSE = 5V 10 20 µA
I-Grade (Note 2) l 30 µA
H-Grade (Note 2) l 50 µA
GATE Driver
tr GATE Driver Output Rise Time CL = 3300pF (Note 7) 17 100 ns
tf GATE Driver Output Fall Time CL = 3300pF (Note 7) 8 100 ns
Note1: 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える可能性がある。Note2: LTC1871Eは0°C～85°Cの動作温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。−40°C～85°Cの動作温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LTC1871Iは−40°C～125°Cの全動作温度範囲で保証されている。LTC1871Hは−40°C～150°Cの全動作温度範囲で保証されている。Note 3: TJは周囲温度TAおよび消費電力PDから次式にしたがって計算される。 TJ = TA + (PD • 110°C/W)
Note 4: パワーMOSFETのゲートの充電のため（QG • fOSC）、動的入力電源電流はもっと高い。アプリケーション情報を参照。Note 5: LTC1871は ITHピンをその電圧範囲の中間点の電圧（0.3V≦VITH≦1.2V、中間点=0.75V）に強制した状態でVFBをリファレンス電圧にサーボ制御する帰還ループでテストされている。Note 6: 外部同期のアプリケーションでは、内部スロープ補償の利得は25%だけ増加される。かなり高い比率に同期するとスロープ補償の有効量が減少するので、50%を超すデューティ・サイクルでは低調波発振を生じることがある。Note 7: 立上り時間および立下り時間は10%と90%のレベルで測定する。
LTC1871
51871fe
標準的性能特性
FB電圧と温度
FB電圧ライン・レギュレーション
FBピン電流と温度
シャットダウン・モードIQとVIN
シャットダウン・モードIQと温度
バーストモードIQとVIN
バーストモードIQと温度
動的 IQと周波数
ゲート・ドライブの 立上り/立下り時間とCL
TEMPERATURE (°C)–50
FB V
OLTA
GE (V
)
1.23
1.24
150
1871 G01
1.22
1.210 50 100–25 25 75 125
1.25
VIN (V)0
1.229
FB V
OLTA
GE (V
)
1.230
1.231
5 10 15 20
1871 G02
25 30 35TEMPERATURE (°C)
–500
FB P
IN C
URRE
NT (n
A)
10
20
30
40
60
–25 250 50 10075
1871 G03
125 150
50
VIN (V)0
0
SHUT
DOW
N M
ODE
I Q (µ
A)
10
20
10 20 30 40
1871 G04
30
TEMPERATURE (°C)–50
0
SHUT
DOW
N M
ODE
I Q (µ
A)
5
10
15
20
–25 0 25 50
1871 G05
75 100 125 150
VIN = 5V
VIN (V)0
0
Burs
t Mod
e I Q
(µA)
100
200
300
400
600
10 20
1871 G06
30 40
500
TEMPERATURE (°C)–50
0
Burs
t Mod
e I Q
(µA)
200
500
0 50 75
1871 G07
100
400
300
–25 25 100 125 150FREQUENCY (kHz)
00
I Q (m
A)
2
6
8
10
800
18
1871 G08
4
400 1200600200 1000
12
14
16CL = 3300pFIQ(TOT) = 550µA + Qg • f
CL (pF)0
0
TIM
E (n
s)
10
20
30
40
60
2000 4000 6000 8000
1871 G09
10000 12000
50
RISE TIME
FALL TIME
LTC1871
61871fe
標準的性能特性
RUNスレッショルドとVIN
RUNスレッショルドと温度
RTと周波数
周波数と温度
最大センス・スレッショルドと温度
SENSEピン電流と温度
INTVCC負荷レギュレーション
INTVCCライン・レギュレーション
INTVCCドロップアウト電圧と 電流、温度
VIN (V)0
1.2
RUN
THRE
SHOL
DS (V
)
1.3
1.4
10 20 30 40
1871 G10
1.5
TEMPERATURE (°C)–50
RUN
THRE
SHOL
DS (V
)
1.30
1.35
150
1871 G11
1.25
1.200 50 100–25 25 75 125
1.40
FREQUENCY (kHz)100
R T (k
Ω)
300
1000
1871 G12
10
100
200 10009008007006005004000
TEMPERATURE (°C)–50
275
GATE
FRE
QUEN
CY (k
Hz)
280
290
295
300
325
310
0 50 75
1871 G13
285
315
320
305
–25 25 100 125 150TEMPERATURE (°C)
–50140
MAX
SEN
SE T
HRES
HOLD
(mV)
145
150
155
160
–25 0 25 50
1871 G14
75 100 125 150TEMPERATURE (°C)
–5025
SENS
E PI
N CU
RREN
T (µ
A)30
35
0 50 75
1871 G15
–25 25 100 125 150
GATE HIGHVSENSE = 0V
INTVCC LOAD (mA)0
INTV
CC V
OLTA
GE (V
)
5.2
30 50 80
1871 G16
5.1
5.010 20 40 60 70
VIN = 7.5V
VIN (V)0
5.1
INTV
CC V
OLTA
GE (V
)
5.2
5.3
10 20 30 40
1871 G17
5.4
5 15 25 35INTVCC LOAD (mA)
00
DROP
OUT
VOLT
AGE
(mV)
50
150
200
250
500
350
5 10
1871 G18
100
400
450
300
15 20
150°C
75°C
125°C
25°C
–50°C
0°C
LTC1871
71871fe
ピン機能RUN（ピン1）：ユーザはRUNピンを使って正確に入力電圧を検出し、コンバータの起動スレッショルドをプログラムすることができます。RUNピンの立下りスレッショルドは公称1.248V
で、コンパレータはノイズ耐性のため100mVのヒステリシスをもっています。RUNピンがこの入力スレッショルドより低いとICはシャットダウンし、VIN電源電流は低い値（標準10μA）に保たれます。このピンの電圧の絶対最大定格は7Vです。
ITH（ピン2）：誤差アンプの補償ピン。電流コンパレータの入力スレッショルドはこの制御電圧に応じて上昇します。このピンの公称電圧範囲は0V～1.40Vです。
FB（ピン3）：出力に接続された外部抵抗分割器からの帰還電圧を受け取ります。このピンのレギュレーション状態の公称電圧は1.230Vです。
FREQ（ピン4）：FREQピンからグランドに接続した抵抗によってチップの動作周波数がプログラムされます。FREQピンの公称電圧は0.6Vです。
MODE/SYNC（ピン5）：この入力はコンバータの動作モードを制御し、動作周波数を外部クロックに同期させる手段を与えます。MODE/SYNCピンをグランドに接続すると、バーストモー
ド動作がイネーブルされます。MODE/SYNCピンをINTVCC
に接続するか、外部のロジック・レベルの同期信号をこのピンに与えると、バーストモード動作はディスエーブルされ、ICは連続モードで動作します。
GND（ピン6）：グランド・ピン。
GATE（ピン7）：ゲート・ドライバ出力。
INTVCC（ピン8）：内部5.20Vレギュレータの出力。ゲート・ドライバと制御回路はこの電圧から電力供給を受けます。最小4.7μFの低ESRタンタル・コンデンサまたはセラミック・コンデンサを使って、このピンをICグランドにローカルにデカップリングします。
VIN（ピン9）：主電源ピン。近くでグランドにデカップリングスする必要があります。
SENSE（ピン10）：制御ループの電流センス入力です。このピンはVDSの検出と最高の効率を得るためパワーMOSFETのドレインに接続します。代りに、SENSEピンをパワーMOSFET
のソース側の抵抗に接続することもできます。両方の検出方法で、内部の先行エッジのブランキングがおこなわれます。
LTC1871
81871fe
ブロック図
–
+
–
+
+1.230V
85mVOV
50k
EA
UV
TOSTART-UPCONTROL
BURSTCOMPARATOR
S
RQ
LOGICPWM LATCH
CURRENTCOMPARATOR
0.30V
1.230V
5.2V
–
+2.00V
1.230VSLOPE
1.230V
ILOOP
FB
ITH
–
+
gm
3
MODE/SYNC
5
FREQ
4
2
INTVCC
8 LDO
V-TO-I
OSCV-TO-I
SLOPECOMPENSATION
BIAS ANDSTART-UPCONTROL
VIN
BIAS VREF
IOSC
RLOOP
–
+
–
+
C1
SENSE
10
GND
1871 BD
6
GATEINTVCC
GND
7
VIN
1.248V
9
RUN
C2
1
0.6V
メイン制御ループLTC1871は昇圧、SEPICおよびフライバックDC/DCコンバータのアプリケーション用の固定周波数、電流モード・コントローラです。LTC1871は従来の電流モード・コントローラとは区別されます。なぜなら、図2に示されているように、ディスクリートのセンス抵抗の電圧降下ではなく、パワーMOSFETスイッチの電圧降下を検出することによって電流制御ループを閉じることができるからです。この検出技法により、効率が改善され、電力密度が増加し、ソリューション全体のコストが減少します。
回路動作については、ICのブロック図と図1を参照してください。通常動作時は、発振器がPWMラッチをセットするとパワーMOSFETがターンオンし、電流コンパレータC1がこのラッチをリセットするとターンオフします。分割された出力電圧が誤差アンプによって内部の1.230Vリファレンス電圧と比較され、誤差信号が ITHピンに出力されます。ITHピンの電圧により、電流コンパレータC1の入力スレッショルドが設定されます。負荷電流が増加するとリファレンスに比べてFB電圧が低下し、ITHピンの電圧が上昇するので、電流コンパレータC1は高いピーク・インダクタ電流値でトリップします。したがって、平均インダクタ電流が負荷電流に等しくなるまで増加し、それによって出力を安定化状態に保ちます。
動作
LTC1871
91871fe
動作
図2．LTC1871のSENSEピンの使用法
過電圧コンパレータOVはFBピンがリファレンス電圧を6.5%
超すとそれを検出し、主RSラッチにリセット・パルスを与えます。このRSラッチはリセットにより支配されるので、パワーMOSFETは出力過電圧状態が継続しているあいだアクティブにオフに保たれます。
LTC1871を使うには、パワーMOSFET両端の電圧降下を検出するか、または図2で示されるようにパワーMOSFETのソースに接続された通常のシャント抵抗にSENSEピンを接続することができます。パワーMOSFET両端の電圧を検出する方法を使うとコンバータの効率が上がり、部品点数が減りますが、出力電圧はこのピンの最大定格（36V）に制限されます。SENSEピンをパワーMOSFETのソースに接続された抵抗に接続すると、ユーザは出力電圧を36Vよりはるかに大きい値にプログラムすることができます。
動作モードのプログラミング非常に軽い負荷（たとえば、<100μA）で高い効率を保つことに高い優先度が置かれているアプリケーションでは、出力分割器の電流は数μAまで下げることができ、そして、バーストモード動作を適用します（つまり、MODE/SYNCピンをグランドに接続します）。低電流での効率より固定周波数動作の方が重要なアプリケーションや出力リップルを最小に抑えることが望ましいアプリケーションでは、パルス・スキップ・モードの動作を使い、MODE/SYNCピンをINTVCCピンに接続します。これにより、チップの最小オン時間（約175ns）によって定まる限界に近いところまで不連続導通モード（DCM）動作が可能になります。この出力電流レベルより下では、出力の安定化を維持するためコンバータはサイクルをスキップし始めます。図1
のコンバータのバーストモード動作とパルス・スキップ・モード動作の軽負荷時スイッチング波形を図3と図4に示します。
バーストモード動作バーストモード動作を選択するにはMODE/SYNCピンを未接続のままにしておくか、グランドに接続します。通常動作では、無負荷から全負荷に対応するITHピンの範囲は0.30V～1.2Vです。バーストモード動作では、誤差アンプEAが ITH電圧を0.525Vより下にドライブすると、電流コンパレータC1へのバッファされたITH入力が0.525Vにクランプされます（これは最大負荷電流の25%に相当します）。インダクタ電流のピークは、30mVをパワーMOSFETのRDS(ON)で割った値にほぼ保たれます。ITHピンが0.30Vより下に下がると、バーストモード・コンパレータB1はパワーMOSFETをターンオフして、IC
COUTVSW
VSW
2a. 最大効率を与える SENSEピンの接続方法（VSW < 36V）
VOUTVIN
GND
L D
+
COUT
RS
1871 F02
2b. ピーク電流の精密制御または VSW > 36Vの場合の SENSEピンの接続方法
VOUTVIN
GND
L D
+
GATE
GND
VIN
SENSE
GATE
GND
VIN
SENSE
LTC1871の公称動作周波数はFREQピンからグランドに接続した抵抗を使ってプログラムされ、50kHz～1000kHzの範囲で制御することができます。さらに、内部発振器はMODE/
SYNCピンに与えられた外部クロックに同期させることができ、その公称値の100%～130%の周波数にロックさせることができます。MODE/SYNCピンをオープンのままにすると、内部の50kの抵抗によって“L”に引き下げられ、バーストモード動作がイネーブルされます。このピンを2Vより上に引き上げるか、外部クロックをこのピンに与えると、バーストモード動作はディスエーブルされ、ICは連続モードで動作します。無負荷（または極端な軽負荷）では、レギュレーションの維持と過度の出力リップルの防止のためにコントローラはパルスをスキップします。
RUNピンにより、ICをイネーブルするか、それとも低電流シャットダウン状態にするかが制御されます。マイクロパワー1.248V
リファレンスとコンパレータC2により、ユーザはICがターンオンまたはターンオフする電源電圧をプログラムすることができます（コンパレータC2はノイズ耐性のために100mVのヒステリシスを備えています）。RUNピンが1.248Vより低いとチップはオフし、入力電源電流は標準でわずか10μAです。
LTC1871
101871fe
の消費電流を250μA（スリープ・モード）に減らします。この状態では、ITH電圧がバースト・コンパレータの50mVヒステリシスを超えて上昇するまで、負荷電流は出力コンデンサによって供給されます。軽負荷では、スイッチングの短時間のバースト（この場合、平均インダクタ電流は最大値の20%）とその後に続く長時間のスリープが見られ、それによってコンバータの効率が大きく改善されます。バーストモード動作を示すオシロスコープ波形を図3に示します。
パルス・スキップ・モード動作MODE/ SYNCピンを2Vを超えるDC電圧に接続すると、バーストモード動作がディスエーブルされます。内部の0.525Vのバッファ付きITHバースト・クランプは解除され、ITHピンは無負荷から全負荷まで電流コンパレータを直接制御することができます。無負荷では、ITHピンは0.30Vより下にドライブされ、パワーMOSFETはターンオフし、スリープ・モードが起動します。この動作モードを示すオシロスコープの波形を図4に示します。
外部クロック信号がチップの内部発振器よりも高速でMODE/SYNCピンをドライブすると、内部発振器はそれに同期します。この同期モードではバーストモード動作はディスエーブルされます。同期動作にともなう固定周波数により、軽負荷でのシステム全体の効率を犠牲にして、コンバータからのノイズのスペクトルがさらに制御されます。
発振器の内部ロジック回路がMODE/SYNCピンの同期信号を検出すると、内部発振器のランプが途中で停止され、スロープ補償が約30%増加します。その結果、同期を必要とするアプリケーションでは、ICの公称動作周波数を外部クロック周波数の約75%にプログラムすることを推奨します。高すぎる（1.3fOを超える）外部周波数に同期させようとすると、スロープ補償が不適切になり低調波発振（つまりジッタ）が生じる可能性があります。
図5に示されているように、外部クロック信号は少なくとも25nsのあいだ2Vを超す必要があり、最大デューティ・サイクルは80%にします。MOSFETのターンオンは外部クロック信号の立上りエッジに同期します。
図3．低出力電流でのLTC1871のバーストモード動作（MODE/SYNC = 0V）
図4．バーストモード動作がディスエーブルされたときの（MODE/SYNC = INTVCC）LTC1871の低出力電流動作
VOUT50mV/DIV
IL5A/DIV
10µs/DIV 1871 F03
VIN = 3.3VVOUT = 5VIOUT = 500mA
MODE/SYNC = 0V(Burst Mode OPERATION)
VOUT50mV/DIV
IL5A/DIV
2µs/DIV 1871 F04
VIN = 3.3VVOUT = 5VIOUT = 500mA
MODE/SYNC = INTVCC(PULSE-SKIP MODE)
動作
図5．同期動作のMODE/SYNCクロック入力と スイッチング波形
1871 F05
2V TO 7VMODE/SYNC
GATE
IL
tMIN = 25ns
0.8T
D = 40%
T T = 1/fO
LTC1871
111871fe
アプリケーション情報動作周波数のプログラミング動作周波数とインダクタ値の選択には効率と部品サイズのあいだのトレードオフが必要です。低周波数動作ではMOSFET
とダイオードのスイッチング損失が減少して効率が改善されます。ただし、低周波数動作では与えられた負荷電流を得るのにインダクタンス値を大きくする必要があります。
LTC1871には固定周波数アーキテクチャが使われており、図1に示されているように、FREQピンからグランドに接続した1本の外部抵抗を使って50kHz～1000kHzの範囲でプログラムすることができます。FREQピンの公称電圧は0.6Vで、FREQピンに流れ込む電流を使って内部発振器コンデンサを充放電します。与えられた動作周波数に対するRT値を選択するためのグラフを図6に示します。
INTVCCレギュレータのバイパスと動作内部のPチャネル低ドロップアウト電圧レギュレータは5.2Vを発生し、図7に示されているように、LTC1871内のゲート・ドライバとロジック回路に電力を供給します。INTVCCレギュレータは50mAまで供給することができ、最小4.7μFのタンタル・コンデンサまたはセラミック・コンデンサを使って、ICに隣接させてグランドにバイパスする必要があります。MOSFETゲート・ドライバが必要とする大きな過渡電流を供給するには十分なバイパスが必要です。
7V（このピンの絶対最大定格）を超えない入力電圧ではLTC1871の内部低ドロップアウト・レギュレータは冗長なので、INTVCCピンをVINピンに直接短絡することができます。ただし、INTVCCピンをVINに短絡すると、安定化されたINTVCC電圧をプログラムする分割器には（シャットダウン・モードであっても）入力電源から10μAが流れます。シャットダウン・モードの入力電源電流を最小にする必要のあるアプリケーションでは、INTVCCピンをVINに接続しないでください。INTVCCピンがVINに短絡されているかどうかに関係なく、常に4.7μFのタンタル・コンデンサまたは低ESRセラミック・コンデンサを使ってドライバ回路を INTVCCピンとGNDピンに隣接させてグランドにバイパスする必要があります。
実際のアプリケーションでは、IC電源電流のほとんどはパワーMOSFETのゲート容量をドライブするのに使われます。その結果、大きなパワーMOSFETが高周波数でドライブされる高入力電圧アプリケーションでは、LTC1871の最大接合部温度定格を超えることがあります。接合部温度は次式を使って推算することができます。図6．タイミング抵抗（RT）の値
FREQUENCY (kHz)100
R T (k
Ω)
300
1000
1871 F06
10
100
200 10009008007006005004000
図7．LDOレギュレータとゲート・ドライバ電源のバイパス
+
–
+
1.230V
R2 R1
P-CH
5.2V
DRIVERGATE
CVCC4.7µF
CIN
INPUTSUPPLY2.5V TO 30V
GNDデバイスのピンにできるだけ近づけて配置する
M1
1871 F07
INTVCC
VIN
GND
LOGIC
LTC1871
121871fe
アプリケーション情報 IQ(TOT) ≈ IQ + f • QG
PIC = VIN • (IQ + f • QG)
TJ = TA + PIC • RTH(JA)
全消費電流 IQ(TOT)は静的電源電流（IQ）とパワーMOSFET
のゲートの充放電に必要な電流で構成されています。10ピンMSOPパッケージの熱抵抗はRTH(JA) = 120°C/Wです。
一例として、VIN = 5V、VO = 12V、IO = 1Aの電源について考察します。スイッチング周波数は500kHzで、最高周囲温度は70°Cです。選択したパワーMOSFETはIRF7805で、その最大RDS(ON)は（室温で）11mΩであり、最大全ゲート電荷は37nC
です（ゲート電荷の温度係数は低い）。
IQ(TOT) = 600µA + 37nC • 500kHz = 19.1mA
PIC = 5V • 19.1mA = 95mW
TJ = 70°C + 120°C/W • 95mW = 81.4°C
このことから、ICの静的消費電流に比べてゲート充電電流がどんなに大きくなりうるかが分かります。
最大接合部温度を超えないようにするには、高いVINでの連続モード動作時の入力供給電流をチェックする必要があります。安定したIC接合部温度を維持するには、動作周波数とパワーMOSFETのサイズのあいだのトレードオフが必要です。ただし、動作周波数を下げる前に、パワーMOSFETの製造元に問い合わせて、最新で最高の低QGで低RDS(ON)のデバイスを確認してください。パワーMOSFETの製造技術は絶えず改良されており、性能の向上した新しいデバイスがほとんど毎年発売されています。
出力電圧のプログラミング出力電圧は次式にしたがい、分割抵抗によって設定されます。
VO =1.230V • 1+
R2R1
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
図1に示されているように、外部抵抗分割器が出力に接続されているので、電圧のリモート検出が可能です。通常動作時にFBピンに流れ込む電流によって生じる誤差が1%未満になるように抵抗R1とR2は通常選択されます（これは約250kのR1の最大値に相当します）。
RUNピンを使ったターンオンとターンオフのスレッショルドのプログラミング
図8に示されているように、デバイスがシャットダウンしているときでもアクティブ状態に保たれる、独立したマイクロパワー電圧リファレンスとコンパレータ検出回路がLTC1871には備わっています。このため、ユーザはコンバータがオン・オフをおこなう入力電圧を正確にプログラムすることができます。RUN
ピンの立下りスレッショルド電圧は1.248Vの内部リファレンス電圧に等しくなります。コンパレータはノイズ耐性を上げるために100mVのヒステリシスをもっています。
ターンオンとターンオフの入力電圧スレッショルドは次式にしたがって抵抗分割器を使ってプログラムされます。
VIN(OFF) =1.248V • 1+R2R1
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
VIN(ON) =1.348V • 1+R2R1
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
抵抗R1は通常1Mより小さいものを選択します。
RUNピンをロジック入力としてだけ使用するアプリケーションでは、このピンの絶対最大定格が7Vであることに注意する必要があります。図8cに示されているように、「常時オン」動作では、RUNピンを外部の1M抵抗を通して入力電圧に接続することができます。
アプリケーション回路基本的なLTC1871の応用回路を図1に示します。外付け部品の選択は負荷と入力電源の特性に基づいておこないます。最初に検討すべきトポロジーは昇圧コンバータで、次にSEPIC
（シングルエンドの1次側インダクタンス・コンバータ）を検討します。
LTC1871
131871fe
アプリケーション情報
図8a．RUNピンを使ったターンオンとターンオフのスレッショルドのプログラミング
昇圧コンバータ：デューティ・サイクルの検討事項連続導通モード（CCM）で動作している昇圧コンバータでは、メイン・スイッチのデューティ・サイクルは次のようになります。
D=
VO + VD – VINVO + VD
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟
ここで、VDはブースト・ダイオードの順方向電圧です。入力電圧が出力電圧に近いコンバータではデューティ・サイクルは低くなり、低電圧の入力電源から高い出力電圧を発生するコンバータではデューティ・サイクルは高くなります。CCMで動作している昇圧コンバータの最大出力電圧は次のようになります。
VO(MAX) =
VIN(MIN)
1–DMAX( )– VD
LTC1871の最大デューティ・サイクルは標準92%です。これにより、低い入力電源電圧から高い出力電圧を得ることができます。
昇圧コンバータ：ピーク入力電流と平均入力電流LTC1871の制御回路は入力電流を（パワーMOSFETのRDS(ON)を使うか、あるいはMOSFETのソースに接続したセンス抵抗を使って）測定するので、パワーMOSFETを適切に制御するには出力電流を入力に反映させる必要があります。出力電力は理想的には入力電力に等しいという事実に基づいて、最大平均入力電流は次のようになります。
IIN(MAX) =IO(MAX)
1–DMAX
The peak input current is:
IIN(PEAK) = 1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•IO(MAX)
1–DMAX
ピーク入力電流は次のようになります。
最大デューティ・サイクルDMAXは最小VINで計算します。
図8c．「常時オン」動作のためのRUNピンに接続した外部プルアップ抵抗
図8b．外部ロジックを使ったオン・オフ制御
–
+RUN
COMPARATOR
VIN
RUNR2
R1
INPUTSUPPLY OPTIONAL
FILTERCAPACITOR
+
– GND1871 F8a
BIAS ANDSTART-UPCONTROL
1.248VµPOWER
REFERENCE
6V
–
+
RUNCOMPARATOR
1.248V
1871 F08b
RUN
6VEXTERNAL
LOGIC CONTROL
–
+RUN
COMPARATOR
VIN
RUN
R21M
INPUTSUPPLY
+
– GND 1.248V
1871 F08c
6V
LTC1871
141871fe
アプリケーション情報昇圧コンバータ：リップル電流∆ILと「χ」係数上式の定数「χ」はインダクタ電流の最大値に対するインダクタのピーク・ツー・ピーク・リップル電流の比率を表しています。たとえば、30%のリップル電流を選ぶとχ= 0.30となり、ピーク電流は平均電流より15%大きくなります。
CCMで動作している電流モード昇圧レギュレータでは、50%
を超すデューティ・サイクルの場合、低調波発振を避けるためにスロープ補償を追加する必要があります。LTC1871の場合、このランプ補償は内部的におこなわれます。ただし、ランプ補償の波形が内部的に固定されているので、インダクタの値と動作周波数に対していくらかの制限が加えられます。大きすぎるインダクタを使用すると、電流ランプ（∆IL）は（50%を超すデューティ・サイクルでの）内部ランプ補償に比べて小さくなり、コンバータの動作は電圧モードに近づきます（ランプ補償により、電流ループの利得が減少します）。小さすぎるインダクタが使用されているが、コンバータは依然（臨界導通モードに近い）CCMで動作している場合、低調波発振を防ぐのに内部ランプ補償が適当でないことがあります。十分な電流モード利得を与えて低調波発振を避けるには、インダクタのリップル電流を最大平均電流の20%～40%の範囲に落とすことを推奨します。たとえば、最大平均入力電流が1Aであれば、0.2A～0.4Aの∆ILと0.2～0.4の「χ」を選択します。
昇圧コンバータ：インダクタの選択動作入力電圧範囲が与えられ、動作周波数とインダクタのリップル電流を選んだら、次式を使ってインダクタの値を決めることができます。
L =VIN(MIN)
ΔIL • f•DMAX
where:
ΔIL = χ •IO(MAX)
1–DMAX
ここで、
昇圧コンバータは短絡保護されていないことに注意してください。出力が短絡された状態では、インダクタ電流を制限するのは入力電源の供給能力だけです。短絡保護された昇圧コンバータが必要なアプリケーションについては、SEPICコンバータを扱っているアプリケーション・セクションを参照してください。
インダクタの最小必要飽和電流はデューティ・サイクルと負荷電流の関数として次のように表すことができます。
IL(SAT) ≥ 1+
χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•IO(MAX)
1–DMAX
インダクタの飽和電流定格は最小入力電圧（このときインダクタ電流が最大になります）および最大出力電流でチェックします。
昇圧コンバータ：不連続モードでの動作図9に示されているように、スイッチがオフしているとき負荷電流が十分低くてインダクタ電流が尽きると不連続モード動作が生じます。インダクタ電流がゼロに近くなると、スイッチの容量とダイオードの容量がインダクタンスと共振し、1MHz～10MHzで減衰するリンギングを生じます。オフ時間が十分長いと、ドレイン電圧は入力電圧にセトリングします。
入力電圧とインダクタ内の残留エネルギーに依存して、このリンギングはパワーMOSFETのドレインをグランドより下に下げ、そこでボディー・ダイオードによってクランプされます。このリンギングはICに害を与えることはなく、EMIに対する大きな寄与は見られません。スナバを使って減衰しようとするとどうしても効率が低下します。
図9．不連続モードの波形
MOSFET DRAINVOLTAGE
2V/DIV
INDUCTORCURRENT
2A/DIV
2µs/DIV 1871 F09
VIN = 3.3V IOUT = 200mAVOUT = 5V
LTC1871
151871fe
アプリケーション情報昇圧コンバータ：インダクタのコアの選択Lの値が分かったら、次にインダクタの種類を選択します。高効率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコア損失は一般に許容できないので、もっと高価なフェライト、Molypermalloy、あるいはKool Mµ®のコアを使わざるをえません。インダクタ値が同じ場合、実際のコア損失はコア・サイズには無関係ですが、選択したインダクタンスに大きく依存します。インダクタンスが増加するとコア損失が低下します。残念ながら、インダクタンスを大きくするにはワイヤの巻数を増やす必要があるため銅損失が増加します。一般に、コア損失と銅損失のあいだでトレードオフをおこなってバランスをとる必要があります。
フェライトを使ったタイプはコア損失がきわめて低く、高いスイッチング周波数に向いているので、設計目標を銅損失と飽和の防止に集中することができます。フェライト・コアの材質は極度に飽和しますので、最大設計ピーク電流を超えるとインダクタンスが急激に消滅します。このため、インダクタのリップル電流が急増して、出力電圧リップルが増加します。コアは絶対に飽和させないでください。
Molypermalloy（Magnetics, Inc.製 ）は、トロイドに最 適な低価格のコア材料ですが、フェライトよりも高価です。Magnetics,Inc.製で経済的なものがKool Mµです。
昇圧コンバータ：パワーMOSFETの選択LTC1871ではパワーMOSFETは2つの目的に役立ちます。それは電源パスの主スイッチング素子を表し、そのRDS(ON)は制御ループの電流検出素子を表します。パワーMOSFETの重要なパラメータは、ドレイン-ソース降伏電圧（BVDSS）、スレッショルド電圧（VGS(TH)）、オン抵抗（RDS(ON)）とゲート-
ソース電圧、ゲート-ソース電荷とゲート-ドレイン電荷（それぞれQGSとQGD）、最大ドレイン電流（ID(MAX)）とMOSFET
の熱抵抗（RTH(JC)とRTH(JA)）です。
ゲート・ドライブ電圧は5.2V INTVCC低ドロップアウト・レギュレータによって設定されます。したがって、大部分のLTC1871
のアプリケーションではロジック・レベル・スレッショルドMOSFETを使用する必要があります。低入力電圧動作が予想される場合（たとえば、リチウムイオン・バッテリや3.3Vロジック電源から電力を供給する場合）、サブロジック・レベルのMOSFETを使う必要があります。
アプリケーションの実際の最大スイッチ電圧と比較して、MOSFETのBVDSS仕様に十分注意を払ってください。多くのロジック・レベルのデバイスは30V以下に制限されており、レイアウトの寄生要素により、MOSFETのターンオフ時にスイッチ・ノードにリンギングが生じることがあります。実際のPCボードを使って（ラボのブレッドボードを使うだけでなく）、過度のリンギングが生じていないかMOSFETのスイッチング波形をドレイン端子とソース端子間で直接チェックします。
スイッチのオン時間中、パワーMOSFETの制御回路は最大電圧降下を（低いデューティ・サイクルで）約150mVに制限します。したがって、ピーク・インダクタ電流は150mV/RDS(ON)に制限されます。最大負荷電流、デューティ・サイクル、およびパワーMOSFETのRDS(ON)の関係は次のようになります。
RDS(ON) ≤ VSENSE(MAX) •1–DMAX
1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• IO(MAX) •ρT
図10に示されているように、低いデューティ・サイクルではVSENSE(MAX)の項は標準で150mVとなり、92%のデューティ・サイクルではスロープ補償により約100mVに減少します。ρT
の項はMOSFETのRDS(ON)の温度係数を表しており、標準で0.4%/°Cです。標準的パワーMOSFETの温度に対する正規化されたRDS(ON)の変化を図11に示します。
DUTY CYCLE0
MAX
IMUM
CUR
RENT
SEN
SE V
OLTA
GE (m
V)
100
150
0.8
1871 F10
50
00.2 0.4 0.5 1.0
200
図10．最大SENSEスレッショルド電圧とデューティ・サイクル
LTC1871
161871fe
アプリケーション情報
JUNCTION TEMPERATURE (°C)–50
ρ T N
ORM
ALIZ
ED O
N RE
SIST
ANCE
1.0
1.5
150
1871 F11
0.5
00 50 100
2.0
図11．正規化したRDS(ON)と温度アプリケーション情報
使用するパワーMOSFETの別の選択方法として、与えられたRDS(ON)に対する最大出力電流をチェックします。なぜなら、MOSFETのオン抵抗は離散値で与えられるからです。
IO(MAX) = VSENSE(MAX) •1–DMAX
1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•RDS(ON) •ρT
IO(MAX)とRDS(ON)のあいだの1 – DMAXの関係により、入力範囲の広い昇圧コンバータでは最大入出力電流の範囲が劇的に変化することは注意に価します。入力電源から流れる最大電流を制限することが重要なアプリケーションではこのことを考慮に入れます。
パワーMOSFETのスイッチング損失と導通損失および 接合部温度の計算パワーMOSFETの接合部温度を計算するには、デバイスによって消費される電力を知る必要があります。この電力消費はデューティ・サイクル、負荷電流、および（RDS(ON)の正の温度係数による）接合部温度自身の関数です。そのため、妥当な程度に正確な値を決めるには何回かの反復計算が通常必要です。コントローラはMOSFETをスイッチング素子としても検出素子としても使用するので、すべての動作条件（ライン電圧と温度）で、製造元のデータシートで規定されているMOSFETのVSENSE(MAX)とRDS(ON)の最悪条件の仕様に対して、コンバータが必要な負荷電流を供給できるように注意する必要があります。
昇圧コンバータのMOSFETの消費する電力は次のとおりです。
PFET =IO(MAX)
1–DMAX
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟
2
• RDS(ON) •DMAX •ρT
+k • VO1.85 •
IO(MAX)
1–DMAX( )•CRSS • f
上式の最初の項はデバイスのI2R損失を表し、2番目の項はスイッチング損失を表します。定数 k = 1.7はゲート・ドライブ電流に反比例する経験的に得られる係数で、「1/電流」の次元をもっています。
パワーMOSFETの消費する既知の電力から、次式を使って接合部温度を求めることができます。
TJ = TA + PFET • RTH(JA)
この式で使われているRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)およびケースから周囲温度までの熱抵抗（RTH(CA)）が通常含まれます。次にTJのこの値を反復計算に使用された元の仮定値と比べることができます。
昇圧コンバータ：出力ダイオードの選択効率を最大化するには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向の漏れ電流の小さな高速スイッチング・ダイオードが最適です。昇圧コンバータの出力ダイオードはスイッチのオフ時間に電流を流します。ダイオードが耐えなければならないピーク逆電圧はレギュレータの出力電圧に等しくなります。通常動作の平均順方向電流は出力電流に等しく、ピーク電流はピーク・インダクタ電流に等しくなります。
ID(PEAK) = IL(PEAK) = 1+
χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•IO(MAX)
1–DMAX
ダイオードの消費する電力は次のとおりです。
PD = IO(MAX) • VD
ダイオードの接合部温度は次のとおりです。
TJ = TA + PD • RTH(JA)
この式で使われているRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)および基板から筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。
LTC1871
171871fe
アプリケーション情報過度のリンギングや消費電力の増加を防止するために、ダイオードのリード長を短くし、スイッチ・ノードの適切なレイアウトを守ってください（「基板レイアウトのチェックリスト」を参照）。
昇圧コンバータ：出力コンデンサの選択与えられた出力リップル電圧に対する適切な部品を選択するには、ESR（等価直列抵抗）、ESL（等価直列インダクタンス）およびバルク容量の寄与分について考慮する必要があります。標準的昇圧コンバータの場合の、これら3つのパラメータ（ESR、ESL、およびバルクC）の出力電圧リップル波形に対する影響を図12eに示します。
部品の選択は、（出力電圧に対する百分率で表した）最大許容リップル電圧と、このリップルをESRのステップと充放電∆Vのあいだでどのように分割すべきかの検討から始めます。簡単化するため、最大出力リップルとして2%を選択し、ESRステップと充放電∆Vのあいだで等分します。この百分率リップルはアプリケーションの必要条件に依存して変化しますが、下に与えられた式は簡単に修正できます。
全リップル電圧への1%寄与の場合、出力コンデンサのESR
は次式を使って決めることができます。
ESRCOUT ≤
0.01• VOIIN(PEAK)
ここで、
IIN(PEAK)= 1+
χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•IO(MAX)
1–DMAX
バルクC部品も全リップルの1%に寄与しますが、この場合次のようになります。
COUT ≥
IO(MAX)
0.01• VO • f
多くのデザインでは、ESRとバルクCの両方の必要条件を満足させる1種類のコンデンサを選択することができます。ただし、要求の厳しいアプリケーションでは、2種類以上のコンデンサを並列に接続してリップル電圧を大きく改善することができます。たとえば、低ESRのセラミック・コンデンサを使うと
ESRステップが減少します。他方、電解コンデンサを使って必要なバルクCを得ることができます。
出力コンデンサのESRとバルク容量が決まったら、全体のリップル電圧の波形を専用のPCボード上で検証します（部品の配置の詳細については、「基板のレイアウト」のセクションを参照）。ラボのブレッドボードは一般に（部品相互の配線による）過度の直列インダクタンスの影響を受け、これらの寄生要素により、スイッチング波形が適切にデザインされたPCボードの場合よりもはるかに悪く見えることがあります。
図12に示されているように、昇圧レギュレータの出力コンデンサには高いリップル電流が流れます。出力コンデンサのRMS
リップル電流は次のとおりです。
IRMS(COUT) ≈IO(MAX) •
VO – VIN(MIN)
VIN(MIN)
コンデンサ製造業者の規定するリップル電流定格は多くの場合わずか2000時間の寿命時間に基づいていることに注意してください。このため、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり要求条件よりも高い温度定格のコンデンサを選択するようにしてください。サイズまたは高さの設計条件を満たすため、複数のコンデンサを並列に接続することもできます。
ニチコン、United Chemicon、三洋電機などのメーカーから高性能なスルーホール・コンデンサが入手できます。三洋製のOS-CON半導体誘電体コンデンサは、アルミ電解コンデンサの中でESRとサイズの積が最も小さいものですが、いくらか価格が高くなります。
表面実装のアプリケーションでは、アプリケーションの要求するESRまたはRMS電流処理の条件を満たすため、複数のコンデンサの並列接続が必要になることがあります。アルミ電解コンデンサと乾式タンタル・コンデンサの両方とも表面実装パッケージで供給されています。タンタル・コンデンサの場合、スイッチング電源に使用するためのサージ試験が実施されていることが不可欠です。表面実装タンタル・コンデンサのAVX
TPSシリーズは最適です。また、今ではセラミック・コンデンサはESRとESLの定格が非常に低くてリップル電流定格が高いものが供給されています。
LTC1871
181871fe
アプリケーション情報
昇圧コンバータ：入力コンデンサの選択インダクタが入力に直列に接続されており、入力電流波形が連続的なので、昇圧コンバータの入力コンデンサは出力コンデンサほど条件が厳しくありません（図12bを参照）。入力電圧源のインピーダンスにより入力コンデンサのサイズが決まります。このサイズは標準で10μF～100μFの範囲です。出力コンデンサの場合ほど条件が厳しくはありませんが、低ESRのコンデンサを推奨します。
昇圧コンバータの入力コンデンサのRMSリップル電流は次のとおりです。
IRMS(CIN) = 0.3 •
VIN(MIN)
L • f•DMAX
バッテリが突如コンバータの入力に接続されると入力コンデンサには非常に高いサージ電流が生じることがあり、このような条件では固体タンタル・コンデンサは破壊的損傷を受ける可能性があることに注意してください。サージテストされたコンデンサを必ず指定してください。
バーストモード動作と検討事項MOSFETのRDS(ON)とインダクタの値の選択によっても、LTC1871がバーストモード動作に入る負荷電流が決定されます。バースト時には、コントローラはピーク・インダクタ電流をおよそ次の値にクランプします。
IBURST(PEAK) =
30mVRDS(ON)
これは最大150mVのSENSEピン電圧の約20%に相当します。対応する平均電流はリップル電流の大きさに依存します。クランプされるのはピーク電流なので、低いインダクタ値（高い∆IL）では、バーストモード動作が開始される負荷電流が減少します。
∆ILが IBURSTよりかなり小さいと、バーストモード動作時に出力電圧リップルが増加することがあります。これは入力電圧が非常に低いか、または非常に大きなインダクタが選択されると生じます。高いデューティ・サイクルでは、スキップされたサイクルによりインダクタ電流が急速にゼロに減衰します。ただし、∆ILが小さいので、電流が IBURST(PEAK)まで再度ランプする（上昇する）には複数のサイクルを必要とします。このインダクタを充電するあいだは出力コンデンサから負荷電流を供給する必要があり、出力電圧が大きく垂下することがあります。一般に、インダクタ∆ILの値をIIN(MAX)の25%～40%の範囲で選択すると良いでしょう。代りの方法として、出力コンデンサの値を増やすか、MODE/SYNCピンを使ってバーストモード動作をディスエーブルします。
バーストモード動作を無効にするにはMODE/SYNCピンを“H”のロジック・レベル電圧に接続します（制御入力を使うか、このピンをINTVCCに接続します）。このモードでは、バースト・クランプは除かれ、チップは全負荷での連続導通モード（CCM）から軽負荷での不連続導通モード（DCM）に至るまで固定周波数で動作することができます。非常に軽い負荷（全負荷の5%未満）でパルスをスキップする前に、コントローラはDCMでスイッチの最小オン時間を使って動作します。パルス・スキッピングにより、非常に軽い負荷で出力制御が失われるのが防止され、出力電圧リップルが減少します。
VIN
L D
SW
12a. 回路図
12b. インダクタ電流と入力電流
COUT
VOUT
RL
IINIL
12c. スイッチ電流
ISW
tON
12d. ダイオード電流と出力電流
12e. 出力電圧リップル波形
IO
ID
VOUT(AC)
tOFF
ΔVESR
RINGING DUE TOTOTAL INDUCTANCE(BOARD + CAP)
ΔVCOUT
図12．昇圧コンバータのスイッチング波形
LTC1871
191871fe
アプリケーション情報表1．推奨部品製造業者VENDOR COMPONENTS TELEPHONE WEB ADDRESS
AVX Capacitors (207) 282-5111 avxcorp.com
BH Electronics Inductors, Transformers (952) 894-9590 bhelectronics.com
Coilcraft Inductors (847) 639-6400 coilcraft.com
Coiltronics Inductors (407) 241-7876 coiltronics.com
Diodes, Inc Diodes (805) 446-4800 diodes.com
Fairchild MOSFETs (408) 822-2126 fairchildsemi.com
General Semiconductor Diodes (516) 847-3000 generalsemiconductor.com
International Rectifier MOSFETs, Diodes (310) 322-3331 irf.com
IRC Sense Resistors (361) 992-7900 irctt.com
Kemet Tantalum Capacitors (408) 986-0424 kemet.com
Magnetics Inc Toroid Cores (800) 245-3984 mag-inc.com
Microsemi Diodes (617) 926-0404 microsemi.com
Murata-Erie Inductors, Capacitors (770) 436-1300 murata.co.jp
Nichicon Capacitors (847) 843-7500 nichicon.com
On Semiconductor Diodes (602) 244-6600 onsemi.com
Panasonic Capacitors (714) 373-7334 panasonic.com
Sanyo Capacitors (619) 661-6835 sanyo.co.jp
Sumida Inductors (847) 956-0667 sumida.com
Taiyo Yuden Capacitors (408) 573-4150 t-yuden.com
TDK Capacitors, Inductors (562) 596-1212 component.tdk.com
Thermalloy Heat Sinks (972) 243-4321 aavidthermalloy.com
Tokin Capacitors (408) 432-8020 nec-tokinamerica.com
Toko Inductors (847) 699-3430 tokoam.com
United Chemicon Capacitors (847) 696-2000 chemi-com.com
Vishay/Dale Resistors (605) 665-9301 vishay.com
Vishay/Siliconix MOSFETs (800) 554-5565 vishay.com
Vishay/Sprague Capacitors (207) 324-4140 vishay.com
Zetex Small-Signal Discretes (631) 543-7100 zetex.com
効率の検討：VDSの検出はどれだけ役立つか？スイッチング・レギュレータの効率は、出力電力÷入力電力×100%で表されます。パーセント表示の効率は次式で表すことができます。
%効率 = 100% – (L1 + L2 + L3 + …)
ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表した個々の損失成分です。個々の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよくあります。回路内の電力を消費するすべての要素で損失が生じますが、LTC1871のアプ
リケーション回路の損失の大部分は4つの主な損失要因によって生じます。
1. VINに流れ込む電源電流。VIN電流は（電気的特性で与えられている）DC電源電流 IQおよびMOSFETドライバ電流と制御電流の和です。VINピンに流れ込むDC電源電流は標準で約550μAで、VINとともに増加する小さな電力損失（1%よりもはるかに小さい）を表します。ドライバ電流はパワーMOSFETのゲート容量をスイッチングすることによって流れます。この電流は一般にDC電流よりはるかに大きくなります。MOSFETのゲートがオンして再度オフする度に、INTVCCからグランドにゲート電荷QGのかたまりが移動し
LTC1871
201871fe
アプリケーション情報ます。その結果生じるdQ/dtは電流であり、外部電源からVINピンを通してINTVCCコンデンサに供給する必要があります。ICがCCMで動作している場合は次のようになります。
IQ(TOT) ≈ IQ = f • QG
PIC = VIN • (IQ + f • QG)
2. パワーMOSFETのスイッチング損失と導通損失。電流帰還ループを閉じるのにパワーMOSFET両端の電圧降下を使う技法を選択しました。なぜなら、センス抵抗を使わないため効率が向上するからです。パワーMOSFETの損失は次式のようになります。
PFET =IO(MAX)
1–DMAX
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟
2
• RDS(ON) •DMAX •ρT
+k • VO1.85 •
IO(MAX)
1–DMAX( )•CRSS • f
別個のセンス抵抗を使わないことから生じるI2R電力の節約分は次のように簡単に計算できます。
PR(SENSE) =
IO(MAX)
1–DMAX
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟
2
•RSENSE •DMAX
このVDS検出技法を使った改善の大きさを理解するため、図1に示されている3.3V入力、5V出力の電源について考察します。最大負荷電流は7Aで（ピークは10A）、デューティ・サイクルは39%です。40%のリップル電流を仮定すると、ピーク・インダクタ電流は13.8Aで、平均電流は11.5A
です。約140mVの最大センス電圧を使うと、センス抵抗値は10mΩとなり、この抵抗で消費される電力は最大出力電流で514mWになるでしょう。90%の効率を仮定すると、このセンス抵抗の電力消費は入力電力全体の1.3%に相当します。つまり、このアプリケーションでは、VDS検出法を使うと効率が約1.3%向上します。
これらの式の諸項の詳細については「昇圧コンバータ：パワーMOSFET」のセクションを参照してください。
3. インダクタ内の損失は単にDC入力電流の二乗に巻線抵抗を掛けたものです。この損失を出力電流の関数として表すと次のようになります。
PR(WINDING) =
IO(MAX)
1–DMAX
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟
2
•RW
4. ブースト・ダイオード内の損失。ブースト・ダイオードの消費する電力は以下のとおりです。
PDIODE = IO(MAX) • VD
ブースト・ダイオードは昇圧コンバータの電力損失の主要因になることがあります。上述の3.3V入力、7Aで5V出力の例では、順方向電圧が0.4Vのショットキ・ダイオードは2.8Wを消費し、入力電力の7%に相当するでしょう。低い出力電圧ではダイオードの順方向電圧が出力電圧のかなりの部分を占めますが、この場合ダイオードによる損失は重大なものになります。
5. CINやCOのESR消費損失やインダクタのコア損失などその他の損失は一般に全損失の2%以下に過ぎません。
過渡応答のチェックレギュレータのループ応答は負荷過渡応答を見て検証することができます。スイッチング・レギュレータは抵抗性負荷電流の瞬時ステップに応答するのに一般に数サイクルを要します。負荷ステップが生じると、図13に示されているように、VOが直ちに(∆ILOAD)(ESR)に等しい量だけ変化し、COが（負荷ステップの方向にしたがって）充電または放電を開始します。その結果生じる誤差アンプの出力信号によりレギュレータの帰還ループが働いてVOを定常値に戻します。この回復時間の間、安定性に問題があることを示すオーバシュートやリンギングがないかVOをモニタすることができます。
図13．3.3V入力、5V出力の昇圧コンバータのアプリケーションの負荷過渡応答、0.7Aから7Aへのステップ
IOUT2V/DIV
VOUT (AC)100mV/DIV
100µs/DIV 1871 F13
VIN = 3.3VVOUT = 5VMODE/SYNC = INTVCC(PULSE-SKIP MODE)
LTC1871
211871fe
アプリケーション情報次に、（1μFを超える）大きな電源バイパス・コンデンサをもつ負荷を接続すると、さらに厳しい過渡が発生することがあります。放電したバイパス・コンデンサが実質的にCOと並列接続状態になるため、VOがほとんど瞬時に降下します。負荷スイッチの抵抗が低く、しかもスイッチが瞬間的にドライブされると、どんなレギュレータでもこの問題を防止するのに十分な電流を供給することはできません。唯一の解決法は、負荷への突入電流di/dtを制限するためにスイッチ・ドライブの立上り時間を制限することです。
昇圧コンバータの設計例ここに与えられている設計例は図1に示されている回路のものです。入力電圧は3.3V、出力は7Aの最大負荷電流（ピークは10A）で5Vです。
1. デューティ・サイクルは次のとおりです。
D=
VO + VD – VINVO + VD
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟=
5+ 0.4 – 3.35+ 0.4
= 38.9%
2. パルス・スキップ動作が選択されているので、MODE/
SYNCピンはINTVCCに短絡されています。
3. インダクタのサイズを小さくするため、動作周波数は300kHzになるように選択されています。図5から、FREQピンからグランドに接続されている抵抗は80kです。
4. 最大負荷電流の40%のインダクタ・リップル電流が選択されているので、（最小飽和電流でもある）ピーク入力電流は次のようになります。
IIN(PEAK) = 1+
χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•IO(MAX)
1–DMAX=1.2 •
71– 0.39
= 13.8A
インダクタのリップル電流は次のとおりです。
ΔIL = χ •
IO(MAX)
1–DMAX= 0.4 •
71– 0.39
= 4.6A
したがって、インダクタの値は次のとおりです。
L =
VIN(MIN)
ΔIL • f•DMAX =
3.3V4.6A • 300kHz
• 0.39= 0.93µH
選択された部品はスミダ電機製の1μHのインダクタ（部品番号CEP125-H 1ROMH）で、その飽和電流は20Aを超します。
5. ICへの入力電圧は電源の出力（5V）にブートストラップされているので、ロジック・レベルのMOSFETを使うことがで
きます。デューティ・サイクルが39%なので、最大SENSEピン・スレッショルド電圧は低いデューティ・サイクルのときの150mVの標準値から約140mVまで低下します。125°CのMOSFETの接合部温度を仮定すると、MOSFETの室温でのRDS(ON)は次の値より小さくなければなりません。
RDS(ON) ≤ VSENSE(MAX) •1–DMAX
1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• IO(MAX) •ρT
= 0.140V •1– 0.39
1+0.42
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• 7A •1.5= 6.8mΩ
使用されたMOSFETはFairch÷dのFDS7760Aで、4.5VのVGSでの最大RDS(ON)が8mΩで、BVDSSは30Vより大きく、5VのVGSでゲート電荷が37nCです。
6. このデザインに使うダイオードは10Aの最大DC出力電流を扱える必要があり、VOUTの最小逆電圧、または5Vに定格が規定されている必要があります。On Semiconductorの25A、15Vダイオード（MBRB2515L）は電力消費能力が高いので選択されました。
7. 出力コンデンサは一般に値の大きなバルクCとそれに並列接続された値の小さな低ESRセラミック・コンデンサで構成されています。1%（つまり50mV）の最大出力リップル電圧に基づいて、バルクCは次の値より大きい必要があります。
COUT ≥IOUT(MAX)
0.01• VOUT • f=
7A0.01• 5V • 300kHz
= 466µF
このコンデンサのRMSリップル電流定格は次の値を超す必要があります。
IRMS(COUT) ≥IO(MAX) •VO – VIN(MIN)
VIN(MIN)=
7A •5V – 3.3V
3.3V= 5A
この大きなRMS電流の需要を満たすには4個の150μFのパナソニックのコンデンサ（EEFUEOJ151R）が必要です。これらのバルク・コンデンサと並列に、2個の22μF、低ESR（X5R）の太陽誘電のセラミック・コンデンサ（JMK325BJ226MM）がHFノイズを低下させるために追加されています。出力コンデ
LTC1871
221871fe
アプリケーション情報ンサの両端子（ここをHFスイッチング電流が流れます）に直接接続された1本のオシロスコープのプローブを使って出力リップルをチェックします。
8. 昇圧コンバータ用の入力コンデンサの選択は、ソース電源のインピーダンスとコンバータが安全に許容できる入力リップルの大きさに依存します。この特定のデザインとラボの設定条件では、太陽誘電の2個の22μFセラミック・コンデンサ（JMK325BJ226MM）と並列に接続した三洋電機の100μFのPoscap（6TPC 100M）が必要です（入力と戻りのリード長は数インチに保たれていますが、ピーク入力電流は20Aに近くなります！）。出力ノードの場合と同様、入力コンデンサの両端子に接続した1本のオシロスコープのプローブを使って入力リップルをチェックします。
PCボード・レイアウトのチェックリスト1. スイッチング・ノイズを減らし、出力負荷レギュレーションを改善するため、LTC1871のGNDピンは1）INTVCCのデカップリング・コンデンサの負端子、2）出力デカップリング・コンデンサの負端子、3）パワーMOSFETのソース、またはセンス抵抗のボトム端子、4）入力コンデンサの負端子、および5）ピン6に隣接するグランド・プレーンへの少なくとも1個のスルーホールに直接接続します。PCボードのトップ層のグランド・トレースはできるだけ広く短くして直列抵抗とインダクタンスを小さくします。
2. 多層PCボードのグランド・ループに注意してください。ボード上で中心となるグランド・ノードを1個維持するようにし、入力コンデンサを使って高出力電流の電源の過度の入力リップルを避けます。高DC電流用にグランド・プレーンを使う場合、小信号部品から離れた経路を選んでください。
3. CVCCコンデンサはICのパッケージのINTVCCピンおよびGNDピンに隣接して配置します。このコンデンサはdi/dtの高いMOSFETゲート・ドライブ電流を供給します。ESRとESLの小さな4.7μFセラミック・コンデンサが有効です。
4. 出力コンデンサのボトム端子からパワーMOSFETを通り、ブート・ダイオードを通り、再度出力コンデンサに戻るdi/dt
の高いループはできるだけ短くしてインダクタンスによるリンギングを減らします。インダクタンスが大きすぎると、パワーMOSFETへのストレスが増加し、出力のHFノイズが
増加することがあります。出力ノイズを減らすために低ESR
のセラミック・コンデンサを出力に使う場合、直列インダクタンスを抑えるためにこれらのコンデンサはブースト・ダイオードの近くに配置します。
5. パワーMOSFETに加わる電圧をチェックします。それにはドレイン-ソース間電圧をデバイスの端子間で直接測定します（1本のスコープのプローブのグランドをPCボードのソース・パッドに直接当てます）。インダクタンスによるリンギングに注意してください。これはMOSFETの最大電圧定格を超すことがあります。このリンギングを避けることができず、デバイスの最大定格を超えているなら、もっと電圧の高いデバイスを選択するか、あるいはアバランシェ耐量の保証されたパワーMOSFETを指定します。すべてのMOSFETは等しく作られてはいません（あるものは他のものより等しくなります）。
6. 小信号部品は高周波数のスイッチング・ノードから離して配置します。図14に示されているレイアウトでは、すべての小信号部品はICの一方の側に配置され、すべてのパワー部品は他の側に配置されています。このため、信号グランドに擬似ケルビン接続を使うことができ、di/dtが高いゲート・ドライバ電流はICのグランド・ピンから一方向に（INTVCC
のデカップリング・コンデンサのボトム・プレートに向かって）流れ、小信号電流は他の方向に流れます。
7. パワーMOSFETのソースにセンス抵抗を使う場合、SENSEピンのトレースと高い周波数のスイッチング・ノード間の容量を減らします。LTC1871には約180nsの内部立上りエッジ・ブランキング時間が備わっており、これはほとんどのアプリケーションで適切です。
8. 最適の負荷レギュレーションと真のリモート検出のために、出力抵抗分割器のトップは出力コンデンサのトップに独立に接続し（ケルビン接続）、dV/dtが高いどのトレースからも離しておきます。高インピーダンスのFBノードを短くするため、分割器の抵抗はLTC1871の近くに配置します。
9. 複数のスイッチング・パワー・コンバータが同じ入力電源に接続されているアプリケーションでは、LTC1871の入力フィルタ・コンデンサが他のコンバータと共有されていないことを確認してください。別のコンバータからのAC
LTC1871
231871fe
アプリケーション情報
図14．LTC1871昇圧コンバータの推奨レイアウト
図15．LTC1871昇圧コンバータのレイアウト図
LTC1871
M1
VIN
1871 F14
VOUT
スイッチング・ノードは L1、M1、D1の熱拡散機能も兼ねる
L1
RT
RC CC
R3
J1CIN
COUT
CVCC
R1
R2
擬似ケルビン信号のグランド接続
真のリモート出力検出
グランドへのスルーホール
R4
PIN 1
COUT
バルクC 低 ESRセラミック・コンデンサ
ジャンパ
D1
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
LTC1871
+
R4
J110
9
8
7
6
1
2
3
4
5
CVCC
擬似ケルビンのグランド接続
CIN
M1
D1
L1
VIN
GND
1871 F15VOUT
SWITCHNODE
COUT
RC
R1
RT
太線は高電流経路を示す
R2
CC
R3
+
LTC1871
241871fe
アプリケーション情報入力電流により、大きな入力電圧リップルが生じ、これがLTC1871の動作に干渉することがあります。LTC1871のCINと実際のソースVINのあいだに数インチのPCトレースまたは配線（Lは約100nH）があれば電流共有の問題を防ぐのに十分です。
SEPICコンバータのアプリケーションLTC1871はSEPIC（シングルエンドの1次側インダクタンス・コンバータ）のアプリケーションにも適しています。図16に示されているSEPICコンバータには2個のインダクタが使われています。SEPICコンバータの利点として、入力電圧は出力電圧より高くても低くてもよく、出力は短絡保護されています。
図16．SEPICトポロジーと電流の流れ
+
++•
•
•
•
SW L2 COUT RL
VOUT
VIN
C1 D1L1
16a.SEPICのトポロジー
+
++•
RL
VOUT
VIN
D1
16c.スイッチのオフ時間に流れる電流
+
++•
RL
VOUT
VIN
VIN
VIN
16b.スイッチのオン時間に流れる電流
メイン・スイッチと組み合わされた最初のインダクタL1は昇圧コンバータに似ています。出力ダイオードD1と組み合わされた2番目のインダクタL2はフライバック・コンバータまたは昇降圧コンバータに似ています。2つのインダクタL1とL2は別個のものでもかまいませんが、スイッチング・サイクルを通して
L1とL2には同じ電圧が加わるので同じコアに巻くこともできます。L1 =L2にして同じコアに巻くと、コストとサイズだけでなく入力リップルが減少します。SEPICアプリケーションに関する以下の説明ではL1 = L2 = Lであると仮定します。
SEPICコンバータ：デューティ・サイクルの検討事項連続導通モード（CCM）で動作しているSEPICコンバータでは、メイン・スイッチのデューティ・サイクルは次のようになります。
D=
VO + VDVIN + VO + VD
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟
ここで、VDはダイオードの順方向電圧です。入力電圧が出力電圧に近いコンバータでは、デューティ・サイクルは50%に近くなります。
SEPICコンバータの最大出力電圧は次のようになります。
VO(MAX) = VIN + VD( )
DMAX1–DMAX
– VD1
1–DMAX
LTC1871の最大デューティ・サイクルは標準で92%です。
SEPICコンバータ：ピーク入力電流と平均入力電流LTC1871の制御回路は入力電流を（パワーMOSFETのRDS(ON)を使うか、あるいはMOSFETのソースに接続したセンス抵抗を使って）測定するので、パワーMOSFETを適切に制御するには出力電流を入力に反映させる必要があります。出力電力は理想的には入力電力に等しいという事実に基づいて、SEPICコンバータの最大入力電流は次のようになります。
IIN(MAX) = IO(MAX) •DMAX
1–DMAX
The peak input current is:
IIN(PEAK) = 1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• IO(MAX) •DMAX
1–DMAX
ピーク入力電流は次のようになります。
最大デューティ・サイクルDMAXは最小VINで計算します。
定数「χ」はインダクタ電流の最大値に対するインダクタのリップル電流の比率を表しています。たとえば、30%のリップル電流を選ぶとχ= 0.30となり、ピーク電流は平均電流より15%大きくなります。
LTC1871
251871fe
アプリケーション情報高いデューティ・サイクルで動作する（つまり低い入力電圧から高い出力電圧を発生させる）SEPICコンバータでは出力電流に比べて入力電流が非常に高いことがあるので注意が必要です。最大負荷電流でも入力電源が過負荷にならないことを確認してください。
SEPICコンバータ：インダクタの選択大部分のSEPICアプリケーションでは、等しいインダクタの値は10μH～100μHの範囲に収まります。値を大きくすると入力リップル電圧が減少し、コア損失が減少します。インダクタの物理的サイズを小さくして過渡応答を改善するには、小さな値を選びます。
昇圧コンバータと同様、SEPICコンバータの入力電流は全負荷電流および最小入力電圧で計算します。特にインダクタが小さく負荷が軽い場合、ピーク・インダクタ電流は出力電流よりもかなり高くなることがあります。次式ではCCM動作が仮定されており、最小VINでの最大ピーク・インダクタ電流を計算します。
IL1(PEAK) = 1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• IO(MAX) •VO + VDVIN(MIN)
IL2(PEAK) = 1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• IO(MAX) •VIN(MIN) + VD
VIN(MIN)
インダクタのリップル電流は一般に（VIN(MIN)、IO(MAX)および∆IL1 = ∆IL2のとき生じる）最大平均入力電流の20%～40%
です（つまりχの範囲は0.20～0.40）。このリップル電流を出力電流の関数として表わすと、インダクタの値を計算する次式のようになります。
L =VIN(MIN)
ΔIL • f•DMAX
ここで、
where:
ΔIL = χ • IO(MAX) •DMAX
1–DMAX
L1 = L2とし、それらを同じコアに巻くと、相互インダクタンスにより上式のインダクタンスの値は2Lで置き換えられます。こうすると、インダクタの同じリップル電流とエネルギー蓄積が維
持されます。たとえば、Co÷tronixのCTX10-4は巻線が2つの10μHのインダクタです。並列巻線の場合、4Aの電流定格の10μHのインダクタンスが得られます（巻き数は変わりませんが、ワイヤの直径が倍になります）。2つの巻線を分離すると、電流定格がそれぞれ2Aの2個の10μHインダクタになります。したがって、2Lを置き換えると結合されたインダクタの場合の次式が得られます。
L1=L2=
VIN(MIN)
2 • ΔIL • f•DMAX
上式で規定されるIL(PK)を安全に扱うために、最大インダクタ電流を指定します。インダクタの飽和電流定格は最小入力電圧（このときインダクタ電流が最大になります）および最大出力電流でチェックします。
SEPICコンバータ：パワーMOSFETの選択LTC1871ではパワーMOSFETは2つの目的に役立ちます。それは電源パスの主スイッチング素子を表し、そのRDS(ON)は制御ループの電流検出素子を表します。パワーMOSFETの重要なパラメータは、ドレイン-ソース降伏電圧（BVDSS）、スレッショルド電圧（VGS(TH)）、オン抵抗（RDS(ON)）とゲート-ソース電圧、ゲート-ソース電荷とゲート-ドレイン電荷（それぞれQGSとQGD）、最大ドレイン電流（ID(MAX)）およびMOSFETの熱抵抗（RTH(JC)とRTH(JA)）です。
ゲート・ドライブ電圧は5.2V INTVCC低ドロップアウト・レギュレータによって設定されます。したがって、大部分のLTC1871
のアプリケーションではロジック・レベル・スレッショルドMOSFETを使用します。低入力電圧動作が予想される場合（たとえば、リチウムイオン・バッテリから電力を供給する場合）、サブロジック・レベルのMOSFETを使います。
MOSFETスイッチがSEPICコンバータのオフ時間のあいだ保たなければならない最大電圧は入力電圧と出力電圧の和（VO＋VIN）に等しい電圧です。したがって、アプリケーションの実際の最大スイッチ電圧との関係で、MOSFETのBVDSS
仕様に十分注意を払う必要があります。ロジック・レベルのデバイスの多くは30V以下に制限されています。MOSFETのドレイン端子とソース端子間でスイッチング波形を直接チェックして、VDSがデバイスの最大定格より下に留まるようにします。
LTC1871
261871fe
アプリケーション情報MOSFETのオン時間中、制御回路がパワーMOSFETの最大電圧降下を（低いデューティ・サイクルで）約150mVに制限します。したがって、ピーク・インダクタ電流は150mV/RDS(ON)に制限されます。最大負荷電流、デューティ・サイクル、およびパワーMOSFETのRDS(ON)の関係は次のようになります。
RDS(ON) ≤VSENSE(MAX)
IO(MAX)•
1
1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•ρT
•1
VO + VDVIN(MIN)
⎛
⎝⎜
⎞
⎠⎟ +1
VSENSE(MAX)の項は低デューティ・サイクルでは標準150mV
ですが、図8に示されているように、スロープ補償により、92%
のデューティ・サイクルでは約100mVまで減少します。分母の定数「χ」はインダクタ電流の最大値に対するインダクタのリップル電流の比率を表しています。たとえば、30%のリップル電流を選択するとχ =0.30になります。ρTの項はMOSFETのRDS(ON)の温度係数を表しており、標準で0.4%/°Cです。標準的パワーMOSFETの温度に対する正規化されたRDS(ON)の変化を図9に示します。
使用するパワーMOSFETの別の選択方法では、与えられたRDS(ON)に対する最大出力電流をチェックします。なぜなら、MOSFETのオン抵抗は離散値で与えられるからです。
IO(MAX) ≤VSENSE(MAX)
RDS(ON)•
1
1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•ρT
•1
VO + VDVIN(MIN)
⎛
⎝⎜
⎞
⎠⎟ +1
パワーMOSFETのスイッチング損失と導通損失および 接合部温度の計算パワーMOSFETの接合部温度を計算するには、デバイスによって消費される電力を知る必要があります。この電力消費はデューティ・サイクル、負荷電流、および接合部温度自身の関数です。そのため、妥当な程度に正確な値を決めるには何回かの反復計算が通常必要です。コントローラはMOSFETをスイッチング素子としても検出素子としても使用するので、すべての動作条件（負荷、ライン、および温度）で、製造元のデータシートで規定されているMOSFETのVSENSE(MAX)とRDS(ON)
の最悪条件の仕様に対して、コンバータが必要な負荷電流を供給できるように注意する必要があります。
SEPICコンバータのMOSFETの消費する電力は次のとおりです。
PFET = IO(MAX) •DMAX
1–DMAX
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟
2
•RDS(ON) •DMAX •ρT
+ k • VIN(MIN) + VO( )1.85
• IO(MAX) •DMAX
1–DMAX•CRSS • f
上式の最初の項はデバイスのI2R損失を表し、2番目の項はスイッチング損失を表します。定数k = 1.7はゲート・ドライブ電流に反比例する経験的に得られる係数で、「1/電流」の次元をもっています。
パワーMOSFETの消費する既知の電力から、次式を使って接合部温度を求めることができます。
TJ = TA + PFET •RTH(JA)
この式で使われるRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)および基板から筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。次にTJのこの値を使って、反復計算に使用された接合部温度の元の仮定値をチェックすることができます。
SEPICコンバータ：出力ダイオードの選択効率を最大化するには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向の漏れ電流の小さな高速スイッチング・ダイオードが最適です。SEPICコンバータの出力ダイオードはスイッチのオフ時間に電流を流します。ダイオードが耐えなければならないピーク逆電圧はVIN(MAX)＋VOに等しくなります。通常動作の平均順方向電流は出力電流に等しく、ピーク電流は次の値に等しくなります。
ID(PEAK) = 1+
χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• IO(MAX) •VO + VDVIN(MIN)
+1⎛
⎝⎜
⎞
⎠⎟
ダイオードの消費する電力は次のとおりです。
PD = IO(MAX) • VD
ダイオードの接合部温度は次のとおりです。
TJ = TA + PD • RTH(JA)
この式で使われるRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)および基板から筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。
LTC1871
271871fe
アプリケーション情報SEPICコンバータ：出力コンデンサの選択最近の電解コンデンサ、タンタル・コンデンサ、およびセラミック・コンデンサは性能が向上しているので、与えられた出力リップル電圧に対する適切な部品を選択するとき、エンジニアはESR（等価直列抵抗）、ESL（等価直列インダクタンス）およびバルク容量の寄与分について考慮する必要があります。結合されたインダクタを使用した標準的SEPICコンバータの場合の、これらの3つのパラメータ（ESR、ESL、およびバルクC）の出力電圧リップル波形に対する影響を図17に示します。
部品の選択は、（出力電圧に対する比率で表した）最大許容リップル電圧と、このリップルをESRのステップと充放電∆V
のあいだでどのように分割すべきかの検討から始めます。簡単化するため、最大出力リップルとして2%を選択し、ESRステップと充放電∆Vのあいだで等分します。この百分率リップルはアプリケーションの必要条件に依存にて変化しますが、下に与えられた式は簡単に修正できます。
全リップル電圧への1%寄与の場合、出力コンデンサのESR
は次式を使って決めることができます。
ESRCOUT ≤
0.01• VOID(PEAK)
ここで、
ID(PEAK) = 1+
χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• IO(MAX) •VO + VDVIN(MIN)
+1⎛
⎝⎜
⎞
⎠⎟
バルクC部品も全リップルの1%に寄与しますが、この場合次のようになります。
COUT ≥
IO(MAX)
0.01• VO • f
多くのデザインでは、ESRとバルクCの両方の必要条件を満足させる1種類のコンデンサを選択することができます。ただし、要求の厳しいアプリケーションでは、2種類以上のコンデンサを並列に接続してリップル電圧を大きく改善することができます。たとえば、低ESRのセラミック・コンデンサを使うとESRステップが減少します。他方、電解コンデンサまたはタンタル・コンデンサを使って必要なバルクCを得ることができます。
出力コンデンサのESRとバルク容量が決まったら、全体のリップル電圧の波形を専用のPCボード上で検証します（部品の配置の詳細については、「基板のレイアウト」のセクションを参照）。ラボのブレッドボードは一般に（部品相互の配線による）過度の直列インダクタンスの影響を受け、これらの寄生要素により、スイッチング波形が適切にデザインされたPCボードの場合よりもはるかに悪く見えることがあります。
図17．SEPICコンバータのスイッチング波形
17a.入力インダクタ電流
IINIL1SWON
SWOFF
17b.出力インダクタ電流
IOIL2
17c.DCカップリング・コンデンサの電流
IO
IIN
IC1
17e.出力リップル電圧
VOUT(AC)
ΔVESR
全インダクタンスによるリンギング（ボード+ CAP）
ΔVCOUT
17d. ダイオード電流
IO
ID1
LTC1871
281871fe
アプリケーション情報図17に示されているように、SEPICレギュレータの出力コンデンサには高いRMSリップル電流が流れます。出力コンデンサのRMSリップル電流は次のとおりです。
IRMS(COUT) = IO(MAX) •
VOVIN(MIN)
コンデンサ製造業者の規定するリップル電流定格は多くの場合わずか2000時間の寿命時間に基づいていることに注意してください。このため、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり要求条件よりも高い温度定格のコンデンサを選択するようにしてください。サイズまたは高さの設計条件を満たすため、複数のコンデンサを並列に接続することもできます。
ニチコン、United Chemicon、三洋電機などのメーカーから高性能なスルーホール・コンデンサが入手できます。三洋製のOS-CON半導体誘電体コンデンサは、アルミ電解コンデンサの中でESRとサイズの積が最も小さいものですが、いくらか価格が高くなります。
表面実装のアプリケーションでは、アプリケーションの要求するESRまたはRMS電流処理の条件を満たすため、複数のコンデンサの並列接続が必要になることがあります。アルミ電解コンデンサと乾式タンタル・コンデンサの両方とも表面実装パッケージで供給されています。タンタル・コンデンサの場合、スイッチング電源に使用するためのサージ試験が実施されていることが不可欠です。表面実装タンタル・コンデンサのAVX
TPSシリーズは最適です。また、今ではセラミック・コンデンサはESRとESLの定格が非常に低くてリップル電流定格が高いものが供給されています。
SEPICコンバータ：入力コンデンサの選択インダクタが入力に直列に接続されており、入力電流波形が三角波なので、SEPICコンバータの入力コンデンサは出力コンデンサほど条件が厳しくありません。入力電圧源のインピーダンスにより入力コンデンサのサイズが決まります。このサイズは標準で10μF～100μFの範囲です。出力コンデンサの場合ほど条件が厳しくはありませんが、低ESRのコンデンサを推奨します。
SEPICコンバータの入力コンデンサのRMSリップル電流は次のとおりです。
IRMS(CIN) =
112
• ΔIL
バッテリが突如コンバータの入力に接続されると入力コンデンサには非常に高いサージ電流が生じることがあり、このような条件では固体タンタル・コンデンサは破壊的損傷を受ける可能性があることに注意してください。サージテストされたコンデンサを必ず指定してください！
SEPICコンバータ：DCカップリング・コンデンサの選択図16のカップリング・コンデンサC1には図17に示されているような矩形に近い電流波形が現われます。スイッチのオフ時間のあいだC1を流れる電流はIO（VO/VIN）ですが、オン時間のあいだは約－ IOが流れます。この電流波形によりC1に三角波のリップル電流が生じます。
ΔVC1(P−P) =
IO(MAX)
C1• f•
VOVIN + VO + VD
C1の最大電圧は次のようになります。
VC1(MAX) = VIN +
ΔVC1(P−P)
2
これは一般にVIN(MAX)に近くなります。C1を流れるリップル電流は次のとおりです。
IRMS(C1) = IO(MAX) •
VO + VDVIN(MIN)
DCカップリング・コンデンサの値の選択は通常1）RMS電流の必要条件と2）ピーク電圧の必要条件（一般にVINに近い値）を満たす最小値から始めます。低ESRセラミック・コンデンサとタンタル・コンデンサでこの場合十分です。
SEPICコンバータの設計例ここに与えられている設計例は図18に示されている回路のものです。入力電圧は5V～15Vで、出力は1.5Aの最大負荷電流（ピークは2A）で12Vです。
1. デューティ・サイクルは次のとおりです。
D=
VO + VDVIN + VO + VD
⎛
⎝⎜⎞
⎠⎟= 45.5% to 71.4%
2. 選択された動作モードはパルス・スキップなので、MODE/
SYNCピンはINTVCCに短絡されています。
LTC1871
291871fe
アプリケーション情報3. インダクタのサイズを小さくするため、300kHzの動作周波数が選択されています。FREQピンからグランドに接続されている抵抗は80kです。
4. 40%のインダクタ・リップル電流が選択されているので、（最小飽和電流でもある）ピーク入力電流は次のようになります。
IL1(PEAK) = 1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
• IO(MAX) •VO + VDVIN(MIN)
= 1+0.42
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•1.5 •12+ 0.5
5= 4.5A
インダクタのリップル電流は次のとおりです。
ΔIL = χ • IO(MAX) •DMAX
1–DMAX
= 0.4 • 1.5 •0.714
1– 0.714=1.5A
したがって、インダクタの値は次のとおりです。
L =
VIN(MIN)
2 • ΔIL • f•DMAX =
52 •1.5 • 300k
• 0.714= 4µH
選択された部品はBH ElectronicsのBH510-1007で、その飽和電流は8Aです。
5. 最小入力電圧が5Vなので、ロジック・レベルのパワーMOSFETだけを検討します。最大デューティ・サイクルが71.4%なので、最大SENSEピン・スレッショルド電圧は低いデューティ・サイクルのときの150mVの標準値から約120mVまで低下します。125°CのMOSFETの接合部温度を仮定すると、MOSFETの室温でのRDS(ON)は次の値より小さくなければなりません。
RDS(ON) ≤VSENSE(MAX)
IO(MAX)•
1
1+χ2
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
•ρT
•1
VO + VDVIN(MIN)
⎛
⎝⎜
⎞
⎠⎟ +1
=0.121.5
•1
1.2 • 1.5•
112.5
5⎛⎝⎜
⎞⎠⎟+1
=12.7mΩ
SEPICコンバータの場合、スイッチのBVDSS定格はVIN(MAX)＋VO、または27Vより大きくなければなりません。これに近いのはIRF7811Wです。定格は30Vで、最大室温のRDS(ON)はVGS=4.5Vで12mΩです。
6. このデザインに使うダイオードは2Aの最大DC出力電流を扱える必要があり、VIN＋VOUTの最小逆電圧、または27Vに定格が規定されている必要があります。InternatçnalRectifierの3A、40Vダイオード（30BQ040）はサイズが小さく、順方向電圧降下が比較的小さく、高温での逆漏れ電流が許容できるので選択されました。
7. 出力コンデンサは一般に値の大きなバルクCとそれに並列接続された値の小さな低ESRセラミック・コンデンサで構成されています。1%（つまり120mV）の最大出力リップル電圧に基づいて、バルクCは次の値より大きい必要があります。
COUT ≥IOUT(MAX)
0.01• VOUT • f=
1.5A0.01•12V • 300kHz
= 41µF
このコンデンサのRMSリップル電流定格は次の値を超す必要があります。
IRMS(COUT) ≥IO(MAX) •VO
VIN(MIN)=
1.5A •12V5V
= 2.3A
この大きなRMS電流の要求を満たすには2個の47μF
のKemetのコンデンサ（T495X476K020AS）が必要です。その結果、出力リップル電圧は50mV～60mVと低くなります。これらのタンタル・コンデンサと並列に、2個の10μF、低ESR（X5R）の太陽誘電のセラミック・コンデンサ（TMK432BJ106MM）がHFノイズを下げるために追加されています。出力コンデンサの両端子（ここをHFスイッチング電流が流れます）に直接接続された1本のオシロスコープのプローブを使って出力リップルをチェックします。
8. SEPICコンバータ用の入力コンデンサの選択は、ソース電源のインピーダンスとコンバータが安全に許容できる入力リップルの大きさに依存します。この特定のデザインとラボの設定環境では、1個の47μFのKemetのタンタル・コンデンサ（T495X476K020AS）が適しています。出力ノードの場合と同様、入力コンデンサの両端子に接続した1本のオシロスコープのプローブを使って入力リップルをチェックします。HFスイッチング・ノイズが見られる場合、低ESRのX5Rセラミック・コンデンサをできるだけVINピンとGND
ピンに近づけて接続して入力をデカップリングすることを推奨します。
LTC1871
301871fe
アプリケーション情報9. SEPICコンバータのDCカップリング・コンデンサはRMS電流の必要条件に基づいて選択し、VINの最小電圧とACリップル電圧の和に対して定格が規定されている必要があります。RMS電流の必要条件を満たす値から始めて、リップル電圧をチェックし、DC定格を超えないことを確認します。
IRMS(CI) ≥IO(MAX) •VO + VDVIN(MIN)
=1.5A •12V + 0.5V
5V= 2.4A
図18a．4.5V～15V入力、12V/2A出力のSEPICコンバータ
図18b．SEPIC効率と出力電流
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
LTC1871
RT80.6k1%
R112.1k
1%R2105k
1%
R31M
CVCC4.7µFX5R
CIN47µF
M1
CIN, COUT1: KEMET T495X476K020ASCDC, COUT2: TAIYO YUDEN TMK432BJ106MMD1: INTERNATIONAL RECTIFIER 30BQ040
D1
•
•
L1*
L2*
RC33k
CC16.8nF
CC247pF
COUT147µF20V×2
VIN4.5V to 15V
VOUT12V1.5A(2A PEAK)
GND1871 F018a
+COUT210µF25VX5R×2
L1, L2: BH ELECTRONICS BH510-1007 (*COUPLED INDUCTORS)M1: INTERNATIONAL RECTIFIER IRF7811W
CDC10µF25VX5R
+
OUTPUT CURRENT (A)
50
EFFI
CIEN
CY (%
)
55
60
90
85
80
75
70
65
95
0.001 0.1 1 10
1871 F18b
450.01
100
VIN = 4.5V
VIN = 15V
VIN = 12V
VO = 12VMODE = INTVCC
このデザインでは、1個の10μF、低ESR（X5R）の太陽誘電のセラミック・コンデンサ（TMK432BJ106MM）が適しています。
LTC1871
311871fe
アプリケーション情報
図19．LTC1871 SEPICコンバータの負荷ステップ応答
VOUT (AC)200mV/DIV
IOUT0.5A/DIV
50µs/DIV 1871 F19
VIN = 15VVOUT = 12V
VOUT (AC)200mV/DIV
IOUT0.5A/DIV
50µs/DIV
VIN = 4.5VVOUT = 12V
標準的応用例
2.5V～3.3V入力、5V/2A出力の昇圧コンバータ
2.5Vと3.3Vの入力での出力効率
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
LTC1871
RT80.6k1%
R112.1k
1%R237.4k
1%
CVCC4.7µFX5R
CIN47µF6.3V
M1
CIN: SANYO POSCAP 6TPA47MCOUT1: SANYO POSCAP 6TPB150MCOUT2: TAIYO YUDEN JMK316BJ106MLCVCC: TAIYO YUDEN LMK316BJ475ML
D1
L11.8µH
RC22k
CC16.8nF
CC247pF
COUT1150µF6.3V×2
VIN2.5V to 3.3V
VOUT5V2A
GND1871 TA01a
+COUT210µF6.3VX5R×2
D1: INTERNATIONAL RECTIFIER 30BQ015L1: TOKO DS104C2 B952AS-1R8NM1: SILICONIX/VISHAY Si9426
+
OUTPUT CURRENT (A)
65
EFFI
CIEN
CY (%
)
95
100
60
55
90
75
85
80
70
0.001 0.1 1 10
1871 TA01b
500.01
LTC1871
321871fe
標準的応用例18V～27V入力、28V出力、400W 2フェーズ、低リップル、同期式RF基地局用電源（昇圧）
5V～12V入力、±12V/0.2A出力のSEPICコンバータ、低電圧ロックアウト付き
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
LTC1871
RT1150k5%
RS10.007Ω1W
EXT CLOCKINPUT (200kHz)
R28.45k1%
CVCC14.7µFX5R
CIN22.2µF35VX5R
M1
D1
L25.6µH
L5*0.3µH
CC147pF
CFB147pF
VIN18V to 27V
GND
VOUT28V14A
1871 TA04
COUT12.2µF35VX5R×3
COUT2330µF50V
CIN1: SANYO 50MV330AX CIN2, 3: TAIYO YUDEN GMK325BJ225MNCOUT2, 4, 5: SANYO 50MV330AXCOUT1, 3, 6: TAIYO YUDEN GMK325BJ225MNCVCC1, 2: TAIYO YUDEN LMK316BJ475ML
L1 TO L4: SUMIDA CEP125-5R6MC-HD L5: SUMIDA CEP125-0R3NC-NDD1, D2: ON SEMICONDUCTOR MBR2045CTM1, M2: INTERNATIONAL RECTIFIER IRLZ44NS
R193.1k
1%
L15.6µH
*L5, COUT5 AND COUT6 ARE ANOPTIONAL SECONDARYFILTER TO REDUCEOUTPUT RIPPLE FROM<500mVP-P TO <100mVP-P
+
COUT5*330µF
50V×4 COUT6*
2.2µF35VX5R
CIN1330µF50V
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
LTC1871
RT2150k5%
R312.1k1%
RC22k
R4261k
1%
CVCC24.7µFX5R
CIN32.2µF35VX5R
M2
D2
L45.6µH
CC247pF
CC36.8nF
CFB247pF
COUT32.2µF35VX5R×3
COUT4330µF50V
L35.6µH
+
+
RS20.007Ω1W
+
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
LTC1871
RT60.4k1%
RS0.02Ω
R4127Ω
1%
R254.9k1%
R31.10k
1%
CVCC4.7µF10VX5R
CIN11µF16VX5R
M1
D1
L1*
•
RC22k
CC16.8nF
CC2100pF
CDC14.7µF16VX5R
VIN5V to 12V
VOUT112V0.4A
GND
VOUT2–12V0.4A1871 TA03
COUT14.7µF16VX5R×3
COUT24.7µF16VX5R×3
D1, D2: MBS120T3L1 TO L3: COILTRONICS VP1-0076 (*COUPLED INDUCTORS)M1: SILICONIX/VISHAY Si4840
R1127k
1%
CIN247µF16VAVX
CDC24.7µF
16VX5R
+L2*
L3*
D2
•
•
NOTE: 1. VIN UVLO+ = 4.47V VIN UVLO– = 4.14V
LTC1871
331871fe
標準的応用例4.5V～28V入力、5V/2A出力のSEPICコンバータ、低電圧ロックアウトとソフトスタート付き
ソフトスタート VIN = 4.5Vでの負荷ステップ応答
VIN = 28Vでの負荷ステップ応答
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
LTC1871
RT162k1%
C21µFX5R
NOTES: 1. VIN UVLO+ = 4.17V VIN UVLO– = 3.86V 2. SOFT-START dVOUT/dt = 5V/6ms
R449.9k
1%R3154k
1%
Q1
R1115k
1%R254.9k1%
CVCC4.7µF10VX5R
CIN12.2µF35VX5R
CIN222µF35V
M1
D1
•
•
L1*
L2*
RC12k
CC18.2nF
C14.7nF
CC247pF
R6750Ω
R5100Ω
COUT1330µF6.3V
VIN4.5V to 28V
VOUT5V2A(3A TO 4A PEAK)
GND1871 TA02a
+
COUT222µF6.3VX5R
CDC2.2µF25VX5R×3
+
CIN1, CDC: TAIYO YUDEN GMK325BJ225MNCIN2: AVX TPSE226M035R0300COUT1: SANYO 6TPB330MCOUT2: TAIYO YUDEN JMK325BJ226MNCVCC: LMK316BJ475ML
D1: INTERNATIONAL RECTIFIER 30BQ040L1, L2: BH ELECTRONICS BH510-1007 (*COUPLED INDUCTORS)M1: SILICONIX/VISHAY Si4840Q1: PHILIPS BC847BF
VOUT1V/DIV
1ms/DIV 1871 TA02b
VOUT100mV/DIV
(AC)
2.2A
0.5A
250µs/DIV 1871 TA02c
IOUT1A/DIV
(DC)
VOUT100mV/DIV
(AC)
2.2A
0.5A
250µs/DIV 1871 TA02d
IOUT1A/DIV
(DC)
LTC1871
341871fe
標準的応用例5V～15V入力、－5V/5A出力の正 -負コンバータ、低電圧ロックアウトとレベルシフト帰還付き
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
LTC1871
RT80.6k1%
R1154k
1%R2
68.1k1%
C11nF
CVCC4.7µF10VX5R
C210nF
R410k1%
R540.2k1%R3
10k1%
4
3
2
6
1
CIN47µF16VX5R
M1
CIN: TDK C5750X5R1C476MCDC: TDK C5750X7R1E226MCOUT: TDK C5750X5R0J107MCVCC: TAIYO YUDEN LMK316BJ475ML
D1
• •
L1* L2*
RC10k
CC110nF
CC2330pF
VIN5V to 15VVOUT–5V5A
GND
1871 TA05
COUT100µF6.3VX5R×2
D1: ON SEMICONDUCTOR MBRB2035CTL1, L2: COILTRONICS VP5-0053 (*3 WINDINGS IN PARALLEL FOR THE PRIMARY, 3 IN PARALLEL FOR SECONDARY)M1: INTERNATIONAL RECTIFIER IRF7822
CDC22µF25VX7R
–
+LT1783
LTC1871
351871fe
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
パッケージ寸法MSパッケージ
10ピン・プラスチックMSOP(Reference LTC DWG # 05-08-1661 Rev E)
MSOP (MS) 0307 REV E
0.53 ± 0.152(.021 ± .006)
シーティング・プレーン
0.18(.007)
1.10(.043)MAX
0.17 – 0.27(.007 – .011)
TYP
0.86(.034)REF
0.50(.0197)
BSC
1 2 3 4 5
4.90 ± 0.152(.193 ± .006)
0.497 ± 0.076(.0196 ± .003)
REF8910 7 6
3.00 ± 0.102(.118 ± .004)
(NOTE 3)
3.00 ± 0.102(.118 ± .004)
(NOTE 4)
NOTE:1. 寸法はミリメートル / （インチ）2. 図は実寸とは異なる3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリを含まない。モールドのバリ、 突出部、またはゲートのバリは、各サイドで 0.152mm（.006"）を超えないこと4. 寸法には、リード間のバリまたは突出部を含まない。リード間のバリまたは突出部は、 各サイドで 0.152mm（.006"）を超えないこと5. リードの平坦度（成形後のリードの底面）は最大 0.102mm (.004") であること
0.254(.010) 0° – 6° TYP
DETAIL “A”
DETAIL “A”
ゲージ・プレーン
5.23(.206)MIN
3.20 – 3.45(.126 – .136)
0.889 ± 0.127(.035 ± .005)
推奨半田パッド・レイアウト
0.305 ± 0.038(.0120 ± .0015)
TYP
0.50(.0197)
BSC
0.1016 ± 0.0508(.004 ± .002)
LTC1871
361871fe
LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2001
LT 0108 REV E • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp
関連製品
標準的応用例低電圧ロックアウト付き高電力SLIC電源（LTC3704のデータシートも参照）
+
RUN
ITH
FB
FREQ
MODE/SYNC
SENSE
VIN
INTVCC
GATE
GND
LTC1871
RT120k
f = 200kHz
*COILTRONICS VP5-0155 (PRIMARY = 3 WINDINGS IN PARALLEL)
C14.7µFX5R
+ CIN220µF16VTPS
C310µF25VX5R
IRL2910
RS0.012Ω
C80.1µF
D310BQ0605
•
•
VIN7V TO 12V
T1*1, 2, 3
RC82k
CC11nF
CC2100pF
CR1nF
R149.9k1%
R2150k1%
D410BQ0606
•
D210BQ0604
•
C410µF25VX5R
COUT3.3µF100V
GND
VOUT1–24V200mA
VOUT2–72V200mA
C510µF25VX5R
4
3
1871 TA06
2
6
110k
RF110k1%
RF2196k1%
C24.7µF50VX5R
–
+LT1783
製品番号 説明 注釈LT®1619 電流モードPWMコントローラ 300kHz固定周波数、昇圧、SEPIC、フライバック・トポロジーLTC1624 電流モードDC/DCコントローラ SO-8；300kHz動作周波数；降圧、昇圧、SEPICデザイン；VIN：最大36V
LTC1700 No RSENSE同期整流式昇圧コントローラ 効率：最大95%、0.9Vまでの低入力動作LTC1871-7 広入力範囲のコントローラ No RSENSE、7Vゲート・ドライブ、電流モード制御LTC1872 SOT-23昇圧コントローラ 最大5A供給、550kHz固定周波数、電流モードLT1930 1.2MHz、SOT-23昇圧コントローラ 出力：最大34V、2.6V≤VIN≤16V、ミニチュア・デザインLT1931 極性反転1.2MHz、SOT-23コンバータ 正 -負DC/DCコンバータ、ミニチュア・デザインLTC3401/LTC3402 1A/2A、3MHz同期整流式昇圧コンバータ 効率：最大97%、超小型ソリューション、0.5V≤VIN≤5V
LTC3704 正 -負DC/DCコントローラ No RSENSE、電流モード制御、50kHz～1MHz
LT3782 2-Phase Step-Up DC/DC Controller 6V≤VIN≤40V、4Aゲート・ドライブ、150kHz～500kHz
