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HFHF--TransponderTransponder--TechnologieTechnologie
Vorlesung RFID SystemsMichael GebhartTU Graz, Sommersemester 2011
Seite 2RFID Systems
InhaltInhalt
Energiebetrachtung für den Transponder• Spannung an unbelasteter Antenne• Spannung am realen Transponder• Ansprechfeldstärke• Transponder-System-Eigenschaften: Messung der Resonanzfrequenz und der Güte
Quasi-Statische Rückwirkung auf den Reader, „Card Loading“• Strom in der Transponder-Antenne• Magnetisches Moment als Funktion von H• Magnetisches Moment als Funktion der Transponder-Spannung• Dem Reader entnommene Leistung
Leistung für den Transponder-Chip
Spezialfälle• Mehrere Transponder im Reader-Feld• Kleine Transponder-Antennen: Energiebetrachtung• Erhöhung der Lastmodulation
• Topologie mit Parallelkapazität
• Topologie mit Serienkapazität
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 3RFID Systems
Ein paar Überlegungen zumEin paar Überlegungen zumAnalogAnalog--FrontendFrontend
Seite 4RFID Systems
Funktionen im TransponderFunktionen im Transponder--Chip im ÜberblickChip im ÜberblickDer Transponder kann in den Analog- und Digitalteil unterteilt werden.
Der Analogteil ist für die Luftschnittstelle wesentlich und stellt für den Betrieb des Digitalteils nötige Voraussetzungen zur Verfügung.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Transponder-Karte, Smart Label
Transponder
Chip
Schleifenantenne
Analog-TeilTaktgewinnung
Spannungsregler
Modulator,
Demodulator
Digital-Teil
Encoder,
Decoder
Rahmenbildung
CRC
Zugriffs-
Steuerung
CPU
Daten
Speicher
Analogteil:
Überspannungsschutz,
Resonanzkapazität,
Taktgewinnung (aus 13,56 MHz Träger),
Spannungsregler (vulgo Limiter),
Demodulator für Reader-Kommandos,
Modulator für Lastmodulation
Digitalteil:
Decoder (erkennt Reader-Kommandos),
Encoder (für Flussrichtung Transponder => Reader),
Rahmenbildung für Datenübertragung (Puffer...),
Fehlersicherung (je nach Protokoll z.B. CRC),
Zugriffs-Steuerung (auch Rechte, Verschlüsselung,...),
Programm- und / oder Datenspeicher
Seite 5RFID Systems
Versorgung des Chips aus dem FeldVersorgung des Chips aus dem Feld
Da eine geringe Leistungsaufnahme bei Transpondern ein Schlüsselkriterium ist, werden Schaltungen in MOS-Technologie integriert.
Die Antenne des Transponders sieht im Betrieb sehr unterschiedliche H-Feldstärken, während der Digitalteil des Chips mit einer konstanten Spannung betrieben werden soll. Als erster Schritt ist daher eine Regelschaltung zur Begrenzung der Spannung wichtig. Zugleich muss diese Schaltung sinnvoll so implementiert sein, dass wichtige Regeln im Chip-Design eingehalten werden.
Als Ausgangspunkt der Überlegung kann die Antenne im Feld als Konstantstromquelle für den Chip betrachtet werden.
Einerseits möchte man bei geringer H-Feldstärke schon die zum Betrieb des Chips nötige Spannung erreichen. Andererseits muss bei höherer Feldstärke die Verlustleistung am Chip möglichst gering gehalten werden, da die integrierten Strukturen sehr klein sind und sich nicht zu sehr erhitzen dürfen. Die Verlustleistung ist hier etwa proportional zur Spannung bzw. zum Strom an den Antennen-Anschlüssen (nicht quadratisch proportional!).
Man möchte daher nicht nur die Spannung (hinter dem Eingangsgleichrichter) für den Digitalteil, sondern auch die Spannung an den Antennenanschlüssen (über einen weiten Feldstärkebereich) möglichst konstant halten. Daher sucht man nach einer möglichst guten Kontrolle über diese Eingangsspannung, nach einer Regelschaltung.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 6RFID Systems
Versorgung des Chips aus dem FeldVersorgung des Chips aus dem Feld
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 7RFID Systems
EingangsgleichrichterEingangsgleichrichter
Der Eingangsgleichrichter der Schaltung besteht aus n-Kanal-MOS-FETs des Anreicherungstyps, welche auf zwei unterschiedliche Arten betrieben werden:
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Q1, Q2, Q6 und Q7 werden als MOS-Dioden betrieben. Sie arbeiten somit als Dioden, weisen jedoch gegenüber einer PN-Diode eine flachere Kennlinie auf.
Kennlinie der PN-Diode ~ ex,
Kennlinie der MOS-Diode ~ x²
Die Kennlinie der MOS-Diode erlaubt damit bei geringem Strom (in geringerem Feld) eine etwas größere Ausgangsspannung als die PN-Diode, hat jedoch bei größerem Strom im Vergleich zur PN-Diode eine geringere Ausgangsspannung.
Gate
Source
Drain
Bulk
Seite 8RFID Systems
EingangsgleichrichterEingangsgleichrichterQ3 und Q4 hingegen werden als echte Schalter betrieben, die von der Wechselspannung des jeweils anderen Antennenanschlusses auf natürliche Weise gesteuert werden. An diesen beiden Transistoren fällt daher fast gar keine Spannung ab.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Hinweis: Beim Standard-CMOS-Chip Design ist das Substrat immer auf GND gelegt. Es ist eine wichtige Regel, dass am gesamte Chip keine negativere Spannung als am Substrat auftreten darf, da sonst parasitäre Transistoren aufgesteuert werden könnten, die in der Halbleiter-Schichtstruktur immer vorhanden sind!
Q1, Q2, Q6 und Q7 könnten prinzipiell auch geschaltet werden, jedoch
als N-MOS-Anreicherungstyp wäre dafür eine Steuerspannung nötig, die über der Drain-Ausgangsspannung liegt (=> woher kommt die höhere Spannung, bei geringem Feld?),
ausgeführt als P-MOS-Anreicherungstyp wäre Schalten möglich, jedoch besteht bei „make before breake“ auch die Gefahr von Querströmen, die dem Transponder wieder Leistung entziehen.
Seite 9RFID Systems
Regelschaltung für KonstantspannungRegelschaltung für Konstantspannung
Um nun die Spannung „außen“ an den Chip-Anschlüssen zur Antenne, und „innen“ zum Digitalteil hin konstant zu halten, bedient man sich einer Regelschaltung mit Operationsverstärker und steuerbarem Shunt-Widerstand.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Im Betrieb des Transponders kann (normalerweise aus einer Bandgap-Referenzquelle) eine sehr konstante (unveränderliche) Spannung als Referenz für den Operationsverstärker erzeugt werden. Der Operationsverstärker vergleicht nun die Spannung für den Digitalteil des Chips (welche durch einen Spannungsteiler geeignet heruntergeteilt wurde) mit der Konstantspannung.
Steigt die Spannung für den Digitalteil etwas an, so wird Q5 als regelbarer Shunt etwas niederohmiger, es fließt über ihn etwas mehr Strom nach GND ab. Da wir die Antenne im Feld als Stromquelle betrachten, übernimmt der Zweig mit dem Shunt also das Mehr an Strom, und die Spannung für den Digitalteil bleibt idealerweise konstant.
Fällt die Spannung für den Digitalteil etwas ab, so wird der regelbare Shunt hochohmiger, es fließt weniger Strom über diesen Zweig, somit kann die Spannung am Digitalteil (ideal) wieder auf den alten Wert ansteigen.
Seite 10RFID Systems
Regelschaltung für KonstantspannungRegelschaltung für Konstantspannung
Man kann die Schaltung daher auch als einen Knoten auffassen, in den ein veränderlicher Strom von der Antenne her einfließt, und aus dem einerseits ein konstanter Strom ausfließt (Zweig zum Digitalteil), andererseits ein zweiter Zweig mit veränderlichem Strom, der alles über den vom Digitalteil benötigten Strom hinaus gegen GND abfließen läßt.
Interessant ist nun noch der Aspekt, dass nicht nur die Spannung nach „innen“, zum Digitalteil hin konstant gehalten wird (unter der Annahme, dass der Digitalteil konstanten Strom verbraucht), sondern ebenfalls die Spannung nach „außen“, an den Antennenanschlüssen. Zwischen diesen beiden Spannungen liegt der Spannungsabfall an Q6 / Q7. Wenn wir jedoch konstanten Strom zum Digitalteil hin annehmen, werden diese beiden MOS-Dioden immer im selben Arbeitspunkt betrieben. Der Spannungsabfall über sie bleibt daher - unabhängig vom Antennenstrom - gleich, und wird durch die MOS-Diode und den Strom zum Digitalteil hin bestimmt.
Der Regelbereich wiederum ist durch den Spannungsabfall an Q1/2 + Q5 bestimmt. Wenn (bei hoher Feldstärke) der Strom im geregelten Zweig so groß wird, dass alle Spannung an Q1/2 abfällt, kann nicht mehr geregelt werden, und die Spannung am Antennenanschluss steigt wieder an.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 11RFID Systems
Regelung der Versorgungsspannung (für Digitalteil)Regelung der Versorgungsspannung (für Digitalteil)Iconst
IVAR
IANT
Seite 12RFID Systems
Taktgewinnung (für Digitalteil)Taktgewinnung (für Digitalteil)Der Takt kann vorteilhaft direkt aus dem H-Feld, aus der 13,56 MHz Trägerfrequenz abgeleitet werden. Für niedrige Taktfrequenzen wird dazu lediglich ein Komparator und gegebenenfalls mehrere Teiler-Stufen benötigt. Für höhere Taktfrequenzen kann beispielsweise eine PLL verwendet werden.
Seite 13RFID Systems
Demodulator (für ReaderDemodulator (für Reader--Kommando)Kommando)Es gibt verschiedene Demodulator-Konzepte, der Demodulator könnte direkt auf die Eingangsspannung schauen, oder auf die Regelspannung bzw. den Regelstrom. Es kann ein Komparator oder ein ADC eingesetzt werden, meist wird eine Referenzspannung mit längerer Zeitkonstante dem Feld nachgeregelt.
Seite 14RFID Systems
Modulator (für Lastmdodulation)Modulator (für Lastmdodulation)Moduliert werden kann vor oder nach dem Eingangsgleichrichter, es kann die Resonanzkapazität C1 verändert werden, oder wie hier dargestellt, in einem weiteren Zweig ein durch die Modulation veränderlicher Strom eingeführt werden.
Seite 15RFID Systems
EnergiebetrachtungEnergiebetrachtung fürfür den Transponderden Transponder
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 16RFID Systems
Spannung an unbelasteter AntenneSpannung an unbelasteter Antenne
Nehmen wir ein magnetisches Wechselfeld (Sinus-Schwingung). Die induzierte Spannung in eine leerlaufende Schleifenantenne ergibt sich nach
ω...............Träger-Kreisfrequenz
N................Windungszahl
AW.............Antennenwirkfläche
µ................Permeabilität
H................Feldstärke (homogenes Feld)
cosα...........Winkel Antennen-Achse zu Feldvektor
( ) ( )
[ ] ( ) ( )[ ] ωµωω ⋅⋅⋅⋅=⋅⋅=⋅Φ=→
Φ−=
ANHABU
dt
tdtu
Wi
i
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
H
α
Haben wir außerdem einen Winkel zwischen Feld-Richtungsvektor und der Antennenfläche, so wirkt nur die Projektionsfläche der Antenne
αµω cos⋅⋅⋅⋅⋅= HANU i
Seite 17RFID Systems
Spannung an unbelasteter AntenneSpannung an unbelasteter Antenne
Haben wir ein Resonanzsystem, so spielt auch die Güte in dem System entscheidend mit. Die induzierte Spannung erhöht sich um die Systemgüte.
Allgemein ergibt sich die Güte als während einer Periodendauer im System gespeicherte Energie (elektrische Energie der Kapazität oder magnetische Energie der Induktivität) pro Verlustleistung.
Mit Resonanzfrequenz an der Trägerfrequenz kann man die überhöhte Spannung (Amplitude, Effektivwert bei Sinussignal) an einer Transponder-Antenne vereinfacht so darstellen
QT...............Güte des Transponderschwingkreises
(im Betrieb)
Für andere Resonanzfrequenzen ist noch eine genauere Betrachtung des Netzwerkes erforderlich:
αµω cos⋅⋅⋅⋅⋅⋅= HQANU Ti
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Q
IL
Q
iL
Q
WP
Q
CU
Q
Cu
Q
WP
PLeistung
WEnergieQ
LLM
effCCE
22
2
,2
2
2
ωωω
ωωωω
===→
===→=
Seite 18RFID Systems
Spannung am realen Transponder (I)Spannung am realen Transponder (I)
Sehr vereinfacht kann die Antenne und die induzierte Spannung, sowie die wesentlichen Elemente des Transponderchips, wie in folgendem ESB dargestellt werden:
1
1
+++
+=
CC
CAA
CC
C
i
C
CsR
RsLR
CsR
R
U
U
sC
1sLR
Cj
Cj ωω11
−=LjωR
Impedance Laplace
Fourier
L R
C R
Antenne Chip
u uCi C C
A A
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 19RFID Systems
Spannung am realen Transponder (II)Spannung am realen Transponder (II)
Die Gleichung wird umgeformt und vereinfacht.
++
⋅
+++
+⋅=
1
1
1
1
CC
CC
CC
CAA
CC
C
iCCsR
CsR
CsR
RsLsR
CsR
R
UU
( ) ( )C
C
CCCAA
CiC
R
R
RCsRsLR
RUU
1
1
1⋅
++⋅+⋅=
An dieser Stelle kann man s durch jω ersetzen.( )
ωjs
RsCsLR
UU
C
CAA
iC →
+
+⋅+
⋅=
11
1
Die Gleichung wird umgeformt und vereinfacht.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 20RFID Systems
Spannung am realen Transponder (III)Spannung am realen Transponder (III)
Wenn man den Transponder-Stromvernachlässigt...( )
C
C
C
CAA
iC CjR
mit
RCjLjR
UU ωωω
<<
+
+⋅+
⋅=1
11
1
22
1
1
1
RES
CA
CAAC
iC CLmitCLRCj
UUωωω
≡+−
⋅=...und die Resonanz-Kreisfrequenz einsetzt...
ARES
CARES
A
RES
AC
iCL
CundQ
LRmit
RCj
UU2
0
2
2
1
1
1
ωω
ωω
ω
≡⋅
≡
−+
⋅=
unter Berücksichtigung der Antennen-Güte (unloaded Q-factor) folgt schließlich die Formel auf der linken Seite:
−+⋅
⋅=
2
2
0
11
1
RESRES
iC
Qj
UU
ωω
ωω
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 21RFID Systems
Spannung am realen Transponder (IV)Spannung am realen Transponder (IV)
Für die Spannungsbeträge gilt somit für alle Resonanzfrequenzen (unter Vernachlässigung der Belastung durch den Chip):
−+⋅
⋅=
2
2
0
11
1
RESRES
iC
Qj
UU
ωω
ωω
Wenn man nun die Resonanz-Kreisfrequenz ωRES der Trägerkreisfrequenz ω gleichsetzt und kürzt, erkennt man den eingangs erwähnten Spezialfall
( )iiC UQ
Qj
UU ⋅=
+⋅
⋅= 0
0
01
1
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 22RFID Systems
Ansprechfeldstärke (I)Ansprechfeldstärke (I)
• rechnen die parasitäre parallele Antennenkapazität zur Kapazität von Chip und Verbindung
• rechnen den parallelen Antennen-Wirkwiderstand (an 13,56 MHz) zum Chip-Widerstand
• die parallele Induktivität der Antenne setzen wir gleich der seriellen Induktivität LA
dann folgt mit der vorangegangenen Rechnung für die Spannung am Chip...
CONCHIPANTT CCCC ++=
CONCHIPANTT RRRR ////=
L
C R
Antenne Chip
u uCi T T
A
Betrachten wir nun den Transponder, ohne den Chip-Strom zu vernachlässigen, und
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
LRCRC
AntenneChip
C
Verbindung
Seite 23RFID Systems
Ansprechfeldstärke (II)Ansprechfeldstärke (II)
Wenn nur die Spannung, nicht aber die Phasenlage interessiert, kann der Betrag als Wurzel aus dem Quadrat der beiden Terme angeschrieben werden:
T
ARES
T
TRESRES
iCR
Lf
Qmit
Qf
f
f
f
UUπ
ππ
ππ
21
1
2
2
2
21
1
22
2
=
⋅+
−
⋅=
Wenn man die induzierte Spannung ui wieder auflöst, gilt somit für die Spannung am Chip-Eingang
+
−
=2
22
0
21
cos2
T
A
RES
C
R
Lf
f
f
NAHfU
π
αµπ
Alternativ läßt sich für die minimal nötige Spannung für die Funktion des Chip die benötigte Ansprech-Feldstärke Hmin anschreiben:
MINC
T
A
RES
MIN UNAf
R
Lf
f
f
H ,
0
22
2
cos2
21
⋅
+
−
=αµπ
π
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 24RFID Systems
Ansprechfeldstärke (III)Ansprechfeldstärke (III)Für typische Werte hat die Ansprechfeldstärke Hmin über variierte Resonanzfrequenz fRES den folgenden typischen Verlauf
MINC
T
A
RES
MIN UNAf
R
Lf
f
f
H ,
0
22
2
2
21
⋅
+
−
=µπ
π
Die Resonanzfrequenz wird in diesem Beispiel über die Chip-Kapazität variiert.
Erkennbar sind
• optimale Energieaufnahme (geringstes Hmin) bei Resonanzfrequenz an der Trägerfrequenz
• Anstieg der für die Chip-Funktion benötigten Feldstärke ist bei zu niedriger Resonanzfrequenz viel stärker, als bei zu hoher Resonanzfrequenz
1.2 .107
1.25 .107
1.3 .107
1.35 .107
1.4 .107
1.45 .107
1.5 .107
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Resonanzfrequenz in Hz
Ans
prec
hfel
stär
ke in
A/m
L
C R
Antenne Chip
u uCi T T
A
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 25RFID Systems
Ansprechfeldstärke über ToleranzAnsprechfeldstärke über ToleranzTypische Werte für 14443 kompatiblen Transponder (Rechenbeispiel):
f..............................13,56 MHz
LA............................6 µH
N.............................6 Windungen
A.............................0,003 m²
RT...........................5 kOhm
UC, MIN.....................4,5 VAC(eff)
CT...........................hier 18,7 ... 29 pF
Die integrierte Kapazität und die gefertigte Antenne haben eine Toleranz.
Um über die Produktstreuung optimale Ansprechfeldstärke zu erreichen, soll der nominelle Werte der Resonanzfrequenz etwas höher als die Trägerfrequenz liegen!
MINC
T
A
RES
MIN UNAf
R
Lf
f
f
H ,
0
22
2
2
21
⋅
+
−
=µπ
π
1.2 .107
1.25 .107
1.3 .107
1.35 .107
1.4 .107
1.45 .107
1.5 .107
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Resonanzfrequenz in Hz
Ans
prec
hfel
stär
ke in
A/m
+∆f-∆f
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 26RFID Systems
Messung der AnsprechfeldstärkeMessung der Ansprechfeldstärke
• ISO/IEC 14443 kompatibler Controller-Chip
• 4-Windungs-Antenne des Reference PICC
• Kapazität parallel zum Chip variiert
Wie interpretieren wir das?
Minimum Operating H-field
0,00
0,10
0,20
0,30
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
12,06 12,56 13,06 13,56 14,06 14,56 15,06
(unloaded) resonance frequency in MHz
H-f
iele
in A
/m (
rms
)
4-turn Ref. PICC
Die „unloaded resonance frequency“ ist gegenüber der Resonanzfrequenz an der Ansprechfeldstärke verschoben! Ursache ist eine geringfügige Änderung der Kapazität im Chip.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 27RFID Systems
Minimum Operating H-field
0,00
0,20
0,40
0,60
0,80
1,00
1,20
12,06 12,56 13,06 13,56 14,06 14,56 15,06
(unloaded) resonance frequency in MHz
H-f
iele
in A
/m (
rms)
4-turn Ref. PICC
2-turn Ref. PICC
Messung der AnsprechfeldstärkeMessung der Ansprechfeldstärke
• ISO/IEC 14443 kompatibler Controller-Chip
• 4-Windungs-Antenne und 2-Windungs-Antenne
• Die parallele externe Kapazität wurde an der 2-Windungsantenne entsprechend stark erhöht.
Wie interpretieren wir das?
Die Güte des Transponderkreises an Hmin ist bei 2 Windungen höher. Bei Resonanzfrequenz an der Trägerfrequenz wird also weniger H-Feldstärke benötigt, jedoch steigt der Bedarf bei abweichender Resonanzfrequenz stärker an!
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 28RFID Systems
ChipChip--EigenschaftenEigenschaften Parallel input Capacitance Cp, 14443 compliant chip
15,8
16,0
16,2
16,4
16,6
16,8
17,0
17,2
17,4
17,6
0,00 0,50 1,00 1,50 2,00
Input Voltage Level (V)
Ch
ip in
pu
t c
apac
itan
ce i
n p
F
Cp
Parallel input Resistance Rp, 14443 compliant chip
0
5
10
15
20
25
30
35
40
0,00 0,50 1,00 1,50 2,00
Input Voltage Level (V)
Ch
ip in
pu
t re
sist
an
ce
in k
Oh
mRp
Dioden des Eingangsgleichrichterssind noch nicht leitend
=> kaum Stromaufnahme am Chip (nur Verluste an integrierter Kap.)
Dioden werden leitend,
Spannung steigt bis zurAnsprechfeldstärke
Spannungsbegrenzung(Limiter) am Chip beginnt zuarbeiten
=> Stromaufnahme steigt
L C
Antenna
R
AC
DC
VDC
CSHUNT
-dφdt
RX BRES
CHIP
Seite 29RFID Systems
Transponder SystemTransponder System--EigenschaftenEigenschaften
Eingangswirkwiderstand und Kapazität des Chips haben keinen festen Wert, sondern ändern sich mit der Spannung am Chip-Eingang.
Parasitäre Kapazität der Gleichrichter-Dioden variiert
=> Resonanzfrequenz variiert!
Widerstand der Gleichrichterdioden und Spannungsregler für den Digitalteil (Limiter) ändern den Eingangswirkwiderstand
=> Q-Faktor variiert!
Chip Input Capacitance Cp
15,8
16,0
16,2
16,4
16,6
16,8
17,0
17,2
17,4
17,6
0,00 0,50 1,00 1,50 2,00
Coil Voltage Level (V)
Ch
ip i
np
ut
ca
pa
cit
anc
e in
pF
Cp
L C
Antenna
R
AC
DC
VDC
CSHUNT
-dφdt
RX BRES
CHIP
Parallel input Resistance Rp, 14443 compliant chip
0
5
10
15
20
25
30
35
40
0,00 0,50 1,00 1,50 2,00
Input Voltage Level (V)
Ch
ip in
pu
t re
sis
tan
ce in
kO
hm
Rp
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 30RFID Systems
ResonanzfrequenzResonanzfrequenz--Messung Messung mitmit Agilent 4395A (I)Agilent 4395A (I)Gerät einschalten
• Preset
Verwendung als Impedanz-Analysator• Meas => Analyzer Type => Impedance Analyzer
Wahl der Frequenzbereiches 10 – 20 MHz• Start => 10 => MHz• Stop => 20 => MHz• Sweep => number of points => 801 => x1
Messung des Serienwirkwiderstands einstellen• Meas => More => Ser (Rs)
Gerät kalibrierenCal => Cal Kit => 3,5 mm => ReturnCal => Calibrate MenuKalibrierstandard am Meßadapter befestigen, festen Sitz des Adapters kontrollierenOpen, Short, Load, DoneKalibrierstandard als 50-Ohm Last angeschlossen lassen und Kalibrierung kontrollieren mitScale Ref => AutoscaleEs soll sich ein horizontaler Verlauf über der Frequenz ergeben. Andernfalls Prozedur wiederholen.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 31RFID Systems
ResonanzfrequenzResonanzfrequenz--Messung Messung mitmit Agilent 4395A (II)Agilent 4395A (II)Fixture (Meßadapter) kompensieren
Cal => Fixture Compen => Compen MenuID-1Kalibrierspule als Fixture mit SMA-Buchse befestigen=> Short, DoneKontrolle: Ebener Verlauf über Frequenz
Eigentliche Messung der ResonanzfrequenzTransponder in ca. 1 cm Distanz auf Fixture auflegenAmplitude bzw. Power Level passend einstellen...Marker => Search => MaxFrequenz an max. Wirkwiderstand ablesen
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 32RFID Systems
Messung der Resonanzfrequenz und GüteMessung der Resonanzfrequenz und Güte
Die Resonanzfrequenz kann mit Impedanz-Analysator als Maximum des Serien-Wirkwiderstandes Rs gemessen werden.
Die Güte ergibt sich aus Resonanzfrequenz, geteilt durch die Bandbreite, welche durch die beiden Punkte mit den Werten Rs/2 gegeben ist.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 33RFID Systems
Transponder SystemTransponder System--EigenschaftenEigenschaften
Messung der Resonanzfrequenz eines Transponders mit unterschiedlichen H-Feldstärken (hier als Leistung) zeigt die Variation in der Resonanzfrequenz und in der Güte.
Die Feldstärke für Hmin kann ungefähr abgeschätzt werden durch den unsymmetrischen Verlauf der Kurve und die starke Änderung der Güte (hier die beiden grünen Kurven).
START 10 MHz STOP 20 MHz
1 OHM / REF 4 OHMCH1 Rs
15 dBm 2,0540 Ohm 16,6250 MHz
10 dBm 2,8075 Ohm 16,8375 MHz
5 dBm 4,4739 Ohm 16,9000 MHz
0 dBm 6,6344 Ohm 16,9875 MHz
- 5 dBm 7,3512 Ohm 17,3375 MHz
- 10 dBm 7,9983 Ohm 17,4750 MHz
- 20 dBm 8,0005 Ohm 17,4625 MHz
Power Rs Frequency
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 34RFID Systems
QuasiQuasi--statische Rückwirkung auf den Readerstatische Rückwirkung auf den Reader“Card Loading”“Card Loading”
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 35RFID Systems
Ersatzschaltbild und GrundüberlegungErsatzschaltbild und Grundüberlegung
Ausgangspunkt der Betrachtung ist die zuvor berechnete Eingangsspannung am Chip für das vereinfachte Transponder-Ersatzschaltbild, jedoch wird der Chip-Strom hier nicht vernachlässigt und Betriebsgüte QT verwendet:
L
C R
Antenne Chip
u uCi T T
A
−+⋅
⋅=
2
2
11
1
RESTRES
iC
Qj
UU
ωω
ωω
Der Transponder im Betrieb erzeugt ein eigenes H-Feld, welches in der Sendespule des Readers eine Spannung induziert und einen Strom treibt. Dieses H-Feld des Transponders läßt sich durch ein Magnetisches Dipolmoment beschreiben.
Für das magnetische Moment des Transponders ist wiederum der Strom in der Antennenspule entscheidend. Dieser wird daher im ersten Schritt ausgerechnet.
ANTENNEANTENNED IANM ⋅⋅=
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 36RFID Systems
Spannungen im TransponderSpannungen im Transponder--ESBESB
Der Strom in der Antennenspule ergibt sich zu L
C R
Antenne Chip
u uCi T T
A
A
iCL
Lj
UUI
Z
UI
ω−
=→=
−⋅
−+⋅
⋅=ω
ω
ωω
ωω
REST
RESTRES
iC jQ
Qj
UU
2
2
11
1
( )αµω cos0 ANHjU i −=
−+
−⋅=
ωω
ωω
ωω
RES
RES
T
REST
iC
jQ
jQ
UU
1
Wir formen die Bedingung für die Chip-Spannung etwas um...
...und erhalten die beiden Spannungen uC=f(ui) und ui = f(H) als Zwischenergebnis.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 37RFID Systems
Strom in der TransponderStrom in der Transponder--AntenneAntenneDer Strom in der Transponder-Antenne kann als Funktion der induzierten Spannung und der Chip-Eingangsspannung berechnet werden...
A
iCL
Lj
UUI
ω−
=
−+
−−−−
⋅=
−
−+
−⋅=
ωω
ωω
ωω
ωω
ωω
ωω
ωω
ωω
ω
ωRES
RES
T
RES
RES
TRES
T
A
i
RES
RES
T
REST
A
iL
jQ
jQjQ
Lj
U
jQ
jQ
Lj
UI
1
1
1
1
( )
−+
+⋅=
−+
+⋅=
ωω
ωω
ωω
ωαµω
ωω
ωω
ωω
ωRES
RES
T
RES
T
ARES
RES
T
RES
T
A
iL
jQ
jQ
Lj
ANHj
jQ
jQ
Lj
UI
1
1cos
1
10
... ausmultiplizieren, kürzen und ui nach der äquivalenten homogenen HREADER auflösen...
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 38RFID Systems
Magnetisches Moment als Funktion von HMagnetisches Moment als Funktion von H
Der Strom in der Transponder-Antenne als Funktion des (äquivalenten homogenen) H-Feldes des Readers ergibt sich damit zu
( )
−+
+⋅=
ωω
ωω
ωω
αµ
RES
RES
T
RES
T
T
L
jQ
jQ
L
ANHI
1
1cos0
Das magnetische Moment ergibt sich damit als Funktion des H-Feldes des Readers
( )
−+
+⋅=
=⋅=
ωω
ωω
ωω
αµ
RES
RES
T
RES
T
T
LT
jQ
jQ
L
HNA
ANIM
1
1cos22
0
Als Vereinfachung bei Resonanzfrequenz gleich Trägerfrequenz und sehr hoher Güte ergibt sich daraus
( ) ( )T
T
T jQL
HNAM ⋅≈
αµ cos22
0
Das maximale magnetische Moment des Transponders ist damit
T
T
T QL
HNAM ⋅≈
22
0µ
Das unbekannte QT kann durch das bekannte Q0 angenähert werden, solange die Spannung am Transponder ungehindert mit ansteigendem Reader-Feld steigen kann!
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 39RFID Systems
Magnetisches Moment als Funktion der Magnetisches Moment als Funktion der TransponderTransponder--SpannungSpannung
Die Spannung am Transponder wird im normalen Betrieb durch den Limiter begrenzt, der für den Digitalteil des Chip eine konstante Spannung zur Verfügung stellt, und über den Eingangsgleichrichter (Spannungsabfall!) auch die Wechselspannung am Eingang des Chip konstant hält, sobald der Mindest-Wert erreicht ist. Durch die Spannungsregelung wird die System-Güte QT vermindert.
ωω
ωω
ωω
ωω
ωω
ωω
REST
RES
RES
T
i
RES
RES
T
REST
iC
jQ
jQ
U
jQ
jQ
UU
−
−+
=→
−+
−⋅=
1
1
ωω
ωω
ωω
ωω
ωω
ω
ω RES
RES
T
T
C
REST
RES
RES
T
C
T
L
Q
jQ
L
U
jQ
jQ
ULj
I
+⋅−=
−
−+
−⋅⋅=11
11
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 40RFID Systems
Magnetisches Moment als Funktion der Magnetisches Moment als Funktion der TransponderTransponder--SpannungSpannung
... neu anordnen mit
00
0 11
ωω
µµ
ωω
ωω
ω TREST
RES
T
T
CL
QA
A
Q
jQ
L
UI ⋅⋅
+⋅−=
+⋅⋅=
2
2
0
22
0 1
RESREST
C
T
T jQA
NU
L
AM
ωω
ωω
ωµµ
Als Vereinfachung bei Resonanzfrequenz gleich Trägerfrequenz und sehr hoher Güte ergibt sich daraus
( )jA
U
L
NAM C
T
D ⋅⋅≈ωµ
µ
0
22
0
Das maximale magnetische Moment des Transponders ist damit
ωµµ
A
U
L
NAM C
T
MAXT
0
22
0, 4,1 ⋅⋅≈
Diese Formel gilt, sobald der Transponder in stabilem Betrieb die Eingangsspannung begrenzt auf einen bekannten Wert!
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 41RFID Systems
Magnetisches Moment und Güte eines realen Magnetisches Moment und Güte eines realen TranspondersTransponders
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Beim realen Transponder ergibt sich bei geringer Feldstärke zunächst der erste Fall der unlimitierten Spannung (Magnetisches Moment als Funktion von H). Die Güte ist hoch, begrenzt nur durch Wirkwiderstände in Antenne und Verlusten an der integrierten Kapazität. Die Rückwirkung auf den Reader ist - prozentual zur abgegebenen H-Feldstärke - am höchsten.
Mit zunehmender H-Feldstärke steigt die Spannung am Chip, es ändert sich etwas die Kapazität (=> Verschiebung der Resonanzfrequenz). Schließlich wird das Spannungslimit zur Versorgung des Digitalteiles am Chip erreicht, und die Spannungsbegrenzung wird wirksam. Hier beginnt der zweite Fall der konstanten Spannung (Magnetisches Moment als Funktion der Transponder-Spannung). Die Güte des Transponders wird in erster Linie durch den Chip bestimmt, der als immer niederohmigerer Parallel-Wirkwiderstand erscheint. Damit nimmt die Güte mit zunehmender H-Feldstärke ab und ebenso wird die Rückwirkung auf den Reader - prozentual zur abgegebenen H-Feldstärke - geringer.
Seite 42RFID Systems
Dem Reader entnommene Leistung (I)Dem Reader entnommene Leistung (I)
Mit dem magnetischen Moment des Transponders wird wieder eine Spannung in die Reader-Antenne induziert. Diese läßt sich mit Hilfe der Gegeninduktivität bzw. dem Koppelfaktor beschreiben:
mit
k....................Koppelfaktor zw. Reader- und Transponderantenne
MTR................Gegeninduktivität Reader -Transponder
LR..................Induktivität Reader-Antenne
LT..................Induktivität Transponder-Antenne
IT...................Strom in Transponder-Antenne
ω..................Träger-Kreisfrequenz
2
, LTRREADERi ILLkjU ⋅⋅−= ω
( ) ( )R
LTRREADERiL
ILLkUω
ω12222
, ⋅⋅=
( ) 22
2
,
LT
R
READERiILk
L
U⋅⋅= ω
ω
Der linke Ausdruck hat nun die Dimension einer Leistung in Watt. Dies ist die dem Reader vom Transponder-Kreis entnommene Leistung, die nun nicht mehr zur emittierten H-Feldstärke beitragen kann!
TR
TR
LL
Mk = und
TTRREADERiTTRREADERi IMjUIMdt
dU ⋅⋅−=→⋅⋅−= ω
ω,,
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 43RFID Systems
Dem Reader entnommene Leistung (II)Dem Reader entnommene Leistung (II)Wir haben nun eine Reduktion der Reader-Leistung durch den Strom in der Transponder-Antenne ausgedrückt. Mit Hilfe der Definition der Güte läßt sich die Beziehung umformen in einen Strom in der Reader-Antenne. Dieser wirkt dem Reader-Antennenstrom im unbelasteten Fall entgegen.
Das ist der Strom, um den der Reader-Antennenstrom reduziert wird!
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
MitQ
IL
Q
EP
Leistung
EnergieQ
2ωωω ==→⋅= folgt für den Reader-Antennenstrom
( )ω
ωω
ω12
22
,
TT
R
RR
R
READERiILk
Q
IL
L
U⋅⋅⋅=≡
222
T
R
TRR I
L
LkQI ⋅⋅⋅=→
T
TTT
TT
TTT
R
TRRRL
L
QHNA
AN
MImitI
L
LQkII 0
0
µ=
⋅=→⋅⋅⋅−=
Seite 44RFID Systems
Dem Reader entnommene Leistung (III)Dem Reader entnommene Leistung (III)
Mit dem reduzierten Antennenstrom läßt sich z.B. mit Biot-Savart, oder mit dem Magnetischen Moment, die H-Feldstärke unter Belastung ausrechnen. Problem dabei: H ist rekursiv enthalten! Für eine Näherung ist es jedoch oft ausreichend, das unbelastete H einzusetzen.
Betrachtet man das Moment, gilt übrigens auch folgende einfachere Näherung:
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
TRRRL MQkMM −= 0
TTT
TR
RRRL QHNA
LL
QkII 00 µ⋅
⋅⋅−= IRL ist der Reader-Antennenstrom unter
Belastung durch den Transponder.
IRL..................Strom in Reader-Antenne unter Belastung IR0..................Strom in Reader-Antenne ohne Belastung
LR..................Induktivität Reader-Antenne
LT..................Induktivität Transponder-Antenne
AT.................Fläche der Transponder-Antenne
QR..................Güte der Reader-Antenne
QT..................Güte der Transponder-Antenne
MRL..............Magnet. Moment des Readers unter Belastung
MT...............Magnet. Moment des Tranponders
Seite 45RFID Systems
Parameter in der Simulation (I)Parameter in der Simulation (I)
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Um eine bessere Vorstellung vom Verlauf der interessanten Parameter über Feldstärke zu bekommen, ist eine einfache Simulation mit den behandelten Zusammenhängen hilfreich.
0 0.5 1 1.50
1
2
3
4
5
H-field in A/m(rms)
Tra
nsp
onder
Q-f
acto
r
. 4
0 0.5 1 1.50
5 .105
1 .104
1.5 .104
2 .104
H-field in A/m(rms)
Tra
nsp
onder
Mom
entu
mDie Güte des Transponders hat ihren höchsten Wert an der Ansprechfeldstärke, danach ergibt sich starker Abfall. Transponder mit kleineren Antennen erreichen höhere Güte, damit fallen einerseits Verluste in der Antenne noch stärker ins Gewicht, andererseits werden die empfangenen Pulse für den Demodulator stärker verzerrt.
Das Moment wiederum bleibt nach Erreichen der Limter-Spannung konstant.
Seite 46RFID Systems
Parameter in der Simulation (II)Parameter in der Simulation (II)
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Die Reduktion der H-Feldstärke des Readers ergibt sich in absoluten Werten, und relativ:
Bei geringen Feldstärken ist die Auswirkung (relativ) am größten, mit Erreichen des konstanten Transponder-Momentes ergibt sich ein gleichbleibender Offset in den Absolutwerten.
0 0.5 1 1.50
0.5
1
1.5
H-field in A/m(rms)
Rea
der
H-f
ield
(unlo
aded
to l
oad
ed)
0 0.5 1 1.50.6
0.7
0.8
0.9
1
H-field in A/m(rms)
H-f
ield
red
uct
ion d
ue
to L
oad
ing
Seite 47RFID Systems
Parameter in der Simulation (III)Parameter in der Simulation (III)
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Der Strom im Shunt-Widerstand des Transponders wiederum ergibt sich durch die Regelung:
Der Strom nimmt also linear mit der Feldstärke zu. Das entspricht der Erfahrung, dass die thermische Belastung des Transponders durch die Verlustleistung ebenso linear mit der Feldstärke ansteigt (konstante Spannung mal linear ansteigender Strom = linear ansteigende Leistung).
0 0.5 1 1.50
2
4
6
8
H-field in A/m(rms)
Avai
lable
Chip
Curr
ent
(mA
) over
H-f
ield
Seite 48RFID Systems
Zusammenfassung über die RückwirkungZusammenfassung über die Rückwirkung
Zusammenfassend läßt sich über die Rückwirkung des Transponders also sagen:
• Rückwirkung steigt mit dem magnetischen Moment des Transponders an, und dieses• steigt mit der Fläche der Antenne an,• steigt mit Q-Faktor (Güte im Betrieb) des Transponders an,• Q steigt mit der Spannung am Transponder an,• Q steigt mit dem Strom (insbesondere Blindstrom) an.
• Rückwirkung steigt mit der Güte der Reader-Antenne an,
• Rückwirkung steigt mit der Kopplung Reader - Transponder an.
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Seite 49RFID Systems
Leistung für den TransponderLeistung für den Transponder--ChipChip
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 50RFID Systems
Leistung für die TransponderLeistung für die Transponder--Operation (I)Operation (I)
Die gesamte vom Transponder aufgenommene Leistung teilt sich auf in die Verlustleistung, welche hauptsächlich im parasitären Wirkwiderstand der Antenne, sowie als Verluste in der integrierten Kapazität abgebaut wird, und in die Leistung, welche von den funktionalen Elementen des integrierten Chips verbraucht wird.
Man kann die beiden Teile über eine Betrachtung der Güte aufschlüsseln:
Q
CU
Q
Cu
Q
EP
PLeistung
EEnergieQ
effCC
2
,2
2
ωωωω ===→=
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Man kann nun die Verlustleistung des Resonanzkreises messen, wenn man die Wechselspannung am Eingang des Chips so wählt, dass die Dioden des Eingangsgleichrichters noch sperren (z.B. < 0,3 Vpp). Der Chip nimmt damit praktisch keine Leistung auf. Hier läßt sich der „unloaded Quality factor Q0“ bestimmen.
0
0
2
,2P
Q
CUf effCC ≅π
Bei hoher Feldstärke ist dagegen der Stromverbrauch des Chips dominierend (Limiter verbraucht so viel Strom, dass die Spannung auf einem niedrigen, konstanten Wert bleibt), und Verluste des Resonanzkreises können vernachlässigt werden. Q wird hauptsächlich durch den Chip bestimmt.
CHIP
CHIP
effCCP
Q
CUf≅
2
,2π
Seite 51RFID Systems
Leistung für die TransponderLeistung für die Transponder--Operation (II)Operation (II)
Im Allgemeinen kann man somit auf zwei Güten aufteilen und schreiben:
CHIP
CHIP
effCC PPQQ
CUf +=
+ 0
0
2
,
112π
Es wirkt also wie eine Parallel-Schaltung der beiden bestimmenden Güten im System.
Besonders interessant ist nun der Grenzfall der Ansprechfeldstärke, wenn also die Spannung am Chip gerade den mindest nötigen Wert erreicht. Hier gilt
MINCHIP
effMIN
C
MAXCHIP
MAXCHIP
MINTPP
CUf
QQQ
,0
2
,
,0
,0
, 2+
=+
⋅= π
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Für Resonanzfrequenz gleich Trägerfrequenz giltTrCi QHNAfU ⋅= µµπ 02
( ) ( )rMAXTC
effMINCHIP
rC
effMINCHIP
MAXCHIP
RMSMINNAQf
U
NAf
U
QQH
µµπµµπ 0,
,
0
,
,0
,22
11=⋅
+=
Damit erhält man für die Ansprechfeldstärke einen Ausdruck, der auf Verlustleistung im Resonanzkreis, und auf die mindest nötige Leistung für den Chip aufteilt:
Seite 52RFID Systems
Lastmodulation als Rückwirkung auf den Lastmodulation als Rückwirkung auf den ReaderReader
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 53RFID Systems
Prinzip LastmodulationPrinzip LastmodulationLastmodulation ist eine externe Modulation, die durch gezielte Änderung der Rückwirkung auf die Reader-Antenne, verursacht durch das magnetische Moment des Transponders, zustande kommt. Wirkung ist ähnlich wie der Empfang modulierter Signale auf oberer und unterer Hilfsträgerfrequenz.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Hilfsträger fc / 16 = 847,5 kHz
Datenstrom in Kanalocodierung (z.B. Manchester)
UNDmodulierter (ein-/ausgeschalteter) Hilfsträger
HF-Träger mit fc = 13,56 MHz (Sinuswelle)
Lastmodulation
H-Feld Träger (13,56 MHz) mit Lastmodulation
k
0 Hz- fdata + fdata Frequenz
0 Hz- 848 kHz + 848 kHz
0 Hz
13.56 MHz
14.41 MHz12.71 MHz
Seite 54RFID Systems
Kurvenform / KonversionsfaktorKurvenform / Konversionsfaktor
Der Transponder erzeugt Lastmodulation, indem
• entweder ein Wirkwiderstand (Shunt) parallel zum Limiter geschaltet wird, was Q vermindert, oder
• eine Kapazität parallel zur Resonanzkapazität geschaltet wird, was die Resonanzfrequenz und ebenfalls Q ändert.
Bei Verwendung eines Hilfsträgers entsteht ein Rechteck-Signal mit welchem die Spannung am Chip, sowie der Q-Faktor des Transponders moduliert wird.
Die Kurvenform ist jedoch nicht rechteckförmig, da wegen der Güten im Resonanzsystem Zeitkonstanten an den Übergangsflanken wirksam werden. Diese können mit einem Konversionsfaktor miteinbezogen werden.
HOCH
NIEDERHOCH
OFFEN
NGESCHLOSSEOFFEN
Q
U
UUm
−=
=−
=mit
m......................Modulationsgrad
UOFFEN..............Limiter-Spannung im normalen Betrieb
UGESCHLOSSEN.....Limiter-Spannung mit Shunt,
QHOCH................Q-Faktor im normalen Betrieb,
QNIEDER..............Q-faktor bei geschlossenem Shunt
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 55RFID Systems
KonversionsfaktorKonversionsfaktor
Die Amplitude der Grundwelle des Hilfsträger-Signals ist
CHIPNGESCHLOSSEOFFEN
SC UUU
U ∆⋅=−
⋅=ππ2
2
4
Der Q-Faktor des Transponders hat ebenfalls Einfluß auf die Kurvenform der Rückmodulation. Ein guter Ausgangspunkt ist die Wahl eines mittleren Q-Faktors.
Damit ergibt sich insgesamt ein Konversionsfaktor für beide Hilfsträger zu
±−
±
−+
⋅=
SC
SCHOCH
KONV
ff
f
f
ffmQ
mg
0
0
0
0
2
2
2
21
1
π
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Lastmodulation als Rückwirkung auf die Reader-Antenne kann schließlich wie zuvor für die statische Belastung mit dem magnetischen Moment des Transponders auf die Reader-Antenne abgeschätzt werden.
Seite 56RFID Systems
SpezialfälleSpezialfälle
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 57RFID Systems
Mehrere Transponder im ReaderMehrere Transponder im Reader--Feld (I)Feld (I)
Oft befinden sich mehrere Transponder nahe beisammen (z.B. Karten in einer Geldbörse) im Ansprechbereich eines Readers. Dazu vorab ein Experiment:
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
3,5
4
4,5
5
0 1 2 3 4 5 6
Anzahl gestapelter Karten
An
sp
rec
hfe
lds
tärk
e,
H-F
eld
in
A/m
SmartCard 1 Resonanzfrequenz 13,6 MHz
SmartCard 2 Resonanzfrequenz 16,6 MHz
SmartCard 3 Resonanzfrequenz 16,6 MHzLow QISO-Limit
Wie interpretieren wir das?
Seite 58RFID Systems
Mehrere Transponder im ReaderMehrere Transponder im Reader--Feld (II)Feld (II)
Es besteht nennenswerte Kopplung zwischen zwei Transponder-Antennen, die so nahe beieinander sind. Der Koppelgrad k kann als rein geometrische Größe dargestellt werden, für koaxiale Anordnung ist er
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
( )322
121
2
2
2
1
21
cos...
xrrr
rr
LL
Mk
+⋅⋅
⋅⋅==
⋅=
φParameter:
r1 .... Reader-Antennenradius
r2..... Transponder-Antennenradius
Φ .... Winkel zueinander (0 ° für koaxiale Anordnung)
x ..... Distanz zwischen Antennenmittelpunkten
Die Resonanzfrequenzen der beiden Transponder-Schwingkreise ändern sich dadurch.
Die Resonanzfrequenz jedes Kreises teilt sich auf 2 Resonanzen auf, von denen mit zunhemender Kopplung eine zu einer höheren Frequenz, die andere zu einer niedrigeren Frequenz wandert. Im Grenzfall, bei k = 1, strebt die höhere Resonanz gegen unendlich, die niedrigere zu einem endlichen Wert, gegeben durch
2
1 ,
,
2
12
1
∑=
=
n
i iRES
MINRES
f
f
ππ
Seite 59RFID Systems
Mehrere Transponder im ReaderMehrere Transponder im Reader--Feld (III)Feld (III)
Die Resonanzfrequenz jedes Kreises teilt sich auf 2 Resonanzen auf, von denen mit zunehmender Kopplung eine zu einer höheren Frequenz, die andere zu einer niedrigeren Frequenz wandert. Im Grenzfall, bei k = 1, strebt die höhere Resonanz gegen unendlich, die niedrigere zu einem endlichen Wert.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Fr e que nc y
4MHz 8MHz 12MHz 16MHz 20MHz 24MHz 28MHzV( R120: 2) / I ( R120)
0
20
40
60
k=0. 7k=0. 8
k=0. 6k=0. 5
k=0. 4
k=0. 3
k=0. 2
k=0. 1
k=0
Calculated limit
Seite 60RFID Systems
Mehrere Transponder im ReaderMehrere Transponder im Reader--Feld (IV)Feld (IV)
Dieser Aspekt der Verstimmung durch lose Kopplung gedämpfter Schwingkreise ist vor allem bei Systemen mit geringer Distanz (Proximity, ISO/IEC14443, FeliCa, NFC,...) bedeutend.
Rechenbeispiel:
2 fest gekoppelte Transponder mit je 13,6 MHz Resonanzfrequenz:
Für eine Resonanzfrequenz einer einzelnen Karte von 16,6 MHz ergibt sich damit ca. 11,7 MHz als gemeinsame untere Resonanz.
In der Praxis findet man zwischen Karten tatsächlich Koppelgrade von 1 ... 90 %. Die untere gemeinsame Resonanzfrequenz liegt damit jeweils noch etwas höher, als der so berechnete Grenzwert. Durch höhere Resonanzfrequenz der einzelnen Karte ist es also möglich, mehrere Karten energetisch besser zu versorgen.
Auch zwischen Reader- und Transponderantenne kommt es zu einer ählichen Verstimmung. Man wird die Resonanzfrequenz des Readers jedoch trotzdem auf die Trägerfrequenz abstimmen, da bei starker Kopplung ohnehin viel Energie übertragen wird, und bei schwacher Kopplung bzw. größerer Distanz zwischen Reader und Transponder die Verstimmung zu vernachlässigen ist.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
MHz
f
fn
i iRES
MINRES 62,9
106,132
1
106,132
12
1
2
12
1
2
6
2
6
2
1 ,
, =
⋅+
⋅
=
=
∑=
πππ
ππ
Seite 61RFID Systems
Mehrere Transponder im ReaderMehrere Transponder im Reader--Feld (V)Feld (V)
Es ist aus diesem Zusammenhang heraus offensichtlich von Vorteil, die Resonanzfrequenz einer Transponder-Karte deutlich höher, als auf Resonanzfrequenz abzustimmen, wenn das energetisch für die einzelne Karte möglich ist.
Das gelingt wiederum besser für Transponder mit geringer Eingangskapazität, weil dabei der Anstieg der mindest nötigen Feldstärke (Ansprechfeldstärke) relativ flach ist.
Neben der Auslegung des HF-Systems für mehrere Transponder im Feld (gestapelte Karten) ist auch ein zuverlässiger Anti-Kollisions-Mechanismus im Protokoll notwendig, um eine einzelne Transponderkarte selektieren und sicher ansprechen zu können.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 62RFID Systems
Kleine TransponderKleine Transponder--AntennenAntennenFür das häufig eingesetzte, standardisierte Karten-Format ID-1 (86,5 x 56 x 0,76 mm) hat sich eine übliche Antennengröße für Transponder etabliert, die als Klasse 1 durch die technischen Arbeitsgruppen ebenfalls beschrieben und standardisiert wurde [5].
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
PICC antenna zone
Äußere Grenze: 81 x 49 mm
Innere Grenze: 64 x 34 mm
Rand der Karte ~ 3 mm
Es gibt in machen Karten allerdings Hindernisse, welche es nicht erlauben, die übliche Antennengröße einzubauen (z.B. Embossing in Kontaktlos-Kreditkarten). Ebenso kann es interessant sein, Transponder in verschiedene Objekte einbauen zu können, die ebenfalls Form und Fläche der Antenne beschränken. Daher wird der Aspekt anderer, insbesondere kleinerer Transponder-Antennen immer wichtiger. Für die HF-Funktion ist es wieder wesentlich, die Aspekte
• Energieversorgung
• Lastmodulation
zu betrachten. Auch ist es derzeit noch eine offene Frage, ob jeder Reader auch sehr kleine Transponder ansprechen können muss, oder ob sowohl auf Seite der Transponder, als auch auf Seite der Reader eine neue Einteilung getroffen wird.
Seite 63RFID Systems
Energie kleiner TransponderEnergie kleiner Transponder--Antennen (I)Antennen (I)
Für gleiche Versorgungsspannung des Transponders aus Antennen unterschiedlicher Fläche würde man einerseits die induzierte Spannung betrachten:
=> die Versorgungsspannung ist direkt proportional zu Windungszahl x Fläche, also könnte man die Windungszahl entsprechend erhöhen.
Jedoch muss man bedenken, dass die Systeme mit Hilfe deutlicher Resonanzüberhöhung arbeiten. Der Transponder mit kleinerer Antenne soll also auch wieder eine bestimmte Resonanzfrequenz erreichen. Da die Chip-Eingangskapazität eine feste Größe haben soll, muss die Antennen-Induktivität wieder einen bestimmten Wert erreichen.
Man erkennt, beide Bedingungen sind nicht gemeinsam erreichbar, da die Induktivität mit der Windungszahl stärker anwächst.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
ANHQANU Ti ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅= ~cosαµω
2
0
2 ~4
ln)( Nd
rrNNLS
⋅⋅
⋅⋅⋅=π
µ
Seite 64RFID Systems
Energie kleiner TransponderEnergie kleiner Transponder--Antennen (II)Antennen (II)
Man kann nun die Antennen-Induktivität als Kriterium heranziehen und gleich lassen. Wegen der damit nötigen geringeren Antennen-Wirkfläche N x A verzichtet man damit auf einen Teil der Versorgungsspannung des Transponders.
Die Ansprechfeldstärke steigt damit für kleinere Flächen folgendermaßen an [8]:
Man kann also N x A für unterschiedliche Antennenflächen ins Verhältnis setzen, um ausgehend von der Ansprechfeldstärke bei Klasse 1 für eine kleinere Antenne entsprechend höhere Ansprechfelstärke zu finden. Die Resonanzfrequenz der unterschiedlichen Antennen bleibt dabei konstant gleich.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
AN
konstU
NAf
R
Lf
f
f
H MINC
T
A
RES
MIN ⋅⋅
+
−
= ~cos2
21
,
0
22
2
αµπ
π
( )( ) 1,
1
, ~ CLASSMIN
XCLASS
CLASS
XCLASSMIN HAN
ANH ⋅
⋅
⋅
Dieser Ansatz stellt implizit den Anspruch auf Änderung der Anforderungen an die Reader-Infrastruktur.
Seite 65RFID Systems
Energie kleiner TransponderEnergie kleiner Transponder--Antennen (III)Antennen (III)
Man kann alternativ dazu die Anforderungen an die Reader-Infrastruktur gleich belassen, und die Resonanzfrequenz verändern, sodass sich mit gleichem Chip bei größerer und kleinerer Antenne wiederum gleiche Ansprech-Feldstärken ergeben. Man wird dabei die Resonanzfrequenz der kleinsten Antenne nahe an die Trägerfrequenz legen, und die Resonanzfrequenz größerer Antennen entsprechend höher ansetzen.
Dieses Konzept hat zusätzlich den Vorteil, bei ID-1 großen Antennen die Verstimmung bei mehreren gekoppelten Karten besser auszugleichen, sie setzt jedoch Chips mit sehr niedriger Leistungsaufnahme voraus, die mit standardkonformer Ansprechfeldstärke auch bei höherer Resonanzfrequenz betrieben werden können.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 66RFID Systems
Lastmodulation kleiner TransponderLastmodulation kleiner Transponder--AntennenAntennen
Ebenfalls vermindert sich bei kleineren Außenabmessungen von Transponder-Antennen die Lastmodulation, durch ein geringeres magnetisches Moment einerseits, und durch geringere Kopplung zu einer (im Allgemeinen) größeren Reader-Antenne. Bei gleichbleibender Empfindlichkeit des Readers hat das eine Verminderung der Kommunikations-Distanz zur Folge.
Dem kann man entgegenwirken
• durch eine Erhöhung des magnetischen Moments des Transponders
das bedeutet, den Blindstrom in der Antenne zu erhöhen (und damit Q), oder andererseits
• durch eine Erhöhung der Güte des Transponders (im Betrieb bei gleicher Feldstärke), da die Güte im Betrieb vor allem durch die Limiter-Spannung bestimmt wird, bedeutet das eine Erhöhung der Spannung an der Transponder-Antenne.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
↑→⋅⋅= IIANM ANTENNEANTENNED
Seite 67RFID Systems
2 Topologie2 Topologie--Optionen:Optionen:
LRCRC
AntennaChip
C
Connection
PPP
R
R
LRCRC
AntennaChip Connection
PPPC
ext. Cap.
C
R
RLRCRC
AntennaChip
C
Connection
PPP
ext. Cap.
C
R
R
Zusätzliche Parallel-Kapazität
- Blindströme erhöhen
=> magnetisches Moment erhöhen,
=> Q erhöhen,
=> Rückwirkung erhöhen (auch ∆∆∆∆Q)!
Zusätzliche Serien-Kapazität
- Impedanz-Transformation
=> Spannung an Antenne erhöhen
=> Q erhöhen,
=> Rückwirkung erhöhen (auch ∆∆∆∆Q)!
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 68RFID Systems
Topologien: Parallele Kapazität (I)Topologien: Parallele Kapazität (I)
Man kann zunächst die Induktivität und seriellen Wirkwiderstand der Antenne, z.B. einer kreisrunden Schleife, durch Formeln beschreiben
2
0
2 ~4
ln)( Nd
rrNNLS
⋅⋅
⋅⋅⋅=π
µ
NturnRNNR SS ~)1()( ⋅=
( ) ( ) ( )( )( )NR
NLNRNR
S
SSP
22 ω+=
( ) ( ) ( )( )( )NL
NLNRNL
S
SSP 2
22
ωω+
=
Werte:
µ0 = 4π10-7 Vs/Am......Magnetische Feldkonstante
r .................................Radius Transponder-Antenne
d = 0.15 mm...............Drahtdurchmesser
N.................................Anzahl der Windungen
ω = 2π 13.56 MHz.......Träger-Kreisfrequenz
Serielle Impedanzen werden dann mit Hilfe der Formel für die Güte in parallele Impedanzen umgeformt (gilt nur an der Trägerfrequenz!)
Seite 69RFID Systems
Chip-Widerstand und Antennenwirkwiderstand, sowie die gesamte Kapazität werden aufaddiert
( ) ( )( )NRR
NRRNR
PIC
PICSUM +
⋅=
EXTAPICSUM CCCC ++=
( ) ( )( )NL
NRNQ
P
SUMT ⋅
=ω
Values:
Chip resistance RIC ~ 4000 Ohm
Chip input Capacitance CIC ~ 17 pF
parasitic Antenna Capacitance CAP ~ 4 pF
external parallel Capacitance must beadded to achieve resonance frequency~ carrier frequency
0 2 4 6 8 100
5
10
15radius 2.2 cmradius 3 cm
Transponder circular Antenna turns N
Tra
nspo
nder
Q-f
acto
r (A
nten
na +
Chi
p)
Topologien: Parallele Kapazität (II)Topologien: Parallele Kapazität (II)
Der Q-faktor des gesamten Transponders ergibt sich damit zu
Um Q zu maximieren, gibt es eine optimale Windungszahl für die jeweiligen Verhältnisse!
Ein hohes Q ergibt hohe quasi-statische Belastung des Transponders und erlaubt auch hohes ∆Q und damit hohe Lastmodulation!
Seite 70RFID Systems
Für eine höhere parallele Kapazität ist also der Strom wichtig.
Ein Transponder arbeitet normalerweise mit einer Limitierung der Betriebsspannung für den Digitalteil, sodass sich (mit zusätzlichem Spannungsabfall am Eingangsgleichrichter) auch eine annähernd konstante Spannung am Antennenanschluss bzw. an der Kapazität ausbildet.
Vernachlässigen wir Zuleitungswiderstände, dann gilt für den Strom an der gesamten Kapazität
Cj
UI
Z
UI SUMC
ω1
=→=
Topologien: Parallele Kapazität (III)Topologien: Parallele Kapazität (III)
Für 13,56 MHz ergibt sich damit
pFmACAP CUI ⋅⋅= 0852,0
Man muss also auf ausreichend hohe Strombelastbarkeit der Zuleitungswege achten, besonders falls die gesamte Kapazität integriert werden soll.
Geringe Zuleitungswiderstände sind außerdem wichtig, damit die parallele Kapazität ihren Zweck erfüllen kann und sich hohe Blindströme ausbilden.
Seite 71RFID Systems
TopologiesTopologies: Parallel : Parallel CapacitanceCapacitance (3)(3)
0 2 4 6 8 100
2
4
6
8
10radius 2.2 cmradius 3 cmLimitOperational
Transponder circular Antenna turns N
Max
imum
Coi
l Vol
tage
V
Energy Consideration:
CREADERCTRANSP QiMfU ⋅⋅⋅= π2
Quality factor:
When the induced voltage gets too high, a voltage regulator limits the Chip voltage. This also limits the Q-factor of theTransponder.
0 2 4 6 8 100
5
10
15radius 2.2 cmradius 3 cm
Transponder circular Antenna turns N
Tra
nspo
nder
Q-f
acto
r (A
nten
na +
Chi
p)
0 5 10 15 20 25 300
5
10
15
20
254 turns6 turns
Transponder circular Antenna radius (mm)
Tra
nspo
nder
Q-f
acto
r (A
nten
na +
Chi
p)
Seite 72RFID Systems
TopologiesTopologies: Parallel : Parallel CapacitanceCapacitance (4)(4)
Load Modulation at thereader antenna isproduced by a change of the Transponder systemQ-factor!
If Q is high for the non-modulated case, ∆Q canbe high.
=> high loadmodulationamplitude!
There must also besufficient voltage for Chip operation!
=> find optimum for bothconditions, individualChip, specific application. 0 2 4 6 8 10
0
20
40
60
80
Transponder circular Antenna turns N
Load
Mod
ulat
ion
Am
plitu
de in
mV
(pp)
L C
Antenna
R
AC
DC
C
-dφdt
RX BRES
CHIP
R
Seite 73RFID Systems
Topologie: Serielle Kapazität (1)Topologie: Serielle Kapazität (1)
Anstatt die Windungszahl zu reduzieren, kann man sie auch erhöhen.
Das hat zunächst eine unerwünschte Reduktion der Resonanzfrequenz zur Folge, auch unter 13,56 MHz.
=>Lösung: Ein Kondensator in Reihe erlaubt, die Parallelresonanz zu gewünschten, höheren Frequenzen zu schieben (und führt auch noch eine weitere Resonanzstelle ein).
LRCRC
AntennaChip Connection
PPPC
ext. Cap.
C
R
R
1 .107
1.15 .1071.3 .10
71.45 .10
71.6 .10
71.75 .10
71.9 .10
72.05 .10
72.2 .10
72.35 .10
72.5 .10
70
1000
2000
3000
Impedance with Cserial = 18p F
Impedance without Cserial
Impedance with Cserial = 18p F
Impedance without Cserial
Imped
ance
in O
hm
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 74RFID Systems
Topologie: Serielle Kapazität (2)Topologie: Serielle Kapazität (2)
Die Anordnung aus serieller und paralleler Kapazität kann nun auch als ein Anpassnetzwerk gesehen werden, das den Chip (mit begrenzter Betriebs-Spannung) an eine Antenne mit höherer Impedanz ankoppelt.
CC
R
Antenna Matching Chip
Wesentlich ist dabei, dass die Spannung an der Antenne nun viel höher als am Chip sein darf. Die Güte des Transponders ist bei gleicher H-Feldstärke entsprechend höher.
Die quasi-statische Rückwirkung, aber auch die Lastmodulation wird damit wesentlich größer.
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 75RFID Systems
Topologie: Serielle Kapazität (3)Topologie: Serielle Kapazität (3)
Praktische Messung der Lastmdoulation an einer kleinen, kreisförmigen Transponder-Antenne:
Normale Topologie
=>Lastmodulation zu niedrig!
Load Modulation (Sideband Levels) small antenna normal Topology
0,00
5,00
10,00
15,00
20,00
25,00
30,00
35,00
40,00
1 2 3 4 5 6 7 8
H-field in A/m (rms)
Sid
eban
d L
evel
s in
mV
(p)
Lower SBL
Upper SBL
ISO-Limit Class 1
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 76RFID Systems
Topologie: Serielle Kapazität (4)Topologie: Serielle Kapazität (4)
Load Modulation (Sideband Levels) small antenna C serial
0,00
5,00
10,00
15,00
20,00
25,00
30,00
35,00
40,00
1 2 3 4 5 6 7 8
H-field in A/m (rms)
Sid
eban
d L
evel
s in
mV
(p)
Lower SBL
Upper SBL
ISO-Limit Class 1
Praktische Messung der Lastmdoulation an einer kleinen, kreisförmigen Transponder-Antenne:
Topologie mit serieller Kapazität
=>Lastmodulation mehr als ausreichend!
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 77RFID Systems
ReferenzenReferenzen
[1] An Introduction to Circuit Analysis, Donald E. Scott, McGraw-Hill 1987, ISBN 0-07-100309-6
[2] ISO/IEC JTC1/SC17/WG8/TF2 N394, LETI/CEA Grenoble, T. Thomas
[3] SC17 WG8 TF2 N597 Multiple PICCs in a single Operating Field (IFX, 2008)
[4] ICode Coil Design Guide, Philips Semiconductors Application Note, Rev. 3.0, 2002
[5] ISO/IEC JTC1/SC17/WG8/TF2 N 415R1, ISO/IEC JTC1/SC17/WG8 N 947R1
[6] N553 Measurement methods for antenna classes (NXP, 06/2007)
[7] N554 Introducing generic concept to classify PICC antennas (NXP, 06/2007)
[8] N567 Small Antenna Classes, Classification, Requirements and Measurement methods (IFX, 04/2008)
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 78RFID Systems
Trainingsfragen zur VerständniskontrolleTrainingsfragen zur Verständniskontrolle
• Wie ergibt sich die induzierte Wechselspannung an einem Transponder (Einflussfaktoren)?
• Wie verläuft die Ansprechfeldstärke eines Transponders bezogen auf seine Resonanzfrequenz? Soll man die Resonanzfrequenz eher über, oder unter die Trägerfrequenz legen? Wie optimiert man für Bauteil-Streuung?
• Welche Vor- und Nachteile hat eine hohe Eingangskapazität?
• Hat ein unlimitierter Parallelresonanzkreis mit Resonanz auf der Trägerfrequenz mit mehr oder weniger Antennen-Windungen stärkere quasi-statische Rückwirkung auf den Reader? Warum?
• Was kann man tun, um die Lastmodulation eines Transponders zu erhöhen?
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Seite 79RFID Systems
Messreihe zur quasiMessreihe zur quasi--statischen Rückwirkung statischen Rückwirkung unlimitierter Transponderunlimitierter Transponder
Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder:
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Ohm Q total H-Reduktion Q total H-Reduktion Q total H-Reduktion Q total H-Reduktion100000 57,03 0,893 67,42 0,893 86,73 0,861 107,17 0,78410000 25,00 0,867 30,94 0,883 41,49 0,854 57,79 0,7951800 6,51 0,939 8,28 0,929 11,40 0,904 17,34 0,871470 1,83 0,978 2,35 0,973 3,25 0,963 5,08 0,948100 0,40 0,992 0,51 0,992 0,71 0,989 1,12 0,987
100000 57,03 0,869 67,42 0,879 86,73 0,835 107,17 0,74010000 25,00 0,872 30,94 0,852 41,49 0,810 57,79 0,7331800 6,51 0,926 8,28 0,909 11,40 0,881 17,34 0,847470 1,83 0,975 2,35 0,968 3,25 0,957 5,08 0,938100 0,40 0,994 0,51 0,992 0,71 0,989 1,12 0,984
100000 57,03 0,789 67,42 0,757 86,73 0,671 107,17 0,55710000 25,00 0,790 30,94 0,758 41,49 0,693 57,79 0,6101800 6,51 0,884 8,28 0,855 11,40 0,816 17,34 0,760470 1,83 0,958 2,35 0,943 3,25 0,927 5,08 0,898100 0,40 0,983 0,51 0,981 0,71 0,979 1,12 0,971
Anzahl Windungen Transponder-Antenne (78,6 x 23 mm)6 5 4 3
Rüc
kwirk
ung
auf
ISO
/IE
C10
373-
6 P
CD
-Ant
enne
Sen
de-
ante
nne
Q
= 1
2
Sen
de-
ante
nne
Q
= 1
9
Sen
de-
ante
nne
Q
= 3
5
Seite 80RFID Systems
Messreihe zur quasiMessreihe zur quasi--statischen Rückwirkung statischen Rückwirkung unlimitierter Transponder (II)unlimitierter Transponder (II)
Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder:
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
0,00
20,00
40,00
60,00
80,00
100,00
120,00
100000 10000 1800 470 100
6 Windungen 5 Windungen 4 Windungen 3 Windungen
Seite 81RFID Systems
QuasiQuasi--Statische Rückwirkung unlimitierter Statische Rückwirkung unlimitierter TransponderTransponder
Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder:
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Reduktion der Feldstärke der Q35 Antenne durch Rückwirkung des Transponders
0,50
0,55
0,60
0,65
0,70
0,75
0,80
0,85
0,90
0,95
1,00
0 20 40 60 80 100
Güte des Transponders
Red
ukt
ion
der
H-F
eld
stär
ke
6 Windungen
5 Windungen4 Windungen
3 Windungen
Seite 82RFID Systems
QuasiQuasi--Statische Rückwirkung unlimitierter Statische Rückwirkung unlimitierter TransponderTransponder
Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder:
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Reduktion der Feldstärke der Q19 Antenne durch Rückwirkung des Transponders
0,50
0,55
0,60
0,65
0,70
0,75
0,80
0,85
0,90
0,95
1,00
0 20 40 60 80 100
Güte des Transponders
Red
ukt
ion
der
H-F
eld
stär
ke
6 Windungen
5 Windungen4 Windungen
3 Windungen
Seite 83RFID Systems
QuasiQuasi--Statische Rückwirkung unlimitierter Statische Rückwirkung unlimitierter TransponderTransponder
Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder:
LV 440.417LV 440.417LV 440.417LV 440.417
Reduktion der Feldstärke der Q12-Antenne durch Rückwirkung des Transponders
0,50
0,55
0,60
0,65
0,70
0,75
0,80
0,85
0,90
0,95
1,00
0 20 40 60 80 100
Güte des Transponders
Red
ukt
ion
der
H-F
eld
stär
ke
6 Windungen
5 Windungen4 Windungen
3 Windungen
Seite 84RFID Systems