Annamaria Gentili - La DDRR, una sorprendente antenna a basso rumore

Fig. 1 Vista completa della messa a punto dell 'antenna DDRR di tipo militare durante le prove di comunicazione a largo raggio nello spettro di frequenze da 2,0 a 30 MHz. I pali neri verticali che sostengono gli elementi circolari sono tubi di f iberglass coperti con isolatori ad

alveare. Le mani dell 'ingegnere a sinistra sono poggiate sul condensatore di accordo variabile a vuoto da 50 KV. L'altezza dell 'anello in primo piano è di 6 piedi (1.83 metri)

mentre l 'elemento circolare più interno per i 17,2 - 30 MHz è alto 1,5 piedi (45 cm). (foto della Northrop Corporation).

Traduzione di Annamaria Gentili e timida impaginazione di i0hou

Una volta sì che era facile e bello fare il radioamatore! Dovevate solamente uscire nel vostro cortile di mezzo acro, installare una coppia di pali telefonici da 90 piedi (27 m) e sospendere in cielo un'antenna Zeppelin di 80 metri. Per lavorare la vecchia cara banda dei 160 metri era sufficiente alimentare quel filo sospeso in cielo come una "L" invertita

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rispetto la terra. Sulle bande a frequenza più alta il gioco consisteva nell'accordare la linea di trasmissione bifilare bilanciata da 600 ohm collegata a questa sommità orizzontale fino a caricare bene l'apparato. Questi vecchi tempi d'oro sono ormai solo dolci ricordi nella memoria dei pionieri.

Oggi il radioamatore ha già i suoi grossi problemi nel cercare spazio sufficiente all'aperto dove erigere un'antenna qualsiasi, figuriamoci se può installare quella ottimale. C'è, comunque, almeno un modo per uscir fuori da questo dilemma di spazi ristretti, un modo trovato qualche anno addietro dalle forze militari: usare un, antenna elettricamente accorciata. Le forme convenzionali di tali antenne, le cui dimensioni fisiche sono piccole in confronto alle lunghezze d'onda operative, sono ben più famose per convertire la potenza RF d'ingresso in calore piuttosto che in buoni segnali in aria. Le antenne, contrariamente agli altri componenti delle radiocomunicazioni, hanno resistito ostinatamente agli sforzi di miniaturizzazione. Negli ultimi sessant'anni, comunque, è stata intrapresa una silenziosa ma intensa battaglia tecnica nel tentativo di ridurre le dimensioni fisiche delle antenne trasmittenti mantenendo però una ragionevole efficienza. Questa battaglia è lontana dall'essere vinta. Ciò nonostante a tutt'oggi sono stati fatti alcuni limitati progressi, come per esempio guadagni sorprendenti in termini di flessibilità della funzione d'antenna. Come uno stanco ma ancora entusiasta veterano di questa guerra tecnica, sentivo che alcuni dei più recenti aggeggi radianti escogitati potevano all'occorrenza essere di interesse e di valore per il radioamatore. Con questo spirito, quindi, lo scopo di questo articolo non sarà solamente di descrivere come sono fatti questi dispositivi elettromagnetici, ma anche di suggerire quei dettagli tecnici sufficienti che permettano al radioamatore di progettarseli e sperimentarseli da solo.

La maggior parte delle antenne discusse sono formate da linee di trasmissione RF irradianti di piccole dimensioni elettriche. La maggior parte di esse è stata originata dall'interesse militare di ridurre l'altezza verticale e le dimensioni delle antenne convenzionali. Esse però sono ancora così nuove che esistono in numero piccolissimo e prestano servizio ancora e solo in applicazioni militari. Poiché le passate esperienze hanno svelato che l'approccio con la sola bobina di carico è la maniera meno efficiente di caricare reattivamente un'antenna accorciata, tutte queste antenne più recenti ed esotiche sono portate in risonanza mediante condensatori aventi perdite estremamente basse che compensano i limiti della stretta banda passante intrinseca in quanto rendono l'antenna capace di accordi molto rapidi in frequenza. Alcune, come la LPT, sono anche capaci di prestazioni a larga banda con buona efficienza malgrado la piccola altezza. Tutte queste offrono al radioamatore con QTH di piccole dimensioni determinati vantaggi sulle antenne convenzionali. Alcune offrono un reale vantaggio pratico nelle comunicazioni sulle intere bande amatoriali. Quindi discuteremo le nuove antenne dal punto di vista del radioamatore.

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LA DDRR - RADIATORE AD ANELLO PILOTATO DIRETTAMENTEL'antenna DDRR1 mostrata in fig. 1 può ben essere chiamata la

"piccola meraviglia multibanda". Si accorda per l'intero tratto da 2.0 a 30 MHz ed accetta contemporaneamente fino a 4 trasmettitori autoaccordati da 10 KW (i KWmen del Texas ed i DX'ers prendano nota!). La fig. 1 mostra la messa a punto della DDRR per i controlli di comunicazione HF a lunga distanza prima della sua installazione sulla nave USS Wheeling. La fig. 2 è una veduta aerea della stessa DDRR a bordo della Wheeling durante le prime prove in mare. Sebbene l'antenna sia abbastanza robusta per operare bene anche durante le ondate dei temporali in mare, è stata successivamente coperta con un'apposita scatola in fiberglass. E' stata collocata sul tetto dell'hangar degli elicotteri perché il tetto metallico ed il mare circostante si comportano come un perfetto piano conduttore di terra.

Il diametro massimo della DDRR della Wheeling è di 35 piedi (10.5 m) con il suo elemento più esterno ad un'altezza di soli 6 piedi (1.8 m) al di sopra del piano di terra. Sebbene tali dimensioni possano non rendere immediatamente l'idea di "piccole dimensioni", l'antenna appare piccola se confrontata con i 492 piedi (150 m) della lunghezza d'onda a 2.0 MHz. La Wheeling ha operato nel programma di esplorazione spaziale Apollo come centro della rete di controllo universale HF, ed è tuttora impegnata in simili missioni scientifiche. La sua DDRR è composta da un totale di 5 elementi radianti circolari concentrici. Il più esterno si accorda da 2.0 a 3.3 MHz ed i quattro anelli più interni coprono rispettivamente le bande da 3.3 a 5.7 MHz, da 5.7 a 10 MHz, da 10.0 a 17.2 MHz e da 17.2 a 30 MHz. Gli estremi di ciascun elemento circolare sono connessi al piano metallico di terra mediante sostegni di metallo. A metà strada lungo la circonferenza di ciascun anello conduttore viene effettuata una connessione a terra mediante condensatori variabili individuali a vuoto da 50 KV. Ciascun condensatore variabile è controllato a distanza dalla cabina radio della nave mediante servomotori bifase a velocità variabile. Ciascun elemento circolate della DDRR è alimentato direttamente con linea individuale di trasmissione coassiale a 50 ohm senza richiedere reti di adattamento di impedenza ausiliare per un basso ROS. Originariamente era stato previsto di installare ai terminali di ciascun elemento un riflettometro per l'accordo in forma completamente automatica e la messa in passo in frequenza con i trasmettitori associati. Comunque, non mi risulta che dette unità siano mai state installate.

Nella cabina radio c'è una consolle con lettura a display che dà continue informazioni su: (a) l'identità del trasmettitore funzionante al momento per ciascun elemento della DDRR: (b) la frequenza su cui è sintonizzato ciascun elemento della DDRR; (c) il ROS in ciascuna linea di

1 Brevetti USA (J.M.Bover): #3,151,329 #3,247,515 #RE26 196 Tutti assegnati alla Northrop Corporation, Hawthorne, California

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alimentazione. Comunque, malgrado tutti questi automatismi, un operatore esperto al buio più totale può accordare manualmente la DDRR fino a sentire in picco di fruscio in sottofondo in un ricevitore sintonizzato alla frequenza desiderata. Quando si osserva il picco di fruscio, il ROS sulla linea di alimentazione dell'antenna è inferiore a 2:1 e l'antenna è pronta ad accettare la piena potenza del trasmettitore. Al di fuori di questa frequenza, il ricevitore collegato alla DDRR sembra muto ed il suo S meter rimane fermo sullo zero.

Tutti gli elementi di un'antenna DDRR vengono messi in continua al potenziale di terra attraverso shunts di impedenza estremamente bassa aventi alta capacità di corrente. Di conseguenza l'apparato elettronico collegato è abbastanza ben protetto contro gli effetti dannosi dei transitori di tensione indotti sulla struttura della nave dai colpi dei fulmini. Tali shunts per la continua servono anche come scarichi statici durante le manifestazioni atmosferiche quando l'impatto con neve o particelle di pioggia cariche può creare sulle antenne convenzionali dei potenziali di tensione molto elevati. In tali condizioni atmosferiche, il livello di rumore in ricezione con una DDRR è almeno 20 dB inferiore a quello di un'antenna senza scarichi statici.

Fin qui abbiamo parlato di un'antenna militare. Fortunatamente, comunque, sono capace di darvi un accenno su come opera una tale DDRR multi-banda sulle bande amatoriali. Durante i controlli preliminari a terra dell'antenna nel sud della California, è stato abbastanza naturale che alcuni radioamatori con regolare licenza che operavano come ingegneri e tecnici sul progetto, smaniassero letteralmente dalla voglia di sapere come quella "cosa" lavorasse sulle frequenze amatoriali. E' stato chiesto il nominativo W6UYH per le operazioni in portatile ed una sera la combriccola si è radunata vicino al grosso furgone per le radiocomunicazioni. Per una prima chiamata in 160 metri, tanto per tastare le condizioni della banda con un radiatore standard, è stata usata un'antenna a traliccio da 1/4 d'onda alta 110 piedi (33 m). Questa antenna, di altezza variabile, era stata usata come monopolo di riferimento a λ/4 durante i controlli militari, ed era possibile alzarla o abbassarla a terra in tre minuti. E' stato rapidamente fatto un certo numero di contatti con stazioni relativamente locali; naturalmente, usando il grosso traliccio verticale, sono stati assicurati rapporti eccellenti. Il livello di QRN era sostenuto e si notava un forte disturbo LORAN. Fu tolta la verticale e con un colpettino al pulsante del motore si portò la DDRR nella zona alta dei 160 metri (ci eravamo assicurati che potesse scendere un "pochino" al di sotto dei 2.0 MHz, hi!!). Quasi immediatamente abbiamo ascoltato un certo numero di stazioni che ci chiamavano dalle isole Hawaii. I KH6 dicevano di averci chiamato ripetutamente dopo il nostro primo CQ. Noi non avevamo ascoltato il loro segnale relativamente debole per il fatto che era seppellito sotto il QRN; ma ora arrivavano forti e chiari con un rumore di fondo molto più basso. Abbiamo anche osservato che il disturbo LORAN era sceso in ampiezza e che il QRM proveniente dai canali adiacenti era pressoché scomparso. In trasmissioni successive di confronto in condizioni di fading basso alle stazioni dell'isola è sembrata esserci, se c'era, una differenza minima nella forza del segnale tra la

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DDRR ed il monopolo a λ/4. Essendo ingegneri, i radioamatori presenti ne furono un po' sorpresi. Tutti quanti avevamo avuto una certa preoccupazione per la stretta banda passante della DDRR di altezza elettricamente accorciata, sapendo che avrebbe dovuto funzionare efficacemente in un duro combattimento con la tanto cercata bassa resistenza ohmica RΩ della configurazione. Eppure adesso, impiegata in un sistema bilaterale effettivo di comunicazione HF, questa antenna stava agendo come uno stretto filtro passa-banda prima del primo stadio del ricevitore, preveniva perdite di sensibilità dovute al sovraccarico di rumore bianco casuale, e riduceva fortemente il QRM migliorando considerevolmente il rapporto segnale/disturbo rispetto ad una grossa antenna. Come ha saggiamente osservato un vecchio OM presente in cabina radio: "Dovete prima ascoltarli, ragazzi, e poi li potrete lavorare !!". Spostatici sugli 80 metri, è stata la stessa storia. La ricezione, usando il traliccio verticale a λ/4 relativamente grande, provocava un doloroso disturbo all'udito; con la DDRR abbiamo lavorato VKs ZLs e Js tagliandoli fuori dal rumore di fondo e dal QRM come se stessimo usando un coltello caldo nel burro. Ed ancora, poiché sulle frequenze militari assegnate non erano disponibili stazioni di controllo a distanze intermedie dal luogo dove era installata la nostra stazione, abbiamo potuto osservare per la prima volta sulle gamme amatoriali un'altra prestazione caratteristica deliberatamente studiata della nostra DDRR biposto: l'abilità di lavorare stazioni durante le ore diurne a distanze maggiori di quelle della zona dove diminuisce l'onda di terra prodotta da antenne verticali a λ/4. Nel progetto della nostra DDRR biposto sono stati adottati accorgimenti tali da generare un ulteriore lobo nel diagramma di radiazione ad angolo molto alto in aggiunta al classico "bombolone" ad angolo molto basso tipico della normale DDRR polarizzata verticalmente. Nella gamma più bassa delle HF da 1.0 a 8.0 MHz, la ionosfera riflette fortemente i segnali incidenti ad alto angolo sopra l'orizzonte. Questo effetto viene chiamato "modo risonante" di comunicazione ionosferica ed è di interesse strategico per scopi militari perché consente una estensione della gamma dei contatti radio durante le ore diurne. Ci siamo goduti QS0 diurni con stazioni che distavano dalle 100 alle 500 miglia (180 - 950 Km) su 160, 80 e 40 metri, stazioni che non potevano essere lavorate con il nostro monopolo di riferimento a λ/4. Il successivo uso della DDRR sulla USS Wheeling ha verificato in mare le stesse prestazioni di estensione dell'area di collegamento diurno sui canali più bassi delle HF al di fuori delle bande amatoriali.

FUNZIONAMENTO DELLA DDRRPoiché molto sia del funzionamento che della teoria della DDRR si presta

egualmente bene alle operazioni sulle moderne antenne a linea di trasmissione discusse nella seconda parte di questo articolo, è opportuno dare qui qualche ragguaglio su come funziona un'antenna DDRR. Visto che ci siamo, suggeriremo al lettore anche tutti i segreti per costruirsi da solo una DDRR da usare sulle bande amatoriali. Stiamo parlando di un progetto ottimale, di modo che alla fine vi troverete con una piccola ed efficiente antenna invece di un "radiatore termico" di RF. Non preoccupatevi, non useremo formule di alta matematica.

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Una DDRR può essere progettata per l'uso su una sola banda amatoriale, oppure per coprire tutte le frequenze amatoriali assegnate nella regione HF. Una volta capito il progetto dell'elemento per una singola banda, non ci saranno problemi nell'aggiungere altri elementi per la copertura delle altre bande. Noi supporremo che l'ipotetico utente viva in un QTH urbano, in uno spazio tipicamente ristretto dove l'installazione di un sistema di piano di terra artificiale veramente efficiente sia completamente fuori discussione per molte ragioni pratiche; per rendere il progetto ancora più attraente, nel nostro esempio verrà usata una altezza verticale di soli 6 piedi (1.8 m), unitamente alla scelta di un unico valore per il diametro esterno del conduttore che verrà impiegato per tutte le sezioni dei conduttori della DDRR.

Le relazioni di progetto fornite sono espresse in forma tale che volendo è possibile sostituire sia il diametro esterno dei conduttori, sia l'altezza dell'antenna, sia la banda di frequenza. Infine verranno forniti dettagli per aggiungere altri elementi all'esempio di progetto monobanda per trasformarlo in uno multi-banda.

La fig. 3(a) mostra una DDRR biposto simile al modello della Wheeling, eretta su una superficie continua che funziona da piano di terra altamente conduttivo. Temporaneamente per i nostri scopi di discussione prenderemo in considerazione questo tipo super di piano di terra; successivamente per il modello destinato ai QTH pratici lo scarteremo completamente. Inoltre, ci limiteremo al modello di DDRR monoposto poiché quello biposto non consente un progetto di dimensioni minime che vada bene per un uso amatoriale. Nello schema viene mostrato il flusso delle correnti RF sia nei conduttori superiori che nel piano di terra, nello stesso istante di un ciclo RF. Si è osservato che la direzione delle correnti nel piano di terra, non è radiale come in una semplice antenna monopolo verticale. Nella fig. 3(b) viene mostrata vista di fianco solo metà della circonferenza dell'antenna DDRR biposto. Poiché la parte di elemento di DDRR che vi figura comprende un tratto di conduttore verticale, un conduttore orizzontale elevato e parallelo al piano di terra, un condensatore di accordo C, ed anche i terminali di ingresso per l'alimentazione, sarà questo l'elemento di antenna DDRR del nostro progetto finale.

Si dovrebbe vedere immediatamente che tutta la DDRR si riduce ad una linea di trasmissione sbilanciata monofilare parallela alla terra ad altezza h e "cortocircuitata" a terra ad una sua estremità mediante un palo verticale. Questo dovrebbe essere facile! Ora, saremmo d'accordo con voi che il conduttore orizzontale di lunghezza totale S° parallelo alla terra, non forma niente di più di uno spezzone di linea di trasmissione RF monofilare (o stub). Ma non frenate la vostra immaginazione e lasciatevi andare con noi nel considerare il tratto verticale di "cortocircuito" posto ad un'estremità di tale linea come un'altra linea di trasmissione separata e differente. Qualsiasi buon manuale di antenna per radioamatori dà la formula per trovare l'impedenza caratteristica di una linea monofilare

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sopra la terra in funzione della sua altezza h e del diametro del suo conduttore d. Essa è semplicemente:

(1-1.0) Kc = 138 log10 (4 h/d) in ohmArmati dell'equazione (1-1.0), cominciamo con il selezionare la banda

degli 80 m da usare nel nostro esempio. Iniziamo il progetto al limite di frequenza superiore di 4.0 MHz. A 4.0 MHz la lunghezza d'onda in aria è 984/4.0 MHz cioè 246.00 piedi. Abbiamo detto che avremmo usato un'antenna verticale di soli 6 piedi. Qui non precisiamo e non teniamo in considerazione il diametro del conduttore nel determinare la lunghezza elettrica (h°) dell'elemento verticale a 4.0 MHz. Fissiamo invece arbitrariamente un diametro esterno di 4.0 pollici per i conduttori sia del tratto orizzontale che verticale, scegliendo tubi di lega di alluminio di spessore sottile (del tipo 6061T6 o altre leghe saldabili). Fissando l'altezza verticale (h°) a 6 piedi, il suo diametro (d°) a 4 pollici e cioè a 0.33 piedi, il suo raggio (a°) a 0.17 piedi, troviamo le seguenti "dimensioni elettriche" a 4.0 Mhz:

h° = 6'/246.00'x 360° = 8.78 gradi

d° = 0.33'/246'x 360° = 0.48 gradi

a° = 0.17'/246'x. 360° = 0.24 gradi

Conoscendo queste dimensioni, ci è possibile usare la (1-1.0) per ottenere la impedenza caratteristica (Kc) della linea orizzontale sopra la terra, e cioè:

Kc = 138 log10 (4h/d) = 138 log10 (4 x 8.78/0.48) = 138 (1.86)

= 256.70 ohmGuardando ora il palo verticale vero e proprio, ci sembra di trovarci di

fronte ad un grosso problema nel determinare la sua impedenza caratteristica. Per esempio, noi sappiamo che un altro modo per definire l'impedenza caratteristica di una comune linea di trasmissione RF è in funzione del rapporto tra l'induttanza serie distribuita (L) del conduttore e la sua capacità di shunt distribuita (C) fra i conduttori. Tale relazione si scrive come Zo = SQR[L/C] ohm. Noi sappiamo che potremmo ottenere Kc uguale a 256.70 ohm per la sezione di linea orizzontale attraverso questa formula alternativa se potessimo appunto misurare l'induttanza serie distribuita (L) lungo il nostro conduttore di 4.0 pollici di diametro e la sua capacità di shunt distribuita (C) rispetto terra per unità di lunghezza. Tale impedenza caratteristica è costante lungo l'intera lunghezza della linea di trasmissione orizzontale della DDRR, poiché il diametro del suo conduttore (d°) e la sua altezza (h°) sono costanti per

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unità di lunghezza e perciò danno L e C costanti. Guardando il palo verticale, vediamo che questo non può essere nel caso di un conduttore cilindrico montato su una superficie piana di terra.

Chiunque può vedere che se seghiamo una certa fetta di data larghezza del conduttore del palo verticale ad una altezza, diciamo, di 1/4 di pollice da terra e misuriamo qui la capacità di shunt di questa sezione isolata da terra e poi ripetiamo la stessa procedura ad una altezza di 36 pollici e poi a 72 pollici, la capacità di shunt sarà massima all'altezza di 1/4 di pollice da terra, sarà minore a 36 pollici e sarà minima a 72 pollici. Poiché la capacità di shunt varia con l'altezza h°, il rapporto L/C non potrà essere costante: quindi, l'impedenza del tratto verticale considerato come linea di trasmissione RF dovrà essere una funzione dell'altezza h°. Nello stesso tempo voi avrete il sospetto che il tratto verticale della DDRR sia qualcosa in -giù di un semplice palo di "cortocircuito". Forse vi chiederete dove vogliamo arrivare.

Bene, avete perfettamente ragione. Non solo l'impedenza caratteristica della linea di trasmissione RF del tratto verticale varia con l'altezza, ma questa linea è anche un'antenna monopolo verticale connessa a terra. Come trovare l'"impedenza caratteristica" di un'antenna monopolo? Bene, grazie ad un brillante studioso di antenne, dr. S.A.Schelkunoff dei Bell Telephone Laboratories2, noi possiamo semplicemente fare:

(1.20) Km = 60 [2.3026 log10 (2 h/a) – 1.0] ohmQuesta equazione ci dà l'impedenza caratteristica media3 di

un'antenna monopolo a conduttore cilindrico verticale sopra la terra, avente un raggio a ed una altezza h. E' un valore medio perché l'impedenza caratteristica di un'antenna monopolo varia con la sua lunghezza h. L'equazione (1-2.0) di Schelkunoff sembra molto semplice e molto simile alla (1-1.0) eppure è carica come dinamite elettromagnetica! Discuteremo appunto come nella seconda parte dell'articolo. Qui possiamo onestamente dire che, a prescindere dalla legge di Ohm, questa semplice piccola formula può diventare una delle più utili espressioni conosciute alla comunità dei radioamatori per ottenere facilmente e velocemente risposte concrete a problemi reali d'antenna di tutti i tipi. Oh, certo, se voi moltiplicate il risultato ottenuto dalla (1-2.0) per due otterrete l'impedenza caratteristica media (Ka) di un'antenna dipolo bilanciata nello spazio libero di lunghezza totale 2h formata da due identici monopoli di lunghezza "h" e con il raggio del conduttore cilindrico "a".

2 S.A.Schelkunoff "Antennas Arbitrarvi Size and Shape" PROC. I.R.E. 29, 493 - 521 (Sett. 1941)

3 I simboli Kc e Km vengono usati per indicare l'impedenza caratteristica della linea di trasmissione orizzontale e del monopolo d'antenna verticale, rispettivamente, invece di Zo, allo scopo di evitare che questi valori vengano confusi con la Zo della linea di trasmissione standard quando la useremo per alimentare l'antenna DDRR.

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Fig.2. L'antenna DDRR viene qui mostrata installata a bordo della nave USS Wheeling della Marina USA. L'antenna si vede montata sull'hangar degli elicotteri. Pur operando

efficacemente anche esposta al maltempo, l 'antenna è stata successivamente coperta con un contenitore in fiberglass (foto uff iciale della Marina USA).

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Fig. 3 (4) La DDRR biposto del tipo Wheeling opera su un piano di terra a latra metallica e

viene mostrato il flusso delle correnti negli elementi e nella terra.(5) Sezione raddrizzata linearmente di mezza circonferenza di una DDRR biposto.(6) Progetto schematico del palo monopolo verticale a linea di trasmissione 'terminato'

nella sezione di linea orizzontale.(7) Circuito equivalente dell'antenna monopolo a linea di trasmissione caricata con

reattanza sulla sommità.(8) Diagramma per l'adattamento della linea di alimentazione alla antenna DDRR.(9) Circuito equivalente dell'impedenza di ingresso al punto di alimentazione X.

SINTONIA DELLA DDRRArmati della semplice formula (1-1.0) e della apparentemente semplice

equazione (1-2.0), siamo perfettamente equipaggiati per progettare la nostra DDRR per la risonanza e l'accordo sull'intera banda degli 80 metri (o un pochino di più). Ritornando alla fig. 3(c), l'antenna DDRR viene mostrata come un sistema d'antenna composto da due distinte linee di trasmissione RF, una connessa all'altra. Per favore, non lasciatevi ingannare dal disegno! La prima sezione di linea di trasmissione che si vede "distesa su un fianco", rappresenta ancora il tratto verticale dell'antenna DDRR. E' soltanto più facile indicare il tratto verticale in questo modo quando lo si rappresenta come linea di trasmissione RF. Nel nostro disegno schematico del sistema d'antenna DDRR a linee monofilari, abbiamo due terminali che rappresentano la base del palo verticale sul piano di terra; il terminale 1G indica la terra nel punto dove la base finale del palo lA si connette ad essa. Ad una distanza di h° lontano dalla base del palo, l'estremo superiore del monopolo di linea di trasmissione ha un secondo terminale 2A; la terra ad esso corrispondente è ora indicata con -2G e rappresenta la proiezione circolare di raggio h° sulla superficie piana di terra, essendo la base del palo il centro di detto cerchio (un po' strano, in verità, ma trattando con le antenne abbiamo bisogno d'immaginazione!). Poi, l'estremità del conduttore della linea orizzontale è contrassegnato con 3A nel punto in cui è collegata con l'estremità superiore del palo 2A. Sul piano di terra, direttamente sotto il punto 3A, corrisponde il terminale di terra 3G.

Ad una distanza S° lungo la linea di trasmissione orizzontale di impedenza caratteristica Kc ad altezza costante h° c'è l'altra estremità contrassegnata con 4A. Ancora, direttamente sotto 4A, c'è il corrispondente punto 4G del piano di terra. Il condensatore di accordo C è collegato fra i terminali 4A e 4G della linea di trasmissione orizzontale.

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Usando l'equazione (1-2.0) possiamo ora cercare la Km media del particolare tratto verticale di lunghezza h° = 8.78° con un raggio del conduttore a° = 0.24°, valori da noi scelti:

Km = 60 [2.3026 log10 (2 x 8.78° / 0.24°) - 1.0] = 60 x (3.29) = 197.57 ohm

Immaginiamo che in qualche modo nel nostro sistema a due linee di trasmissione RF venga immessa energia RF a 4.0 MHz. Poiché le due linee non sono terminate in carichi resistivi rispettivamente uguali a Km e Kc, queste due linee RF sono malamente disadattate in impedenza; esse agiranno come quello che si chiama "spezzone di linea di trasmissione" (o stub) e lungo le loro rispettive lunghezze provocheranno onde stazionarie di ampiezza rilevante. Per il momento supponiamo che il condensatore C sia assente oppure regolato ad una impossibile capacità minima di zero Farad. In queste condizioni ai terminali d'uscita 2A e 2G della linea di trasmissione del tratto verticale si vedrà un carico reattivo jXin(3A, 3G) prodotto dalla sezione di linea orizzontale di lunghezza S°. Poiché la capacita C è assente e noi per adesso stiamo ignorando altri elementi come la resistenza di radiazione Rr dell'antenna, possiamo scrivere il valore di jXin(3A, 3G) ohm che viene visto dal tratto di linea verticale come carico applicato al suo terminale d'uscita (l'estremità superiore). Vediamo la fig. 3(d). Essa è:

(1-3.0) jX(3A,3G) = - jKc cotan S° ohmPoiché abbiamo detto che per il momento la nostra antenna non

possiede nessuna resistenza o termine reale dell'impedenza, allora jX(3A,3G) sarà una reattanza pura. Il tratto verticale agisce ora come una linea di trasmissione RF di lunghezza h°, e il carico jX(3A,3G) ai capi dei suoi terminali d'uscita (2A,2G), verrà cambiato in valore come se fosse mosso o trasformato in discesa dalla lunghezza h° della linea verticale fino ai suoi terminali d'ingresso (1A,1G). Questo cambiamento, o proprietà di trasformazione è sinteticamente rappresentato dalla ben nota equazione delle linee di trasmissione chiuse:

(jX ( )) cos θ° - jK sen θ°(1-4.0) jXin() = K ----------------------------------

K cos θ° + (jX( )) sen θ°

Detta equazione è scritta in forma appropriata solo per linee di trasmissione che terminano in un carico jX() puramente reattivo. Il

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simbolo K indica l'impedenza caratteristica della linea di trasmissione e θ° la sua lunghezza in gradi. Da qui si ricava la prima regola per il progetto della DDRR:

"Affinché una antenna verticale monopolo di lunghezza h° elettricamente piccola possa diventare risonante ad una data frequenza operativa fo per mezzo di una reattanza di carico jX(3A,3G), gli ohm posti fra la sua cima e la terra debbono avere un valore esattamente tale da cambiare il valore di jXin(1A,1G) = j zero ohm alla base dove il monopolo si unisce al piano di terra”

Ciò significa che se, e solo se, voi imponete la condizione che jXin() sia eguagliata a j zero ohm, allora non avete bisogno di risolverla per intero. Tutto ciò che dovete fare è di applicare una impedenza di carico jX() che, moltiplicata per il coseno della lunghezza θ° della linea elettrica, renda la somma algebrica del numeratore uguale a zero. In dette condizioni jXin() dovrà scendere a zero ohm. E qui la sorte ci è benigna. Infatti se

(1-5.0) - j Kc cotan S° = - j Km tan h°

la somma algebrica di jX( ) cos h° + j Km sen h° sarà zero ohm, facendo andare jXin a zero ohm ed il nostro monopolo risuonerà alla fo.

Si ricordi comunque che -jKc cotan S° sarà uguale a jX(3A,3G) solo quando la capacità di accordo C è pari a zero picoFarad. In questo caso, con C = 0, conoscendo già Kc, Km e h°, avremo:(rif. 1-5.0) - jKc cotan S° = - ( j197.57 tan 8.78°) = - j30.51 Ω

Quindi, conoscendo Kc, riordiniamo la (1-5.0) per trovare quanto deve essere lunga S° in gradi elettrici nel tratto orizzontale, per rendere vera la (1-5.0), togliendo il segno negativo ed il piccolo operatore j:

Km tan h°(1-5.1) cotan S° = ------------------

Kc

Per la nostra specifica DDRR troviamo che la lunghezza elettrica della linea di trasmissione orizzontale (senza nessun condensatore di accordo) dovrà essere:

cotan S° = 30.51 / 256.70 = 0.1188da cui:

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cotan-1 0.1188 = 83.22° = S°A questo punto, inserendo il valore di S° così ottenuto nella (1-3.0),

troveremo che jX(3A,3G) = -j256.70 cotan 83.22° = -j30.52 ohm.In effetti, non avendo usato un sufficiente numero di decimali, la

risposta non è esattamente uguale a - j Km tan 8.78°. Tuttavia, ora, se piazziamo un carico reattivo di - j 30.52 ohm tra i capi 2A e 2G del monopolo, siamo in risonanza a 4.0 MHz. Ma aspettate un momento! Voi non potete comprare un condensatore di accordo che abbia una capacità residua di zero Farad quando le sue armature sono tutte aperte! OK, guardiamo sulla targhetta della scatola e cerchiamo la capacità minima del nostro condensatore. Supponiamo che la sua Cmin sia uguale a 8.0 pF.

Qui dobbiamo porci una piccola domanda: quanta "lunghezza elettrica" a 4.0 MHz aggiungerà a quella già esistente sulla linea un condensatore di 8 pF connesso alle estremità 4A,4G di una linea di Kc = 256.70 ohm?

Ora, a 4.0 MHz un condensatore di 8 pF offre una reattanza -jXc = -j/(2 π x 4 x 106 x 8 x 10-12) = -j4973.60 ohm. Chiamiamola "lunghezza aggiunta dal condensatore" ΔS°. Perciò:

Xc 4976.60(1-6.0) cotan ΔS° = ------ = --------------- = 19.331

Kc 256.70

ΔS° = cotan-1 19.331 = 2.96°

Per correggere la lunghezza della linea di trasmissione orizzontale in modo da compensare l'effetto dell'allungamento della linea prodotto da C quando tutto aperto al limite superiore della banda, noi dovremo solamente rimuovere 2.96° dal conduttore cosicché la nostra linea di trasmissione orizzontale diventerà:

83.22° - 2.96° = 80.26°

La lunghezza elettrica della linea vera e propria e la lunghezza addizionale della linea elettrica aggiunta dalla capacità minima di C adesso formeranno insieme la necessaria lunghezza di 83.22 gradi. Inoltre, dovendo tener conto anche di altre piccole capacità dei conduttori del condensatore, per essere sicuri di raggiungere 4.0 MHz con C tutto aperto dovremo rimuovere altri 4 pollici o giù di lì (circa 0.5°). Da questo momento in poi, nel completare il progetto della DDRR useremo una linea di trasmissione orizzontale lunga realmente 80.26°.

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Il nostro elemento d'antenna DDRR "sulla carta" è ora risonante nella banda degli 80 metri nel limite superiore di frequenza di 4.0 MHz. Una volta tanto vorremmo poter spingere l'apparato al di sotto di 3.5 MHz (bene, potrebbe essere 3.499 MHz) magari per fare una caccia al DX. Quando si cambia la frequenza della DDRR da 4.0 a 3.5 MHz questo rappresenta un fattore di proporzionalità di 3.5/4.0 = 0.875. Tutti i parametri della DDRR cambieranno con questa proporzionalità. Per esempio, l'altezza del tratto verticale cambierà a:

h°(3.5) = 8.78° x 0.875 = 7.68°La lunghezza reale della linea S° sarà:

S°(3.5) = 80.26° x 0.875 = 70.23°Senza dover risolvere le equazioni (1-3.0) e (1-5.0) sospettiamo

immediatamente che - j Kc cotan 70.23° non sarà più uguale a - jKm tan 7.68° !

Sappiamo soltanto che la nostra antenna DDRR a 3.5 Mhz è fuori risonanza. Comunque, avendo visto come il condensatore di accordo C può agire da "allungatore di linea", sappiamo pure come risolvere il problema.

Per prima cosa ci chiediamo: "Di quale reattanza di carico jX(3A,3G) avremo bisogno ai capi delle estremità 2A,2G della linea di trasmissione monopolo a 3.5 MHz ?". Ci risponde l'equazione (1-5.0) :

jX(3A,3G) = Kc cotan S° = - (j 197.57 x tan 7.68°) = - j 26.64 ohm

Seconda domanda: "Quanto deve essere lunga S° a 3.5 MHz per dare jX(3A,3G) = - j26.64 ohm se la sua capacità C è assente ?". Ci risponde l'equazione (1-5.1):

26.64cotan S°(3.5 MHz) = ------------ = 0.104 256.70

da cuiS°(3.5 MHz) = 84.075°

A noi serve una lunghezza elettrica totale di linea S° di 84.075 gradi, ma abbiamo già una preesistente linea di trasmissione lunga 70.23° a 3.5 MHz. Quindi abbiamo una linea di 84.075 - 70.23 = 13.845 gradi troppo corta. Domanda finale: "Se chiudiamo le armature del condensatore C aumentando il valore della sua capacità, di quanta reattanza capacitiva - jXc avremo bisogno per allungare la nostra linea di trasmissione orizzontale da 70.23° ad una lunghezza elettrica totale effettiva di 84.075° ?".

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Ora, se guardiamo l'equazione (1-6.0), vediamo che può essere riscritta per trovare Xc quando sono dati ΔS° e Kc. Noi conosciamo Kc e ΔS° è la nostra lunghezza extra necessaria di 13.845°. Perciò:

Xc = (cotan ΔS°) Kc = (cotan 13.845°) 256.70 ohm = 4.058 x 256.70 = 1041.56 ohm

Per ottenere una reattanza capacitiva di 1041.56 ohm a 3.5 MHz avremo bisogno di un condensatore di capacità 1/(2 x π x 3.5 x 106 x 1041.56) = 43.66 pF. Naturalmente, il valore standard più vicino a 43.66 pF è 50 pF. La rimanente capacità del condensatore di accordo ci permetterebbe di sintonizzarci appena al di sotto di 3.5 MHz sia per ascoltare che per trasmettere, se avessimo una qualche ragione legale per farlo.

Siccome la DDRR è un'antenna elettricamente accorciata, ai capi del condensatore di accordo C ci sarà una caduta di tensione di tutto rispetto. E' bene usare 10KV per una potenza di picco di 1 KW per avere un decente fattore di sicurezza onde prevenire scariche nel condensatore durante i picchi di modulazione.

I lettori potrebbero dire che se continuassimo ad aggiungere capacità C, potremmo spingere la nostra DDRR oltre la banda degli 80 metri, fino ai 160 m e magari, perché no? fino alle frequenze standard per le radiodiffusione ad Onda Media !! Per favore, non provateci neppure !! Appena al di sotto di 3.5 MHz va bene! Quando però aggiungete altra capacità di accordo alla DDRR per spingerne la sintonia troppo lontano, si verificano un'infinità di cose indesiderabili che ne abbassano l'efficienza. Fin qui abbiamo fatto un ottimo progetto. Per favore, non rovinatelo! Se avete bisogno di coprire la banda dei 160 metri, progettate un elemento separato per la banda dei 160 m secondo le relazioni fin qui esposte per gli 8o m. Nella seconda parte dell'articolo vi diremo come combinare gli elementi in una singola DDRR multi-banda, che può saltare come una lepre da una banda all'altra.

ADATTAMENTO DELLA DDRRNella fig. 3(c) si vede la sezione della linea di trasmissione DDRR,

ancora nella forma "raddrizzata". Sebbene non conosciamo ancora il valore della resistenza di radiazione Rr e quello della resistenza delle perdite ohmiche della configurazione RΩ, abbiamo schematicamente connesso questi due"resistori" in serie tra il terminale di base lA del tratto verticale e la terra 1G. Nella teoria delle antenne la resistenza di radiazione Rr è sempre riferita per convenzione al punto di massima corrente di un'antenna. Sebbene "riferita" a questo punto, la resistenza totale Rt = Rr + RΩ può comunque essere trasformata in qualsiasi altro

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punto X dell'antenna, così come la nostra reattanza di carico jX(3A,3G) è stata trasformata ai terminali di base 1A,1G del monopolo. Questo però è stato uno spostamento sulla lunghezza della linea in direzione opposta. Ricordiamo anche che quando è stato ritoccato il valore jX(3A,3G) del condensatore di accordo C, questo è stato trasformato dalla lunghezza h° della linea di trasmissione del tratto verticale ed ha reso nulla la reattanza alla sua base. Il valore della resistenza di radiazione di un'antenna elettricamente accorciata non è grande. Per il progetto, noi abbiamo fatto di tutto per contenere a valore trascurabile le perdite resistive RΩ

Adesso, se tentiamo di alimentare la DDRR in modo convenzionale in serie alla base del tratto verticale, saremmo di fronte ad un grosso problema di adattamento di impedenza tra questo valore piccolissimo dell'impedenza d'ingresso alla risonanza Zin(1A,1G) = Rr + RΩ + j0 ohm, e l'impedenza caratteristica Zo della nostra linea di alimentazione standard. Per ottenere questo adattamento dovremmo introdurre un ulteriore trasformatore-adattatore di impedenza che andrà anch'esso sintonizzato in unione con C ogni qual volta si cambia frequenza. Per evitare questa difficoltà non necessaria e la conseguente complicazione tecnica, useremo la stessa antenna DDRR come trasformatore di impedenza in salita, cosicché connetteremo la linea di alimentazione standard all'antenna DDRR in un qualche punto X del suo conduttore per ottenere un adattamento a basso ROS. Abbiamo detto in precedenza che la DDRR è soltanto un sistema di spezzoni di linea di trasmissione in aria (stub). C'è una cosa meravigliosa sugli stubs risonanti: alla risonanza, non importa lungo quale punto del conduttore voi misuriate l'impedenza, troverete sempre una resistenza pura. Se cortocircuitate un'estremità di uno stub monofilare e misurate tra il punto X del conduttore e la terra, avrete un'impedenza d'ingresso:

Z1 x Z2

(1-7.0) Zin (X,G) = --------------- Z1 + Z2

Questa impedenza d'ingresso è schematicamente mostrata in fig. 3(f), dove, nell'equazione (1-7.0)

(Rt + j0) cos θ1° + jK1 sen θ1°Z1 = K1 --------------------------------------- K1 cos + j (Rt + j 0) sen θ1°

(0 + jXc) cos θ2° + jK2 sen θ2°

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Z2 = K2 ---------------------------------------- K2 cos θ2° + (Xc) sen θ2°

e K1 è l'impedenza caratteristica della sezione di linea di trasmissione alla sinistra del punto X di lunghezza elettrica θ1°, K2 è l'impedenza caratteristica della sezione di linea di trasmissione alla destra del punto X di lunghezza elettrica θ2° gradi; Rt = Rr + RΩ ; Xc è la reattanza del condensatore di accordo C alla frequenza fo.

La gran cosa è che nel progetto pratico della DDRR voi non avete avuto la seccatura di dover risolvere l'equazione (1-7.0), né avete dovuto usare nella ricerca del punto X sulla DDRR un grazioso ma costoso ponte di impedenza allo scopo di ottenere un adattamento di impedenza a basso ROS. Questo perché, quando voi progettate la vostra sezione dell'elemento d'antenna DDRR come detto precedentemente e regolate il condensatore di accordo C per ottenere la risonanza alla frequenza operativa fo, tutte le reattanze fra il punto X e la terra vanno a zero, lasciando il solo valore resistivo dell'impedenza d'ingresso. Quello che dovete invece fare è:

a) controllare accuratamente con un grid-dip accoppiato lascamente al palo di base che la vostra DDRR sia ad una frequenza all'incirca a centro banda della gamma amatoriale;

b) commutare l'apparato su bassa potenza o "tune" in modo da alimentare la DDRR con un segnale alla fo tramite un cavo coassiale;

c) connettere un ROSmetro in serie all'estremità del cavo più vicina alla DDRR, dove poter leggere lo strumento;

d) collegare la calza del cavo uscente dal ROSmetro ad un punto temporaneo di terra (alla base del palo);

e) partire da un punto X poco al di sopra del palo verticale e spostare il centrale del cavo coassiale allontanandolo dal punto X finché il ROS cade a 1.0:1 alla fo.

Comunque, alcuni consigli fraterni:1. fate la vostra lettura sul grid-dip alla fo mentre aggiustate C per

ottenere la risonanza, senza connettere il cavo coassiale alla DDRR, altrimenti avrete una lettura falsata.

2. Quando collegate il cavo in shunt tra il punto X e la terra, voi disturbate il campo in prossimità della DDRR e quindi la frequenza di risonanza verrà spostata. Non importa: con l'apparato ancora su fo, "pizzicate" il condensatore di accordo in senso orario o antiorario fino a trovare il minimo ROS per quel punto X dell'antenna. Se il minimo ROS trovato dopo un'accurata regolazione di C è maggiore di 1.0:1, spostate più in alto o più in basso il punto X sull'antenna e ripetete il processo di "pizzicotti".

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Quando avrete trovato il punto X per la frequenza di centro banda dove la regolazione di C dà un ROS minimo di 1.0:1, troverete che lo stesso punto X darà un ROS inferiore a 2.0:1 quando la DDRR è sintonizzata in qualsiasi punto della banda. Il punto X definitivo, trovato per un ROS di 1.0:1 a centro banda, può finire sia sopra il tratto verticale che sopra quello orizzontale delle due linee di trasmissione; la sua esatta posizione è determinata sia da h° che da Km.

Maggiore è h° e più bassa è Km, e più basso sull'antenna troverete il punto X con il R0S a 1.0:1. Infine, sarete infastiditi dal fatto che la sintonia della DDRR è molto irascibile e che la presenza del vostro corpo in prossimità dell'antenna ne modifica la sintonia. Questo si verifica in tutte le antenne elettricamente accorciate ad alta efficienza. Quando l'accorderete effettivamente, la vostra DDRR terminata sarà in una forma diversa, avrà un condensatore di accordo regolabile a distanza e di norma non ci sarà nessun genere di lastre metalliche o piani di terra a fili radiali sotto di essa. Sarete in grado di montarla sul tetto di un garage di legno o poggiarla su bottiglie di coca sopra la nuda terra. Nella seconda parte dell'articolo, dopo aver dato un ultimo tocco alla DDRR per le bande amatoriali, descriveremo altre antenne a linee di trasmissione elettricamente accorciate sperando che troverete anch'esse interessanti ed utili.

Grazie a questi accenni sulla DDRR, capire queste altre antenne sarà solo un gioco da ragazzi.

La DDRR, una sorprendente antenna a basso rumore

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II parte Lo scopo di questo articolo a due parti è di descrivere alcune moderne

antenne trasmittenti di piccole dimensioni elettriche utili al radioamatore che dispone di spazio esterno limitato nel quale erigere antenne di progetto convenzionale. Tutte le antenne discusse, come la DDRR, la LPT, e l'antenna a telaio sono formate da linee di trasmissione RF irradianti. Ciascuna è capace di veloci accordi in frequenza grazie all'impiego di condensatori variabili a perdite molto basse. La maggior parte ha una banda di risposta in frequenza molto stretta e ciò è dovuto alle piccole dimensioni elettriche ed alla bassa resistenza di radiazione; questa che può sembrare una limitazione, risulta però offrire un sostanziale incremento del rapporto segnale/disturbo durante la fase ricevente di un processo di comunicazione bilaterale.

Con la fine della prima parte abbiamo fornito al lettore le relazioni necessarie per progettare un'antenna DDRR con sintonia ottimale su qualsiasi banda amatoriale (ed un pochino di più), e per alimentarla direttamente con una linea di trasmissione coassiale standard mantenendo un basso ROS sull'intera banda. Qui il progetto della DDRR verrà completato e nel prosieguo verrà rimossa qualsiasi necessità di usare sistemi di piani di terra artificiali evitando ingombranti fili radiali.

RESISTENZA DI RADIAZIONE DELLE ANTENNE ACCORCIATELa resistenza di radiazione Rr può essere definita nei termini

dell'ammontare di energia che un'antenna cede ad ogni ciclo RF verso una regione distante nello spazio confrontata con quella fornita ai suoi terminali d'ingresso. Deve essere relativa ad una regione distante nello spazio perché nella zona ad essa prossima un'antenna immagazzina potenza d'ingresso anche con il campo circostante i suoi conduttori. Questa potenza di campo arricchita esiste in forma di onde stazionarie, poiché l'energia nello spazio vicino fluisce solo avanti e indietro durante ciascun ciclo RF; questo campo spaziale delle onde stazionarie dell'antenna è molto simile a quello misurato vicinissimo ad una linea di trasmissione RF bilanciata a fili paralleli in aria.

Al restringersi delle dimensioni di un'antenna in confronto alla lunghezza d'onda operativa, sempre meno potenza ad essa fornita viene ceduta come radiazione ad ogni ciclo RF nello spazio lontano e sempre più viene immagazzinata nel campo di onde stazionarie nella sua zona più prossima. Dalla definizione qui data quindi la resistenza di radiazione Rr di antenne elettricamente accorciate è di valore piccolo. Sebbene l'esatto processo di creazione del campo elettromagnetico irradiato da un'antenna sia un argomento complesso, è possibile ottenere abbastanza semplicemente la resistenza di radiazione di un'antenna

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monopolo la cui lunghezza h° sia uguale o minore-di 36 gradi elettrici. Noi partiremo con il dare due assiomi pratici:

1. Quando un'antenna monopolo elettricamente accorciata operante o sulla terra o sulla sua immagine elettrica viene portata alla risonanza elettrica unicamente inserendo una reattanza jX1 in serie tra la sua base e la terra per cancellare la reattanza propria dell'antenna, allora una tale antenna possiede una distribuzione di corrente che rende minima la resistenza di radiazione in relazione alla lunghezza h in gradi del suo conduttore.

2. Quando un'antenna monopolo elettricamente accorciata operante o sulla terra o sulla sua immagine elettrica è portata alla risonanza elettrica unicamente piazzando una reattanza jX2 in parallelo tra il suo terminale superiore e la terra per cancellare la reattanza propria dell'antenna, allora una tale antenna possiede una distribuzione di corrente che rende massima la resistenza di radiazione in relazione alla lunghezza h in gradi del suo conduttore.

Nell'enunciare i due assiomi è stato usato il termine "pratici" perché essi sono limitati dalla seguente premessa: le reattanze di carico jX1 e jX2 non sono esse stesse sorgenti di onde irradiate in opposizione di fase con le radiazioni prodotte dall'antenna accorciata.

Capita questa restrizione, in fig. 1(a,b) viene data la distribuzione di corrente per questi due tipi limite di carico reattivo in un'antenna accorciata. Ciascuna distribuzione di corrente d'antenna si presume che sia in forma sinusoidale, ma la sagoma di detta distribuzione di corrente è rettilinea poiché la traccia della funzione sen h° su una distanza minore di 36° produce un grafico che somiglia ad una linea retta.

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Fig. 1 Casi l imite di distribuzione di corrente lungo antenne monopolo cil indriche accorciate elettricamente solamente con a) reattanza di base e b) reattanza di estremità. L'altezza h° é

uguale o minore di trentasei gradi elettrici.

In fig. 1(a) per il monopolo accorciato con il solo carico di base, la corrente d'antenna parte con ampiezza nulla dalla sommità del suo conduttore perché a questo punto il circuito è aperto nello spazio libero. Supponiamo che l'ampiezza relativa della corrente in risonanza alla base di questo monopolo sia uguale ad 1.0 Ampère. All'interno della sagoma rettilinea della distribuzione di corrente di entrambe le antenne, la regione tratteggiata è indicata con CA, che significa Area di Corrente o, più specificatamente, area di distribuzione di corrente relativa. Con l'altezza dell'antenna h° espressa in gradi e l'ampiezza della corrente relativa espressa in Ampére, questa area relativa CA ha le dimensioni di gradi-Ampére. Per il monopolo con il solo carico di base di fig. 1(a) (caso 1.0), l'area CA di distribuzione di corrente è sagomata triangolarmente e si trova con la geometria piana come:

(2-1.0) CA(base) = ½ [h° (1.0 Amp)] gradi-Ampére

Per il monopolo con il solo carico di punta di fig. 1(b) (caso 2.0), l'area CA della distribuzione di corrente sagomata a trapezio è:

(2-2.0) CA(top) = ½ [h° (1.0 Amp + cos h° Amp)] gradi-Ampére

In questo caso la corrente sulla sommità del conduttore di antenna non è più di zero Ampére; con la risonanza prodotta dalla sola reattanza di punta jX2, la corrente Itop sarà ora di cos h° Ampére di valore relativo. Supponiamo che la corrente Ibase sia ancora uguale ad 1.0 Ampére relativo. In termini di detta area di distribuzione di corrente relativa CA4, la resistenza di radiazione Rr di antenne mono polo accorciate di altezza h° pari o minori di 36 gradi elettrici è appunto:

(2-3.0) Rr = 0.01215 ( CA gradi-Ampére)2 ohm

Un dipolo elettricamente accorciato nello spazio libero, di lunghezza totale 2 h°, ha una resistenza di radiazione Rr doppia di quella trovata con la (2-3.0) quando ciascuna metà "monopolo" di detto dipolo viene caricata come indicato. L'equazione (2-3.0) è importante nel progettare antenne

4 In tali relazioni è necessaria l'ampiezza relativa perché la resistenza di radiazione di un'antenna non dipende dall'ampiezza effettiva di corrente ma solo dalla forma geometrica di distribuzione. Se così non fosse, Rr varierebbe al variare della potenza d'ingresso all'antenna.

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elettricamente accorciate perché enfatizza che la resistenza di radiazione Rr non è costante per un dato monopolo di altezza h°, ma può essere incrementata controllando la distribuzione di corrente lungo l'antenna accorciata.

Fig. 2 a) Suggerimenti costruttivi per un'antenna DDRR 'doppia' per bande amatoriali. b) Alimentazione definitiva sbilanciata-a-bilanciatac) Alimentazione coassiale 'JURY RIGGED' per trovare il punto X di ingresso a 50 ohm.d) Suggerimento di un robusto contenitore plastico resistente alle intemperie per il condensatore di

accordo, il servomotore, ed il potenziometro a variazione sinusoidale. I cavi di controllo alla cabina radio debbono uscire dalla scatola ad angolo retto rispetto i conduttori della DDRR.

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RESISTENZA DI RADIAZIONE DELL'ANTENNA DDRRIl lettore può ricordare dalla prima parte che l'altezza elettrica h° del

conduttore del tratto verticale di 6 piedi nell'antenna DDRR per la banda degli 80 m era di 8.78 gradi a 4.0 MHz. Vista come antenna monopolo, l'equazione di Schelkunoff (1-2.0) ci ha dato l'impedenza caratteristica media della linea di trasmissione con il conduttore di quattro pollici come Km = 197.57 ohm. Si noti che Km non entra nell'espressione per la resistenza di radiazione. Se comunque desideriamo usare quello stesso palo verticale come un semplice monopolo cilindrico sopra la terra, Km ritornerà utile nel determinare il valore della reattanza jX1 necessaria per portarlo alla risonanza a 4.0 MHz con il solo carico di base:

jX1 = jXcoil = j Km cotan h° = j 197.57 cotan 8.78° = +j 1.27918 ohm

Per questo caso di palo verticale usato come semplice antenna monopolo, la (2-1.0) ci dà una CA di:

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CA(base) = ½ [8.78° (1.0 Amp)] = 4.390 gradi-Ampére

La resistenza di radiazione in questo caso sarebbe pertanto:

Rr(base) = 0.01215 (4.390 gradi-Ampére)2 = 0.234 ohm

Ora, se rimettiamo a posto gli elementi mancanti del sistema di antenna DDRR, e cioè l'anello orizzontale della sezione di linea di S° ed il condensatore di accordo C e questo lo regoliamo per far risuonare la DDRR a 4.0 MHz, noi avremo il caso 2.0. Poichè il coseno di 8.78 gradi è uguale a 0.988, questo diventa l'ampiezza relativa di Itop in Ampére dando per CA:

CA(DDRR) = 8.729 gradi-Ampére (4.0 Mhz)

Rr(DDRR) = 0.926 ohm (4.0 Mhz)

Abbiamo usato una precisione superflua di tre decimali perché il rapporto effettivo Itop/Ibase della DDRR a 4.0 MHz si avvicina molto all'unità dando un incremento della resistenza di radiazione di quasi 4 a 1 nei confronti della stessa antenna monopolo con il solo carico di base alla risonanza. L'incremento di 4 a 1 della resistenza di radiazione Rr rappresenta il limite teorico ottenibile per un'antenna monopolo accorciata se confrontata con la sua Rr quando è caricata solamente sulla base.

Questo significa che l'antenna DDRR effettivamente raggiunge il limite teorico di carico per le antenne accorciate? Non esattamente! Questo è dove arrivano i limiti degli assiomi enunciati; poiché il condensatore di accordo C della DDRR ha una corrente Icap sfasata che gli scorre attraverso in proporzione alla sua capacità, rappresenta egli stesso una sorgente concentrata dà radiazioni. Poiché la corrente Icap scorre in direzione opposta alla corrente del conduttore Ibase del tratto monopolo verticale, l'effetto totale è di spingere in basso l'effettiva resistenza di radiazione Re della DDRR come sistema. Ciò è rappresentato dall'equazione:

Icap

(2-4.0) Re = Rr(DDRR) (1 - ---------- )2 ohm

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Ibase

L'effetto dannoso sulla Re della DDRR rappresentato dalla (2-4.0) è insignificante a 4.0 MHz grazie all'alta reattanza -jXc del condensatore di accordo regolato alla minima capacità. Sebbene non grave, diventa degno di nota a 3.5 MHz. Ne consegue l'avvertimento nella prima parte relativo al tentativo di far coprire ad un anello due bande HF.

LARGHEZZA DI BANDA IN FREQUENZA DELLE ANTENNEUn modo pratico di descrivere il concetto di larghezza di banda in

frequenza di un'antenna è il seguente: supponiamo che la corretta alimentazione della DDRR al punto di alimentazione X (discusso nella prima parte) e la terra determini alla frequenza di risonanza una impedenza d'ingresso Zin = 50 + j0 ohm; una linea coassiale di 50 ohm connessa alla DDRR ci esibirà un ROS di 1.0:1 alla fo.

Adesso, senza riaccordare il condensatore C della DDRR, supponiamo di incrementare la frequenza del trasmettitore ad un valore fhigh dove Zin = 50 + j50 ohm; poi supponiamo di abbassarla sotto la fo ad un valore flow dove Zin = 50 - j50 ohm.

Alle frequenze fhigh e flow il ROS nel cavo di alimentazione salirà a 2.6:1. La differenza di frequenza fhigh - flow è la larghezza di banda a metà potenza dell'antenna. Nel caso della DDRR è la larghezza di banda a mezza potenza a sintonia fissa. Nel caso di antenne non sintonizzabili, come il dipolo, la verticale ad un quarto d'onda, la yagi, eccetera, questa è la larghezza di banda in frequenza a metà potenza dell'antenna, punto e basta!

Un altro modo di descrivere questa condizione è che alla fhigh e flow la parte reattiva dell'impedenza d'ingresso dell'antenna jX, diventa uguale alla parte resistiva Rin.

Nella prima parte abbiamo accennato che un'antenna a linea di trasmissione può essere considerata come una sezione di spezzone di linea di trasmissione (stub) aperta altamente disadattata e che, grazie a questo disadattamento, lo spezzone di linea possiede onde stazionarie molto ampie attraverso tutta la sua lunghezza (sull'antenna stessa; non sulla linea di alimentazione). Tutte le antenne HF sono modelli di spezzoni di linea di trasmissione RF relativamente disadattati. Il termine “disadattato” è usato in relazione al disadattamento tra l'impedenza dell'onda sull'antenna e 1'impedenza Zo dell'onda nello spazio distante che è uguale a 377 ohm. Più basso è il valore della resistenza di radiazione Rr dell'antenna (per un valore fisso delle perdite ohmiche RΩ

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della configurazione) e più alto è il ROS sull'antenna stessa. Comunque il ROS delle antenne accorciate non va ad infinito ad uno poiché una piccola quantità dell'energia della potenza d'ingresso è:

a) dissipata nella piccola ma finita Rr b) dissipata in RΩ per il riscaldamento delle zone di prossimità della

configurazione d'antenna.Questo ROS sull'antenna stessa può essere messo in relazione con la

larghezza di frequenza a metà potenza dell'antenna o Q. Usando i metodi convenzionali è molto difficile dare le giuste risposte, e richiede l'uso di alta matematica. Fortunatamente, Schelkunoff viene in nostro aiuto e ci rende le cose facili con la sua utilissima espressione dell'impedenza caratteristica di un'antenna come linea di trasmissione RF. Quando conoscete Km - e potete calcolare Rr dalle semplici equazioni (2-1.0), (2-2.0) e (2-3.0) - le difficoltà svaniscono. Tutto ciò di cui avete bisogno sono le seguenti relazioni:

Km - Rr(2-5.0) m = -------------

Km + Rr

1 + m(2-5.1) Q = -------------

1 - m

2-5.2) fhigh – f low = fo / Q

Come esempio prendiamo i calcoli fatti per il caso dell'elemento monopolo del palo verticale della DDRR per gli 80 m. La nostra Km (senza badare al carico) era di 197.57 ohm. Quando è caricato sulla sua base, il tratto monopolo verticale della DDRR ci dà una Rr di 0.234 ohm a 4.0 MHz. In questo caso:

197.57 – 0.234

m = ----------------------- = 0.9976

197.57 – 0.234

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1 + 0.9976

Q = --------------------- = 832.33

1 - 0.9976

4.0 x 106 Hz

fhigh - flow = -------------------- = 4.80 x 103 Hz = 4.8 KHz

832.33

Il palo monopolo della stessa Altezza con Km = 197.57 ohm, quando caricato solo di punta come elemento dell'antenna DDRR produceva un valore iniziale di Rr pari a 0.93 ohm. Poiché a 4.0 MHz C è regolato alla minima capacità, la sua reattanza è alta e può essere ignorata; perciò consideriamo la Re della DDRR pari a 0.850 ohm a 4.0 MHz. Quindi:

197.57 – 0.850

m = ----------------------- = 0.9914

197.57 – 0.850

1 + 0.9914

Q = --------------------- = 231.56

1 - 0.9914

4.0 x 106 Hzfhigh - flow = -------------------- = 17.27 x 103 Hz = 17.27 KHz 231.56

Anche qui abbiamo usato una precisione di calcolo superflua, tanto per illustrare il metodo, dato che le relazioni usate sono approssimative. Comunque le risposte ottenute sono utili. Si può vedere che usando un monopolo accordato alla base con una bobina di carico priva di perdite, la larghezza di banda in frequenza a metà potenza ottenuta è larga appena abbastanza per lasciar passare un segnale CW o SSB da 3 KHz. Al contrario, lo stesso monopolo, come parte della DDRR, lascerà facilmente passare entrambe le bande di un segnale AM "Hi-Fi"; comunque noi abbiamo basato i nostri calcoli sulla sola Rr. Al sommarsi di R.Ω. a Rr, entrambe le antenne mostreranno effettivamente una più ampia larghezza di banda trovata sostituendo Rt = Rr + R.Ω nella (2-5.0) e ci

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sarà uno “schiacciamento” del ROS sul sistema d'antenna. Noi non conosciamo ancora il valore di R.Ω ma certamente faremo in modo da mantenerla al minimo. Assicurarsi un incremento di larghezza di banda in un'antenna, esasperando l'influenza di R.Ω. è ben misera cosa perché fa scendere l'efficienza N dell'antenna come:

Rr

(2-6.0) N = ------------- x 100 % Rr + R .Ω

Noi inseriremo la resistenza delle perdite ohmiche della configurazione R.Ω nella nostra discussione un pochino più avanti, Comunque questo è un punto cruciale: nelle comunicazioni HF bilaterali che impiegano un'unica antenna, noi ci auguriamo di assicurarci una larghezza di banda dell'antenna a metà potenza larga appena abbastanza per lasciar passare la parte dati dell'informazione da comunicare (contenuto spettrale del CW veloce, FM e SSB) mentre eviteremo l'eccesso o la ridondanza della banda passante dell'antenna. Durante la fase di trasmissione delle nostre comunicazioni, un incremento di banda passante dell'antenna di 50 o più ottave, non ci importa poi molto. Nella fase di ricezione della nostra comunicazione bilaterale, invece, una eccessiva banda passante dell'antenna permetterà il passaggio di più rumore casuale che caricherà il front-end del ricevitore abbassando effettivamente il rapporto segnale/disturbo. Una banda passante d'antenna troppo ampia, aumenta anche il QRM come possiamo facilmente sperimentare mentre cerchiamo di ricevere il segnale desiderato in presenza di forti segnali proprio sui canali adiacenti. I moderni ricevitori si affidano un po' troppo sulla selettività in F.I.. A questo punto desideriamo aiutare gli stadi del front-end del ricevitore piazzando un filtro di banda stretto e accordabile tra lui e l'universo delle RF - nella forma dell'antenna.

Ho detto "accordabile"! Che in questo caso è un fattore chiave. Quando usiamo antenne che esibiscono una banda passante stretta ma larga appena abbastanza, noi dobbiamo poter spostare la frequenza di questo filtro a finestra velocemente per meglio gestire praticamente una comunicazione HF. Se ci assicuriamo questa "finestra" stretta in frequenza da un'antenna elettricamente accorciata risonante con la sola bobina di carico avente perdite più basse possibili ed un Q estremamente alto e piazzata molto in alto sul monopolo (per aumentare la CA), nel momento in cui cerchiamo di variare l'induttanza della bobina (agendo sul nucleo o sulle prese) per cambiare la frequenza di risonanza, gli effetti del vortice di corrente ed il conseguente allontanamento dall'optimum del fattore di forma faranno immediatamente aumentare le

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perdite nella bobina e l'efficienza di radiazione dell'antenna precipiterà in basso. Un condensatore in aria o sotto vuoto ha un Q straordinariamente alto e la variazione di capacità entro ampi limiti quando si cambia la frequenza dell'antenna ne modifica a malapena il Q del condensatore.

UNA IMMAGINE DELLA DDRR (e delle altre antenne a linea di trasmissione)

I più vecchi fra i radioamatori, quelli che dopo il prefisso dell'area hanno solo due lettere nel nominativo, possono ancora ricordarsi di un dispositivo ormai relegato sotto naftalina fra i distanziatori, il rivelatore a galena e il ricevitore a super-reazione: il contrappeso (specialmente il contrappeso accordato). Il contrappeso veniva sistemato sotto i1 monopolo lineare d'antenna a "T" o ad "L" quando l'area disponibile orizzontalmente, nella quale stendere un sistema di radiali di terra sul suolo era di diametro inferiore a λ/2. Lo avreste trovato molto curioso: se aveste steso un numero n di radiali elettricamente accorciati sul suolo ed operato con l'antenna, avreste ottenuto un certo valore N dell'efficienza di radiazione dal sistema globale antenna-terra. Ma se voi aveste:

a) solleva lo stesso numero n di radiali accorciati un pochino al di sopra del suolo;

b) isolato l'intero sistema di n fili radiali dalla terra del suolo; c) accordato ciascun filo radiale accorciato del sistema per

risuonare alla fo usando singole bobine di carico in serie;se aveste fatto tutto ciò, voi avreste ottenuto un sostanziale

miglioramento nell'efficienza del sistema globale d'antenna5.I vecchi professionisti d'antenna che per primi avevano osservato

questo fenomeno, dicevano a se stessi: "Wow, questo è proprio un mistero! Per qualche ragione il mio sistema di fili di terra isolati e accordati raccoglie più linee di campo elettrico E in prossimità dell'antenna e restituisce questa energia ai terminali d'ingresso dell'antenna con minor perdite ohmiche totali R.Ω che lo stesso numero di radiali accorciati e soltanto appoggiati sulla superficie del suolo!".

Sfortunatamente lo spazio non ci permette di avere a questo punto un QSO sul meraviglioso fenomeno di diffrazione di corrente RF tra suolo e spazio (spostamento) cui si riferiscono queste efficientissime ma quasi dimenticate tecniche d'antenna per frequenze basse. Si può solo notare che questi sistemi di contrappesi elettricamente accorciati, isolati e accordati, permettevano addirittura l'erezione di antenne monopolo sul tetto del campanile municipale nei primi giorni delle radiodiffusioni dove lo spazio dei piccoli tetti non offriva neanche una speranza per l'uso di un

5 vedi Edmund A. Laport, "Radio Antenna Engeneering", pag. 240, McGraw-Hill Book Company Inc., NY 1952. Sfortunatamente questo unico ed inestimabile libro è ormai fuori stampa, ma si può ancora trovare in qualche libreria

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sistema convenzionale di fili di terra. Il contrappeso a radiali accordati funzionava bene. Al confronto invece un sistema di fili radiali non accordati sembrava efficiente. Quindi il contrappeso a fili radiali accordati era proprio l'ideale se usato in un solo modo: trasmissioni di radiodiffusione a frequenza fissa. Per l'uso nelle comunicazioni HF bilaterali dove sono necessari frequenti e veloci spostamenti di frequenza, è un incubo di impraticabilità! Avreste dovuto risintonizzare ciascuna di queste bobine di carico-serie, ben n di esse !! Un sistema automatico che faccia ciò non solo sarà di una complessità meccanica come il Rube Goldberg, ma vi porterebbe allo stesso problema di efficienza precedentemente accennato parlando della variazione dell'induttanza delle bobine. Quindi diciamo sistema di terra a semplici fili radiali.

Nella fig. 3(a) della prima parte, avrete notato che la corrente immagine che fluisce nel piano di terra o specchio elettrico, di superficie continua, sotto la DDRR non è geometricamente radiale. Infatti, le correnti immagine di una DDRR fluiscono in circolo andando in direzione opposta alle correnti che fluiscono nell'anello conduttore appena al di sopra di loro. Misure di laboratorio molto accurate realizzate con piani di terra in lastre di rame di 5λ in 5λ; al di sotto della DDRR, hanno mostrato che queste correnti immagine non cominciano ad uscir fuori radialmente se la distanza è minore di λ/8 dall'anello conduttore e sono di intensità molto debole; esse non calano affatto secondo la regola dell' 1/r. Si è trovato che i monopoli delle antenne DDRR non operano efficientemente quando piazzati su un vero piano di terra a fili radiali, ma solo sopra specchi di lastre metalliche. Naturalmente nel caso della DDRR per la USS Wheeling, avevamo una approssimazione particolarmente buona a questa lastra metallica di specchio nel tetto dell'hangar saldato alla vicina struttura della nave e circondato dall'immenso piano del mare, e così l'abbiamo effettivamente usato. Ma cosa avremmo risposto se la Marina ci avesse chiesto di installare tale DDRR per i 2-30 MHz sulla "Old Ironsides" (tutta in legno malgrado il suo eroico nome)? Bene, avremmo proprio risposto: "Si, Sissignore! La potete avere sul tavolato del ponte oppure in cima all'albero di trinchetto". Questa è la maniera in cui avremmo trattato il problema in quattro e quattr'otto:

Sotto ciascun anello superiore delle varie DDRR per le varie bande di frequenza noi avremmo piazzato come specchio immagine un altro anello conduttore, duplicato esatto dell'anello principale, usando lo stesso diametro per il tubo conduttore, la stessa lunghezza S° per la circonferenza, e così via. Adesso ciascuno di quei condensatori d'accordo C che nella versione USS Wheeling viene connesso al tetto metallico dell'hangar degli elicotteri al terminale 4G, lo avremmo invece ricondotto al terminale duplicato 4G' sull'anello conduttore d'immagine inferiore. In tale conversione dello specchio immagine della DDRR, non avremmo affatto aumentato l'altezza verticale h. Quei tratti verticali in fiberglass

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della fig. 1 della prima parte che sostengono gli elementi circolari della DDRR allineati in parallelo sopra il tetto dell'hangar, adesso li vedremmo usati per mantenere i due anelli conduttori allineati in parallelo. Diversamente dal sistema immagine di fili radiali accordati nel vecchio sistema dei contrappesi, comunque, non c'è nessun bisogno di una squadra di marinai che si precipitino sul ponte ogni volta che è necessaria una QSY per regolare come forsennati con il grid-dip tutte quelle bobine di carico in serie alla nuova frequenza operativa. Invece l'operatore, nel conforto della sua cabina radio, deve solamente premere il bottone della DDRR. Poiché i due elementi circolari sono l'immagine speculare uno dell'altro, il condensatore di accordo C sposterà adesso l'intero sistema DDRR alla nuova frequenza operativa fo come prima. Naturalmente la nuova DDRR convertita per la Marina ed ora installata sull'albero di mezzana della "Old Ironsides" monopolo sarà diventata una antenna DDRR "doppia": un'antenna ancora polarizzata verticalmente, ancora a basso angolo, ancora omnidirezionale. La sua resistenza di radiazione Rr(DDRR doppia) rimarrà inalterata. Questo perché, sebbene ora voi abbiate usato 1/2 h invece di h per ottenere CA dall'equazione (2-2.0), nel caso dell'antenna doppia dovrete moltiplicare per due il risultato ottenuto dall'equazione (2-3.0) della resistenza di radiazione del monopolo. Infine, sebbene questo non sia un articolo di "costruzione", ho incluso la fig. 2 per guidare il dilettante sperimentatore che desidera completare una DDRR di dimensioni compatte e portarla in aria. Dalla fig. 2 voi vedete che la minima dimensione per una DDRR per le bande amatoriali è un monomodello. Inoltre, poiché è costoso e difficile sagomare tubi di grosso 2.12 diametro in forme circolari, il modello per bande amatoriali ha una forma quadrata: quadrata, non rettangolare! La lunghezza totale del percorso G+H+I+J+K dovrà essere uguale alla lunghezza S° da voi ottenuta dalle relazioni nella prima parte, con H=I=J=G+P+K. In una DDRR per bande HF, la distanza P tra il terminale del condensatore di accordo ed il tratto monopolo dovrà essere circa 1.5 gradi alla frequenza più alta della gamma operativa. Tutti i giunti dell'anello conduttore debbono essere ben saldati. Questo significa saldatura ad elio se si usa tubo di alluminio ad alta conducibilità. Per favore, non usate tubo per marmitte di automobili o conduttori placcati al cadmio! Nelle antenne elettricamente accorciate le resistenze di contatto e le perdite nel conduttore sono disastrose, a causa dell'alta intensità di corrente che circola in tali radiatori. Ah, già, usate assolutamente un diametro minimo di 3 pollici (10 cm) nei conduttori degli elementi di antenna che operano più in basso di 7.3 MHz Più piccola otterrete Km (equazione 1-2.0) e più alte diverranno sia l'efficienza che la banda passante (a sintonia fissa). Poiché la DDRR a doppia immagine non richiede alcun piano di terra, la maggior parte degli utenti la monterà

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probabilmente su un qualche tipo di tetto (garage, casa, palo). Quando l'altezza dal terreno è almeno uguale ad h, usate la formula

Kc = 276 log (2 h / d) ohm

al posto dell'equazione (1-1.0) per l'impedenza caratteristica della sezione orizzontale della linea di trasmissione (nel calcolo del valore di capacità necessario per l'accordo). La variazione di Kc della DDRR immagine non indebolisce le prestazioni dell'antenna una volta operativa. Infine si vede che, trattando con una DDRR "doppia", i terminali di base 1A, 1G del monopolo si trovano ora al centro del tratto verticale. La DDRR doppia richiede una alimentazione bilanciata piuttosto che sbilanciata, ma noi vogliamo ancora alimentarla con una linea di cavo coassiale. OK! Come si vede il cavo coassiale proveniente dalla cabina radio adesso entra nel tratto verticale tramite un foro attraverso la parete del conduttore a 1/2 h, sale all'interno e viene spinto nella parte dell'elemento conduttore orizzontale superiore, ridiscende attraverso un buco praticato nella parte inferiore e quindi fatto proseguire in basso all'interno di una sezione di tubo di spessore sottile di diametro esterno di mezzo pollice fino al punto 1/2 h.

A questo punto la calza del cavo coassiale viene ripiegata indietro sopra la parte esterna del tubo di alimentazione e viene stretta a contatto con il metallo. Il conduttore interno del cavo coassiale attraversa una apertura di circa un pollice per connettersi alla terminazione superiore di un altro tubo di alimentazione da 1.5 pollici che si prolunga giù fino all'anello conduttore più basso. Per questo tipo di alimentazione bilanciata dovete per prima cosa stabilire la posizione di X.

In fig. 2(c), viene dato un suggerimento per una sistemazione temporanea del cavo coassiale per poter localizzare il punto X e spaziare L dal tratto verticale. Su un tratto sufficientemente lungo alla parte finale del cavo coassiale, viene strappata via la guaina vinilica nera onde mettere a nudo la treccia dello schermo. Si taglia via l'eccedenza ed il conduttore interno viene cortocircuitato insieme alla calza per formare il tratto conduttore inferiore. Il tubo di alluminio viene pulito con carta vetrata per consentire un buon contatto elettrico e la sezione di linea coassiale viene temporaneamente legata a salsicciotto come mostrato, per cercare la giusta spaziatura L. Per mantenere in contatto la calza del cavo con l'alluminio dell'anello conduttore e del tratto verticale si usano pezzetti di filo avvolto e attorcigliato. Con l'apparato sintonizzato a centro banda, variare la dimensione L accuratamente fino ad assicurarsi un ROS vicino a 1.0:1 nel cavo coassiale sfiorando, eventualmente, il condensatore di accordo C per portare la DDRR in risonanza alla

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frequenza di trasmissione. Con l'alimentazione temporaneamente ben stretta in questa posizione X, sintonizzate adesso l'apparato sull'estremo alto della banda per l'elemento in esame. Se, senza spostare il punto di alimentazione X, non si riesce ad ottenere un ROS minimo di 2:1 pur posizionando il condensatore di accordo C alla sua minima capacità, sarà necessaria un po' di "potatura"! Dalle estremità 4A e 4A' del conduttore dovremo rimuovere dei piccoli ed uguali tratti di conduttore fino a vedere un netto calo del ROS al limite superiore della copertura in frequenza mantenendo C vicino alla sua minima capacità. Non è importante l'esatto ROS minimo, ma si dovrà vedere chiaramente un abbassamento (dip) nel ROS. La procedura di posizionamento di X a centro banda dovrà essere ripetuta fino a raggiungere un ROS di 1.0:1 riaccordando la DDRR con il condensatore C. Si troverà quindi che il ROS sarà inferiore a 2:1 ad entrambi i limiti superiore ed inferiore della banda per il punto fissato X di alimentazione Verrà rimosso il legame a salcicciotto del cavo di alimentazione e verrà sostituito con il sistema di alimentazione definitivo. Quando praticate il foro per far uscire il cavo coassiale dall'interno del tubo orizzontale del conduttore superiore, dovrete allungare il foro di circa un pollice da ciascuna parte della posizione X per permettere di ritoccare gradatamente 1'alimentazione definitiva durante le prove finali sul ROS. A questo scopo è utile uno di quei trancia-fori a dado che si usavano per praticare i fori degli zoccoli porta-valvole. Attenzione: non tentate di fare i sopra descritti fori di adattamento ai supporti fino a che:

a) la DDRR non è montata nella sua posizione definitiva; b) il condensatore di accordo C non è montato nel suo contenitore

plastico a tenuta stagna e non è connesso ai punti 4A e 4A', come illustrato, usando isolatori passanti di alimentazione a cono od ad alveare.

Si suggerisce l'idea di cementare in un contenitore plastico a tenuta stagna sia il condensatore di accordo ad alta tensione, sia il motore di regolazione, sia il semplice indicatore della frequenza di accordo. Si veda la fig. 2(d). Si noti che nell'intenso campo elettrico che si determina nella posizione di accordo, i conduttori effettivi (trecce di rame larghe circa 1.5 pollice) che collegano i terminali del rotore e dello statore del condensatore di accordo sono isolati unicamente dagli isolatori di ceramica vetrificata sulla scatola. Non bisogna permettere che i fili tocchino in alcun punto le pareti plastiche del contenitore. Piccoli isolatori di bacchette ceramiche spazieranno il condensatore dalla piattaforma interna di plastica dove è montato all'interno della scatola. Anche il perno dei. condensatore di accordo è isolato dal motore e dall'indicatore di accordo tramite un perno isolato di accoppiamento per RF di alta qualità.

Il condensatore dovrà essere controllato a distanza dalla cabina radio tramite un motore a velocità reversibile controllato in tensione. La

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velocità del suo perno dovrà essere tale da consentire accordi "ad alta velocità" sull'intera banda in circa mezzo minuto, ma lenta abbastanza da "pizzicare" la DDRR esattamente al centro del canale alla fo. Una DDRR efficiente è abbastanza veloce nell'accordo. Una volta posizionato X correttamente, troverete l'accordo da soli tramite l'appuntito "picco di rumore" in ricezione. Cacciando lungo la banda, pizzicherete questo punto di guadagno in ricezione della DDRR come se l'antenna fosse un cane con un lungo guinzaglio.

Un semplice sistema indicatore di frequenza può essere da un potenziometro a variazione sinusoidale accoppiato al perno del motore con un ingranaggio di rapporto 1:1. Nella cabina, un milliamperometro calibrato in frequenza che indica la corrente nel potenziometro sarà di aiuto nell'operare la DDRR. Altrimenti, ruotate la sintonia del ricevitore fino a localizzare il picco di rumore, cioè dove si trova la DDRR. Bisogna inserire delle piccole impedenze RF in serie su entrambi i fili di collegamento sia del potenziometro che del motore, sia dal lato della scatola a tenuta stagna dell'antenna sia dal lato della cabina radio. Nei modelli DDRR multibanda, gli elementi per le altre bande vengono montati concentricamente uno all'altro ed operano come sistemi separati, ciascuno progettato secondo le relazioni date nella prima parte. Mentre cercate il punto X di alimentazione per gli elementi delle altre bande, accertatevi che tutti gli altri anelli siano sintonizzati fuori dalle relazioni armoniche con l'elemento circolare in esame. Oh, si; un'ultima parola: In un modello DDRR multi-banda, l'isolamento dell'accoppiamento di campo è di valore molto grande cosicché si possono lavorare simultaneamente due bande. Se, comunque, improvvisamente vi diventa stranamente impossibile ottenere un accordo a basso ROS in una qualche localizzata frequenza in una data banda, questo significa che l'elemento circolare nella successiva banda più bassa è accordato inavvertitamente ad una relazione "sottoarmonica". Non c'è problema: una toccatina al pulsante di accordo dell'elemento di banda interferente, rimedierà facilmente a tutto ciò.

Noi qui abbiamo dedicato un considerevole spazio all'antenna DDRR. Fortunatamente, non è stato vano: capire la DDRR ci permetterà in seguito di afferrare velocemente le funzioni delle altre antenne a linea di trasmissione, e ci consente di valutare più profondamente i vantaggi e gli svantaggi delle antenne accorciate in generale.

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Fig. 3

a) Antenna LPT (a basso profilo accordabile) operante con n elementi su un singolo canale ad ampia banda passante con elementi parassiti accoppiati.

b) Tipica curva del ROS rispetto la frequenza. La linea intera indica la banda passante in frequenza a metà potenza dell'intera antenna, mentre le linee tratteggiate indicano il responso del ROS di ciascun elemento accoppiato.

L'ANTENNA ACCORDABILE A BASSO PROFILO (LPT)Abbiamo notato che la banda passante in frequenza è intrinsecamente

stretta nelle antenne elettricamente accorciate ad alta efficienza. Ci sono però certi tipi di trasmissione sia nel servizio amatoriale (doppia banda laterale in AM, telescriventi FSK) che nella pratica commerciale e militare (Loran, radar HF, "data burst") dove si desidera una più ampia larghezza di banda a frequenza fissa. Se è anche necessario, per varie installazioni o ragioni tattiche, che si debba impiegare una antenna elettricamente accorciata, si crea un serio problema. L'esperienza con le antenne convenzionali ci indicherebbe di sacrificare l'efficienza di radiazione dell'antenna lasciando aumentare la R.Ω nel sistema fino ad ottenere la necessaria larghezza di banda. Questa pratica si spinge perfino all'estremo così chiamato "inondamento", dove vengono effettivamente connessi alcuni resistori puramente ohmici ai terminali d'ingresso dell'antenna accorciata.

Una versione dell'antenna a linea di trasmissione LPT risponde a questi bisogni per ottenere un'ampia e controllabile banda passante in frequenza da un'antenna elettricamente accorciata ma efficiente. Viene mostrata in fig. 3(a): consiste in un numero n di elementi di linea di trasmissione di piccole dimensioni allineati radialmente. Ciascuno è accordato ad una estremità mediante uno shunt a condensatore variabile. Il "palo" all'altra estremità di ogni tratto di circonferenza è connesso a terra e serve come antenna monopolo. Naturalmente, qui si può usare un doppio schema ad "immagine speculare" come nella DDRR

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per aumentarne l'efficienza. La nostra familiarità con i principi dell'antenna DDRR ci consente di progettare facilmente anche questi elementi LPT.

Comunque, si nota che solo uno dei pali verticali nel sistema di n elementi d'antenna è realmente alimentato con la potenza RF, come è indicato dal simbolo del generatore. In fig. 3(h) la spiegazione di questa strana configurazione diventa chiara. In maniera analoga al funzionamento di un trasformatore FI accordato e smorzato in un ricevitore a larga banda, tutti gli altri elementi accordati in una cortina LPT sono elettromagneticamente accoppiati come parassiti all'elemento alimentato. Ciascuno degli n elementi parassiti viene accordato ad una frequenza leggermente differente sopra e sotto il centro fo del canale radio. La risposta in frequenza degli n elementi della cortina sfalsati e sovrapposti, determinerà un'unica banda passante complessiva. L'increspamento del ROS lungo la banda passante in frequenza è governato dal numero egli elementi parassiti impiegati, nello stesso modo in cui l'increspamento della risposta dell'impedenza di un filtro passa-banda è governata dal numero n di sezioni di rete usate. L'analogia è molto esatta, tranne che noi stiamo trattando con radiatori di onde elettromagnetiche. Quello che non viene mostrato sono piccoli dettagli, come gli accorgimenti per le reattanze ausiliarie che controllano il coefficiente di accoppiamento tra gli elementi onde assicurare la sovrapposizione desiderata.

Nel servizio di amatore, poiché il bisogno di incremento di banda passante è modesto, si richiedono solo pochi elementi per realizzare praticamente un'antenna per i 160 metri. D'altra parte, per un'antenna accorciata di questo tipo che deve far passare impulsi modulati in ampiezza di 40 microsecondi da un trasmettitore Loran senza distorsione, una cortina LPT richiederebbe molti più elementi. Ci sono altri tipi di LPT per l'uso in servizi che richiedono un ampio numero di n canali di trasmissione sopra, diciamo, una larghezza di 15:1 dello spettro HF da 2 a 30 MHz. Altri possono stabilire le cosiddette cortine a funzioni circolari di Bessel per produrre raggi direzionali che possono essere rapidamente ruotati sul proprio asse in direzione nella gamma HF, come i primi radar tedeschi della II guerra mondiale. Questo non trova applicazione nel servizio amatoriale e perciò qui non viene dettagliato.

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L'ANTENNA A TELAIO o LOOP ANTENNA MAGNETICA A LINEA DI TRASMISSIONE

Prendete due sezioni di eguale lunghezza di tubo conduttore di alluminio di raggio a. Chiamate le loro rispettive ed identiche lunghezze 2h, dove 2h° è solo 20 gradi elettrici alla fo; calcolate la Km della sezione lunga h°. Contrassegnate con il numero 1 una sezione rettilinea e tagliatela esattamente a metà; nella piccolissima apertura lasciata al centro della lunghezza 2h, collegate una bobina di carico prova di perdite la cui induttanza è:

(2 X(coil) = 2 (Km tan 10°) ohm

Piegate l'altro conduttore, contrassegnato dal numero 2, in un cerchio la cui circonferenza è 2h°, lasciando una piccolissima apertura fra le estremità del conduttore. In questa apertura collegate in serie un condensatore privo di perdite, la cui reattanza è:

jXc = jXloop ohm

dove la reattanza Xloop è quella-di una induttanza di una spira. Le due antenne accorciate elettricamente e caricate reattivamente si vedranno come quelle di fig. 4.

Eccitate entrambe le antenne con RF a fo Misurate le componenti di campo elettrico E e magnetico H partendo molto vicino dai loro conduttori e spostandovi gradatamente fino a raggiungere una grande distanza r/λ . I vostri risultati somiglieranno a quelli di fig. 5.

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Molto vicino all'antenna rettilinea (la numero 1), caricata con la bobina, si può vedere che il campo elettrico E è di intensità estremamente forte mentre la componente del campo magnetico H è di intensità molto piccola; in questa regione di prossimità dell'antenna, il rapporto dei campi E/H dà un valore immenso. Comunque, all'aumentare della distanza dell'antenna numero 1, questo rapporto di campo E/H diminuisce fino a che ad una distanza grande r/λ si approssima al valore di 377:1. Più a destra vediamo che il risultato nel caso dell'antenna a loop è proprio l'opposto: adesso è il campo magnetico H che è tremendamente forte vicino al conduttore mentre la componente elettrica E del campo è di intensità molto debole. In questo caso, il rapporto E/H della zona di prossimità è vicino allo zero. Ma come aumenta la distanza dall'antenna a loop (la numero 2) noi vediamo che il rapporto E/H si approssima ancora allo stesso valore 377:1. A causa della duplice ma radicalmente diversa natura dei campi nella zona di prossimità di questi due tipi basilari di antenna, chiameremo l'antenna numero 1 "antenna elettrica" e la numero 2 "antenna magnetica".

Fin qui il tutto suona come la roba noiosa dei testi di studio; cosa ci importa di questi stravaganti fenomeni di campo nelle zone di prossimità? Noi siamo radioamatori, cioè operatori che praticano le radiocomunicazioni. Siamo interessati al campo delle zone lontane, al DX, giusto? No, sbagliato! come vedrete fra un minuto.

Seghiamo l'antenna doppia numero 1 e tagliamola esattamente a metà al centro della bobina di carico. Adesso l'abbiamo trasformata in un'antenna monopolo, elettricamente accorciata con bobina di carico, di lunghezza h°. Ma non può funzionare! Adesso la dovete ficcare sopra una lastra metallica oppure dovete metterci sotto un certo numero di radiali risonati per portarla ad oscillare ancora alla fo come un monopolo risonante sopra questo "specchio" elettrico necessario: insomma, avete bisogno di un piano di terra. Tuttavia, la piccola antenna magnetica a loop, risonante a condensatore, può continuare a funzionare facilmente con o senza piano di terra al di sotto di essa; non ne ha bisogno. Il loop, o antenna magnetica, è sempre doppia. E c'è anche un'altra, molto critica, differenza pratica fra i due tipi base di antenna.

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Prendete masse identiche di materiale dielettrico dal mondo di tutti i giorni come suolo, rocce, tessuti vegetali, tutte contenenti lo stesso ammontare di umidità. Mettete lo "specchio" di fili radiali del monopolo verticale sopra un mucchio di questo materiale ed il loop magnetico sotto un altro mucchio della stessa roba. Immediatamente la temperatura del materiale sotto l'antenna elettrica salirà; parte dell'energia di campo della zona di prossimità del monopolo elettrico viene perduta nel riscaldamento del materiale dielettrico. Un controllo sul materiale dello stesso tipo al di sotto del loop, tuttavia, mostrerà quasi nessuna perdita di energia di campo della zona di prossimità dell'antenna, quasi nessun riscaldamento. Il minuscolo ammontare di riscaldamento che ha luogo è dovuto interamente al piccolo valore del campo elettrico E nella zona di prossimità, necessario per generare il campo elettromagnetico RF. Alla componente H del campo dell'antenna a loop sembra importare ben poco della presenza intorno a lei di questo materiale elettrico bagnato. Teoricamente, alimentando nello spazio libero con uguali potenze d'ingresso due antenne ideali elettrica e magnetica delle stesse piccole dimensioni elettriche, portate in risonanza da reattanze di uguali perdite ohmiche ad una grande distanza in λ, si produrrà una identica quantità di energia irradiata. Non è questo il caso se le stesse antenne elettrica e magnetica vengono erette vicino alle configurazioni dei nostri QTH che hanno dielettrici con dispersione In queste condizioni reali, l'antenna magnetica a loop elettricamente accorciata vince la gara di efficienza con l'antenna elettrica accorciata (quella con il condensatore). Per adesso state pensando "Ragazzi! Che antenna pulita è questo loop!".

Voi penserete, da quanto abbiamo detto fin qui, che gli operatori radio dovrebbero usare esclusivamente l'antenna di tipo magnetico almeno nelle HF e nella regione delle frequenze radio più basse dove le antenne debbono essere erette sopra questa superficie del nostro pianeta per lo più formata da dielettrico con dispersione. Quando nacque la radio, nei primi esperimenti di trasmissione di scintille effettuati da Heinrich R. Hertz (1888) nelle sue verifiche delle predizioni di James Clerk Maxwell sull'esistenza delle onde RF, fu impiegata proprio un'antenna a loop. Da allora, tuttavia, è l'antenna trasmittente di tipo elettrico che ha regolato le onde dell'etere. L'antenna a loop è stata relegata quasi completamente a servizi di ricezione particolari come radiogoniometri dove il doppio e stretto punto di minima del suo diagramma consentiva accurate localizzazioni. Perché? primo, la resistenza di radiazione di un piccolo loop è:

(2-7.0) R r(loop) = 31200 (N A / 2)2 ohm

dove A è l'area di spazio racchiusa dal conduttore del loop nella stessa unità di misura in λ ed N è il numero di spire del loop. Questa Rr(loop)

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diventa di valore molto basso quando l'area A del loop è piccola in termini di lunghezza d'onda Come accennato precedentemente in relazione all'impedenza di "base" dell'antenna DDRR, ciò rende molto difficile un adattamento di impedenza tra il piccolo valore risultante della Zin(loop) e la Zo della linea standard di alimentazione. Le sempre necessarie e complesse reti o trasformatori non sono convenienti, invariabilmente aggiungono perdite ohmiche e debbono essere mantenute in passo con la sintonia dell'antenna. Si richiede una qualche invenzione nella forma di un semplice ed efficiente accoppiatore tra il loop stesso e la linea di trasmissione che non abbia, però, necessità di essere accordato.

Un altro problema è che, grazie al valore molto piccolo di Rr(loop) quando la reattanza induttiva del loop alla fo viene cancellata grazie al condensatore di accordo in serie - la corrente RF circolante nel loop risonante elettricamente accorciato a, diciamo, 1 KW di potenza input può raggiungere 100 e più Ampére. Come per la DDRR, perciò, non è proprio possibile fare loops trasmittenti con i fili conduttori; usate tubi altamente conduttivi con sezioni di grosso diametro. Infine, poiché la reattanza induttiva del loop jXloop è proprio piccola in un loop elettricamente minuscolo di poche spire, la piccola -jXc del condensatore implica grosse quantità di capacità. Poi, sebbene -jXc non sia di molti ohm, l'apprezzabile intensità di corrente circolante nel loop produce un rispettabile valore di I.jXc, così la tensione stimata sul condensatore di accordo può facilmente raggiungere centinaia o addirittura migliaia di volt per una potenza input di picco di 1 KW.

Le antenne a loop funzionano bene anche seppellite nel suolo. Durante la II guerra mondiale, i sottomarini tedeschi della "squadra dei lupi", usavano antenne a loop per comunicazioni su distanze relativamente corte in immersione6. Conoscendo tutti questi fatti, i militari USA negli ultimi anni hanno fatto la prova sul campo di un'antenna trasmittente a loop nella gamma di frequenza da 2-30 MHz con potenze input fino ad 1 KW. Non avendo bisogno di nessun piano di terra ed essendo di dimensioni fisiche convenientemente ridotte, l'antenna a loop va proprio bene per applicazioni di radiocomunicazioni bilaterali rapidamente trasportabili (field-day ?). Comunque, ciò che alle lunghe rende questa nuova antenna trasmittente a loop pratica ed efficiente è l'ingegnoso e brevettato7 modo nel quale è accoppiata alla linea di alimentazione a

6 Le radiocomunicazioni a lungo raggio sottomarine sono inefficaci. Tuttavia ciò non è dovuto a nessuna apprezzabile perdita dell'antenna a loop sommersa, ma è dovuto alla conducibilità dell'acqua che cortocircuita il campo E delle onde radio a distanze grosse in λ, dove il rapporto E/H diventa apprezzabile.

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larga banda. Una idea di questo tipo di alimentazione è schematizzata in fig. 6 .

Una linea bifilare di trasmissione bilanciata viene collegata ai terminali 1 e 2 del piccolo loop di alimentazione di diametro D. Come nella DDRR, tutto ciò che dovete fare è di sintonizzare il condensatore variabile del loop principale per la risonanza alla fo e poi, sperimentalmente, variare D mentre "pizzicate" il condensatore per ottenere una lettura minima del ROS sulla linea di alimentazione. Al giusto diametro D, il ROS sulla linea cadrà a 1.0:1. Una volta trovato D, non è più necessario cambiarlo per ottenere un buon adattamento sopra una vasta gamma di frequenze di accordo. Non c'è nessun bisogno di fare alcun contatto elettrico tra la base del piccolo loop di alimentazione ed il punto adiacente sul conduttore del loop principale: l'accoppiamento è ottenuto tramite il campo H del loop principale dell'antenna. Come ci si aspetta da un'antenna magnetica, anche una tavoletta di compensato laccata può essere usata per mantenere allineato il loop di accoppiamento, ottenendo insignificanti perdite dielettriche. Il loop di alimentazione può essere fatto di, diciamo, tubo di rame per frigoriferi di mezzo pollice di diametro esterno.

Per il servizio sulle bande amatoriali nella gamma più bassa delle HF, possono essere pratici loops principali da 8 a 16 piedi di diametro, fatti di una o due spire di tubo di alluminio di spessore sottile di diametro esterno di due o più pollici. Naturalmente, possono essere fatte in forma quadrata anziché circolare. Tutte le giunzioni sul conduttore del loop principale debbono essere ben saldate ed i collegamenti con il condensatore variabile di accordo debbono essere effettuati con robuste trecce di rame. Il grosso valore della capacità totale necessaria per il condensatore da usare nelle bande 160, 80, 40 m può essere ottenuta shuntando un variabile in aria o sotto vuoto più piccolo con altri condensatori fissi, sempre ad aria o sotto vuoto, meno costosi. Bisognerà poi proteggere il condensatore di accordo ed i componenti associati quali il motore pilota, con un contenitore plastica a tenuta d'acqua.

Un po' d'ingegnosità da radioamatori ci farà trovare un modo semplice e poco costoso per montare e ruotare questa antenna trasmittente a loop ed anche di sintonizzarla a distanza dalla cabina radio. I due punti di nullo molto acuti sul piano orizzontale del suo diagramma possono essere vantaggiosamente usati per tagliare il QRM puntando uno di essi nella direzione della stazione interferente, come se stessimo usando una direttiva sui 160 m! I lobi con i massimi molto allungati del diagramma producono una risposta quasi omnidirezionale ai segnali desiderati. Un'ultima ma non meno importante parola: l'accoppiatore-loop è un

7 Brevetto USA: John H.Dunlavy Jr.,"588,905, Antenna I Research Associated, P.O.Box 196, »TI MM Beltsville MA 20705

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concetto brevettato. Nessun compenso dovrà essere corrisposto a chi costruisce antenne a loop incorporanti questa eccellente idea e la vende senza preventivi accordi legali con il detentore del brevetto.

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