LTC3728

13728fg

標準的応用例

図1. 高効率デュアル5V/3.3V降圧コンバータ

+4.7μF D3D4M1

CB1, 0.1μF

R2105k1%

1000pF

L13.2μH

CC1220pF

1μFCIN22μF50V

+COUT147μF6VSP

RSENSE10.01Ω

R120k1%

RC115k

VOUT15V5A

M2

CB2, 0.1μF

R463.4k1%

L23.2μH

CC2220pF

1000pF

+COUT56μF

6VSP

RSENSE20.01Ω

R320k1%

RC215k

VOUT23.3V5A

TG1 TG2

BOOST1 BOOST2

SW1 SW2

BG1 BG2

SGND

PGND

SENSE1+ SENSE2+

SENSE1– SENSE2–

VOSENSE1 VOSENSE2ITH1 ITH2

VIN PGOOD INTVCC

RUN/SS1 RUN/SS2

VIN5.2V TO 28V

M1, M2: FDS6982S 3728 F01

CSS10.1μF

CSS20.1μF

LTC3728

PLLINfIN

500kHz

デュアル、550kHz、2フェーズ、 同期整流式降圧

スイッチング・レギュレータ特長 デュアル180°位相コントローラにより、 必要な入力コンデンサ容量と電源によるノイズを低減

OPTI-LOOP®補償によりCOUTを最小化 出力電圧精度：±1% パワーグッド出力電圧インジケータ フェーズロック可能な固定周波数：250kHz～550kHz デュアルNチャネルMOSFET同期ドライブ 広いVIN範囲：3.5V～36V動作 低損失動作：99%デューティ・サイクル 調整可能なソフトスタート電流ランプ フォールドバック出力電流制限 無効化オプション付きラッチ式短絡シャットダウン 出力の過電圧保護 リモート出力電圧センス 低シャットダウン電流：IQ = 20μA 5Vおよび3.3Vのレギュレータ 3つの選択可能な動作モード：

固定周波数、Burst Mode®動作、PWM 5mm x 5mmの32ピンQFNパッケージと

28ピンSSOPパッケージで供給

アプリケーション ノートブックおよびパームトップ・コンピュータ テレコム・システム 携帯用計測器 バッテリ駆動のデジタル機器 DC配電システム

概要LTC®3728は、すべてNチャネルの同期パワーMOSFET段をドライブする高性能なデュアル降圧スイッチング・レギュレータ・コントローラです。固定周波数、電流モード・アーキテクチャにより、550kHzまでの周波数にフェーズロック可能です。2つのコントローラの出力段を位相をずらして動作させることによって、入力コンデンサのESRに起因する電力損失とノイズを最小限に抑えます。

OPTI-LOOP補償により、広範な出力容量とESR値に対して過渡応答の最適化を図ることができます。高精度0.8Vリファレンスとパワーグッド出力インジケータは次世代のマイクロプロセッサに対応しており、入力電源電圧範囲が3.5V～30V (最大36V)と広く、あらゆる種類のバッテリに対応します。

各コントローラのRUN/SSピンは、ソフトスタートとオプションの時限短絡シャットダウンの両方の機能に対応します。過電流ラッチオフがディスエーブルされているときに短絡が発生した場合は、電流フォールドバックによってMOSFETの消費損失を制限します。出力過電圧保護回路はVOUTが通常に戻るまでボトムMOSFETをラッチ・オンします。FCBモード・ピンを使用して、Burst Mode、固定周波数モード、連続インダクタ電流モードの選択をしたり、2次巻線を安定化することができます。LTC3728にはパワーグッド出力ピンが備わっており、両方の出力が設計値の7.5%以内であることを知らせます。

、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Linearのロゴ、Burst ModeおよびOPTI-LOOPはリニアテクノロジー社の登録商標です。他のすべての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。5481178、5929620、6177787、6144194、6100678、5408150、6580258、5705919を含む米国特許により保護されています。

LTC3728

23728fg

ピン配置

発注情報

鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲LTC3728EG#PBF LTC3728EG#TRPBF LTC3728EG 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 85°C

LTC3728IG#PBF LTC3728IG#TRPBF LTC3728IG 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 85°C

LTC3728EUH#PBF LTC3728EUH#TRPBF 3728 32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN –40°C to 85°C

LTC3728IUH#PBF LTC3728IUH#TRPBF 3728 32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN –40°C to 85°C

鉛ベース仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲LTC3728EG LTC3728EG#TR LTC3728EG 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 85°C

LTC3728IG LTC3728IG#TR LTC3728IG 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 85°C

LTC3728EUH LTC3728EUH#TR 3728 32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN –40°C to 85°C

LTC3728IUH LTC3728IUH#TR 3728 32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN –40°C to 85°Cさらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。　*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。

TJMAX = 125°C, θJA = 34°C/WEXPOSED PAD IS SGND (MUST BE SOLDERED TO PCB)

TJMAX = 125°C, θJA = 90°C/W - SINGLE LAYER BOARD68º C/W - 4 LAYER

32

33

31 30 29 28 27 26 25

9 10 11 12 13

TOP VIEW

14 15 16

17

18

19

20

21

22

23

24

8

7

6

5

4

3

2

1VOSENSE1

PLLFLTR

PLLIN

FCB

ITH1

SGND

3.3VOUT

ITH2

BOOST1

VIN

BG1

EXTVCC

INTVCC

PGND

BG2

BOOST2NC SE

NSE1

–

SENS

E1+

NC RUN/

SS1

PGOO

D

TG1

SW1

V OSE

NSE2 NC

SENS

E2–

SENS

E2+

RUN/

SS2

TG2

SW2

NC

UH PACKAGE32-LEAD (5mm × 5mm) PLASTIC QFN

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

TOP VIEW

G PACKAGE28-LEAD PLASTIC SSOP

28

27

26

25

24

23

22

21

20

19

18

17

16

15

RUN/SS1

SENSE1+

SENSE1–

VOSENSE1

PLLFLTR

PLLIN

FCB

ITH1

SGND

3.3VOUT

ITH2

VOSENSE2

SENSE2–

SENSE2+

PGOOD

TG1

SW1

BOOST1

VIN

BG1

EXTVCC

INTVCC

PGND

BG2

BOOST2

SW2

TG2

RUN/SS2

絶対最大定格　 (Note 1)

入力電源電圧(VIN) ................................................ 36V～−0.3Vトップサイド・ドライバ電圧　(BOOST1、BOOST2) ............................................ 42V～−0.3Vスイッチ電圧(SW1、SW2) ......................................... 36V～−5VINTVCC、EXTVCC、RUN/SS1、RUN/SS2、(BOOST1-SW1)、(BOOST2 – SW2)、PGOOD ........................................ 7V～−0.3VSENSE1＋、SENSE2＋、SENSE1−、SENSE2−の各電圧 .................................... (1.1)INTVCC～−0.3VPLLIN、PLLFLTR、FCBの各電圧 ......................... INTVCC～−0.3V

ITH1、ITH2、VOSENSE1、VOSENSE2の各電圧 ............... 2.7V～−0.3Vピーク出力電流 < 10μs (TG1、TG2、BG1、BG2)...................... 3AINTVCCピーク出力電流 ..................................................... 50mA動作温度範囲(Note 7) .........................................−40～85接合部温度(Note 2) ......................................................... 125保存温度範囲....................................................−65～125リード温度(半田付け、10秒)(Gパッケージのみ) .......................................................... 300

LTC3728

33728fg

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

Main Control Loops

VOSENSE1, 2 Regulated Feedback Voltage (Note 3); ITH1, 2 Voltage = 1.2V l 0.792 0.800 0.808 V

IOSENSE1, 2 Feedback Current (Note 3) –5 –50 nA

VREFLNREG Reference Voltage Line Regulation VIN = 3.6V to 30V (Note 3) 0.002 0.02 %/V

VLOADREG Output Voltage Load Regulation (Note 3) Measured in Servo Loop; ΔITH Voltage = 1.2V to 0.7V Measured in Servo Loop; ΔITH Voltage = 1.2V to 2.0V

l

l

0.1

–0.1

0.5

–0.5

% %

gm1, 2 Transconductance Amplifier gm ITH1, 2 = 1.2V; Sink/Source 5µA (Note 3) 1.3 mmho

gmGBW1, 2 Transconductance Amplifier GBW ITH1, 2 = 1.2V (Note 3) 3 MHzIQInput DC Supply Current Normal Mode Shutdown

(Note 4) VIN = 15V; EXTVCC Tied to VOUT1; VOUT1 = 5V VRUN/SS1, 2 = 0V

450 20

35

µA µA

VFCB Forced Continuous Threshold l 0.76 0.800 0.84 V

IFCB Forced Continuous Pin Current VFCB = 0.85V –0.50 –0.18 –0.1 µA

VBINHIBIT Burst Inhibit (Constant-Frequency) Threshold

Measured at FCB Pin 4.3 4.8 V

UVLO Undervoltage Lockout VIN Ramping Down l 3.5 4 V

VOVL Feedback Overvoltage Lockout Measured at VOSENSE1, 2 l 0.84 0.86 0.88 V

ISENSE Sense Pins Total Source Current (Each Channel); VSENSE1–, 2– = VSENSE1+, 2+ = 0V –85 –60 µA

DFMAX Maximum Duty Factor In Dropout 98 99.4 %

IRUN/SS1, 2 Soft-Start Charge Current VRUN/SS1, 2 = 1.9V 0.5 1.2 µA

VRUN/SS1, 2 ON RUN/SS Pin ON Threshold VRUN/SS1, VRUN/SS2 Rising 1.0 1.5 1.9 V

VRUN/SS1, 2 LT RUN/SS Pin Latchoff Arming Threshold

VRUN/SS1, VRUN/SS2 Rising from 3V 3.8 4.5 V

ISCL1, 2 RUN/SS Discharge Current Soft-Short Condition VOSENSE1, 2 = 0.5V; VRUN/SS1, 2 = 4.5V

0.5 2 4 µA

ISDLHO Shutdown Latch Disable Current VOSENSE1, 2 = 0.5V 1.6 5 µA

VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold VOSENSE1, 2 = 0.7V, VOSENSE1–, 2– = 5V VOSENSE1, 2 = 0.7V, VOSENSE1–, 2– = 5V

l

65 62

75 75

85 88

mV mV

TG1, 2 tr TG1, 2 tf

TG Transition Time: Rise Time Fall Time

(Note 5) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF

50 50

90 90

ns ns

BG1, 2 tr BG1, 2 tf

BG Transition Time: Rise Time Fall Time

(Note 5) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF

40 40

90 80

ns ns

TG/BG t1D Top Gate Off to Bottom Gate On Delay Synchronous Switch-On Delay Time

CLOAD = 3300pF Each Driver

90

ns

BG/TG t2D Bottom Gate Off to Top Gate On Delay Top Switch-On Delay Time

CLOAD = 3300pF Each Driver

90

ns

tON(MIN) Minimum On-Time Tested with a Square Wave (Note 6) 100 ns

INTVCC Linear Regulator

VINTVCC Internal VCC Voltage 6V < VIN < 30V, VEXTVCC = 4V 48 5.0 5.2 V

VLDOINT INTVCC Load Regulation ICC = 0 to 20mA, VEXTVCC = 4V 0.2 1.0 %

VLDOEXT EXTVCC Voltage Drop ICC = 20mA, VEXTVCC = 5V 80 160 mV

電気的特性 は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25での値。別途注記されない限り、VIN = 15V、VRUN/SS1,2 = 5V。

LTC3728

43728fg

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える可能性がある。

Note 2：TJは周囲温度TAおよび電力損失PDから次式にしたがって計算される。

LTC3728：TJ = TA＋(PD • 95/W)

Note 3：LTC3728は帰還ループを使ってVITH1,2を規定電圧にサーボ制御し、そのときのVOSENSE1,2を測定してテストされている。

Note 4：スイッチング周波数で供給されるゲート電荷により動作時電源電流は増える。｢アプリケーション情報｣を参照。

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

VEXTVCC EXTVCC Switchover Voltage ICC = 20mA, EXTVCC Ramping Positive l 4.5 4.7 V

VLDOHYS EXTVCC Hysteresis 0.2 V

Oscillator and Phase-Locked Loop

fNOM Nominal Frequency VPLLFLTR = 1.2V 360 400 440 kHz

fLOW Lowest Frequency VPLLFLTR = 0V 230 260 290 kHz

fHIGH Highest Frequency VPLLFLTR ≥ 2.4V 480 550 590 kHz

RPLLIN PLLIN Input Resistance 50 kΩ

IPLLFLTR Phase Detector Output Current Sinking Capability Sourcing Capability

fPLLIN < fOSC fPLLIN > fOSC

–15 15

µA µA

3.3V Linear Regulator

V3.3OUT 3.3V Regulator Output Voltage No Load l 3.25 3.35 3.45 V

V3.3IL 3.3V Regulator Load Regulation I3.3 = 0 to 10mA 0.5 2 %

V3.3VL 3.3V Regulator Line Regulation 6V < VIN < 30V 0.05 0.2 %

I3.3LEAK Leakage Current of 3.3V Regulator in Shutdown

VRUN/SS1, 2 = 0V, VIN = 25V 10 50 µA

PGOOD Output

VPGL PGOOD Voltage Low IPGOOD = 2mA 0.1 0.3 V

IPGOOD PGOOD Leakage Current VPGOOD = 5V ±1 µA

VPG PGOOD Trip Level, Either Controller VOSENSE with Respect to Set Output Voltage VOSENSE Ramping Negative VOSENSE Ramping Positive

–6 6

–7.5 7.5

–9.5 9.5

% %

Note 5：立上りおよび立下り時間は10%と90%のレベルを使用して測定する。遅延時間は50%レベルを使用して測定する。

Note 6：デバイスの最小オン時間は、外付けパワーFETのない理想状態でテストされる。デバイスが実際の回路で動作しているときは異なる可能性がある。「アプリケーション情報」の「最小オン時間の検討事項」を参照。

Note 7：LTC3728Eは0～85の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 −40～85の動作温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3728Iは−40～85の全動作温度範囲で規定された性能仕様に適合することが保証されている。

電気的特性 は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25での値。別途注記されない限り、VIN = 15V、VRUN/SS1,2 = 5V。

LTC3728

53728fg

標準的性能特性

OUTPUT CURRENT (A)0.0010

EFFI

CIEN

CY (%

)

10

30

40

50

100

70

0.01 0.1 1

3728 G01

20

80

90

60

10

FORCEDCONTINUOUSMODE (PWM)

CONSTANTFREQUENCY(BURST DISABLE)

Burst ModeOPERATION

VIN = 15VVOUT = 5Vf = 250kHz

OUTPUT CURRENT (A)0.001

EFFI

CIEN

CY (%

)

70

80

10

3728 G02

60

500.01 0.1 1

100

90

VIN = 10VVIN = 15V

VIN = 7V

VIN = 20V

VOUT = 5Vf = 250kHz

INPUT VOLTAGE (V)5

EFFI

CIEN

CY (%

)

70

80

3728 G03

60

5015 25 35

100

VOUT = 5VIOUT = 3Af = 250kHz

90

INPUT VOLTAGE (V)0 5

0

SUPP

LY C

URRE

NT (μ

A)

400

1000

10 20 25

3728 G04

200

800

600

15 30 35

BOTHCONTROLLERS ON

SHUTDOWN

CURRENT (mA)0

EXTV

CC V

OLTA

GE D

ROP

(mV)

150

200

250

40

3728 G05

100

50

010 20 30 50

TEMPERATURE (°C)–50

INTV

CC A

ND E

XTV C

C SW

ITCH

VOL

TAGE

(V)

4.95

5.00

5.05

25 75

3728 G06

4.90

4.85

–25 0 50 100 125

4.80

4.70

4.75

INTVCC VOLTAGE

EXTVCC SWITCHOVER THRESHOLD

INPUT VOLTAGE (V)0

4.8

4.9

5.1

15 25

3728 G07

4.7

4.6

5 10 20 30 35

4.5

4.4

5.0

INTV

CC V

OLTA

GE (V

)

ILOAD = 1mA

DUTY FACTOR (%)0

0

V SEN

SE (m

V)

25

50

75

20 40 60 80

3728 G08

100PERCENT ON NOMINAL OUTPUT VOLTAGE (%)0

V SEN

SE (m

V)

40

50

60

100

3728 G09

30

20

025 50 75

10

80

70

効率と出力電流およびモード (図13) 効率と出力電流(図13) 効率と入力電圧(図13)

消費電流と入力電圧およびモード (図13) EXTVCCの電圧降下

INTVCCおよびEXTVCCの スイッチ電圧と温度

内部5V LDOライン・ レギュレーション

最大電流センス・スレッショルドと デューティ・ファクタ

最大電流センス・スレッショルドと 公称出力電圧のパーセント値 (フォールドバック)

LTC3728

63728fg

標準的性能特性

VRUN/SS (V)0

0

V SEN

SE (m

V)

20

40

60

80

1 2 3 4

3728 G10

5 6

VSENSE(CM) = 1.6V

COMMON MODE VOLTAGE (V)0

V SEN

SE (m

V) 72

76

80

4

3728 G11

68

64

601 2 3 5

VITH (V)0

V SEN

SE (m

V)

30

50

70

90

2

3728 G12

10

–10

20

40

60

80

0

–20

–300.5 1 1.5 2.5

LOAD CURRENT (A)0

NORM

ALIZ

ED V

OUT

(%)

–0.2

–0.1

4

3728 G13

–0.3

–0.41 2 3 5

0.0FCB = 0VVIN = 15V

VRUN/SS (V)0

0

V ITH

(V)

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5

1 2 3 4

3728 G14

5 6

VOSENSE = 0.7V

VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V)0

I SEN

SE (μ

A)

0

3728 G15

–50

–1002 4

50

100

6

TEMPERATURE (°C)–50 –25

70

V SEN

SE (m

V)

74

80

0 50 75

3728 G17

72

78

76

25 100 125OUTPUT CURRENT (A)

00

DROP

OUT

VOLT

AGE

(V)

1

2

3

4

0.5 1.0 1.5 2.0

3728 G18

2.5 3.0 3.5 4.0

RSENSE = 0.015Ω

RSENSE = 0.010Ω

VOUT = 5V

TEMPERATURE (°C)–50 –25

0

RUN/

SS C

URRE

NT (μ

A)

0.2

0.6

0.8

1.0

75 10050

1.8

3728 G25

0.4

0 25 125

1.2

1.4

1.6

最大電流センス・スレッショルドと VRUN/SS(ソフトスタート)

最大電流センス・スレッショルドと センス同相電圧

電流センス・スレッショルドと ITH電圧

ロード・レギュレーション VITHとVRUN/SS SENSEピンの電圧と全ソース電流

最大電流センス・スレッショルドと 温度 損失電圧と出力電流(図14) RUN/SS電流と温度

LTC3728

73728fg

標準的性能特性

TEMPERATURE (°C)–50 –25

25

CURR

ENT

SENS

E IN

PUT

CURR

ENT

(μA)

29

35

0 50 75

3728 G26

27

33

31

25 100 125

VOUT = 5V

TEMPERATURE (°C)–50 –25

0

EXTV

CC S

WIT

CH R

ESIS

TANC

E (Ω

)

4

10

0 50 75

3728 G27

2

8

6

25 100 125TEMPERATURE (°C)

–50

400

500

700

25 75

3728 G28

300

200

–25 0 50 100 125

100

0

600

FREQ

UENC

Y (k

Hz)

VPLLFLTR = 5V

VPLLFLTR = 1.2V

VPLLFLTR = 0V

VIN = 15VVOUT = 5V

5ms/DIV 3728 G19

VRUN/SS5V/DIV

VOUT5V/DIV

IL2A/DIV

VIN = 15VVOUT = 5VVPLLFLTR = 0VLOAD STEP = 0A to 3ABurst Mode OPERATION

20µs/DIV 3728 G20

VOUT200mV/DIV

IL2A/DIV

VIN = 15VVOUT = 5VVPLLFLTR = 0VLOAD STEP = 0A to 3ACONTINUOUS OPERATION

20µs/DIV 3728 G21

VOUT200mV/DIV

IL2A/DIV

VIN = 15VVOUT = 5VVPLLFLTR = 0VIOUT = IOUT3.3A = 2A

1µs/DIV 3728 G22

VSW110V/DIV

VSW210V/DIV

IIN2A/DIV

VIN200mV/DIV

VIN = 15VVOUT = 5VVPLLFLTR = 0VVFCB = OPENIOUT = 20mA

10µs/DIV 3728 G23

VOUT20mV/DIV

IL0.5A/DIV

VIN = 15VVOUT = 5VVPLLFLTR = 0VVFCB = 5VIOUT = 20mA

2µs/DIV 3728 G24

VOUT20mV/DIV

IL0.5A/DIV

ソフトスタートアップ(図13) 負荷ステップ(図13) 負荷ステップ(図13)

入力ソース/コンデンサ瞬時電流 (図13) Burst Mode動作(図13)

(Burst Modeを禁止した) 固定周波数動作(図13)

電流センス・ピンの入力電流と 温度 EXTVCCのスイッチ抵抗と温度 発振周波数と温度

LTC3728

83728fg

RUN/SS1、RUN/SS2（ピン1、15/ピン28、13）：ソフトスタート制御入力、実行制御入力、および短絡検出タイマの組合せ。これらの各ピンからグランドに接続したコンデンサで、最大出力電流に達するまでのランプ時間を設定します。これらのピンのいずれかを1.0Vより低くすると、デバイスは該当するコントローラに必要な回路をシャットダウンします。「アプリケーション情報」で説明されているように、ラッチオフ過電流保護もこのピンで起動されます。

SENSE1＋、SENSE2＋（ピン2、14/ピン30、12）：差動電流コンパレータの（＋）入力。ITHピンの電圧および、RSENSEと連係したSENSE-ピンとSENSE＋ピン間の制御されたオフセットによって、電流トリップ・スレッショルドが設定されます。

SENSE1-、SENSE2-（ピン3、13/ピン31、11）：差動電流コンパレータの（-）入力。

VOSENSE1、VOSENSE2（ピン4、12/ピン1、9）：出力に接続された外付け抵抗分割器から、各コントローラのリモートセンス帰還電圧を受け取ります。

PLLFLTR（ピン5/ピン2）：フェーズロック・ループのローパス・フィルタをこのピンに接続します。代りに、このピンを外部のACまたはDCの電圧源を使ってドライブして、内部発振器の周波数を変化させることができます。

PLLIN（ピン6/ピン3）：位相検出器への外部同期入力。このピンは内部でSGNDに50kΩで終端されています。フェーズロック・ループはコントローラ1のトップ・ゲート信号の立上がりをPLLIN信号の立上がりエッジに同期させます。

FCB（ピン7/ピン4）：強制連続制御入力。この入力は両方のコントローラに働き、通常2次巻線を制御するのに使われます。このピンを0.8Vより低くすると、連続同期動作が強制されます。

ITH1、ITH2（ピン8、11/ピン5、8）：エラーアンプの出力およびスイッチング・レギュレータの補償ポイント。対応する各チャネルの電流コンパレータのトリップ・ポイントは、この制御電圧に応じて上昇します。

SGND（ピン9/ピン6）：両方のコントローラに共通の小信号用グランド。COUTコンデンサの（-）共通端子への大電流グランドとは別に配線しなければなりません。

3.3VOUT（ピン10/ピン7）：ピーク電流が50mAの10mA DCを供給可能なリニア・レギュレータの出力。

NC（ピン10、16、29、32 UHパッケージのみ）：NC。

PGND（ピン20/ピン19）：ドライバの電源グランド。ボトム（同期） NチャネルMOSFETのソースとショットキー整流器のアノード、およびCINの（-）端子に接続します。

標準的性能特性

TEMPERATURE (°C)–50

UNDE

RVOL

TAGE

LOC

KOUT

(V)

3.40

3.45

3.50

25 75

3728 G29

3.35

3.30

–25 0 50 100 125

3.25

3.20

TEMPERATURE (°C)–50 –25

0

SHUT

DOW

N LA

TCH

THRE

SHOL

DS (V

)

0.5

1.5

2.0

2.5

75 10050

4.5

3728 G30

1.0

0 25 125

3.0

3.5

4.0 LATCH ARMING

LATCHOFFTHRESHOLD

ピン機能　(Gパッケージ/UHパッケージ)

低電圧ロックアウトと温度シャットダウン・ラッチ・ スレッショルドと温度

LTC3728

93728fg

ピン機能INTVCC（ピン21/ピン20）：内部の低損失5Vリニア・レギュレータおよびEXTVCCスイッチの出力。ドライバと制御回路にはこの電圧源から電力が供給されます。最小4.7μFのタンタル・コンデンサなどの低ESRコンデンサを使って電源グランドにデカップリングする必要があります。

EXTVCC（ピン22/ピン21）：INTVCCに接続された内部スイッチへの外部電源入力。EXTVCCが4.7Vを超えるたびに、このスイッチが閉じ、内部の低損失レギュレータをバイパスしてVCC

電源を供給します。「アプリケーション情報」の「EXTVCCの接続」を参照してください。このピンの電圧は7Vを超えないようにしてください。

BG1、BG2（ピン23、19/ピン22、18）：ボトム（同期） NチャネルMOSFETの高電流ゲート・ドライブ。これらのピンの電圧振幅はグランドからINTVCCまでです。

VIN（ピン24/ピン23）：主電源ピン。このピンと信号グランド・ピンの間にバイパス・コンデンサを接続します。

BOOST1、BOOST2（ピン25、18/ピン24、17）：トップサイド・フローティング・ドライバへのブートストラップされた電源。コンデンサがブースト･ピンとスイッチ・ピン間に接続され、ショットキー・ダイオードがブースト･ピンとINTVCCピン間に接続されます。ブースト・ピンの電圧振幅はINTVCCから（VIN＋ INTVCC）までです。

SW1、SW2（ピン26、17/ピン25、15）：インダクタへのスイッチ・ノードの接続。これらのピンの電圧振幅は、（外付け）ショットキー・ダイオードの電圧降下分だけグランドより低い電圧からVINまでです。

TG1、TG2（ピン27、16/ピン26、14）：トップNチャネルMOSFETの高電流ゲート・ドライブ。これらは、スイッチ・ノード電圧SWに重畳された（INTVCC-0.5V）に等しい電圧振幅を持つフローティング・ドライバの出力です。

PGOOD（ピン28/ピン27）：オープンドレインのロジック出力。どちらかのVOSENSEピンの電圧が設定値の±7.5%以内にないと、PGOODはグランドに引き下げられます。

露出パッド（ピン33）SGND：電気的接続と定格熱性能を得るため、露出パッドはPCBのグランドに半田付けする必要があります。

LTC3728

103728fg

機能図

SWITCHLOGIC

–

+

0.8V

4.7V

5V

VIN

VIN

4.5VBINH

CLK2

CLK1

0.18μA

R6

R5

+

–

FCB

+

–

–

+

–

+

–

+ VREF

INTERNALSUPPLY

3.3VOUT

VSEC

RLP

CLP

1.5V

FCB

EXTVCC

INTVCC

SGND

+

5VLDOREG

SW

SHDN

0.55V

TOP

BOOST

TG CB

CIND1

DB

PGND

BOTBG

INTVCC

INTVCC

VIN

+

CSEC

COUT

VOUT

3728 FD/F02

DSEC

RSENSE

R2

+

+

VOSENSE

DROPOUTDET

RUNSOFT

START

BOT

TOP ONS

R

Q

Q

OSCILLATOR

PHASE DET

PLLFLTR

PLLIN

FCB

EA

0.86V

0.80V

OV

VFB

1.2μA

6V

R1

–

+

RC

4(VFB)RST

SHDN

RUN/SS

ITHCC

CC2

CSS

4(VFB)0.86V

SLOPECOMP

3mV

+

–

–

+

SENSE–

SENSE+

INTVCC

30k

45k

2.4V

45k

30k

I1 I2

B

DUPLICATE FOR SECONDCONTROLLER CHANNEL

+– –+

50k

FIN

+

–

+

–

+

–

+

–

PGOODVOSENSE1

VOSENSE2

0.86V

0.74V

0.86V

0.74V

図2

LTC3728

113728fg

動作　(機能図を参照)

メイン制御ループLTC3728は固定周波数、電流モード降圧アーキテクチャを採用しており、2つのコントローラ・チャネルは180度の位相差で動作します。通常動作時は、各チャネルのクロックがRSラッチをセットすると該当するトップMOSFETがオンし、メイン電流コンパレータI1がRSラッチをリセットするとオフします。I1がRS

ラッチをリセットするピーク・インダクタ電流はITHピンの電圧によって制御されます。この電圧は各エラーアンプEAの出力です。VOSENSEピンは電圧帰還信号を受け取り、EAがこれを内部リファレンス電圧と比較します。負荷電流が増加すると、0.8Vリファレンスに対してVOSENSEがわずかに低下し、それによって平均インダクタ電流が新たな負荷電流と一致するまでITH電圧が上昇します。トップMOSFETがオフした後、インダクタ電流が逆流し始めて電流コンパレータI2がそれを検出するまで、あるいは次のサイクルが始まるまでボトムMOSFETがオンします。

トップMOSFETドライバはフローティング・ブートストラップ・コンデンサCBからバイアスされます。このコンデンサCBはトップMOSFETがオフしているとき、通常、外付けダイオードを介して各オフ・サイクル中に再充電されます。VINがVOUTに近い電圧にまで低下してくると、ループがドロップアウト状態になり、トップMOSFETを連続してオンしようとすることがあります。ドロップアウト検出器がこれを検出し、10サイクルに1回トップMOSFETを約400nsオフして、CBの再充電を可能にします。

RUN/SSピンを“L”にするとメイン制御ループはシャットダウンされます。RUN/SSを解放すると、内部1.2μA電流源がソフトスタート・コンデンサCSSを充電します。CSSが1.5Vに達すると、メイン制御ループは最大値の約30%にクランプされたITH電圧でイネーブルされます。CSSが引き続き充電されるにつれてITH

ピンの電圧が徐々に復旧し、通常の全電流動作が可能になります。RUN/SS1とRUN/SS2の両方を“L”にすると、5Vと3.3Vのレギュレータを含むLTC3728のすべての制御機能がシャットダウンされます。

低電流動作FCBピンは多機能ピンで2つの機能を備えています。1)両方のコントローラに対して連続PWM動作を一時的に強制することにより、2次巻線を制御し、2)低電流動作の2つのモードのどちらかを選択します。FCBピンの電圧が0.8Vより低いと、コン

トローラは連続PWM電流モード動作を強制します。このモードでは、トップMOSFETおよびボトムMOSFETは、出力電圧を維持するためにインダクタ電流の方向に関係なく交互にオンします。FCBピンが(VINTVCC-1V)より低くても、0.8Vより高いと、コントローラはBurst Mode動作になります。Burst Mode動作では、トップ・スイッチがディスエーブルされる前の最小出力電流レベルが設定され、インダクタ電流が負になると同期MOSFETがオフします。この要件の組合せにより、低電流ではITHピンがスレッショルド電圧以下に強制され、出力電圧が低下するまで一時的に両方の出力MOSFETのオンが禁止されます。ITHピンに接続されたバースト・コンパレータBには60mV

のヒステリシスがあります。このヒステリシスによってMOSFET

を数サイクルの間オンする出力信号が生成されます。その後に、負荷電流に応じて変わる「スリープ」期間が続きます。これによって生じる出力電圧リップルは、エラーアンプの利得ブロックの後にヒステリシスを持つコンパレータを配置すれば、非常に小さな値に抑えられます。

周波数同期フェーズロック・ループにより、内部発振器をPLLINピンを介して外部ソースに同期させることができます。位相検出器の出力であるPLLFLTRピンは発振器のDC周波数制御入力でもあり、発振器は0V～2.4VのDC電圧入力に対応して250kHz

～550kHzの範囲で動作します。ロックすると、PLLはトップMOSFETのターンオンを同期信号の立上りエッジに揃えます。PLLINを開放したままにしておくとPLLFLTRピンは“L”になり、発振器は最小周波数に強制されます。

固定周波数動作FCBピンをINTVCCに接続するとBurst Mode動作がディスエーブルされ、強制された最小出力電流条件が解除されます。このため、可能なかぎり広い出力電流範囲で固定周波数の(インダクタ電流の逆流を防止する)不連続電流動作が実行されます。この固定周波数動作はBurst Mode動作ほど効率的ではありませんが、設計上の最大出力電流の約1%の低電流までの低ノイズ固定周波数動作モードを実現します。

LTC3728

123728fg

動作　(機能図を参照)

連続電流(PWM)動作FCBピンをグランドに接続すると連続電流動作が強制されます。これは最も非効率な動作モードですが、アプリケーションによっては望ましい場合があります。このモードでは、出力で電流をソースまたはシンクすることができます。強制連続動作中に電流をシンクすると電流がメイン電源に押し戻される可能性があります。

INTVCC/EXTVCC電源トップとボトムのMOSFETドライバおよび他の大部分の内部回路への電力はINTVCCピンから供給されます。EXTVCCピンを開放状態にしておくと、内部5V低損失リニア・レギュレータがINTVCCに電力を供給します。EXTVCCが4.7Vを超えるとこの5Vレギュレータはオフし、内部スイッチがオンしてEXTVCC

をINTVCCに接続します。これによって、「アプリケーション情報」で説明されているように、レギュレータ自身や2次巻線の出力などの高効率外部ソースからINTVCCの電力を得ることができます。

出力過電圧保護過電圧コンパレータOVは、過渡的なオーバーシュート(7.5%

以上)や、出力に過電圧を生じるおそれのあるより深刻な状態からデバイスを保護します。この場合、過電圧状態が解消されるまでトップMOSFETはオフし、ボトムMOSFETはオンします。

パワーグッド(PGOOD)ピンPGOODピンは内部MOSFETのオープンドレインに接続されています。どちらかの出力が帰還抵抗分割器で決まる公称出力レベルの±7.5%以内にないと、MOSFETがオンし、このピンを“L”に引き下げます。両方の出力が±7.5%の要件を満たすと、10μs以内にMOSFETがオフするので、外付け抵抗を使って、このピンを最大7Vの電源までプルアップすることができます。

フォールドバック電流、短絡検出、および短絡ラッチオフ最初にRUN/SSコンデンサを使って各スイッチング・レギュレータの突入電流を制限します。コントローラが起動し、十分時間が経過して出力コンデンサが十分充電され、全負荷電流を供給するようになると、RUN/SSコンデンサは短絡タイムアウト回路で使用されます。出力電圧が公称出力電圧の70%

を下回ると、出力が過電流または短絡状態であるとみなされ、RUN/SSコンデンサが放電を開始します。この状態がRUN/SS

コンデンサの大きさによって決まる十分長い時間継続すると、RUN/SSピンの電圧がリサイクリングされるまでコントローラがシャットダウンします。この内蔵ラッチオフは、5Vで5μA以上のプルアップをRUN/SSピンに行うことによって無効にすることができます。この電流によってソフトスタート時間が短縮されますが、過電流または短絡時のRUN/SSコンデンサの正味放電も防止されます。出力電圧が公称値の70%を下回ると、短絡ラッチオフ回路がイネーブルされていてもいなくても、フォールドバック電流制限もアクティブになります。短絡状態のとき短絡ラッチオフ回路がイネーブルされていなくても、内部電流フォールドバックにより出力電流は少なくて安全であり、さらに電流モード・スイッチング・レギュレータは本質的に効率が高いため、実際に消耗される電力はわずかです。

2フェーズ動作の理論と利点LTC1628とLTC3728のデュアル高効率DC/DCコントローラは、2フェーズ動作の多くの利点を初めて携帯アプリケーションにもたらしました。ノートブック・コンピュータ、PDA、携帯情報端末、およびカーエレクトロニクスは、入力フィルタの要件の緩和、電磁干渉(EMI)の低減、効率向上など、あらゆる点で2フェーズ動作がもたらす恩恵を受けます。

LTC3728

133728fg

動作　(機能図を参照)

図3. 12Vから5V/3Aおよび3.3V/3Aに変換するデュアル・スイッチング・レギュレータの1フェーズ動作(a)と2フェーズ動作(b)を比較した入力波形。2フェーズ・レギュレータLTC1628では入力リップルが減少するので、安価な入力コンデンサが使用可能となり、EMIに対するシールド要件が緩和され効率が向上します。

IIN(MEAS) = 1.55ARMSIIN(MEAS) = 2.53ARMS3728 F03b3728 F03a

3.3V SWITCH20V/DIV

5V SWITCH20V/DIV

INPUT CURRENT5A/DIV

INPUT VOLTAGE500mV/DIV

(a) (b)

なぜ2フェーズ動作が必要なのでしょうか? 2フェーズの製品ファミリが登場するまで、固定周波数デュアル・スイッチング・レギュレータは、両チャネルが同位相で(つまり1フェーズで)

動作していました。これは両方のスイッチが同時にオンするので、入力コンデンサおよびバッテリから、片方のレギュレータの最大2倍の振幅の電流パルスが流れることを意味します。これらの大振幅電流パルスによって入力コンデンサから流れる総RMS電流が増大し、より高価な入力コンデンサが必要になるとともに、入力コンデンサとバッテリのEMIと損失が両方増大します。

2フェーズ動作では、デュアル・スイッチング・レギュレータの2

つのチャネルは、180度位相がずれて動作します。このため、スイッチを流れる電流パルスは実質的にインターリーブされるので、互いに重なり合う重複時間が大幅に短縮されます。その結果、総RMS入力電流が大幅に減少するため、安価な入力コンデンサを使うことができ、EMI対策のシールド要件が緩和され、実際の動作効率が向上します。

代表的な1フェーズのデュアル・スイッチング・レギュレータの入力波形と2フェーズ･デュアル・スイッチング・レギュレータLTC1628の入力波形の比較を図3に示します。この条件におけるRMS入力電流の実測値は、2フェーズ動作により入力電流

が2.53ARMSから1.55ARMSに減少したことを示しています。これ自体でも大きな減少ですが、電力損失はIRMSの二乗に比例するので、実際に消耗される電力は2.66分の1に低減されます。入力リップル電圧の低下は入力パワー・パスの電力損失も減少することを意味します。 入力パワー・パスにはバッテリ、スイッチ、トレース/コネクタ抵抗、保護回路などが含まれます。入力のRMS電流とRMS電圧が減少した結果、伝導EMIと放射EMIも直接改善されます。

もちろん、2フェーズ動作で得られる性能の改善はデュアル・スイッチング・レギュレータの相対デューティ・サイクルと相関関係があるので、入力電圧VIN(デューティ・サイクル = VOUT/

VIN)にも依存します。広い入力電圧範囲にわたって、3.3Vレギュレータと5Vレギュレータの1フェーズ動作と2フェーズ動作でRMS入力電流がどのように変化するかを図4に示します。

2フェーズ動作の利点は狭い動作範囲に限定されるものではなく、実際には広い領域に及ぶことがすぐに分かります。ほとんどのアプリケーションに有効な経験則により、2フェーズ動作では入力コンデンサの要件が、最大電流で50%のデューティ・サイクルで1チャネルだけが動作している場合の要件にまで緩和されます。

LTC3728

143728fg

動作　(機能図を参照)

最後の質問：デュアル・スイッチング・レギュレータの1フェーズ動作に較べて2フェーズ動作にはこのような利点があるとすれば、なぜもっと早く実現されなかったのか?その答えは、コンセプトは簡単でも実現するのは困難だからです。固定周波数電流モード・スイッチング・レギュレータには、50%以上のデューティ・サイクルで各レギュレータを安定動作させるために、発振器から「スロープ補償」信号を得る必要があります。1フェーズのデュアル・スイッチング・レギュレータでこの信号を得るのは比較的簡単ですが、2フェーズ動作では新しい独自の手法を開発する必要がありました。さらに、一方のチャネルでのスイッチ遷移が他方のチャネルの動作を妨害する可能性があるので、2フェーズ動作では2つのチャネル間の分離がさらに重要になります。

これらの2フェーズのデバイスはこれらのハードルが乗り越えられた証です。これらのデバイスは、需要が拡大し続ける携帯用電子機器向け高効率電源に対して他に類のない利点を提供します。

INPUT VOLTAGE (V)0

INPU

T RM

S CU

RREN

T (A

)

3.0

2.5

2.0

1.5

1.0

0.5

010 20 30 40

3728 F04

SINGLE PHASEDUAL CONTROLLER

2-PHASEDUAL CONTROLLER

VO1 = 5V/3AVO2 = 3.3V/3A

図4. RMS入力電流の比較

LTC3728

153728fg

最初のページの図1はLTC3728の基本的なアプリケーション回路です。外付け部品の選択は負荷要件に基づいておこない、RSENSEとインダクタ値の選択から始めます。次に、パワーMOSFETとD1を選択します。最後にCINとCOUTを選択します。図1に示す回路は最大28V (外付けMOSFETによって制限される)の入力電圧で動作するように構成できます。

出力電流に対応したRSENSEの選択RSENSEは必要な出力電流に基づいて選択します。LTC3728の電流コンパレータの最大スレッショルドは75mV/RSENSEで、同相入力範囲はSGNDから1.1(INTVCC)までです。インダクタ電流のピークは電流コンパレータのスレッショルドによって設定され、最大平均出力電流IMAXはインダクタ電流のこのピーク値よりピーク-ピーク間リップル電流ΔILの半分だけ小さい値になります。

LTC3728および外付け部品の値のばらつきに対して余裕をもたせると、次式のようになります。

RSENSE = 50mVIMAX

電流センス・ループ内ではPCBノイズが生じる可能性があるので、適正なSN比を得るには、設計でΔVSENSE = ΔI • RSENSE

のAC電流センス・リップルもチェックする必要があります。一般に、PCBレイアウトを適正にするには、小さめな値として15mVのΔVSENSE電圧から始めることが推奨されています。

非常に低損失の条件でコントローラを使用すると、デューティ・ファクタ50%以上で動作中の降圧レギュレータの安定性基準に適合するために必要な内部補償のため、最大出力電流レベルが低下します。この動作デューティ・ファクタに依存するピーク出力電流レベルの減少を推定するために、特性曲線が示してあります。

動作周波数LTC3728には固定周波数のフェーズロック可能なアーキテクチャが採用されており、周波数は内部コンデンサによって決定されます。この内部コンデンサは、PLLFLTRピンに加えられた電圧に比例する電流を固定された電流に足した電流で充電されます。詳細については、「アプリケーション情報」の「フェーズロック・ループと周波数同期」を参照してください。

アプリケーション情報

PLLFLTRピンに加えられた電圧と周波数のグラフを図5に示します。動作周波数が増加するにつれ、ゲート電荷による損失が増えて効率が下がります(「効率の検討事項」を参照)。最大スイッチング周波数は約550kHzです。

インダクタの値の計算動作周波数が高いほど小さな値のインダクタとコンデンサを使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択には相関関係があります。そうであれば、なぜ誰もが大きな値の部品を使った低い周波数での動作を選ぶのでしょうか? 答えは効率です。周波数が高いほどMOSFETのゲート電荷による損失のために、一般に効率が低下します。この基本的なトレードオフに加えて、リップル電流と低電流動作に対するインダクタ値の影響も考慮しなければなりません。

インダクタの値はリップル電流に直接影響を与えます。インダクタ・リップル電流ΔILは、次式で示すようにインダクタンスまたは周波数が高いほど減少し、VINが高いほど増加します。

∆IL = 1(f)(L)

VOUT 1–VOUTVIN

大きなΔILの値が許容できれば低インダクタンスを使用できますが、出力電圧リップルが大きくなりコア損失が増加します。適正な負荷過渡応答と電流ループでの十分なリップル電流信号を得るための、リップル電流の設定値の妥当な出発点はΔIL = 0.3(IMAX)以上です。入力電圧が最大のときにΔILが最大になります。

図5. PLLFLTRピンの電圧と周波数

OPERATING FREQUENCY (kHz)200 250 300 350 550400 450 500

PLLF

LTR

PIN

VOLT

AGE

(V)

3728 F05

2.5

2.0

1.5

1.0

0.5

0

LTC3728

163728fg

インダクタの値も2次的な影響を与えます。必要な平均インダクタ電流が、RSENSEによって決定される電流制限の25%以下のピーク電流になると、Burst Mode動作への移行が始まります。インダクタ値を小さくする(ΔILを大きくする)と、より小さい負荷電流でBurst Modeに移行するので、低電流動作の上限付近で効率が低下する可能性があります。Burst Mode動作では、インダクタンス値が小さくなるとバースト周波数が低下します。

インダクタのコアの選択Lの値が分かったら、次にインダクタの種類を選択します。高効率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコア損失は一般に許容できないので、もっと高価なフェライト、Molypermalloy、あるいはKool Mμ®のコアを使用します。インダクタ値が同じ場合、実際のコア損失はコア・サイズではなく、選択したインダクタンスによって大きく異なります。インダクタンスが増加するとコア損失が低下します。残念ながら、インダクタンスを大きくするにはワイヤの巻数を増やす必要があるため銅損が増加します。

フェライトを使用した設計ではコア損失がきわめて小さく、高いスイッチング周波数に適しているため、設計目標を銅損と飽和を防ぐことに集中することができます。フェライト・コアの材質は「極度に」飽和します。つまり、最大設計ピーク電流を超えると、インダクタンスが急激に低下します。その結果、インダクタのリップル電流が急増し、出力電圧リップルが増加します。コアは絶対に飽和させないでください。

Molypermalloy (Magnetics, Inc.製)はトロイダルコアに最適な低損失コア材料ですが、フェライトよりも高価です。Magnetics,

Inc.製で経済的なものがKool Mμです。トロイダルコアは特に多層巻線が使用できるときに空間効率が非常に高くなります。これらには一般にボビンがないので実装が困難です。ただし、表面実装用の製品が入手でき、高さもそれほどではありません。

アプリケーション情報パワーMOSFETとD1の選択LTC3728の各コントローラに2つの外付けパワーMOSFETを選択する必要があります。トップ(メイン)スイッチ用に1個のN

チャネルMOSFET、およびボトム(同期)スイッチ用に1個のN

チャネルMOSFETです。

ピーク-ピーク間ドライブ・レベルはINTVCC電圧で設定されます。この電圧は起動時には標準で5Vです(「EXTVCCピンの接続」を参照)。したがって、大部分のアプリケーションではロジック・レベル・スレッショルドMOSFETを使用する必要があります。唯一の例外は、低い入力電圧(VIN < 5V)が想定されている場合、サブロジック・レベルのスレッショルドのMOSFET

(VGS(TH) < 3V)を使います。MOSFETのBVDSSの仕様にも十分注意を払ってください。ほとんどのロジック・レベルMOSFET

は30V以下に制限されています。

パワーMOSFETの選択基準には、オン抵抗RDS(ON)、逆伝達容量CRSS、入力電圧、最大出力電流などがあります。LTC3728

が連続モードで動作しているときは、トップMOSFETとボトムMOSFETのデューティ・サイクルは次式で求められます。

メイン・スイッチのデューティ・サイクル =VOUTVIN

同期スイッチのデューティ・サイクル =VIN – VOUT

VIN

最大出力電流でのMOSFETの電力損失は次式で求められます。

PMAIN =VOUTVIN

IMAX( )2 1+ δ( )RDS(ON) +

k VIN( )2 IMAX( ) CRSS( ) f( )

PSYNC =VIN – VOUT

VINIMAX( )2 1+ δ( )RDS(ON)

ここで、δはRDS(ON)の温度係数、kはゲート・ドライブ電流に反比例する定数です。

LTC3728

173728fg

アプリケーション情報I2R損失の項は2つのMOSFETに共通していますが、トップサイドのNチャネルの式には追加の遷移損失の項があり、これは入力電圧が高いときに最大になります。VIN < 20Vでは、高電流時の効率は一般に大きいMOSFETを使用すると向上しますが、VIN > 20Vでは遷移損失が急激に増加して、低CRSSで高RDS(ON)のデバイスを使用する方が実際には効率が高くなるポイントにまで達します。同期MOSFETの損失は、トップ･スイッチのデューティ・ファクタが低い高入力電圧時、または同期スイッチが周期の100%近くオンになる短絡時に最も大きくなります。

あるMOSFETに対する(1＋δ)の項は、一般に正規化RDS(ON)

対温度曲線から得られますが、低電圧のMOSFETの近似値としてδ = 0.005/°Cを使用することができます。CRSSは通常、MOSFETの特性で規定されています。定数k = 1.7を用いて、メイン・スイッチの電力損失の式の2つの項の影響度を概算することができます。

図1に示すショットキー・ダイオードD 1は、2つのパワーMOSFETの導通期間と導通期間の間のデッドタイム中に導通します。これによって、ボトムMOSFETのボディー・ダイオードがデッドタイム中にオンして電荷を蓄積するのを防止し、VINが高いときに効率が3%ほど低下する原因となる逆回復時間を不要にします。1A～3Aのショットキー・ダイオードは平均電流が比較的小さいため、両方の動作領域にとって一般に妥当な選択といえます。これより大きなダイオードは接合容量が大きいので、遷移損失が増加します。パルススキップ・モードまたはBurst Modeで動作させるときには、ショットキー・ダイオードは同期MOSFETと並列に接続する必要があります。

CINとCOUTの選択CINの選択は、マルチフェーズ・アーキテクチャと入力ネットワーク(バッテリ/ヒューズ/コンデンサ)を流れるワーストケースのRMS電流へのこのアーキテクチャの影響によって簡略化されます。ワーストケースのRMS電流はコントローラが片方だけ動作しているときに生じることが分ります。最大RMS電流要件を求めるには、以下の式で(VOUT)(IOUT)の積が最大になる方

のコントローラを使用する必要があります。他方の位相のずれたコントローラから流れ出す出力電流を増やすと、実際には入力のRMSリップル電流がこの最大値から減少します(図4を参照)。位相をずらす方式では、1フェーズの電源ソリューションと比較すると、入力コンデンサのRMSリップル電流が一般に30%～70ほど減少します。

入力コンデンサの種類、容量、およびESR定格が効率に影響を与えるので、選択の過程で検討する必要があります。バッテリの大きなピーク電流を低く抑えるのに十分な電荷を蓄積できる容量値を選択する必要があります。200kHzで動作する25W出力の電源では、通常20μF～40μFで十分です。コンデンサのESRは、バッテリの全体的な効率だけでなく、コンデンサの電力損失にとっても重要です。すべての電力(RMSリップル電流 • ESR)は、コンデンサを熱するだけでなく、バッテリの電力も消耗します。

中程度の電圧(20V～35V)のセラミック・コンデンサ、タンタル・コンデンサ、OS-CONコンデンサ、さらにスイッチャ定格の電解コンデンサを入力コンデンサに使用できますが、それぞれ短所があります。セラミック・コンデンサの電圧係数は非常に大きく、可聴圧電効果が生じることがあります。タンタル・コンデンサはサージに対する定格が定められている必要があります。OS-CONコンデンサは大きなインダクタンスを有しケースのサイズが大きくなり、表面実装の適用に制約があります。電解コンデンサはESRが大きく、ドライアウトする可能性があるため複数個使用する必要があります。マルチフェーズ・システムでは、全体として最小限の容量値ですみます。セラミック・コンデンサはESRが非常に小さいので20W～35Wの電源にとって最適で、22μFを1個または10μFを2～3個で間に合います。セラミック・コンデンサの20Vでのキャパシタンスはゼロ・バイアス時の定格よりもかなり小さくなりますが、ESR損失が非常に少ないため、高効率のバッテリ駆動システムにとって理想的な候補になります。また、ESRおよびバルク容量の目標を達成する効果的な方法として、セラミック・コンデンサと高品質の電解コンデンサを並列接続することも検討してください。

LTC3728

183728fg

アプリケーション情報連続モードでは、トップNチャネルMOSFETのソース電流は、デューティ・サイクルがVOUT/VINの方形波になります。大きな電圧過渡を防ぐには、1つのチャネルの最大RMS電流に対応できる容量の低ESR入力コンデンサを使う必要があります。コンデンサの最大RMS電流は次式で求められます。

CINRequiredIRMS ≈IMAXVOUT VIN − VOUT( )

1/2

VIN

この式はVIN = 2VOUTのとき最大値をとります。ここで、IRMS =

IOUT/2です。大きく変化させてもそれほど状況が改善されないため、一般にこのシンプルなワーストケース条件が設計に使用されます。コンデンサの製造元のリップル電流定格は多くの場合わずか2000時間の寿命によって規定されていることに注意してください。このため、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり必要な温度定格よりも高い温度定格のコンデンサを選択することを推奨します。サイズまたは高さの設計要件を満たすため、複数のコンデンサを並列に接続することもできます。疑問点については必ず製造元に問い合わせてください。

LTC3728のマルチフェーズの利点は、電力の高い方のコントローラに対して上式を使用し、次に両方のコントローラのチャネル・スイッチが同時にオンするとき生じると思われる損失を計算することによって推測することができます。両方のコントローラが動作しているときは、入力コンデンサのESRを流れる電流パルスがインターリーブするので全RMS電力損失が減少します。この理由により、ワーストケースのコントローラについて上式で計算した入力コンデンサの要件はデュアル・コントローラの設計に対して適切です。マルチフェーズ・システムではピーク電流が減少するので、入力保護ヒューズの抵抗、バッテリ抵抗、およびPCボードのトレース抵抗による各損失も減少します。マルチフェーズ設計の総合的利点は、電源/バッテリのソース・インピーダンスを効率テストに含めるとき初めて完全に実現されます。2つのトップMOSFETのドレインは互いに1cm以内に配置し、CINを共有するようにします。ドレインとCINを離すと、VINに望ましくない電圧共振や電流共振を生じる可能性があります。

COUTは必要な等価直列抵抗(ESR)に基づいて選択します。一般に、ESR要件が満たされると、その容量はフィルタリングを行うのに十分な値になります。

出力リップルΔVOUTは次式で決定されます。

∆VOUT ≈ ∆IL ESR+ 18fCOUT

ここで、f = 動作周波数、COUT = 出力容量、ΔIL = インダクタのリップル電流です。ΔILは入力電圧に応じて増加するので、出力リップルは入力電圧が最大のとき最大になります。以下のことを仮定すると、ΔIL = 0.3IOUT(MAX)のとき出力リップルは一般に最大VINで50mVより小さくなります。

COUTはESR < 2 RSENSEを推奨

そして、COUT > 1/(8fRSENSE)

最初の条件は出力コンデンサのESRに流れ込むリップル電流に関係し、2番目の条件は出力容量がリップル電流のために動作周波数の周期内に大きく放電しないことを保証します。小さな出力容量を選択すると、放電の項のためにリップル電圧が上昇しますが、これはESRが非常に小さいコンデンサを使用して補償することができ、リップル電圧を50mV以下に抑えることができます。ITHピンのOPTI-LOOPの補償部品を最適化すると、選択した出力コンデンサに関係なく、安定した高性能過渡応答を実現することができます。

ニチコン、United Chemicon、三洋電機などの製造元の高性能なスルーホール・コンデンサが検討対象になります。三洋製のOS-CON半導体誘電体コンデンサは、アルミ電解コンデンサの中でESRとサイズの積が最も小さいものですが、いくらか価格が高くなります。OS-CONコンデンサと並列にセラミック・コンデンサを追加して、インダクタンスの影響を減らすことを推奨します。

表面実装のアプリケーションでは、ESR、RMS電流処理および負荷ステップに関する要件を満たすために、並列に接続した複数のコンデンサが必要になることがあります。アルミニウム電解コンデンサ、乾式タンタル・コンデンサおよび特殊ポリマー・コンデンサが表面実装型パッケージで提供されています。特殊ポリマー表面実装コンデンサのESRは非常に小さいものの、単位体積あたりの蓄電容量は他の種類のコンデンサより小さくなります。これらのコンデンサは非常に費用対効果の高い出力コンデンサとして利用でき、ループ帯域幅の広いコントローラと組み合わせるのに最適です。タンタル・コンデンサ

LTC3728

193728fg

アプリケーション情報は最高の容量密度をもち、制御されたソフトスタート機能を備えたスイッチング・レギュレータ用の出力コンデンサとしてよく使用されます。サージ試験が実施された表面実装タンタル・コンデンサのAVX TPS、AVX TPSVまたはKEMET T510シリーズが最適で、ケース高さが2mm～4mmのものが供給されています。リップル電流定格、温度、および長期信頼性を考慮した場合、コスト重視のアプリケーションにはアルミ電解コンデンサを使用できます。標準的なアプリケーションでは、数個ないし多数のアルミニウム電解コンデンサを並列に接続する必要があります。上述のコンデンサを組み合わせれば、多くの場合最大限の性能が得られ、全体的なコストが最小限に抑えられます。他のタイプのコンデンサには、ニチコンのPLシリーズ、NECのNeocap、Cornell DubilierのESRE、Spragueの595Dシリーズなどがあります。その他の具体的な推奨品については製造元にお問い合わせください。

INTVCCレギュレータ内部Pチャネル低損失レギュレータは、VIN電源ピンからINTVCCピンに5Vを発生します。INTVCCはLTC3728内のドライバと内部回路に電力を供給します。INTVCCピンのレギュレータは50mAのピーク電流を供給することができ、最小4.7μFのタンタル、10μFの特殊ポリマー、または低ESRタイプの電解コンデンサでグランドにバイパスする必要があります。1μFセラミック・コンデンサをデバイスのINTVCCピンとPGND

ピンに隣接して接続することを強く推奨します。MOSFETゲート・ドライバに必要な高過渡電流の供給とチャネル間の相互干渉の防止のために十分なバイパスが必要です。

大きなMOSFETが高い周波数でドライブされる高入力電圧アプリケーションでは、LTC3728の最大接合部温度定格を超えるおそれがあります。システムの消費電流は一般にゲート充電電流によって左右されます。INTVCCレギュレータおよび3.3Vリニア・レギュレータに追加される外部負荷も、電力損失の計算の際に考慮する必要があります。全INTVCC電流は、5V内部リニア・レギュレータとEXTVCC入力ピンのどちらからでも供給できます。EXTVCCピンに印加される電圧が4.7Vより低いと、すべてのINTVCC電流は内部5Vリニア・レギュレータによって供給されます。この場合のデバイスの電力損失は最大(VIN) • (IINTVCC)になり、全体の効率が低下します。「効率

の検討事項」で説明されているように、ゲート充電電流は動作周波数に依存します。接合部温度は「電気的特性」のNote

2に示されている式を使って推定することができます。たとえば、LTC3728のVIN電流は、24V電源の場合、次に示すようにEXTVCCピンを使用していないと24mA以下に制限されます。

TJ = 70＋(24mA)(24V)(95/W) = 125

EXTVCC入力ピンを使用すると、接合部温度は次のように低下します。

TJ = 70＋(24mA)(5V)(95/W) = 81

電力損失は内部3.3Vリニア・レギュレータから流れる追加電流も含めて計算します。最大接合部温度を超えないようにするには、最大VINでの連続モード動作時の入力電源電流をチェックする必要があります。

EXTVCCピンの接続LTC3728のEXTVCCピンとINTVCCピンの間には内部PチャネルMOSFETスイッチが内蔵されています。EXTVCCに印加された電圧が4.7Vを超えると内部レギュレータがオフし、スイッチが閉じてEXTVCCピンをINTVCCピンに接続し、それによって内部に電力が供給されます。EXTVCCに印加された電圧が4.5Vを超えている限り、スイッチは閉じたままです。これにより、MOSFETドライバと制御回路への電力は通常動作中(4.7V <

VOUT < 7V)は出力から供給し、出力が安定化されていないとき(始動時、短絡時など)は内部レギュレータから供給することができます。EXTVCCスイッチを経由して規定値以上の電流が必要な場合は、EXTVCCピンとINTVCCピンの間に外付けショットキー・ダイオードを追加できます。EXTVCCピンには7V

を超える電圧を印加しないでください。 また、EXTVCC ≤ VIN

となるようにしてください。

ドライバ電流および制御電流によるVIN電流は(デューティ・サイクル)/(効率)に比例するため、出力からINTVCCに電力を供給することによって効率を大幅に改善できます。5Vレギュレータの場合、この電力供給はEXTVCCピンを直接VOUTに接続して行うことが可能です。ただし、3.3Vレギュレータなどの低電圧レギュレータの場合、出力からINTVCC電源を得るには追加回路が必要です。

LTC3728

203728fg

アプリケーション情報以下、EXTVCCに対して可能な4つの接続方法を示します。

1. EXTVCCを開放したままにする(または接地する)。こうすると、内部5VレギュレータからINTVCCに電力が供給されるため、入力電圧が高いときに効率が最大10%ほど低下します。

2. EXTVCCをVOUTに直接接続する。これは5Vレギュレータでは通常の接続方法であり、効率が最も高くなります。

3. EXTVCCを外部電源に接続する。5V～7Vの範囲の外部電源が使用可能で、MOSFETのゲート・ドライブ要件に適合すれば、これを使用してEXTVCCに電力を供給することができます。

4. 出力から導かれた昇圧ネットワークにEXTVCCを接続する。3.3Vレギュレータなどの低電圧レギュレータでは、4.7V

以上に昇圧した出力から得られる電圧にEXTVCCを接続することにより、さらに効率を改善することができます。これは図6aに示す誘導性昇圧巻線を使用するか、または図6b

に示す容量性チャージポンプを使用すれば実現できます。チャージポンプには磁気部品がシンプルになるという長所があります。

トップサイドMOSFETドライバの電源(CB、DB)BOOSTピンに接続された外付けブートストラップ・コンデンサCBは、トップサイドMOSFETにゲート・ドライブ電圧を供給します。SWピンが“L”のとき、機能図のコンデンサCBがINTVCC

から外付けダイオードDBを介して充電されます。トップサイドMOSFETの1つをオンさせるとき、ドライバはそのMOSFET

のゲート-ソース間にCB電圧を印加します。これによってMOSFETが導通し、トップサイド・スイッチがオンになります。スイッチ・ノード電圧SWがVINまで上昇し、BOOSTピンが続いて上昇します。トップサイドMOSFETがオンしているとき、昇圧電圧は入力電源より高くなります(VBOOST = VIN＋VINTVCC)。昇圧コンデンサCBの値としてはトップサイドMOSFETの全入力容量の100倍が必要です。外付けショットキー・ダイオードの逆ブレークダウン電圧はVIN(MAX)より大きくなければなりません。ゲート・ドライブ・レベルは最終的にはレギュレータの総入力電流に基づいて調整します。変更を加えて入力電流が減少すれば、効率は向上しています。入力電流に変化がなければ効率にも変化はありません。

EXTVCC

FCB

SGND

VIN

TG1

SW

BG1

PGND

LTC3728

RSENSEVOUT

VSEC

+COUT

+1µF

3728 F06a

N-CH

N-CH

R6

+CIN

VIN

T11:N

OPTIONAL EXTVCCCONNECTION5V < VSEC < 7V

R5

EXTVCC

VIN

TG1

SW

BG1

PGND

LTC3728

RSENSEVOUT

VN2222LL

+COUT

3728 F06b

N-CH

N-CH

+CIN

+1µF VIN

L1

BAT85 BAT85

BAT85

0.22µF

図6a. 2次側出力ループとEXTVCCの接続 図6b. EXTVCCの容量性チャージポンプ

LTC3728

213728fg

アプリケーション情報出力電圧LTC3728の出力電圧はそれぞれ出力コンデンサ両端に注意深く配置した外付け帰還抵抗分割器によって設定されます。その結果生じる帰還信号は、エラーアンプにより内蔵の高精度0.800V電圧リファレンスと比較されます。出力電圧は次式で求められます。

VOUT = 0.8V 1+ R2R1

ここで、R1とR2は図2で定義されています。

SENSE＋ピン/SENSE-ピン電流コンパレータのセンス・ピンの同相入力範囲は0V～(1.1)

INTVCCです。この範囲の全域で連続リニア動作が保証されており、EXTVCCに印加される電圧に応じて0.8V～7.7Vの出力電圧設定が可能です。機能図に示されているように、差動NPN入力段が内部2.4Vソースから内部抵抗によってバイアスされています。これには、出力電圧に応じて、SENSEピンによる電流のソースまたはシンクが必要です。出力電圧が2.4Vより低いと、両方のセンス・ピンからメイン出力に電流が流れます。この出力は、電流コンパレータの負入力バイアス電流を補償するために、VOUT抵抗分割器で容易にプリロードできます。SENSEピンの各ペアから流れる最大電流は以下のとおりです。

ISENSE＋＋ISENSE

− = (2.4V−VOUT)/24k

VOSENSEは0.8Vのリファレンス電圧にサーボ制御されるので、この電流を吸収するように図2のR1の最大値を選択することができます。

R1(MAX) = 24k0.8V

2.4V – VOUT

VOUT < 2.4Vの場合

1.8Vの出力電圧を安定化するには、R1の最大値は32Kにします。2.4Vを超える出力電圧の場合、センス電流を吸収するのに必要なR1の最大値はありません。ただし、R1は依然としてVOSENSE帰還電流によって制限されています。

ソフトスタート/実行機能RUN/SS1ピンとRUN/SS2ピンは多目的ピンであり、ソフトスタート機能とLTC3728をシャットダウンする手段を提供します。ソフトスタートは、コントローラの(VITHに比例する)電流制限を徐々に大きくすることによって、入力電源のサージ電流を低減します。このピンは電源のシーケンス制御にも使用することができます。

内部の1.2μA電流源がCSSコンデンサを充電します。RUN/SS1

(RUN/SS2)の電圧が1.5Vに達すると、該当するコントローラは動作を開始します。RUN/SSの電圧が1.5Vから3.0Vまで上昇するにつれ、内部電流制限も25mV/RSENSEから75mV/RSENSE

まで増加します。出力電流制限はゆっくり増加し、最大電流に達するにはさらに1.25s/μFを要します。出力電流がこのようにゆっくり増加するので、入力電源から供給する必要のある起動サージ電流が減少します。RUN/SSがグランドまで引き下げられていると、起動前におよそ以下の遅延時間が生じます。

tDELAY = 1.5V1.2µA

CSS = 1.25s / µF( )CSS

tIRAMP = 3V −1.5V1.2µA

CSS = 1.25s / µF( )CSS

両方のRUN/SSピンを1Vより低くすると、LTC3728は低消費電流(IQ = 20μA)のシャットダウン状態になります。図7に示されているように、RUN/SSピンはロジックで直接ドライブ可能です。図7のダイオードD1によってスタート遅延は短くなりますが、CSSをゆっくり上昇させてソフトスタート機能を実行することができます。各RUN/SSピンは6Vのツェナー・クランプを内蔵しています(機能図を参照)。

LTC3728

223728fg

アプリケーション情報フォールト状態: 過電流ラッチオフRUN/SSピンは過電流状態を検出したときコントローラをラッチオフする機能も備えています。RUN/SSコンデンサCSSは起動時にコントローラをオンし、突入電流を制限するために使用されます。コントローラが起動し、出力コンデンサを充電するのに十分な時間が経過し、全負荷電流が供給されるようになると、RUN/SSコンデンサは短絡タイマとして使用されます。CSSが4.1Vに達した後レギュレータの出力電圧が公称値の70%を下回ると、出力が過電流状態であるとみなされてCSSが放電を開始します。この状態がCSSのサイズと規定された放電電流によって決まる十分長い時間続くと、RUN/SSピンの電圧がリサイクリングされるまでコントローラはシャットダウンします。起動時に過負荷状態が発生した場合、この時間は次式で概算できます。

tLO1 ≈ [CSS(4.1−1.5＋4.1−3.5)]/(1.2µA) = 2.7 • 106 (CSS)

起動後に過負荷状態が生じると、CSSの電圧はツェナー・クランプ電圧から降下し始めます。

tLO2 ≈ [CSS(6−3.5)]/(1.2µA) = 2.1 • 106 (CSS)

図7に示されているように、この内蔵過電流ラッチオフはRUN/

SSピンにプルアップ抵抗を接続して無効にすることができます。この抵抗はソフトスタート時間を短縮し、過電流状態時にRUN/SSコンデンサの放電を防止します。このプルアップ抵抗を図7のようにVINに接続すると、過電流ラッチオフが無効になります。

過電流ラッチオフを無効にする理由は? 設計の試作段階ではノイズの混入やレイアウトの不備による問題が生じることがあり、そのため保護回路がラッチオフする可能性があります。こ

の機能を無効にすると、回路やPCレイアウトのトラブルシューティングを容易に行うことができます。内部の短絡電流およびフォールドバック電流制限は有効になったままなので、電源システムを障害から保護します。設計が完了した後、ラッチオフ機能をイネーブルするかどうかを決定することができます。

ソフトスタート・コンデンサCSSの値は、出力電圧、出力容量、および負荷電流特性に応じて変更する必要があるかもしれません。最小ソフトスタート容量は、次式で求められます。

CSS > (COUT) (VOUT) (10−4) (RSENSE)

大部分のアプリケーションでは、CSS = 0.1μFの最小推奨ソフトスタート・コンデンサで十分です。

フォールト状態: 電流制限と電流フォールドバックLTC3728の電流コンパレータの最大センス電圧は75mVなので、最大MOSFET電流は75mV/RSENSEになります。電流制限の最大値は一般に周囲温度が最も高くVINが最も高い状態で発生し、このときトップMOSFETの電力損失が最大になります。

LTC3728には出力がグランドに短絡したとき負荷電流をさらに制限する電流フォールドバック機能が備わっています。上記の過負荷シャットダウン・ラッチが無効にされているときでもフォールドバック回路は有効です。出力が公称出力レベルの70%を下回ると、最大センス電圧は75mVから25mVまで徐々に低下します。デューティ・サイクルが非常に低いときの短絡状態では、LTC3728は短絡電流を制限するためにサイクル・スキップを開始します。この状況ではボトムMOSFETが大半の電力を消費しますが、通常動作時よりも少なくなります。短絡時のリップル電流はLTC3728の最小オン時間tON(MIN) (200ns

未満)、入力電圧、およびインダクタ値によって決まり、次式で表されます。

ΔIL(SC) = tON(MIN) (VIN/L)

短絡電流は次式で求められます。

ISC = 25mVRSENSE

+ 12

∆IL(SC)

3.3V OR 5V RUN/SSVIN

D1

CSS

RSS*

3728 F07

*過電流ラッチオフを無効にするためのオプション

図7．RUN/SSピンのインタフェース

LTC3728

233728fg

アプリケーション情報フォールト状態：過電圧保護(クローバ)過電圧クローバは、レギュレータの出力電圧が公称レベルより大幅に高くなるとシステムの入力ヒューズを溶断するように設計されています。コントローラの動作中に短絡が発生すると、このクローバによって大きな電流が流れてヒューズが溶断し、トップMOSFETが短絡しないよう保護します。

コンパレータは出力の過電圧状態をモニタします。コンパレータ(OV)は公称出力電圧より7.5%以上高い過電圧フォールトを検出します。この状態が検出されると、過電圧状態が解消されるまでトップMOSFETはオフし、ボトムMOSFETはオンします。このコンパレータの出力は過電圧状態でのみラッチされます。したがって、設計のデバッグ中はPCレイアウトが不適切なスイッチング・レギュレータ・システムでも動作させることができます。ボトムMOSFETはOV状態が続くかぎりオン状態を保ちます。VOUTが安全なレベルに回復すると、正常動作が自動的に再開されます。トップMOSFETが短絡すると大電流が流れ、システム・ヒューズが切れます。トップMOSFETにリークが生じていても、スイッチング・レギュレータはリークに応じてデューティ・サイクルを調整して適切に安定化を行います。

フェーズロック・ループと周波数同期LTC3728には電圧制御発振器と位相検出器で構成されるフェーズロック・ループが内蔵されています。これにより、トップMOSFETのターンオンを外部ソースの立上りエッジにロックすることができます。電圧制御発振器の周波数範囲は中心周波数fOの±50%です。PLLFLTRピンに1.2Vの電圧が印加されると周波数は約400kHzになります。LTC3728の公称動作周波数範囲は250kHz～550kHzです。

使用されている位相検出器はエッジに反応するデジタル・タイプで、外部発振器と内部発振器の位相シフトはゼロ度となります。このタイプの検出器はVCOの中心周波数の高調波に近い入力周波数にはロックしません。PLLのホールドイン範囲(ΔfH)はキャプチャ範囲(ΔfC)に等しくなります。

ΔfH = ΔfC = ±0.5 fO(250kHz-550kHz)

位相検出器の出力はPLLFLTRピンに接続された外部フィルタ・ネットワークを充放電する1対の相補的電流源です。

外部周波数(fPLLIN)が発振器周波数(fOSC)より高いと電流が連続的にソースされ、PLLFLTRピンはプルアップされます。外部周波数がfOSCより低いと、電流が連続的にシンクされ、PLLFLTRピンはプルダウンされます。外部周波数と内部周波数が等しくても位相が異なると、位相差に相当する時間だけ電流源がオンします。このように、PLLFLTRピンの電圧は、外部発振器と内部発振器の位相と周波数が等しくなるまで調整されます。このような安定した動作点では位相コンパレータの出力はオープンになり、フィルタ・コンデンサCLPがその電圧を保持します。LTC3728のPLLINピンはピンの近くに配置されたロジック・ゲートなどの低インピーダンスのソースからドライブする必要があります。フェーズロック・システムに複数のLTC3728 (または、図14に示されているように複数のLTC3729)

を使う場合、スレーブ発振器がマスタ発振器の周波数に確実にロックできる電圧でマスタ発振器のPLLFLTRピンをバイアスします。この要件を満たすため、0.7V～1.7VのDC電圧をマスタ発振器のPLLFLTRピンに印加することを推奨します。このとき動作周波数範囲は300kHz～470kHzになります。

ループ・フィルタの部品(CLP、RLP)により位相検出器からの電流パルスが平滑化され、安定した入力が電圧制御発振器に供給されます。フィルタ部品のCLPとRLPによりループがロックする速度が決定されます。一般にRLP =10kΩで、CLPは0.01μF

～0.1μFです。

LTC3728

243728fg

アプリケーション情報最小オン時間の検討事項最小オン時間tON(MIN)は、LTC3728がトップMOSFETをオンすることができる最小時間です。これは内部タイミング遅延とトップMOSFETをオンするのに必要なゲート電荷の量によって決まります。低デューティ・サイクルのアプリケーションではこの最小オン時間の制限値に接近する可能性があるので以下の条件を満たすように注意が必要です。

tON(MIN) <VOUTVIN(f)

デューティ・サイクルが最小オン時間で対応可能な値より低くなると、LTC3728はサイクル・スキップを開始します。出力電圧は引き続き安定化されますが、リップル電圧とリップル電流が増加します。

スイッチング・ノイズのない理想状態におけるLTC3728の最小オン時間の標準的なテスト値は100nsです。ただし、最小オン時間は電圧ループや電流ループ内のPCBのスイッチング・ノイズによって影響される可能性があります。PCBレイアウトが適正な場合(最小30%のインダクタ電流リップルと約15mVのセンス・リップル電圧)の最小オン時間の値の控えめな出発点は200nsです。

FCBピンの動作FCBピンは2次巻線の安定化のために、あるいはロジック・レベル入力として使用できます。FCBピンが0.8Vを下回ると両方のコントローラに対して連続モード動作が強制されます。連続モードのあいだ電流はトランスの1次側を連続して流れます。2次側巻線はボトム同期スイッチがオンのときだけ電流を流します。1次負荷電流が少なくVIN/VOUT比が低いとき、あるいはそのいずれかのときには、出力コンデンサから2次側負荷に電力を伝送するのに十分な時間、同期スイッチがオンにならない可能性があります。同期スイッチのデューティ・ファクタが十分であれば、強制連続動作によって2次巻線がサポートされます。したがって、FCB入力ピンを使えば、補助巻線から電力を引き出すためにインダクタの1次側巻線から電力を引き出す必要はなくなります。ループが連続モード動作に維持されていれば、1次側出力負荷に関係なく、補助出力の負荷をわずかにすることができます。

2次側出力電圧VSECは、図6aに示すとおり、一般にトランスの巻数比Nによって設定されます。

VSEC ≅ (N＋1)VOUT

ただし、1次側負荷電流が少ないためコントローラがBurst Mode動作になってスイッチングが停止するとVSECは垂下します。VSECからFCBピンに接続されている外部抵抗分割器によって最小電圧VSEC(MIN)が設定されます。

VSEC(MIN) ≈0.8V 1+ R6R5

ここで、R5とR6は図2に示されています。

VSECがこのレベルを下回ると、FCB電圧はVSECが再び最低値を超えるまで一時的に連続スイッチング動作を強制します。

FCBピンに外部接続がない場合の誤動作を防止するために、FCBピンにはこのピンを“H”にプルアップする0.18μAの内部電流源があります。抵抗値R5とR6を選択するときはこの電流を含めてください。

FCBピンで得られる状態を下表に要約します。

表1

FCBピン 状態0V～0.75V 両方のコントローラの強制連続

動作(電流反転を許容 - バースト は禁止)

0.85V < VFCB < 4.0V 最少ピーク電流によりBurst Mode 動作を起動 電流反転は許容されない

帰還抵抗 2次巻線を安定化>4.8V Burst Mode動作をディスエーブル

固定周波数モードをイネーブル 電流反転は許容されない 最少ピーク電流なし

LTC3728

253728fg

アプリケーション情報電圧ポジショニング電圧ポジショニングを使ってワーストケースの過渡負荷条件でのピーク-ピーク間出力電圧の変動を最小限に抑えることができます。制御ループの開ループDC利得は最大負荷ステップ仕様に従って減少します。エラーアンプの動作電圧の中間点(つまり1.2V)に等しいテブナン等価電圧源をもつ抵抗分割器をITHピンに接続することにより、LTC3728に電圧ポジショニングを容易に追加することができます(図8を参照)。

この抵抗性負荷は、エラーアンプのリニア制御範囲を維持しながらDCループ利得を下げます。出力電圧の最大偏差は理論的には半減できます。また、特定のアプリケーションの出力容量を減らすこともできます。「デザイン・ソリューション10」で詳説されています。(www.linear-tech.co.jpをご覧ください。)

効率の検討事項スイッチング・レギュレータのパーセント効率は、出力電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよくあります。パーセント表示の効率は次式で表すことができます。

%効率 = 100%−(L1＋L2＋L3＋...)

ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表した個々の損失です。

ITH

RCRT1

INTVCC

CC

3728 F08

LTC3728

RT2

図8. LTC3728に適用したアクティブ 電圧ポジショニング

回路内の電力を消費するすべての要素で損失が生じますが、LTC3728の回路の損失の大部分は4つの主な損失要因によって生じます。1)LTC3728のVIN電流(3.3V内部レギュレータの負荷を含む)、2)INTVCCレギュレータの電流、3)I2R損失、4)

トップサイドMOSFETの過渡損失です。

1. VIN電流には2つの成分があります。ひとつは「電気的特性」の表に示されているDC電源電流で、これにはMOSFETドライバ電流と制御電流は含まれません。もうひとつは3.3Vリニア・レギュレータの出力から取り出される電流です。VIN電流による損失は一般に大きくはありません(0.1%未満)。

2. INTVCC電流はMOSFETドライバ電流と制御電流の和です。MOSFETドライバ電流はパワーMOSFETのゲート容量をスイッチングすることによって流れます。MOSFETのゲートが“L”から“H”、そして再び“L”に切換わる度に、INTVCC

からグランドに微小電荷dQが移動します。それによって生じるdQ/dtはINTVCCから流出する電流であり、一般に制御回路の電流よりはるかに大きくなります。連続モードでは、IGATECHG = f(QT＋QB)です。ここで、QTとQBはトップサイドMOSFETとボトムサイドMOSFETのゲート電荷です。

出力から得られるソースからEXTVCCスイッチ入力を介してINTVCCに電力を供給すると、ドライバおよび制御回路に必要なVIN電流は、(デューティ・サイクル)/(効率)に比例して減少します。たとえば、20Vから5Vのアプリケーションでは、10mAのINTVCC電流は約2.5mAのVIN電流になります。これによって、中間電流損失が10%以上(ドライバがVINから直接電力を供給されている場合)からわずか数パーセントに減少します。

3. I2R損失は、ヒューズ(使用している場合)、MOSFET、インダクタ、電流センス抵抗、および入出力コンデンサのESRの各DC抵抗から予測されます。連続モードでは、LやRSENSEに平均出力電流が流れますが、トップサイドMOSFETと同期MOSFET間でチョップされます。2つのMOSFETのRDS(ON)

がほぼ同じである場合は、片方のMOSFETの抵抗をLの抵抗、RSENSEおよびESRと加算するだけでI2R損失を求めることができます。たとえば、それぞれのRDS(ON) = 30mΩ、RL =

LTC3728

263728fg

アプリケーション情報50mΩ、RSENSE = 10mΩ、およびRESR = 40mΩ(入力と出力容量損失の合計)の場合、全抵抗は130mΩになります。この結果、5V出力の場合、出力電流が1Aから5Aに増加すると損失は3%～13%、あるいは3.3V出力では4%～20%の範囲になります。効率は外付け部品と出力電力レベルが同じ場合は、VOUTの2乗に反比例して変化します。高性能デジタル・システムで要求される出力電圧の低下と電流の増加の相乗効果により、スイッチング・レギュレータ・システムの各損失要因の重要性は単に2倍ではなく4倍になります!

4.遷移損失はトップサイドMOSFETにのみ適用され、しかも高入力電圧(通常15V以上)で動作しているときに限って大きくなります。遷移損失は次式から推定できます。

遷移損失 = (1.7) VIN2 IO(MAX) CRSS f

銅トレースや内部バッテリ抵抗など他の「隠れた」損失は、携帯用システムではさらに5%～10%の効率低下を生じる可能性があります。これらの「システム」レベルの損失を設計段階で含めることが非常に重要です。内部バッテリとヒューズの抵抗損失は、スイッチング周波数においてCINが適切な電荷蓄積と非常に低いESRをもつようにすれば最小限に抑えることができます。25W電源は一般に20mΩ～50mΩの最大ESRをもつ最低20μF～40μFの容量のコンデンサを必要とします。LTC3728

の2フェーズ・アーキテクチャでは、必要な入力容量は標準で競合製品の半分になります。デッドタイム中のショットキー・ダイオードの導通損失やインダクタ・コア損失などのその他の損失は一般に追加される全損失のわずか2%未満です。

過渡応答のチェックレギュレータのループ応答は負荷電流過渡応答を観察することによってチェックできます。スイッチング・レギュレータはDC

(抵抗性)負荷電流のステップに応答するのに数サイクルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUTはΔILOAD(ESR)だけシフトします。ここで、ESRはCOUTの等価直列抵抗です。さらに、ΔILOADによりCOUTの充放電が始まって帰還誤差信号を発生し、レギュレータを電流変化に適応させてVOUTを定常値に回復させます。この回復期間に(安定性に問題があることを示す)過度のオーバーシュートやリンギングが発生しないか

VOUTをモニタすることができます。OPTI-LOOP補償により、広範な出力容量とESR値に対して過渡応答の最適化を図ることができます。ITHピンが備わっているので制御ループ動作を最適化できるだけでなく、DC結合され、ACフィルタされた閉ループ応答のテスト・ポイントも得られます。このテスト・ポイントでのDCステップ、立上り時間、およびセトリングは、正確に閉ループ応答を反映します。2次特性が支配的なシステムを想定すれば、位相マージンや減衰係数はこのピンで見られるオーバーシュートの割合を使って推定することができます。このピンの立上り時間を調べることにより、帯域幅も推定できます。図1の回路に示すITHピンの外付け部品は、ほとんどのアプリケーションにおいて妥当な出発点となります。

ITHの直列RC-CCフィルタにより、支配的なポールゼロ・ループ補償が設定されます。これらの値は、プリント基板のレイアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を決定した後で、過渡応答を最適化するために多少は(推奨値の0.5～2

倍)変更することができます。出力コンデンサのさまざまな種類と値によってループの利得と位相が決まるので、まず出力コンデンサを選択する必要があります。1μs～10μsの立上り時間を持つ全負荷電流の20%～80%の出力電流パルスによって出力電圧波形とITHピンの波形が発生し、それにより、帰還ループを開くことなく全体的なループの安定性を判断することができます。現実的な負荷ステップを発生する実用的な方法として、出力コンデンサの両端に直接パワーMOSFETを接続し、適当な信号発生器でそのゲートをドライブします。出力電流のステップによって生じる初期出力電圧ステップは帰還ループの帯域幅内にない場合があるため、位相マージンを決定するのにこの信号を使用することはできません。このため、ITHピンの信号を調べる方が確実です。この信号は帰還ループ内にあり、フィルタされ補償された制御ループ応答です。ループの利得はRCを大きくすると増加し、ループの帯域幅はCCを小さくすると拡大します。CCを減少させるのと同じ比率でRCを増加させるとゼロの周波数は変化しないので、帰還ループの最も重要な周波数範囲で位相シフトが一定に保たれます。出力電圧のセトリング動作は閉ループ・システムの安定性に関係し、電源の実際の全体的性能を表します。

LTC3728

273728fg

アプリケーション情報次に、(1μFを超える)大容量電源バイパス・コンデンサを備えた負荷を切り替えることにより、さらに大きな過渡が発生します。放電しきったバイパス・コンデンサが実質的にCOUTと並列接続状態になるため、VOUTが急速に降下します。負荷のスイッチの抵抗が小さく、しかも瞬間的にドライブされると、どんなレギュレータでも出力電圧の急激なステップ変化を防止するだけ素早く電流供給を変えることはできません。CLOAD対COUT

の比率が1：50より大きい場合は、スイッチの立上り時間を制御して、負荷の立上り時間を約25 • CLOADに制限しなければなりません。したがって、10μFコンデンサでは250μsの立上り時間が必要となり、充電電流は約200mAに制限されます。

車載に関する検討事項: シガレット・ライタへの差し込みバッテリ駆動機器を携帯するようになると、シガレット・ライタから電源をとってバッテリを節約するだけでなく、動作中にバッテリ・パックの再充電までやれたらと考えるのは当然です。ただし、接続する前に以下のことに注意してください。まず、最悪状態の電源に接続することになります。自動車のメイン電源ラインは、負荷遮断、バッテリの逆接続、ダブル・バッテリなど、多くの好ましくない過渡電位を発生させる温床です。

バッテリ・ケーブルがしっかり接続されていないと負荷遮断が生じます。ケーブルの接続が外れると、オルタネータのフィールドが崩壊して、減衰するのに数100msを要する60Vもの正の高電圧スパイクが発生する可能性があります。バッテリの逆接続はその言葉通りであり、ダブル・バッテリは、牽引トラックの運転手が12Vよりも24Vのジャンプ・スタートの方が冷えたエンジンを手早く始動できると判断した結果行われるものです。

自動車の電源ラインの故障からDC/DCコンバータを保護する最も簡単な回路を図9に示します。直列ダイオードはバッテリの逆接続時に電流が流れるのを防止し、過渡サプレッサは負荷遮断時に入力電圧をクランプします。過渡サプレッサはダブル・バッテリ動作時には導通させてはなりませんが、入力電圧をコンバータのブレークダウン電圧以下に引き続きクランプする必要があることに注意してください。LTC3728の最大入力電圧は36Vですが、ほとんどのアプリケーションはMOSFETのBVDSSによって30Vに制限されています。

図9. 車載アプリケーションの保護

VIN

3728 F09

LTC3728TRANSIENT VOLTAGESUPPRESSORGENERAL INSTRUMENT1.5KA24A

50A IPK RATING

12V

LTC3728

283728fg

アプリケーション情報設計例1チャネルの場合の設計例として、VIN = 12V(公称)、VIN =

22V(最大)、VOUT = 1.8V、IMAX = 5A、f = 300kHzと仮定します。

30%のリップル電流を仮定して、まずインダクタンス値を選択します。リップル電流の最大値は最大入力電圧で生じます。INTVCCピンを使ってPLLFLTRピンを抵抗分割器に接続し、300kHz動作のために1Vを発生します。30%のリップル電流の場合、最小インダクタンスは次式のとおりです。

∆IL =VOUT(f)(L)

1–VOUTVIN

4.7μHのインダクタの場合は23%のリップル電流が生じ、3.3μH

の場合は33%となります。インダクタ値が3.3μHの場合、ピーク・インダクタ電流は、最大DC値にリップル電流の半分を加えた値(つまり5.84A)になります。リップル電流を増やすと、100ns

の最小オン時間に違反しないようにする効果もあります。最小オン時間は以下のとおり最大VINで発生します。

tON(MIN) =VOUT

VIN(MAX)f=

1.8V22V(300kHz)

= 273ns

RSENSE抵抗値は、最大電流センス電圧仕様を使い、いくらかの許容差を考慮して計算することができます。

RSENSE ≤ 60mV5.84A

≈0.01Ω

出力電圧が2.4V以下なので、出力抵抗分割器は出力電圧を設定するだけではなくSENSEピンの規定入力電流を吸収するように大きさを決定する必要があります。

R1(MAX) = 24k0.8V

2.4V – VOUT

= 24K0.8V

2.4V –1.8V

= 32k

R1 = 25.5kとR2 = 32.4kの1%抵抗を選択すると、1.816Vの出力電圧が発生します。

トップサイドMOSFETの電力損失は容易に概算できます。SiliconixのSi4412DYを選択すると、RDS(ON) = 0.042Ω、CRSS

= 100pFになります。T(推定値) = 50での最大入力電圧では次のようになります。

PMAIN = 1.8V22V

5( )2 1+ (0.005)(50°C– 25°C)[ ]0.042Ω( ) +1.7 22V( )2 5A( ) 100pF( ) 300kHz( )

= 220mW

グランドへの短絡によって、以下のフォールドバック電流が流れます。

ISC = 25mV0.01Ω

+ 12

200ns(22V)3.3µH

= 3.2A

ただし、RDS(ON)は標準的な値で、δ = (0.005/)(25) = 0.1

です。その結果生じるボトムMOSFETの電力消費は以下のとおりです。

PSYNC = 22V –1.8V22V

3.2A( )2 1.1( ) 0.042Ω( )= 434mW

これは最大負荷状態での値より小さい値です。

CINは、このチャネルだけが動作しているものと仮定して、全動作温度で最低3AのRMS電流定格のものを選択します。出力リップルを下げるために、ESRが0.02ΩのCOUTを選択します。連続モードでの出力リップルは入力電圧が最大のときに最大になります。ESRによる出力電圧リップルはおよそ次のとおりです。

VORIPPLE = RESR (ΔIL) = 0.02Ω(1.67A) = 33mVP−P

LTC3728

293728fg

アプリケーション情報PCボード・レイアウトのチェックリストPCボードをレイアウトするときは以下のチェックリストを使用してLTC3728が正しく動作するようにします。これらの項目は図10のレイアウト図にもイラストで示してあります。図11に連続モードで動作している2フェーズ同期整流式レギュレータの各分岐点における電流波形を示します。レイアウトでは、以下の項目をチェックしてください。

1. NチャネルMOSFETのM1とM3は互いに1cm以内に配置され、CINで共通ドレイン接続されていますか? 2つのチャネルの入力デカップリングを分割すると大きな共振ループが形成されることがあるので、入力デカップリングは分割しないでください。

2.信号グランドと電源グランドは分離されていますか? 1つにまとめたLTC3728の信号グランド・ピンとCINTVCCのグランド・リターンは1つにまとめたCOUT(-)端子に戻す必要があります。トップNチャネルMOSFET、ショットキー・ダイオード、およびCINコンデンサで形成される経路は、リードとPCトレースを短くします。コンデンサは互いに隣接させ、また上記のショットキー・ループからは離して配置し、出力コンデンサの(-)端子と入力コンデンサの(-)端子はできるだけ近づけて接続してください。

3. LTC3728のVOSENSEピンの抵抗分割器はCOUTの(＋)端子に接続されていますか? 抵抗分割器はCOUTの(＋)端子と信号グランドの間に接続しなければなりません。R2とR4は入力コンデンサからの大電流入力部に沿って配線しないでください。

図10. LTC3728の推奨基板レイアウト図

CB2

CB1

RPU

PGOOD

VPULL-UP(<7V)

CINTVCC

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

28

27

26

25

24

23

22

21

20

19

18

17

16

15

+

CIN

D1M1 M2

M3 M4

D2

+

CVIN

VIN

RIN

INTVCC

3.3V

R4R3

R2R1

RUN/SS1

SENSE1+

SENSE1–

VOSENSE1

PLLFLTR

PLLIN

FCB

ITH1

SGND

3.3VOUT

ITH2

VOSENSE2

SENSE2–

SENSE2+

PGOOD

TG1

SW1

BOOST1

VIN

BG1

EXTVCC

INTVCC

PGND

BG2

BOOST2

SW2

TG2

RUN/SS2

LTC3728

L1

L2

COUT1

VOUT1

GND

VOUT2

3728 F10

+

COUT2

+

RSENSE

RSENSE

fIN

LTC3728

303728fg

アプリケーション情報

4. SENSE-とSENSE＋は最小限の基板トレース間隔で一緒に配線されていますか?SENSE＋とSENSE-の間のフィルタ・コンデンサはできるだけデバイスに近づけて配置します。SENSE抵抗にはケルビン接続を使って高精度な電流検出を行います。

5. INTVCCデカップリング・コンデンサはデバイスの近くでINTVCCピンと電源ピンの間に接続されていますか?このコンデンサはMOSFETドライバのピーク電流を供給します。さらに1個の1μFセラミック・コンデンサをINTVCCピンとPGNDピンに隣接して配置すれば、ノイズ性能を大幅に改善できます。

6.スイッチング・ノード(SW1、SW2)、トップ・ゲート・ノード(TG1、TG2)、およびブースト・ノード(BOOST1、BOOST2)を敏感な小信号ノード、特に反対側のチャネルの電圧センス帰還ピンおよび電流センス帰還ピンから離してください。これらすべてのノードの信号は非常に大きく高速で変化するので、LTC3728の「出力側」に置き、基板のトレース面積を最小限に抑えます。

7.改良型の「スター・グランド」手法を使います。これは、入力コンデンサおよび出力コンデンサと同じ基板の側にある低インピーダンスの大きな銅領域の中央接地点で、ここにINTVCCデカップリング・コンデンサのボトム側、電圧帰還抵抗分割器のボトム、およびデバイスのSGNDピンが接続されます。

図11. 分岐電流の波形

RL1D1

L1SW1 RSENSE1 VOUT1

COUT1+

VIN

CIN

RIN +

RL2D2BOLD LINES INDICATEHIGH, SWITCHING CURRENT LINES. KEEP LINES TO A MINIMUM LENGTH.

L2SW2

3728 F11

RSENSE2 VOUT2

COUT2+

LTC3728

313728fg

アプリケーション情報PCボード・レイアウトのデバッグ最初、片方のコントローラだけオンにします。回路をテストするとき、DC-50MHzの電流プローブを使用してインダクタの電流をモニタすると便利です。出力スイッチング・ノード(SWピン)をモニタしてオシロスコープを内部発振器に同期させ、実際の出力電圧も調べてください。アプリケーションで予想される動作電圧および電流範囲で適切な性能が出ているかチェックします。損失電圧までの入力電圧範囲にわたって、さらに出力負荷が低電流動作スレッショルド(標準でBurst Mode動作の最大設計電流レベルの10%～20%)を下回るまで動作周波数が保たれなければなりません。

デューティ・サイクルのパーセンテージは、適切に設計された低ノイズのPCBにおいてはすべてのサイクルで維持されます。低調波の周期でデューティ・サイクルが変動する場合、電圧センス入力または電流センス入力でノイズを拾っているか、あるいはループ補償が適切でない可能性があります。レギュレータの帯域幅の最適化が必要なければ、ループの過補償を用いてPCレイアウトの不備を補うことができます。各コントローラの個々の性能をチェックした後でのみ、両方のコントローラを同時にオンしてください。特に条件の厳しい動作領域は、片方のコントローラ・チャネルが電流コンパレータのトリップ点に近づいているときに他方のチャネルがトップMOSFETをオンするときです。これは内部クロックの位相同期のために、いずれかのチャネルのデューティ・サイクルが50%付近のとき発生し、小さなデューティ・サイクル・ジッタを引き起こす可能性があります。

短絡テストを実施して適切な過電流ラッチオフを検証するか、あるいは抵抗を使ってVINから5μAをRUN/SSピンに供給して短絡ラッチオフが起こらないようにすることができます。

VINを公称レベルから下げて、ドロップアウト状態のレギュレータ動作を検証します。出力をモニタしながらさらにVINを下げて動作を確認し、低電圧ロックアウト回路の動作をチェックします。

出力電流が大きいとき、あるいは入力電圧が高いときにしか問題がないかどうかを調べます。入力電圧が高くかつ出力電流が小さいときに問題が発生する場合は、BOOST、SW、TG

およびBGの各接続と、敏感な電圧ピンおよび電流ピンとの間の容量性結合を調べます。電流センス・ピン間に接続するコンデンサは、デバイスのピンのすぐ近くに配置する必要があります。このコンデンサは高周波容量性結合による差動ノイズの混入の影響を最小限に抑えるのに有効です。低入力電圧時の電流出力負荷が大きいときに問題が起きる場合は、CIN、ショットキー・ダイオード、トップMOSFETなどの部品と、敏感な電流および電圧センス・トレースとの誘導性結合を調べます。さらに、これらの部品とデバイスのSGNDピン間の共通グランド経路の電圧ピックアップも調べてください。

電流センスのリード線を逆方向に接続した場合に生じる問題のほか、スイッチング・レギュレータが正しく動作するため見逃すおそれのある厄介な問題が生じます。このような不適切な接続状態でも出力電圧は維持されますが、電流モード制御の利点は実現されません。電圧ループの補償は、部品選択に対してさらに敏感になります。この現象は電流センス抵抗を一時的に短絡して調べることができます。センス抵抗を短絡してもレギュレータは出力電圧の制御を維持するので心配はいりません。

LTC3728

323728fg

標準的応用例

図12. LTC3728高効率低ノイズ5V/3A、3.3V/5A、12V/120mAレギュレータ

0.1µF

0.1µF

4.7µF

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

28

27

26

25

24

23

22

21

20

19

18

17

16

15

+

22µF50V

D1MBRM140T3

MBRS1100T3

D2MBRM140T3

M1 M2

M3 M4

1µF10V

CMDSH-3TR

CMDSH-3TR

0.1µF

10Ω

0.01Ω

0.015Ω

3.3V

0.1µF

20k1%

105k, 1%

33pF

15k

33pF

15k1000pF

1000pF

1000pF

1000pF

0.1µF

20k1%

63.4k1%

RUN/SS1

SENSE1+

SENSE1–

VOSENSE1

PLLFLTR

PLLIN

FCB

ITH1

SGND

3.3VOUT

ITH2

VOSENSE2

SENSE2–

SENSE2+

PGOOD

TG1

SW1

BOOST1

VIN

BG1

EXTVCC

INTVCC

PGND

BG2

BOOST2

SW2

TG2

RUN/SS2

LTC3728

T1, 1:1.810µH

L16.3µH

150µF, 6.3VPANASONIC SP 1µF

25V

180µF, 4VPANASONIC SP

GND

ON/OFF

85

123

VOUT23.3V5A; 6A PEAK

VOUT312V120mA

33µF25V

VOUT15V3A; 4A PEAK

VIN7V TO28V

3728 F12

++

VIN: 7V TO 28VVOUT: 5V, 3A/3.3V, 5A/12V, 120mASWITCHING FREQUENCY = 250kHzMI, M2, M3, M4: NDS8410AL1: SUMIDA CEP123-6R3MCT1: 10µH 1:1.8 — DALE LPE6562-A262 GAPPED E-CORE OR BH ELECTRONICS #501-0657 GAPPED TOROID

LT1121

+

+

220k

100k

1M

PGOOD

100k VPULL-UP(<7V)

59k

180pF

180pF

LTC3728

333728fg

標準的応用例

図13. 外部周波数同期を使ったLTC3728 5V/4A、3.3V/4Aレギュレータ

0.1µF

4.7µF

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

28

27

26

25

24

23

22

21

20

19

18

17

16

15

+

22µF50V

M1

M2

1µF10V

0.1µF

10Ω

0.015Ω

0.015Ω

fSYNC

3.3V

0.1µF

10k

105k1%

33pF

15k

33pF

15k220pF

220pF

0.01µF1000pF

1000pF

1000pF

0.1µF

20k1%

63.4k1%

20k1%

RUN/SS1

SENSE1+

SENSE1–

VOSENSE1

PLLFLTR

PLLIN

FCB

ITH1

SGND

3.3VOUT

ITH2

VOSENSE2

SENSE2–

SENSE2+

PGOOD

TG1

SW1

BOOST1

VIN

BG1

EXTVCC

INTVCC

PGND

BG2

BOOST2

SW2

TG2

RUN/SS2

LTC3728

L18µH

L28µH

47µF6.3V

56µF, 4V

GND

VOUT23.3V3A; 4A PEAK

VOUT15V3A; 4A PEAK

VIN5.2V TO28V

3728 F13

++

VIN: 5.2V TO 28VVOUT: 5V, 4A/3.3V, 4A

SWITCHING FREQUENCY = 250kHz TO 550kHzMI, M2: FDS6982S

L1, L2: 8µH SUMIDA CEP1238R0MCOUTPUT CAPACITORS: PANASONIC SP SERIES

27pF

27pF

0.1µF

CMDSH-3TR

CMDSH-3TR

PGOOD

VPULL-UP(<7V)

LTC3728

343728fg

Gパッケージ28ピン・プラスチックSSOP (0.209)

(LTC DWG # 05-08-1640)

パッケージ

G28 SSOP 0204

0.09 – 0.25(.0035 – .010)

0° – 8°

0.55 – 0.95(.022 – .037)

5.00 – 5.60**(.197 – .221)

7.40 – 8.20(.291 – .323)

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1413

9.90 – 10.50*(.390 – .413)

2526 22 21 20 19 18 17 16 1523242728

2.0(.079)MAX

0.05(.002)MIN

0.65(.0256)

BSC0.22 – 0.38

(.009 – .015)TYP

0.42 ±0.03 0.65 BSC

5.3 – 5.77.8 – 8.2

1.25 ±0.12

ミリメートル(インチ)

寸法にはモールドのバリを含まない。モールドのバリは各サイドで0.152mm (0.006")を超えないこと寸法にはリード間のバリを含まない。リード間のバリは各サイドで0.254mm (0.010")を超えてはならない

*

**

NOTE：1. 標準寸法：ミリメートル

2. 寸法は

3. 図は実寸とは異なる

推奨半田パッド・レイアウト

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353728fg

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

パッケージUH32パッケージ

32ピン・プラスチックQFN (5mm × 5mm)(Reference LTC DWG # 05-08-1693 Rev D)

5.00 ± 0.10(4 SIDES)

0.40 ± 0.10

31

1

2

32

3.50 REF(4-SIDES)

3.45 ± 0.10

3.45 ± 0.10

0.75 ± 0.05 R = 0.115TYP

0.25 ± 0.05(UH32) QFN 0406 REV D

0.50 BSC

0.200 REF

0.00 – 0.05

0.70 ±0.05

3.50 REF(4 SIDES)

4.10 ±0.05

5.50 ±0.05

0.25 ± 0.050.50 BSC

R = 0.05TYP

3.45 ± 0.05

3.45 ± 0.05

NOTE：1. 図はJEDECパッケージ・アウトライン　MO-220のバリエーションWHHD-(X)に含めるよう提案されている(承認待ち)2. 図は実寸とは異なる3. 全ての寸法はミリメートル4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。　モールドのバリは(もしあれば)各サイドで0.20mmを超えないこと5. 露出パッドは半田メッキとする6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない

ピン1のトップマーキング(NOTE 6)

底面図露出パッド

パッケージの外形

推奨半田パッド・レイアウト半田付けされない領域には半田マスクを使用する

ピン1のノッチR = 0.30（標準）または0.35 × 45°の面取り

LTC3728

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LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2006

LT 0909 REV G • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8FTEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp

標準的応用例

図14. 複数出力のPolyPhaseアプリケーション

PHASMD

CLKOUT

TG1

TG2

0°

I1

I3

I2

I4

90°

OPEN180°

U1LTC3729

BUCK: 2.5V/15A

BUCK: 2.5V/15A

PLLIN

TG1

TG2

90°

90°

270°U2

LTC3728

BUCK: 1.5V/15A

2.5VO/30A

CIN

IIN12VIN

IIN*

1.5VO/15A

1.8VO/15A

3728 F14

BUCK: 1.8V/15A

I1

I2

I3

I4

* 入力リップル電流の相殺によりリップル周波数が 増加し、RMSリップル電流が減少するので、 入力コンデンサを節約できる

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PolyPhaseはリニアテクノロジー社の登録商標です。No RSENSEはリニアテクノロジー社の商標です。