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LTC3859A
13859af
標準的応用例
概要
改善されたBurst Mode動作を備えた、 低消費電流、トリプル出力の降圧 /降圧 /昇圧
同期整流式コントローラLTC®3859Aは、全てNチャネルのパワーMOSFET段をドライブする、高性能トリプル出力（降圧 /降圧 /昇圧）同期整流式DC/DCスイッチング・レギュレータ･コントローラです。固定周波数電流モード・アーキテクチャにより、最大850kHzまでのスイッチング周波数にフェーズロック可能です。LTC3859Aは4.5V～38Vの広い入力電源範囲で動作します。昇圧コンバータの出力や別の補助電源からバイアスする場合、起動後は入力電源電圧が2.5Vまで下がっても動作します。
無負荷時の消費電流が55μAなので、バッテリ駆動システムの動作時間が延びます。OPTI-LOOP補償により、広範な出力容量とESR値に対して過渡応答の最適化を図ることができます。LTC3859Aは高精度の降圧用0.8Vリファレンス、昇圧用1.2Vリファレンス、およびパワーグッド出力インジケータを搭載しています。また、PLLIN/MODEピンにより、軽負荷時にBurst Mode動作、パルス・スキップ･モード、連続インダクタ電流モードのいずれかを選択します。
LTC3859に比べて、LTC3859Aの昇圧コントローラは、安定化された出力電圧より入力電圧が高いときのBurst Mode動作の性能が向上しています。L、LT、LTC、LTM、Burst Mode、OPTI-LOOP、およびµModuleはリニアテクノロジー社の登録商標です。No RSENSEはリニアテクノロジー社の商標です。他の全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。5481178、5705919、5929620、6144194、6177787、6580258を含む米国特許によって保護されています。
特長
アプリケーション
n デュアル降圧およびシングル昇圧の同期整流式コントローラn コールドクランクからわずか2.5Vまで出力を安定化状態に維持n 動作時の低消費電流：（1つのチャネルがオン状態のとき）55μAn 広いバイアス入力電圧範囲：4.5V～38Vn 降圧出力電圧範囲： 0.8V ≤ VOUT ≤ 24Vn 昇圧出力電圧： 最大60Vn RSENSEまたはDCRによる電流検出n Burst Mode®動作であっても昇圧の同期MOSFETの100%デューティサイクルが可能
n フェーズロック可能な周波数： 75kHz～850kHzn プログラム可能な固定周波数： 50kHz～900kHzn 軽負荷時に連続動作、パルス・スキップ動作または
低リップルBurstMode 動作を選択可能n 非常に低い降圧ドロップアウト動作：99%デューティサイクルn 出力電圧のソフトスタートまたはトラッキングを調整可能n シャットダウン時の低消費電流：14μAn 小型38ピン5mm×7mm QFNおよびTSSOPパッケージ
n 車載向け常時オンおよびスタート・ストップシステムn バッテリ駆動デジタル機器n DC分散電源システムn 複数出力の昇降圧アプリケーション
効率と入力電圧
3859 TA01a
LTC3859A
VFB3
TG3
BG3
SENSE3–
SENSE3+
INTVCC
BOOST1, 2, 3
ITH1, 2, 3
TRACK/SS1, 2SS3
SW1
SENSE1+
SENSE1–
VFB1
RUN1, 2, 3EXTVCC
TG2SW2BG2
SENSE2+SENSE2–
VFB2PGND SGND
VBIAS
4.9µH 6mΩ
357k 220µF
1µF
68.1k
68.1k
649k 68µF68.1k
1.2µH2mΩ
499k
4.7µF
SW1, 2, 30.1µF
0.1µF
VIN2.5V TO 38V
(START-UP ABOVE 5V)
VOUT15V5A
VOUT1
VOUT28.5V3A
220µF
220µF
VOUT3REGULATED AT 10V WHEN VIN < 10V
FOLLOWS VIN WHEN VIN > 10V
6.5µH 8mΩ
TG1
SW3 BG1
INPUT VOLTAGE (V)0
EFFI
CIEN
CY (%
)
100
95
85
75
65
55
90
80
70
60
502010 30
3859A TA01b
4015 355 25
FIGURE 12 CIRCUITILOAD = 2A
VOUT2 = 8.5V
VOUT1 = 5V
LTC3859A
23859af
絶対最大定格バイアス入力電源電圧（VBIAS） .............................–0.3V～40V降圧コントローラのトップサイド・ドライバ電圧 （BOOST1、BOOST2） .........................................–0.3V～46V昇圧コントローラのトップサイド・ドライバ電圧 （BOOST3） .........................................................–0.3V～76V降圧コントラーラのスイッチ電圧（SW1、SW2） ......–5V～40V昇圧コントローラのスイッチ電圧（SW） ..................–5V～70VINTVCC、（BOOST1–SW1）、 （BOOST2–SW2）、（BOOST3–SW3）、 ....................–0.3V～6VRUN1、RUN2、RUN3 ................................................–0.3V～8V
8Vを超えるソースからピンにソースされる 最大電流 ..................................................................... 100µA
（Note 1、3）
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
TOP VIEW
FE PACKAGE38-LEAD PLASTIC TSSOP
38
37
36
35
34
33
32
31
30
29
28
27
26
25
24
23
22
21
20
ITH1
VFB1
SENSE1+
SENSE1–
FREQ
PLLIN/MODE
SS3
SENSE3+
SENSE3–
VFB3
ITH3
SGND
RUN1
RUN2
RUN3
SENSE2–
SENSE2+
VFB2
ITH2
TRACK/SS1
PGOOD1
TG1
SW1
BOOST1
BG1
SW3
TG3
BOOST3
BG3
VBIAS
EXTVCC
INTVCC
BG2
BOOST2
SW2
TG2
OV3
TRACK/SS2
39PGND
TJMAX = 150°C, qJA = 25°C/W EXPOSED PAD (PIN 39) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB
13 14 15 16
TOP VIEW
39PGND
UHF PACKAGE38-LEAD (5mm × 7mm) PLASTIC QFN
17 18 19
38 37 36 35 34 33 32
24
25
26
27
28
29
30
31
8
7
6
5
4
3
2
1FREQ
PLLIN/MODE
SS3
SENSE3+
SENSE3–
VFB3
ITH3
SGND
RUN1
RUN2
RUN3
SENSE2–
SW1
BOOST1
BG1
SW3
TG3
BOOST3
BG3
VBIAS
EXTVCC
INTVCC
BG2
BOOST2
SENS
E1–
SENS
E1+
V FB1
I TH1
TRAC
K/SS
1
PGOO
D1
TG1
SENS
E2+
V FB2
I TH2
TRAC
K/SS
2
OV3
TG2
SW2
23
22
21
20
9
10
11
12
TJMAX = 150°C, qJA = 34.7°C/W EXPOSED PAD (PIN 39) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB
ピン配置
SENSE1+、SENSE2+、SENSE1–
SENSE2–の電圧 .....................................................–0.3V～28VSENSE3+、SENSE3–の電圧 ....................................–0.3V～40VFREQの電圧 ......................................................–0.3V～ INTVCC
EXTVCC....................................................................–0.3V～14VITH1、ITH2、ITH3、VFB1、VFB2、VFB3の電圧 .................–0.3V～6VPLLIN/MODE、PGOOD1、OV3の電圧 ......................–0.3V～6VTRACK/SS1、TRACK/SS2、SS3の電圧 ...................–0.3V～6V動作接合部温度範囲（Note 2）
LTC3859AE, LTC3859AI ................................. –40°C～125°C LTC3859AH .................................................... –40°C～150°C LTC3859AMP ................................................. –55°C～150°C
保存温度範囲 ............................................... –65°C～150°C
LTC3859A
33859af
電気的特性
発注情報
SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
VBIAS Bias Input Supply Operating Voltage Range 4.5 38 V
VFB1,2 Buck Regulated Feedback Voltage (Note 4); ITH1,2 Voltage = 1.2V –40°C to 85°C, All Grades LTC3859AE, LTC3859AI LTC3859AH, LTC3859AMP
l
l
0.792 0.788 0.786
0.800 0.800 0.800
0.808 0.812 0.812
V V V
VFB3 Boost Regulated Feedback Voltage (Note 4); ITH3 Voltage = 1.2V –40°C to 85°C, All Grades LTC3859AE, LTC3859AI LTC3859AH, LTC3859AMP
l
l
1.188 1.182 1.179
1.200 1.200 1.200
1.212 1.218 1.218
V V V
IFB1,2,3 Feedback Current (Note 4) –10 ±50 nA
VREFLNREG Reference Voltage Line Regulation (Note 4); VIN = 4V to 38V 0.002 0.02 %/V
VLOADREG Output Voltage Load Regulation (Note 4)
Measured in Servo Loop; DITH Voltage = 1.2V to 0.7V
l 0.01 0.1 %
Measured in Servo Loop; DITH Voltage = 1.2V to 2V
l –0.01 –0.1 %
gm1,2,3 Transconductance Amplifier gm (Note 4); ITH1,2,3 = 1.2V; Sink/Source 5µA
2 mmho
lは全規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25°Cでの値。注記がない限り、VBIAS＝12V、VRUN1,2,3＝5V、EXTVCC＝0V。（Note 2）
鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲LTC3859AEFE#PBF LTC3859AEFE#TRPBF LTC3859AFE 38-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°CLTC3859AIFE#PBF LTC3859AIFE#TRPBF LTC3859AFE 38-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°CLTC3859AHFE#PBF LTC3859AHFE#TRPBF LTC3859AFE 38-Lead Plastic TSSOP –40°C to 150°CLTC3859AMPFE#PBF LTC3859AMPFE#TRPBF LTC3859AFE 38-Lead Plastic TSSOP –55°C to 150°CLTC3859AEUHF#PBF LTC3859AEUHF#TRPBF 3859A 38-Lead (5mm × 7mm) Plastic QFN –40°C to 125°CLTC3859AIUHF#PBF LTC3859AIUHF#TRPBF 3859A 38-Lead (5mm × 7mm) Plastic QFN –40°C to 125°CLTC3859AHUHF#PBF LTC3859AHUHF#TRPBF 3859A 38-Lead (5mm × 7mm) Plastic QFN –40°C to 150°CLTC3859AMPUHF#PBF LTC3859AMPUHF#TRPBF 3859A 38-Lead (5mm × 7mm) Plastic QFN –55°C to 150°Cさらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。
LTC3859A
43859af
電気的特性 lは全規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25°Cでの値。注記がない限り、VBIAS＝12V、VRUN1,2,3＝5V、EXTVCC＝0V。（Note 2）SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
IQ Input DC Supply Current (Note 5)Pulse-Skipping or Forced Continuous Mode (One Channel On)
RUN1 = 5V and RUN2,3 = 0V or RUN2 = 5V and RUN1,3 = 0V or RUN3 = 5V and RUN1,2 = 0V VFB1, 2 ON = 0.83V (No Load) VFB3 = 1.25V
1.5 mA
Pulse-Skipping or Forced Continuous Mode (All Channels On)
RUN1,2,3 = 5V, VFB1,2 = 0.83V (No Load) VFB3 = 1.25V
3 mA
Sleep Mode (One Channel On, Buck)
RUN1 = 5V and RUN2,3 = 0V or RUN2 = 5V and RUN1,3 = 0V VFB,ON = 0.83V (No Load)
55 80 µA
Sleep Mode (One Channel On, Boost)
RUN3 = 5V and RUN1,2 = 0V VFB3 = 1.25V
55 80 µA
Sleep Mode (Buck and Boost Channel On)
RUN1 = 5V and RUN2 = 0V or RUN2 = 5V and RUN1 = 0V RUN3 = 5V VFB1,2 = 0.83V (No Load) VFB3 = 1.25V
65 100 µA
Sleep Mode (All Three Channels On)
RUN1,2,3 = 5V, VFB1,2 = 0.83V (No Load) VFB3 = 1.25V
80 120 µA
Shutdown RUN1,2,3 = 0V 14 30 µAUVLO Undervoltage Lockout INTVCC Ramping Up l 4.15 4.5 V
INTVCC Ramping Down l 3.5 3.8 4.0 VVOVL1,2 Buck Feedback Overvoltage Protection Measured at VFB1,2 Relative to
Regulated VFB1,27 10 13 %
ISENSE1,2+ SENSE+ Pin Current Bucks (Channels 1 and 2) ±1 µA
ISENSE3+ SENSE+ Pin Current Boost (Channel 3) 170 µA
ISENSE1,2– SENSE– Pin Current Bucks (Channels 1 and 2) VOUT1,2 < VINTVCC – 0.5V VOUT1,2 > VINTVCC + 0.5V
700
±2
µA µA
ISENSE3– SENSE– Pin Current Boost (Channel 3) VSENSE3+, VSENSE3– = 12V
±1 µA
DFMAX,TG Maximum Duty Factor for TG Bucks (Channels 1,2) in Dropout, FREQ = 0V Boost (Channel 3) in Overvoltage
98 99 100
% %
DFMAX,BG Maximum Duty Factor for BG Bucks (Channels 1,2) in Overvoltage Boost (Channel 3)
100 96
% %
ITRACK/SS1,2 Soft-Start Charge Current VTRACK/SS1,2 = 0V 0.7 1.0 1.4 µA
ISS3 Soft-Start Charge Current VSS3 = 0V 0.7 1.0 1.4 µA
VRUN1 ON VRUN2,3 ON
RUN1 Pin Threshold RUN2,3 Pin Threshold
VRUN1 Rising VRUN2,3 Rising
l
l
1.19 1.23
1.25 1.28
1.31 1.33
V V
VRUN1,2,3 Hyst RUN Pin Hysteresis 80 mV
VSENSE1,2,3(MAX) Maximum Current Sense Threshold VFB1,2 = 0.7V, VSENSE1,2– = 3.3V VFB1,2,3 = 1.1V, VSENSE3+ = 12V
l 43 50 57 mV
VSENSE3(CM) SENSE3 Pins Common Mode Range (BOOST Converter Input Supply Voltage)
2.5 38 V
LTC3859A
53859af
電気的特性 lは全規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25°Cでの値。注記がない限り、VBIAS＝12V、VRUN1,2,3＝5V、EXTVCC＝0V。(Note 2）SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
ゲート・ドライバTG1,2 Pull-Up On-Resistance
Pull-Down On-Resistance2.5 1.5
Ω Ω
BG1,2 Pull-Up On-Resistance Pull-Down On-Resistance
2.4 1.1
Ω Ω
TG3 Pull-Up On-Resistance Pull-Down On-Resistance
1.2 1.0
Ω Ω
BG3 Pull-Up On-Resistance Pull-Down On-Resistance
1.2 1.0
Ω Ω
TG1,2,3 tr TG1,2,3 tf
TG Transition Time: Rise Time Fall Time
(Note 6) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF
25 16
ns ns
BG1,2,3 tr BG1,2,3 tf
BG Transition Time: Rise Time Fall Time
(Note 6) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF
28 13
ns ns
TG/BG t1D Top Gate Off to Bottom Gate On Delay Synchronous Switch-On Delay Time
CLOAD = 3300pF Each Driver Bucks (Channels 1, 2) Boost (Channel 3)
30 70
ns ns
BG/TG t1D Bottom Gate Off to Top Gate On Delay Top Switch-On Delay Time
CLOAD = 3300pF Each Driver Bucks (Channels 1, 2) Boost (Channel 3)
30 70
ns ns
tON(MIN)1,2 Buck Minimum On-Time (Note 7) 95 ns
tON(MIN)3 Boost Minimum On-Time (Note 7) 120 ns
INTVCC Linear Regulator
VINTVCCVBIAS Internal VCC Voltage 6V < VBIAS < 38V, VEXTVCC = 0V, IINTVCC = 0mA 5.0 5.4 5.6 V
VLDOVBIAS INTVCC Load Regulation ICC = 0mA to 50mA, VEXTVCC = 0V 0.7 2 %
VINTVCCEXT Internal VCC Voltage 6V < VEXTVCC < 13V, IINTVCC = 0mA 5.0 5.4 5.6 V
VLDOEXT INTVCC Load Regulation ICC = 0mA to 50mA, VEXTVCC = 8.5V 0.7 2 %
VEXTVCC EXTVCC Switchover Voltage EXTVCC Ramping Positive 4.5 4.7 V
VLDOHYS EXTVCC Hysteresis 200 mV
発振器とフェーズロック・ループf25k Programmable Frequency RFREQ = 25k; PLLIN/MODE = DC Voltage 115 kHz
f65k Programmable Frequency RFREQ = 65k; PLLIN/MODE = DC Voltage 375 440 505 kHz
f105k Programmable Frequency RFREQ = 105k; PLLIN/MODE = DC Voltage 835 kHz
fLOW Low Fixed Frequency VFREQ = 0V PLLIN/MODE = DC Voltage 320 350 380 kHz
fHIGH High Fixed Frequency VFREQ = INTVCC; PLLIN/MODE = DC Voltage 485 535 585 kHz
fSYNC Synchronizable Frequency PLLIN/MODE = External Clock l 75 850 kHz
PGOOD1出力VPGL1 PGOOD1 Voltage Low IPGOOD1 = 2mA 0.2 0.4 V
IPGOOD1 PGOOD1 Leakage Current VPGOOD1 = 5V ±1 µA
VPG1 PGOOD1 Trip Level VFB1 with Respect to Set Regulated Voltage VFB1 Ramping Negative
–13
–10
–7
%
Hysteresis 2.5 %VFB1 Ramping Positive 7 10 13 %Hysteresis 2.5 %
LTC3859A
63859af
Note 1:絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える可能性がある。Note 2:LTC3859AはTJがTAにほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3859AEは0°C～85°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。–40°C～125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3859AIは–40°C～125°Cの動作接合部温度範囲で保証されており、LTC3859AHは–40°C～150°Cの動作接合部温度範囲で保証されており、LTC3859AMPは–55°C～150°Cの動作接合部温度範囲でテストされ、保証されている。接合部温度が高いと動作寿命が短くなる。125°Cを超える接合部温度では動作寿命はディレーティングされる。これらの仕様を満たす最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱インピーダンスおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。TJは周囲温度TAおよび電力損失PDから次式に従って計算される。TJ＝TA＋（PD • qJA）、ここで、QFNパッケージではqJA＝34°C/W、TSSOPパッケージではqJA＝25°C/W。
Note 3:このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護機能が備わっている。この保護がアクティブなとき、最大定格接合部温を超える。規定された絶対最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう、またはデバイスを永久的に損傷するおそれがある。Note 4：このLTC3859Aは帰還ループを使ってVITH1,2,3を規定電圧にサーボ制御し、そのときのVFB電圧を測定してテストされる。85°Cでの仕様は製造時にはテストされず、設計、特性評価および他の温度（LTC3859AE/LTC3859AIでは125°C、LTC3859AH/LTC3859AMPでは150°C）での製造時のテストとの相関によって確認されている。LTC3859AMPの場合、–40°Cでの仕様は製造時にはテストされず、設計、特性評価および–55°Cでの製造時のテストとの相関によって確認されている。Note 5:スイッチング周波数で供給されるゲート電荷により動的消費電流が増える。「アプリケーション情報」のセクションを参照。Note 6：立ち上がり時間と立ち下がり時間は10%と90%のレベルを使用して測定する。遅延時間は50%レベルを使って測定する。Note 7：最小オン時間の条件は、IMAXの40%以上のインダクタ・ピーク・トゥ・ピーク・リップル電流に対して規定されている（「アプリケーション情報」のセクションの「最小オン時間に関する検討事項」を参照）。
電気的特性
SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
TPG1 Delay For Reporting a Fault 20 µs
OV3昇圧過電圧インジケータの出力VOV3L OV3 Voltage Low IOV3 = 2mA 0.2 0.4 V
IOV3 OV3 Leakage Current VOV3 = 5V ±1 µA
VOV OV3 Trip Level VFB With Respect to Set Regulated Voltage 6 10 13 %Hysteresis 1.5 %
BOOST3チャージポンプIBST3 BOOST3 Charge Pump Available Output
CurrentVBOOST3 = 16V; VSW3 = 12V; Forced Continuous Mode
65 µA
lは全規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25°Cでの値。注記がない限り、VBIAS＝12V、VRUN1,2,3＝5V、EXTVCC＝0V。（Note 2）
LTC3859A
73859af
標準的性能特性
Burst Mode動作の負荷ステップ（降圧）
強制連続モードの 負荷ステップ（降圧）
パルススキップ・モードの 負荷ステップ（降圧）
軽負荷時のインダクタ電流（降圧） ソフトスタート降圧コントローラの安定化された帰還電圧と温度
効率および電力損失と出力電流（降圧） 効率と出力電流（降圧） 効率と入力電圧（降圧）
OUTPUT CURRENT (A)0.0001
EFFI
CIEN
CY (%
)
POWER LOSS (m
W)
100
90
70
50
30
10
80
60
40
20
0
10000
100
1
1000
10
0.11 100.01
3859A G01
0.10.001
FIGURE 12 CIRCUITVIN = 10V, VOUT = 5V
FCM EFFICIENCYPULSE-SKIPPING EFFICIENCYBURST LOSSBURST EFFICIENCYFCM LOSSPULSE-SKIPPING LOSS
OUTPUT CURRENT (A)0.0001
EFFI
CIEN
CY (%
)
100
90
70
50
30
10
80
60
40
20
01 100.01
3859A G02
0.10.001
VIN = 10V
VIN = 20V
FIGURE 12 CIRCUITVOUT = 5V
INPUT VOLTAGE (V)0
EFFI
CIEN
CY (%
)
100
99
97
95
93
98
96
94
9220 25 30 35 4010
3859A G03
155
FIGURE 12 CIRCUITVOUT = 5VILOAD = 4A
50µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL2A//DIV
VIN = 12VVOUT = 5VFIGURE 12 CIRCUIT
3859A G04 50µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL2A//DIV
VIN = 12VVOUT = 5VFIGURE 12 CIRCUIT
3859A G05 50µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL2A//DIV
VIN = 12VVOUT = 5VFIGURE 12 CIRCUIT
3859A G06
2µs/DIV
FORCEDCONTINUOUS
MODE
Burst ModeOPERATION
1A/DIV
PULSE-SKIPPING
MODE
VIN = 10VVOUT = 5VILOAD = 1mAFIGURE 12 CIRCUIT
3859A G07 20ms/DIV
VOUT22V/DIV
VOUT12V/DIV
3859A G08
FIGURE 12 CIRCUIT
TEMPERATURE (°C)–75
REGU
LATE
D FE
EDBA
CK V
OLTA
GE (m
V)
808
806
802
798
794
804
800
796
7920 25 50 75 150125100–50
3859A G09
–25
LTC3859A
83859af
標準的性能特性
Burst Mode動作の 負荷ステップ（昇圧）
パルススキップ・モードの 負荷ステップ（昇圧）
強制連続モードの 負荷ステップ（昇圧）
軽負荷時のインダクタ電流（昇圧） ソフトスタート（昇圧）昇圧コントローラの安定化された帰還電圧と温度
効率および電力損失と 出力電流（昇圧） 効率と出力電流（昇圧） 効率と入力電圧（昇圧）
OUTPUT CURRENT (A)0.0001
EFFI
CIEN
CY (%
)
POWER LOSS (m
W)
100
90
70
50
30
10
80
60
40
20
0
10000
100
1
1000
10
0.11 100.01
3859A G10
0.10.001
FIGURE 12 CIRCUITVIN = 5V, VOUT = 10V, VBIAS = VIN
FCM EFFICIENCYPULSE-SKIPPING EFFICIENCYBURST LOSSBURST EFFICIENCYFCM LOSSPULSE-SKIPPING LOSS
OUTPUT CURRENT (A)0.0001
EFFI
CIEN
CY (%
)
100
90
70
50
30
10
80
60
40
20
01 100.01
3859A G11
0.10.001
VIN = 5V
FIGURE 12 CIRCUITVBIAS = VINVOUT = 10V
VIN = 8V
INPUT VOLTAGE (V)2
EFFI
CIEN
CY (%
)
100
99
97
95
91
92
93
98
96
94
906 7 8 9 1043
3859A G12
5
FIGURE 12 CIRCUITVBIAS = VINVOUT = 10VILOAD = 2A
200µs/DIV
VOUT100mV/
DIVAC-
COUPLED
IL5A/DIV
3859A G13
VOUT = 10VVIN = 5VFIGURE 12 CIRCUIT
200µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL5A/DIV
3859A G14
VOUT = 10VVIN = 5VFIGURE 12 CIRCUIT
200µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL5A/DIV
3859A G15
VOUT = 10VVIN = 5VFIGURE 12 CIRCUIT
2µs/DIV
FORCEDCONTINUOUS
MODE
Burst ModeOPERATION
5A/DIV
PULSE-SKIPPING
MODE3859A G16
VOUT = 10VVIN = 7VILOAD = 1mAFIGURE 12 CIRCUIT
20ms/DIV
VOUT32V/DIV
GND
3859A G17
VIN = 5VFIGURE 12 CIRCUIT
TEMPERATURE (°C)–75
REGU
LATE
D FE
EDBA
CK V
OLTA
GE (V
)
1.212
1.209
1.203
1.191
1.194
1.197
1.206
1.200
1.1880 25 50 75 150120100–50
3859A G18
–25
LTC3859A
93859af
標準的性能特性
SENSEピンの総入力電流と VSENSE電圧
降圧コントローラのSENSE–ピンの入力バイアス電流と温度
昇圧コントローラのSENSEピンの総入力電流と温度
最大電流検出スレッショルドとデューティサイクル
最大電流検出スレッショルドと ITH電圧 TRACK/SSのプルアップ電流と温度
IINTVCCの ライン・レギュレーション INTVCCおよびEXTVCCと負荷電流
EXTVCC切り替え電圧および INTVCC電圧と温度
INPUT VOLTAGE (V)0
INTV
CC V
OLTA
GE (V
)
5.5
5.4
5.2
5.3
5.1
5.015 20 25 30 35 405
3859A G19
10LOAD CURRENT (mA)
0
INTV
CC V
OLTA
GE (V
)
5.6
5.2
5.4
4.6
4.8
5.0
4.4
4.2
4.060 80 10020
3859A G20
40
EXTVCC = 0V
EXTVCC = 5V
EXTVCC = 8.5V
VBIAS = 12V
TEMPERATURE (°C)–75
EXTV
CC A
ND IN
TVCC
VOL
TAGE
(V)
6.0
5.8
5.4
5.2
4.4
4.2
4.6
4.8
5.6
5.0
4.00 25 50 75 150125100–50
3859A G21
–25
INTVCC
EXTVCC RISING
EXTVCC FALLING
VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V)0
SENS
E CU
RREN
T (µ
A)
800
700
400
500
300
100
200
600
015 20 25 30 35 405
3859A G22
10
SENSE1, 2 PINS
SENSE3 PIN
TEMPERATURE (°C)–75
SENS
E CU
RREN
T (µ
A)
900
700
800
400
500
300
100
200
600
00 25 50 75 100 125 150–50
3859A G23
–25
VOUT < INTVCC – 0.5V
VOUT > INTVCC + 0.5V
TEMPERATURE (°C)–75
SENS
E CU
RREN
T (µ
A)
200
160
180
100
120
80
40
20
60
140
00 25 50 75 100 125 150–50
3859A G24
–25
SENSE3+ PIN
SENSE3– PIN
VIN = 12V
DUTY CYCLE (%)0
MAX
IMUM
CUR
RENT
SEN
SE V
OLTA
GE (m
V)
80
60
70
30
40
20
10
50
050 60 70 80 90 10010
3859A G25
20 30 40
BOOST
BUCK
ITH (V)0
MAX
IMUM
CUR
RENT
SEN
SE V
OLTA
GE (m
V)
60
40
50
–10
0
–20
30
20
10
–301 1.2 1.40.2
3859A G26
0.4 0.6 0.8
Burst Mode OPERATION
PULSE-SKIPPINGFORCED CONTINUOUS
TEMPERATURE (°C)–75
TRAC
K/SS
CUR
RENT
(µA)
1.20
1.15
1.05
1.00
0.85
0.90
1.10
0.95
0.800 25 50 75 125100 150–50
3859A G27
–25
LTC3859A
103859af
標準的性能特性
降圧のフォールドバック電流制限 発振器周波数と温度低電圧ロックアウト・スレッショルドと温度
シャットダウン（RUN）スレッショルドと温度
チャージポンプの充電電流と 動作周波数
チャージポンプの充電電流と スイッチ電圧
シャットダウン電流と温度 シャットダウン電流と入力電圧 消費電流と温度
TEMPERATURE (°C)–75
SHUT
DOW
N CU
RREN
T (µ
A)
22
20
16
14
10
18
12
80 25 50 75 100 125 150–50
3859A G28
–25
VBIAS = 12V
VBIAS INPUT VOLTAGE (V)5
SHUT
DOW
N CU
RREN
T (µ
A)
25
20
15
5
10
020 25 30 35 4010
3859A G29
15TEMPERATURE (°C)
–75
QUIE
SCEN
T CU
RREN
T (µ
A)
100
90
80
50
60
70
400 25 50 75 100 125 150–50
3859A G30
–25
ONE CHANNEL ON
ALL CHANNELS ON
VBIAS = 12V
FEEDBACK VOLTAGE (mV)0
MAX
IMUM
CUR
RENT
SEN
SE V
OLTA
GE (m
V)
70
60
50
20
10
30
40
65
55
45
15
5
25
35
0300 400 500 600 700 800100
3859A G31
200TEMPERATURE (°C)
–75
FREQ
UENC
Y (k
Hz)
600
550
500
350
400
450
3000 25 50 75 100 125 150–50
3859A G32
–25
FREQ = INTVCC
FREQ = GND
TEMPERATURE (°C)–75
INTV
CC V
OLTA
GE (V
)
4.4
4.3
4.2
3.6
3.8
4.0
3.4
3.5
3.7
3.9
4.1
0 25 50 75 100 125 150–50
3859A G33
–25
RISING
FALLING
TEMPERATURE (°C)–75
RUN
PIN
VOLT
AGE
(V)
1.40
1.35
1.30
1.20
1.00
1.15
1.10
1.05
1.25
0 25 50 75 100 125 150–50
3859A G34
–25
RUN1 RISING
RUN1 FALLING
RUN2,3 FALLING
RUN2,3 RISING
OPERATING FREQUENCY (kHz)100
CHAR
GE P
UMP
CHAR
GING
CUR
RENT
(µA)
100
80
90
60
70
20
30
0
10
40
50
400 500 600 700 800200
3859A G35
300
–55°C
25°C
150°C
VBOOST3 = 16VVSW3 = 12V
SWITCH VOLTAGE (V)5
CHAR
GE P
UMP
CHAR
GING
CUR
RENT
(µA)
100
80
90
60
70
20
30
0
10
40
50
20 25 30 35 4010
3859A G36
FREQ = 0V
FREQ = INTVCC
15
VBOOST3 – VSW3 = 4V
LTC3859A
113859af
ピン機能FREQ（ピン1/ピン5）：内部VCOの周波数制御ピン。このピンをGNDに接続すると、VCOは350kHzの固定周波数に強制されます。このピンをINTVCCに接続すると、VCOは535kHz
の固定周波数に強制されます。FREQとGNDの間に抵抗を使って、50kHz～900kHzの他の周波数にプログラムすることができます。抵抗と内部の20μAソース電流により、内部発振器が周波数を設定するのに使う電圧を発生します。
PLLIN/MODE（ピン2/ピン6）：位相検出器への外部同期入力と強制連続モード入力。このピンに外部クロックを与えると、フェーズロック・ループがTG1信号の立ち上がりを外部クロックの立ち上がりエッジに強制的に同期させ、レギュレータは強制連続モードで動作します。外部クロックに同期させない場合、（3つのコントローラ全てに作用する）この入力により、軽負荷時のLTC3859Aの動作モードが決まります。このピンをグランドに引き下げると、Burst Mode動作が選択されます。このピンをフロートさせると、グランドに接続された内部100k抵抗により、Burst Mode動作が作動します。このピンをINTVCCに接続すると、連続インダクタ電流動作を強制します。このピンを1.2V
より高くINTVCC-1.3Vより低い電圧に接続すると、パルス･スキップ動作が選択されます。これは、100k抵抗をこのピンからINTVCCに接続することによって行うことができます。
SGND（ピン8/ピン12）：3つのコントローラ全てに共通の小信号グランド。CINコンデンサの共通（-）端子に接続される大電流グランドとは別に配線する必要があります。
RUN1、RUN2、RUN3（ピン9、10、11/ピン13、14、15）：各コントローラのデジタル実行制御入力。RUN1を1.17Vより下げ、RUN2/RUN3を1.20Vより下げると、そのコントローラがシャットダウンします。これら全てのピンを0.7Vより下に強制するとLTC3859A全体がシャットダウンし、消費電流が約14μAに減少します。
OV3（ピン17/ピン21）：昇圧レギュレータの過電圧のオープン・ドレインのロジック出力。OV3は、VFB3ピンの電圧がその設定ポイントの110%より低いとグランドにプルダウンされ、VFB3がその設定ポイントの110%を超えると高インピーダンスになります。
INTVCC（ピン22/ピン26）：内部の低損失リニア・レギュレータの出力。ドライバと制御回路にはこの電圧源から電力が供給されます。最小4.7μFのセラミック・コンデンサまたはタンタル・コンデンサを使って、このピンをPGNDにデカップリングする必要があります。
EXTVCC（ピン23/ピン27）：INTVCCに接続された内部LDOへの外部電源入力。EXTVCCが4.7Vを超えると、VBIASから電力を供給される内部のLDOを迂回して、このLDOが INTVCC電源に電力を供給します。「アプリケーション情報」のセクションの「EXTVCCの接続」を参照してください。このピンはフロートさせず、このピンの電圧は14Vを超えないようにしてください。
VBIAS（ピン24/ピン28）：メイン・バイアス入力電源ピン。このピンとSGNDピンの間にバイパス・コンデンサを接続します。
BG1、BG2、BG3（ピン29、21、25/ピン33、25、29）：ボトム（同期）NチャネルMOSFETの高電流ゲート・ドライブ。これらのピンの電圧振幅はグランドからINTVCCまでです。
BOOST1、BOOST2、BOOST3（ピン30、20、26/ピン34、24、30）：上側のフローティング・ドライバへのブートストラップされた電源。コンデンサをBOOSTピンとSWピンの間に接続し、ショットキー・ダイオードをBOOSTピンとINTVCCピンの間に接続します。BOOSTピンの電圧振幅はINTVCCから（VIN＋INTVCC）までです。
SW1、SW2、SW3（ピン31、19、28/ピン35、23、32）：インダクタに接続するスイッチ・ノード。
TG1、TG2、TG3（ピン32、18、27/ピン36、22、31）：トップNチャネルMOSFETの高電流ゲート・ドライブ。これらは、電圧振幅がスイッチ・ノード電圧SWにINTVCCを重ね合わせた電圧に等しいフローティング・ドライバの出力です。
PGOOD1（ピン33/ピン37）：オープン・ドレインのロジック出力。VFB1ピンの電圧が設定ポイントの±10%以内にないと、PGOOD1はグランドに引き下げられます。
（QFN/TSSOP）
LTC3859A
123859af
ピン機能TRACK/SS1、TRACK/SS2、SS3（ピン34、16、3/ピン38、20、7）：外部トラッキングとソフトスタート入力。降圧チャネルでは、LTC3859AはVFB1（VFB2）の電圧を、0.8VとTRACK/SS1ピン（TRACK/SS2ピン）の小さい方に安定化します。昇圧チャネルでは、LTC3859AはVFB3の電圧を、1.2VとSS1ピンの電圧の小さい方に安定化します。このピンには内部で1µAプルアップ電流源が接続されています。このピンとグランドの間に接続したコンデンサにより、最終安定化出力電圧までのランプ時間が設定されます。あるいは、別の電源の抵抗分割器を降圧チャネルのTRACK/SSピンに接続すると、起動時にLTC3859Aの降圧出力が別の電源をトラッキングすることができます。
ITH1、ITH2、ITH3（ピン35、15、7/ピン1、19、11）：エラーアンプの出力およびスイッチング・レギュレータの補償ポイント。対応する各チャネルの電流コンパレータのトリップ点は、この制御電圧に応じて増加します。
VFB1、VFB2、VFB3（ピン36、14、6/ピン2、18、10）：出力に接続された外部抵抗分割器から、各コントローラへのリモートセンス帰還電圧を受け取ります。
SENSE1+、SENSE2+、SENSE3+（ピン37、13、4/ピン3、17、8）： 差動電流コンパレータの（＋）入力。RSENSEとともに、ITHピンの電圧、およびSENSE–ピンとSENSE+ピンの間の制御されたオフセットによって、電流トリップ・スレッショルドが設定されます。昇圧チャネルでは、SENSE3+ピンは電流を電流コンパレータに供給します。
SENSE1–、SENSE2–、SENSE3–（ピン38、12、5/ピン4、16、9）： 差動電流コンパレータの（-）入力。降圧チャネルのSENSE1,2–
が INTVCCより大きいと、SENSE1,2–ピンは電流を電流コンパレータに供給します。
PGND（露出パッドのピン39）：ドライバの電源グランド。ボトムNチャネルMOSFETのソースおよびCINの（-）端子に接続します。定格の電気的性能と熱性能を得るため、露出パッドはPCBに半田付けする必要があります。
（QFN/TSSOP）
LTC3859A
133859af
機能ブロック図
3859
A BD
SWIT
CHIN
GLO
GIC
INTV
CCV I
N1,2
D B C B
BOOS
T
TG SW BG
PGND
SENS
E+
SENS
E–
C IN
D
C OUT
INTV
CC
LR S
ENSE
TOP
BOT
DROP
OUT
DET
SQ
RQ
BOT
TOPO
N
SHDN
+ –SL
EEP
+ –
+ –
+ –
+–
ICM
PIR
2.8V
0.65
V
SLOP
E CO
MP
V FB
I TH
3mV
0.80
VTR
ACK/
SS
0.88
V
+ –+ ––
TRAC
K/SS
OV
C C2
RC
C C
RUN
C SS
FOLD
BACK
SHDN R S
T2(
V FB)
SHDN
6µA
CH1
0.5µ
A CH
2
11V
PFD
VCO
C LP
CLK2
CLK1
SYNC
DET
20µA 100k
R A
R B
LDO
EN
LDO
EN
+ –4.
7V
5.4V
5.4V
INTV
CCSG
ND
EXTV
CC
V BIA
S
FREQ
PGOO
D1
+ – + –
0.88
V
0.72
VV FB1
EA
BUCK
CHA
NNEL
S 1
AND
2
1µA
V OUT
1,2
6.8V
LTC3859A
143859af
機能図
3859
A BD
SWIT
CHIN
GLO
GIC
INTV
CCV O
UT3
D B C B
BOOS
T3
TG3
SW3
BG3
PGND
SENS
E3+
SENS
E3–
C OUT C I
NIN
TVCC
LR S
ENSE
TOP
BOT
SQ
RQ
BOTO
N
SHDN
+ –SL
EEP
+ –
+ –
+ –
+ –
ICM
PIR
2.8V
0.7V SL
OPE
COM
PV F
B3
I TH3
2mV
1.2V
SS3
1.32
V
+ –+ ––
SS3
OV
C C2
R C
C C
RUN3
C SS
SHDN
SNSL
O
0.5µ
A
11V
R A
R B
EA
+ –2V
SNSL
O
CLK1
PLLI
N/M
ODE
+ –
V FB3
1.32
V
OV3
0.42
5V
BOOS
T CH
ANNE
L 3
1µA
V IN3
LTC3859A
153859af
動作メイン制御ループLTC3859Aは固定周波数の電流モード降圧アーキテクチャを採用しています。2つの降圧コントローラ（チャネル1とチャネル2）は、互いに180度位相をずらして動作します。昇圧コントローラ（チャネル3）はチャネル1と同位相で動作します。通常動作時は、該当するチャネルのクロックがRSラッチをセットすると、降圧チャネルの外部トップMOSFET（昇圧チャネルの外部ボトムMOSFET）がオンし、メイン電流コンパレータ（ICMP）がRSラッチをリセットするとオフします。ICMPがトリップしてラッチをリセットするピーク・インダクタ電流は、ITHピンの電圧によって制御されます。この電圧はエラーアンプ（EA）の出力です。エラーアンプはVFBピンの出力電圧帰還信号（これは出力電圧VOUTからグランドに接続した外部抵抗分割器によって発生します）を内部の降圧用0.800Vリファレンス電圧（昇圧用1.2Vリファレンス電圧）と比較します。負荷電流が増加するとリファレンスに対してVFBがわずかに下がるので、平均インダクタ電流が新たな負荷電流に釣り合うまで、EAがITH電圧を上げます。
降圧チャネルのトップMOSFET（昇圧チャネルのボトムMOSFET）が各サイクルでオフした後、ボトムMOSFET（昇圧のトップMOSFET）は、電流コンパレータIRが示すようにインダクタ電流が逆流し始めるまで、または次のクロック・サイクルが始まるまでオンします。
INTVCC/EXTVCC電源トップとボトムのMOSFETドライバと他の大部分の内部回路への電力はINTVCCピンから供給されます。EXTVCCピンを開放状態にするか、または4.7Vより低い電圧に接続すると、VBIAS LDO（低損失リニア・レギュレータ）がVBIASからINTVCCに5.4Vを供給します。EXTVCCを4.7Vより上にするとこのVBIAS LDOはオフし、EXTVCC LDOがオンします。イネーブルされると、EXTVCC LDOはEXTVCCからINTVCCに5.4Vを供給します。EXTVCCピンを使うと、LTC3859Aスイッチング・レギュレータの出力の1つのような高効率の外部ソースからINTVCCの電力を得ることができます。
各トップMOSFETドライバはフローティング・ブートストラップ・コンデンサCBからバイアスされます。このコンデンサは通常、各サイクル中にスイッチ電圧が“L”になるとき、外部ダイオードを通して再充電されます。
降圧チャネルの1と2では、降圧の入力電圧がその出力に近い電圧まで低下してくると、ループがドロップアウト状態に入り、トップMOSFETを連続してオンしようとすることがあります。ドロップアウト検出器がこれを検出し、10サイクルに１回トップMOSFETをクロック・サイクルの約1/12の間強制的にオフして、CBの再充電を可能にします。
シャットダウンとスタートアップ（RUN1、RUN2、RUN3、およびTRACK/SS1、TRACK/SS2、SS3の各ピン）LTC3859Aの3つのチャネルは、RUN1ピン、RUN2ピン、およびRUN3ピンを使って独立にシャットダウンすることができます。RUN1を1.17Vより下げ、RUN2/RUN3を1.20Vより下げると、そのチャネルのメイン制御ループがシャットダウンします。3つのピンを全て0.7Vより下げると、全てのコントローラと、INTVCC LDOを含むほとんどの内部回路をディスエーブルします。この状態では、LTC3859Aにはわずか14μAの消費電流しか流れません。
RUNピンの1つを解放すると、小さい内部電流がそのピンをプルアップし、そのコントローラをイネーブルします。RUN1には6μAのプルアップ電流が備わっており、RUN2ピンとRUN3
ピンにはもっと小さな0.5μAのプルアップ電流が備わっています。RUN1の6μAの電流は十分大きく設計されているので、湿気や基板の他のリーク電流がこのピンをプルダウンする心配なしに、RUN1ピンを安全にフロートさせてコントローラを常にイネーブルすることができます。これは、1つまたは複数のコントローラが常時イネーブルされており、決してシャットダウンされない常時オンのアプリケーションに最適です。
各RUNピンは外部でプルアップすることも、ロジックで直接ドライブすることもできます。低インピーダンスのソースでRUN
ピンをドライブする場合、このピンの8Vの絶対最大定格を超えないようにしてください。各RUNピンには内部に11Vの電圧クランプが備わっているので、RUNピンの最大電流が100μA
を超えない限り、抵抗を介してRUNピンをもっと高い電圧（たとえば、VBIAS）に接続することができます。
各チャネルの出力電圧VOUTのスタートアップは、TRACK/SS
ピン（チャネル1のTRACK/SS1、チャネル2のTRACK/SS2、チャネル3のSS3）の電圧によって制御されます。TRACK/
（機能図を参照）
LTC3859A
163859af
動作SSピンの電圧が、降圧の場合は0.8Vの内部リファレンスより低く、昇圧の場合は1.2Vの内部リファレンスより低いと、LTC3859AはVFBの電圧を（対応するリファレンス電圧ではなく）TRACK/SSピンの電圧に制御します。このため、外付けコンデンサをTRACK/SSピンからSGNDに接続することにより、TRACK/SSピンを使用してソフトスタートを設定することができます。内部1µAプルアップ電流源がこのコンデンサを充電して、TRACK/SSピンに電圧ランプを発生します。TRACK/SS
電圧が0Vから0.8V/1.2V（さらにそれより上 INTVCC）まで直線的に上昇するにつれ、出力電圧VOUTが滑らかにゼロからその最終値まで上昇します。
代わりに、降圧チャネルの1および2のTRACK/SSピンを使って、VOUTのスタートアップが別の電源のスタートアップをトラッキングするようにすることができます。このためには一般に、別の電源からグランドに接続された外部抵抗分割器をTRACK/SSピンに接続する必要があります（「アプリケーション情報」のセクションを参照）。
軽負荷電流動作（Burst Mode動作、パルススキップ、 または連続導通）（PLLIN/MODEピン）LTC3859Aは低負荷電流で、高効率Burst Mode動作、固定周波数パルス･スキップ動作、または強制連続導通モードに入るようにイネーブルすることができます。Burst Mode動作を選択するには、PLLIN/MODEピンをグランドに接続します。強制連続動作を選択するには、PLLIN/MODEピンをINTVCC
に接続します。パルス･スキップ動作を選択するには、PLLIN/
MODEピンを1.2Vより高く、INTVCC-1.3Vより低いDC電圧に接続します。
コントローラのBurst Mode動作がイネーブルされているときは、ITHピンの電圧が低い値を示していても、インダクタの最小ピーク電流は最大検出電圧の約25%（昇圧の場合30%）に設定されます。平均インダクタ電流が負荷電流より高いと、エラーアンプEAはITHピンの電圧を下げます。ITH電圧が0.425V
より下になると、内部のスリープ信号が“H”になり（スリープ・モードがイネーブルされ）、両方の外部MOSFETがオフします。するとITHピンはEAの出力から切断され、0.450Vに一時的に保持されます。
スリープ・モードでは内部回路のほとんどがオフしており、LTC3859Aを流れる消費電流が減少します。1つのチャネルがスリープ・モードで、他の2チャネルがシャットダウンしてい
ると、LTC3859Aに流れる消費電流はわずか55μAです。2つのチャネルがスリープ・モードで、他のチャネルがシャットダウンしていると、消費電流はわずか65μAです。3つのコントローラが全てスリープ・モードだと、LTC3859Aにはわずか80μAの消費電流が流れます。スリープ・モードでは、負荷電流は出力コンデンサから供給されます。出力電圧が低下するにつれ、EAの出力が上昇し始めます。出力電圧が十分下がるとITH
ピンがEAの出力に再度接続され、スリープ信号が“L”になり、コントローラは内部発振器の次のサイクルで外部のトップMOSFETをオンして通常動作を再開します。
コントローラがBurst Mode動作でイネーブルされていると、インダクタ電流の反転は許されません。インダクタ電流がゼロに達する直前に、逆電流コンパレータ（IR）が外付けボトムMOSFET（昇圧の場合は外付けトップMOSFET）をオフし、インダクタ電流が反転して負になるのを防ぎます。したがって、コントローラは不連続で動作します。
強制連続動作時、またはフェーズロック・ループを使用するため外部クロック・ソースによって駆動される場合（「周波数の選択とフェーズロック・ループ」のセクションを参照）、インダクタ電流は軽負荷または大きな過渡状態で反転することができます。ピーク・インダクタ電流は、通常動作と全く同様に、ITH
ピンの電圧によって決まります。このモードでは、軽負荷での効率がBurst Mode動作の場合よりも低くなります。ただし、連続動作には出力電圧リップルが低く、オーディオ回路への干渉が少ないという利点があります。強制連続モードでは、出力リップルは負荷電流に依存しません。
PLLIN/MODEピンがパルススキップ・モードになるように接続されていると、LTC3859Aは軽負荷時にPWMパルススキップ・モードで動作します。このモードでは、最大出力電流の設計値の約1%まで固定周波数動作が維持されます。非常に軽い負荷では、電流コンパレータICMPは数サイクルにわたってトリップしたままになることがあり、外付けのトップMOSFETを同じサイクル数だけオフ状態に強制する（つまり、パルスをスキップする）ことがあります。インダクタ電流は反転することが許されません（不連続動作）。強制連続動作と同様、このモードでは、Burst Mode動作に比べて出力リップルとオーディオ・ノイズが小さくなり、RF干渉が減ります。低電流で強制連続動作より高い効率が得られますが、Burst Mode動作ほど高くはありません。
LTC3859A
173859af
動作周波数の選択とフェーズロック・ループ（FREQピンとPLLIN/MODEピン）スイッチング周波数の選択は効率と部品サイズの間のトレードオフになります。低周波数動作はMOSFETのスイッチング損失を減らして効率を上げますが、出力リップル電圧を低く抑えるには大きなインダクタンスや容量を必要とします。
LTC3859Aのコントローラのスイッチング周波数はFREQピンを使って選択することができます。
PLLIN/MODEピンを外部クロック・ソースによってドライブしない場合、FREQピンをSGNDに接続するか、INTVCCに接続するか、または外部抵抗を介してプログラムすることができます。FREQをSGNDに接続すると350kHzが選択され、FREQをINTVCCに接続すると535kHzが選択されます。FREQとSGNDの間に抵抗を接続することにより、周波数を50kHz～900kHzに設定することができます。
LTC3859Aにはフェーズロック・ループ（PLL）が備わっており、PLLIN/MODEピンに接続された外部クロック・ソースに内部発振器を同期させることができます。LTC3859Aの位相検出器が（内部ローパス・フィルタを介して）VCO入力の電圧を調節してコントローラの外部トップMOSFETのターンオンを同期信号の立ち上がりエッジに揃えます。こうして、コントローラ2の外部トップMOSFETのターンオンは、外部クロック・ソースの立ち上がりエッジに対して180度位相がずれます。
外部クロックが与えられる前にVCO入力の電圧をFREQピンによって設定される動作周波数に予めバイアスしておくことができます。外部クロックの周波数の近くに予めバイアスしておくと、PLLループは、外部クロックの立ち上がりエッジをTG1の立ち上がりエッジに同期させるのに、VCO入力をわずかに変化させる必要があるだけです。ループ・フィルタをプリバイアスする能力により、PLLは望みの周波数から大きく外れることなく短時間でロックインすることができます。
LTC3859Aのフェーズロック・ループの標準的キャプチャ・レンジは約55kHz～1MHzで、全製造変動域で75kHz～850kHz
が保証されています。つまり、LTC3859AのPLLは75kHz～850kHzの周波数の外部クロック・ソースにロックすることが保証されています。
PLLIN/MODEピンの入力クロック・スレッショルドは標準で1.6V（立ち上がり）および1.2V（立ち下がり）です。
VIN > VOUTのときの昇圧コントローラの動作
昇圧チャネルへの入力電圧がその安定化されたVOUT電圧を上回ると、コントローラが、モード、インダクタ電流、およびVIN電圧に依存して、異なった振る舞いをすることがあります。強制連続モードでは、VINがVOUTを超えると、ループが働いてトップMOSFETを連続的にオン状態に保ちます。内部のチャージポンプがBOOST3ピンから昇圧コンデンサに電流を供給して十分高いTG電圧を維持します。（チャージポンプが供給可能な電流量は「標準的性能特性」のセクションの2つの曲線を調べて求めることができます。）
パルス・スキップ・モードでは、VINが安定化されたVOUT電圧の100%～110%であれば、インダクタ電流がプログラムされたILIM電流の約3%を超えるとTG3がオンします。VINのこの同じウィンドウでデバイスがBurst Mode動作にプログラムされていると、デバイスが覚醒している（降圧チャネルの片方が覚醒していてスイッチングしている）限り、TG3は同じスレッショルド電流でオンします。このVINウィンドウで両方の降圧チャネルがスリープまたはシャットダウンしていると、インダクタ電流に関係なく、TG3はオフしたままです。
どのモードでもVINが安定化されたVOUT電圧の110%より高くなると、インダクタ電流には関係なく、コントローラはTG3をオンします。ただし、Burst Mode動作では、デバイス全体がスリープ状態の場合（2つの降圧チャネルがスリープまたはシャットダウン状態）、内部のチャージポンプがオフします。チャージポンプがオフすると、昇圧コンデンサが放電するのを阻止するものは何もないので、トップMOSFETを完全にオン状態に保つのに必要なTG電圧が不十分になります。デバイスが覚醒するとチャージポンプが再度オンし、降圧チャネルの1つがスイッチングしている限りオン状態に留まります。
SENSEピンの同相電圧が低いときの昇圧コントローラの動作
昇圧コントローラの電流コンパレータはSENSE3+ピンから直接給電され、わずか2.5Vの電圧まで動作可能です。これはデバイスのVBIASのUVLOより低いので、図12の標準的応用回路に示されているように、VBIASを昇圧コントローラの出力に接続することができます。これにより、昇圧コントローラは2.5Vまで降下する入力電圧の過渡変動に耐えて、出力電圧のレギュレーションを維持することができます。SENSE3+が2.5Vを再度上回ると、SS3ピンが解放され、新しいソフトスタート・シーケンスが開始されます。
LTC3859A
183859af
降圧コントローラの出力過電圧保護2つの降圧チャネルには過電圧コンパレータが備わっており、過渡オーバーシュートや、出力に過電圧を生じる恐れのある他のより深刻な状態から保護します。VFB1,2ピンがその制御ポイントの0.800Vを10%以上超えて上昇すると、過電圧状態が解消されるまでトップMOSFETがオフし、ボトムMOSFET
がオンします。
チャネル1のパワーグッド（PGOOD1）チャネル1はPGOOD1ピンを備えており、このピンは内部N
チャネルMOSFETのオープン・ドレインに接続されています。VFB1ピンの電圧が、降圧チャネルの0.8Vリファレンス電圧の±10%以内にないと、MOSFETがオンしてPGOOD1ピンを“L”にします。RUN1ピンが“L”（シャットダウン）のときも、PGOOD1
ピンは“L”になります。VFB1ピンの電圧が±10%の条件を満たすと、MOSFETがオフするので、外部抵抗を使って、6Vを超えない電源までこのピンをプルアップすることができます。
昇圧コントローラの過電圧インジケータ（OV3）OV3ピンは過電圧インジケータで、チャネル3昇圧コントローラの出力電圧がそのプログラムされた安定化電圧を超えているかどうかを知らせます。このピンは、内部NチャネルMOSFET
のオープン・ドレインに接続されています。VFB3ピンの電圧が昇圧チャネルの1.2Vリファレンス電圧の110%より下だと、MOSFETがオンしてOV3ピンを“L”にします。RUN3ピンが“L”（シャットダウン）のときも、OV3ピンは“L”になります。VFB3
ピンの電圧が1.2Vリファレンスの110%を超えるとMOSFET
がオフするので、外部抵抗を使って、6Vを超えない電源にこのピンをプルアップすることができます。
降圧コントローラのフォールドバック電流
降圧出力電圧が公称レベルの70%を下回ると、フォールドバック電流制限が作動し、ピーク電流制限を過電流または短絡状態の程度に比例させて徐々に低下させます。フォールドバック電流制限は、ソフトスタートの間（VFBの電圧がTRACK/SS1,2の電圧に追従している限り）、ディスエーブルされます。昇圧チャネルにはフォールドバック電流制限はありません。
2フェーズ動作の理論と利点なぜ2フェーズ動作が必要なのでしょうか。2フェーズの製品ファミリが登場するまで、固定周波数デュアル・スイッチング・レギュレータは、両チャネルが同位相で（つまり1フェーズで）動作していました。つまり、両方のスイッチが同時にオンするので、入力コンデンサおよびバッテリから、片方のレギュレータの最大2倍の振幅の電流パルスが流れます。これらの大振幅電流パルスによって入力コンデンサから流れる合計RMS電流が増大するので、より高価な入力コンデンサが必要になり、入力コンデンサとバッテリのEMIと損失の両方が増大します。
2フェーズ動作では、LTC3859Aの2つの降圧コントローラは位相が180度ずれて動作します。このため、スイッチを流れる電流パルスは実質的にインターリーブされるので、互いに重なり合う重複時間が大幅に短縮されます。その結果、合計RMS
入力電流が大幅に減少するため、安価な入力コンデンサを使うことができ、EMI対策のシールド条件が緩和され、実際の動作効率が向上します。
動作
LTC3859A
193859af
動作
代表的な1フェーズのデュアル・スイッチング・レギュレータの入力波形と、LTC3859Aの2フェーズのデュアル降圧コントローラの入力波形の比較を図1に示します。この条件でのRMS入力電流の実測値は、2フェーズ動作により、入力電流が2.53ARMSから1.55ARMSに減少したことを示しています。これ自体でも大きな減少ですが、電力損失はIRMSの2乗に比例するので、実際に浪費される電力は2.66分の1に減少することに注意してください。入力リップル電圧が低下すると入力電源経路での電力損失が減少します。入力電源経路にはバッテリ、スイッチ、トレースやコネクタの抵抗、および保護回路が含まれます。入力のRMS電流とRMS電圧の減少の直接の結果として、伝導EMIと放射EMIも改善されます。
もちろん、2フェーズ動作で得られる性能の改善はデュアル・スイッチング・レギュレータの相対的デューティサイクルの関数なので、結局は入力電圧VINに依存します（デューティサイクル＝VOUT/VIN）。広い入力電圧範囲にわたって、3.3Vレギュレータと5Vレギュレータの1フェーズ動作と2フェーズ動作で、RMS入力電流がどのように変化するかを図2に示します。
図1．12Vから5V/3Aおよび3.3V/3Aに変換するデュアル・スイッチング・レギュレータの1フェーズ動作（a）と2フェーズ動作（b）を比較した入力波形。2フェーズ・レギュレータでは入力リップルが減少するので、安価な入力コンデンサが使用可能となり、EMIに対するシールド要件が緩和され効率が改善される
図2．RMS入力電流の比較
（a） （b）
2フェーズ動作の利点は狭い動作範囲だけに限定されるものではなく、ほとんどのアプリケーションで2フェーズ動作の入力コンデンサの要件は、最大電流で50%のデューティサイクルで動作している1チャネルだけの場合の要件にまで緩和されることがすぐに分ります。
最初のページの回路図はLTC3859Aの基本的なアプリケーション回路です。外付け部品の選択は負荷条件に基づいて行い、RSENSEとインダクタ値の選択から始めます。次に、パワーMOSFETを選択します。最後にCINとCOUTを選択します。
INPUT VOLTAGE (V)0
INPU
T RM
S CU
RREN
T (A
)
3.0
2.5
2.0
1.5
1.0
0.5
010 20 30 40
3859A F02
SINGLE PHASEDUAL CONTROLLER
2-PHASEDUAL CONTROLLER
VO1 = 5V/3AVO2 = 3.3V/3A
IIN(MEAS) = 2.53ARMS IIN(MEAS) = 1.55ARMS 3859A F01b3859A F01a
5V SWITCH20V/DIV
3.3V SWITCH20V/DIV
INPUT CURRENT5A/DIV
INPUT VOLTAGE500mV/DIV
LTC3859A
203859af
図3．インダクタまたはセンス抵抗を使った検出ラインの配置
アプリケーション情報最初のページの「標準的応用例」はLTC3859Aの基本的なアプリケーション回路です。LTC3859AはDCR（インダクタの抵抗）による検出または低い値の抵抗による検出のどちらかを使うように構成することができます。2つの電流検出方式のどちらを選択するかは、主としてコスト、消費電力および精度の間の設計上のトレードオフになります。DCRによる検出は高価な電流センス抵抗を省くことができ、特に高電流のアプリケーションで電力効率が高いので普及しつつあります。ただし、電流検出抵抗はコントローラの最も正確な電流リミットを与えます。他の外付け部品の選択は負荷条件に基づいて行い、（もしRSENSEが使われていれば）RSENSEとインダクタ値の選択から始めます。次に、パワーMOSFETとショットキー・ダイオードを選択します。最後に入力と出力のコンデンサを選択します。
SENSE+ピンとSENSE–ピンSENSE+ピンとSENSE–ピンは電流コンパレータへの入力です。
降圧コントローラ（SENSE1+/SENSE1–、SENSE2+/SENSE2–）：これらのピンの同相電圧範囲は0V～28V（絶対最大値）であり、LTC3859Aは降圧出力電圧を（許容差と過渡変動のマージンをもたせて）公称24Vまで安定化することができます。SENSE+ピンは最大同相範囲にわたって高インピーダンスなので、高々±1µA流れるだけです。このように高インピーダンスなので、電流コンパレータをインダクタのDCRによる検出に使うことができます。SENSE–ピンのインピーダンスは同相電圧に依存して変化します。SENSE–がINTVCC-0.5Vより低いと、1μA未満の小さな電流がこのピンから流れ出します。SENSE–
が IINTVCC＋0.5Vより高いと、もっと大きな電流（約700μA）がこのピンに流れ込みます。INTVCC-0.5VとINTVCC＋0.5V
の間では、電流は小電流からもっと大きな電流に遷移します。
昇圧コントローラ（SENSE3+/SENSE3–）：これらのピンの同相入力範囲は2.5V～38Vなので、昇圧コンバータはこの最大範囲の入力で動作することができます。SENSE3+ピンは電流コンパレータへ電力も供給し、通常動作時に（シャットダウンしていないとき、またはBurst Mode動作でスリープ状態でないとき）約170μA流します。SENSE3–ピンから流れ出す1μA
未満の小さなバイアス電流があります。SENSE3–ピンはこのように高インピーダンスなので、電流コンパレータをインダクタのDCRによる検出に使うことができます。
検出ラインに関係するフィルタ部品はLTC3859Aの近くに配置し、検出ラインは電流検出素子の下の4端子接続に近づけて一緒に配線します（図3を参照）。他の場所で電流を検出すると、寄生インダクタンスと容量が電流検出素子に実効的に追加され、検出端子の情報が劣化して、プログラムされた電流リミットに予測できない変化を生じることがあります。DCR
による検出を使う場合（図4b）、センス抵抗R1をスイッチング・ノードの近くに配置して、敏感な小信号ノードへノイズがカップリングするのを防ぎます。
小さな値の抵抗による電流検出ディスクリート抵抗を使った標準的検出回路を図4aに示します。RSENSEは必要な出力電流に基づいて選択します。
電流コンパレータの最大スレッショルドVSENSE（MAX）は50mVです。ピーク・インダクタ電流は電流コンパレータのスレッショルドによって設定されます。最大平均出力電流（IMAX）はインダクタ電流のこのピーク値よりピーク・トゥ・ピーク・リップル電流ΔILの半分だけ小さい値になります。センス抵抗の値を計算するには次式を使います。
RSENSE =VSENSE(MAX)
IMAX + DIL2
非常に低い損失電圧で降圧コントローラを使用すると、デューティ・ファクタ50%以上で動作中の降圧レギュレータの安定性基準に適合するために必要な内部補償のため、最大出力電流レベルが低下します。動作デューティ・ファクタに依存するピーク出力電流レベルのこの減少を推定するための特性曲線が「標準的性能特性」のセクションに示してあります。
3859A F03
RSENSE
コントローラに隣接する検出フィルタへ
インダクタまたは
電流の流れ
LTC3859A
213859af
アプリケーション情報
インダクタのDCRによる検出高負荷電流で可能な限り高い効率を必要とするアプリケーションでは、図4bに示すように、LTC3859 はインダクタのDCR両端の電圧降下を検出することができます。インダクタのDCRは小さな値の銅のDC巻線抵抗を表し、最近の値の低い高電流インダクタでは1mΩより小さいことがあります。このようなインダクタを必要とする高電流アプリケーションでは、センス抵抗による導通損失はDCRによる検出に比べると数ポイントの効率低下になるでしょう。
外部のR1||R2・C1の時定数が正確にL/DCRの時定数に等しくなるように選択すると、外部コンデンサ両端の電圧降下はインダクタのDCR両端の電圧降下にR2/（R1＋R2）を掛けたものに等しくなります。R2は、目標とするセンス抵抗の値よりDCRが大きなアプリケーションの検出端子両端の電圧のスケールを設定します。外部フィルタ部品の大きさを適切に定めるには、インダクタのDCRを知る必要があります。それは十分な性能のRLCメータを使って測定することができますが、DCRの許容誤差は常に同じではなく、温度によって変化します。詳細については、メーカーのデータシートを参照してください。
「インダクタの値の計算」のセクションのインダクタ・リップル電流値を使うと、目標センス抵抗値は次のようになります。
R(EQUIV) =VSENSE(MAX)
IMAX + DIL2
アプリケーションが全温度範囲にわたって確実に最大負荷電流を供給するようにするには、LTC3859Aの最大電流検出スレッショルド（VSENSE（MAX））が50mVに固定されていることを考慮に入れて、RSENSE（EQUIV）を決めます。
次に、インダクタのDCRを決めます。与えられている場合は、通常20°Cで与えられているメーカーの最大値を使います。約0.4%/°Cの銅の温度係数を考慮して、この値を増加させます。（TL（MAX））の控えめな値は100°Cです。
インダクタの最大DCRを必要なセンス抵抗値に合わせてスケール調整するには、次の分圧器の比を使います。
RD =
RSENSE(EQUIV)
DCRMAX atTL(MAX)
0.1µF～0.47µFのC1を通常選択します。これにより、R1||R2が約2kΩに強制されるので、SENSE+ピンの±1μAの電流によって生じるであろう誤差が減少します。
等価抵抗R1||R2は室温のインダクタンスと最大DCRに従って次のようにスケール調整されます。
R1||R2 = L(DCR at 20°C) • C1
センス抵抗値は次のようになります。
R1= R1||R2
RD; R2 = R1•RD
1−RD
4b．電流検出にインダクタのDCRを利用
4a．電流検出に抵抗を利用
図4．電流検出方法
3859A F04a
LTC3859A
INTVCC
BOOST
TG
SW
BG
SENSE1,2+
(SENSE3–)
SENSE1, 2–
(SENSE3+)
SGND
VIN1,2(VOUT3)
VOUT1,2(VIN3)
RSENSE
CAPSENSEピンの近くに配置されたコンデンサ
3859A F04b
LTC3859A
INTVCC
BOOST
TG
SW
BG
SENSE1, 2+
(SENSE3–)
SENSE1, 2–
(SENSE3+)
SGND
VIN1,2(VOUT3)
VOUT1,2(VIN3)
C1* R2
RSENSE(EQ) = DCR(R2/(R1+R2))
L DCR
INDUCTOR
R1
(R1||R2) • C1 = L/DCR*C1を SENSEピンの近くに配置
LTC3859A
223859af
アプリケーション情報R1の最大電力損失はデューティサイクルに関係しています。降圧コントローラの場合、最大電力損失は連続モードのとき最大入力電圧で生じます。
PLOSS R1=
(VIN(MAX) − VOUT ) • VOUT
R1
昇圧コントローラの場合、R1の最大電力損失は連続モードのときVIN＝1/2•VOUTで生じます。
PLOSS R1=
(VOUT(MAX) − VIN) • VIN
R1
R1の電力定格がこの値より大きいことを確認します。軽負荷で高い効率が必要なら、DCRによる検出とセンス抵抗のどちらを使うか決定するとき、この電力損失を検討します。軽負荷での電力損失は、R1によって生じる余分のスイッチング損失のため、センス抵抗の場合よりDCRネットワークの方が少し高いことがあります。ただし、DCRによる検出ではセンス抵抗が取り除かれるので、導通損失が減少し、重負荷で効率が改善されます。ピーク効率はどちらの方法でもほぼ同じです。
インダクタの値の計算
動作周波数が高いほど小さい値のインダクタとコンデンサを使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択には相関関係があります。そうであれば、なぜ誰もが大きな値のコンポーネントを使った低い周波数での動作を選ぶのでしょうか。答えは効率です。MOSFETのゲート電荷による損失のために、一般に周波数が高いほど効率が低下します。この基本的なトレードオフに加えて、リップル電流と低電流動作に対するインダクタ値の影響も考慮しなければなりません。
インダクタの値はリップル電流に直接影響を与えます。インダクタのリップル電流ΔILはインダクタンスあるいは周波数が高いほど減少します。降圧コントローラの場合、VINが高いほどΔILが増加します。
DIL = 1
(f)(L)VOUT 1− VOUT
VIN
昇圧コントローラの場合、VOUTが高いほどインダクタのリップル電流ΔILが増加します。
DIL = 1
(f)(L)VIN 1− VIN
VOUT
大きなΔILの値を許容できれば低インダクタンスを使用できますが、出力電圧リップルが高くなりコア損失が大きくなります。リップル電流を設定するための妥当な出発点はΔIL＝0.3（IMAX）です。ΔILは、降圧の場合は最大入力電圧で最大になり、昇圧の場合はVIN＝1/2•VOUTで最大になります。
インダクタの値は2次的な影響も与えます。必要な平均インダクタ電流が低下した結果、ピーク電流がRSENSEによって決定される電流リミットの25%（昇圧の場合は30%）を下回ると、Burst Mode動作への移行が始まります。インダクタ値を低くする（ΔIL
を高くする）と、相対的に低い負荷電流でBurst Modeに移行するので、低電流動作の相対的に上の範囲の効率が低下する可能性があります。Burst Mode動作では、インダクタンス値が小さくなるとバースト周波数が低下します。
インダクタのコアの選択Lの値が求まったら、次にインダクタの種類を選択します。高効率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコア損失は一般に許容できないので、もっと高価なフェライトまたはモリパーマロイのコアを使わざるをえません。一定のインダクタの値に対して実際のコア損失はコア・サイズには依存せず、選択したインダクタンスに大きく依存します。インダクタンスが増加するとコア損失が減少します。インダクタンスを大きくするにはワイヤの巻数を増やす必要があるため ,残念ながら銅損失が増加します。
フェライトを使用した設計ではコア損失がきわめて小さく、高いスイッチング周波数に適しているため、設計目標を銅損と飽和を防ぐことに集中することができます。フェライト・コアの材質は「ハードに」飽和します。つまり、設計電流のピーク値を超えるとインダクタンスが突然低落します。その結果、インダクタのリップル電流が突然増加し、そのため出力電圧リップルが増加します。コアを飽和させないでください。
LTC3859A
233859af
アプリケーション情報パワーMOSFETとショットキー・ダイオード（オプション）の選択LTC3859Aの各コントローラに2つの外部パワーMOSFETを選択する必要があります。トップスイッチ（降圧のメインスイッチと昇圧の同期スイッチ）に1個のNチャネルMOSFET、およびボトムスイッチ（昇圧のメインスイッチと降圧の同期スイッチ）に1個のNチャネルMOSFETです。
ピーク・トゥ・ピークのドライブ・レベルはINTVCC電圧で設定されます。この電圧は、始動時には標準5.4V です（「EXTVCC
ピンの接続」を参照）。したがって、ほとんどのアプリケーションではロジック・レベルのスレッショルドのMOSFETを使用する必要があります。MOSFETのBVDSSの仕様にも十分注意を払ってください。ロジック・レベルMOSFETの多くは30V以下に制限されています。
パワーMOSFETの選択基準には、オン抵抗RDS（ON）、ミラー容量CMILLER、入力電圧、および最大出力電流が含まれます。ミラー容量CMILLERはMOSFETのメーカーのデータシートで通常与えられているゲート電荷曲線から推定することができます。CMILLERは、曲線がほぼ平らな区間の水平軸に沿ったゲート電荷の増分を、VDSの規定変化量で割ったものに等しくなります。次に、この結果に、アプリケーションで与えられるVDSとゲート電荷曲線で規定されたVDSとの比を掛けます。このデバイスが連続モードで動作しているときのトップMOSFETとボトムMOSFETのデューティサイクルは以下の式で与えられます。
降圧チャネルのメイン・スイッチのデューティ・サイクル =VOUT
VIN
降圧チャネルの同期スイッチのデューティ・サイクル =VIN − VOUT
VIN
昇圧チャネルのメイン・スイッチのデューティ・サイクル =VOUT − VIN
VOUT
昇圧チャネルの同期スイッチのデューティ・サイクル =VIN
VOUT
最大出力電流でのMOSFETの電力損失は次式で与えられます。
PMAIN _BUCK = VOUT
VINIOUT(MAX)( )2
1+ δ( )RDS(ON) +
(VIN)2 IOUT(MAX)
2
(RDR )(CMILLER ) •
1VINTVCC − VTHMIN
+ 1VTHMIN
(f)
PSYNC _BUCK = VIN − VOUT
VINIOUT(MAX)( )2
1+ δ( )RDS(ON)
PMAIN _BOOST =VOUT − VIN( ) VOUT
VIN2
IOUT(MAX)( )2•
1+ δ( )RDS(ON) + V2OUT
VIN
IOUT(MAX)
2
•
RDR( ) CMILLER( ) • 1VINTVCC − VTHMIN
+ 1VTHMIN
(f)
PSYNC _BOOST = VIN
VOUTIOUT(MAX)( )2
1+ δ( )RDS(ON)
ここで、δはRDS（ON）の温度係数、RDR（約2Ω）はMOSFET
のミラー・スレッショルド電圧での実効ドライバ抵抗です。VTHMINは標準的なMOSFETの最小スレッショルド電圧です。
I2R損失は両方のMOSFETに共通していますが、降圧コントローラと昇圧コントローラのメインNチャネルの式には追加の遷移損失の項があります。これは降圧の場合は入力電圧が高いときに最も高くなり、昇圧の場合は入力電圧が低いときに最も高くなります。VIN < 20V（昇圧の場合は高いVIN）では、高電流のときの効率は一般に大きなMOSFETを使用すると向上しますが、VIN > 20V（昇圧の場合は低いVIN）では遷移損失が急激に上昇し、実際にはCMILLERが小さくてRDS（ON）が大きなデバイスを使用する方が効率が高くなるポイントにまで達します。降圧コントローラの同期MOSFETの損失は、入力電圧が高くてトップスイッチのデューティ・ファクタが低くなるとき、または同期スイッチが周期の100%近くオンする短絡
LTC3859A
243859af
アプリケーション情報時に最大になります。昇圧コントローラの同期MOSFETの損失は、入力電圧が出力電圧に近づくとき、または同期スイッチが周期の100%オンする過電圧時に最大になります。
MOSFETの場合の（1＋z）の項は一般に「正規化されたRDS（ON）と温度」の曲線で与えられますが、低電圧MOSFETの場合の近似値としてz＝0.005/°Cを使用することができます。
図13に示されているオプションのショットキー・ダイオードD4、D5、およびD6は、2つのパワーMOSFETのそれぞれの導通期間の間隙に生じるデッドタイム中に導通します。これによって、同期MOSFETのボディ・ダイオードがデッドタイム中にオンして電荷を蓄積するのを防止し、逆回復時間を不要にします。逆回復時間により、VINが高いときに効率が最大3%低下することがあります。1A～3Aのショットキー・ダイオードは平均電流が比較的小さいため、両方の動作領域にとって一般に妥当な選択といえます。これより大きなダイオードは接合容量が大きいため遷移損失が増加します。
昇圧のCINとCOUTの選択昇圧コンバータの入力リップル電流は連続しているので、（出力リップル電流に比べて）比較的低くなります。昇圧コンバータの入力コンデンサCINの電圧定格は、最大入力電圧をゆとりを持って超えるようにします。セラミック・コンデンサは過電圧状態を比較的耐えることができますが、アルミ電解コンデンサはそうではありません。入力コンデンサに過度のストレスを与える可能性のある過電圧トランジェントに関して、入力電圧の特性を必ず評価してください。
CINの値はソース・インピーダンスの関数で、一般に、ソース・インピーダンスが高いほど必要な入力容量が大きくなります。必要な入力容量の大きさはデューティサイクルによっても大きく影響されます。高いデューティサイクルで動作する高出力電流アプリケーションは、DC電流とリップル電流の両方で、入力電源に大きな負担を負わせることがあります。
昇圧コンバータでは出力電流が不連続なので、COUTは出力電圧リップルを減少させることができなければなりません。与えられた出力リップル電圧に対する適切なコンデンサを選択するには、ESR（等価直列抵抗）とバルク容量の影響について検討する必要があります。バルク容量の充放電による定常リップルは次式で与えられます。
Ripple =
IOUT(MAX) • VOUT − VIN(MIN)( )COUT • VOUT • f
V
ここで、COUTは出力フィルタ・コンデンサです。
ESR両端の電圧降下による定常リップルは次式で与えられます。
DVESR = IL(MAX) • ESR
ESRおよびRMS電流処理の要件を満たすには、並列に配置した複数のコンデンサが必要になることがあります。乾式タンタル、特殊ポリマー、アルミ電解およびセラミックの各コンデンサは全て表面実装パッケージで入手できます。セラミック・コンデンサは優れた低ESR特性をもっていますが、電圧係数が高いことがあります。OS-CONやPOSCAPなど、今では低ESRで高リップル電流定格のコンデンサを利用できます。
降圧コントローラのCINとCOUTの選択
2フェーズ・アーキテクチャと、入力回路（バッテリ/ヒューズ /コンデンサ）を流れるワーストケースRMS電流へのこのアーキテクチャの影響によって、2つの降圧コントローラのCINの選択が簡単になります。コンデンサのRMS電流の最悪条件は、片方のコントローラだけが動作しているときにです。最大RMSコンデンサ電流の条件を求めるには、VOUTとIOUTの積が最大になる方のコントローラを式（1）で使用する必要があります。他方のコントローラから供給される出力電流を増やすと、実際には入力のRMSリップル電流がこの最大値から減少します。逆位相方式では、1フェーズの電源ソリューションと比較すると、入力コンデンサのRMSリップル電流が一般に30%～70%ほど減少します。
LTC3859A
253859af
アプリケーション情報連続モードでは、トップMOSFETのソース電流のデューティサイクルはVOUT/VINの方形波になります。大きな過渡電圧を防止するには、1つのチャネルの最大RMS電流に対応できる容量の低ESRコンデンサを使用します。コンデンサの最大RMS電流は次式で与えられます。
CINに要求される IRMS ≈IMAX
VINVOUT( ) VIN − VOUT( )
1/2
(1)
この式はVIN＝2VOUTで最大値をとります。ここで、IRMS＝IOUT/2です。大きく変化させてもそれほど状況が改善されないため、一般にはこの単純な最悪条件が設計に使用されます。多くの場合、コンデンサ・メーカーはリップル電流定格をわずか2000時間の寿命時間によって規定しています。このため、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり要求条件よりも高い温度定格のコンデンサを選択するようにしてください。サイズまたは高さの設計条件に適合させるため、複数のコンデンサを並列に接続することができます。LTC3859Aは動作周波数が高いので、CINにセラミック・コンデンサを使用することもできます。疑問点については必ずメーカーに問い合わせてください。
LTC3859Aの2フェーズ動作の利点は、電力の大きい方のコントローラに対して式（1）を使用し、次に両方のコントローラのチャネルが同時にオンするとき生じると思われる損失を計算することによって推測することができます。両方のコントローラが動作しているときは、入力コンデンサのESRを流れる電流パルスの重なり合った部分の減少により、合計RMS電力損失が減少します。この理由により、ワーストケースのコントローラについて上で計算した入力コンデンサの条件はデュアル・コントローラの設計に対して適切です。両方のコントローラが動作しているときは、入力コンデンサのESRを流れる電流パルスの重なり合った部分の減少により、合計RMS電力損失が減少します。マルチフェーズ設計の総合的な利点は、電源 /バッテリのソース・インピーダンスを効率テストに含めるときに初めて完全に把握されます。トップMOSFETのドレインは互いに1cm以内に配置し、CINを共有させます。ドレインとCINを離すと、VINに不要な電圧共振や電流共振を生じる可能性があります。
小さな（0.1μF～1μF）バイパス・コンデンサをLTC3859Aに近づけて、デバイスのVINピンとグランドの間に配置することを推奨します。CIN（C1）とVINピンの間に小さな抵抗（1Ω～10Ω）を置くと2つのチャネルはさらに分離されます。
COUTは等価直列抵抗（ESR）に基づいて選択します。一般に、ESRの要件が満たされると、その容量はフィルタ機能にとって十分です。出力リップル（ΔVOUT）は次式で近似できます。
DVOUT ≈ DIL ESR + 1
8fCOUT
ここで、fは動作周波数、COUTは出力容量、ΔILはインダクタのリップル電流です。ΔILは入力電圧に応じて増加するので、出力リップルは入力電圧が最大のとき最大になります。
出力電圧の設定LTC3859Aの出力電圧は、図5に示されているように、出力両端に注意深く配置した外付け帰還抵抗分割器によってそれぞれ設定されます。安定化された出力電圧は次式から求まります。
VOUT, BUCK = 0.8V 1+ RB
RA
VOUT, BOOST = 1.2V 1+ RB
RA
周波数応答を改善するには、フィードフォワード・コンデンサ（CFF）を使うことができます。VFBラインはインダクタやSWラインなどのノイズ源から離して配線するように十分注意してください。
図5．出力電圧の設定
3859A F05
1/3 LTC3859A
VFB
RB CFF
RA
VOUT
LTC3859A
263859af
アプリケーション情報トラッキングとソフトスタート （TRACK/SS1、TRACK/SS2、SS3の各ピン）各VOUTのスタートアップは、それぞれのTRACK/SSピン（チャネル1のTRACK/SS1、チャネル2のTRACK/SS2、チャネル3
のSS3）の電圧によって制御されます。TRACK/SSピンの電圧が内部の0.8Vリファレンス（昇圧チャネルの場合は1.2Vリファレンス）より低いと、LTC3859AはVFBピンの電圧を内部リファレンスではなくTRACK/SSピンの電圧に制御します。同様に、降圧チャネルのTRACK/SSピンを使って、外部ソフトスタート機能をプログラムするか、またはVOUTがスタートアップ時に別の電源をトラッキングできるようにすることができます。
図6に示されているように、ソフトスタートは単にコンデンサをTRACK/SSピンからグランドに接続することによってイネーブルされます。内部1μA電流源がこのコンデンサを充電して、直線的に変化するランプ電圧をTRACK/SSピンに発生します。LTC3859AはVFBピン（したがって、VOUT）をTRACK/SSピンの電圧に従って制御するので、VOUTは滑らかに0Vから安定化された最終値まで上昇することができます。全ソフトスタート時間はおおよそ次のようになります。
tSS _BUCK = CSS • 0.8V1µA
tSS _BOOST = CSS • 1.2V1µA
代わりに、図7aと図7bに概念的に示されているように、2つの降圧コントローラのTRACK/SS1ピンとTRACK/SS2ピンを使って、スタートアップ時に2つ（以上）の電源をトラッキングすることができます。これを行うには、図8に示されているように、抵抗分割器をマスタ電源（VX）からスレーブ電源（VOUT）のTRACK/SSピンに接続します。スタートアップの間、VOUT
は抵抗分割器によって次のように設定された比に従ってVXをトラッキングします。
VX
VOUT= RA
RTRACKA•
RTRACKA +RTRACKB
RA +RB
同時トラッキング（起動する間VOUT＝VX）の場合、次のようになります。
RA = RTRACKA
RB = RTRACKB
7a．同時トラッキング
7b．レシオメトリック・トラッキング
図7．出力電圧トラッキングの2つの異なるモード
図8．TRACK/SSピンを使ったトラッキング
3859A F07a
VX(MASTER)
VOUT(SLAVE)
OUTP
UT (V
OUT)
TIME
3859A F07b
VX(MASTER)
VOUT(SLAVE)
OUTP
UT (V
OUT)
TIME
3859A F08
LTC3859A
VFB1,2
TRACK/SS1,2
RB
RA
VOUT
RTRACKB
RTRACKA
VX
図6．TRACK/SSピンを使ったソフトスタートの設定
3859A F06
1/3 LTC3859A
TRACK/SS
SGND
CSS
LTC3859A
273859af
アプリケーション情報INTVCCレギュレータLTC3859Aには2つの異なるPチャネル低損失リニア・レギュレータ（LDO）が内蔵されており、EXTVCCピンの接続状態に従って、VBIAS電源ピンまたはEXTVCCピンのどちらからか INTVCCピンに電力を供給します。INTVCCはゲート・ドライバとLTC3859Aの内部回路のほとんどに電力を供給します。VBIAS LDOとEXTVCC LDOはINTVCCを5.4Vに安定化します。これらのそれぞれは、最小4.7μFのセラミック・コンデンサを使ってグランドにバイパスする必要があります。どんな種類のバルク・コンデンサを使うにしろ、追加の1μFセラミック・コンデンサをデバイスのINTVCCピンとPGNDピンのすぐ近くに接続することを推奨します。MOSFETゲート・ドライバに必要な高い過渡電流を供給し、チャネル間の相互反応を防止するため、十分なバイパスが必要です。
大きなMOSFETが高い周波数でドライブされる高入力電圧アプリケーションでは、LTC3859Aの最大接合部温度定格を超えるおそれがあります。ゲート充電電流によって支配されるINTVCC電流は、VBIAS LDOまたはEXTVCC LDOのどちらかによって供給することができます。EXTVCCピンの電圧が4.7Vより低いと、VBIAS LDOがイネーブルされます。この場合のデバイスの電力損失は最大となり、VBIAS・IINTVCCに等しくなります。「効率に関する検討事項」のセクションで説明されているように、ゲート電荷電流は動作周波数に依存します。接合部温度は「電気的特性」のNote 2に与えられている式を使って推算することができます。たとえば、QFNパッケージのLTC3859AのINTVCC電流は、EXTVCC電源を使用しない場合、40Vの電源では、次のように、70°Cの周囲温度で40mA
未満に制限されます。
TJ = 70°C + (40mA)(40V)(34°C/W) = 125°C
最大接合部温度を超えないようにするには、最大VINでの連続導通モード（PLLIN/MODE＝INTVCC）動作時の入力電源電流をチェックする必要があります。
EXTVCCピンに印加される電圧が4.7Vを超えると、VBIAS
LDOがオフしてEXTVCC LDOがイネーブルされます。EXTVCCに与えられる電圧が4.5Vより上に保たれる限り、EXTVCC LDOはオンしたままです。EXTVCC LDOはINTVCC
の電圧を5.4Vに安定化しようとするので、EXTVCCが5.4Vより低い間はLDOがドロップアウト状態になり、INTVCCの電圧はほぼEXTVCCに等しくなります。EXTVCCが5.4Vより高く、絶対最大定格14V以下のとき、INTVCCは5.4Vに安定化されます。
EXTVCC LDOを使うと、通常動作時には、MOSFETドライバとコントロールの電力をLTC3859Aのスイッチング・レギュレータの1つの出力（4.7V ≤ VOUT ≤ 14V）から得ることができ、出力が安定化状態から外れると（たとえば、スタートアップ時や短絡時）、VBIAS LDOから得ることができます。EXTVCC LDO
を通して規定値以上の電流が必要な場合は、EXTVCCピンとINTVCCピンの間に外部ショットキー・ダイオードを追加することができます。この場合、6Vを超える電圧をEXTVCCに印加しないでください。また、EXTVCC ≤ VBIASであることを確認してください。
ドライバ電流および制御電流に起因するVIN電流は、（デューティサイクル）/（スイッチャの効率）に比例するため、降圧出力からINTVCCに電力を供給すれば効率と熱特性を大幅に改善できます。つまり、5V～14Vのレギュレータ出力の場合、EXTVCCピンを直接VOUTに接続します。EXTVCCピンを8.5V
電源に接続すると、前の例の接合部温度は125°Cから次の値にまで下がります。
TJ = 70°C + (40mA)(8.5V)(34°C/W) = 82°C
ただし、3.3Vなど他の低電圧出力の場合、出力からINTVCC
の電力を得るには追加回路が必要です。
LTC3859A
283859af
アプリケーション情報以下、EXTVCCの可能な4つの接続方法を示します。
1. EXTVCCをグランドに接続します。こうすると、内部5.4VレギュレータからINTVCCに電力が供給されるため、入力電圧が高いときに効率が最大10%ほど低下します。
2. EXTVCCを降圧レギュレータの1つの出力電圧に直接接続します。これは5V～14Vのレギュレータでは通常の接続であり、効率が最も高くなります。
3. EXTVCCを外部電源に接続します。5V～14Vの範囲の外部電源を利用でき、MOSFETゲート・ドライブの要件に適合していれば、これを使用してEXTVCCに電力を供給することができます。必ずEXTVCC < VINとなるようにします。
4. 降圧レギュレータの1つの出力から得られる昇圧ネットワークにEXTVCCを接続します。3.3Vレギュレータや他の低電圧降圧レギュレータでは、4.7V以上に昇圧した出力から得られる電圧にEXTVCCを接続すれば効率が改善されます。これは、図9に示されているような容量性チャージポンプを使って行うことができます。必ずEXTVCC < VINとなるようにします。
図9．EXTVCCの容量性チャージポンプ
3859A F09
LTC3859A
TG
SW
BG
PGND
RSENSE
MTOP
MBOT
LEXTVCC
BAT85 BAT85C1
VIN1,2
BAT85
VOUT1,2
LTC3859A
293859af
アプリケーション情報トップサイドMOSFETドライバの電源（CB、DB）BOOSTピンに接続された外部ブートストラップ・コンデンサCBは、トップサイドMOSFETにゲート・ドライブ電圧を供給します。SWピンが“L”のとき、「機能図」のコンデンサCBがINTVCCから外部ダイオードDBを通して充電されます。トップサイドMOSFETの1つをオンさせるとき、ドライバはそのMOSFETのゲート・ソース間にCBの電圧を印加します。これによってMOSFETが導通し、トップサイド・スイッチがオンします。スイッチ・ノード電圧（SW）が、降圧チャネルの場合VIN
まで（昇圧チャネルの場合VOUTまで）上昇し、それに従ってBOOSTピンが上昇します。トップMOSFETがオンしているとき、ブースト電圧は入力電源より高くなります。VBOOST＝VIN＋VINTVCC（昇圧コントローラの場合はVBOOST＝VOUT
＋VINTVCC）です。昇圧コンデンサCBの値としてはトップサイドMOSFETの全入力容量の100倍が必要です。外部ショットキー・ダイオードの逆ブレークダウン電圧は、降圧チャネルではVIN（MAX）より大きくなければならず、昇圧チャネルではVOUT（MAX）より大きくなければなりません。
外部ダイオードDBは、ショットキー・ダイオードまたはシリコン・ダイオードにすることができますが、どちらの場合も、リーク電流が小さく、リカバリが高速なものにします。逆リーク電流が一般にかなり増加する高い温度での逆リーク電流に十分注意を払ってください。
昇圧チャネルの上側MOSFETドライバには内部チャージポンプが備わっており、BOOST3ピンからブートストラップ・コンデンサに電流を供給します。この充電電流により、ドロップアウ
ト状態や過電圧状態のときトップMOSFETを連続的にオン状態に保つのに必要なバイアス電圧が維持されます。昇圧の上側ドライバ用ショットキー・ダイオード/シリコン・ダイオードには、チャージポンプが供給可能な出力電流より逆リーク電流が小さいものを選択します。異なる動作条件で使用可能なチャージポンプの電流を示す曲線が、「標準的性能特性」のセクションに示されています。
昇圧コンバータのリーク電流の大きなダイオードは、トップMOSFETが十分オンするのを妨げるだけでなく、ブートストラップ・コンデンサCBを放電させてしまうことがあり、入力電圧からBOOST3ピン、さらにINTVCCへの電流経路を形成することがあります。これにより、ダイオードのリーク電流がINTVCCの電流消費より大きいと、INTVCCが上昇することがあります。これは、INTVCCの負荷が非常に小さくなることがあるBurst Mode動作で特に懸念されます。INTVCCには内部電圧クランプが備わっており、INTVCC電圧の暴走を防ぎますが、このクランプはフェイルセーフとして見なすべきです。外部ショットキー・ダイオードまたはシリコン・ダイオードを注意深く選択して、INTVCCがその正常な安定化電圧よりはるかに高く充電されることが決してないようにします。
降圧コンバータの外部ダイオードDBも注意して選択します。リーク電流が大きいダイオードは、降圧コンバータの消費電流を増加させるだけでなく、出力電圧が INTVCC電圧（約5.4V）より大きいアプリケーションの場合、VOUTからINTVCC
への同様のリーク電流経路を形成することがあります。
図10．発振器周波数とFREQピンの抵抗値の関係
FREQ PIN RESISTOR (kΩ)15
FREQ
UENC
Y (k
Hz)
600
800
1000
35 45 5525
3859A F10
400
200
500
700
900
300
100
065 75 85 95 105 115 125
LTC3859A
303859af
アプリケーション情報フォールト状態：降圧の電流制限と電流フォールドバック
LTC3859Aには降圧チャネルの電流フォールドバック機能が備わっており、出力がグランドに短絡したとき負荷電流を制限します。降圧の出力がその公称出力レベルの70%より下になると、最大検出電圧がその選択された最大値の100%から40%まで徐々に低下します。デューティサイクルが非常に低いときの短絡状態では、降圧チャネルは短絡電流を制限するためにサイクルスキップを開始します。この状況ではボトムMOSFETが大半の電力を消費しますが、通常動作時よりも少なくなります。短絡時のリップル電流は、次式のように、LTC3859Aの最小オン時間 tON（MIN）（約95ns）、入力電圧、およびインダクタ値によって決まります。
DIL(SC) = tON(MIN) (VIN/L)
その結果生じる平均短絡電流は次式で与えられます。
ISC = 40% • ILIM(MAX) − 1
2DIL(SC)
フォールト状態：降圧の過電圧保護（クローバ）
過電圧クローバは、降圧レギュレータの1つの出力電圧が公称レベルより大幅に高くなるとシステムの入力ヒューズを溶断するように設計されています。コントローラが動作中に短絡が発生すると、このクローバによって大きな電流が流れてヒューズが溶断し、トップMOSFETが短絡しないよう保護します。
コンパレータは降圧出力の過電圧状態をモニタします。コンパレータは公称出力電圧より10%以上高いフォールトを検出します。この状態が検出されると、過電圧状態が解消されるまで降圧コントローラのトップMOSFETはオフし、ボトムMOSFETはオンします。ボトムMOSFETは過電圧状態が続く限りオンしたままです。VOUTが安全なレベルに回復すると、正常動作が自動的に再開されます。
降圧チャネルのトップMOSFETが短絡すると大電流が流れ、システム・ヒューズが切れます。トップMOSFETにリークが生じていても、スイッチング・レギュレータはリークに応じてデューティサイクルを調整して適切に出力を安定化します。
フォールト状態：過温度保護高い温度で、または（INTVCCのグランドへの短絡など）内部電力損失によりチップが過度に自己発熱した場合、過温度シャットダウン回路がLTC3859Aをシャットダウンします。接合部温度が約170°Cを超えると、過温度回路が INTVCC
LDOをディスエーブルするので、INTVCC電源が急落し、実質上LTC3859A全体をシャットダウンします。接合部温度が約155°Cまで再度下がると、INTVCC LDOが再度オンします。長期のオーバーストレス（TJ > 125°C）はデバイスの性能の低下や寿命の短縮のおそれがあるので避けてください。
フェーズロック・ループと周波数同期LTC3859Aには位相周波数検出器、ローパス・フィルタおよび電圧制御発振器（VCO）で構成される内部フェーズロック・ループ（PLL）が備わっています。これにより、コントローラ1のトップMOSFETのターンオンを、PLLIN/MODEピンに与えられた外部クロック信号の立ち上がりエッジにロックさせることができます。したがって、コントローラ2のトップMOSFETのターンオンは、外部クロックに対して180度位相がずれます。位相検出器はエッジに反応するデジタル・タイプで、外部発振器と内部発振器の位相のずれをゼロ度にします。このタイプの位相検出器は、外部クロックの高調波に誤ってロックすることがありません。
外部クロックの周波数が内部発振器の周波数（fOSC）より高いと、位相検出器の出力から電流を連続的にソースし、VCO入力を引き上げます。外部クロックの周波数が fOSCより低いと、電流を連続的にシンクし、VCO入力を引き下げます。外部周
LTC3859A
313859af
アプリケーション情報波数と内部周波数が等しいが位相が異なると、位相差に対応した時間だけ電流源がオンします。VCO入力の電圧は、内部発信器と外部発振器の位相と周波数が等しくなるまで調整されます。安定した動作点では、位相検出器の出力は高インピーダンスになり、内部フィルタ・コンデンサ（CLP）がVCO入力の電圧を保持します。
LTC3859Aは周波数がLTC3859Aの内部VCOの範囲（公称50kHz～1MHz）の外部クロックにだけ同期することができることに注意してください。これは75kHz～850kHzとなることが保証されています。
通常、外部クロック（PLLIN/MODEピン）入力の“H”のスレッショルドは1.6V、“L”のスレッショルドは1.2Vです。
FREQピンを使って自走周波数を必要な同期周波数の近くに設定することにより、高速フェーズロックを実現することができます。VCOの入力電圧はFREQピンによって設定される周波数に対応した周波数にプリバイアスされます。プリバイアスされると、PLLがフェーズロックと同期を実現するのに必要なのは周波数のわずかな調整だけです。自走周波数を外部クロック周波数に近くする必要はありませんが、近くするとPLLがロックする際に動作周波数が広い範囲の周波数を通過しなくてすみます。
FREQピンを使用できる異なった状態を表1に示します。
表1FREQピン PLLIN/MODEピン 周波数
0V DC電圧 350kHz
INTVCC DC電圧 535kHz
SGNDへの抵抗 DC電圧 50kHz～900kHz上のどれか 外部クロック 外部クロックに
フェーズロック
最小オン時間に関する検討事項最小オン時間 tON（MIN）は、LTC3859がトップMOSFET（昇圧コントローラではボトムMOSFET）をオンすることができる最小時間です。これは内部タイミング遅延とトップMOSFETをオンするのに必要なゲート電荷の量によって決まります。低デューティサイクルのアプリケーションではこの最小オン時間の制限値に接近する可能性があるので以下の条件を満たすように注意が必要です。
tON(MIN)_BUCK < VOUT
VIN(f)
tON(MIN)_BOOST < VOUT − VIN
VOUT(f)
デューティサイクルが最小オン時間で対応可能な値より低くなると、コントローラはサイクル・スキップを開始します。出力電圧は引き続き安定化されますが、リップル電圧とリップル電流が増加します。
LTC3859Aの最小オン時間は降圧では約95ns、昇圧では約120nsです。ただし、ピーク検出電圧が低下するに従って最小オン時間は約130nsまで次第に増加します。この点が、軽負荷でリップル電流が低い強制連続アプリケーションで特に懸念されます。この状況でデューティサイクルが最小オン時間のリミットを下回ると、大きなサイクル・スキップが発生する可能性があり、それに対応して電流および電圧リップルが大きくなります。
LTC3859A
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アプリケーション情報効率に関する検討事項スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよくあります。パーセント表示の効率は次式で表すことができます。
%効率 = 100% – (L1 + L2 + L3 + ...)
ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表した個々の損失です。
回路内の電力を消費するすべての要素で損失が生じますが、LTC3859Aの回路の損失の大部分は4つの主な損失要因によって生じます。1）デバイスのVIN電流、2）INTVCCレギュレータの電流、3）I2R損失、4）トップサイドMOSFETの遷移損失です。
1. VIN電流は「電気的特性」の表に記載されているDC消費電流であり、MOSFETドライバと制御回路の電流は含まれません。VIN電流による損失は一般に大きくはありません（0.1%未満）。
2. INTVCC電流はMOSFETドライバ電流と制御電流の和です。MOSFETドライバ電流はパワーMOSFETのゲート容量をスイッチングすることによって流れます。MOSFETのゲートが“L”から“H”、そして再び“L”に切り替わるたびに、INTVCCからグランドに一定量の電荷（dQ）が移動します。それによって生じるdQ/dtはINTVCCから流出する電流であり、一般に制御回路の電流よりはるかに大きくなります。連続モードでは、IGATECHG＝f（QT＋QB）です。ここで、QT
とQBはトップサイドMOSFETとボトムサイドMOSFETのゲート電荷です。
出力から得られる電力ソースからEXTVCCを介してINTVCCに電力を供給すると、ドライバおよび制御回路に必要なVIN電流は、（デューティサイクル）/（効率）を比例係数にして減少します。たとえば、20Vから5Vのアプリケーションでは、10mAのINTVCC電流は約2.5mAのVIN電流になります。これにより、中間電流損失が10%以上（ドライバがVINから直接電力を供給されている場合）からわずか数パーセントまで減少します。
3. I2R損失は、ヒューズ（使用している場合）、MOSFET、インダクタ、電流検出抵抗、および入力と出力のコンデンサのESRの各DC抵抗から予測されます。連続モードでは、LやRSENSEに平均出力電流が流れますが、トップサイドMOSFETと同期MOSFETの間で「こま切れ」にされます。2個のMOSFETのRDS（ON）がほぼ同じ場合、片方のMOSFETの抵抗にLの抵抗RSENSEおよびESRを加算するだけでI2R損失を求めることができます。たとえば、各RDS（ON）＝30mΩ、RL＝50mΩ、RSENSE＝10mΩ、およびRESR＝40mΩ（入力容量と出力容量の両方の損失の和）であれば、全抵抗は130mΩです。この結果、5V出力では出力電流が1Aから5Aまで増加すると損失は3%～13%
の範囲になり、3.3V出力では4%～20%の範囲になります。効率は外付け部品と出力電力レベルが同じ場合は、VOUT
の2乗に反比例して変化します。高性能デジタル・システムでは要求される出力電圧が低下してきており、電流は増加してきているので、その相乗効果により、スイッチング・レギュレータ・システムの各損失要因の重要性は単に2倍ではなく4倍になります。
4. 遷移損失はトップMOSFET（昇圧の場合、ボトムMOFET）にのみ適用され、しかも高入力電圧（通常15V以上）で動作しているときに限って大きくなります。遷移損失は次式から推定できます。
遷移損失 = (1.7)VIN2 • IO(MAX) • CRSS • f
銅トレースや内部バッテリ抵抗など他の隠れた損失は、携帯用システムではさらに5%～10%の効率低下を生じる可能性があります。これらの「システム」レベルの損失を設計段階で含めることが非常に重要です。内部バッテリとヒューズの抵抗損失は、スイッチング周波数においてCINの電荷蓄積を適切にし、ESRを小さくすれば最小に抑えることができます。25W電源は一般にESRが最大20mΩ～50mΩの最小20μF～40μFの容量を必要とします。LTC3859Aの2フェーズ・アーキテクチャでは、必要な入力容量は競合製品に比べて標準で半分になります。デッドタイム中のショットキー・ダイオードの導通損失やインダクタのコア損失などその他の損失は、一般に追加される全損失の2%未満にしかなりません。
LTC3859A
333859af
アプリケーション情報過渡応答のチェックレギュレータのループ応答は負荷電流過渡応答を観察すればチェックできます。スイッチング・レギュレータはDC（抵抗性）負荷電流のステップに応答するのに数サイクルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUTはDILOAD（ESR）だけシフトします。ここで、ESRはCOUTの等価直列抵抗です。さらに、DILOADによりCOUTの充放電が始まって帰還誤差信号を発生し、レギュレータを電流変化に適応させてVOUTを定常値に回復させます。この回復期間に（安定性に問題があることを示す）過度のオーバーシュートやリンギングが発生しないかVOUTをモニタすることができます。OPTI-LOOP補償により、広範な出力容量とESR値に対して過渡応答の最適化を図ることができます。ITHピンによって、制御ループ動作を最適化できるだけでなく、DC結合およびACフィルタされた閉ループ応答のテスト・ポイントも得られます。このテスト・ポイントでのDCステップ、立ち上がり時間、およびセトリングは、正確に閉ループ応答を反映します。2次特性が支配的なシステムを想定すれば、位相マージンや減衰係数はこのピンで見られるオーバーシュートのパーセンテージを使って推定することができます。このピンの立ち上がり時間を調べることにより、帯域幅も推定できます。図16に示すITHの外付け部品は、ほとんどのアプリケーションにおいて妥当な出発点となります。
ITHの直列RC-CCフィルタにより、支配的なポール・ゼロ・ループ補償が設定されます。これらの値は、最終的なプリント基板のレイアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を決定した後で、過渡応答を最適化するために多少は（推奨値の0.5～2倍）変更することができます。出力コンデンサのさまざまな種類と値によってループの利得と位相が決まるので、まず出力コンデンサを選択する必要があります。立ち上がり時間が1μs～10μsの最大負荷電流の20%～80%の出力電流パ
ルスによって発生する出力電圧波形とITHピンの波形により、帰還ループを開くことなく全体的なループの安定性を判断することができます。
現実的な負荷ステップを発生する実用的な方法として、出力コンデンサの両端に直接パワーMOSFETを接続し、適当な信号発生器でそのゲートをドライブします。出力電流ステップによって生じる初期出力電圧ステップは帰還ループの帯域幅内にない場合があるため、位相マージンを決定するのにこの信号を使用することはできません。このため、ITHピンの信号を調べる方が確実です。この信号は帰還ループ内にあり、フィルタを通して補償された制御ループ応答です。
ループの利得はRCを大きくすると増加し、ループの帯域幅はCCを小さくすると拡大します。CCを減少させるのと同じ比率でRCを増加させるとゼロの周波数は変化しないので、帰還ループの最も重要な周波数範囲で位相のずれが一定に保たれます。出力電圧のセトリングの様子は閉ループ・システムの安定性に関係し、電源全体の実際の性能を表します。
次に、大容量の（>1µF）電源バイパス・コンデンサが接続されている負荷のスイッチを入れると、さらに大きな過渡が発生します。放電しきったバイパス・コンデンサが実質的にCOUTと並列接続状態になるため、VOUTが急降下します。負荷スイッチの抵抗が小さく、かつ短時間でドライブされると、どのようなレギュレータでも出力電圧の急激なステップ変化を防止するだけ素早く電流供給を変えることはできません。CLOADとCOUTの比率が1:50より大きい場合、負荷の立ち上がり時間が約25・CLOADに制限されるように、スイッチの立ち上がり時間を制御します。したがって、10µFのコンデンサでは250µsの立ち上がり時間が必要で、充電電流は約200mAに制限されます。
LTC3859A
343859af
アプリケーション情報
降圧チャネルの設計例降圧チャネルの1つの設計例として、VIN＝12V（公称）、VIN＝22V（最大）、VOUT＝3.3V、IMAX＝6A、VSENSE（MAX）＝50mVおよび f＝350kHzと仮定します。
30%のリップル電流を仮定して、まずインダクタンス値を選択します。リップル電流の最大値は最大入力電圧で発生します。FREQピンをGNDに接続すると350kHz動作になります。30%のリップル電流の場合、最小インダクタンスは次式のとおりです。
DIL = VOUT
(f)(L)1− VOUT
VIN(NOMINAL)
3.9μHのインダクタは29%のリップル電流を発生します。ピーク・インダクタ電流は、最大DC値にリップル電流の半分を加えた値（つまり6.88A）になります。リップル電流を増やすと、95ns
の最小オン時間に違反しないようにするのにも役立ちます。最小オン時間は以下のとおり最大VINで発生します。
tON(MIN) = VOUT
VIN(MAX)(f)= 3.3V
22V(350kHz)= 429ns
RSENSEの抵抗値は、最大電流検出スレッショルド（43mV）の最小値を使用することによって算出することができます。
RSENSE ≤ 43mV
6.88A= 0.006Ω
1%抵抗を選択すると、RA＝25kおよびRB＝80.6kのとき出力電圧は3.33Vになります。
トップサイドMOSFETの電力損失は容易に推定できます。FairchildのFDS6982SデュアルMOSFETを選択すると、RDS（ON）＝0.035Ω/0.022Ω、CMILLER＝215pFとなります。T（概算値）＝50°Cで最大入力電圧の場合、次のようになります。
PMAIN = 3.3V22V
(6A)2 1+ (0.005)(50°C − 25°C)
(0.035Ω)+ (22V)26 5A2
(2.5Ω)(215pF) •
15V − 2.3V
+ 12.3V
(350kHz) = 433mW
グランドへの短絡によって、次のフォールドバック電流が流れます。
ISC = 20mV
0.006Ω− 1
295ns(22V)
3.9µH
= 3.07A
ただし、RDS（ON） は標準的な値で、z＝（0.005/°C）（25°C）＝0.125です。その結果生じるボトムMOSFETの電力損失は次のとおりです。
PSYNC = (2.23A)2(1.125)(0.022Ω) = 233mW
これは最大負荷状態での値より小さい値です。
降圧レギュレータの入力コンデンサCINは、このチャネルだけが動作しているものと仮定して、全動作温度で最低3AのRMS電流定格のものを選択します。出力リップルを下げるために、ESRが0.02ΩのCOUTを選択します。連続モードでの出力リップルは入力電圧が最大のときに最大になります。ESRによる出力電圧リップルはおおよそ次のとおりです。
VORIPPLE = RESR (DIL) = 0.02Ω(1.75A) = 35mVP-P
LTC3859A
353859af
PCボードのレイアウトのチェックリストPCボードをレイアウトするときは、以下のチェックリストを使用して、このデバイスが正しく動作するようにします。これらの項目は図11のレイアウト図にも図示してあります。連続モードで動作している2フェーズ同期整流式降圧レギュレータの様々な枝路に現れる電流波形を図12に示します。レイアウトでは、以下の項目をチェックしてください。
1. NチャネルMOSFETのMTOP1とMTOP2は互いに1cm以内に配置され、CINで共通ドレイン接続されていますか。2
つのチャネルの入力デカップリングを分割すると大きな共振ループが形成されることがあるので、入力デカップリングは分割しないでください。
2. 信号グランドと電源グランドは分離されていますか。1つにまとめたこのデバイスの信号グランド・ピンとCINTVCCのグランド・リターンは、1つにまとめたCOUTの（-）端子に戻す必要があります。トップNチャネルMOSFET、ショットキー・ダイオードおよびCINコンデンサで形成される経路は、リードとPCトレースを短くします。コンデンサは互いに隣接させ、また上記のショットキー・ループからは離して配置し、出力コンデンサの（-）端子と入力コンデンサの（-）端子を可能な限り近づけて接続してください。
3. LTC3859AのVFBピンの抵抗分割器はCOUTの（＋）端子に接続されていますか。抵抗分割器はCOUTの（＋）端子と信号グランドの間に接続する必要があります。帰還抵抗は入力コンデンサからの高電流入力経路に沿って配線しないでください。
4. SENSE+とSENSE－は最小の基板トレース間隔で一緒に配線されていますか。SENSE+とSENSE–の間のフィルタ・コンデンサはできるだけデバイスに近づけて配置します。センス抵抗には4端子接続を使って精密な電流検出を保証します。
5. INTVCCデカップリング・コンデンサはデバイスの近くでINTVCCピンと電源ピンの間に接続されていますか。このコンデンサはMOSFETドライバのピーク電流を供給します。1μFセラミック・コンデンサを1個 INTVCCピンとPGNDピンに隣接して追加すると、ノイズ性能を大幅に改善できます。
6. スイッチング・ノード（SW1、SW2）、トップ・ゲート・ノード（TG1、TG2）、およびブースト・ノード（BOOST1、BOOST2）を敏感な小信号ノード、特に反対側のチャネルの電圧検出帰還ピンおよび電流検出帰還ピンから離してください。これら全てのノードの信号は非常に大きく高速に変化するので、LTC3859Aの出力側に置き、基板のトレース面積を最小限に抑えます。
7. 改良型の「スター・グランド」手法を使います。これは、入力コンデンサおよび出力コンデンサと同じ基板の側にある低インピーダンスの大きな銅領域の中央接地点で、ここにINTVCCデカップリング・コンデンサのボトム側、電圧帰還抵抗分割器のボトム、およびデバイスのSGNDピンを接続します。
アプリケーション情報
LTC3859A
363859af
PCボードのレイアウトのデバッグ最初、1つのコントローラだけオンします。回路をテストするとき、DC-50MHzの電流プローブを使用してインダクタの電流をモニタすると有益です。出力スイッチング・ノード（SWピン）をモニタしてオシロスコープを内部発振器に同期させ、実際の出力電圧も調べてください。アプリケーションで予想される動作電圧および電流範囲で適切な性能が出ているかチェックします。ドロップアウト状態までの入力電圧範囲にわたって、さらに出力負荷が低電流動作スレッショルド（標準でBurst
Mode動作の最大設計電流レベルの25%）より下になるまで動作周波数が保たれなければなりません。
デューティサイクルのパーセンテージは、適切に設計された低ノイズのPCBにおいてはサイクルからサイクルへと維持されます。低調波の周期でデューティサイクルが変動する場合、電流検出入力または電圧検出入力でノイズを拾っているか、またはループ補償が適当でない可能性があります。レギュレータの帯域幅の最適化が必要なければ、ループを過補償にしてPCBのレイアウトの不備を補うことができます。両方のコントローラを同時にオンするのは必ず各コントローラの個々の性能をチェックした後にしてください。特に条件の厳しい動作領域は、一方のコントローラ・チャネルが電流コンパレータのトリップ点に近づいているときに他方のチャネルがトップMOSFETをオンするときです。これは内部クロックの位相同期のために、どちらかのチャネルのデューティサイクルが50%付近のとき発生し、デューティサイクルの小さなジッタを引き起こす可能性があります。
VINを公称レベルから下げて、ドロップアウト状態のレギュレータ動作を検証します。出力をモニタしながらさらにVINを下げて動作を確認し、低電圧ロックアウト回路の動作をチェックします。
出力電流が大きいとき、または入力電圧が高いときにしか問題がないかどうか調べます。入力電圧が高くかつ出力電流が小さいときに問題が発生する場合は、BOOST、SW、TGおよびBGの各接続と、敏感な電圧ピンおよび電流ピンとの間の容量性結合を調べます。電流検出ピン間に接続するコンデンサは、デバイスのピンのすぐ近くに配置する必要があります。このコンデンサは高周波容量性結合による差動ノイズの混入の影響を抑えるのに有効です。入力電圧が低くかつ電流出力負荷が大きいときに問題が起きる場合は、CIN、ショットキー・ダイオード、トップMOSFETなどの部品と、敏感な電流および電圧検出トレースとの誘導性結合を調べます。さらに、これらの部品とデバイスのSGNDピンの間の共通グランド経路の電圧ピックアップも調べてください。
電流検出のリード線を逆方向に接続した場合、その他の点ではスイッチング・レギュレータが正しく動作するため、かえって見逃すおそれのある厄介な問題が生じます。このような不適切な接続状態でも出力電圧は維持されますが、電流モード制御の利点は実現されません。電圧ループの補償は部品選択に対してはるかに敏感です。この現象は電流センス抵抗を一時的に短絡して調べることができます。センス抵抗を短絡してもレギュレータは引き続き出力電圧を制御するので心配いりません。
アプリケーション情報
LTC3859A
373859af
アプリケーション情報
図11．降圧コントローラの枝電流の波形
RL1D1
L1SW1 RSENSE1 VOUT1
COUT1
VIN
CINRIN
RL2D2
L2SW2
3859A F11
RSENSE2 VOUT2
COUT2太線は高電流のスイッチング電流を示す。経路は最短に保つ。
LTC3859A
383859af
標準的応用例
図12．広い入力範囲の高効率デュアル5V/8.5Vコンバータ
3859A F12
LTC3859ASENSE1–
SENSE1+
PGOOD1
TG1
SW1
BOOST1
BG1
VBIAS
PGND
INTVCC
TG2
BOOST2
SW2
BG2
SENSE2+
SENSE2–
TG3
SW3
BOOST3
BG3
SENSE3–
SENSE3+
VFB1
ITH1
TRACK/SS1
FREQ
PLLIN/MODE
SGND
RUN1
RUN2
RUN3
VFB2
ITH2
TRACK/SS2
VFB3
ITH3
SS3
C11nF
100k
CB10.1µF
D1
D2
CBIAS10µF
CINT14.7µF
C21nF
MTOP1
MBOT1
C110µF L1
4.9µHRSENSE1
6mΩ
COUT1220µF
VOUT15V5A
MTOP2
MBOT2
C210µF
L26.5µH
RSENSE28mΩ
COUT268µF
VOUT28.5V3A
CB20.1µF
MTOP3
MBOT3
L31.2µH
RSENSE22mΩ
C31nF
D3
CB30.1µF
CIN220µF
VIN
COUT3220µF
RB1357k
OPT
VOUT1
RA168.1k
RB2649k
10pF
VOUT2
RA268.1k
CITH1A100pF
CITH11500pF
RITH115k
CITH2A68pF
CITH22.2nF
CSS20.1µF
RITH215k
RB3499k
OPT
VOUT3
RA368.1k
CITH3A820pF
CITH30.01µF
CSS30.1µF
RITH33.6k
CSS10.1µF
MTOP1, MTOP2: BSZ097NO4LSMBOT1, MBOT2: BSZ097NO4LSMTOP3: BSC027NO4LSMBOT3: BSCO1BN04LSL1: WÜRTH 744314490L2: WÜRTH 744314650L3: WÜRTH 744325120COUT1: SANYO 6TPB220MLCOUT2: SANYO 10TPC68MCIN, COUT3: SANYO 50CE220LXD1, D2: CMDH-4ED3: BAS140W
VOUT310V*
OV3
EXTVCCVOUT1
2.5V～ 38V（5Vより上で起動）
*Vout3は VIN < 10Vのとき 10V、 VIN > 10Vのとき VINに追随
LTC3859A
393859af
標準的応用例
図13．広い入力範囲の高効率デュアル12V/3.3Vコンバータ
3859A F13
LTC3859ASENSE1–
SENSE1+
PGOOD1
TG1
SW1
BOOST1
BG1
VBIAS
PGND
INTVCC
TG2
BOOST2
SW2
BG2
SENSE2+
SENSE2–
TG3
SW3
BOOST3
BG3
SENSE3–
SENSE3+
VFB1
ITH1
TRACK/SS1
FREQ
PLLIN/MODE
SGND
RUN1
RUN2
RUN3
VFB2
ITH2
TRACK/SS2
VFB3
ITH3
SS3
C11nF
100k
CB10.1µF
D1
D2
CBIAS10µF
CINT14.7µF
C21nF
MTOP1
MBOT1
C110µF L1
8.8µHRSENSE1
9mΩ
COUT147µF
VOUT112V3A
MTOP2
MBOT2
C210µF
L23.2µH
RSENSE26mΩ
COUT2150µF
VOUT23.3V5A
CB20.1µF
MTOP3
MBOT3
L31.2µH
RSENSE22mΩ
C31nF
D3
CB30.1µF
CIN220µF
VIN
COUT3220µF
RB1475k
33pF
VOUT1
RA134k
RB2215k
15pF
VOUT2
RA268.1k
CITH1A100pF
CITH1680pF
RITH110k
CITH2A150pF
CITH2820pF
CSS20.1µF
RITH215k
RB3787k
OPT
VOUT3
RA368.1k
CITH3A820pF
INTVCC
CITH30.01µF
CSS30.1µF
RITH33.6k
CSS10.1µF
MTOP1, MTOP2: VISHAY Si7848DPMBOT1, MBOT2: VISHAY Si7848DPMTOP3: BSC027NO4LSMBOT3: BSCO1BN04LSL1: SUMIDA CDEP105-8R8ML2: SUMIDA CDEP105-3R2ML3: WÜRTH 744325120COUT1: KEMET T525D476MO16E035COUT2: SANYO 4TPE150MCIN, COUT3: SANYO 50CE220LXD1, D2: CMDH-4ED3: BAS140W
VOUT315V*
OV3100k
EXTVCC
2.5V～ 38V（5Vより上で起動）
*Vout3は VIN < 15Vのとき 15V、 VIN > 15Vのとき VINに追随
LTC3859A
403859af
標準的応用例
図14．12VのVINからの高効率トリプル24V/1V/1.2Vコンバータ
3859A F14
LTC3859ASENSE1–
SENSE1+
PGOOD1
TG1
SW1
BOOST1
BG1
VBIAS
PGND
INTVCC
TG2
BOOST2
SW2
BG2
SENSE2+
SENSE2–
TG3
SW3
BOOST3
BG3
SENSE3–
SENSE3+
VFB1
ITH1
TRACK/SS1
FREQ
PLLIN/MODE
SGND
RUN1
RUN2
RUN3
VFB2
ITH2
TRACK/SS2
VFB3
ITH3
SS3
C11nF
100k
CB10.1µF
D1
D2
CBIAS10µF
CINT14.7µF
C21nF
MTOP1
MBOT1
C110µF L1
0.47µHRSENSE13.5mΩ
COUT1220µF×2
VOUT11V8A
MTOP2
MBOT2
C210µF
L20.47µH
RSENSE23.5mΩ
COUT2220µF×2
VOUT21.2V8A
CB20.1µF
MTOP3
MBOT3
L33.3µH
RSENSE24mΩ
C31nF
D3
CB30.1µF
CIN220µF
COUT3220µF
RB128.7k
56pF
VOUT1
RA1115k
RB257.6k
56pF
VOUT2
RA2115k
CITH1A200pF
CITH11000pF
RITH13.93k
CITH2A200pF
CITH21000pF
CSS20.01µF
RITH23.93k
RB3232k
OPT
VOUT3
RA312.1k
CITH3A220pF
CITH315nF
CSS30.01µF
RITH38.66k
CSS10.01µF
MTOP1, MTOP2: RENESAS RJK0305MBOT1, MBOT2: RENESAS RJK0328MTOP3, MBOT3: RENESAS HAT2169HL1, L2: SUMIDA CDEP105-0R4L3: PULSE PA1494.362NLCOUT1, COUT2: SANYO 2R5TPE220MCIN, COUT3: SANYO 50CE220AXD1, D2: CMDH-4ED3: BAS140W
VOUT324V5A
VIN12V
OV3
EXTVCC
LTC3859A
413859af
標準的応用例
図15．高効率1.2V/3.3V降圧コンバータと10.5V SEPICコンバータ
3859A F15
LTC3859ASENSE1–
SENSE1+
PGOOD1
TG1
SW1
BOOST1
BG1
VBIAS
PGND
INTVCC
TG2
BOOST2
SW2
BG2
SENSE2+
SENSE2–
TG3
SW3
BOOST3
BG3
SENSE3–
SENSE3+
VFB1
ITH1
TRACK/SS1
FREQ
PLLIN/MODE
SGND
RUN1
RUN2
RUN3
VFB2
ITH2
TRACK/SS2
VFB3
ITH3
SS3
C11nF
100k
CB10.1µF
D1
D2
CBIAS10µF
CINT14.7µF
C21nF
MTOP1
MBOT1
C110µF L1
2.2µHRSENSE1
9mΩ
COUT1220µF
VOUT11.2V3A
MTOP2
MBOT2
C210µF
L26.5µH
RSENSE29mΩ
COUT2220µF
VOUT23.3V3A
CB20.1µF
MBOT3L3
10µH
D3
RSENSE29mΩ
C31nF
C310µF50V
CIN220µF
COUT3270µF
RB157.6k
VOUT1
RA1115k
RB2357k
VOUT2
RA2115k
CITH1A100pF
CITH12.2nF
RITH15.6k
CITH2A100pF
CITH23.3nF
CSS20.1µF
RITH29.1k
RB3887k
VOUT3
RA3115k
CITH3A10pF
CITH3100nF
CSS30.1µF
RITH313k
CSS10.1µF
MTOP1, MTOP2: BSZ097NO4LSMBOT1, MBOT2: BSZ097NO4LSMBOT3: BSZ097NO4LL1: WURTH 744311220L2: WURTH 744314650L3: COOPER BUSSMANN DRQ125-100COUT1: SANYO 2R5TPE220MAFBCOUT2: SANYO 4TPE220MAZBCOUT3: SANYO SVPC270M CIN: SANYO 50CE220LXD1, D2: CMDH-4ED3: DIODES INC B360A-13-F
VOUT310.5V1.2A
VIN5.8V TO 34V
••
OV3
EXTVCC
LTC3859A
423859af
パッケージFEパッケージ
38ピン・プラスチックTSSOP（4.4mm）（Reference LTC DWG # 05-08-1772 Rev C）
露出パッド・バリエーションAA
4.75(.187)
REF
FE38 (AA) TSSOP REV C 0910
0.09 – 0.20(.0035 – .0079)
0° – 8°
0.25REF
0.50 – 0.75(.020 – .030)
4.30 – 4.50*(.169 – .177)
1 19
20
REF
9.60 – 9.80*(.378 – .386)
38
1.20(.047)MAX
0.05 – 0.15(.002 – .006)
0.50(.0196)
BSC0.17 – 0.27
(.0067 – .0106)TYP
0.315 ±0.05
0.50 BSC
4.50 REF
6.60 ±0.10
1.05 ±0.10
4.75 REF
2.74 REF
2.74(.108)
NOTE:
SEE NOTE 4 6.40(.252)BSC
推奨半田パッド・レイアウト
1. 標準寸法：ミリメートル2. 寸法は
3. 図は実寸とは異なる
ミリメートル（インチ）
4. 露出パッド接着のための推奨最小 PCBメタルサイズ*寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは各サイドで 0.150mm（0.006”）を超えないこと
LTC3859A
433859af
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
パッケージUHFパッケージ
38 ピン・プラスチック QFN（5mm×7mm）（Reference LTC DWG # 05-08-1701 Rev C）
5.00 ± 0.10
NOTE:1. 図面は JEDEC のパッケージ外形 MO-220 の バリエーション WHKD に適合2. 図は実寸とは異なる3. 全ての寸法はミリメートル
PIN 1TOP MARK(SEE NOTE 6)
37
1
2
38
露出パッドの底面
5.50 REF5.15 ± 0.10
7.00 ± 0.10
0.75 ± 0.05
R = 0.125TYP
R = 0.10TYP
0.25 ± 0.05
(UH) QFN REF C 1107
0.50 BSC
0.200 REF
0.00 – 0.05
推奨半田パッド・レイアウト半田付けされない領域には半田マスクを使用する
3.00 REF
3.15 ± 0.10
0.40 ±0.10
0.70 ± 0.05
0.50 BSC5.5 REF
3.00 REF 3.15 ± 0.05
4.10 ± 0.05
5.50 ± 0.05 5.15 ± 0.05
6.10 ± 0.05
7.50 ± 0.05
0.25 ± 0.05
パッケージの外形
4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは（もしあれば）各サイドで 0.20mmを超えないこと5. 露出パッドは半田メッキとする6. 網掛けの部分はパッケージのトップとボトムのピン 1 の位置の 参考に過ぎない
ピン 1のノッチR = 0.30（標準）または 0.35×45°の面取り
LTC3859A
443859af
LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2011
LT 0811 •PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03- 5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp
関連製品製品番号 説明 注釈LTC3857/LTC3857-1 LTC3858/LTC3858-1
99%デューティサイクルの、低消費電流、デュアル出力、2フェーズ同期整流式降圧DC/DCコントローラ
フェーズロック可能な固定周波数：50kHz～900kHz、 4V ≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ＝50µA/170µA
LTC3890/LTC3890-1 低消費電流の、60V、デュアル、2フェーズ同期整流式降圧DC/DCコントローラ
フェーズロック可能な固定周波数：50kHz～900kHz、 4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ＝50µA
LTC3789 高効率の4スイッチ昇降圧コントローラ 4V ≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 38V、SSOP-28、 4mm×5mm QFN-28
LTC3834/LTC3834-1 LTC3835/LTC3835-1
99%デューティサイクルの、低消費電流、 同期整流式降圧DC/DCコントローラ
フェーズロック可能な固定周波数：140kHz～650kHz、 4V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 10V、IQ＝30µA/80µA
LTC3891 60V、99%デューティサイクルの、低消費電流、 同期整流式降圧DC/DCコントローラ
PLLによる固定周波数：50kHz～900kHz、4V ≤ VIN ≤ 60V、 0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、TSSOP-20E, 3mm×4mm QFN-20
LTC3824 100%デューティサイクルの、低消費電流、 高電圧DC/DCコントローラ
選択可能な固定200kHz～600kHz動作周波数、 4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ VIN、IQ＝40µA、MSOP-10E
標準的応用例広い入力範囲の高効率デュアル3.3V/8.5Vコンバータ
3859A TA02
LTC3859ASENSE1–
SENSE1+
PGOOD1
TG1
SW1
BOOST1
BG1
VBIAS
PGND
INTVCC
TG2
BOOST2
SW2
BG2
SENSE2+
SENSE2–
TG3
SW3
BOOST3
BG3
SENSE3–
SENSE3+
VFB1
ITH1
TRACK/SS1
FREQ
PLLIN/MODE
SGND
RUN1
RUN2
RUN3
VFB2
ITH2
TRACK/SS2
VFB3
ITH3
SS3
C11nF
100k
CB10.1µF
D1
D2
CBIAS10µF
CINT14.7µF
C21nF
MTOP1
MBOT1
C110µF L1
3.2µHRSENSE1
6mΩ
COUT1150µF
VOUT13.3V5A
MTOP2
MBOT2
C210µF
L26.5µH
RSENSE28mΩ
COUT268µF
VOUT28.5V3A
CB20.1µF
MTOP3
MBOT3
L31.2µH
RSENSE22mΩ
C31nF
D3
CB30.1µF
CIN220µF
VIN2.5V TO 38V(START-UP ABOVE 5V)
* VOUT3 IS 10V WHEN VIN < 10V, FOLLOWS VIN WHEN VIN > 10V
COUT3220µF
RB1215k
15pF
VOUT1
RA168.1k
RB2649k
10pF
VOUT2
RA268.1k
CITH1A150pF
CITH1820pF
RITH115k
CITH2A68pF
CITH22.2nF
CSS20.1µF
RITH215k
RB3499k
OPT
VOUT3
VOUT2
RA368.1k
CITH3A820pF
CITH30.01µF
CSS30.1µF
RITH33.6k
CSS10.1µF
MTOP1, MTOP2: VISHAY Si7848DPMBOT1, MBOT2: BSZ097NO4LSMTOP3: BSC027NO4LSMBOT3: BSCO1BN04LSL1: SUMIDA CDEP105-3R2ML2: WÜRTH 744314650L3: WÜRTH 744325120COUT1: SANYO 6TPB220MLCOUT2: SANYO 4TPE150MCIN, COUT3: SANYO 50CE220LXD1, D2: CMDH-4ED3: BAS140W
VOUT310V*
OV3
EXTVCC
