NR111D...NR111D アプリケーションノート Rev.3.1 Copy Right: SANKEN ELECTRIC CO., LTD. Page.3 概要 NR111D は、パワーMOSFET 内蔵の降圧スイッチングレギュレータIC

NR111D アプリケーションノート Rev.3.1

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NR111D

アプリケーションノート Rev.3.1

サンケン電気株式会社 SANKEN ELECTRIC CO., LTD.

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http://www.sanken-ele.co.jp/



目次

概要 ----------------------------------------------------------------------------------------------- 3

1. 電気的特性 ----------------------------------------------------------------------------------- 4

1.1絶対最大定格 ---------------------------------------------------------------------------- 4

1.2推奨動作条件 ---------------------------------------------------------------------------- 4

1.3電気的特性 ------------------------------------------------------------------------------- 5

2. ブロックダイアグラムと各端子機能 -------------------------------------------------------- 7

2.1 ブロックダイアグラム -------------------------------------------------------------------- 7

2.2 各端子機能 ------------------------------------------------------------------------------ 8

3. 応用回路例 ----------------------------------------------------------------------------------- 9

4. 熱減定格 ------------------------------------------------------------------------------------ 10

5. 外形図 --------------------------------------------------------------------------------------- 11

6．動作説明------------------------------------------------------------------------------------- 13

6.1 PWM(Pulse Width Modulation)出力制御 -------------------------------------- 13

6.2 電源の安定性 ------------------------------------------------------------------------- 13

6.3 過電流(OCP) -------------------------------------------------------------------------- 14

6.4 過熱保護(TSD) ----------------------------------------------------------------------- 14

6.5 ソフトスタート（SoftStart） ----------------------------------------------------------- 15

6.6 出力の ON / OFF制御 -------------------------------------------------------------- 17

6.7 軽負荷 SKIPモードについて ------------------------------------------------------- 17

7. 設計上の注意点 --------------------------------------------------------------------------- 19

7.1 外付け部品----------------------------------------------------------------------------- 19

7.2 パターン設計 -------------------------------------------------------------------------- 25

7.3 応用設計 ------------------------------------------------------------------------------- 28

ご注意書き -------------------------------------------------------------------------------------- 30



概要 NR111Dは、パワーMOSFET 内蔵の降圧スイッチン

グレギュレータ ICです。軽負荷の効率を向上させた機

能を有しており、低消費電力に適した ICです。電流制

御方式により、セラミックコンデンサのような超低ESRの

コンデンサに対応します。過電流保護、低入力禁止、

過熱保護等の保護機能を有しています。起動時の突

入電流を防ぐためソフトスタート機能を有しています。

コンデンサを接続することで、ソフトスタート時間を設定

できます。外部信号でオンオフできる機能を有しており、

EN端子へ外部から信号を入力することで、ICをターン

オン/ターンオフできます。位相補償回路を内蔵し、過

電流外部調整で DIP8 ピンパッケージで供給されま

す。

特長と利点最大効率 94％

IO = 20mA軽負荷時効率最大 77%

電流モード型 PWM制御

出力にセラミックコンデンサのような

低 ESR コンデンサの使用に対応

保護回路を内蔵

過電流保護 (OCP) 垂下型自動復帰

過熱保護内蔵 (TSD) 自動復帰

低入力時誤動作防止回路 (UVLO)

外付けコンデンサによる Soft-Start

ON/OFF機能

OCP動作点調整機能

パッケージ DIP8パッケージ

主要スペック入力電圧 VIN = 8V～31V

出力電圧 VO = 0.8V～24V

最大出力電流 IO = 4A

動作周波数: 350kHz

アプリケーション LCD-TV Blue-Ray

白物家電

デジタル家電用電源

シリーズラインアップ

製品名 fSW VIN VO IO

NR111D 350kHz 8V to 31V (1)

0.8V to 24V (2)

4A

(1) 入力電圧の最小値は、8V もしくは VO + 3V のどちらか大きい値とする

(2) 入出力条件は最小 ON 時間により制限されます。

NR111D

BS

IN

SW

GND

SS

EN

Iset

FB



1. 電気的特性

1.1絶対最大定格

表 1 NR111D絶対最大定格

項目記号規格値単位条件

入力電圧 VIN 35 V

BS端子電圧 VBS 44 V

SW端子電圧 VSW 35 V

BS-SW間端子電圧

VBS-SW 8

V DC

12 パルス幅 30ns以内

FB端子電圧 VFB 5.5 V

EN端子電圧 VEN 35 V

SS端子電圧 VSS 5.5 V

許容損失 (3) PD 1.47 W

ガラスエポキシ基板 70mm×60mm (銅箔エリア 1310mm2)実装時 Tjmax=150℃

接合温度 (4) TJ 40 to 150 °C

保存温度 TS 40 to 150 °C

熱抵抗(接合－リード(No.7

端子)) θJP 41 °C /W

熱抵抗(接合－周囲) θJA 85 °C /W

ガラスエポキシ基板 70mm×60mm (銅箔エリア 1310mm2)実装時

Tjmax=150℃ (3)

過熱保護により制限。 (4)

過熱保護検出温度は約 160℃となる。

1.2推奨動作条件電気的特性に示す正常な回路機能を維持するために、推奨動作条件内で使用してください。

表 4 NR111D 推奨動作条件

項目記号規格値

単位条件 MIN MAX

入力電圧 (5) VIN Vo+3 31 V

出力電流

(6)

(7) Io 0 4.0 A

出力電圧 Vo 0.8 24 V

動作周囲温度 (7) Top 40 85 °C (5) 入力電圧範囲の最小値は、8V もしくは VO+3Vのどちらか大きい値とする。

VIN = VO+1～VO+3V の場合は IO = 2A MAX となります。 (6) 推奨回路は図 5になります。 (7)

図 6に示す熱減定格以内で使用する必要があります。



1.3電気的特性図 1に示す回路において、各測定条件で ICを動作させた場合に保証される特性規格値です。

表 3 NR111D電気的特性 (Ta=25°C)

項目記号規格値

単位測定条件 M I N T Y P M A X

設定基準電圧 VREF 0.784 0.800 0.816 V VIN = 12V，IO = 1.0A

出力電圧温度係数 ⊿VREF/⊿T ― ±0.05 ― mV/°C VIN = 12V, IO = 1.0A

40°C to +85°C

動作周波数 fSW －20% 350 ＋20% kHz VIN=12V, VO=5.0V,

IO=1A

ラインレギュレーション (8) VLine ― 50 ― mV VIN=8V～30V, VO

=5.0V, IO=1A

ロードレギュレーション (8) VLoad ― 50 ― mV VIN=12V, VO=5.0V,

IO=0.1A～2.0A

過電流保護開始電流

IS1 ― 1.5 ―

A

VIN =12V, VO =5.0V

ISET=OPEN

IS2 ― 5.5 ―

VIN =12V, VO =5.0V

ISET=SHORT

無負荷時回路電流 IIN ― 1 ― mA VIN = 12V

VEN=10kΩ pull up to VIN

静止時回路電流 IIN(off) 0 1 ― μA VIN =12V, IO =0A,

VEN=0V

SS端子 Low時流出電流 IEN/SS 6 10 14 μA VSS=0V, VIN =12V

EN端子流入電流 IEN 20 50 μA VEN= 10V

オンスレシュ電圧 VC/EH 0.7 1.4 2.1 V VIN =12V

ISET 端子開放電圧 VISET 1.5 V VIN =12V

最大 ONデューティー (8) DMAX ― 90 ― %

最小 ON時間 (8) TON(MIN) ― 150 ― nsec

過熱保護開始温度 (8) TSD 151 165 ― °C

過熱保護復帰ヒステリシス (8) TSD_hys ― 20 ― °C (8)

設計保証値です。 (9)

入出力条件は最小 ON時間により制限されます。



図 1 測定回路図 NR111D

C1+C2: 10uF×2 R3: 22Ω L1: 10uH

C4+C5: 22uF×2 R4: 18 kΩ, R5: 2.7kΩ (VO=5.0V)

C10: 0.1uF R6: 3.9kΩ

NR 111 E

IN BS SW

GND ISET FB

EN

C1

C10L1

C4

R5

R6

IIN

VIN

VO

IO

VSSVENVFB

IEN I Fset

RL

2

5

3

4

1

7

6

8SS

R3

C2

R4 C5

D1IISET

VISET

NR111D



2. ブロックダイアグラムと各端子機能

2.1 ブロックダイアグラム

図 2 NR111D ブロックダイアグラム

５

６

４

P.REG

Current

Sense

AmpOSC

Drive

REG

PWM

LOGIC

８

BS

SW

FB

ISET

EN

Err Amp

IN

VIN

VO

0.8V

C10

L1

D1

7

6

5

3

1

2

GND 4

R6

8SS

OCP

Σ

ON/

OFF

VREF0.8V

３

C9

UVLO

１

SS

１

TSD

D2

（Option)

R1

Compensation

R3

ISET OCP_REF７

OCP_REF

OVP FBFB

C1 C2

C4 C5

R4

R5



2.2 各端子機能

図 3 端子配置

表 4 端子機能 Pin

No. 記号機能

1 BS

ハイサイドブースト入力端子

BS端子は、ハイサイドMOSFET のドライブ電力を供給します。

コンデンサと抵抗を SW端子と BS端子間に接続してください。

2 IN 入力端子

ICに電力を供給します。

3 SW

出力端子

出力電力を供給します

出力用 LC フィルタを SW端子に接続してください。

SW端子と BS端子間に、ハイサイドMOSFETへ電力供給するコンデンサが必要で

す。

4 GND グランド端子

裏面ヒートスラグは、グランド端子に接続してください。

5 FB

基準電圧と出力電圧を比較するフィードバック端子

フィードバック閾値電圧は 0.8Vです。

FB端子を分圧抵抗 R4 と R6の間に接続することで、出力電圧を設定してください。

6 Iset

過電流保護開始電流調整端子

抵抗を接続することで過電流保護開始電流を調整できます。

定格電流で使用する場合は、Iset端子を GNDに接続してください。

7 EN イネーブル入力端子

EN端子を Highでレギュレータをオン、Lowでオフします。

8 SS ソフトスタート端子

SS端子とグランド間にコンデンサ接続することで、ソフトスタートを設定できます



3. 応用回路例 GND ラインは 1番端子を中心にした 1点 GND配線とし、各部品を最短で配置することが必要です。

図 4 NR111D応用回路例

C1, C2: 10μF / 35V R1: 510kΩ L1: 10μH

C4, C5: 22μF / 16V R3: 22Ω

C9: 0.1μF R4: 18kΩ, R5: 2.7kΩ (Vo=5.0V)

C10: 0.1μF R6: 3.9kΩ

Vo

V

C1

D1

C10

L1

C4R5

R6

C9

R1

GND

GND

SW

V _s

Vo_sIN BS

SW

SS

GND ISET

FB

EN

1

3

4

7

2

8

6

5

R3

R4

C2

C5

R7

IN

IN

NR111ENR111D



4. 熱減定格

注記

1) ガラスエポキシ基板: 70×60mm

2) 銅箔エリア: 1310mm2

3) 熱減定格は、ジャンクション温度 125°Cで算出しています。

4) 損失は下記式を使って求めます。効率は、入力電圧、出力電流によって変化する為、効率曲線より求め、

パーセント表示のまま代入します。

5) D1の熱設計は別途行う必要があります。

図 5 NR111D 熱減定格

INV

OV1OIFV1x

100OIOVDP

VO: 出力電圧

VIN: 入力電圧

IO: 出力電流

ηx: 効率(%)

VF: D1順方向電圧 SJPB-L4…0.55V(IO=3A)

･･･(1)

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

1.4

1.6

-25 0 25 50 75 100 125

許容

損失

PD

[W]

Pow

er D

issi

pation

周囲温度 Ta[℃]

Ambient Temperature



5. 外形図

外形図 A もしくは外形図 Bのいずれかで納入するものとする。

An outside size is supplied by either Package type A or Package type B.

外形図 A (Package A outline.)

注記 Notes:

1)寸法表記 mm

Dimension is in millimeters.

2)図は一定の縮尺で描かれていません

Drawing is not to scale.

図 6 DIP8パッケージ A外観

fig. 6 Package outline of DIP8 Type A

NR111D

*2

SK *3

*1

標示は本体に、品名及びロット番号を明瞭、かつ容易に消えぬようレーザーで捺印すること。

The type number and lot number shall be marked on the body by leaser which shall not be unreadable

easily.

9.4±0.127

6.35±0.127

（1.524）

（1.524）

3.302±0.254

3.302±0.127

（1.524）

0.381min

（2.54）

0.356~0.559

7.938±0.3175

6.35±0.127

0.2032~0.3810

8.636±0.762

*1.品名標示 Type number

*2.ロット番号(3桁) Lot number (three digit) 第 1文字西暦年号下一桁 1

st letter The last digit of year

第 2文字月 2

nd letter Month

1～9月：アラビア数字 10月：O 11月：N 12月：D

(1 to 9 for Jan. to Sept., O for Oct. N for Nov. D for Dec.)

第 3文字製造週 3

rd letter week

01～03：アラビア数字 Arabic Numerical

*3.管理番号(4桁) Control number (four digit)

*4 社票 Logo：SK

端子配列

PIN Assignment

1.BS

2.IN

3.SW

4.GND

5.FB

6.Iset

7.EN

8.SS

*4

7.62±0.3

単位：mm

Units：mm



4.01±0.3

3.3±0.3

(1.524)

(2.54)

0.475±0.095

7.62±0.3

8.7±0.3

0.282±0.078

端子配列

PIN Assignment

1.BS

2.IN

3.SW

4.GND

5.FB

6.Iset

7.EN

8.SS

*1.品名標示 Type number

*2.ロット番号(3桁) Lot number (three digit) 第 1文字西暦年号下一桁 1st letter The last digit of year 第 2文字月 2nd letter Month

1～9月：アラビア数字 10月：O 11月：N 12月：D

(1 to 9 for Jan. to Sept., O for Oct. N for Nov. D for Dec.)

第 3文字製造週 3rd letter week

01～03：アラビア数字 Arabic Numerical

*3.管理番号(4桁) Control number (four digit)

*4社票 Logo：SK

単位：mm

Units：mm 外形図 B (Package B outline.)

3.4±0.2

0.51min

標示は本体に、品名及びロット番号を明瞭、かつ容易に消えぬようレーザーで捺印すること。

The type number and lot number shall be marked on the body by leaser which shall not be unreadable

easily.

注記

Notes:

1)寸法表記 mm

Dimension is in millimeters.

2)図は一定の縮尺で描かれていません

Drawing is not to scale.

NR111D

SK *2 *3

*1

*4

9.2±0.2

6.4±0.2

図 7 DIP パッケージ B外観

fig. 7 Package outline of DIP8 Type B



6．動作説明特記なき場合の特性数値は、NR111Dの仕様に準じ、TYP値を表記します。

6.1 PWM(Pulse Width Modulation)出力制御 NR111D は、電流制御と電圧制御の 2 系統の帰還ループとスロープ補正を行う 3 つのブロックで構成されます。

電圧制御帰還では出力電圧を PWM 制御に帰還するループとなり、出力電圧の抵抗分割を基準電圧 0.8V で比較

するエラーアンプで構成されています。電流制御帰還では、インダクタ電流を PWM 制御に帰還するループであり、

センス MOSFET を使用して分流されたインダクタ電流をカレントセンスアンプで検出を行っています。スロープ補正

では電流制御方式の特性上，サブハーモニック発振を回避するため電流制御スロープに対して補正を行っていま

す。図 8 に示すように、NR111D では、電圧制御帰還，電流制御帰還，スロープ補正の信号を演算することで、電流

制御方式による PWM制御を行っています。

図 8 電流制御 PWM制御チョッパ型レギュレータ基本構成

NR111D は、UVLO が解除された時や EN・SS 端子が閾値を超えた時に、スイッチング動作します。最初は最小

ONデューティーもしくは最大ONデューティーでスイッチング動作します。ハイサイドスイッチ(以下M1) は、出力に

パワーを供給するスイッチング MOSFET です。内部回路にて SW 端子を短時間に ON して、M1 を駆動させるため

のブースト用コンデンサ C10 を充電します。M1 が ON において SW 端子とインダクタに電圧が印加され、インダクタ

電流が増加し、検出する電流検出アンプの出力も上昇します。電流検出アンプの出力とスロープ補正信号とが加算

された信号と誤差増幅器の出力を比較します。加算された信号が誤差増幅器(Error amp)の出力を超えた時に、比

較器の出力が“High”となり、RS フリップフロップがリセットされます。M1 が OFF し回生電流が D1 を流れます。

NR111D では毎周期にセット信号が発生し、RS フリップフロップがセットされます。加算された信号が誤差増幅器

(Error amp)の出力電圧を超えなかった場合、OFF Duty回路の信号により、RS フリップフロップが必ずリセットされま

す。

6.2 電源の安定性チョッパ型レギュレータの位相特性は、レギュレータ IC内部の位相特性、出力コンデンサ C4 (C5)と負荷抵抗 ROUTの合成になります。レギュレータ IC 内部の位相特性は、一般的には制御部の遅れ時間と出力誤差増幅器の位相特

性で定まります。この内、制御部の遅れ時間による位相遅れは、実使用上はほとんど問題になることはありません。

出力誤差増幅器の位相補正内蔵により、安定性を良くするための出力電圧及び出力コンデンサの設定については、

「7.1.3出力コンデンサ C4 (C5)」および「7.1.7 出力電圧 VOと出力コンデンサ C4 (C5)」を参照して下さい。

５

６

４

P.REG

Current

Sense

AmpOSC

Drive

REG

PWM

LOGIC

８

７

BS

SW

FBNC

EN

Err Amp

IN

VIN

0.8V

C10L1

D1

7

65

3

1

2

GND 4 8SS

OCP

Σ

ON/

OFF

VREF0.8V

３

C9

UVLO

１

SS

１

TSD

D2（ Option)

Compensation

R3

R6

C4R5

R4

C2

R1

VO

C1

C5

M1



6.3 過電流保護(OCP) 図 9-A に OCP 特性を示します。NR110D シリーズは、垂下型過電流保護回路を内蔵しています。過電流保護回路

はスイッチングトランジスタのピーク電流を検出し、ピーク電

流が設定値を超えると強制的にトランジスタの ON時間を短

縮させて出力電圧を低下させ電流を制限しています。更に

出力電圧が低下しますとスイッチング周波数を低下させるこ

とで低出力電圧時の電流増加を防止しています。過電流状

態が解除されると出力電圧は自動的に復帰します。

6.31 OCP 設定抵抗 R7

R7は OCP開始電流を設定する為の抵抗です。抵抗値と過電流時ピーク電流の関係は以下の特性になります。

また、過電流時のピーク電流 ILpから出力電流

Ioに換算する場合は以下の計算式となります。

※入力電圧が高いと､ΔIL が大きくなる

ため､ILpが高くなる事に留意願います｡ご使用の入力条件にて､入力電圧上限での調整をお願いします｡

6.4 過熱保護(TSD) 熱保護回路は、ICの半導体接合温度を検出し、接合温度

が設定値(約 160°C)を超えると出力トランジスタを停止させ、

出力を OFF します。接合温度が過熱保護設定値より 20°C

程度低下すると自動的に復帰します。

※（過熱保護特性）注意事項

瞬時短絡等の発熱に対し IC を保護する回路であり、長時

間短絡等、発熱が継続する状態の信頼性を含めた動作を

保証するものではありません。

出力電圧

接合温度

復帰設定温度保護設定温度

図 9-A OCP特性図

図 10 TSD 動作

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00

6.00

7.00

8.00

10 100 1000 10000 100000

過電

流開

始ピ

ーク

電流

[A]

過電流開始電流設定抵抗Rset [kΩ]

RISET-ILpeak

設定値_MAX

設定値_MIN

VIN：入力電圧

Vo：出力電圧

Io：出力電流

L：インダクタンス

f：発振周波数

⊿IL：コイル脈流電流

ILp：ピークコイル電流

(図 9-B より)

過電流時のピークコイル電流

ILp

[A]

過電流設定抵抗 RISET[ｋΩ]

図 9-B 過電流調整グラフ

･･･(2)

･･･(3)

↑曲線 A

↑曲線 B

R7の設定値により､図 9-Bの様に

OCP 動作開始点の調整が可能です

が､OCPは IC固有のバラつき範囲を持

つため､OCP 動作を開始するための検

出 ILPの値は､曲線 A と曲線 Bの間に

なります｡

※IC内部でピーク電流検出閾値が固

定です｡この為､

VIN､Vo､f 一定条件時､

1) コイル L値(小)→ΔIL(大)→

ILp(大)→OCP軽負荷側シフト

2) コイル L値(大)→ΔIL(小)→

ILp(小)→OCP重負荷側シフト

の傾向が有ります｡

R7＜100Ω時､軽負荷でも OCPが動作

してしまう･･･1)のケースが考えられま

す｡

2)のケースは R7調整可能｡つまり､

R7調整により､OCP動作点を軽負荷側

へ設定する事は可能です｡ΔILの設

定が重要ですが､設定については､後

述の 7.11チョークコイル L1 b)項, c)項,

g)項を参照願います｡

ILpは後述の 7.11チョークコイル L1

の図 18 を参照願います｡

fINVL

oV)oVINV(IL

2

ILILpIo



6.5 ソフトスタート（SoftStart） 8番端子（SS端子）と 4番端子（GND端子）間にコンデンサを接続すると入力電圧投入時にソフトスタートがかかるよ

うになります。VOはCSSの充電電圧に相関し立ち上がります。

よって CSS充電の時定数計算で概略求まります。

コンデンサCSSは PWM制御のOFF期間をコントロールして

立ち上がり時間を制御し、立ち上がり時間 tSS 及びディレイ

時間 t_delayは以下の式で概略求まります。

tSS= CSS × (VSS2 – VSS1) / (ISS × VSS1) ･･･(4) VSS1(0.9V) < SS 端子電圧 < VSS2 (1.79V)

t_delay = CSS × VSS1 / ISS ･･･(5) SS 端子電圧 < VSS1(th) = VSS1 (0.9V)

(ソフトスタートに関するご注意)

1)起動時の Vo立ち上がり波形

起動時の出力電圧 Vo の立ち上がり波形に､過度なオーバーシュートが発生しない様に､Cssの容量を

調整してください｡これは主に tss が短い場合に発生します｡定電圧制御が追従する前に､ソフトスタートが終了してしまうと図 13 の様な波形になる場合があります｡Css の容量を大きくすると､オーバーシ

ュートは発生しなくなりますが､起動時間も長くなる事を考慮願います｡

0.01

0.1

1

10

100

0.0001 0.001 0.01 0.1

ｿﾌﾄｽ

ﾀｰ

ﾄ時間

[ms]

SSコンデンサCss [uF]

出力起動時間

t_delay

t_ss

t_all

SS

Vin=4.1V

Vss1=0.9V

Vo

Vss2=1.79V

時間

時間

時間

t_delay tss

Error Amp.

基準電圧(0.8V)

FB

Vss1(th)

Css ×0.9

IC内部

Iss

SS

⇒● t_delay SS端子電圧 < Vss1(th) = Vss1(0.9V)

⇒ ）● tss 　Vss1(0.9V) ≦ SS端子電圧 ≦ Vss2(1.79V

：※Cssに0.1uFを使用した場合の例 t_delay = Css*Vss1/Iss = 0.1uF*0.9v/10uA = 9mstss = Css*(Vss2-Vss1)/Iss/0.9 = 0.1uF*(1.79v-0.9v)/10uF/0.9 ≒ 9.9ms

タイミングチャート1

VIN

VSS

VEN=4.1V

Vss1=0.9V

Vo

Vss2=1.79V

時間

時間

時間

t_delay tss


VEN VEN

VIN

VIN

SS

Vin=4.1V

Vss1=0.9V

Vo

Vss2=1.79V

時間

時間

時間

t_delay tss

Error Amp.

基準電圧(0.8V)

FB

Vss1(th)

Css ×0.9

IC内部

Iss

SS





VIN

VSS

VEN=4.1V

Vss1=0.9V

Vo

Vss2=1.79V

時間

時間

時間

t_delay tss


VEN VEN

VIN

VIN

SS

Vin=4.1V

Vss1=0.9V

Vo

Vss2=1.79V

時間

時間

時間

t_delay tss

Error Amp.

基準電圧(0.8V)

FB

Vss1(th)

Css ×0.9

IC内部

Iss

SS





VIN

VSS

VEN=4.1V

Vss1=0.9V

Vo

Vss2=1.79V

時間

時間

時間

t_delay tss


VEN VEN

VIN

VIN

図 11 Soft-Start 時間と SS コンデンサの関係

図 12 Soft-Start 原理

入力電圧 OFF時の条件

SS最終充電電圧=3V

OFF時 SS放電能力は 500μA

SS端子電圧が 3V→Vss1=0.9Vに

なるまでの時間を表しています。

図 14 SS コンデンサ放電時間

図 13 起動時 Vo のオーバーシュート

のイメージ

SS時間が短い場合 SS時間が適切な場合 T T

Vss

Vo

Vss

Vo

Vss1=0.9V

Vss2=1.79V

Vss1=0.9V

Vss2=1.79V

T T



2)Css コンデンサの放電

過熱保護／入力電圧断で､本 IC が動作停止する際に放電されますが､停止直前では､SS 端子電圧が内部

の Reg 電圧で充電されているため､図 14 の様に Css の容量が大きくなるにつれて､放電時間が長くなりま

す｡入力電圧がオン／オフを繰り返す様な場合､上記放電時間を考慮しませんと､タイミングによっては､

ソフトスタートが十分に機能しない場合が有ります｡ご注意ください｡

3)EN端子でオン／オフする際

EN 端子を用いたオン／オフを行う場合は､オフの際､SS 端子へ電流を供給している Reg 回路のインピー

ダンスによる放電のため､Css の電荷は抜けて行きますが､次のオン時に向けてソフトスタートが再度可能

になる SS 端子電圧 Vss1=0.9V まで放電する時間は､図 15 の様になります｡Vss1 まで放電されない状況で､

再度オンさせる場合､ソフトスタート時間の不足により､出力電圧 Vo の立ち上がり波形にオーバーシュー

トを生じる場合が有ります｡

図 15 EN／OFF時の Css放電時間

10μS 100μS

1μFの例で､

例えばこの付近で

EN端子を”H”にして

も､SSは機能しない

(SS領域外)



6.6 出力の ON / OFF制御 7 番(EN)端子を用いて、出力 ON/OFF 制御が可能です。オープンコレクタ等のスイッチにより、7番端子を VENL(1.4V)

以下にすると出力は停止します（図 16）。

外部 ON/OFF を使用しない場合は､図 17 のように

510kΩのプルアップ抵抗を IN～EN 間に接続してくだ

さい｡VIN 電圧印加で起動します｡

6.7 軽負荷 SKIPモードについて NR111Dでは軽負荷時のスキップモード(間欠発振)を搭載しています。軽負荷時に制御の ON幅が減尐して

TON(MIN)=150nsec(Typ)に達すると、スキップモード(間欠発振)へ移行します。スキップモードになることで、無負荷時

の出力電圧上昇を緩和することができ、また単位時間あたりのスイッチング回数を削減することで、軽負荷高効率を

実現します。ただし簡易的なシステムのため、入力電圧VINや、出力電圧VOの条件が変わると、TON→TON(MIN)へ移

行する条件が変わりますので、通常発振⇔スキップモード間の遷移負荷条件が変わることが有ります。

下図はスキップモード時の動作波形例と重負荷時 350kHzのスイッチング状態の動作波形例です。

図 18. Vin=12V_Vo=5V_L=10uH_Io=0.001A 図 19. Vin=12V_Vo=5V_L=10uH_Io=0.010A

※図 18(Io=1mA スキップモード)→図 19(Io=10mA スキップモード終盤)→図 20(Io=20mA 通常周波数･インダク

タ電流不連続)→図 21(Io=0.5A 通常周波数･インダクタ電流連続)

図 16 ON/OFF制御 1

図 17 ON/OFF制御 2

7.EN

2. IN

NR111E

7.EN

2. IN

NR111E

NR111D

NR111D

510kΩ

510kΩ

5v/Div

4μsec/Div

5v/Div

4μsec/Div



図 20. Vin=12V_Vo=5V_L=10uH_Io=0.020A 図 21. Vin=12V_Vo=5V_L=10uH_Io=0.500A

5v/Div

4μsec/Div

5v/Div

4μsec/Div



7. 設計上の注意点

7.1 外付け部品各部品は使用条件に適合したものを使用します。

7.1.1 チョークコイル L1 チョークコイル L1は、チョッパ型スイッチングレギュレータの中心的役割を果たしています。レギュレータを安定し

て動作させるためには、飽和状態での動作や、自己発熱による高温動作等の危険な状態を回避しなくてはなりま

せん。以下に挙げる a) ～ g) の 6点に注意してチョークコイルを選定してください。

a)スイッチングレギュレータ用であること

ノイズフィルタ用のコイルは、損失が大きく発熱が大となりますのでご使用を避けて下さい。

b) サブハーモニック発振の回避

NR111D のようなピーク検出電流制御方式では、制御 Duty が 0.5 を超える様な使用条件において､インダクタ電

流がスイッチング動作周波数の整数倍の周期で変動することがあります。このような現象をサブハーモニック発振と

呼び、ピーク検出電流制御モードでは原理的に発生する問題です。安定な動作をさせる為に IC 内部でスロープ補

正を行っておりますが、アプリケーションとしても、出力電圧に対応した適切なインダクタ値を選定することが必要で

す。具体的にはスロープ補償量が IC内部で固定のため､コイル電流の傾きを緩やかにする事が必要です｡

チョークコイル電流の脈流部 ΔILおよびピーク電流 ILpは、次式にて表されます。

----- (6)

----- (7)

この式よりチョークコイルのインダクタンス L が小さいほど、ΔIL,ILp ともに増大することが分かります。よってインダク

タンスが過小であるとチョークコイル電流の変動が大きくなるためレギュレータの動作が不安定になるおそれがありま

す。過負荷・負荷短絡時の磁気飽和によるチョークコイルのインダクタンスの減尐に注意願います。

サブハーモニック発振を回避するため､コイル電流の傾き条件を表 5にて指定いたします｡

表 5サブハーモニック発振を回避するための Duty≧0.5条件のコイル電流の傾き指定

VIN(V) Vo(V) Duty Ton(μ

S)Max

コイル電流

の傾き

K(A/μ S)

Δ IL(A) 必要 L 値

(μ H)Typ

31 24 0.77 3.16 0.101 0.32 69.33

31 20 0.65 2.63 0.343 0.90 32.08

31 18 0.58 2.37 0.450 1.07 28.90

24 20 0.83 3.40 0.125 0.43 32.01

24 18 0.75 3.06 0.208 0.64 28.86

24 15 0.63 2.55 0.374 0.95 24.07

24 12 0.50 2.04 0.461 0.94 26.04

18 15 0.83 3.40 0.125 0.43 24.01

15 12 0.80 3.26 0.156 0.51 19.24

12 9 0.75 3.06 0.208 0.64 14.43

9 6 0.67 2.72 0.312 0.85 9.62

8 5 0.63 2.55 0.374 0.95 8.02

※Duty=Vo/VIN･･･(8)､ TonMax=Duty×(1／Fsw)･･･(9)､ ΔIL=TonMax×K･･･(10)

Kは指定値で､表 5の値以下を推奨｡

表の組み合わせ以外は､近い値からご検討ください｡

図 22. インダクタンスとリップルの関係

fINVL

oV)oVINV(IL

op I2

ILIL



･･･(11) Fsw=245kHz(Min)

※仕様における『VIN≧Vo＋3V』の条件に基づく組み合わせ｡

c) 通常時のインダクタンス算出

Duty＜0.5の条件におけるコイルのインダクタンス値は､Duty≧0.5同様に上記の(11)式で求められますが､

表 6 に使用する最大負荷電流 Io に対するΔIL の割合ΔIL／Io=0.2 の場合の必要インダクタンスを参考として示し

ます｡

表 6 VIN≧Vo+3V条件､且つ Duty＜0.5の場合の必要インダクタンス(L値)計算結果の例

VIN(V) Vo(V) Duty Io(A) Δ IL/Io(例) Δ IL(A) 必要 L 値

(μ H)Typ

31 15 0.48 4 0.2 0.8 39.50

31 12 0.39 4 0.2 0.8 37.52

24 10 0.42 4 0.2 0.8 29.76

24 9 0.38 4 0.2 0.8 28.70

24 5 0.21 4 0.2 0.8 20.20

24 3.3 0.14 4 0.2 0.8 14.52

15 5 0.33 4 0.2 0.8 17.01

15 3.3 0.22 4 0.2 0.8 13.13

12 5 0.42 4 0.2 0.8 14.88

12 3.3 0.28 4 0.2 0.8 12.21

8 3.3 0.41 4 0.2 0.8 9.89

8 2.5 0.31 4 0.2 0.8 8.77

8 1.2 0.15 4 0.2 0.8 5.20

8 0.8 0.10 4 0.2 0.8 3.67

※ΔIL／Ioは任意です｡･･･あくまで 0.2は設定例です｡表 6は Io=4Aが最大負荷電流の場合｡

最大負荷電流が 2Aなど小さくなるときは､ΔIL／Io を一定とすると､ΔILの値が小さくなるため､必要なインダ

クタンスは大きくなります｡

※ΔIL／Ioが大きいと､インダクタンスは小さくなりますが､出力リップル電圧の増大などの背反事項が有ります｡

ΔIL／Ioの値を小さくすると､必要なインダクタンスは増加､且つ外形は大型化方向です｡

従来からコストパフォーマンスが良い設定として､一般的にはΔIL／Io≒0.2～0.3 と言われております｡

※インダクタンスを大きくしようとする場合､コイル外形が同じなら､巻線の巻数が増え電線の線径が細くなります｡

直流抵抗 DCR も増大しますので､大きな電流は流せなくなります｡DCR を優先にすると､コアサイズが大型化し

ます｡

※使用条件､実装条件､放熱条件等を考慮して､最適なものを選定してください｡

d) 直流重畳特性をご確認ください

チョークコイルのインダクタンスは、コアの材質／形状にもよりますが､流す直流電流に対してインダクタンスが次第

に減尐する様な直流重畳特性を有しています｡実際に使用する最大負荷電流を流した際の､インダクタンス値が設

計に対して大きく下がっていないか？､必ずご確認ください｡コイルメーカーから直流重畳特性のデータ･グラフなどを

入手いただき､お使いのコイルの特性を把握しておいてください｡その際重要になるパラメータとしては､

1) 飽和点･･･何 Aで磁気飽和を起こすか

2) 実使用の負荷電流でのインダクタンス変動

※例えば､実負荷で Io=4Aまで使用するのに､飽和点が 2Aなどのコイルは使えません｡また､無負荷では

10μHのインダクタンスを有するのに､1A流したら 5μHなってしまう様な特性の物にはご注意ください｡

e) ノイズが尐ないこと

ドラム型のような開磁路型コアは、磁束がコイルの外側を通過するため周辺回路へノイズによる障害を与えることが

あります。低漏洩磁束タイプのコア／構造を採用したコイルをご使用下さい。詳細はコイルメーカーへご相談くださ

い｡



f) 発熱について

実際に基板に実装して使用する場合､コイル本体の発熱は周囲の部品からの影響を受ける可能性が有ります｡

コイルの温度上昇はほとんどの場合､自己発熱を含んで､

1)車載グレード品：150℃

2)高信頼性品：125℃

3)一般品：85℃～100℃

の様な温度制限が有ります｡搭載する基板の設計が変わると､温度上昇が異なりますので､必ずご評価ください｡

g) OCPの調整条件からインダクタンスを決める場合

Duty＜0.5の入出力条件における､OCPの調整条件からインダクタンスを求める場合のΔIL設定範囲につきま

しては、ΔILを0.3A～1.2Aの範囲内

(Io=4Aまで使用時,ΔIL／Io=0.075→ΔIL=0.3A～ΔIL／Io=0.3→ΔIL=1.2A)で設定し､入出力条件（VIN,Vo）

及び図9-B 過電流調整グラフの過電流時のピークコイル電流をもとに、使用する出力電流Io を満足するよ

うなインダクタンス値を､(11)式から算出し選定して下さい。表6の計算例では､ΔIL／Io=0.2とし､

ΔIL=0.8Aの条件となっております｡（R7の調整範囲を広くするには､ΔILは小さく設定してください）

Duty≧0.5の入出力条件の場合は､サブハーモニック発振の回避条件から､ΔILは充分小さい設定になります

ので､R7での調整範囲となります｡

7.1.2 入力コンデンサ C1 (C2) 入力コンデンサは、入力回路のバイパスコンデンサとして動作し、スイッチング時の急峻な電流をレギュレータに供

給して入力側の電圧降下を補償しています。極力レギュレータ ICの近くに取り付ける必要があります。AC整流回路

の平滑コンデンサが入力回路にある場合でも、IC の近くにレイアウトされていなければ、入力コンデンサは平滑コン

デンサと兼用とすることが出来ません。

C1 (C2)選定のポイントとして次のことが挙げられます。

a) 耐圧を満足すること

b) 許容リップル電流値を満足すること

入力コンデンサのリップル電流は負荷電流の増加に伴って

増大します。

耐圧や許容リップル電流値を超えたり、ディレーティング無

しで使用した場合、コンデンサ自身の寿命が低下するばか

りでなく、レギュレータの異常発振を誘発する危険がありま

す。十分なマージンをとったコンデンサを選択するためには、

(12)式に示す入力コンデンサに流れるリップル電流実効値

Irmsを求めます。

･･･(12)

VIN = 20V, Io = 3A, Vo = 5V とした場合、

となりますので、許容リップル電流が、0.9A より大きいコン

デンサを選ぶ必要があります。

C1

1.VIN

IIN

VIN

ﾘｯﾌﾟﾙ電流 IvIp

Ton

T

0

C1電流波形

図 23. C1 (C2)の電流経路

図 24. C1 (C2)の電流波形

IoVin

Vo2.1Irms

A9.0320

52.1Irms

C1 (C2)

IN

IIN

VIN

Ripple

current



7.1.3出力コンデンサ C4 (C5) 電流制御方式は、電圧制御方式にインダクタ電流を検出し帰還するループを追加した方式です。帰還ループに

インダクタ電流を追加することで、LC フィルタの二次遅れ要素の影響を考慮せず安定な動作を実現できます。二次

遅れを補正するために必要であった LC フィルタの容量 C を小さいものにでき、低 ESR のコンデンサ（セラミックコン

デンサ）を用いても安定した動作を得ることができます。

出力コンデンサC4 (C5)は、チョークコイルL1と共にLCローパスフィルタを構成し、スイッチング出力の平滑コンデン

サとして機能しています。出力コンデンサにはチョークコイル電流の脈流部ΔILと等しい電流が充放電されています。

従って入力コンデンサと同様に、耐圧及び許容リップル電流値を十分なマージンを取った上で満足する必要があり

ます。

出力コンデンサのリップル電流実効値は(13)式で求めま

す。

32

ILIrms

･･･(13)

ΔILを 0.8A とした場合、

AIrms 23.032

8.0≒

許容リップル電流が 0.23A 以上のコンデンサが必要になり

ます。

レギュレータの出力リップル電圧 Vripは、チョークコイル電流

の脈流部 ΔIL（C4 (C5)充放電電流）と出力コンデンサ C4

(C5)の等価直列抵抗 ESRの積によって定まります。

従って出力リップル電圧を小さくするには、等価直列抵抗

ESR の低いコンデンサを選ぶ必要があります。一般的に電

解コンデンサでは同一シリーズの製品ならば、同一耐圧で

容量が大きい程、又は同一容量で耐圧が高い程（≒外形が

大きくなる程）ESRは低くなります。

ΔIL = 0.8A Vrip = 40mV とした場合、

mC ESR 508.0404

ESR が 50mΩ 以下のコンデンサを選べば良いことになりま

す。ESR は、一般に温度によって変化し低温になると増加し

ます。使用温度における ESR を確認する必要があります。

ESR 値はコンデンサ固有のものですので、コンデンサの製

造元に問い合わせ下さい。

ESR

C2

Vout

Ioﾘｯﾌﾟﾙ電流

IL

L1

0 ⊿IL

C2電流波形

RL

図 25. C4 (C5)の電流経路

図 26. C4 (C5)電流波形

ESR

C4 (C5)

Vout

IoRipple current

IL

L1

RL

ESRCILVrip 4 ･･･(14)



7.1.4 FB 端子出力電圧設定 FB端子は出力電圧を制御する為のフィードバック検出端

子です。出来る限り出力コンデンサ C4 (C5)に近い所に接

続して下さい。遠い場合、レギュレーションの低下、スイッ

チングリップルの増大により異常発振の原因となりますので

ご注意下さい。

R4 (R5)及びR6を接続することで出力電圧の設定が可能で

す。

IFBが約 0.2mAになるように設定してください。

（IFBは下限 0.2mAで考え、上限は特に制限は

ありませんが、消費電流が増え効率が低下しますのでご注

意ください。

R4 (R5), R6,出力電圧は次式で求められます。

IFB = VFB / R6･･･(15) *VFB = 0.8V ± 2%

R4 + R5 = (VOVFB) / IFB ･･･(16)

R6 = VFB / IFB ･･･(17)

VO = ( R4+R5 ) × ( VFB / R6 ) + VFB ･･･(18)

VO = 0.8Vに設定する際も、安定動作の為 R6は接続してください。

入出力電圧の関係については、SW端子のオン幅がおよそ 200nsec以上になるような設定を推奨します。

FB端子及び R4 (R5), R6の配線は、フライホイールダイオードと並走する配線はしないでください。

スイッチングノイズが検出電圧に干渉し、異常発振する場合があります。

特に FB端子から R6の配線は短く設計することを推奨します。

図 27. 電圧検出ライン

R4+R5

R6



7.1.5 フライホイールダイオード D1 フライホイールダイオード D1 を接続することで、効率を良くすることができます。

フライホイールダイオードD1は、スイッチングオフ時にチョークコイルに貯えられたエネルギーを放出させる目的で使

用します。フライホイールダイオードには必ずショットキーバリアダイオードを使用して下さい。一般の整流用ダイオー

ドやファーストリカバリダイオード等を使用した場合、リカバリ及びオン電圧による逆電圧印可により、IC を破壊する恐

れがあります。SW端子（3番端子）から出力された電圧は、入力電圧と同等である為、フライホイールダイオードの逆

方向耐圧が入力電圧以上あるものをご使用下さい。

フライホイールダイオードにはフェライトビーズは入れないでください。

7.1.6 出力電圧 VOと出力コンデンサ C4 (C5) 安定動作の目安として、出力電圧と出力コンデンサの対比を表 7に示します。

アルミ電解コンデンサの ESR は、100mΩ～200 mΩ の範囲で選定願います。

インダクタ Lについては「7.1.1 チョークコイル L1」を参照して選定して下さい。

表 7 VO C4 (C5)対比表 NR110Dシリーズ(350kHz)

VO[V]

C4 (C5) [uF]

セラミックコンデンサアルミ電解コンデンサ

( ESR≒100mΩ )

1.2 33 to 100 47 to 330

1.8 22 to 100 47 to 470

3.3 10 to 68 20 to 180

5 4.7 to 47 4.7 to 100

9 3.3 to 22 2.2 to 47

12 3.3 to 22 2.2 to 33

14 2.2 to 22 2.2 to 33



7.2 パターン設計

7.2.1 大電流ライン接続図中の太線部分には大電流が流れますので、出来る限り太く短いパターンとして下さい。

図 28. 配線パターン注意箇所

7.2.2 入出力コンデンサ入力コンデンサ C1 (C2)と、出力コンデンサ C4 (C5)は、

出来る限り ICに近づけて下さい。入力側にAC整流回路の

平滑コンデンサがある場合は、入力コンデンサと兼用にす

ることが可能ですが、距離が離れている場合には、平滑用と

は別に入力コンデンサを接続することが必要です。入出力

コンデンサのリード線には、大電流が高速で充放電される

ので、リード線の長さは最短として下さい。コンデンサ部分

のパターン引き回しにも同様の配慮が必要です。

図 29. 推奨コンデンサ配線

C1,C2 C1,C2

C1,C2 C1,C2

図 30. コンデンサ配線の悪い例

NR111E

IN BSSW

SSGNDNC

FB

R6

R4+R5

C10

C1

C4C9

L1

EN

D1

VIN

VO

4

8

2

7

6

5

1

3

GND GND

VFB

IADJ

R1C2

C5

R3

例 NR111D



7.2.3 実装基板パターン例

注記

PCBサイズ： 40mm×40mm

注記

1) 寸法：mm

2) 図は一定の縮尺で描かれていません

図 31. PCB レイアウト表面:部品面（両面基板）図 32. PCB レイアウト裏面:GND面（両面基板）

図 33. 基板穴位置図



･評価用デモボード回路図

図 34. デモボード回路図

図 31､図 32の弊社デモボードは､数種の IC共用です｡実験用のオプション部品実装を含んだ基板です｡

C1, C2: 10μF / 35V

C3:0.1μF

C4, C5: 22μF / 16V

C6:オプション

C7: 0.1μF

C9: ショート

C10: オープン

C11:オプション

C12:オプション

R1:510kΩ

R2:オプション

R3:22Ω

R4:18kΩ

R5:2.7kΩ (Vo=5.0V)

R6:3.9kΩ

R7:オープン

R8:オプション

R9:調整必要

R10:オプション

L1: 10μH

D1:SJPW-T4(ｻﾝｹﾝ)

D2:オプション

Z1：NR111D

*R9 は P14 を参照の

上､調整願います｡

Z1



7.3 応用設計

7.3.1 スパイクノイズの低減(1)

BS直列抵抗の追加図 35の R3(オプション)を挿入することで､IC内蔵の

パワーMOSFET のターンオンスイッチングスピードを

遅くすることが出来ます｡スパイクノイズはスイッチング

スピード低下に連動して下がる傾向となります｡

R3 を使用する場合は 22Ω を上限として設定してください｡

※ご注意

1)誤って R3の抵抗値を大きくしすぎると､IC内蔵パワー

MOSFET はアンダードライブとなり､最悪破損する事が

有ります｡

2)R3が大きすぎると､起動不良を起こす事が有ります｡

7.3.2 スパイクノイズの低減(2)

スナバ回路の追加

上記 7.3.1 の対策に図 36 のように抵抗とコンデンサ（RC

スナバ）を追加することにより、出力波形及び、ダイオードの

リカバリータイムを補正し、一層のスパイクノイズを低減させ

ることができます。7.3.1 項と共に効率が低下しますので注

意して下さい。

※オシロスコープにてスパイクノイズを観測される際には、

プローブの GND リード線が長いとリード線がアンテナの作

用をしてスパイクノイズが大きく観測されることがあります。ス

パイクノイズの観測に当たってはプローブのリード線を最短

にして出力コンデンサの根本に接続して下さい。

図 35 R3の挿入

NR11*D

1.BS

図 36 スナバ回路

4.GND

2.VIN 3.SW

Option

NR11*D



ビーズコアの使用について

図 37

図 37の赤の点線内ではフェライトビーズなどのビーズコアを挿入しないでください。プリント基板パターン設計において

は、IC の安全且つ安定動作のため、配線パターンの寄生インダクタンスを小さく抑えていただくように推奨しておりま

す｡

ビーズコアを挿入すると､元々配線パターンが持つ寄生インダクタンスに､ビーズコアが持つインダクタンスが加算される

ため､この影響によってサージ電圧の発生､或いは ICのGNDが不安定／負電位になるなど､誤動作が発生したり､最悪

の場合破損に至る事があります｡

ノイズの低減に関しては､基本的に上記の「･スナバ回路の追加」及び､「･BS抵抗の追加」で対策してください｡

※オシロスコープにてスパイクノイズを観測される際には、プローブの GND リード線が長いとリード線がアンテナの作用

をしてスパイクノイズが異常に大きく観測されることがあります。スパイクノイズの観測に当たってはプローブのリード線を

最短にして出力コンデンサの根本に接続して下さい。

7.3.3 逆バイアス保護バッテリーチャージ等、入力端子より出力の電圧が高くな

るような場合には、入出力間に逆バイアス保護用のダイ

オードが必要となります。

図 35 逆バイアス保護用ダイオード

NR111E2. IN 3.SW

NR111D



ご注意書き

本資料に記載されている内容は、改良などにより予告なく変更することがあります。

ご使用の際には、最新の情報であることを確認してください。

本書に記載されている動作例および回路例は、使用上の参考として示したもので、これらに起因する弊

社もしくは第三者の工業所有権、知的所有権、その他の権利の侵害問題について弊社は一切責任を

負いません。

弊社は品質、信頼性の向上に努めていますが、半導体製品では、ある確率での欠陥、故障の発生は避

けられません。部品の故障により結果として、人身事故、火災事故、社会的な損害などが発生しないよう、

使用者の責任において、装置やシステム上で十分な安全設計および確認を行ってください。

本書に記載されている製品は、一般電子機器(家電製品、事務機器、通信端末機器、計測機器など)に

使用することを意図しています。

高い信頼性が要求される装置(輸送機器とその制御装置、交通信号制御装置、防災･防犯装置、各種

安全装置など)への使用を検討する場合は、必ず弊社販売窓口へ相談してください。

極めて高い信頼性を要求する装置（航空宇宙機器、原子力制御、生命維持のための医療機器など）に

は、弊社の文書による合意がない限り使用しないでください。

弊社の製品を使用、またはこれを使用した各種装置を設計する場合、定格値に対するディレーティング

をどの程度行うかにより、信頼性に大きく影響します。

ディレーティングとは信頼性を確保または向上するため、各定格値から負荷を軽減した動作範囲を設定

したり、サージやノイズなどについて考慮することです。ディレーティングを行う要素には、一般的には電

圧、電流、電力などの電気的ストレス、周囲温度、湿度などの環境ストレス、半導体製品の自己発熱によ

る熱ストレスがあります。これらのストレスは、瞬間的数値、あるいは最大値、最小値についても考慮する

必要があります。

なおパワーデバイスやパワーデバイス内蔵 IC は、自己発熱が大きく接合部温度のディレーティングの

程度が、信頼性を大きく変える要素となりますので十分に配慮してください。

本書に記載している製品の使用にあたり、本書記載の製品に他の製品・部材を組み合わせる場合、あ

るいはこれらの製品に物理的、化学的、その他何らかの加工・処理を施す場合は、使用者の責任にお

いてそのリスクを検討の上行ってください。

本書記載の製品は耐放射線設計をしておりません。

弊社物流網外での輸送、製品落下などによるトラブルについて、弊社は一切責任を負いません。

本書記載の内容を、文書による当社の承諾なしに転記複製を禁じます。

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NR111D...NR111D アプリケーションノート Rev.3.1 Copy Right: SANKEN ELECTRIC CO., LTD. Page.3 概要 NR111D は、パワーMOSFET 内蔵の降圧スイッチン グレギュレータIC

NR111D...NR111D アプリケーションノート Rev.3.1 Copy Right: SANKEN ELECTRIC CO., LTD. Page.3 概要 NR111D は、パワーMOSFET 内蔵の降圧スイッチングレギュレータIC