제 출 문

산 업 자 원 부 장 관 귀 하

본 보고서를 “무선 PAN (Bluetooth 및 HomeRF) 표준화 기술 개발” (개발

기간：2000. 8. 1. ˜ 2003. 7. 31.) 과제의 최종보고서로 제출합니다.

2003. 9. 17.

주관기관 : 전자부품연구원 (대표자) 김 춘 호 (인)

위탁기관 : 세종대학교 (대표자) 이 중 화 (인)

총괄책임자∶조 진 웅

연 구 원∶강 성 진

＂ ∶홍 대 기

＂ ∶박 철 희

＂ ∶주 민 철

통신과 컴퓨터 기술의 급속한 발전은 생활환경까지 변화시키고 있다. 공상 영화에서나 가능

했던 일들이 하나씩 현실로 나타나고 있기도 하다. 가정 자동화 시스템도 그 중 하나다. 외

부에서 전화로 난방을 제어하는 일은 이미 오래 전부터 실현되었다. 또 인터넷 및 PC 통신

확산에 따른 재택근무도 가능해지고 있다. 이는 모든 일을 네트워크를 통해 처리할 수 있는

데 따른 것이다. 그만큼 회사에서 근무하는 시간이 줄어드는 대신 가정에서 보내는 시간이

더 많아질 수밖에 없고 이에 따른 여유 시간을 활용할 여지도 많아지는 것이다. 재택근무나

가정 자동화 시스템의 핵심은 홈 네트워크다. 그래서 세계를 연결하는 정보 통신 동맥이 인

터넷이라면 홈 네트워크는 가정 내 모세 혈관 망이라고 표현하기도 한다. 일부 산업 전문가

들은 1차 디지털 혁명이 PC와 통신을 중심으로 이뤄졌다면 2차 디지털 혁명은 홈 네트워

킹을 중심으로 이뤄질 것이라고 전망하기도 한다. 홈 네트워크는 PC에서부터 TV, 디지털

카메라, 냉장고 등 모든 가전제품을 무선 또는 유선으로 연결시킨 것을 말한다. 이렇게 되

면 집 밖에서 냉, 난방 기기를 작동시키거나 비디오를 켤 수도 있게 된다. TV 한 대로 양

방향 멀티통신을 할 수 있는 것도 물론이다. 홈 네트워크가 가정 내 첨단 전자 제품을 연결

시킨 망이라면 이들 전자 기기의 정보를 모으고 분산시키는 중앙 통제관 역할을 하는 것은

전화기다. 때문에 차세대 전화기는 인공 지능으로 발전할 전망이다.

홈 네트워크를 실현시키는 무선 기술은 이미 상당 수준에 와 있다. 일본에선 이들 기술을

적용한 제품이 조만간 나올 예정이다. 또 디지털 무선 전화 기술을 이용해 각 방에 설치돼

있는 기기를 동시에 연결할 수 있는 기술, 서로 떨어진 디지털 다기능 디스크 (DVD) 플레

이어와 디지털 비디오를 적외선으로 연결해 고품질의 영상까지 보낼 수 있는 무선 기술 등

이 곧 선보일 예정으로 있는 등 홈 네트워크의 현실화는 멀지 않았다.

미국 시장조사 컨설팅 업체인 양키그룹의 보고서에 따르면 미국 PC 보유 가구 중 30.5%가

자신들의 PC와 프린터, TV 등을 네트워크로 연결해 데이터를 공유하거나 집중적으로 관리

하기를 원하는 것으로 나타났다.

미국의 시장 분석 기관은 이 같은 점을 감안하면 홈 네트워킹 시장은 급성장할 것으로 전망

하고 있다. 홈 네트워크 시장의 폭발적인 신장은 컴퓨터를 기반으로 한 네트워크를 보유하

는 가정이 크게 늘어날 것으로 전망되고 있기 때문이다 전 세계 정보 가전 업계와 컴퓨터

네트워킹 업계에서는 이미 오래 전부터 홈 네트워킹 시대에 대비한 준비를 치밀하게 해오고

있다. 이미 미국과 일본 기업들은 홈 네트워크의 헤게모니를 잡으려는 보이지 않는 전쟁을

시작했다. 홈 네트워킹이 보편화되기 위해서는 무엇보다 디지털 정보 가전 제품의 개발과

함께 각각의 정보 기기를 연결하는 네트워크 장비, 그리고 이들을 묶어줄 SW 기술이 필요

하다. 가전 업계는 홈 네트워킹 관련 제품과 기술이 상용화되는 시점을 오는 2005년으로

보고 있으나 제품 개발은 올해부터 본격화될 것으로 전망하고 있다. 이에 따라 세계의 주요

가전 업체들은 최근 인터넷 기능의 냉장고를 출시하고 인터넷 검색 기능을 갖춘 웹 오븐을

개발하는 등 홈 네트워킹 시대에 대비한 제품들을 속속 내놓고 있다.

국내에서도 삼성 전자와 LG 전자가 이미 홈 네트워킹의 기본 제품이라 할 수 있는 디지털

TV를 양산하고 있으며 인터넷 TV 와 인터넷 냉장고를 개발하는 등 홈 네트워킹 사업에 전

략적으로 접근해 가고 있다. 가전 업계에 따르면 냉장고, 전자레인지, 세탁기 등 기존 백색

가전을 디지털화하는 것은 기술상 크게 어렵지 않다고 말하고 있다. 다만 기존 가전제품을

디지털화하고 또 인터넷 기능을 추가할 경우 제품 단가가 그만큼 높아진다는 것이다. 따라

서 앞으로의 남은 과제는 기존 제품을 디지털화하면서도 제품 단가가 비싸지 않도록 상용화

하는 것이라 할 수 있다.

현재까지는 가전 업체와 컴퓨터업체들이 자기에게 유리한 네트워크 환경 표준을 보편화시키

기 위해 노력하고 있지만 결국엔 하나로 통합되거나 양쪽 모두를 만족시키는 호환장치를 마

련하는 등 해결책을 찾아 나갈 전망이다.

홈 네트워킹에 대한 정의는 이를 사용하는 사람에 따라 다르지만 일반적으로 여러 가전제품

들이 원래의 용도 외에 제품간의 커뮤니케이션을 할 수 있는 것 정도로 이해되고 있다. 캐

너스 인스탯 그룹은 홈 네트워킹을 「사용자에게 유사한 경험을 제공하는 서로 다른 제품들

중에 가까운 곳에 있는 기기들을 하나로 묶은 것 (Cluster)」이라고 정의하고 있다. 우리는

일반적인 가정에는 4 개의 기본적인 클러스터가 있다고 본다. 이들은 홈 통제 및 관리 클러

스터 , PC를 근간으로 하는 생산성 클러스터, 오락 기능을 제공하는 엔터테인먼트 클러스

터, 그리고 마지막으로 휴대폰 등 커뮤니케이션 클러스터들이다. 각각의 클러스터 내에는

다른 기기와 유사한 서비스나 기능을 제공하는 기기들이 결합되어 있다. 또 동일한 클러스

터에 속한 제품들은 서로 근접한 장소에 위치할 필요가 있다. 예를 들어 주방에 있는 TV

와 거실에 있는 TV 는 서로 다른 클러스터에 속해 있다. 서로 다른 방에 있는 PC를 연결

하는 것과 같은 가장 일반적인 홈 네트워크 방식은 각 방의 PC가 속해 있는 클러스터 외부

에서 서로 커뮤니케이션을 하는 기기라고 볼 수 있다.

홈 네트워킹 기술은 크게 두 가지 그룹으로 나눌 수 있다. 새로운 케이블을 설치해야 하는

네트워크와 기존의 선을 활용하거나 무선 기술을 사용하는 네트워크다. 홈 네트워크 산업

초기에 큰 업체들이 사업 방향을 잘 설정한 것으로 보인다. 그들은 미국 대다수의 가정에

근거리 통신망 (LAN)용 케이블인 UTP(Unshielded Twisted Pair) 전선, 구리선 또는 광섬

유 같은 케이블이 깔려 있지 않다는 점을 잘 알고 있다. 이에 따라 미국 가정 전화선 네트

워크협회 (Home PNA)가 가진 힘은 이 회사들이 대부분 가구주들이 벽에 구멍을 뚫거나

집안 곳곳에 데이터를 전송하기 위해 이 방 저 방에 케이블을 매달거나 하는 일들을 달갑지

않게 생각한다는 것을 말해 준다. 새로운 선을 설비하지 않은 채 선택할 수 있는 최선의 방

법이 RF 라고 보는 그룹은 HomeRF 또는 블루투스(Bluetooth) 진영에 가담하고 있다.

먼저 홈 네트워킹의 두뇌 역할을 하는 제어 시스템을 어떤 방식으로 할 것인가를 놓고

IEEE1394를 기본으로 하는 HAVi(Home Audio Video Interoper -ability) 진영과 마이크

로소프트(MS)사의 컴퓨터 OS를 기반으로 하려는 유니버설 플러그 앤 플레이 (Universal

Plug and Play)진영이 치열한 경쟁을 벌이고 있다. HAVi를 적용하면 컴퓨터 없이도 TV

예약 녹화가 가능할 뿐만 아니라 다른 방에 있는 DVD 기기나 오디오도 조작해 음악이나

영상을 즐길 수도 있다. 이 기술은 소니, 필립스, 그룬디히, 톰슨 등 8개 사가 처음 보급을

주장했고 최근 삼성 전자를 비롯해 미쓰비시 전기, 산요 전기, 선마이크로시스템스 (이하

선) 등 15개 사가 참여를 표명했다. HAVi 진영은 SW 플랫폼으로 선의 홈 네트워킹 기술인

지니(Jini)를 지지하고 있다. HAVi와 지니에 대항하고 있는 그룹은 인텔, MS, 스리콤, 컴팩,

미쓰비시 등이 참여하고 있는 진영으로 윈도 2000을 OS로 하는 데스크톱 PC를 통해 TV,

VCR, 가정 보안 시스템, 냉난방 장비를 제어할 수 있는 개방형 표준을 지향하고 있다. 디바

이스 업체들과 PC 업체들은 유니버설 플러그 앤 플레이를 지지하고 있다. 이와 함께 홈 네

트워킹 전송 기술 분야에서의 경쟁도 치열하게 전개되고 있다. 전송 기술 분야는 유선 기술

을 기반으로 한 홈 PNA(Phone-line Networking Alliance)와 무선 기술 기반의 HomeRF

로 나뉘어져 있다. 홈 PNA 진영은 전화선을 통해 1Mbps 의 전송속도로 홈 네트워크를 구

성하는 것으로 10Mbps 이더넷 기술 또는 56Kbps 모뎀 기술과 결합된 제품 출시가 장점이

지만 유선을 이용하는 한계 때문에 전화 포트가 없는 위치에서는 접속하기 어려운 단점이

있다. 홈 PNA 진영에는 우리나라의 삼성을 비롯해 터트시스템, 스리콤, AMD, AT&T 와이

어리스 서비스, 컴팩, HP, IBM 등이 참여하고 있다. 무선 기술 기반의 HomeRF 진영은

SWAP(Shared Wireless Access Protocol) 스펙을 발표했다. 이 기술은 2.4 ㎓ 대역의 무

선을 기반으로 위치에 따른 불편 없이 다양한 기기를 최대 127개까지 연결할 수 있다는 장

점이 있는 반면 전송속도가 1Mbps˜2Mbps 에 불과하고 접속기기 수가 늘어날수록 전송속

도가 느려진다는 단점이 있다. 홈 RF 진영에는 HP, IBM, 인텔 , MS, 모토로라 등이 참여

하고 있다. 또 케이블 하나를 통해 가전기기를 제어하는 VESA(Video Electronics

Standards Association)진영에도 많은 업체들이 참여하고 있다. 이들 업체는 VESA 홈 네

트워크를 구성해 하나의 선을 통해 기기간 제어가 가능한 기술을 개발 중이다. 이 기술은

고선명(HD)TV, 셋톱박스 등 차세대 멀티미디어 간 음성, 영상 데이터 송수신을 실시간 가

능하게 하는 IEEE1394를 기반으로 하고 있다.

현재 홈 네트워킹 기술 개발을 적극적으로 추진하고 있는 워킹그룹은 HomeRF 워킹그룹

(Home Radio Frequency Working Group)과 VESA(Video Electronics Standards

Association) 홈 네트워크 그룹이다. HomeRF 워킹 그룹은 PC, 휴대폰, 가전 제품 등을 무

선으로 제어하는 기술을 개발하고 있으며 VESA 홈 네트워크는 하나의 선을 통해 PC, 주변

기기, 가전 제품 등 가정내의 기기를 통합, 제어하는 기술 개발에 주력하고 있다. HomeRF

워킹 그룹은 무선으로 음성 및 데이터를 전송하는 프로토콜인 SWAP 스펙을 기반으로 홈

네트워킹 기술 개발을 추진하고 있다. SWAP 는 음성 신호와 데이터 신호의 호환성에 초점

을 맞춰 가정에서 활용하고 있는 이 기종 기기간의 음성 및 데이터를 통합, 제어할 수 있는

프로토콜로 IEEE 802.11 위원회가 규정하는 무선 근거리통신망 (LAN) 기술에 기반을 두고

있으며 2,400㎒의 주파수 대역에서 1-2Mbps 의 전송 속도를 지니며 데이터 암호화 기능

을 갖추고 있다. 또한 SWAP은 TDMA 방식의 휴대 전화의 새로운 표준으로 자리 매김하고

있는 DECT(Digital Enhanced Cordless Telephone)와 초고속 이더넷에서 활용되고 있는

데이터 전송방식인 CSMA (Carrier Sense Multiple Access)를 모두 지원 , 음성과 데이터

동시전달 기능을 강화한 점이 특징이다. 이러한 프로토콜을 기반한 HomeRF 워킹 그룹의

홈 네트워킹 기술은 휴대통신 및 PCS 등에서 초보적인 단계로 현재 활용되고 있는 음식 인

식 기능을 대폭 확대해 무선 전화 외에 팩스, 가정용 기기 등에서도 음성을 통한 제어 기능

을 지원하며 PC 파일, 전화, 프린터 등을 공유, 전화기에 송신되는 데이터를 인공 지능적으

로 선별해 팩스 또는 프린터에 직접 출력시키는 기능을 갖추고 있다. VESA에 참여하고 있

는 주요 가전, 컴퓨터 업체들은 VESA 홈 네트워크를 구성, 하나의 선을 통해 기기간 제어

가 가능한 홈 네트워킹 기술을 개발중이다. 이 기술은 HDTV, 세트톱박스 등 차세대 멀티

미디어 간 음성, 영상 데이터 송수신을 실시간으로 가능케 하는 IEEE 1394를 기반으로 하

고 있다. 특히 이 기술은 PC와 주변 기기간의 제어기능만 제공했던 기존의 인터페이스와는

달리 대역폭에 영향을 받지 않고 멀티미디어 데이터를 전송하며 아날로그와 디지털 환경에

관계없이 PC, 주변 기기, 가전 제품 등을 제어한다. 또한 VESA 홈 네트워크는 가정내의

기기에 각각 IP 주소를 할당해 이를 제어하는 웹 방식의 홈 네트워킹 기술을 개발 중에 있

다. 이 기술은 제어 명령어로 인터넷 프로토콜인 HTTP를 통해 각 기기들을 제어하며

HTML, XML 등의 웹 언어를 지원하는 것이 특징이다.

이외에 개별 업체들도 홈 네트워킹 기술 개발에 각개 약진 식으로 적극 나서고 있다. 개별

업체의 홈 네트워킹 기술 중 가장 눈에 띄는 것은 선 마이크로시스템스가 자바를 기반으로

최근 발표한 Jini이다. 이 기술은 PC, 주변 기기, 가전 제품 등을 단일한 네트워크 환경에서

제어할 수 있다는 점 외에 스캐너, 프린터 등과 같은 주변 기기를 운용 체계(OS)에 관계없

이 활용 할 수 있는 점이 장점이다. 이 외에 록웰, AMD 등도 홈 네트워킹 기술에 탑재되어

사용되는 칩 기술 개발에 주력하고 있다. 홈 네트워킹 기술은 사양화되고 있는 가전의 한계

를 극복하려는 가전 업계, 인터넷의 폭을 확장하려는 인터넷 업계, 새로운 시장을 물색중인

컴퓨터 업계, 일반인을 상대로 시장 확대를 꾀하고 있는 네트워크 장비 업계에 의해 앞으로

도 계속 개발, 발전될 것으로 예상된다. 특히 홈 네트워킹 연구 그룹과 개별 업체들이 개발

하고 있는 홈 네트워킹 기술은 개방형을 지향하고 있고 최근에는 업체간의 기술 교류가 잇

따르고 있어 최종적으로 하나로 통합, 발전할 것으로 분석된다.

급속한 기술 발전으로 홈 네트워킹 장비의 성능은 높아지는 대신 가격은 큰 폭으로 떨어지

고 있다. 미국에서는 전화 회선의 용량이 10Mbps인 네트워크 장비의 가격이 150 달러에

판매되고 있으며 내부의 칩에 무선 주파수가 포함된 최신 제품도 500 달러 정도면 구입할

수 있다. 또 현재 미국의 절반이 넘는 가정에 컴퓨터가 보급된 반면, 이동 전화를 사용하는

사람은 28%에 그치고 있다. 대부분의 유럽 국가에서는 이와 반대로 무선 전화 사용률이 컴

퓨터 보급률보다 훨씬 높다. 전화선은 여전히 광대역 접속(Broadband Access)의 주요 수

단이므로 낮은 PC 보급률, 전화 회선수의 부족, 장거리 전화 비용 등은 유럽에서 홈 네트워

킹 보급의 주요 장애 요인으로 지적되고 있다. 그러나 전화선을 이용한 광대역 서비스는 시

기상의 차이가 있을 뿐 유럽 시장에서도 성장할 것이라는 전망을 부인하는 사람은 거의 없

을 것이다. RF, Wi-Fi 기술을 사용하는 무선 홈 네트워크 장비는 미국 시장에 선보였다. 루

슨트는 이미 Wi-Fi 표준을 사용한 무선 인터넷 접속을 위한 PC 카드인 오리노코(Orinoco)

를 선보였다. 또 스리콤도 올해 말쯤 엔터프라이즈 제품인 Wi-Fi 기반의 에어커넥트(Air

Connect)를 선보일 예정이다. 이로써 Wi-Fi 는 홈 네트워킹의 주요 무선 솔루션으로 부각

될 가능성이 그 어느 때보다 높아졌다. 그러나 무선 광대역 서비스의 가장 큰 보급 장애 요

소로 표준 문제를 들 수 있다. 현재 크게 HomeRF, 무선 이더넷 (Ethernet), 블루투스

(Bluetooth) 세 가지가 있다. 가정용 RF 표준인 경우 반경 50 미터 이내로 1.6Mbps 전송

이 가능하고, 무선 이더넷은 100m 반경으로 11Mbps 전송이 가능하다. 이에 비해 블루투스

는 세 가지 기술 중에서 가장 짧은 10m 반경에 1Mbps 의 데이터를 전송할 수 있다. 핀란

드를 대표하는 이동 통신회사인 노키아가 최근 내놓은 A020 무선 LAN은 IEEE 802.11 의

표준으로 제작되었으며 반경 100 ˜300 피트까지 전송할 수 있다. 그 밖의 홈 LAN 에 관

련된 기술로는 홈 플러그 앤 플레이 (HomePnP), IEEE 1394 규정 시리얼 인터페이스인 파

이어와이어, 론웍스, AV 버스, X-10, 양방향 X-10, PC 용 적외선 표준인 IrDA, 유니버설

시리얼 버스 (USB) 등이 있다.

Bluetooth HomeRF IEEE 802.11(WLAN)

Major CompanyEricsson, Intel, IBM

Nokia, ToshibaMicrosoft, Intel, IBM

HP, Compaq Harris,3COM,Lucent, Aironet,

Standard

Status SIG 1.0b SWAP 1.11 (‘99.6) IEEE 802.11 Rev D10

Technology

Power

Symbol Rate

Range

Topology

Security

RF 2.4GHz, FHSS RF 2.4GHz, FHSSRF 2.4GHz

FHSS, DSSS, irDA0 ~ 20 dBm

(1mW ~ 100mW)< 20 dBm (100mW)

1MS/s 0.8/1.6 MS/s 11MS/s

10 m100m(Optional)

50/100 m 30 m

8 (Piconet),Point-to-Multi

AuthenticationEncryption

Optional Optional

< 20 dBm(100mW)

Peer to Peer, MS to BS Peer to Peer, MS to BS

Freq HOP 79ch, 1600 hop/sec 75ch, 50 hop/sec 79ch, 2.5hop/sec

ApplicationMobile Phone

Mobile ComputerHome WLAN WLAN

MAC ProtocolLink ManagementL2CAP

Ethernet Ethernet

Voice 3Ch, 64kb/chCVSD, Log PCM

DECT6Ch, 32Kbps ADPCM

X

Modulation 2GFSK2GFSK4GFSK

FHSS(2GFSK,4GFSK)DSSS(DBPSK,DQPSK)

Bluetooth HomeRF IEEE 802.11(WLAN)

Major CompanyEricsson, Intel, IBM

Nokia, ToshibaMicrosoft, Intel, IBM

HP, Compaq Harris,3COM,Lucent, Aironet,

Standard

Status SIG 1.0b SWAP 1.11 (‘99.6) IEEE 802.11 Rev D10

Technology

Power

Symbol Rate

Range

Topology

Security

RF 2.4GHz, FHSS RF 2.4GHz, FHSSRF 2.4GHz

FHSS, DSSS, irDA0 ~ 20 dBm

(1mW ~ 100mW)< 20 dBm (100mW)

1MS/s 0.8/1.6 MS/s 11MS/s

10 m100m(Optional)

50/100 m 30 m

8 (Piconet),Point-to-Multi

AuthenticationEncryption

Optional Optional

< 20 dBm(100mW)

Peer to Peer, MS to BS Peer to Peer, MS to BS

Freq HOP 79ch, 1600 hop/sec 75ch, 50 hop/sec 79ch, 2.5hop/sec

ApplicationMobile Phone

Mobile ComputerHome WLAN WLAN

MAC ProtocolLink ManagementL2CAP

Ethernet Ethernet

Voice 3Ch, 64kb/chCVSD, Log PCM

DECT6Ch, 32Kbps ADPCM

X

Modulation 2GFSK2GFSK4GFSK

FHSS(2GFSK,4GFSK)DSSS(DBPSK,DQPSK)

향후 수년 동안 홈 네트워킹 시장에 어떤 일이 일어날까. 캐너스 인스탯 그룹은 2003년경

이면 새로운 선을 설비하지 않는 네트워크가 홈 네트워크 백본의 대다수를 차지할 것으로

전망하고 있다. 1999년 전체 홈 네트워킹 제품 판매는 새로운 선을 필요로 하지 않는 제품

이 주도했으며, 특히 인텔, 쓰리콤, 그리고 다이아몬드 멀티미디어와 같은 제조 업체들의 전

화선을 이용한 제품이 시장을 장악했다. 그러나 미래의 가정용 근거리 통신망(홈 LAN)을

구성하는 주요 제품들은 가격은 물론 스피드, 안전성, 다양한 기능 등을 두루 충족시킬 것

이 분명하다. 예를 들면 랩탑이나 PDA 같은 무선 접속이 필수적인 이동(모바일) 기기들은

대부분 RF를 이용할 것이다. 또 케이블 모뎀, DSL, 모뎀과 같은 게이트웨이 콘텐츠를 분배

하기 위한 주요 수단으로는 전화선과 RF 두 종류가 널리 사용될 것이다. 이에 비해 네트워

크 접속 기능이 생명인 셋탑 박스는 주로 1394, 전화선 그리고 RF가 골고루 활용될 전망이

다. 마지막으로 캐너스 인스탯 그룹은 홈 네트워킹의 성패를 결정하는 필수요인으로 다음의

5 가지를 지적한다. 첫째, 광대역의 확산이다. 고속 인터넷 접속이 가능하게 되면 홈 네트워

크의 확산에 대해 매우 긍정적인 영향을 미칠 것이다. 이미 언급한 것처럼, 가정 내의 다양

한 전자 제품으로 인터넷 콘텐츠를 유통시키는 것이야말로 홈 네트워킹 성장의 견인차 역할

을 담당하게 될 것이다. 둘째, 표준의 문제다. 표준화는 초기 기술이 선도하는 시장에서는

매우 중요한 요소다.「HAVi 」와 「홈 PNA 」와 같은 파트너십과 협회들이 앞으로 회원

숫자 확장에 나서면서 소비자들은 상호 연동이 가능한 홈 네트워킹 제품을 만나게 될 것이

다. 셋째, 저비용 문제다. 표준화는 물론이고 제품 비용이 소비자가 수용할 정도의 가격까지

떨어져야 한다. 초기 홈 네트워크 제품들은 지나치게 고가였다. 넷째, 사용자가 사용하기 편

리한 제품이어야 한다. 홈 네트워크 시장이 성숙해지면서, 제조업체들이 사용자의 말에 귀

를 기울이고 있다. 캐너스 인스탯 그룹은 궁극적으로는 소비자가 기기의 박스를 열지 않고

자신들의 PC 에 「NIC 」나 「PCI 」 카드를 직접 설치해 사용할 수 있는 제품이 출현할

것으로 보고 있다. 마지막으로 애플리케이션의 문제다. 홈 네트워크 산업의 성장에 가장 큰

영향을 미치는 것은 네트워크 상에서 이용할 수 있는 애플리케이션이다. 지금까지 대부분의

홈 네트워크는 고작 PC 에 연결하는 것 뿐이었다. 다음 단계는 이 네트워크를 스테레오,

TV, 셋탑 박스, 보안 시스템 그리고 대형 가전 제품에까지 확장시키는 것이다. 이를 현실화

하기 위해서 가전 메이커들은 생산 제품에 접속 기능을 추가해야 한다. 제품을 생산할 때부

터 홈 네트워크 접속 기능을 부여하는 것이 필요하다.

현재 미국에서 판매되고 있는 홈 네트워크 관련 제품은 전력선을 사용해 조명 기기를 제어

하는 장치이거나 집안의 전화선을 이용해 인터넷 접속 서비스를 공유하는 데 사용하는 어댑

터 등으로 주로 유선쪽이다. 유선 홈 네트워크 제품에 관심이 집중되고 있는 데는 이들 모

두 업계 표준 규격을 채용했다는 점이 가장 큰 요인으로 작용하고 있다. 그 표준 규격은 전

력선인 「X-10」과 전화선인「홈 PNA(Home Phoneline Networking Alliance)」등이다.

이에 대해 무선을 사용하는 홈 네트워크 제품은 각 업체별로 독자의 규격을 채용한 것 들

뿐이다. 게다가 전력선이나 전화선을 이용하는 유선 홈 네트워크 제품에 비해 가격도 비싸

다. 당연 무선쪽에 대한 일반의 관심은 아직 낮다. 이같은 상황을 타개하기 위해 무선 홈

네트워크 관련 업계단체인 HomeRF는 면허를 필요로 하지 않는 ISM(Industrial Scientific

Medical, 2.4㎓)대 주파수를 이용하는 전송 규격 SWAP(Shared Wireless Access

Protocol)을 공개했다. HomeRF 워킹 그룹은 가정내에서 사용하는 무선 통신 규약 세계 표

준 규격을 제정하기 위해 전 세계 가전 및 컴퓨터, 통신 업체들이 모여 98년 3월 결성됐으

며 현재 인텔, 컴팩, HP, IBM, 마이크로소프트, 모토롤라, 필립스 등 여러 업체가 가입해

활동하고 있다. HomeRF 워킹 그룹이 제정을 추진하고 있는 SWAP은 무선으로 음성 및 데

이터 서비스를 할 수 있는 디지털 공용 인터페이스로 이 규격을 따르는 PC, 컴퓨터 주변

기기, 휴대폰, 일반 가전 제품 등 일반 가정에서 사용되는 모든 제품들간 무선 통신 및 상

호 동작이 가능해 완전한 가정 정보화의 실현이 가능케 된다.

HomeRF는 가정에서 일반 가전 제품들과 PC 등의 지능화 된 기기들을 연결하여 하나의 통

합된 네트워크를 형성함으로써 가정에서의 무선 멀티미디어 통합 환경을 제공하도록 한다.

Home RF 는 크게 데이터 통신과 음성 통신 부분으로 나누어지며, 여기에 수용되는 모든

무선 환경은 SWAP이라는 통신 프로토콜에 의하여 운영된다. Cordless Phone 과 같은 음

성 통신 가전을 비롯하여 Fax, 인터넷, TV, Digital AV, PCS, DVD 등의 멀티미디어 가전

과 전자레인지, 냉장고, 세탁기 등의 백색 가전들을 하나의 유무선 네트워크상에서 통합 운

영할 수 있도록 한다. Home RF 시스템은 다음과 같은 주요 기능을 가지게 된다.

O 가정내 시스템들을 하나의 네트워크상에서 작동하게 함으로써 상호 데이터

교환 가능 (PC ⇔Audio /Cordless Phone ⇔보안 시스템 등)

O 가정내 가전 기기들을 원격에서 제어 가능하도록 하는 홈 오토메이션 기능

O 데이터 저장 매체 (CD / Diskette / Hard Disk) 없이 데이터를 송 수신

할 수 있는 기능

O 추가적인 인터페이스 기기의 필요없이 인터넷 등 외부 네트워크와 접속할

수 있는 기능

O Computer Telephony 기능

: 인터넷 메일/Voice 메일/FAX 데이터 등의 자동 저장, 확인 및 송수신

O 보안 시스템의 기능 : 집안 내부에 설치된 카메라를 통하여 침입 탐지 및

모니터링

HomeRF는 미국의 홈 네트워킹 업체 프록심을 비롯, 컴팩 컴퓨터, 에릭슨 엔터프라이스 네

트웍스, 휴렛패커드, IBM, 마이크로소프트, 모토롤러, 필립스 컨슈머 커뮤니케이션스, 영국

의 심비언 등이 98년 3월 설립했고, 이밖에도 일본 NEC, 미국 인텔 등 약 80 개 업체가

참가하고 있다. 98 년 5월에는 전송 속도 1Mbps, 전송 거리 50m, 음성과 데이터를 모두

취급하는 프레임 구조, 스펙트럼 확산 기술 채용 등을 주 내용으로 하는 규격 「SWAP 0.

5」를 마련하고, 전송 속도가 1Mbps 와 2Mbps로 다를 뿐 나머지 조건은 0.5 버전과 거의

같은「SWAP 1.0」을 내놓았다. 그리고 SWAP 1.1」은 전 사양인 1.0 을 보완한 것으로

사실상의 첫번째 정식 버전이 되었다. 왜냐하면 SWAP1.0 에 기반한 제품이 아직 나온 적

이 없기 때문이며, 사실 그 규격을 채용한 제품을 개발하기 위해서는 규격서에 따라 처음부

터 추진해야 하는 어려움이 있다.이 때문에 HomeRF는 SWAP 1.1 에서 기존의 무선 전송

기술을 유용할 수 있도록 했다. 구체적으로는 프록심의 무선 홈 네트워크 제품인

Symphony의 전송 기술을 기본으로 선택했다. 심포니를 SWAP 1.1 에 대응시키기 위해서

는 오류 검출용 CRC(Cyclic Redundancy Check) 코드의 변경 등 약간의 수정 작업만 있

으면 된다. 이에 따라 조만간 업계 표준으로 기대되는 SWAP 규격을 채용한 무선 홈네트워

크 제품이 등장할 것으로 전망된다.

SWAP 1.0 에서 SWAP 1.1 로 규격이 이행하면서 가장 크게 변한 것은 전송속도로

1Mbps 와2Mbps 인 SWAP 1.0 에서 20% 줄어든 0.8Mbps 와 1.6Mbps 로 됐다. 이밖에

송신 출력이나 접속가능 단말기 수, 프레임 구조 등은 같다. 전송 속도의 감소는 심벌 전송

속도가 내려가는 데 따른 것으로 무선 모듈에 사용하는 전압 제어 발진기(VCO) 등의 비용

을 낮추는 것이 목적이다. 그러나 전송 속도를 내리는 한편으로 턴 어라운드 시간 (전송측

으로부터의 요구에 대해 수신측이 응답할 때까지의 시간) 등을 수정해 실질적인 전송속도는

SWAP 1.0 과 SWAP 1.1 이 거의 같도록 하고 있다. 한편 HomeRF는 SWAP 1.1 의 차기

규격 후보와 관련해 크게 두 가지의 방향성을 고려하고있다. 하나는 저가격판인 HomeRF

Lite이다. 3 달러 정도의 무선 모듈 실현을 목표로 하며, 전송 속도는 250Kbps 로 낮출 의

도다. 이용 주파수대는 800/900 ㎒대를 검토중이다. 다른 하나는 고속판인 HomeRF 멀티

미디어 버전이다. MPEG2 비디오 스트림을 여러 개 흘릴수 있도록 25Mbps 에서 30Mbps

정도로 전송속도를 높일 계획이며, 이를 위해 5 ㎓대 주파수의 이용을 상정하고 있다.

HomeRF Lite와 HomeRF 멀티미디어 모두 구체적인 규격화 작업은 아직 개시되지 않은

상태이고, 공개 시기도 미정이다. HomeRF 워킹 그룹은 올해 5월에 SWAP 2.0의 draft 버

전을 발표하기에 이르렀다. 이전의 버전에 비하여 전송 속도도 최대 10Mbps이고, roaming

이 가능하도록 되어 있다. 다른 경쟁 기술인 Bluetooth가 최대 1Mbps인 점을 감안하면 전

송 속도 면에서는 뛰어난 점을 가지고 있다.

HomeRF에서 내놓은 규격인 SWAP은 PSTN망, 인터넷 등과 상호 연계할 수 있으며 동시

에 무선으로 음성 및 데이터 서비스를 할 수 있도록 만들어진 디지털 공용 인터페이스를 말

한다. SWAP을 따르는 PC, 컴퓨터 주변 기기, 휴대폰, 일반 가전 제품 등 일반 가정에서 사

용되는 모든 제품들간 무선 통신 및 상호 동작이 가능하여 완전한 가정 정보화를 실현할 수

있고 이를 기반으로 한 상품화로 미래 가정 정보화의 핵심이 될 가정용 무선 네트워크 시장

을 선점할 수 있다. SWAP 의 구조는 대화성 음성 통신과 전통적인 데이터 네트워킹을 위

한 Ad-hoc peer-to-peer 네트워크를 동시에 지원하도록 설계되어졌다. 이 프로토콜은 일

반적으로 가정에서 필요한 여러가지의 서비스를 이용할 수 있도록 최적화 되어 있다.

SWAP 네트워크에서는 다음과 같은 종류의 장치들로 구성되어 있다.

O 개인용 컴퓨터와 PSTN, SWAP 을 호환할 수 있는 기기들을 상호 연결할

수 있는 제어 포인트 (CP : Control Point)

O 대화성 음성을 전송할 수 있도록 하는 Isochronous Device (I-nodes)

O 일반적인 데이터를 전송할 수 있도록 하는 Asynchronous Device(A-nodes)

O A-nodes 와 I-nodes 의 결합된 Device (AI-nodes)

주 요 특 징 설 명

네트워크

동작 모드

- 데이터 전송을 위한 Ad-hoc 네트워크

- 음성전송이나 전력 절약 모드를 위해 CP 의 제어하에 이루어지는 관리

네트워크

주요 서비스

유형

- Asynchronous(connectionless) data service : 데이터 네트워킹을 위해

사용

- Isochronous(connection-oriented) data service : 주로 대화성 음성을

위해 사용. CP가 필요함

- Isochronous connectionless broadcast service (ICBS) : I-nodes 의

페이징 , 전화음 , 전화거는 사람의 ID, 음성 공고 등 뿌려지는 메시지를

전송하기 위해 사용

MAC-level

bridging

- A-nodes 혹은 CP 는 SWAP 네트워크와 다른 네트워크 기술을

연결시켜주는 기능을 할 수 있음 .

네트워크 ID - 동일 지역에서 여러 사용자의 동시 사용을 지원하기 위해 24-bit MAC

주소를 사용

SWAP

장치의 주소 - 48-bit IEEE MAC 주소

암호화 - Isochronous data 와 Asynchronous data 모두 옵션으로 제공 (Blowfish

암호화 알고리즘)

데이터 압축 - Asynchronous data 에 한해 옵션으로 제공(LZRW3-A 알고리즘)

전력 관리 - A-nodes 와 I-nodes 는 CP 에 의해 전력 절약을 할 수 있음 .

물리 계층 - ISM 대역에서 주파수 도약 방식을 사용(50 hops/sec)

- 전송 전력을 두 가지 레벨로 지원(nominal 100mW output power)

전송속도 - 음성과 데이터 전송을 위한 기본 800Kbps

- 데이터 전송을 위해 옵션으로 1.6 Mbps

일반적으로 CP는 USB를 통해 PC에 연결 되어지고 또한 PSTN과도 연결되어 있다. 이러한

연결을 통해 비동기 방식의 패킷 프로토콜을 사용하는 다른 장치들과 데이터를 상호 주고

받을 수 있게 된다. CP는 또한 HomeRF의 모든 사용자에게 통화 신호와 같은 역할을 하는

비콘을 전송함으로써 동시에 대화성 음성 통신을 가능하게 해준다. 이와 같이 SWAP은 여

러가지 면에서 hybrid 라고 할 수 있다. 왜냐하면 CP와 음성 전송 장치사이에는 클라이언

트-서버로서의 연결이 이루어지지만 데이터 전송 장치 사이에서는 peer-to-peer 전송을

하기 때문이다. 음성 전송은 TDMA(Time DivisionMultiple Access)를 기반으로 한 회선교

환(Circuit-Switching) 방식이지만 데이터 전송은 CSMA/CA(Carrier Sense Multiple

Access/Collision Avoidance)를 기반으로 한 패킷교환 방식을 이용한다. SWAP 은 일반

대기업이나 회사에서 수백명의 사용자가 동시에 접속을 해서 사용하도록 고안된 것이라기

보다는 일반 가정에서 사용되어질 수 있는 여러 가지 기능들을 지원하기 위해 설계되었다.

따라서 이 시스템은 집안 도처에서나 집 근처에서도 여러가지 기능들을 사용할 수 있도록

지원을 해준다. 이러한 관점에서 볼 때 가정에서 사용하는 PC는 SWAP 시스템의 통합 부

분이라고 할 수 있다. 물론 PC가 작동을 하지 않을 때는 제한된 기능을 사용할 수 있게 된

다. SWAP의 CP를 통한 음성이나 데이터 전송은 NDIS와 TAPI 인터페이스를 통해

Windows 환경에서 가능하도록 되어 있다. 그림 3-1은 SWAP 규격의 제정에 있어 기본이

된 음성과 데이터 전송의 기본이 된 규격에 대한 설명이다. 그리고 표 3-2는 SWAP 에서

제공하는 규격의 주요 특징을 요약한 것이다.

표에서 언급했듯이 SWAP에서는 3 가지 유형의 서비스를 제공하게 된다.

Asynchronous(connectionless) data service, Isochronous(connection-oriented) data

service, Isochronous connectionless broadcast service (ICBS)이다.

Asynchronous(connectionless) data service는 SWAP의 MAC 계층에 의해 MAC 개체 사

이에서 데이터 패킷을 전송할 수 있게 해 준다. Isochronous(connection-oriented) data

service 도 또한 MAC 에 의해 데이터 서비스를 할 수 있게 된다. 이러한 유형의 MAC 계

층 서비스는 주로 대화성 음성 통신을 가능하게 하는 U-plane(User-plane)서비스의

DECT DLC, NWK, IWU 계층에 의해 이루어진다. 마지막으로 Isochronous

connectionless broadcast service (ICBS)는 broadcast 메시지를 전송하는 C-channel,

U-plane 을 가능하게 해주는 DECT DLC, NWK, IWU 계층에 의해 이루어진다. 표 3-3

에서 설명하는 유형들은 SWAP 에서 사용하는 장치의 유형들이다. SWAP의 경우에 네트워

크에서 제공할 수 있는 서비스는 SWAP 장치가 어떤 유형의 것인가에 달려있다 . 위의 표

에서 언급한 것처럼 여러가지 유형의 SWAP 장치에 의해 제공되어지는 서비스는 크게 4가

지로 구분할 수 있다.

SWAP 장치 유형 설 명

A-nodes

- Asynchronous-nodes : Asynchronous 데이터 (일반적인 데이터 )

서비스를 위한 장치

- 무선 네트워크 인터페이스 카드도 이러한 유형에 포함 (NICs)

I-nodes

- Isochronous-nodes : Isochronous 데이터 (주로 대화성 음성통신 )

서비스를 위한 장치

- 무선 핸드셋도 이러한 유형에 포함

AI-nodes - Asynchronous 와 Isochronous 데이터 서비스를 위한 장치

Class-1

Connection point

- I-nodes 와 A-nodes 를 관리하기 위한 장치

- 이 장치는 PSTN 과 host PC를 연결해 주는 역할을 함

- I-nodes 는 PSTN 이나 PC의 Isochronous 데이터 착신측에 액세스

함

- A-nodes 는 PC 의 Asynchronous 데이터 착신측에 액세스 함

- Class-1 CP 는 무선 핸드셋이나 데이터 액세스 포인트 , 브릿지와

함께 사용되는 베이스 스테이션을 포함

Class-2

Connection point

- A-nodes를 관리하기 위한 장치

- PC에 데이터 액세스를 하는 A-nodes를 제공하기위해 host PC를

연결시켜 줌

그림 3-2는 전형적인 Class-1 Managed Network의 예를 보인다. 그림에서는 2개의

I-nodes(무선 핸드셋)와 1개의 Class-1 CP, 그리고 A-node로 구성이 되어있다. 물론 다

른 형태의 네트워크도 구성할 수 있다.

PSTN의 인입선은 음성 전화를 처리하기 위해 CP에 연결되어 있다. 그리고 인터넷을 이용

하기 위해 PC의 모뎀과도 연결이 되어있고 유선 전화기와도 연결이 되어 있다. 2대의 PC

들은 SWAP의 asynchronous 데이터를 처리하기 위해 연결되어있다. CP, 유선 전화기 그리

고 PC 모뎀들의 상호 병렬 연결도 가능하다. Class-1 CP는 전체 네트워크를 관리하고 또

한 host PC와 여러 개의 PSTN 들을 연결시켜주는 기능을 한다. I-nodes는 다른 I-nodes,

PSTN 혹은 CP의 PC와 통신하기 위해 isochronous 데이터 서비스를 이용한다. A-nodes

는 다른 A-nodes나 CP의 PC와 데이터 통신을 하기위해 asynchronous 데이터 서비스를

이용한다. A-nodes는 CP의 관리하에 power-saving을 하게 된다.

그림 3-3은 전형적인 Class-2 Managed Network의 예를 보인다. Class-2 CP는 네트워크

를 관리하고 host PC에 연결되어 있다. 이러한 네트워크에서는 Class-2 CP는 하나 혹은

그 이상이 사용된다. 하나는 A-nodes의 전력관리 서비스를 구현하기 위해 능동적으로 동작

하고 나머지들은 수동적으로 동작한다. A-nodes는 다른 A-nodes나 CP의 PC와 데이터

통신을 하기위해 asynchronous 데이터 서비스를 이용한다. A-nodes는 CP의 관리하에

power-saving을 하게 된다.

그림 3-4는 전형적인 Ad-hoc Network의 예를 보인다. Ad-hoc Network는 하나 혹은 그

이상의 A-nodes로 구성이 된다. 일반적으로 Ad-hoc Network의 형태는 고정적이라기 보

다는 동적인 형태를 가진다. Ad-hoc Network는 서로 데이터를 주고 받기위해 A-nodes가

갖추어진 PC를 사용한다. 그림에서 보는바와 같이 각각의 PC들은 A-nodes와 연결되어 있

는 것을 확인할 수 있다. 여기에서는 CP가 없기 때문에 power-saving 모드에서 동작하지

는 않는다.

Bridged Network는 하나 혹은 그 이상의 SWAP bridge(SB)로 구성되어 있다. Class-1

CP, Class-2 CP 혹은 A-nodes는 SB가 될 수 있다. 이러한 네트워크의 특성은 Class-1

Managed, Class-2 Managed, Ad-hoc Network들과는 상호 독립적으로 동작을 한다. 그림

3-5에서 Class-2 CP는 SWAP 네트워크과 홈 PNA 네트워크를 상호 연결해 주는 bridge

의 역할을 한다. Bridged Network의 다른 장치들도 bridge의 역할을 하기위해 항상

ridging-aware상태에 있게 된다. 홈 PNA 네트워크의 장치들은 SB를 통해 SWAP 네트워

크의 장치들과 MAC 프레임을 상호 주고 받을 수 있게 된다.

SWAP의 MAC 구조는 3가지의 주요 데이터 서비스를 지원한다. 앞에서 언급했듯이

Asynchronous(connectionless) data service, Isochronous(connection- oriented) data

service, Isochronous connectionless broadcast service (ICBS)이다. 그리고 MAC에서는

이러한 유형의 서비스를 지원하기 위해 2종류의 매체 접근 제어 기술을 사용한다. 첫번째로

Isochronous service를 지원하기 위해 사용하는 TDMA (Time Division Multiple Access)

이고 두번째로는 Asynchronous service를 지원하기 위해 사용하는 CSMA/CA

(Carrier-Sense Multiple Access / Collision Avoidance)이다. MAC 프로토콜은

Contention-Free Periods(CFP)와 Contention Period를 혼합한 Superframe을 사용한다.

Superframe은 node가 새로운 채널로 도약하는 부분에서 시작하여 다음 채널로 도약하기

전까지로 정의를 한다. 그리고 CFP동안에 사용되는 접근 기술 (Access Mechanism)은

TDMA이고 Contention Period 동안에 사용되는 접근 기술은 CSMA/CA이다. 그림 3-6은

Superframe의 전체 구조를 나타낸 것이다.

Control Point Beacon

B Contention periodCSMA/CA access mechanism

Hop

Service Slot

SuperframeSuperframe -- 20ms20ms

Hop

Uplink Slots

Downlink Slots

D2

U3

D3

U2

D1

U1

D4

U4

D2

U3

D3

U2

D1

U1

CFP #2CFP #2

Contention free periodsContention free periods

D3 D4

U3 U4

CFP #1CFP #1

Control Point Beacon

B Contention periodCSMA/CA access mechanism

Hop

Service Slot

SuperframeSuperframe -- 20ms20ms

Hop

Uplink Slots

Downlink Slots

D2

U3

D3

U2

D1

U1

D4

U4

D2

U3

D3

U2

D1

U1

CFP #2CFP #2

Contention free periodsContention free periods

D3 D4

U3 U4

CFP #1CFP #1

그림에서 보는 바와 같이 Superframe은 hop, CP beacon 전송 , 2개의 CFP, service slot

그리고 Contention Period로 구성되어 있다. CFP1, CFP2, CP beacon 전송은 Managed

Network일때만 존재를 하고 만일 CP(Control Point)가 없다면 CSMA/CA Contention

Period가 전체 Superframe를 차지하게 된다.

SWAP 의 구조는 SWAP Protocol의 역할을 수행하는 여러 개의 블록으로 표현이 된다. 각

블록 사이의 인터페이스는 각 블록이 제공하는 클라이언트 혹은 상위 계층의 서비스 형태로

정의가 된다. 각 블록의 인터페이스는 일반적으로 논리적인 인터페이스이다. 이러한 인터페

이스는 SWAP 제품의 외부 부품으로 구성이 되는 것이 아니기 때문에 간단하게 내부적인

조작을 통해 변경을 할 수 있게 된다.

일반적으로 SWAP의 구조는 간단히 다음과 같이 구성된다.

O 물리 계층 (PHY)

O MAC 계층 (MAC)

O DECT GAP DLC, network (NWK), Interworking Unit(IWU) 계층의

SWAP version

O 음성 인터페이스

O PC 인터페이스

모든 SWAP 장치들이 위와 같은 형태로 구성되는 것은 아니다. 구성 블록들은 각 장치의

특성과 역할에 맞게 구조가 정의되어진다. SWAP의 MAC에서 지원하는 서비스는 DECT

MAC에서 제공되는 형태와 유사하다. 회선 교환 방식을 제공하기 위해 MAC은 CP와

I-nodes 사이에는 TDMA 방식을 이용한다. 물론 MAC 서비스가 DECT MAC과는 다소 차

이가 있지만 유사한 면이 많기 때문에 DECT의 상위 계층 (DLC, NWK, IWU)을 약간 수정

하여 MAC 서비스에 이용을 할 수 있다. DECT Protocol을 사용할 수 있기 때문에 SWAP

네트워크에서는 isochronous 데이터 서비스를 위한 call setup이 가능하게 되고 CP를 통해

PSTN과 연결할 수 있게 된다.

무선 홈 네트워크 표준인 HomeRF 표준은 가정내에 무선 장치를 위한 서비스를 제공하기

위해 최적화 하는 표준이다. 표 3-4는 HomeRF 표준의 주요 특징에 대해 요약하고 있다.

HomeRF 구조는 best-effort asynchronous, priority asynchronous 그리고 isochronous

메카니즘을 통한 데이터 전송의 unique한 조합이다. isochronous mechnism은 대화성 음성

같은 서비스를 제공하며 priority asynchronous 매카니즘은 오디오나 비디오 데이터 같은

streaming service를 제공한다. best-effort asynchronous 매카니즘은 일반적인 데이터 네

트워크 서비스를 제공한다.

HomeRF 네트워크는 아래 장치의 기능을 수행하는 기기를 포함한다.

O Connention Point (CP) : 개인용 PC, PSTN, HomeRF 네트워크와 연동 가능한 기기

를 상호 연결하고 제어하는 게이트웨이 역할을 한다. CP는 PC와 가정 내 기기를 상호 연동

하거나 PC에 속하여 PC의 일부 기능을 하는 장치의 역할을 한다. 또한 PSTN망과

HomeRF 네트워크상의 장치를 연결하는 역할을 한다. CP는 asynchronous, contention 기

반 프로토콜을 사용하여 다른 데이터 장치로부터 또다른 장치까지 데이터 전송을 하는 역할

을 한다. CP는 또한 isochronous와 streaming device를 위한 radio medium으로의

priority access를 제공하기 위해 네트워크를 제어하는 역할을 한다.

O I-nodes : Isochronous 데이터(대화성 음성) 서비스를 제공하는 장치

O A-nodes: Asynchronous 데이터(일반적인 데이터) 서비스를 제공하는 장치

O Combined Asynchronous / Isochronous devices (AI-nodes) : A-node와

I-node의 역할을 동시에 하는 장치

O Streaming data devices (S-nodes) : 실질적으로 priority asynchronous data 서비

스(오디오 및 비디오 데이터)를 위한 장치. streaming 제어 메세지는 asyncronous 데이터

서비스를 사용하기 때문에 모든 S-nodes는 A-nodes의 역할을 동시에 한다. 따라서 모든

S-nodes는 SA-nodes의 역할 수행.

⑥ Combined Streaming / Isochronous devices (SI-nodes) : S-node와 I-node의 역할

을 동시에 하는 장치.

따라서 HomeRF Specification은 여러가지 면에서 hybrid라고 할 수 있다. 이는

isochronous와 asycronous 서비스를 제공하는 device와 CP사이의 client-server로서의

연결을 제공하고 또한 asynchronous 서비스를 제공하는 device간의 peer-to-peer 연결도

제공하기 때문이다. 또한 CP, A-node 또는 S-node는 HomeRF 네트워크로부터 다른 표준

의 네트워크로의 확장을 위한 MAC-level bridge의 기능을 하기도 한다.

isochronous 데이터 서비스는 TDMA를 기반으로 한 회선 교환(circuit switching) 방식을

사용하고 있고 Asynchronous와 priority asyncronous 데이터 서비스는 CSMA/CA를 기반

으로 한 패킷 교환(packet switching) 방식을 사용하고 있다. 이는 HomeRF 시스템이 가정

내에서의 다양한 기능의 서비스를 제공 가능하도록 하고 있다. 또한 이는 기업내의 유사한

기능을 수행하는 많은 수의 사용자를 대상으로 하는 것이라기 보다는 주거 공간(환경)에서

발생 가능한 다양한 응용에 대해 고려하고 있다. 또한 가정용 PC를 이용하여 가정내를 비

롯하여 정원이나 이웃에 위치한 가정 등 가까운 주변 환경까지의 서비스를 고려하고 있다.

이러한 관점에서 볼 때 가정에서 사용하는 PC는 HomeRF 시스템의 통합 부분이라고 할 수

있다. 물론 PC가 작동을 하지 않을 때는 제한된 기능을 사용할 수 있게 된다. HomeRF의

CP를 통한 음성이나 데이터 전송은 NDIS와 TAPI 인터페이스를 통해 Windows 환경에서

가능하도록 되어있다.

HomeRF에서는 4가지 유형의 서비스를 제공하게 되며 유형은 다음과 같다.

Asynchronous 데이터를 전송하는 서비스를 나타내며 데이터 전송을 위한 연결 셋업 과정

을 거치지 않는다. 즉, CSMA/CA 방식을 사용하는 경우의 일반적인 데이터를 전송하는 서

비스를 제공한다. 이 서비스의 경우 지원하는 데이터율은 800kbps, 1.6Mbps, 5Mbps 그리

고 10Mbps이며 HomeRF 시스템에서 지원하는 데이터 서비스 중 가장 낮은 우선 순위 레

벨을 갖는다.

Priority Asynchronous 데이터를 전송하는 서비스를 나타내며 Priority Asynchronous 데

이터는 오디오나 비디오 데이터 등 Streaming 데이터로서 이러한 Streaming 데이터를 위

한 Session 셋업 과정을 필요로 한다. 이 데이터의 경우 Asynchronous 데이터보다 높은

우선 순위를 가지며 음성 서비스를 제공하는 Isochronous 데이터 서비스나

Connectionless Broadcast 데이터 서비스보다는 낮은 우선 순위를 갖는다.

Isochronous 데이서 서비스는 Isochronous 데이터를 전송하는 서비스를 나타낸다.

HomeRF에서의 Isochronous 데이터 서비스는 DECT 표준안에서 규정한 U-Plane 데이터

서비스로 규정하며 U-Plane 서비스는 "User-Plane"을 나타내며 "User's Data" 즉, 대화성

음성 데이터를 전송하는 서비스를 나타낸다. 실시간 음성 서비스를 위하여 연결 셋업 과정

을 필수적으로 하므로 Connection-oriented 서비스로 규정하며 HomeRF에서 제공하는 데

이터 서비스 중 가장 높은 우선 순위 레벨을 갖는다. HomeRF 구조에서 정의하는 U-Plane

서비스는 표 3-5와 같다.

U-Plane 서비스 설 명

PSTN Call Handset과 PSTN망 간의 음성 연결

Intercom Call 두 Handset간의 음성 연결

PC Call Handset과 호스트 PC간의 음성 연결

Conferencing 내부 네트워크에서의 다수의 Handset간 또는 외부 네트워크

의 Handset간의 음성 회의

표 3-4 HomeRF의 주요 특징

Feature HomeRF Description

네트워크

동작 모드

① ad-hoc network : 데이터 서비스만 가능

② managed network : CP의 제어하에 isochronous 데이터와

priority isochronous 데이터 서비스를 제공, power saving

기능 제공

제공하는

서비스

유형

① Asynchronous(connectionless) Data Service

: 일반적인 데이터 네트워킹에 사용

② Priority Asynchronous (session-oriented) Data Service

: 오디오나 비디오 같은 media streaming 데이터를 제공하기

위한

서비스. CP의 제어하에 제공

③ Isochronous (connection-oriented) Data Service

: 주로 대화성 음성을 제공. CP의 제어하에 제공

④ Isochronous Connectionless Broadcast Service (ICBS)

: I-node의 paging, cadence ringing, caller ID 와

voice announcement 같은 단방향 방송용 서비스를 제공

MAC-lev

el

Bridging

A-node, S-node와 CP는 다른 네트워크와 HomeRF 네트워크

를

연결하는 bridge의 역할 수행

암호화 Isochronous, Asynchronous 데이터 서비스 모두 옵션으로 제공

(Blowfish 알고리즘)

데이터

압축 Asychronous 데이터에 한해 제공 (LZRW3-A 알고리즘)

전력 관리 A-node와 I-node는 CP의 전력제어 서비스에 의해 전력절약 기

능 지원

Physical

Layer

① 비허가 대역 ISM 대역에서의 주파수 호핑

② 두 가지 레벨의 전송 전력 지원 (nominal 100mW output

power)

데이터 율

① standard 0.8Mbps rate 지원 : Isochronous와

Asynchronous 데이터

② 1.6 Mbps rate 지원 : Asynchronous 데이터

③ 5 Mbps rate 지원 : Asynchronous 데이터

④ 10 Mbps rate 지원 : Asynchronous 데이터

HomeRF에서 Isochronous Connectionless Broadcast 데이터는 CP에서 I-node로 뿌려주

는 단방향 데이터 서비스(Broadcast Downlink 데이터 서비스)를 나타내며 연결 셋업 과정

을 필요로 하지 않는다. ICBS는 DECT 표준안에서 사용자 데이터를 나타내는 U-Plane 서

비스와 U-Plane 서비스에 대한 제어 정보를 제공하는 C-Channel 서비스를 나타내며 사용

예는 표 3-6과 같다.

표 3-6 ICBS의 사용

사 용 정 의 ICBS 서비스

I-node paging 들어오는 호출신호에 대한 I-node

할당

C-channel

(QoS=medium priority)

Cadence ringing PSTN망을 통해 들어오는 I-node

호출에 대한 신호 변환

C-channel

(QoS=high priority)

Caller ID I-node로 들어오는 호출에 대한

호출 ID 신호 변환

C-channel

(QoS=low priority)

Voice

Announcement 단방향 음성 U-plane 메시지 전송 U-plane

여기에서는 HomeRF 네트워크를 구성하는 장치와 이러한 장치로 구성되는 HomeRF 네트

워크의 종류에 대해 서술한다.

HomeRF 네트워크에서 지원하는 장치는 다음과 같다.

O Asynchronous 데이터 서비스를 제공하는 HomeRF 장치

예] Wireless network interface cards (NICs)

O Priority Asynchronous와 Asynchronous 데이터 서비스를 제공하는 HomeRF 장치

예] 오디오나 비디오 같은 실시간 media를 제공하는 device를 포함

O Isochronous 데이터(대화성 음성)를 제공하는 HomeRF 장치

예] cordless handsets

O Asynchronous 데이터와 Isochronous 데이터 서비스를 동시에 제공하는 HomeRF 장

치

O Priority Asynchronous 데이터, Asynchronous 데이터 그리고 Isochronous 데이터

서비스를 제공하는 HomeRF 장치

O I-nodes, S-nodes, A-nodes를 상호 연결, 제어하는 HomeRF 장치

O PSTN망과 host PC간의 연결 제공

O cordless handset, access point(AP)와 bridge를 이용한 base station의 역할

O CP를 통한 I-node의 PSTN 또는 PC와의 Isochronous 데이터접속을 지원

O CP를 통한 S-node의 session 셋업 서비스를 지원

O CP 제어하의 A-node와 PC와의 Asynchronous 데이터 서비스 지원

O A-node에 대한 전력 절약 모드 지원

O S-node와 A-node에 대한 제어를 제공

O CP를 통한 S-node의 session 셋업 서비스를 지원

O A-node에 대한 전력 절약 모드 지원

O A-node와 PC의 데이터 접속 제공(호스트 PC와의 연결)

O S-node와 A-node에 대한 제어를 제공

O CP를 통한 S-node의 session 셋업 서비스를 지원

O Class-2 CP는 전력 절약 모드를 지원하지 않음

HomeRF에서 지원하는 네트워크를 구성하는 CP는 하나의 네트워크 당 여러 CP가 존재하

기도 하며 능동형 CP의 역할을 하기도 하며 수동형 CP의 역할을 하기도 한다. 또한 CP는

능동형과 수동형 상태에서 전환을 하기도 한다. Class-1, Class-2, Class-3 CP가 하나의

네트워크에 공존할 경우 능동형 CP의 역할에 대한 우선 순위는 Class-1 CP, Class-2 CP,

Class-3 CP의 순이며 나머지 CP는 수동형 CP의 역할을 수행한다.

각 Class-1 CP는 최우선 순위로 그 해당 네트워크를 제어하며 해당 네트워크 당 하나의

CP만이 존재할 수 있다. Class-1 CP의 경우 수동형 CP의 역할은 지원하지 않으며 항상

능동형 CP의 역할만을 한다.

A-node, S-node, I-node는 수동형 CP의 영향을 받지 않는다. 즉, CP가 수동형 상태일 때

는 위 노드에 대한 제어를 수행하지 않는다. 수동형 CP는 해당 네트워크의 능동형 CP의 제

어 하에 호스트 PC와 각 노드간의 Asynchronous 데이터, Priority Asynchronous 데이터

서비스를 제공한다.

HomeRF에서 지원하는 네트워크 유형은 다음과 같다.

그림 3-14는 Class-1 managed network의 예를 보여주고 있다.

Node 역 할

A single

Class-1 CP

* 네트워크 당 하나 존재하며 PSTN 망과 PC를 상호 연결

* A-nodes에 대한 Power Saving 기능 제공

* Priority Asynchronous 데이터 서비스에 대한 streaming

session 제어

Zero or

more

Class-2

, Class-3

CP

* Passive CP의 역할

* Class-1 CP 또는 나머지 CP 중 하나가 기능을 수행하지 못하

는 경우

A-node Power Saving을 제공하기 위한 Active CP의 역할을

수행

이 경우 Class-2 Managed Network으로 변환

Zero or

more

A-nodes

* MAC Asynchronous 데이터 서비스에 대한 사용자

* A-nodes는 Asynchronous 데이터 서비스를 이용하여 CP와 연

결된

PC와의 또는 A-nodes간의 데이터 전송을 수행

* A-nodes는 CP의 제어하에 power saving 기능이 지원된다.

Zero or

more

I-nodes

* Isochronous 데이터 서비스에 대한 사용자

* I-nodes는 Isochronous 데이터 서비스를 이용하여 다른

I-nodes,

PSTN 라인 또는 CP와 연결된 PC와의 통신을 수행

Zero or

more

S-nodes

* Priority Asynchronous 데이터 서비스에 대한 사용자

* S-nodes는 Priority Asynchronous 데이터 서비스를 이용하여

CP와

연결된 PC와의 데이터 전송이나 S-nodes간의 데이터 전송을

수행

S-node의 streaming session 제어는 CP에 의해 이루어짐

C1

S

PCI

A

PCIUSBModem•

PSTNPSTN

POTS Handset

SPrivate

interface

I I

C1

S

PCI

S

PCI

A

PCI

A

PCIUSBModem•

PSTNPSTN

POTS Handset

SPrivate

interface

SPrivate

interface

II II

위의 그림에서는 두 개의 I-nodes(Cordless handset), 두 개의 S-nodes, Class-1 CP와

하나의 A-node로 구성된 네트워크를 나타낸다. 표 3-7의 구성 요소만을 만족하는 한에서

다른 구조의 네트워크 구성도 가능하다. PSTN 망으로부터 들어오는 데이터는 음성 서비스

제공을 위해 CP로 연결되며 또한 인터넷 서비스 연결을 위해 PC의 모뎀과도 연결된다. 표

3-7는 Class-1 네트워크를 구성하는 장치 유형을 설명한다.

그림 3-15는 Class-2 Managed Network의 예를 나타낸다.

A

P C C a r d

A

PrivateIn ter face

SPrivate

interface

C 2

U S B

A

P C C a r d

A

PrivateIn ter face

SPrivate

interface

C 2

U S B

표 3-8은 Class-2 네트워크를 구성하는 장치의 유형을 나타낸다.

Node 역 할

One or

more

Class-2

CPs

* 네트워크를 제어하고 호스트 PC와의 연결을 제공

* 여러 개의 Class-2 CP중에서 하나의 CP는 Active CP의 역할

수행

* A-nodes와 S-nodes에 대한 Power Saving 기능 수행

* Priority asynchronous 데이터 서비스 제공을 위해 streaming

session 제어를 수행

* Active CP의 역할을 수행하는 CP를 제외한 나머지는 Passive

CP의 역할을 수행

Zero or

more

Class-3 CP

* Passive CP의 역할을 수행

Zero or

more

A-nodes

* Asynchronous 데이터 서비스를 이용하여 CP와 연결된 PC와

의

연결을 제공

* A-nodes간의 connectionless 데이터를 전송

* A-nodes는 CP의 제어하에 power saving 기능을 지원

Zero or

more

S-nodes

* priority asynchronous 데이터 서비스를 이용하여 CP와 연결

된 PC

와의 또는 S-nodes간의 streaming data 전송을 수행

* CP는 S-nodes에 대한 streaming session 제어기능을 수행

그림 3-16은 Class-3 Managed Network의 예를 나타낸다.

SPrivate

interface

S

C3

USBModem•

PSTNPSTN

SPrivate

interface

S

C3

USBModem•

PSTNPSTN

Class-3 managed network은 주로 self-contained media network의 구조를 이룬다. 예를

들면 CP와 media 서버, media 수신기로 구성된 구조를 살펴보면 여기서 CP(Class-3 CP)

는 media 서버의 기능과 더불어 PC의 기능을 동시에 수행하는 것을 의미한다. 표 3-9는

Class-3 네트워크를 구성하는 장치 유형을 나타낸다.

Node 역 할

One or more

Class-3 CPs

* 네트워크에 속하는 노드간의 제어 기능과 호스트 PC로

의

연결을 제공

* 여러 Class-3 CP 중 하나는 Active CP의 역할 수행

* Priority Asunchronous 데이터 서비스에 대한

streaming session 제어를 수행

* 나머지 CP는 Passive CP의 역할

Zero or more

A-nodes

* Asynchronous 데이터 서비스를 이용하여 CP와 연결되

어

있는 PC와의 데이터 전송을 지원

* A-nodes간의 Connectionless 데이터 전송을 지원

Zero or more

S-nodes

* Priority Asynchronous 데이터 서비스를 이용하여 CP

와

연결된 PC와의 데이터 전송기능을 수행

* S-nodes간의 데이터 전송을 수행

그림 3-17은 Ad-hoc HomeRF Network의 예를 나타낸다.

A

A

A

A

A

A

Ad-hoc 네트워크는 하나 또는 그 이상의 A-node로 구성된다. Ad-hoc 네트워크에서의

A-node는 Asynchronous 데이터 서비스에 대한 사용자 역할을 수행하며 beacon 생성과

동기를 위한 역할을 수행한다.

그림 3-18은 HomeRF 네트워크와 다른 표준의 네트워크를 연결시키는 Bridged HomeRF

네트워크의 예를 나타낸다.

A

P CCard

A

PrivateInterface

C 2

U S B

T oH o m e P N A

Network

A

P CCard

A

PrivateInterface

C 2

U S B

T oH o m e P N A

Network

HomeRF Network과 다른 Network과 연결하는 Bridge Network에 있어서 A-node,

S-node 또는 CP가 Bridged의 역할을 수행한다. 이러한 device를 HomeRF Bridge(HB)라

한다.

Bridged Network은 하나 또는 그 이상의 HB를 포함한다. 여기서 Class-1 CP, Class-2

CP, Class-3 CP, A-node, S-node가 HB의 역할을 할 수 있다. 이러한 역할을 하는 노드

에 있어서 네트워크의 Bridged 특성은 Class-1 managed, Class-2, Class-3 managed,

Ad-hoc 네트워크의 특성과는 무관하다. 그림은 전형적인 Bridged Network의 예를 보여준

다. Class-2 CP는 HomeRF 네트워크와 HomePNA 네트워크를 연결하는 Bridged의 역할

을 함을 알 수 있다. 이 네트워크의 다른 노드들은 Bridge의 기능을 지원하는

Bridging-aware node의 역할을 한다. HomePNA 네트워크의 Device는 위와 같은 HB를

통해 HomeRF 네트워크의 Device와 MAC 계층 프레임 전송 교환을 수행할 수 있다.

HomeRF의 물리 계층에서는 PSDU에 따라 다섯 가지의 PDU 유형을 정의하고 있다.

그림 3-19는 TDMA PPDU에 대한 PDU 구조를 나타낸다. MAC-level 동기를 위해 PPDU

구조에서는 TTS 필드의 첫 번째 심볼을 가지고 시작점을 정의하고 PSDU1 필드의 마지막

심볼을 이용하여 PPDU의 끝을 나타낸다. TSFD 필드와 TDMA 스크램블 과정을 거친

PSDU1 필드를 차등 부호화 한 후 TTS 필드를 부가한다. 최종적으로 전체적인 PPDU는

basic modulation을 사용하여 전송한다.

RampRampOnOn TTSTTS TSFDTSFD

PreamblePreamblePSDU1PSDU1 RampRamp

OffOff

Length : Variable 16 symbols 16 bits Variable Variable

TDMAScrambled

DifferentiallyEncoded

RampRampOnOn TTSTTS TSFDTSFD

PreamblePreamblePSDU1PSDU1 RampRamp

OffOff

Length : Variable 16 symbols 16 bits Variable Variable

TDMAScrambled

DifferentiallyEncoded

그림 3-20은 Basic Rate Single PSDU PPDU를 위한 PDU 구조를 나타낸다. CSFD, EFD

필드와 비트 스터핑된 PSDU1을 차등 부호화 과정을 거친 후 L2TS 필드를 부가하여 전송

한다. 이 PPDU는 LR 2-FSK modulation을 사용하여 전송한다.

RampRampOnOn L2TSL2TS CSFDCSFD

PreamblePreamblePSDU1PSDU1 RampRamp

OffOff

Length : Variable 64 symbols 32 bits Variable Variable

Bit-Stuffed

Scrambled &Differentially Encoded

EFDEFD

8 bits

RampRampOnOn L2TSL2TS CSFDCSFD

PreamblePreamblePSDU1PSDU1 RampRamp

OffOff

Length : Variable 64 symbols 32 bits Variable Variable

Bit-Stuffed

Scrambled &Differentially Encoded

EFDEFD

8 bits

그림 3-21과 그림 3-22는 Extended Preamble High Rate Single PSDU PPDU를 위한

PDU 구조를 나타낸다. 이 구조는 변조 방식에 따라 아래와 같이 두 가지로 분류할 수 있

다.

RampRampOnOn L2TSL2TS CSFDCSFD PDUAPDUA EFDEFD

Extended PreambleExtended PreambleGAPGAP

H2TSH2TS CSFDCSFD

HR PreambleHR PreamblePSDU1PSDU1 PostPost--

ambleambleRampRampOffOff

Variable 64 symbols

32 bits 16 bits 8 bits 20.0 us540

symbols32 bits Variable Variable8 bits

Scrambled &Differentially

Encoded

LR 2-FSK HR 2-FSK

Scrambled &Differentially

Encoded

RampRampOnOn L2TSL2TS CSFDCSFD PDUAPDUA EFDEFD

Extended PreambleExtended PreambleGAPGAP

H2TSH2TS CSFDCSFD

HR PreambleHR PreamblePSDU1PSDU1 PostPost--

ambleambleRampRampOffOff

Variable 64 symbols

32 bits 16 bits 8 bits 20.0 us540

symbols32 bits Variable Variable8 bits

Scrambled &Differentially

Encoded

LR 2-FSK HR 2-FSK

Scrambled &Differentially

Encoded

RampRampOnOn L2TSL2TS CSFDCSFD PDUAPDUA EFDEFD

Extended PreambleExtended PreambleGAPGAP

H4TSH4TS CSFDCSFD

HR PreambleHR PreamblePSDU1PSDU1 PostPost--

ambleambleRampRampOffOff

Variable 64 symbols

32 bits 16 bits 8 bits 20.0 us540

symbols32 bits Variable Variable8 bits

Scrambled &Differentially

Encoded

LR 2-FSK HR 4-FSK

Scrambled &Differentially

Encoded

RampRampOnOn L2TSL2TS CSFDCSFD PDUAPDUA EFDEFD

Extended PreambleExtended PreambleGAPGAP

H4TSH4TS CSFDCSFD

HR PreambleHR PreamblePSDU1PSDU1 PostPost--

ambleambleRampRampOffOff

Variable 64 symbols

32 bits 16 bits 8 bits 20.0 us540

symbols32 bits Variable Variable8 bits

Scrambled &Differentially

Encoded

LR 2-FSK HR 4-FSK

Scrambled &Differentially

Encoded

Dual PSDU는 전체적으로 GAP을 사이에 두고 두 부분으로 나눌 수 있다. 첫 번째 부분은

PSDU1을 전송하고 Basic Rate Single PSDU 구조와 동일하다. 이 부분은 LR 2-FSK

modulation을 사용하여 전송한다. 두 번째 부분은 PSDU2를 전송하며 변조방식은 LR

4-FSK modulation을 사용한다. Dual PSDU의 구조는 그림 3-23과 같다.

Variable 64 symbols

32 bits 8 bits64

symbols 32 bits Variable Variable8 bits

Scrambled &Differentially

Encoded

LR 2-FSK LR 4-FSK

Scrambled &Differentially

Encoded

RampRampOnOn

L2TSL2TS CSFDCSFD

PreamblePreamblePSDU1PSDU1 EFDEFD GAPGAP

L4TSL4TS CSFDCSFD

PSDU2 PreamblePSDU2 PreamblePSDU2PSDU2 EFDEFD RampRamp

OffOff

Bit-Stuffed

Bit-Stuffed

Variable VariableVariable 64 symbols

32 bits 8 bits64

symbols 32 bits Variable Variable8 bits

Scrambled &Differentially

Encoded

LR 2-FSK LR 4-FSK

Scrambled &Differentially

Encoded

RampRampOnOn

L2TSL2TS CSFDCSFD

PreamblePreamblePSDU1PSDU1 EFDEFD GAPGAP

L4TSL4TS CSFDCSFD

PSDU2 PreamblePSDU2 PreamblePSDU2PSDU2 EFDEFD RampRamp

OffOff

Bit-Stuffed

Bit-Stuffed

Variable Variable

Dual Beacon은 TDMA 부분과 non-TDMA 부분으로 나눌 수 있다. Dual Beacon에서 사

용하는 변조방식은 LR 2-FSK modulation을 사용한다. Dual Beacon의 구조는 그림 3-24

와 같다.

RampRampOnOn L2TSL2TS

PreamblePreamble

TSFDTSFDPSDU1PSDU1 CSFDCSFD PSDU2PSDU2 EFDEFD RampRamp

OffOff

Variable64

symbols 16 bits 32 bits Variable Variable8 bitsVariable

TDMA Scrambled CSMA Scrambled

Bit-Stuffed

Differentially Encoded

RampRampOnOn L2TSL2TS

PreamblePreamble

TSFDTSFDPSDU1PSDU1 CSFDCSFD PSDU2PSDU2 EFDEFD RampRamp

OffOffRampRamp

OnOn L2TSL2TS

PreamblePreamble

TSFDTSFDPSDU1PSDU1 CSFDCSFD PSDU2PSDU2 EFDEFD RampRamp

OffOff

Variable64

symbols 16 bits 32 bits Variable Variable8 bitsVariable

TDMA Scrambled CSMA Scrambled

Bit-Stuffed

Differentially Encoded

Ramp On 필드는 TS 필드의 앞부분에 위치한다. 모든 PPDU format에 대해 Ramp On 필

드는 이 필드의 연접하여 위치한 L2TS 필드와 같은 구성과 변조 방식을 사용해야 한다. 이

는 TS 필드의 패턴이 Ramp On 필드와 TS 필드 사이의 경계선을 기점으로 연결되기 때문

이다.

Low-Rate Training Sequence 필드는 다음과 같이 3가지의 형태로 분류할 수 있다.

TDMA TS 필드는 LR 2-FSK (0,1) 패턴의 16 심볼로 구성되어 있으며 0으로 시작한다.

TTS 필드는 비트 스터핑이나 스크램블 과정을 거치치 않으며 LR 2-FSK modulation으로

전송한다.

CSMA L2TS 필드는 LR 2-FSK (0,1)의 반복 패턴으로 형성되며 64 심볼로 구성되어 있

다. 이 필드의 마지막 심볼은 TDMA TTS 필드의 마지막 심볼과 같은 형태여야 하는데 이

는 Dual Beacon과 TDMA PPDU의 TSFD 필드가 차등 부호화 과정을 거쳤을 때 같은 구

조를 가져야 하기 때문이다. L2TS 필드는 비트 스터핑이나 스크램블 과정을 거치지 않으며

LR 2-FSK modulation으로 전송한다.

CSMA L4TS 필드는 LR 4-FSK (00,11)의 반복 패턴으로 형성되며 64 심볼로 구성되어

있다. L4TS 필드는 비트 스터핑이나 스크램블 과정을 거치지 않으며 LR 4-FSK

modulation으로 전송한다.

TDMA TTS와 CSMA L2TS 필드는 수신기에서 다음과 같이 사용된다.

→ LR 2-FSK 신호의 시작점을 정의한다.

→ Low Rate RX 안테나 다이버시티 기능을 지원할 때 가장 강한 신호를 가지는 안테나를

정의한다.

→ 클럭에 대한 동기를 맞추는 데 사용하므로써 데이터 Recovery를 수행한다.

High-Rate Training Sequence 필드는 다음과 같이 2가지의 형태로 분류할 수 있다.

→ H2TS : HR 2-FSK modulation으로 전송된다.

→ H4TS : HR 4-FSK modulation으로 전송된다.

위의 두 가지 TS 필드를 정의하기 위해 알파벳 {n,p}를 사용한다. 이 알파벳은 위의 두 가

지의 경우에 따라 아래와 같이 다르게 정의한다.

* 심볼 n : d-symbol "0"

* 심볼 p : d-symbol "1"

위의 심볼은 비트 스터핑이나 스크램블 과정을 거치지 않으며 HR 2-FSK modulation으로

전송된다.

* 심볼 n : "00"

* 심볼 p : "11"

위의 심볼은 비트 스터핑이나 스크램블 과정을 거치지 않으며 HR 4-FSK modulation으로

전송된다.

H2TS와 H4TS 필드는 위에서 정의한 알파벳 {n,p}를 이용하여 그림 3-25와 같은 구조로

정의한다. 각 TS 필드는 표 3-10과 같이 정의된 9개의 부필드로 나눌 수 있으며 총 540

심볼( )로 구성된다.

APN(8)APN(8)APN(8) ALTALTALT C0C0C0 C1C1C1 ALTALTALT IPN(2)IPN(2)IPN(2) PN(3)PN(3)PN(3) APN(4)APN(4)APN(4) IPN(1)IPN(1)IPN(1)

240 symbols30

symbols15

symbols15

symbols30

symbols 30 symbols 45 symbols 120 symbols 15 symbols

540 symbols

부필드

명칭

부필드 길이

(d-symbols)정 의

ALT 30 30 d-symbol, (p,n) 패턴의 반복

APN(m) 30m 그림에서 정의된 시퀀스 APN의 m회 반복 형태

C0 15 d-symbol n의 15회 반복 형태

C1 15 d-symbol p의 15회 반복 형태

IPN(m) 15m 시퀀스 IPN의 m회 반복 형태

PN(m) 15m 시퀀스 PN의 m회 반복 형태

위의 표에서 정의한 시퀀스 APN은 다음 그림과 같이 시퀀스 PN과 IPN을 이용하여 정의한

다.

IPNIPNIPN PNPNPNIPNIPNIPN PNPNPN

또한 시퀀스 PN과 IPN은 다음과 같은 구조로 정의한다.

ppnpnppnnpnnnppppnpnppnnpnnnppppnpnppnnpnnnpp

nnpnpnnppnpppnnnnpnpnnppnpppnnnnpnpnnppnpppnn

H2TS와 H4TS 필드는 위와 같이 논리적인 구조는 같으나 알파벳 {n,p}의 정의를 다르게

했으므로 실직적인 시퀀스의 구성을 차이가 있으며 H4TS 필드가 H2TS 필드보다 더 큰 주

파수 편차를 갖는다.

High-Rate TS 필드는 수신기에서 다음과 같이 사용된다.

→ 부필드 APN(8) (240 심볼) : High Rate 수신 안테나 다이버시티가 지원될 경우 가장

강한 신호를 갖는 안테나를 정의하고 AGC acquisition(포착)을 수행하는데 사용

→ 부필드 ALT, C0, C1, ALT (90 심볼) : 주파수 옵셋, 주파수 편차, 신호의 경계에 대한

특성을 정의하는데 사용

→ 부필드 IPN(2), PN(3) (75 심볼) : 심볼과 프레임의 동기를 수행하고 적응형 등화기를

위한 훈련신호(initially)로서 사용

→ 부필드 APN(4), IPN(1) (135 심볼) : 적응형 등화기를 위한 훈련 신호(further)로서 사

용

Start-of-Frame Delimiter (SFD) 필드는 PSDU 필드의 시작점을 정의하며 다음과 같이 두

가지 형태로 분류한다.

TDMA SFD(TSFD)는 그림 3-29에서 나타내는 바와 같이 16 비트 패턴으로 구성된다.

TSFD는 차등 부호화되어 전송된다.

111100111111001111110011 010000100100001001000010

111101111111011111110111 001010010010100100101001

Value before differential encoding

Transmitted value after differential encoding

111100111111001111110011 010000100100001001000010

111101111111011111110111 001010010010100100101001

Value before differential encoding

Transmitted value after differential encoding

CSMA SFD(CSFD)는 그림 3-30과 같이 연속된 4개의 FLAG로 구성되며 총 32 비트이다.

FLAG 패턴은 8 비트 시퀀스 “01111110”의 형태이다.

011111100111111001111110 011111100111111001111110

XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX

011111100111111001111110 011111100111111001111110

011111100111111001111110 011111100111111001111110

Transmitted

Received

011111100111111001111110 011111100111111001111110

XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX

011111100111111001111110 011111100111111001111110

011111100111111001111110 011111100111111001111110

Transmitted

Received

CSFD는 스크램블 과정과 차등 부호화 과정을 거쳐서 전송된다. CSFD 필드의 처음 16비트

는 정의하지 않고 있는데 이는 처음 9 비트의 수신신호에 대해서 스크램블러의 초기 state

를 정의하지 않고 사용하기 때문이다.

PDU Attributes Field는 Extended Preamble High Rate Single PSDU PPDU의 확장된

프리앰블 부분을 나타낸다. 이 필드는 High Rate PSDU의 modulation 방식을 이용한다.

Reserved(8 bits)

ReservedReserved(8 bits)(8 bits)

ModulationType

(4 bits)

ModulationModulationTypeType

(4 bits)(4 bits)

Reserved(4 bits)

ReservedReserved(4 bits)(4 bits)

000000000000000000000000 XXXXXXXXXXXX 000000000000

Reserved(8 bits)

ReservedReserved(8 bits)(8 bits)

ModulationType

(4 bits)

ModulationModulationTypeType

(4 bits)(4 bits)

Reserved(4 bits)

ReservedReserved(4 bits)(4 bits)

000000000000000000000000 XXXXXXXXXXXX 000000000000

위의 그림 3-31에서 Reserved 필드는 PDUA 필드내에서 FLAG 패턴이 나타나지 않도록

한다. Modulation Type 필드는 PSDU의 변조 방식을 나타낸다.

End of Frame Delimiter (EFD)는 하나의 FLAG 패턴으로 구성된다. EFD 필드는 스크램

블 과정과 차등 부호화 과정을 거쳐서 전송된다.

011111100111111001111110

Postamble 필드는 하나의 FLAG 패턴으로 구성된다. Postamble 필드는 스크램블 과정과

차등 부호화 과정을 거쳐서 전송된다.

011111100111111001111110

PSDU1 필드는 PPDU 포맷에 따라 스터핑 과정을 수행하거나 또는 수행하지 않는다.

PSDU1 필드는 TDMA 스크램블러 또는 CSMA 스크램블러를 이용하여 스크램블링 과정을

수행하며 차등 부호화된다.

PSDU1 필드는 Dual PSDU PPDU에 포함되며 MAC 계층 Payload와 Payload CRC를 포

함한다. 비트 스터핑 과정을 거친다.

GAP 필드는 다른 변조 방식을 사용하는 PPDU 사이에 위치한다. Extended Preamble

High Rate PSDU PPDU의 경우 GAP 구간은 16개의 low-rate 심볼 구간( )으로 고

정되어 있다. Dual PSDU의 경우 GAP 구간은 0~16 low rate 심볼 구간이다. 하나의 low

rate 심볼 구간은 이다.

비트 삽입과정은 CSFD 필드와 EFD 필드에서 사용되는 FLAG 패턴이 데이터열에서 나타

나지 않도록 하기 위해 사용된다. 비트 삽입 과정은 비트 단위로 이루어지기 때문에 변조방

식에 영향을 받지 않는다. HomeRF 수신기는 이에 대한 역과정을 수행한다. 스터핑 과정을

거친 결과는 data-dependent PPDU 길이가 된다. 스터핑은 TDMA 포맷과 Dual Beacon

의 TDMA 부분에서는 사용하지 않으며 High-rate 포맷에서도 사용되지 않는다.

스터핑 과정은 다섯 개의 연속된 1이 입력으로 들어올 경우 추가적인 0을 삽입한다. 각각의

PSDU의 시작점에서 스터핑 과정을 시작한다.

이 과정은 다섯 개의 연속된 1이 나올 경우 그 다음에 나오는 비트를 제거한다.

그림 3-34는 일반적인 입력 시퀀스에 대한 비트 스터핑 과정에 대한 예를 보여준다. 밑줄

이 표시된 비트는 스터핑 과정을 통해 삽입된 비트를 의미한다.

01001011011111 01011000011111 110101

01001011011111 0 01011000011111 0 110101

Stuffer input

Stuffer output

01001011011111 01011000011111 110101

01001011011111 0 01011000011111 0 110101

Stuffer input

Stuffer output

스크램블 과정은 클럭 동기를 위해 수행되며 HomeRF의 PPDU 구조에서는 TS 필드와

Ramp On, Ramp Off, GAP 필드를 제외한 필드에서 수행된다. 이 과정은 9 비트 LFSR을

기반으로 한 self-synchronizing 스크램블러를 사용하여 데이터를 랜덤하게 배열한다. 디스

크램블러는 9 비트로 이루어진 self-synchronizing을 이용하여 수행하게 된다. 여기서

self-synchronizing이란 스크램블러의 초기 statet 상태에 대한 정보를 모르는 상태에서 디

스크래블 과정을 거치는 것을 의미한다. 여기서 스크램블 과정을 시작하거나 스크램블 되지

않은 비트에서 스크램블된 비트로의 전환에 있어서도 디스크램블러의 첫 9 비트에 대한 출

력은 정의하지 않는다. 이러한 이유로 HomeRF의 TS 필드 다음에 위치하는 CSFD 필드의

첫 9비트에 대한 수신 비트에 대해서는 정의하지 않고 있다.

CSMA 스크램블러는 “1”,“0”의 반복 패턴과 연속된 “1”패턴이 생성되는 것을 피하기 위해

두 단계의 anti lock-up 매카니즘을 포함하고 있다. 이러한 연속된 시퀀스는 차등 부호화

과정을 거쳤을 때 심볼 클럭을 유지하는데 성능저하를 초래하는 상수 편차(constant

deviation)를 발생시키므로 반드시 피해야 한다. 디스크램블러는 동기를 유지하기 위해

lock-up 매카니즘을 포함하여 스크램블의 과정에 대한 역과정을 수행한다.

CSMA 스크램블러 코어에 대한 구조는 그림 3-35와 같으며 식 (3.1)의 CSMA 스크램블러

생성 다항식과 두 단계의 anti-lock-up 매카니즘으로 이루어진다.

CSMA ScramblerCore

CSMA ScramblerCore

A single input A single outputCSMA Scrambler

CoreCSMA Scrambler

CoreA single input A single output

(3.1)

그림 3-36은 anti-lock-up 매카니즘을 적용하지 않은 경우의 스크램블러 코어를 나타낸다.

1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/zXORXOR

In Out1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z 1/z1/z

XORXORIn Out

[ anti-lock-up 매카니즘의 단계 1 ]

이전 사이클에 있어서 shift register 비트와 입력 비트가 모두 0또는 모두 1일 경우이거나

lock up state가 이전 cycle의 정보를 알지 못할 경우 출력 상태를 전환한다.

[ anti-lock-up 매카니즘의 단계 2 ]

입력을 shift register 비트로 넣어주는데 여기서 입력 비트는 16번의 cycle 동안은 모두 0

또는 1의 값이다.

anti-lock-up 매카니즘을 포함한 CSMA 스크램블러 코어의 구조는 다음 그림 3-37과 같

다.

CSMA 스크램블러의 과정은 그림 3-38과 같다.

XORXOR

ScramblerCore

ScramblerCore

Scrambled Data OutUnscrambled Data In •XORXOR

ScramblerCore

ScramblerCore

Scrambled Data OutUnscrambled Data In •

CSMA 디스크램블러의 과정은 그림 3-39와 같다.

ScramblerCore

ScramblerCore XORXORScrambled Data

In

Unscrambled Data Out•

ScramblerCore

ScramblerCore XORXORScrambled Data

In

Unscrambled Data Out•

스크램블 과정을 거친 데이터는 원래의 데이터와 스크램블링 시퀀스(SS)의 Exclusive-OR

연산 과정을 거침으로서 얻을 수 있다. DECT의 표준에서와 같이 스크램블링 시퀀스는 각

부프레임마다 차이가 있다. 여기서 스크램블링 시퀀스는 길이 31의 가상 랜덤 시퀀스에 기

반을 두고 있고 위의 시퀀스와 그 역을 교대로 반복한다. 이러한 31 비트의 시퀀스는 5

Stage Shift Register( )에 의해 생성된다. Shift Register의 출력 비트는 역 매카니

즘 “I"의 상태에 따라 전환된다.

Register Value

1

Inversion Mechanism inverting

(3.2)

차등 부호화 과정의 입력으로 변조 방식에 따른 심볼열이 들어가게 된다. Bit/Symbol 전환

과정은 이전의 비트열을 변조 방식에 따른 심볼열로 변환하는 과정을 수행한다.

Scrambler

A stream of bits

Scrambler A stream of bits

Differential Encoder

A stream of symbols

Differential EncoderA stream of symbols

TranslationScrambler

A stream of bits

Scrambler A stream of bits

Differential Encoder

A stream of symbols

Differential EncoderA stream of symbols

Translation

Bit Symbol

0 0

1 1

2-Bit Sequence Symbol (b1,b0)

0 followed by 0 00

0 followed by 1 01

1 followed by 0 10

1 followed by 1 11

차등 부호화 과정은 2-FSK의 경우와 4-FSK의 경우에 따라 다음과 같이 수행한다.

2-FSK 차등 부호기의 구조는 그림 3-41과 같다.

++

1/Z1/Z

Inputsymbol

Outputd-symbolPrevious d-symbol

1NOTNOT

1

1

++

1/Z1/Z

Inputsymbol

Outputd-symbolPrevious d-symbol

1NOTNOT

1

1

4-FSK 차등 부호기의 구조는 그림 3-42와 같다.

++

1/Z1/Z

Inputsymbol

Outputd-symbol

Previousd-symbol

2NOTNOT

2

2

++

1/Z1/Z

Inputsymbol

Outputd-symbol

Previousd-symbol

2NOTNOT

2

2

차등 복호화 과정은 2-FSK의 경우와 4-FSK의 경우에 따라 다음과 같이 수행한다.

2-FSK의 차등 복호기의 구조는 그림 3-43과 같다.

1/Z1/Z

-- NOTNOT

Inputd-symbol

Outputsymbol

Previousd-symbol

1+_

1/Z1/Z

-- NOTNOT

Inputd-symbol

Outputsymbol

Previousd-symbol

1+_

4-FSK의 차등 복호기의 구조는 그림 3-44와 같다.

1/Z1/Z

NOTNOT

Inputd-symbol

--+_

Outputsymbol

Previousd-symbol

2

2

1/Z1/Z

NOTNOT

Inputd-symbol

--+_

Outputsymbol

Previousd-symbol

2

2

이 단락에서는 HomeRF Device가 LR 2-FSK 변조 방식 또는 LR 4-FSK 변조 방식을 사

용하는 전송에 따라 2-FSK 또는 4-FSK d-symbol을 캐리어 주파수 편차에 어떻게 할당

하는지에 대해 설명한다. Low-rate 변조 방식은 2-FSK, 4-FSK 방식 모두 800kHz의 심

볼율에 기반하고 있으며 LR 변조 심볼 구간은 이다. 는 TS 필드의 마지막 8 심

볼을 포함하는 심볼 윈도우 내에서의 최고 양 주파수 편차와 최고 음 주파수 편차의 차이로

정의된다.

LR 2-FSK 변조기는 symbol 0을 의 최고 전송 주파수로 전송하고 symbol 1

을 의 최고 전송 주파수로 전송한다. LR 2-FSK 변조 경우의 와 캐리어 편

차를 표 3-14와 표 3-15에 나타내었다.

Constraint on

(LR 2-FSK)

Value

(kHz)

Minimum 200

Nominal 280

Maximum 350

2-Level FSK

d-symbol

Nominal Carrier

Deviation

Carrier Deviation

Accuracy (kHz)

0

1

LR 4-FSK 변조 경우의 와 캐리어 편차를 표 3-16과 표 3-17에 나타낸다.

Constraint on

(LR 4-FSK)

Value

(kHz)

Minimum 270

Nominal 315

Maximum 380

4-Level FSK

d-symbol

Nominal Carrier

Deviation

Carrier Deviation

Accuracy (kHz)

00

01

10

11

이 단락에서는 HomeRF Device가 HR 2-FSK 변조 방식 또는 HR 4-FSK 변조 방식을 사

용는 전송에 따라 2-FSK 또는 4-FSK d-symbol을 캐리어 주파수 편차에 어떻게 할당하

는지에 대해 설명한다. How-rate 변조 방식은 2-FSK, 4-FSK 방식 모두 5MHz의 심볼율

에 기반하고 있으며 LR 변조 심볼 구간은 이다.

HR 2-FSK 변조 경우의 와 캐리어 편차를 표 3-18과 표 3-19에 나타내었다.

Constraint on

(HR 2-FSK)

Value

(kHz)

Minimum 1400

Nominal 1550

Maximum 1750

2-Level FSK

d-symbol

Nominal Carrier

Deviation

Carrier Deviation

Accuracy (kHz)

0

1

HR 4-FSK 변조 경우의 와 캐리어 편차를 표 3-20과 표 3-21에 나타내었다.

Constraint on

(HR 4-FSK)

Value

(kHz)

Minimum 1800

Nominal 2000

Maximum 2250

4-Level FSK

d-symbol

Nominal Carrier

Deviation

Carrier Deviation

Accuracy (kHz)

00

01

10

11

HomeRF에서는 두 가지 레벨의 전송 전력을 제공한다. 표 3-22은 HomeRF의 각 노드별

전송 전력 레벨을 나타낸다.

HomeRF Node Type Power ClassMinimum Power

Level

Maximum Power

Level

I-Node Class 1 (Normal) 12 dBm 30 dBm

I-Node Class 2 (Normal) 0 dBm 4 dBm

Class-1 CP Class 1 (Normal) 16 dBm

non-contention 전송

: 30 dBm

나머지 : 21 dBm

All except I-node

and Class-1 CPClass 1 (Normal) 16 dBm 21 dBm

All except I-nodeClass 2

(Low Power)0 dBm 4 dBm

이동 통신 시스템의 수신기를 고려할 때, DC 옵셋은 ADC 등의 하드웨어에서 발생하는 문

제로서 DC 옵셋이 있을 경우에 성능 저하의 원인이 되므로 DC 옵셋 성분은 신호로부터 제

거되어야 한다.

보통 DC 옵셋은 수신과정에서 부가되며 이에 의해 시스템의 성능이 저하되므로 DC 옵셋

제거 방식이 요구된다. 보통 정확하게 DC 옵셋을 제거하기 위해서는 송, 수신단이 미리 알

고 있는 훈련 신호가 필요하다. 본 연구에서는 홈 네트워크 시스템 규격 중 HomeRF 시스

템의 기존 PDU 구조 내에 존재하는 TS 필드를 DC 옵셋 추정을 위한 훈련 신호로 이용하

여 실험하였다. 본 연구에서 제안한 알고리즘은 기존의 PDU 구조를 이용함으로서 부가적인

훈련 신호의 추가 없이 DC 옵셋을 추정하게 된다.

수신 훈련 신호의 평균 옵셋값을 이용한 DC 옵셋 보상 기법은 한 패킷내의 수신 TS 필드

신호의 평균값과 약속된 훈련 신호의 평균값간의 차를 이용하여 DC 옵셋값을 추정, 보상하

게 된다. 이 알고리즘은 하드웨어의 복잡도를 최소화하였으며 적은 계산량으로 성능 이득을

얻을 수 있다. 또한 이전 패킷에서 추정한 DC 옵셋값과 현재 패킷에서의 수신 TS 필드 신

호를 이용한 적응형 방식의 경우 빠른 시변 특성을 가진 페이딩 채널을 고려한 환경에서 높

은 성능 이득을 볼 수 있다.

수신기 설계시 수신기의 가격, 크기, 그리고 대량 생산을 고려한 소비경향에 대한 요구조건

을 만족해야 한다. 이러한 MT를 설계하기 위한 조건을 만족하는 효율적인 수신기의 예로서

DCR를 들 수 있다. DCR은 입력 Carrier를 중간 주파수 없이 바로 기저대역으로 변환하는

개념의 수신기이다.

IF가 “frequency 0(zero)”이면 수신기에서 신호 수신시 Image 신호에 대해 고려하지 않아

도 되며 analog 필터링의 문제에 대해 다루기 쉽다. "zero IF"를 만족하는 수신기에서는 원

하는 신호를 기저대역으로 바로 변환시키는데 A/D converter와 DSP 회로가 복조와 다른

부수적인 기능을 수행하기 된다. 따라서 DCR 수신기 구조는 RF 필터의 감도 문제를 완화

시키고 모든 IF 아날로그 부속을 제거할 수 있게 됨으로써 저가격, 낮은 전력, 높은 집약성

에 대한 요구를 만족시킬 수 있다. 그러나 이러한 수신기의 구조는 일반적으로 사용되는

Superheterodyne 수신기에서는 존재하지 않는 몇몇 노이즈에 영향을 받으므로 이가 문제

시되고 있다. 그중 하나가 DC 옵셋에 대한 문제이다.

Local oscillator의 Self-mixing에 의해 현저하기 증가하는 DC 옵셋 noise는 신호 진폭의

약 50 내지 100배까지 신호의 왜곡을 초래할 수 있으므로 신호에서 보상하지 않을 경우 성

능을 저하시킬 수 있다. 게다가, 기저대역 신호에서의 진폭성분을 포화시키므로 비선형 신

호 왜곡을 초래하게 된다. DC 옵셋은 다음과 같은 원인에 의해 발생한다.

O 안테나의 의한 Local oscillator 신호 누출, 신호 반사와 Mixer를 통한 DC성분의

Self-downconverting

O LO와 DC로의 Self-downconverting에서의 신호 누설에 의한 근접 채널 간섭현상

O Transistor mismatch (in the signal path)

특히 수신기의 Front-end 부분의 디자인에 있어서 ②와 ③에 의한 누설 현상은 몇몇 범위

내에서 줄일 수 있으나 DC 옵셋은 완벽하게 제거되지 않으므로 수신기의 성능을 저하하는

주된 요인이 된다. 그림 3-45는 DC 옵셋이 발생하게 되는 원인을 나타낸다.

BPF LNA ⊗ ⊕

LO

twA 0cos

ttt qsw +=

SelfSelf--mixing of interferermixing of interferer

LO selfLO self--mixingmixing

DC

기저대역으로 복조된 FSK 신호는 DC 옵셋 추정기의 입력으로 들어가게 된다. 이 과정에서

송수신단에서 미리 알고 있는 TS 필드를 이용하여 해당 구간동안 평균 DC 옵셋을 추정하

게 되는데 식 (3.3)과 같다.

(3.3)

여기서 r(k)는 수신 신호를 나타내고 는 기준신호 즉, TS 필드를 나타낸다. L은 TS필

드의 길이이다. 식 (3.3)과 같이 TS 필드 구간동안 추정된 DC 옵셋을 기저대역으로 복조된

수신 신호로부터 제거함으로써 DC 옵셋 보상을 수행하게 된다. 식 (3.4)는 DC 옵셋이 보상

된 신호를 나타낸다.

(3.4)

여기서 P는 패킷의 전체 길이를 나타낸다.

본 알고리즘에서는 하나의 패킷 내에서 추정된 DC 옵셋은 해당 패킷에서만 적용되며 다음

패킷에서는 해당 패킷의 프리앰블을 이용하여 DC 옵셋을 다시 추정하게 된다.

본 연구에서 제안한 DC 옵셋 추정기법에서는 수신기에서의 Interferer의 Self-mixing과

LO self-mixing에 의한 DC 옵셋의 발생 요인을 고려하여 이전 패킷에서 추정한 DC 옵셋

의 정보를 이용하는 적응형 방식을 적용하였다. 본 알고리즘은 현재 패킷에서의 수신 학습

열 신호와 이전 단에서 추정한 DC 옵셋값을 이용하여 현재 패킷의 DC 옵셋값을 추정하게

된다.

그림 3-47은 제안된 DC 옵셋 보상기의 구조를 나타내며 다음과 같이 세 단계를 거쳐 DC

옵셋을 추정하고 보상하게 된다.

Rampon

RampRampon on

PreamblePreamblePreamble

TSTSTS CSFDCSFDCSFDPSDU1PSDU1PSDU1 EFDEFDEFD

GAPGAPGAPPSDU2 PreamblePSDU2 PreamblePSDU2 Preamble

TSTSTS CSFDCSFDCSFDPSDU2PSDU2PSDU2 EFDEFDEFD Ramp

off RampRamp

off off

variable64

symbols32bits variable

variable

8bits

64symbols

32bits variable

8bits variable

Bit-Stuffed

Scrambled &Differentially

Encoded

2-FSK

Bit-Stuffed

Scrambled &Differentially

Encoded

4-FSK

O 단계 1 : Averaging the received signal for k<L

기저대역으로 복조된 FSK 신호와 TS 필드는 DC 옵셋 보상기의 입력으로 들어간다. 하나

의 패킷에 대한 TS 필드 구간동안 수신된 신호에 대하여 평균값을 구하면 다음과 같다.

(3.5)

여기서 L은 TS 필드의 길이이다. k는 TS 필드의 index이며 구간이며, t는 패킷의

index를 나타내며 구간의 값을 가진다. 여기서 는 전체 패킷의 개수를 나타

낸다.

O 단계 2 : DC-offset estimation using the adaptive method

위의 식 (3.6)과 과거 패킷의 평균 옵셋 신호를 이용하여 현재 패킷에 대한 평균 옵셋 신호

를 다음과 같이 구할 수 있다.

(3.6)

여기서 초기값은 과 같다.

현재 패킷 t의 평균 옵셋 신호는 이전 패킷의 평균 옵셋 신호와 현재 패킷의 TS 필드의 평

균값을 이용하여 계산한다. 여기서, 는 가중치 계수이고 는 Normalization 계수는 나

타낸다. 여기서 는 다음과 같다.

(3.7)

이고

(3.8)

식 (3.7)의 평균 옵셋 신호와 기준 신호인 TS 필드, 를 이용하여 현재 패킷 p에 대

한 평균 옵셋값을 다음과 같이 추정해 낼 수 있다.

(3.9)

O 단계 3 : DC-offset compensation for received signal

식 (3.9)와 같이 추정된 옵셋값은 데이터 구간의 신호에서 아래와 같이 계산함으로써 옵셋

이 보상된 신호를 얻게 된다.

번째 패킷에 대해,

(3.10)

여기서 P는 하나의 패킷에 대한 전체 데이터의 길이를 나타내며 는 옵셋이 보상된

신호를 나타낸다. 하나의 패킷 내에서 추정된 DC 옵셋은 해당 패킷에서만 적용되며 다음

패킷에서는 해당 패킷의 프리앰블을 이용하여 DC 옵셋을 다시 추정하게 된다.

),( ktr

⊕Weighting

Process for

Weighting Process

for )1( −tva

Weighting Process

for

Weighting Process

for )1( −tva

Normali- zation

using

Normali- zation

using )(tm

Normali- zation

using

Normali- zation

using )(tm ⊕

∑−

=

1

0

)(1 L

kTS ks

L

Bank ofTS FieldBank ofTS Field

•

•

⊕∑

−

=

1

0

),(1 L

k

ktrL

),(' ktr

)(ˆ t∆

+

-

Adaptation BlockAdaptation Block

CompensationCompensationBlockBlock

+

-

PkL <≤

Lk <•

본 단락에서는 앞서 제안한 수신 훈련 신호의 평균값과 훈련 신호의 차를 이용한 DC 옵셋

보상 기법과 성능 향상을 위한 적응형 DC 옵셋 보상 기법을 적용한 HomeRF 시스템의 송

수신기 성능에 대하여 모의 실험한 결과를 제시한다.

본 연구에서 사용한 채널 모델은 AWGN 채널과 Rayleigh 페이딩 채널로 모델링 하고 채널

수치는 표 3-23과 같으며 실험을 위한 시스템 환경은 다음과 같다.

O 실험 환경

변조 방식 : 2-FSK 변조, 4-FSK 변조

데이터 전송률 : 0.8 Mbps, 1.6 Mbps

심볼, 주파수 및 프레임 동기가 완벽하다고 가정

스크램블러는 사용하지 않음

TS 필드 길이 : 64 심볼

데이터 필드 길이 : 512 Bytes

채널 호핑 고려

채널레일리 다중경로 페이딩 채널

AWGN 채널

도플러 주파수 10 Hz, 50 Hz

채널 경로수 Direct Path 만을 고려

채널 호핑 75개 채널 호핑

Angle Spread 고려하지 않음

그림 3-48은 HomeRF 시스템의 수신신호와 훈련 신호와의 차를 이용한 DC 옵셋 추정기의

의 변화에 따른 옵셋 추정 정도를 나타낸다. 채널은 Flat Rayleigh 페이딩 채널을

사용하였고 변조 방식은 2-FSK의 경우를 고려하였다. 도플러 주파수는 10 Hz일 경우를 고

려하였다. 그림 3-48의 실험에서는 DC 옵셋 10%와 30%의 경우에 대해 실험하였다. 그림

에서 보는 바와 같이 제안한 DC 옵셋 추정기를 사용하였을 경우 15 dB에서 에러 분산 값

이 정도임을 알 수 있다.

그림 3-49는 AWGN 채널 환경을 고려하였을 때 10, 30, 50 %의 DC 옵셋에 대해서 제안

된 DC 옵셋 보상기의 성능을 비교한 그래프이다. 그림에서 볼 수 있듯이 DC 옵셋이 보상

된 경우, DC 옵셋 잡음의 영향을 받지 않은 경우의 성능과 유사하게 옵셋의 영향을 보상하

였음을 알 수 있다.

그림 3-50은 Flat Rayleigh 페이딩 채널을 고려하였을 경우 제안한 옵셋 보상기에 대한 비

트 에러율 성능 그래프를 나타낸다. 실험에서 고려한 DC 옵셋값은 FSK 신호 전력을 기준

으로 10, 20, 30%일 경우에 대하여 실험하였으며 옵셋을 보상하였을 경우, 옵셋을 보상하

지 않았을 경우, 그리고 DC 옵셋 잡음의 영향을 받지 않았을 경우에 대한 실험 결과를 제

시하였다. 본 실험 결과에서 볼 수 있듯이, BER 을 기준으로 DC 옵셋을 보상하였을

경우가 DC 옵셋을 보상하지 않았을 경우보다 약 4 dB의 성능 개선이 있음을 알 수 있다.

10 15 20 25 30

Eb/N0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

Nor

mal

ized

DC

Off

set

30% DC offset

10% DC offset

4 6 8 10 12 14

Eb/N0

1.0E-06

1.0E-05

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

DC-offset : 50% (No Compensation)

DC-offset : 30% (No Compensation)

DC-offset : 10% (No Compensation)

DC-offset : 50% (Compensation)

DC-offset : 30% (Compensation)

DC-offset : 10% (Compensation)

No DC-offset Added

No CompensationNo Compensation

CompensationCompensation

No DCNo DC--offset Addedoffset Added

0 4 8 12 16 20 24 28

Eb/N0

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00B

it E

rror

Rat

io (B

ER

)

No compen. (DC-offset 30%)

No compen. (DC-offset 20%)

No compen. (DC-offset 10%)

Compensation (DC-offset 30%)

Compensation (DC-offset 20%)

Compensation (DC-offset 10%)

No DC offset Added

No Compensation

Compensation

그림 3-51은 연구에서 제안된 적응형 방식을 이용한 DC 옵셋 보상기에서 가중치 계수에

따른 에러 성능을 나타낸다. 채널은 Flat Rayleigh 페이딩 채널을 사용하였고 변조 방식은

2-FSK의 경우를 고려하였다. 도플러 주파수는 50 Hz일 경우를 고려하였다. 그림 3-51의

실험에서는 DC 옵셋 30%의 경우에 대해 실험하였다. 그림에서 볼 수 있듯이 제안한 DC

옵셋 보상기의 가중치 계수는 1.0을 기점으로 Error Ratio가 최소값을 가짐을 알 수 있다.

그림 3-52와 3-53은 제안된 적응형 방식을 이용한 DC 옵셋 보상기의 에러율 성능 그래프

를 나타낸다. 그림 3-52는 Flat Rayleigh 페이딩 채널을 고려하였을 경우에 대한 성능을

나타낸다. 본 실험에서 사용된 가중치 계수는 0.9이며 DC 옵셋 10, 50%의 경우에 대하여

실험하였다. DC 옵셋 10%의 경우, BER 성능 를 기준으로 약 8 dB의 성능 개선을

얻을 수 있음을 확인하였다. 또한 그림 3-53에서 나타낸 실험 결과는 AWGN 채널을 고려

하였을 경우에 대한 성능 그래프를 나타낸다. DC 옵셋을 보상한 경우와 보상하지 않은 경

우를 비교하여 볼 때 성능의 향상이 있음을 알 수 있으나, 적응형 방식을 사용하지 않은 경

우와 비교하여 볼 때 AWGN 채널 환경하에서는 적응형 방식을 이용한 DC 옵셋 보상기의

성능이 떨어짐을 알 수 있다. 그러나 그림 3-53에 나타난 실험 결과를 볼 때, 적응형 방식

을 이용한 DC 옵셋 보상기의 경우 페이딩 채널의 시변 특성을 고려하여 이전 패킷과 현재

패킷에서 추정한 옵셋값을 동시에 이용하므로 빠른 시변 특성을 고려한 페이딩 채널 환경의

경우 적응형 방식을 이용한 DC 옵셋 보상기의 성능이 우수함을 알 수 있다.

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2

weighting factor

Err

or ra

tio

0 8 16 24

Eb/N0

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

Bit

Err

or P

roba

bilit

y (B

EP)

Compensation (DC Offset 50%)

Compensation (DC Offset 10%)

No Compen. (DC Offset 50%)

No Compen. (DC Offset 10%)

No DC offset Added

No Compensat ion

Compensat ion

6 8 10 12 14

Eb/N0

1.0E-06

1.0E-05

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

DC-offset : 50% (No Compensation)

DC-offset : 10% (No Compensation)

DC-offset : 50% (Compensation)

DC-offset : 10% (Compensation)

No DC-offset Added

CompensationCompensation

No CompensationNo Compensation

그림 3-54는 제안된 두 가지 알고리즘에 대한 비교 그래프를 나타낸다. 실험 환경은 Flat

Rayleigh 페이딩 채널 환경이며 도플러 주파수는 50 Hz인 경우에 대하여 실험하였다. DC

옵셋 10, 30%인 경우에 대하여 옵셋이 보상되지 않은 경우, 수신 훈련 신호와 훈련 신호와

의 차를 이용한 옵셋 보상 기법을 사용한 경우, 적응형 방식을 이용한 옵셋 보상 기법을 사

용한 경우에 대하여 실험하였다. DC 옵셋 30%의 경우 적응형 방식을 이용한 옵셋 보상 기

법이 일반적인 옵셋 보상 기법과 비교하여 볼 때, BER 을 기준으로 약 4 dB정도 성

능이 우수함을 알 수 있다.

0 4 8 12 16 20 24

Eb/N0

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00B

it E

rror

Pro

babi

lity

(BE

P)

No Compen. (DC-offset 30%)

No Compen. (DC-offset 10%)

Compensation (Simple Method : DC-offset 30%)

Compensation (Simple Method : DC-offset 10%)

Compensation (Proposed Method : DC-offset 30%)

Compensation (Proposed Method : DC-offset 10%)

이동 통신 채널 환경의 특성은 시간에 따라 채널 계수가 변하는 시변 특성을 가지므로 위상

과 크기 정보의 변화가 시스템의 성능에 영향을 주게 된다. 일반적으로 FSK 변조 방식의

경우 비동기 검파(noncoherent detection) 방식을 사용함으로써 하드웨어의 복잡도나 비용

을 줄일 수 있다는 장점을 가진다. 비동기 수신 방식은 페이딩이 너무 빨라 채널을 추정하

기 불가능하거나 채널 추정기를 이용하는 비용이 높을 경우에 적합하며 직교신호에 대해 제

곱 결합기를 이용하거나 차동(differential coherent) 변조 방식을 사용하는 경우이다. 그러

나 비동기 검파 방식의 사용으로 인해 동기 검파(coherent detection) 방식에 비해 3 dB

정도의 성능 저하가 있다는 문제점을 안고 있다.

동기 검파 방식을 취하기 위해서는 수신기에서의 채널 추정이 필수적인 요소이다. 일반적으

로 채널 추정을 위한 방식으로는 크게 두 가지 관점에서 많은 연구가 이루어졌다. 첫 번째

로는 파일롯 심볼이나 채널을 전송하는 방식으로서, 시스템을 구현하는데 있어서 가장 용이

한 방식이다. 현재 상용화중인 IS-95 시스템의 순방향 링크나 차세대 이동 통신을 위해 많

은 연구가 진행중인 IMT-2000 시스템의 경우, 파일롯 심볼 및 채널을 통해 채널 추정 및

동기식 검파 방식을 수행하고 있다. 두 번째로는 송수신기간의 어떠한 정보의 교류 없이 수

신기 스스로 채널에 관한 정보를 얻는 블라인드 채널 추정에 관한 연구가 진행되어 왔다.

블라인드 채널 추정의 경우, 파일롯 심볼이나 채널의 할당을 필요로 하지 않기 때문에 송신

기에서 전력 이득을 얻을 수 있다. 하지만 많은 계산량을 필요로 하고 이동 통신 채널에서

의 시변 특성에 대한 추적 능력을 얻기에는 실제 시스템에서의 복잡도가 커지므로 간단한

시스템 하드웨어를 요구하는 시스템에서는 적합하지 않다.

본 연구에서는 동기 검파 방식을 수행하기 위한 채널 추정 방식으로 많은 복잡도를 필요로

하지 않으며 부가적인 프리앰블의 추가 없이 기존 시스템의 프리앰블을 이용하여 수행 가능

한 채널 추정 방식에 대하여 제안한다.

본 장에서는 패킷의 수신 학습열의 평균 신호를 이용하여 해당 패킷의 채널 응답을 추정하

는 방식과 Decision feedback 방식을 이용하여 빠른 시변 특성을 가진 페이딩 채널의 경우

채널 응답을 추정해 나가는 방식에 대하여 제안한다. 또한 제안된 채널 추정 방식을 이용한

동기식 수신기 시스템을 구성하고 이에 대한 성능을 실험하고 분석한다. 먼저 1 에서는

HomeRF 시스템의 송수신 신호 및 채널 모델에 대해 살펴본다. 2 에서는 동기화된 수신 훈

련 신호의 평균값을 이용한 채널 추정방식에 대하여 살펴본다. 3 에서는 Decision

feedback 방식을 이용하여 채널의 시변 특성을 추정해 나가는 채널 추정 방식에 대하여 살

펴본다. 마지막으로 4 에서는 연구에서 제안한 채널 추정기를 시스템에 적용한 동기식 수신

기에 대한 성능을 모의 실험을 통해 분석하였다.

HomeRF 시스템의 환경이 가정내 환경임을 고려할 때 채널을 모델링 하면 주파수 비 선택

적인 레일리 페이딩 채널이라고 가정할 수 있다. 시점 k에서의 채널 응답에 대한 기저대역

표현은 다음과 같다.

(3.11)

여기서 은 l번째 단말에서의 신호성분을 나타내며 은 l번째 단말에서 보낸 신호를 고

려할 때 이 신호가 s번째 경로를 거쳐 도착된 지연시간(delay)을 나타낸다. 또한 은 l번

째 단말에서의 s번째 경로를 통한 신호의 전력 크기(amplitude)를 나타내며 은 이 신호

의 위상(phase)값을 나타낸다. HomeRF 시스템은 가정내 환경을 고려하므로 rms delay

spread는 50ns, Maximum delay spread는 300ns를 가정한다.

따라서 수신된 신호 는 다음과 같다.

(3.12)

위의 식에서 는 채널 왜곡 성분이고, 은 부가성 백

색 잡음(AWGN)이고, 은 의 Equivalent complex envelop이

다.

수신기에서의 비동기 검파를 위한 결정규칙은 2-FSK의 경우 다음과 같다.

(3.13)

여기서 는 시점 k에서의 전송 신호이다. 또한 는 시점 k에서 주파수 에 대한

채널 출력 신호이며 는 시점 k에서 주파수 에 대한 채널 출력 신호를 나타낸다.

식 (3.13)에서 알 수 있듯이, 비동기 검파의 경우 수신기는 채널 정보를 사용하지 않는다.

그러나 동기 검파의 경우, 수신기는 신호 검파를 위해 채널 정보를 이용하게 된다. 동기 검

파에 대한 결정 규칙은 식 (3.14)와 같다.

(3.14)

여기서 는 시점 k에서의 채널 정보를 나타낸다. 식 (3.14)에서의 검파를 위한 값인

는 채널 정보를 이용한다. 다시 말해서

은 채널 왜곡이 보상된 정보를 의미한다. 따라서 동기 검파의 경우, 채널 추정은 필수적인

과정이다.

본 연구에서는 위의 동기 검파 과정에서 필요한 채널 추정 알고리즘을 제안한다. 일반적으

로 수신기에서의 채널 추정을 위해 송수신기간에 동기화된 훈련신호가 필요하다. 본 연구에

서 제안한 알고리즘은 부가적인 훈련신호를 추가하지 않고 기존의 시스템에 존재하는 프리

앰블을 이용하여 채널을 추정한다. 제안된 채널 추정 알고리즘을 위한 훈련 신호로서

HomeRF 시스템 PDU 구조내의 TS 필드를 이용하였으며 구조는 그림 3-55와 같다.

본 단락에서 서술하는 알고리즘은 한 패킷에 대하여 평균 채널 값을 추정하기 위해 TS 필

드 구간동안의 수신 신호의 평균값을 취하여 평균 채널 값을 추정하게 된다. 제안된 알고리

즘의 블록도는 그림 3-56과 같다. 한 패킷에 대한 평균 채널 추정값을 라고 할 때 이

는 다음과 같다.

(3.15)

여기서 L은 한 패킷당 TS 필드의 길이를 나타낸다. 식 (3.15)에서 는 TS 필드

구간의 k번째 신호에 대한 순시 채널 값을 나타내며 다음과 같다.

(3.16)

여기서 r(t,k)는 k번째 송신 신호에 대한 채널 출력을 나타내고 는 송신 비트에 대한

에너지를 나타낸다. 식 (3.16)을 이용하여 한 패킷에 대한 평균 채널 추정값을 구한 후 이

를 이용하여 채널값을 보상하게 된다. 시점 k에서의 수신 신호에 대한 신호와 추정된 채널

응답은 식 (3.17)과 식 (3.18)과 같다.

(3.17)

(3.18)

위의 식 (3.17)에서 는 번째 패킷, 시점 에서 수신된 주파수 채널 에 대한

수신값이다. 수신 신호에 대한 채널 응답 보상 신호는 식 (3.19)와 같다.

(3.19)

식 (3.19)를 통하여 얻은 신호를 이용하여 동기 검파를 수행하게 된다. 동기 검파를 수행하

여 최종적으로 복조된 FSK 복조 신호는 그림 3-56에서의 이며 FSK 에너지 검출

과정을 통하여 복조된다. 위의 평균 채널 추정값은 해당 패킷에서 적용되며 다음 패킷에서

는 그 패킷의 TS 필드를 이용하여 해당 패킷 구간의 채널값을 추정하여 적용한다.

1 0 1 0 1 0 1 0 ...2-FSK 1 1 0 0 1 1 0 0 ...4-FSK

Low Rate TS Strucutre

APN(8) ALT C0 ALT IPN(2) PN(3) APN(4) IPN(1)

High Rate TS Strucutre

r(t,k)

∑−

=

1

0

),(1 L

k

ktrL

Bank ofTS FieldBank ofTS Field

ChannelEstimation

PkL <≤

Lk < ⊗

FSKEnergy

Detection

FSKEnergy

Detection

r’(t,k)

)(th

2 에서 서술한 채널 추정 방식의 경우 페이딩의 변화가 심하지 않을 경우 사용되며 채널의

변화가 심할 경우나 채널 변화에 비해 패킷의 길이가 길 경우에는 채널의 변화를 추적할 수

있는 방식이 요구된다. 본 단락에서는 결정 궤환 방식을 이용하여 그 변화를 추적하여 보상

하는 방법을 제안하고 있다. 그림 3-57은 본 연구에서 제안한 결정 궤환 방식을 이용한 채

널 추정 방식의 블록도를 나타낸다.

구간 ,즉 TS 필드 구간에 대한 채널의 출력을 라고 할 때 해당 패킷에 대한

평균 채널 값 을 아래와 같이 계산한다.

(3.20)

여기서 페이딩의 k번째 신호에 대한 순시 채널값은 아래와 같다.

(3.21)

TS 필드 구간동안 식 (3.21)과 같이 구한 평균 채널 추정값과 데이터 구간동안의 순시채널

값을 이용하여 매 k번째 신호에 해당하는 채널값을 추정하여 보상하게 된다. 구간

에서 시점 k에 대한 채널 추정값은 식 (3.22)와 같다.

(3.22)

식 (3.22)에서 보는 바와 같이 시점 에서의 순시 채널 추정값은 만큼의 가중치를 둔

패킷 에서의 수신 훈련 신호의 평균값과 만큼의 가중치를 둔 순시채널 추정값의 조합으

로 구한다. 위의 식에서 순시채널 추정값인 는 이전 시점 에서 추정한 채널

값과 시점 에서의 수신 FSK 신호에 대한 채널 응답의 조합으로 구할 수 있으며 식

(3.23)과 같다.

, for (3.23)

여기서 는 시점 에서의 순시 채널값을 나타낸다. 는 시점 에서의

수신 데이터 신호의 값을 이용하게 된다. M-FSK 변조 방식을 사용하므로 위상 지연을 고

려하지 않는다고 가정하면 번째 수신 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

(3.24)

위의 식에서 는 번째 패킷, 시점 에서 수신된 주파수 채널 에 대한 수신값

이다. FSK 전송 신호에서 신호 를 전송할 때 채널 에 전력 '1'을 전송하고 나머

지 채널에는 전력을 전송하지 않으므로(전력 ”0“), 수신기에서는 이 수신 신호에 대하여 그

림 3-57에서 나타난 바와 같이 FSK 에너지 검출 과정을 거쳐서 FSK 복조 과정을 거친 후

에 대한 수신 채널 응답을 로 사용하게 된다.

에 대한 초기값 는 다음과 같다.

(3.25)

최종적으로 식 (3.25)의 채널값을 이용하여 동기 검파를 수행하게 된다.

시점 k에서의 추정된 채널 응답은 아래의 식과 같다.

(3.26)

수신 신호에 대한 채널 응답 보상 신호는 아래의 식과 같다.

(3.27)

식 (3.27)을 통하여 얻은 신호를 이용하여 동기 검파를 수행하게 된다. 동기 검파를 수행하

여 최종적으로 복조된 FSK 복조 신호는 그림 3-57에서의 이며 FSK 에너지 검출

과정을 통하여 복조된다.

r(t) ⊗ FSK EnergyDetection

FSK EnergyDetection

InstantaneousChannel

Estimation

InstantaneousChannel

Estimation

The Average Channel EstimationThe Average Channel Estimation

∑−

=

1

0

)(1 L

kTS kr

LBank ofTS FieldBank ofTS Field

⊗⊕

⊗

β

β−1

)(kh

)(ˆ khins

Lk <

PkL <≤

•

•

••

본 단락에서는 페이딩 환경에서 제안된 채널 추정 방식을 이용한 Coherent detection 방식

을 적용한 수신기의 성능을 분석한다. 본 연구에서 사용한 채널 모델은 다경로 페이딩 채널

로 모델링 하고 모의 실험을 통해서 성능을 분석한다. 시뮬레이션에 사용된 시스템 수치는

다음과 같다.

O 실험 환경

변조 방식 : 2-FSK, 4-FSK 변조

심볼, 주파수 및 프레임 동기가 완벽하다고 가정

스크램블러는 사용하지 않음

TS 필드 길이 : 64 심볼

데이터 필드 길이 : 512 Bytes

채널 호핑 고려

채널 Rayleigh 다중 경로 페이딩 채널

도플러 주파수 10 Hz, 50 Hz, 100 Hz

채널 경로수 3

Angle Spread 고려하지 않음

데이터 전송률 2-FSK : 0.8 Mbps, 4-FSK : 1.6 Mbps

표 3-24는 제안된 Decision feedback 방식을 이용한 채널 추정에 사용된 가중치 계수

의 변화에 따른 성능 비교를 나타낸다. 에 대하여 실험하였고

도플러 주파수 50 Hz에 대하여 적용하였다. 표에서 보는 바와 같이 제안된 Decision

feedback 방식을 이용한 채널 추정기에서의 최적의 가중치 계수는 0.8임을 알 수 있다. 일

반적으로 채널의 시변 특성을 고려하지 않는 경우에는 가중치 계수의 값이 적을수록 성능이

좋으나 빠른 시변 특성을 고려한다면 그림 3-58에서 보는 바와 같이 가중치 계수의 값이

커짐을 알 수 있다.

Weighting Factor Error Ratio

5 dB

0.1 0.3105

0.5 0.1987

0.8 0.1474

0.9 0.1780

20 dB

0.1 0.0107

0.5 0.0083

0.8 0.0064

0.9 0.0078

0.00E+00

1.00E-01

2.00E-01

3.00E-01

4.00E-01

5.00E-01

6.00E-01

0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 0.1 0.2 0.3 0.4

various weighting factor for channel estimator

MSE

weighting factor beta

그림 3-59는 본 연구에서 제안한 채널 추정기를 이용한 Coherent detection을 수행시

HomeRF 시스템의 성능 그래프를 나타낸다. 그림에서는 2-FSK 변조방식을 적용하였을 경

우, Noncoherent detection, Decision feecback 방식을 이용하지 않은 Coherent

detection, 제안된 Decision feedback 방식을 이용하였을 때의 Coherent detection 방식에

대한 성능 비교를 나타낸다. 본 실험에서는 Decision feedback을 이용한 채널 추정기의 가

중치 계수로서 0.8을 사용하여 실험하였다. BER 를 기준으로 Coherent detection

방식과 Noncoherent detection 방식의 성능을 비교하였을 때 Coherent detection 방식이

약 3 dB의 성능 개선을 얻음을 알 수 있다. 또한 Decision feedback 방식을 이용한

Coherent detection 방식과 해당 패킷의 수신 TS 필드의 평균값을 이용한 Coherent

detection 방식의 경우 Decision feedback 방식을 이용한 Coherent detection의 경우가

BER 을 기준으로 약 2 dB의 성능 개선을 얻을 수 있다. 그림에서 알 수 있듯이 결

정 궤환을 사용한 동기 검파의 경우 성능이 향상됨을 알 수 있다.

그림 3-60은 4-FSK 변조 방식을 사용하였을 경우 제안한 채널 추정기를 이용한

Coherent detection을 수행시 HomeRF 시스템의 성능 그래프를 나타낸다. 그림에서는

Noncoherent detection, Coherent detection, 제안된 Decision feedback 방식을 이용하였

을 때의 Coherent detection 방식에 대한 성능 비교를 나타내며 채널 추정기의 가중치 계

수는 0.8일 경우에 대하여 실험하였다.

그림 3-61은 Coherent detection 방식의 경우 2-FSK 변조 방식을 사용하였을 경우와

4-FSK 방식을 사용하였을 경우의 비트 오율 그래프의 비교를 나타낸다. 마찬가지로 그림

3-62은 Noncoherent detection, 그림 3-63는 Coherent detection using decision

feedback method 방식을 사용하였을 경우의 비트 오율 그래프를 나타낸다.

1.E-03

1.E-02

1.E-01

1.E+00

0 6 12 18 24

Eb/N0

Bit

Err

or R

atio

(BE

R)

noncoherent

coherent using the simple method

coherent using decision directed method

1.00E-04

1.00E-03

1.00E-02

1.00E-01

1.00E+00

0 4 8 12 16 20 24 28SNR

Sym

bol E

rror

Rat

e (S

ER

)

coherent detect ion us ing general method

noncoherent de tec t ion

coherent detect ion using decis ion directed method

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28

Eb/N0

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

Bit

Err

or P

roba

bilit

y (B

EP)

2 FSK Case

4 FSK Case

Flat Raylegh fading channel (Doppler Frequency : 50 Hz)

TS field : 64 symbol, Data 512 bytes

0 3 6 9 12 15 18 21 24

Eb/N0

1.00E-03

1.00E-02

1.00E-01

1.00E+00

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

noncoherent 2-FSK

noncoherent 4-FSK

0 3 6 9 12 15 18 21 24 27

Eb/N0

1.00E-04

1.00E-03

1.00E-02

1.00E-01

1.00E+00B

it E

rror

Rat

e (B

ER

)

using decision directed method (2-FSK)

using decision directed method (4-FSK)

Flat Raylegh fading channel (Doppler Frequency : 100 Hz)

TS field : 64 symbol, Data 512 bytes

가우시안 채널과는 달리 일반적인 무선 통신 채널은 다중 경로 전송에 의한 왜곡 및 다른

사용자에 의한 간섭에 의해 심각한 손실을 겪는다. 이런 환경에서 수신기는 수신 신호보다

덜 왜곡된 신호를 통해 수신 성능을 향상 시켜야만 하는 문제가 발생하는데, 이러한 방법

중 하나가 다이버시티(diversity) 기법이다. 무선 통신 시스템의 링크 마진을 향상시키기 위

해서는 다이버시티 기법이 사용되어 왔으며 일반적으로 시간(temporal), 주파수

(frequency), 공간(space) 다이버시티가 사용된다.

다이버시티 기법 중 현재 가장 일반적으로 사용되는 기법으로는 시간 다이버시티를 이용하

는 인터리빙 기법과 채널 코딩 기법이 있으며 방향성 안테나 또는 적응형 배열 안테나를 이

용하는 안테나 다이버시티 및 전송 신호의 극성을 달리해서 전송하는 극성(polarization) 다

이버시티와 같은 방법들이 현재 사용되고 있다.

1993년 Berrou, Glavieux, Thitimajshima에 의해 제안된 터보코드는 두 개의 구성 코드를

사용하는 연쇄 컨벌루셔널 코드로서 코딩 이득과 복잡도에 있어서 주목할 만큼 발전된 코딩

방식으로 주목받고 있다. 터보코드는 상대적으로 간단한 코드와 큰 인터리버를 이용하여

Shannon 한계에 가까운 에러 정정 성능을 얻는다고 알려져 있다. 즉, 1/2 터보코드를 사용

하여, 의 비트 에러율을 얻기 위해서 약 0.7 dB 만의 가 요구된다. 또한

터보코드는 RSC 부호를 연접하여 부호화하며 준 최적 복호 방법인 반복 복호를 통하여 복

호 동작을 수행함으로써 우수한 성능을 얻게 된다. 이와 같은 우수한 성능으로 인해 최근에

와서 터보코드는 연쇄코드의 대표적인 방식으로서 인식되어지고 있으며 다양한 분야의 응용

을 위해 많은 연구가 이루어지고 있다.

또한 최근에는 전송단에서 다수의 안테나를 통해 신호를 전송하는 전송(transmitter) 다이

버시티 기법에 대한 연구가 매우 활발하게 진행되고 있는데 일반적으로 수신 및 편광 다이

버시티는 채널 환경이 열악한 상향 링크의 기지국에서 사용되어 많은 주목을 받아왔으며 현

재 많은 셀룰라 시스템에서 이동국에서의 수신 향상을 위해 수신 다이버시티가 이미 사용되

고 있는 반면 전송 다이버시티는 상대적으로 거의 관심을 끌지 못했으나 최근 IMT-2000의

이동 단말의 수신성능을 향상시키기 위한 방법으로 연구가 활발히 진행되고 있으며

IMT-2000 표준안들에서 다양한 방법의 전송 다이버시티 기법들이 제안되어 채택될 것으로

보이면서 그 연구가 매우 활발히 진행되고 있는 실정이다.

본 연구에서는 수신 성능을 향상시키기 위한 방안으로 코딩 기법을 적용한 구조를 제안하고

성능을 평가한다. 본 장의 구성은 다음과 같다. 1 에서는 HomeRF 시스템에의 터보코드 적

용 기법에 대해 서술한다. 2 에서는 공간 다이버시티 기법의 일반적인 내용과 공간 다이버

시티 기법의 일종인 STBC를 HomeRF 시스템에의 적용 기법에 대해 살펴보고 STBC 적용

시 홈 환경에서의 채널 추정 기법에 대한 제안사항을 서술한다. 마지막으로 3 에서는 앞서

제안한 사항에 대한 실험 결과를 제시하고 분석한다.

터보코드는 기존의 컨벌루셔널 구조로 부호화한 출력과 원 데이터의 입력을 인터리빙하여

얻은 변형된 출력을 이용하여 이중의 패리티 정보(parity information)을 사용함으로써 구속

장이 짧은 컨벌루셔널 부호의 성능을 증가시키며 반복 복호를 통하여 Shannon 한계에 근

접한 성능을 나타내고 있다.

본 단락에서는 홈 네트워크 환경에서의 M-FSK 신호를 이용한 송수신기 구조에 있어서 페

이딩 채널의 다중 경로 및 시변 특성에 대해서 신호의 신뢰성 향상을 위해 터보 코드를 적

용하고 HomeRF 시스템에 터보 SCCC를 적용한 송수신기 구조를 제안한다. 또한 홈 네트

워크 환경에서의 페이딩의 영향에 대해 신뢰성을 향상시킬 수 있는 채널 부호화 기법으로

터보코드를 적용한 구조를 제안하고 터보코드의 일종인 SCCC 구조를 HomeRF 시스템에

접목하여 성능을 실험하였다. 또한 여러 복호 알고리즘에 대해 실험하여 복잡도와 성능에

대해 고찰한다.

일반적으로 터보코드라고 알려진 병렬 연쇄 컨벌루셔널 코드(parallel concatenated

convolutional code : PCCC)의 인코더는 두 개의 컨벌루션 인코더를 병렬 연결시키고 두

인코더는 인터리버를 사용하여 분리해 주는 형태로 구성된다. 터보코드의 연쇄 구조에서 직

렬 연쇄 컨벌루셔널 코드(serial concatenated convolutional code : SCCC)를 고려할 수

있다. 일반적으로 터보코드는 PCCC를 주로 사용하나 HomeRF 시스템이 고려하는 채널인

페이딩 채널 환경하에서는 PCCC를 사용했을 때 의 비트 에러율 이하로는 성능이

더 이상 떨어지지 않는 오류마루(error floor)현상이 발생하므로 SCCC를 사용하는 터보코

드를 고려하여야 한다.

직렬 연쇄 코드 방식은 Forney에 의해 깊이 연구된 방식이다. 직렬 연쇄 코드는 내부 코드

(inner code)와 외부 코드(outer code)의 연결로 구성된다. 직렬 연쇄 인코더는 그림 5-64

와 같이 두 개의 컨벌루셔널 인코더를 인터리브를 사이에 두고 직렬로 연결시켜서 구성한

다. 직렬 연쇄 코드에서 내부 코드는 항상 인터리버 이득을 얻을 수 있게 하기 위하여 RSC

코드를 사용하고 외부 코드는 NSC 코드를 사용할 때 가장 우수한 성능을 가진다고 알려져

있다. 그림 5-65는 외부 코드로 사용한 NSC 코드를 나타내고 사용된 생성 다항식은

, 이며, 그림 5-66은 내부 코드로 사용한 RSC 코드이고 출력

를 위한 Recursive code의 생성 다항식은 , 를 사용하였다.

내부 코드에서는 입력 와 의 출력인 , , , 을 적절히

펑쳐링(puncturing)함으로써 정해진 코드율을 얻을 수 있다. 최종적으로 그림에서 보여진

인코더를 거치면 Rate 1/3의 코드를 얻게 된다.

그림 5-67은 터보 SCCC 인코더를 적용시킨 HomeRF 송신기 구조를 나타낸다.

OuterEncoderRate=1/2

OuterEncoderRate=1/2

u πInner

EncoderRate=2/3

InnerEncoderRate=2/3

1X

2X

1d

2d

1Y

2Y

3Y

Channel

: Interleaver : Source sequence

πu

DD DD

⊕

⊕

u

1X

2X

DD DD⊕⊕

kd1kY

2kY

Information Source

Scrambl- ing

Scrambl- ing

Bit toSymbolBit to

SymbolDifferentialEncoding

DifferentialEncoding

Turbo InnerEncoding

Turbo InnerEncoding

Turbo OuterEncoding

Turbo OuterEncodingInterleavingInterleaving

Turbo Encoding Block

FH M-FSKMod.

FH M-FSKMod.

터보코드는 구조적으로 반복적인 복호를 통하여 오류 정정 성능을 증가시킬 수 있도록 구현

되어 있다. 그림 3-68은 터보 SCCC 디코더를 적용시킨 HomeRF 수신기 블록도를 나타낸

다.

Soft Channel ValueDetection

Soft Channel ValueDetection

],,,[10 mcccsoft fnr ννν L=

soft input

Turbo IterativeDecoder

Turbo IterativeDecoder

DescramblingDescrambling Symbol to BitConversion

Symbol to BitConversion

DifferentialDecoding

DifferentialDecoding

decoded output

FH M-FSK Signal

Soft-InSoft-OutDecoder

Soft-InSoft-OutDecoder

)r( j,tΛchannel value in

Feedback for the next iteration

)c( j,tpΛ

a priori value in

)c( j,teΛextrinsic value out

)c(' j,tΛa posteriorivalue out

Detector a posteriori LLR value

)c()r()c(' j,tpj,tj,t Λ+Λ=Λ

Output LLR value

)c(')c()c( j,tj,tej,t Λ+Λ=Λ

터보 복호기 구조에서 우선 수평적인 부호화기에 입력된 정보를 먼저 복호하여 그 연판정

(soft decision)값을 다음 단에서 사용하여 순서가 재배열된 코드를 다시 연판정한다. 이처

럼 첫 번째 복호기가 두 번째 복호기에서 출력된 신뢰도 값을 이용하게 된다면 성능의 향상

을 기대할 수 있다. 그림 3-69는 SISO를 이용한 복호기의 반복 복호 과정을 나타낸다.

그림 3-69와 같은 Soft 입력과 Soft 출력을 이용한 반복 복호를 이용한 복호기에서의 복호

알고리즘으로는 MAP, SOVA, Max-log MAP 알고리즘 등이 적용된다.

그림 3-70은 SISO를 이용한 복호 알고리즘 이용한 터보 SCCC 복호기의 구조를 나타낸다.

그림에서 나타내어지는 터보 SCCC 구조에서의 반복 복호 알고리즘은 다음과 같다.

A. Decoder 2에서 받는 외부 정보 으로 초기화

는 외부 코드가 받는 내부 코드로부터 넘어온 외부 정보이다.

B. Iteration r = 1, 2, ... , I

i , 를 식 (3.28)과 식 (3.29)를 이용하여 계산

는 내부 코드를 거치고 난 후의 연판정 복호값이고

는 외부 코드를 거치고 난 후의 연판정 복호값이다.

,for (3.28)

, for (3.29)

MAP의 경우는 이고 SOVA를 적용하는 경우는 이다. 는 시점

에서의 수신 신호이며 는 디인터리빙을 거친 외부 코드의 연판정 출

력값을 나타낸다. 여기서 는 외부코드에서 내부 코드로 넘어온 외부 정

보(extrinsic information) 즉, 내부 코드로부터 입력되는 사전 정보(priori

information : )로 사용된다. 는 내부 코드의 연판정 출력값 중,

수신 신호 정보와 사전 정보 를 제외한 값 즉, 내부 코드를 거치고 난

후에 얻어지는 외부 정보이다. 이 정보는 다음 Iteration 시 외부 코드의 사전 정보

로 이용된다. 외부 정보 와 는 식 (3.30)과 식 (3.31)와 같다.

식 (3.29)에서의 는 인터리빙된 내부 코드의 외부 정보이다.

ii) 에 대하여, 를 다음과 같이 계산

(3.30)

iii) 에 대하여, 를 다음과 같이 계산

(3.31)

Soft-In/Soft-OutDecoder

Inner Decoder

Soft-In/Soft-OutDecoder

Inner Decoder

Soft-In/Soft-OutDecoder

Outer Decoder

Soft-In/Soft-OutDecoder

Outer Decoder

1−π

π

r 'r '~r u

oeΛ~ oeΛieΛ ieΛ~

: Interleaver : Deinterleaver: Received signal : Decoded signal

1−ππr u

보편적인 사무실 환경 또는 가정 내 환경에서 일어나는 대부분의 전파 현상은 우선 벽이나

가구, 구조물에 의한 반사를 통한 다중 경로 현상과 걸어 다니는 사람이나 움직이는 장애물

이 전파의 진행 경로를 방해하여 발생하는 전파 음영 현상이다. 이 때 발생하는 대부분의

성능 저하 요소는 다중 경로 현상과 전파음영 효과에 의한 주파수 선택적 페이딩과 경로 손

실이다.

이러한 주파수 선택적 페이딩과 음영현상에 의한 경로 손실을 극복하기 위한 방법으로 최대

비 결합이나 선택에 의한 수신 안테나 다이버시티 또는 억세스 포인트를 여러 곳에 장착하

는 지역 중첩 다이버시티 방법 등이 연구되어져 왔다. 그러나 가정 내 환경에서는 이동 터

미널의 전력 소비와 부피가 이동성을 위해 제한되어지므로 다중 수신 안테나를 사용한 수신

안테나 다이버시티 기법을 사용하기 어렵다. 또한 지역 중첩 다이버시티를 사용하기 위해서

는 억세스 포인트를 여러 곳에 장착해야 하는데 이에 의한 번거로움에 비하여 성능 개선도

그리 크지 않다. 따라서 이러한 조건에서 최대의 효과를 얻기 위해서는 전력 소비와 부피

문제에 있어 유리한 조건을 가지고 있는 CP에 다중 안테나를 장착하고 이동 터미널에는 최

소의 복잡도 증가를 가져오는 송신 다이버시티 기법이 요구되어 진다.

송신 다이버시티 기법은 주로 시공간 부호에 의존하는 방법이 주목을 받고 있는데 시공간

트렐리스 부호(space time trellis code : STTC)와 시공간 블록 부호(space time block

code : STBC)로 크게 분류할 수 있다.

시공간 트렐리스 부호는 서로 다른 송신 안테나에 동일한 내용의 정보를 유클리디언 거리가

최대가 되는 코드워드의 형태로 전송하는 방법이며 시공간 블록 부호는 서로 다른 안테나를

통해 전송되는 신호들이 시간과 안테나간에 직교성을 갖도록 배열하여 다이버시티를 얻는

방법이다. 여기서 시공간 트렐리스 부호를 이용하는 경우는 다이버시티 이득과 부호화 이득

을 함께 얻을 수 있는 장점이 있으나 수신 안테나가 최소 2개 이상이어야 하고 안테나와

상태수에 따라 수신단의 복잡도가 기하급수적으로 증가하는 단점을 갖는다.

이에 비하여 시공간 블록 부호를 이용한 송신 다이버시티 기법은 다른 송신 다이버시티 기

법에 비하여 매우 낮은 복잡도를 요구하며 이러한 복잡도에 비하여 다이버시티 이득을 최대

화할 수 있는 장점을 가지고 있다. 특히 의 송수신 안테나로 구성시에 부호율이 1이

며 다이버시티 이득을 최대화할 수 있는 장점을 갖는다. 또한 수신 안테나의 수가 1개일 때

에도 송신 다이버시티를 얻을 수 있는 장점을 가지고 있으므로 안테나의 수를 크게 늘릴 수

없는 무선 이동 터미널에 적용하기 유리하다.

따라서 본 연구에서는 시공간 부호를 이용한 다이버시티 이득을 최대화 할 수 있는 시공간

블록 부호를 홈 네트워크 환경에 적용하여 성능을 실험하였다.

본 단락에서는 Space-time block coding 방식을 적용한 통신 시스템에서 인코딩 방식과

디코딩 과정에 대해 서술한다.

그림 3-71은 두 개의 송신 안테나를 사용하였을 때 Space-time block coding의 인코딩

과정을 나타낸다. Space-time 인코더로 입력된 입력 신호열은 각각 두 심볼씩 나누어 그림

과 같이 처리된다.

그룹 을 Space-time 인코더를 거쳐 표 3-26과 같이 인코딩한 코드를 각 심볼

Interval동안 두 개의 송신 안테나를 통해 동시에 전송한다. 이 때, 두 심볼 Interval과 두

개의 송신 안테나를 통하여 전송된 코드는 서로 Orthogonal한 성질을 만족한다.

시점 t에서의 송신 안테나 0에 대한 채널을 Complex multiplicative distortion 라고

정의하고, 송신 안테나 1에 대한 채널을 Complex multiplicative distortion 라 정의

한다. 두 개의 연속된 심볼 구간동안의 페이딩은 constant하다고 가정하며 식 (3.32)와 같

다.

(3.32)

여기서 T는 심볼 구간을 나타낸다. 송신 신호와 채널이 위와 같이 정의될 때 채널을 통과

한 수신신호는 다음과 같다.

(3.33)

여기서 와 는 심볼 구간 와 시점에서의 수신 신호이며 와 은 수신기

에서의 AWGN과 간섭 잡음을 나타내며 평균이 0이고 분산이 인 iid (identically

independent distributed) 가우시안 랜덤 변수이다.

수신 심볼 벡터를 , 코드 심볼 벡터를 , 잡음 벡터를

라고 정의하면 식 (3.33)은 다음과 같은 행렬로 표현된다.

(3.34)

Antenna 0 Antenna 1

time t

time t+T

Space-Time Block Encoder

]cc[ 10

−

1*0

0*1

cc

cc

Time t+TTime t+T Time tTime t

Space 0Space 0

Space 1Space 1

Transmit Antenna1 2

Information Source

Scrambl- ing

Scrambl- ing

Bit toSymbolBit to

SymbolDifferentialEncoding

DifferentialEncoding

ConstellationMapper

ConstellationMapper

Conversionto FSK signalConversion

to FSK signal

Conversionto FSK signalConversion

to FSK signal

FH MFH M--FSKFSKsignalsignal

여기서 채널 행렬 는

(3.35)

이다. 모든 심볼 pair가 동확률로 발생하고 잡음 벡터 이 Multivariate AWGN이라고 가

정한다면 수신측에서의 최적의 ML 복호기는 다음과 같다.

(3.36)

위의 식에서 채널 행렬 는 다음과 같이 Orthogonality를 만족한다.

(3.37)

여기서 는 Hermitian 행렬을 나타내며, 를 라 정의하면 다음과 같

이 다시 표현할 수 있다.

(3.38)

위 식에서 은 이다. 따라서 복호 규칙은 다음과 같다.

(3.39)

여기서 Space-time block coding의 간략화된 수신기는 그림 3-72와 같다. 채널 행렬

는 Orthogonality를 만족하므로, 잡음 벡터 은 평균이 0이고 분산이 임을 쉽

게 증명할 수 있다. 두 개의 전송 안테나를 이용하여 신호를 전송시, 소모되는 전력이 한

개의 전송 안테나를 사용할 때 사용하는 전력과 하므로 각 안테나를 통하여 전송되는 신호

의 전력은 Power normalization를 고려해야 한다. 따라서 두 개의 안테나를 통하여 전송되

는 신호의 총 전송 전력을 라 할 때, 각 전송 안테나를 통하여 전송되는 심볼의 전력은

가 된다. 따라서 수신기에서 고려하는 SNR은 이다.

ReceiveAntenna

FH MFH M--FSKFSKsignalsignal

Soft Channel Value

Detection

Soft Channel Value

Detection

r Space-Time Block Decoder

rHr ⋅= H

ρ1~

0~r

1~r

ML DecisionML Decision

ML DecisionML Decision

DescramblingDescrambling Symbol to BitConversion

Symbol to BitConversion

DifferentialDecoding

DifferentialDecoding

0c

1c

ChannelEstimatorChannel

Estimator

H

그림 3-72에서 보는 바와 같이 Space-time block decoding을 수행하기 위해서는 채널 정

보가 반드시 필요하다. 따라서, 본 단락에서는 Space-time block coding을 적용한 시스템

에서의 채널 추정 방식에 대해 제안한다. 본 연구에서는 기존 시스템의 프리앰블을 훈련신

호로 이용하여 채널 정보를 얻을 수 있는 방식인 ML 방식을 이용한 채널 추정 방식과,

Orthogonal한 구조를 만족하는 학습신호를 패킷의 앞부분에 삽입하여 수신측에서

Orthogonality를 이용하여 채널 정보를 얻는 방식인 PSAM(pilot symbol assisted

modulation)을 이용한 Space-time block coding 시스템에서의 채널 추정 방식을 제안하고

시스템에 적용하여 성능을 평가하였다.

Space-time block coding을 이용하여 채널을 통하여 전송된 신호는 다음과 같다.

여기서, 는 수신 심볼 벡터를 나타내고 는 시간 샘플에 걸쳐 전송된 훈련 심

볼 행렬이다. 수신 신호 행렬 와 미리 정해진 훈련신호 는 수신기에서

채널 응답을 추정하는 데 사용된다.

일반적으로 훈련신호 는 제안된 알고리즘에 의해 정해지는데, ML Method를 이용한

알고리즘은 부가적으로 프리앰블 구조를 제안할 필요 없이 기존 시스템에서 제공하는 프리

앰블을 이용하게 된다. ML method를 이용한 채널 응답을 추정기는 다음과 같다.

무선 이동 통신 시스템 환경을 고려할 때, Space-time block coding 방식은 시스템의 구

성이 간단하고 Full 다이버시티를 활용하기 위한 가장 효율적인 방법으로 주목받고 있다.

이러한 STBC를 이동 통신 시스템에서 적용시 Rapid fading 채널은 감소되지 않는 Error

floor 현상이 발생시키므로 시스템의 성능을 저하하는 요인이 되고 있다. 이러한 Error

Floor 현상을 막기 위한 방법으로 PSAM 방식이 주로 사용되고 있다.

PSAM 방식은 Coherent detection을 수행하기 위해 pilot 심볼을 규칙적으로 삽입하는 방

식으로 다중 안테나를 사용하는 STBC 방식의 경우 최소 송신 안테나 개수만큼의 심볼을

이용하여도 수신측에서 신호의 검출이 가능하다. 이 경우 수신 pilot 심볼이 Rapid fading

채널의 영향에 의해, 추정된 채널 응답이 수신 STBC 데이터 심볼의 Orthogonality에 영향

을 줄 수 있다. 보통 pilot 심볼을 삽입하는 간격 를 만족하여야 한다. 여기

서 는 도플러 주파수, T는 심볼 구간을 나타낸다. 본 연구에서 적용한 채널 추정 방식은

기존의 방식이 일정하게 M 간격마다 pilot 심볼을 삽입하여 채널 값을 이용하는 방식을 변

형하여 Orthogonality를 만족하는 pilot 시퀀스를 시스템에서 정의한 패킷내의 TS 필드의

수만큼 구성하여 해당 패킷의 데이터 부분에 대한 채널값을 적용하는 방식이다.

pilot 심볼을 라고 정의할 때 의 전송 전력은 이다. 다음 식과 같이 의

Orthogonal한 조합인 행렬 를 정의하자.

여기서 는 Hermitian 행렬을 나타내며 는 Identity 행렬이다. 그림 3-73은

본 알고리즘을 적용한 전송 프레임 구조이다. 시간 t와 시간 t+T동안의 채널은 Constant라

고 가정하고 송신 안테나 0으로부터 수신 안테나로 전송되는 신호가 통과하는 채널을 ,

송신 안테나 1로부터 수신 안테나로 전송되는 신호가 통과하는 채널을 이라 하면, 수신

신호는 다음과 같다.

위의 식을 행렬로 표현하면 아래 식과 같다.

위의 식에서 채널 행렬 이고, 은 AWGN 행렬을

나타낸다.

채널 응답은 식 (3.45)의 수신 신호 행렬에서 행렬 의 Orthogonality를 이용하여 다음과

같이 구할 수 있다.

위의 식 (3.46)에서 벡터 항은 채널 추정 에러 벡터로서, 분산 을 가지는

Mutually uncorrelated complex Gaussian r.v.s이며 본 연구에서는 영향을 주지 않는다고

가정한다.

본 단락에서는 앞서 제안한 시간 및 공간 다이버시티 기법을 적용한 HomeRF 시스템의 송

수신기 성능에 대하여 모의 실험한 결과를 제시한다.

본 연구에서 사용한 채널 모델의 채널 수치는 표 3-27과 같으며 실험을 위한 시스템 환경

은 다음과 같다.

O 실험 환경

변조 방식 : 2-FSK 변조 ( 0.8 Mbps )

심볼, 주파수 및 프레임 동기가 완벽하다고 가정

스크램블러는 사용하지 않음

TS 필드 및 데이터 필드 길이 : 64 심볼, 512 Bytes

채널 Rayleigh 다중 경로 페이딩 채널

도플러 주파수 10 Hz, 50 Hz

채널 경로수 L = 2, 3, 4

채널 호핑 75개 채널 호핑 고려

Angle Spread 고려하지 않음

P_ts P_ts* ... P_ts P_ts*

P_ts P_ts* ... P_ts P_ts*

Training Sequence

C_0(0) -C_1*(0) C_0(1) -C_1*(1) ...

Data Sequence

C_1(0) C_0*(0) C_1(1) C_0*(1) ...

본 단락에서는 채널 부호화 방식으로 터보 코드를 적용하였을 경우의 HomeRF 시스템의

성능을 제시한다. HomeRF 시스템에 터보 SCCC구조를 적용시, Flat Rayleigh 페이딩 채널

환경을 고려하였다. 코드율은 1/3이며 사용된 생성 다항식은 외부 코드(NSC)의 경우

, 이며, 내부 코드(RSC)의 경우 , 를

사용하였다.

그림 3-74는 페이딩 채널 하에서 터보 PCCC와 SCCC를 적용하였을 때 비트 오율을 나타

낸 그래프이다. 반복 복호 횟수는 5회이며 블록 인터리버 크기는 4096인 경우에 대하여 실

험하였으며 복호 알고리즘은 MAP 알고리즘을 사용하여 실험하였다. 그림에서 나타나는 바

와 같이 터보 PCCC를 적용하였을 때, 가 2.5 dB보다 좋은 경우 오류 마루 현상이

발생함을 알 수 있다. 따라서 HomeRF 시스템에는 터보 SCCC 구조가 적당함을 알 수 있

다.

그림 3-75(a), (b)는 터보코드를 적용했을 경우의 반복 복호 횟수에 따른 HomeRF 시스템

의 비트 오율 성능 그래프를 나타낸다. 인터리버로는 블록 인터리버를 사용했으며 인터리버

의 크기 N=1024인 경우와 N=512인 경우에 대하여 실험하였다. 반복 복호를 증가할수록

성능이 향상됨을 알 수 있으나, 어느 정도의 반복 횟수에 도달하면 임의의 성능 한계선으로

수렴함을 알 수 있다.

그림 3-76은 인터리버 크기를 가변하였을 때의 성능 변화를 나타낸다. 복호 알고리즘으로

는 MAP 알고리즘을 사용하였고 반복 복호 횟수 5인 경우에 대하여 크기 512, 4096,

8192인 경우에 대하여 비교하였다. 실험 결과에서 나타난 바와 같이 인터리버 크기가 클수

록 코드의 상관성을 낮추고 해밍거리를 증가시키므로 성능이 향상됨을 알 수 있다.

그림 3-77은 다양한 반복 복호 알고리즘을 적용하였을 경우에 대한 성능 비교 그래프이다.

블록 인터리버의 크기는 N=4096이며 반복 복호 횟수 2인 경우에 대하여 비교하였다. 복호

알고리즘으로는 MAP, Max-log MAP, SOVA 알고리즘을 사용하였다. 실험 결과에서 알 수

있듯이 MAP 알고리즘을 이용하여 복호 과정을 수행하였을 때 성능이 가장 우수한 것을 알

수 있다. 그러나 MAP 알고리즘을 이용한 복호화 과정은 계산의 복잡도가 매우 크므로 실

제 시스템 적용시에는 Max-log MAP 알고리즘이 가장 적절하다고 결론을 내릴 수가 있다.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Eb/N0

1.00E-08

1.00E-07

1.00E-06

1.00E-05

1.00E-04

1.00E-03

1.00E-02

1.00E-01

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

sccc

pccc

Flat Rayleigh fading channel,Iteration 5, Block interleaver size 4096

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Eb/N0

1.00E-08

1.00E-07

1.00E-06

1.00E-05

1.00E-04

1.00E-03

1.00E-02

1.00E-01

1.00E+00

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

conventional HomeRF

Iteration 0

Iteration 3

Iteration 5

Iteration 8

HomeRF with Turbo SCCCMAP algorithm , Iteration = 0,3,5 Block Interleaver (size = 4096)

0 1 2 3

Eb/N0

1.00E-06

1.00E-05

1.00E-04

1.00E-03

1.00E-02

1.00E-01

1.00E+00

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

conventional HomeRF

Iteration 0

Iteration 2

Iteration 5

Iteration 8

Iteration 12

HomeRF with Turbo SCCCMAP algorithm , Iteration = 0,2,5,8,12

Block Interleaver (size = 512)

0 0.5 1 1.5 2 2.5

Eb/N0

1.00E-05

1.00E-04

1.00E-03

1.00E-02

1.00E-01

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

interleaver size 512

interleaver size 4096

interleaver size 8192

MAP algorithm , Iteration = 5Block Interleaver (size = 512, 4096, 8192)

1 1.5 2 2.5 3 3.5

SNR

1.0E-06

1.0E-05

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

Sym

bol E

rror

Rat

e (S

ER

)

SOVA Max-log MAP MAP

Block interleaver size 4096 , Iteration 2

본 단락에서는 STBC를 적용하였을 경우의 HomeRF 시스템의 성능에 대해 제시한다. 본

실험에서는 송신 안테나 2, 수신 안테나 1의 경우와, 송신 안테나 2, 수신 안테나 2인 경우

에 대하여 실험하였다. 본 실험시 FSK 변조 방식을 고려할 때 각 레벨의 채널은 서로

Independent하다고 가정하지 않았다. 이유는 일반적으로 2-FSK의 경우 Channel 0과

Channel 1은 서로 Dependent하다고 가정하기 때문이다.

그림 3-78은 STBC의 경우 FSK 변조 방식과 PSK 변조 방식에의 경우에 대한 실험

결과이다. 실험시 채널 정보는 완벽하게 추정되었다고 가정하였다. 그림 3-79에서 볼 수 있

듯이 기본적으로 STBC에서 고려하는 변조 방식에 대해 PSK와 FSK를 비교하였을 때 PSK

가 FSK보다 약 3 dB 정도 성능이 좋다고 알려져 있다.

그림 3-80은 기존의 HomeRF 시스템과 HomeRF 시스템에 STBC를 적용하였을 경우에 대

해 성능을 비교하였다. 실험시 수신기에서는 채널 응답에 정보를 완벽하게 알고 있다고 가

정하였으며 송수신 안테나를 와 STBC를 사용한 경우에 대해 고려하였다. 그림에

서 알 수 있듯이 STBC를 적용하였을 경우 성능이 상당히 향상됨을 알 수 있다.

그림 3-81은 pilot 시퀀스의 Orthogonality를 만족하는 구조에 의한 채널 추정 방식에 대하

여 pilot rate에 따른 성능 변화를 나타낸 그래프이다. 여기서 pilot rate란 하나의 전송 패

킷을 기준으로 pilot 시퀀스의 길이와 데이터 길이의 비를 나타낸다. 송수신 안테나를

인 경우에 대하여 실험하였다. 실험에 사용된 pilot 시퀀스의 길이는 5 심볼이며 채널의 다

중 경로수는 3인 경우에 대하여 실험하였다. 실험 결과에서 보는 바와 같이 pilot rate가 클

수록, 즉, 데이터에 비해 pilot의 수가 많을수록 성능이 향상됨을 알 수 있다. 그러나 pilot

시퀀스의 길이가 길수록 패킷당 데이터 효율이 떨어지므로 이를 고려해야 한다.

본 단락에서는 STBC를 적용하였을 경우의 HomeRF 시스템의 성능에 대해 제시한다. 본

실험에서는 송신 안테나 2, 수신 안테나 1의 경우에 대하여 실험하였다. 변조 방식은

2-FSK 방식에 대하여 고려하였다. 본 실험시 FSK 변조 방식을 고려할 때 각 레벨의 채널

은 서로 Independent하다고 가정하지 않았다.

그림 3-81은 ML 방식과 pilot 시퀀스의 Orthogonal 구조에 의한 채널 추정 방식에 대하여

1000 심볼의 pilot 시퀀스를 이용하여 채널 응답을 추정하였을 때 성능을 비교한 그래프이

다. 낮은 SNR의 경우 pilot 시퀀스의 직교성을 이용한 방식이 성능이 좋으나 높은 SNR로

갈수록 ML 방식을 이용한 방식이 성능이 좋아짐을 알 수 있다. 이는 pilot 시퀀스를 이용하

는 채널 추정의 경우 시퀀스의 구성이 아니라 적은 pilot 심볼을 이용하여 추정할 경우 오

류 마루 현상이 발생하지 않으나 기존의 시스템에 적용하기 위해 많은 수의 심볼로 이루어

진 시퀀스의 형태로 채널을 추정할 경우에 높은 SNR으로 갈수록 오류마루 현상이 발생하

기 때문이다.

그림 3-82는 HomeRF 시스템에 송수신 안테나를 인 경우, 제안한 채널 추정 기법에

대하여 실험한 결과이다. 사용한 TS 필드의 길이는 64 심볼이며 이 경우 오류마루 현상은

보이지 않는 것을 알 수 있다.

1.E-09

1.E-08

1.E-07

1.E-06

1.E-05

1.E-04

1.E-03

1.E-02

1.E-01

1.E+00

-5 0 5 10 15

Eb/N0

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

The case of FSK

The case of PSK

0 2 4 6 8 10

Eb/N0

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

Conventional HomeRF System

Using STBC [Tx Antenna : 2 , Rx Antenna : 2]

Using STBC [Tx Antenna : 2 , Rx Antenna : 1]

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

10 12 14 16 18 20

Eb/N0

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

pilot rate : 1

pilot rate : 0.2

pilot rate : 0.1

pilot rate : 0.05

1.0E-05

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

2 4 6 8 10 12 14 16 18

Eb/N0

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

ML Method

Method using orthogonal

pilot structure

1.E-06

1.E-05

1.E-04

1.E-03

1.E-02

1.E-01

1.E+00

0 4 8 12 16 20 24

Eb/N0

Bit

Err

or R

ate

(BE

R)

using STBC (ML es t imat ion method)using STBC (PSAM es t imation method)using STBC (channel is known)conventional HomeRF system