Informe Técnico: Compatibilidad Electromagnética Investigadores

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Informe Técnico: Compatibilidad Electromagnética

Diciembre 2015

2015 Coordinadora: Roxana Morán

Coordinación I de la DIDT

Investigadores: Juan Alvarez Gustavo Palomino Nim Ccoillo Milton Ríos (colaborador) Dirección de Investigación y Desarrollo Tecnológico

DIDT

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INTRODUCCIÓN

1. Antecedentes

La presente investigación continúa el trabajo de Compatibilidad Electromagnética

iniciado en el periodo anterior. Dos de las preguntas que se respondieron consistían en

averiguar porqué un circuito electrónico de frecuencias elevadas irradia y porqué los

circuitos electrónicos locales son susceptibles de ser interferidos.

El tema se traslada a las consideraciones de transferencia de energía en los circuitos

electrónicos: los circuitos óptimamente conectados no irradian y los circuitos

desadaptados desalojan energía radiante. La interferencia electromagnética, por otro

lado, puede afectar un circuito si el circuito irradia de acuerdo con el principio de

reciprocidad, pero si el circuito no irradia, la interferencia no debería ser significativa.

Esto es lo que se conoce como compatibilidad electromagnética, que los circuitos

puedan coexistir en un ambiente sin perturbarse.

Un circuito electromagnéticamente compatible exige que todos los circuitos que

participan en una misma tarjeta de circuitos impresos (PCB) presenten la misma

impedancia de entrada y de salida. Las conexiones de microcintas entre circuitos

tienen una impedancia característica igual a las impedancias de entrada-salida. Una

conclusión inesperada en el trabajo anterior dice que es imposible evitar que una

microcinta y por lo tanto un arreglo de microcintas irradie parcialmente, esto se debe

principalmente a la naturaleza de la onda que se propaga por las superficies

dieléctricas y conductoras y a la desadaptación de las microcintas en la dirección

transversal.

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Tras un saldo de cálculos que arrojan parámetros de diseño de configuraciones básicas

de microcintas, el trabajo precedente espera una demostración práctica de las

posibilidades de diseño de circuitos electromagnéticamente compatibles.

2. Título descriptivo del proyecto.

El título del proyecto es: Estudio de Compatibilidad Electromagnética en los circuitos

impresos en la banda de UHF, un caso práctico.

El propósito de este trabajo es construir dos circuitos en la banda de UHF, uno de ellos

es una antena de microcintas con su adaptador de impedancia y el otro es un filtro de

banda pasante. El primero corresponde a un circuito radiante y el segundo es un

circuito que no irradia. La idea pretende mostrar las posibilidades de compatibilidad

electromagnética de estos circuitos y su coexistencia en un ambiente común. Estos

circuitos se diseñan para trabajar a la frecuencia de 2.4 GHz con potencias no mayores

a 10 mW. Se utiliza para su implementación las tarjetas de circuitos impresos usuales y

la impedancia de referencia para el diseño es de 50 ohmios.

3. Formulación del problema

En un sistema de electrónica o de telecomunicaciones los circuitos se protegen con

blindaje de las partes que son sensibles a las interferencias. Pero el blindaje pesa y

ocupa espacio. En los casos en que los sistemas exijan tener bajo peso en sus circuitos

no se puede recurrir al blindaje y los circuitos están muy pegados para ocupar poco

espacio. Este en el caso de los satélites pequeños y de los equipos portables. Los

circuitos están descubiertos y expuestos a las interferencias, las diferentes etapas del

sistema incluyendo las antenas se acercan unas a otras para ahorrar volumen. En la

medida que la frecuencia de operación aumenta, los circuitos cuyas dimensiones son

del orden de la longitud de onda son susceptibles de irradiar. Estas condiciones hacen

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que se replantee el diseño de circuitos bajo la exigencia de operar y convivir con una

vecindad de circuitos sin sentirse electromagnéticamente interferidos.

El caso práctico consiste en tener una antena, que es un dispositivo radiante, muy

cerca de los circuitos de procesamiento de señales que suelen ser circuitos de óptimo

acoplamiento y que ambos elementos operen sin perturbarse. Condiciones adicionales

como bajo peso y espacio reducido son ideales para aplicaciones prácticas.

4. Objetivos de la investigación.

Los objetivos de investigación son:

Estudiar, calcular, simular y diseñar un filtro pasa banda centrado en 2.4 GHz.

Estudiar, calcular, simular y diseñar un arreglo de antenas Patch en 2.4 GHz.

Estudiar, calcular, simular y diseñar un adaptador-acoplador de impedancia en 2.4

GHz.

Conceptuar y construir una mesa de pruebas de Compatibilidad Electromagnética.

Diseñar los servomecanismos de desplazamiento de la mesa de pruebas CEM.

Justificación

A título de explicación de estos objetivos, la construcción de dos circuitos, uno que

irradie y otro que no irradie, que puedan convivir sin perturbarse, es un asunto, de

acuerdo con el estudio que precede a este trabajo, de desacoplamiento de auras. Es

decir, el campo cercano de los circuitos debe alcanzar la zona de influencia de los

demás circuitos con niveles de campo muy bajos de manera que comparativamente no

pueden afectar los niveles de señal que trabajan los demás circuitos.

Se elige como típico circuito no radiante y pasivo un filtro pasa banda a la frecuencia

de 2.4 GHz de banda angosta diseñado con microcintas. Como circuito radiante se

elige un arreglo de cuatro antenas de microcintas con su respectivo acoplador

adaptador. En este caso, el arreglo de microcintas tiene cierta directividad y puede

utilizarse con elemento básico para un arreglo más grande y más directivo.

http://www.monografias.com/trabajos54/la-investigacion/la-investigacion.shtml

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Lo importante de estos diseños es que se conozcan las auras de los dispositivos para

disponer de un criterio de acercamiento de los circuitos, es decir el poder anticipar si,

para determinada posición, los circuitos pueden trabajar sin interferirse. Esto lleva al

requerimiento de calcular el campo cercano de los circuitos con el HFSS y contar con

una referencia experimental del mismo. Como parte necesaria del desarrollo se debe

medir el campo cercano con una plataforma experimental.

ESTADO DEL ARTE

El tema de esta investigación tiene carácter desarrollador y se apoya en los resultados de

las simulaciones con el software HFSS. No se pretende lograr diseños originales sino más

bien explorar las posibilidades de coexistencia de los circuitos sin que se afecte su

comportamiento. Esto significa examinar el campo cercano de los circuitos y estimar sus

acoplamientos. En otros términos, se trata de un caso práctico de los resultados del

estudio de Compatibilidad Electromagnética precedente.

En lo que respecta al tema de compatibilidad electromagnética se cuenta con una amplia

bibliografía, cabe citar a (Clayton, 2006), (Luca Daniel, 2003), (Chen, 2004), (Xin Tong,

2010), como referencias gravitantes en este trabajo. En el diseño de Filtros con

microcintas vale citar a (Collin, 1992), (Pozar, 2012), (Hunter, 2001) entre otros.

Importantes referencias para antenas de microcintas son (Kumar, 2003), (Ramesh, 2001),

(Braaten, 2009). Las ideas principales se toman de las referencias disponibles, los detalles

simulan y en algunos casos se contrastan con mediciones experimentales.

DESARROLLO DE LA INVESTIGACIÓN

Los circuitos propuestos se simulan con el software HFSS. Se analiza con minuciosidad y se prueba cada detalle de manera a asegurar un desarrollo conveniente.

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FILTRO PASABANDA A 2.4GHz

Un filtro es un circuito de dos puertas que controla la respuesta en frecuencia de la señal

que se transfiere entre las dos puertas. En microondas hay diversas formas de

realizaciones de filtros basados en estructuras periódicas con guías de onda, finlines o

microcintas. En este último caso, los filtros pueden adoptar formas como circuitos

escalonados paralelo serie con impedancia característica constante, secciones en cascada

con impedancia característica variable, microcintas acopladas, resonadores acoplados,

(Figura 1).

Figura 1. Tipos de Filtros con microcintas

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La concepción de los filtros está basada, a diferencia de sus realizaciones, en modelos y

reglas muy conocidos. En la Figura 2 se muestra una estructura periódica que repite en

cascada un circuito cuadripolo a lo largo de una línea de transmisión. Un circuito

cuadripolo de entrada Vn, In, se relaciona con la salida Vn+1, In+1, mediante la matriz ABCD:

(1)

En el circuito de tiene varios cuadripolos en cascada, se puede expresar la entrada en

términos de la última salida:

(2)

Es claro que la entrada es igual a la última salida multiplicada por el producto de todas las

matrices ABCD en cascada.

Figura 2. Estructura periódica y representación de un cuadripolo en cascada

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Si cada uno de estos bloques tiene características de filtrado, es decir que dejan pasar

ciertas frecuencias y otras son bloqueadas, entonces la sucesión de filtros en cascada

enfatiza el filtrado. Este concepto se puede expresar en términos de la función de

transferencia. Expresar la relación V1/I1 en función de la relación Vn+1/In+1 tiene por

consecuencia que la función de transferencia total es el producto de las funciones de

transferencia de cada cuadripolo:

(3)

Si todos los cuadripolos son iguales entonces tienen la misma función de transferencia y la

función de transferencia total es la función de transferencia de un cuadripolo elevada a un

exponente igual al número de cuadripolos involucrados.

(4)

En la figura 3 se ilustra el espectro de un filtro con función de transferencia H y otro filtro

con función de transferencia H2. El segundo filtro es más selectivo.

Figura 3. Respuesta en frecuencia de dos filtros pasa banda de función de transferencia

H y H2

Por lo tanto, un filtro pasa banda presenta un rango de frecuencias en el que la señal pasa

sin atenuación o con una ligera atenuación, dígase menor que 0.8 dB, y otro rango de

frecuencias en el que la señal se atenúa fuertemente, por ejemplo 20 dB ó más.

Los diseños de filtros presentan diversas técnicas tal como se expone en algunas fuentes

(Collin,1992; Pozar, 2012). Se elige un modelo de diseño y luego se especifican los

parámetros para un filtro pasa bajo con una frecuencia angular normalizada y una

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impedancia normalizada. Luego se escala la frecuencia operación del filtro para 2.4 GHz y

la impedancia de referencia dando valores concretos a las inductancias y capacitancias de

las ramas discretas serie y paralela. Para transformar el circuito pasa bajo en un circuito

pasa banda se reemplazan las capacitancias por ramas LC paralelo y las inductancias, por

ramas LC serie.

Los modelos de diseño de filtros más conocidos son el binomial (Butterworth), el de

Chebychev y el elíptico (Cauer). El modelo de Chebychev presenta un rizado en la banda

pasante que se puede confinar a valores de tolerancia y tiene una caída rápida en la banda

de atenuación y es debido a esta característica que se prefiere el modelo Chebychev

frente al modelo binomial. Es sobre todo por la complejidad matemática que el modelo de

Cauer se utiliza poco. Por tanto el modelo que se utiliza es el Chebychev.

En lo que respecta al tipo de microcinta según Figura 1, se adopta el filtro con impedancia

variable de las microcintas. Esta decisión obliga a adaptar el modelo clásico de ramas

discretas a un requerimiento de circuitos distribuidos, es decir con líneas de transmisión.

Para ello la transformación de Richard permite que las líneas de transmisión en corto

circuito o en circuito abierto se comporten como inductancias o capacitancias y por otro

lado, la identidad de Kuroda facilita la transformación serie paralelo y viceversa de las

ramas de microcintas.

El software ANSYS DESIGNER tiene una herramienta FILTER que permite el diseño de

filtros con estas consideraciones y en el Anexo A se expone el procedimiento para utilizar

esta aplicación.

Se define las pérdidas de inserción (IL) como la medida de atenuación en la banda pasante

del filtro:

dB

Se define pérdida de retorno (RL) como una medida de adaptación del circuito

dB

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Debe tenerse en cuenta que considerando que un filtro es un cuadripolo, el parámetro S11

es el coeficiente de reflexión en la puerta de entrada y S12 es el coeficiente de transmisión

de la puerta de entrada a la puerta de salida. De acuerdo con el modelo de Chebychev, el

coeficiente de transferencia S12 está relacionado con el polinomio de Chebychev de grado

N, (TN()), y con la constante de rizado :

donde

Siendo “s” la relación entre la banda de rechazo y la banda pasante y “RPL”, el valor del

rizado en la banda pasante.

Figura 4. Prototipo de filtro escalera para N = 5

Para el diseño del filtro se introducen los siguientes datos:

Modelo Chebychev

Orden del filtro N = 5

Rizado 0.01 dB

Frecuencia central 2.4 GHz

Ancho de banda 20%

Impedancia de la carga y de la fuente 50 ohmios

Los resultados del filtro pasa bajo para un = 1 rad/s y una resistencia de la fuente de 1

ohmio dan los siguientes coeficientes de acuerdo con la Figura 4:

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N g 0 g 1 g 2 g 3 g 4 g 5 g 6

5 1 0.7563 1.3049 1.5773 1.3049 0.7563 1

En el filtro pasa bajo, g2 y g4 son inductancias y g1, g3 y g5 son capacitancias. Para

transformar el circuito en un filtro pasa banda centrado en 2.4 GHz se realizan los

reemplazos de la siguiente tabla:

donde

y .

Siguiendo el procedimiento se reemplaza y se llega a los siguientes parámetros:

Escalando las impedancias a 50 ohmios, es decir:

Modelo del filtro Chebyshev de orden 5, pasa banda centrado a 2.4 GHz, con parámetros

discretos se convierte en el circuito de la Figura 5 y su respuesta en frecuencia en

g L' C'

0.7563 0.1763pH 0.25nF

1.3049 0.434nH 10pF

1.5773 8.453pH 0.52nF

1.3049 0.434nH 10pF

0.7563 0.1763pH 0.25nF

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frecuencia se ilustra en la Figura 6.

Figura 5. Filtro pasa banda centrado en 2.4 GHz

Figura 6. Respuesta en frecuencia del circuito diseñado

Es aparente que la respuesta en frecuencia es menor a 20 dB con un rizado en la banda

pasante muy pequeña.

Para implementar el filtro con microcintas se debe recurrir a la transformación de Richard

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y a las identidades de Fukoda. En las referencias (Collin, 1992) y (Pozar, 2012) se ilustran

implementaciones detalladas con los tipos de filtros de la Figura 1: los filtros con

impedancia constante, los filtros con impedancia variable, las microcintas acopladas y las

microcintas resonantes. La implementación del filtro con impedancia variable se logra con

el software ANSYS DESIGNER según el Anexo A y se exige cuidado con las dimensiones

cuyos valores son críticos.

Para la simulación del filtro se consideran los siguientes parámetros:

Las especificaciones del sustrato son:

En la Figura 7 se ilustra el filtro de cinco colillas en paralelo y cuatro unidades elementales

entre colillas.

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Figura 7. Resultado de filtro con colillas

El modelo del filtro pasa banda se muestra en la Figura 8 donde el color morado

corresponde a las cintas de cobre mientras que el color verde es el sustrato. El filtro

centrado a 2.4 GHz con un ancho de banda de 48 MHz se adapta a impedancias de

puertos de 50 ohmios y tiene un factor de rizado de 0.01 dB.

Figura 8. Layout del filtro pasa banda diseñado

ANTENAS DE MICROCINTAS

En esta sección se simulan y analizan distintas configuraciones de antenas Patch básicas

alimentadas por cable coaxial. El sustrato de la microcinta tiene un espesor promedio de

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1.4 mm y una permitividad relativa de 4.2. Para distintas geometrías de las antenas Patch

se busca los puntos de resonancia a la frecuencia de 2.4 GHz. Se comparan las estructuras

de microcintas rectangular, circular y cuadrada.

Se considera una antena Patch del tipo rectangular de dimensiones W(x)= 41.4 mm y

L(y)= 30.9 mm tal como se muestra en la Figura 9.

Figura 9. Antena Patch rectangular

En la Figura 10 se muestra la impedancia de esta Patch rectangular con alimentación

coaxial en las coordenadas x=0 mm e y= 5mm. Se aprecia que la frecuencia de resonancia

es 2.27 GHz a pesar que se diseña para la frecuencia de 2.4 GHz. Esto se debe a que el

modelo de líneas de transmisión para las antenas patch aproxima la distribución del

campo al de una microcinta en circuito abierto. Se aprecia que la parte real de la

impedancia cuando la antena entra en resonancia no cae en el pico de la gráfica sino que

se encuentra ligeramente desplazada a un valor cercano a 44 ohms. En la figura 11 se

aprecia que la frecuencia de resonancia presenta una buena adaptación a la frecuencia a

la cual resuena. Considerando el coeficiente de reflexión menor a 0.2 para determinar el

ancho de banda, entonces esta antena presenta 20 MHz de ancho de banda.

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Figura10. Gráfica de la parte real e imaginaria de la impedancia

Figura 11. Gráfica del coeficiente de reflexión con respecto a una impedancia de 50

En la Figura 12 se muestra una antena Patch cuadrada con un dieléctrico de 50 x 50 mm

de área donde se varía las dimensiones del resonador y la posición de la alimentación.

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Figura 12. Antena Patch cuadrada

Las dimensiones del resonador se dan en función de la longitud de onda en el dieléctrico,

es decir considerando solamente la permitividad del sustrato sin tomar en cuenta la

permitividad efectiva. Un cálculo simple para una longitud de resonador de 29 mm se

obtiene una frecuencia de resonancia de 2.4010 GHz. Se hace la simulación para 28 mm,

29 mm y 36.5 mm para comparar la frecuencia de resonancia y los puntos de resonancia.

En la Patch de 29 mm , variando la posición de la alimentación para obtener los

puntos en que la estructura resuena a una frecuencia cercana a 2.4GHz, se encuentran

tres ubicaciones de resonancia: (x=0, y=4), (x=5.5, y=1) y (x=3, y=5).

Lo primero que se observa de cada gráfica es que para una misma longitud del resonador

y variando la posición de alimentación cambia la frecuencia de resonancia y la forma de la

curva de la impedancia de entrada. Para la Figura 13, la frecuencia de resonancia está en

2.409 GHz con una Zin de 38 ohmios. Para las Figuras 14 y 15, las correspondientes

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frecuencias de resonancia están muy próximas en 2.4388 GHz y 2.4384 GHz

respectivamente. Además, el valor de Zin varía de 74 ohmios a 80 ohmios.

Figura 13. Gráfica de la impedancia en x=0, y=4 para la Patch de 29 mm

Figura 14. Gráfica de la impedancia en x=5.5, y=1 para la Patch de 29 mm

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Figura 15. Gráfica de la impedancia en x=3, y=5 para la Patch de 29 mm

Para todos los casos el valor pico de la parte real de la impedancia se encuentra fuera de

resonancia, esto es idéntico a lo que sucede en los circuitos RLC resonantes. Lo segundo

que se observa es que la antena presenta un factor de calidad alto, esto se aprecia en la

pendiente de la parte imaginaria de la impedancia cuando la estructura resuena.

Para comparar los anchos de banda se obtienen las simulaciones del parámetro de

dispersión S11, para las tres posiciones obteniendo las gráficas de las Figuras 16, 17 y 18.

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Figura 16. Grafica del parámetro S11 en x=0, y=4 para la Patch de 29 mm

Figura 17. Gráfica del parámetro S11 en x=5.5, y=1 para la Patch de 29 mm

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Figura 18. Gráfica del parámetro S11 en x=5.5, y=1 para la Patch de 29 mm

Considerando el criterio para determinar el ancho de banda de una antena el más

conocido es restringir el valor de la relación de ondas de voltaje estacionaria (VSWR)

menor o igual a 1.5, ya que es un valor aceptable en la antena. Haciendo el cálculo del

parámetro S11 debe ser menor igual a 0.2, entonces para las Figuras 16, 17 y 18 el ancho

de banda tiene un valor aproximado de 10MHz. Este es el principal problema que

presenta las antenas patch, si bien es cierto que la construcción de estas antenas es

bastante sencilla pero su poca capacidad de manejo de potencia y mínimo valor de ancho

de banda es factor en contra.

En la Patch de 30mm , se ilustra la gráfica de impedancia en la Figura 18 y la gráfica

de S11 en la Figura 19.

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Figura 18. Gráfica de la impedancia en x=2, y=4.5 para la Patch de 30 mm

Figura 19. Gráfica del parámetro S11 en x=2, y=4.5 para la Patch de 30 mm

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Se sabe que la longitud del resonador y la frecuencia de resonancia presentan una

relación inversamente proporcional, por lo que el aumento a 30 mm de la estructura

disminuye la frecuencia de resonancia a 2.358 GHz. Se tener en cuenta que una variación

de 1 mm es capaz de alterar la frecuencia a la cual se trabaja por lo que se debe ser lo más

preciso en la construcción para tolerar sólo un error de 0.5mm. La impedancia en

resonancia es de 50 ohmios con un ancho de banda de 10 MHz.

En la Patch de 36.5 mm , la Figura 20 muestra la impedancia de la antena y la Figura

21, el coeficiente S11.

De igual manera que el caso anterior, el aumento de la longitud del resonador disminuye

la frecuencia a la cual resuena a 1.927 GHz. La impedancia de entrada es 56 ohmios

aproximadamente y el ancho de banda es de 10 MHz.

Figura 20. Gráfica de la impedancia en x=8, y=1 para la Patch de 36.5 mm

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Figura 21. Gráfica del parámetro S11 en x=8, y=1 para la Patch de 36.5 mm

En la Figura 22 se muestra una Patch circular. Para el estudio se varía se relaciona el

diámetro con la longitud de onda en el dieléctrico. El análisis de Patchs con el resonador

circular se basa en el modelo de cavidad resonante, esto quiere decir que la estructura se

comporta como un resonador donde se propaga el modo TM. A diferencia del modelo de

lineas de transmisión, se considera los efectos de contorno dando un resultado de mayor

precisión. Se prueban para distintos diámetros de la Patch, la cual se trata de poner en

función de la longitud de onda en el diélectrico.

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Figura 22. Antena Patch circular

Para la Patch circular de r= 17.5 mm , se presenta resonancia a la

frecuencia de 2.4 GHz cuando la longitud del diámetro equivale 0.58 para tres

posiciones diferentes (x=5mm, y=0mm), (x=6mm, y=0mm) y (x=7mm, y=0mm). En las

Figuras 23, 24 y 25 se muestran los resultados de estas simulaciones.

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Figura 23. Gráfica de la impedancia en x=7, y=0 para la Patch circular de 17.5 mm


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De las gráficas se observa que la frecuencia de resonancia para las tres posiciones es 2.4

GHz, pero hay una variación en el valor de la impedancia de entrada. Esto se debe tener

en cuenta al momento de la implementación, ya que un cambio en la posición de la

alimentación en un 1 mm varía el valor de impedancia de entrada de la antena con lo cual

la red de adaptación de impedancia de la antena al filtro no cumpliría con su función.

En la figura 14 se aprecia el parámetro S11 para la Patch circular y el ancho de banda es 25

MHz, con lo cual supera a la Patch cuadrada en el doble de su valor.

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Figura 26. Gráfica del parámetro S11 en x=5, y=0 para la Patch circular de 17.5 mm

Se realizan pruebas para otros diametros de la Patch cambiando la posición de

alimentación, de esta manera se encuentra el lugar en el que la frecuencia de resonancia

se acerca a la frecuencia de trabajo.

Figura 27. Patch circular r=17 mm

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De las figuras 27, 28 y 29 se aprecia cómo un ligero cambio en el radio de la Patch altera

notablemente la frecuencia de resonancia y cómo la posición de alimentación influye en la

impedancia de entrada de la antena.

MESA DE PRUEBAS DE COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA

La mesa está destinada para realizar pruebas experimentales de medición de campo

cercano de la antena, filtros y adaptador de impedancia los cuales están fabricados y

diseñados en tecnología de microcinta. Para esto se utiliza una antena (equipos de Narda)

para censar el campo electromagnético, en la mesa se instalan los mecanismos que

permiten el movimiento del equipo en un plano tal como muestra la Figura 30.

Estas pruebas se realizan con el fin de comparar y analizar la distribución del campo en

los circuitos, como se acoplan entre diferentes circuitos y la interferencia que existe en el

entorno a esa frecuencia.

Figura 30. Mesa de Pruebas de CEM

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La mesa tiene por dimensiones 3 x 3 x 1 metros, de madera, reforzado con escuadras en

las patas. Tiene una viga móvil que se desliza sobre rieles, sobre la cual reposa el peso del

instrumento de medición.

Los diagramas de la Mesa de Pruebas se muestran en las Figuras que siguen con algunos

mecanismos para el movimiento del equipo de censado. En la Figura 31 se tiene una vista

superior y un vista lateral de la mesa y sus dimensiones. Se aprecia en la Figuras 32 que la

viga móvil debe de estar soportada por las vigas fijas laterales pero al mismo tiempo debe

de permitir que se deslice, para lo que se utilizará rieles de aluminio y ruedas como se

muestra en la Figura 33.

Las dimensiones de la viga móvil se muestran en la Figura 34, el desplazamiento de la viga

móvil se realiza con unas ruedas que se desplazaran en los rieles de la viga fija como se

muestra en la Figura 35. El control de la viga se realizara con cables y poleas.

El sistema de deslizamiento en la viga móvil se basará en rieles los cuales cuentan con una

serie de ruedas que moverá una plataforma.

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Figura 31. Vista Superior y Lateral de la Mesa de Pruebas

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Figura 32. Vista Superior de la Mesa de Pruebas con la Viga Móvil

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Figura 33. Rieles de la Mesa de Pruebas

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Figura 34. Dimensiones de la Viga Móvil

Figura 35. Detalle de la Rueda de la Viga Móvil

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Figura 36. Rieles y Ruedas Deslizantes en la Viga Móvil

El deslizamiento de la viga móvil es a través de un cable, al cual debe estar sujeto, y las

poleas que se encuentran en las esquinas de la mesa permiten su movimiento a lo largo

de un solo eje tal como se muestra en la Figura 37, al momento de implementar se debe

considerar el lugar donde se ubicara el motor paso a paso que controlará la viga en esa

dirección. En la viga móvil debe haber otro sistema de poleas conectadas con cables de

acero que permiten el movimiento en una dirección perpendicular tal como se muestra en

la Figura 38, se debe tener en cuenta la ubicación del motor que controlará la plataforma.

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Figura 37. Poleas y Cables de la Mesa de Pruebas

Figura 38. Poleas y Cables de la Viga Móvil

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CÁLCULO Y SIMULACIÓN DE UN ARREGLO DE ANTENAS PATCH

En esta sección se trabaja un arreglo de antenas Patch circulares alimentadas mediante un

cable coaxial implementadas sobre un sustrato dieléctrico de espesor 1.4 mm y

permitividad relativa igual a 4.2.

De acuerdo con los estudios de las antenas Patch, el resonador circular alimentado en x= 7

mm, y= 0 mm presenta buenas características de resonancia y ancho de banda, Figura 39.

Figura 39. Patch de resonador circular alimentado por cable coaxial

El cálculo de la impedancia de entrada se muestra en la Figura 40 y el comportamiento del

VSWR, en la Figura 41.

Los resultados que se obtienen son que la estructura resuena a 2.3988 GHz, produciendo

una variación en la frecuencia la trabajo en 1MHz y la impedancia de entrada de la antena

en resonancia es 128 ohmios, tal como muestra la figura 40.

El ancho de banda de la antena, se calcula utilizando el criterio de VSWR menor a 1.5 de la

figura 41, se obtiene un ancho de banda de 17.5MHz considerando que el coaxial adapta a

la antena.

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Figura 40. Parte real(rojo) e imaginaria(marrón) de la impedancia de la antena

Figura 41. VSWR suponiendo un coaxial de 128 ohmios

El patrón de radiación de la antena se muestra en las Figuras 42 y 43 y se aprecia la

caracteristica direccional de la antena.

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Figura 42. Patrón de radiación de la antena patch circular alimentada por cable coaxial en

x=7mm, y=0mm

Figura 43. Patrón de radiación de la antena patch circular alimentada por cable coaxial en

x=7mm, y=0mm

Para diseñar un arreglo de antenas Patch se calcula el arreglo de fuentes isotrópicas de

manera tal a encontrar una configuración directiva que multiplicada por el patrón de

radiación de la antena original resulte un patron de radiación directivo deseado.

Se implementa en matlab un script, que se adjunta en el Anexo B, que permite obtener los

patrones de radiación variando la distancia de separación entre las fuentes puntuales. Del

análisis de los gráficos obtenidos se eligen tres posibles distancias de separación que son:

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a) Separación de 0.6 en el eje x, eje y.

El patrón de radiación se muestra en un plano donde la mayor intensidad está dada por el

color rojo y la menor intensidad por el color negro, Figura 44. Se aprecia un lóbulo

principal para el ángulo igual a cero y lóbulos laterales de magnitud 0.3 con respecto al

principal, Figura 45 y Figura 46.

Figura 44. Patrón de radiación representado en 3D

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Figura 45. Patrón de radiación polar

Figura 46. Patrón de radiación para el plano phi igual a cero

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b) Separación de 1.6 en el eje x, eje y.

Se muestra el patrón de radiación de en un plano donde la mayor intensidad está dada

por el color rojo y la menor intensidad por el color negro, Figura 47. Se aprecia tres

lóbulos principales para el ángulo igual a pi cuartos y lóbulos laterales de magnitud 0.3

con respecto al principal, Figura 48 y Figura 49.


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c) Separación de 2.6 en el eje x, eje y.

Se muestra el patrón de radiación de en un plano mayor intensidad está dada por el color

rojo y la menor intensidad por el color azul, Figura 50. Se aprecia cuatro lóbulos

principales para el ángulo igual a cero y lóbulos laterales de magnitud 0.3 con respecto

al principal, Figura 51 y Figura 52.


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El diseño del arreglo de Patch se elabora sobre la base de la Patch circular elegida y

tomando un distancia de separación entre antenas según el arreglo de isotrópicas de 2.6

. La Figura 53 muestra el diagrama del arreglo.

Figura 53. Arreglo plana de 4 antenas patch

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Figura 54. Patrón de radiación

La impedancia que presenta cada antena no se ve afectada debido a que la distancia de

separación es mayor a una longitud de onda.

Figura 55. Impedancia del arreglo

Se muestra el acoplamiento entre las antenas, considerando la parte imaginaria y real de

la impedancia producida por el resto de antenas sobre la antena 1.

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Figura 56. Acoplamiento entre elementos del arreglo (ImZ)

Figura 57. Acoplamiento entre elementos del arreglo (ReZ)

ADAPTADOR DE IMPEDANCIA EN 2.4 GHZ

En esta sección se presenta el estudio y simulación de un adaptador - transformador de

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impedancia y divisor de potencia en tecnología de microcinta que opera a la frecuencia de

2.4 GHz. El adaptador - transformador se utiliza para convertir la impedancia de entrada

de la antena de 126 ohmios a un valor de 50 ohms, que representa el valor de impedancia

de un cable coaxial.

El adaptador - transformador está a cargo de la línea Z1 con una longitud de /4, el cual

transforma la impedancia de la antena a una impedancia Zo. El divisor es la etapa

posterior, que se encarga de que la potencia administrada por cable coaxial sea

uniformemente distribuida a las antenas, tal como muestra la Figura 58.

Figura 58. Circuito adaptador de impedancia y divisor de potencia

Se implementa el transformador de /4, siendo el valor de Z1 igual a la raíz cuadrada del

producto de Za (126 ohms) por Zo (50 ohms) resultando el valor de la línea de 79.3

ohmios y una longitud de 15.23 mm, tal como muestra la Figura 59.

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Figura 59. Dimensiones del transformador de lambda/4

El divisor de potencia, es el encargado de repartir la potencia suministrada en este caso

mediante cable coaxial al arreglo plano de antenas Patch. Este circuito debe de alimentar

cada antena con la misma fase y amplitud dado que el arreglo está solo en función de la

distancia de separación entre Patchs que es 2.6 (aprox. 158 mm). Para el diseño se

utiliza un transformador de lambda cuartos de impedancia característica de 50 omhs y

longitud 15.24 mm.

Figura 60. Dimensiones del divisor de potencia

Se emplea el software HFSS para simular con una altura de dieléctrico de 2.8 mm y una

permitividad de 4.2 para operar a la frecuencia de 2.4GHz. Las antenas se representan por

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puertos con impedancias de 126 ohmios y la alimentación es mediante cable coaxial por la

parte inferior con un diámetro del conductor de 2 mm. Se aprecia en la Figura 61 que el

conductor del divisor presenta un espesor de 18 um, esto se realiza por recomendaciones

del HFSS.

Se debe de tener cuidado al momento de alimentar el circuito, se debe de sustraer una

parte del plano de tierra para que al momento de simular no haya superposición entre el

pin del coaxial y el plano de tierra, tal como se muestra en la figura 62.

Figura 61. Diseño del pin del cable coaxial y la línea stripline

Figura 62. Plano de tierra inferior y el pin del cable coaxial

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El diseño final en HFSS del adaptador - divisor se muestra Figura 63 y Figura 64. Se

implementa en tecnología stripline con la intención de que el arte superior se encuentre

el arreglo de antenas patch y por la parte inferior se pueda colocar el filtro pasabanda

centrado a 2.4GHz.

Figura 63. Circuito adaptador - divisor

Figura 64. La línea es alimentada en el centro por un cable coaxial con 50 ohmios.

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El parámetro de dispersión S11 equivale a 0.07, a la frecuencia de operación tal como se

muestra en la Figura 65. Esto se interpreta que en la impedancia de entrada del circuito es

aprox. 57 ohmios mientras que el cable coaxial presenta 50 ohmios por lo que se produce

una ligera desadaptación.

Figura 65. Parámetro de dispersión S11

Los parámetros S12, S13, S14 y S15 representan la relación de la potencia que se

distribuye entre las cargas, que representan las antenas, y el alimentador. Como se espera

a cada antena debería llegar un cuarto de la potencia de entrada, entonces los

parámetros de dispersión tendrían el valor de la raíz cuadrada de la relación de potencia,

que en este caso es 0.5.

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Figura 66. Parámetros de dispersión entre las antenas y el alimentador

El ancho de banda del adaptador, se representa con el criterio de mantener una relación

de voltaje de onda estacionaria (VSWR) menor a 1.5. De la Figura 67 se observa que

presenta un ancho de banda de 92 MHz aproximadamente.

Figura 67. VSWR de adaptador y alimentador

Para el diseño del adaptador se utiliza tecnología stripline, dando resultados aceptables

tanto en relación al dividir la potencia y un ancho de banda considerable, se podría seguir

probando para diferentes diámetros del pin del coaxial para asi obtener un mejor S11. Se

ha simulado presentando las antenas como cargas pero el diseño final debe de mostrar los

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acoplamientos entre cada Patch circular y su respectiva alimentación, al igual que el

acoplamiento entre el divisor y el filtro pasa banda.

RESULTADOS Y ANÁLISIS DE LA INVESTIGACIÓN

EL FILTRO PASA BANDA

EL filtro pasa banda diseñado se construyó como muestra la Figura 68 y se midió el

rendimiento con el Analizador Vectorial de La Marina de Guerra del Perú.

Figura 68. Foto del filtro pasa banda de 2.4 GHz desarrollado

En la Figura 69 se muestra el resultado del comportamiento del filtro. Se puede apreciar

un significativo desacoplo del filtro Chebychev en la banda entre 1.91 GHz y 2.88 GHz

aunque se aprecia un sensible rechazo en la banda pasante de cerca de -3 dB. Es posible

que esta diferencia entre lo simulado en la Figura 6 y lo medido se tenga que atribuir a dos

posible causas: por un lado, el tipo de filtro adoptado de impedancia característica

variable da valores de anchos de las microcintas muy pequeños en algunos tramos y la

sensibilidad en muy alta con la variación de fracciones de milímetros. Por otro lado, la

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permitividad relativa y las pérdidas del dieléctrico utilizadas son las del fabricante, se

sospecha que los valores de permitividad y de pérdidas deben ser otros.

Figura 69. Medición del S11 del Filtro pasa banda de 2.4 GHz.

Se ha medido las características del dieléctrico con un resonador de anillo según Heinola

et al. cuyo diagrama se presenta en la Figura 70. El anillo tiene un perímetro total de a la

frecuencia de 2.4 GHz asumiendo que la permitividad relativa del dieléctrico es 4.4 y la

tangente de pérdidas es de 0.01. Con estos valores se calcula el coeficiente de reflexión a

la entrada del resonador variando la permitividad relativa dando distintas curvas de S11

según se muestra en la Figura 71.

La simulación de los resultados del resonador de anillo se sintetiza en dos cuadros en las

Figuras 72 y 73 para diferentes valores de permitividad relativa y diferentes valores de

tangente de pérdidas. En la Figura 72 se ilustra la dependencia de la frecuencia de

resonancia y en la Figura 73 se muestra la dependencia de S11. Con estas gráficas se

determina las características de la tarjeta de circuitos impresos con la que se trabaja.

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Figura 70. Resonador de anillo según Heinola et al.

Figura 71. S11 del resonador para distintos valores de permitividad relativa y tangente de

pérdidas de 0.01

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Figura 72. Frecuencia de resonancia vs tangente de pérdidas en el resonador de anillo

Figura 73. S11 vs tangente de pérdidas en el resonador de anillo

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En la Figura 74 se presenta una foto del resonador implementado.

Figura 74. Circuito del Resonador de Anillo

Figura 75. Medición con el resonador de anillo

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Figura 76. Comparación de los datos medidos y simulados con el resonador de anillo

En la Figura 75 se muestran las mediciones del S11 del resonador de anillo que luego se

comparan con las curvas de resonancia simuladas para decidir cuál es la curva que mejor

se ajusta a las mediciones. El resultado da que la permitividad relativa de la tarjeta de

circuitos impresos es 4.615 y la tangente de pérdidas es de 0.03. Este resultado obliga a

reconsiderar todos los diseños.

Otra consideración importante en el diseño del filtro pasa banda y en general en cualquier

circuito con microcintas es el uso de las conexiones de los circuitos. Cuando se diseña y se

simula los circuitos, tienen que ser incluidos los conectores. Por ejemplo en la Figura 77 se

muestra un diagrama de un filtro con los conectores coaxiales de 50 ohmios incorporados.

Las caracteriticas más importantes en el filtro pasabanda son los parametros de dispersión

S11 y S12. El S11 indica cuanta potencia no ingresa al filtro, mientras que el S12 indica

cuanta potencia es transferida desde el puerto de entrada al puerto de salida. En la Figura

78 se muestra los resultados S11 y S12 para el filtro pasabanda considerando los

conectores coaxiales.

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Figura 77. Modelo del filtro alimentado con cable coaxial

Figura 78. Filtro alimentado por cable coaxial

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ANTENA PATCH CIRCULAR

La foto de la antena Patch circularse muestra en la Figura 79.

Figura 79. Antena Patch circular

El parámetro S11 se mide con el analizador vectorial en la Figura 80.

Figura 80. Parámetro S11 de la antena Patch circular

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Se puede observar que la antena tiene banda angosta. La impedancia de la antena se

puede ver en la carta de Smith de la Figura 81 y puede compararse con la simulaci+on de

la Figura 82.

Figura 81. Carta de Smith de la impedancia de la antena Patch circular

Figura 82. Simulación de la antena Patch circular

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ARREGLO DE ANTENAS PATCH

La foto del arreglo de antenas Patch se muestra en la Figura 83.

Figura 83. Arreglo de antenas Patch

Los parámetros S11 y S12 se muestran en las gráficas de la Figuras 84 y 85.

Figura 84. Parámetro S11 del arreglo de Patch

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Figura 85. Parámetro S12 del arreglo de antenas Patch

Hay que aclarar que en este caso las cuatro antenas Patch no están conectadas, lo que se

logra con el adaptador acoplador. Cada antena Patch actúa individualmente en presencia

de las otras cuatro. El S11 mide el coeficiente de reflexión de cada antena y el S12 mide el

coeficiente de transmisión, es decir cuánto de la señal que recibe una antena se pasa a la

otra antena y el gráfico dice que el acoplamiento entre elementos está por debajo de los -

20 dB.

ACOPLADOR ADAPTADOR

El acoplador adaptador tiene la función de alimentar cada elemento del arreglo, repartir la

potencia entre ellos con los correspondientes desfasajes y amplitudes y adaptar las

impedancias. En la Figura 86 muestra una foto de este circuito.

La prueba experimental de este circuito considera que todas las puertas estén adaptadas.

Los terminales de las cuatro antenas son las puertas 1, 2, 3, 4, y la puerta de alimentación

es la puerta 5. En la Figura 87 se muestra el parámetro S55.

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Figura 86. Acoplador adaptador del arreglo de Patch

Figura 87. Parámetro S55 del acoplador adaptador

En la Figura 88, 89, 90, 91, se muestran los parámetros S15, S25, S35, S45

respectivamente. que denotan que la onda que ingresa por la puerta 5 se divide en cuatro

partes iguales can cargas adaptadas.

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Figura 88. Parámetro S15 del acoplador adaptador con -6.3 dB de acoplamiento


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LA MESA DE PRUEBAS

La mesa de pruebas de campo cercano se construye con algunos cambios mecánicos que

inicialmente no se consideran. En La Figura 92 se muestra la construcción de la mesa con

las partes móviles y soportes fijos.

Figura 92. Construcción de la mesa de pruebas

En la Figura 93 se muestran detalles de la viga móvil. Dos plataformas de soporte pueden

sostener los equipos de medición en la viga móvil cuyos detalles se muestran en la Figura

94 y 95. La mesa está reforzada con escuadras de madera que le dan rigidez. La viga móvil

de 3.20 metros de largo se desplaza sobre rieles con muy baja fricción. Las canaletas

debajo de la viga móvil sostienes las plataformas que corren con mínima fricción.

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Figura 93. Detalles de la viga móvil: rieles, carros y plataforma

Figura 94. Plataforma de soporte de los equipos de cuatro ruedas

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Figura 95. Plataforma de soporte de los equipos de dos ruedas

Se necesita implementar dos desplazamientos: por un lado está el desplazamiento de la

viga móvil sobre el marco de la mesa y por otro lado, está el desplazamiento de soporte

de los instrumentos de medición colgando de los rieles de la viga móvil. Estos dos

movimientos se realizan con dos motores de corriente continua con suficiente torque para

tirar un peso de por lo menos diez kilos sobre rieles con fricción muy pequeña. En la Figura

96 se muestra uno de estos motores con el piñón incorporado y la plancha de agarre, se

acompaña también el piñón loco para la cadena. Inicialmente se prueba el tiro de la viga y

del soporte con poleas y cables, pero se encuentra que hay pequeños deslizamientos del

cable sobre las poleas que no son deseables para el posicionamiento de los instrumentos

sobre el marco de las mediciones. Por este motivo se cambia el sistema de poleas y cables

por el de piñones y cadenas que marca un posicionamiento de mayor precisión. La Figura

97 muestra una prueba de laboratorio de este sistema con uno de los motores.

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Figura 96. Motor de corriente continua con piñón

Figura 97. Prueba del motor, los piñones y la cadena en el laboratorio

El control de los motores se implementa con accionadores (drivers) L298 gobernados por

un micro-controlador PIC16F877A. El circuito se ensaya con un simulador de circuitos y se

implementa en tarjetas de circuitos impresos. El circuito se ilustra en la Figura 98. La

programación de micro-controlador permite posicionar el objeto móvil en cualquier punto

del marco de la mesa, los motores pueden avanzar o retroceder.

Queda pendiente la incorporación de los controladores y los motores a la mesa de

pruebas para las mediciones finales.

Figura 98. Control de motores basado en un micro-controlador PIC

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Los resultados de las realizaciones y de las pruebas efectuadas indican que las

simulaciones con el software HFSS facilitan y garantizan la visualización del

comportamiento adecuado de los circuitos y permiten calcular el fenómeno

electromagnético sin requerir profundizar en la teoría. Las mayores dificultades se

encuentran en la consideración de los detalles constructivos tanto de los circuitos de radio

frecuencia como de los aspectos constructivos de la mecánica de la mesa de pruebas. Los

circuitos logrados pueden ser objeto de mejora pero en gran medida las metas alcanzadas

están a la vista para su pronta exhibición.

CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES

El presente trabajo presenta un caso práctico de convivencia de circuitos con distintas

propiedades radiantes. También se trata de diseñar circuitos de frecuencias elevadas (2.4

GHz) y simularlas con el software HFSS para visualizar el grado de acoplamiento de

estructuras electrónicas en los circuitos impresos. La realización física de los circuitos

experimenta algunas dificultades que se pueden mejorar, en particular en el diseño de los

detalles constructivos y en las pruebas.

En gran medida los circuitos de frecuencias elevadas presentan características especiales y

permiten que se desarrollen técnicas de microcintas para el diseño de circuitos

electromagnéticamente compatibles. Las propiedades más saltantes de los circuitos

emprendidos en este trabajo son las condiciones de fácil transporte, bajo peso, espacio

reducido, bajo costo, cualidades que los hacen adecuados para los sistemas portables.

Uno de los problemas de interferencia electromagnética que se puede producir es el

acoplamiento de la antena con los circuitos, ya que al ser las dimensiones de los circuitos

comparables a la longitud de onda, se produce un campo que interfiere en sus

alrededores. Este tema no es nuevo ya que existen distintos trabajos de interferencia

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electromagnética en circuitos con microcintas: acoplamiento de la antena con circuitos

pasivos o circuitos activos, ya sea en un mismo sustrato o en sustratos diferentes.

Con respecto al problema de acoplamiento entre la antena y los circuitos que comparten

un mismo sustrato, el efecto es que las características de la antena se alteran produciendo

un cambio en la frecuencia de resonancia, en la pérdida de retorno y en la impedancia de

entrada de la antena. Frente a este problema se formulan criterios de diseño para

minimizar la interacción, ya sea variando la distancia de separación entre la antena y las

pistas de conexión o definiendo una región de campo cercano de la antena en la cual no

deben colocarse componentes ni pistas.

Para el problema de acoplamiento entre antena y circuitos en diferentes sustratos, se

opta por la simulación del acoplamiento antena-circuito que luego se verifica

experimentalmente. Lo importante en este análisis es disminuir el costo computacional

que se requiere. Las conexiones de los circuitos ubicados en diferentes sustratos se

realizan mediante cables, “vías” o ranuras.

La mesa de pruebas, que es la otra parte del proyecto que permite la medición del campo

cercano de circuitos bajo condiciones de interferencia, debe mostrar pronto los primeros

resultados que han de contrastarse con las simulaciones. Las dificultades constructivas de

la mesa van acompañadas de detalles mecánicos y vienen dando ensayos convenientes en

la medida que se avanza la implementación.

El proyecto de la mesa de pruebas tiene un mayor alcance que las pruebas de

compatibilidad electromagnética. Un sistema de muestreo espacial de los campos

electromagnéticos permite visualizar el comportamiento holográfico de las ondas en las

regiones cercanas de radiación y por tanto es versátil para las aplicaciones de radiación y

propagación electromagnética.

En conclusión, los logros alcanzados en este trabajo dan un balance satisfactorio de lo que

se trata de demostrar, encuentran dificultades particulares en los aspectos de realización,

muchas de los inconvenientes e imprevistos se vienen superando y todavía hay detalles

que se pueden mejorar.

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A título de recomendación, hace mucho disponer de equipos como un analizador vectorial

para el diseño y pruebas de circuitos de frecuencias elevadas, que ayuda y ahorra tiempo

en la corrección de errores de diseño y de detalles prácticos no previstos.

Es importante la continuación y ampliación de las posibilidades observacionales de la

mesa de pruebas como instrumento de muestreo espacial de los campos

electromagnéticos en la zona cercana de radiación.

Vale la pena intentar otro tipo de posibilidades de diseño de circuitos de frecuencias

elevadas como por ejemplo tentar otros tipos de modelos de filtros, otros tipos de

conexiones o vías que las ensayadas en este proyecto para aumentar el ancho de banda y

ampliar las posibilidades directivas de los arreglos de antenas Patch para aplicaciones más

ambiciosas en radio enlaces y radares.

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Bibliografía

Barlow, H.M. Cullen, A.L. (1953). Surface Waves. University College, London. Radio section, paper n. 1482.

Barrett, R. (1984). Microwave Printed Circuits – The Early Years. IEEE Trans. MTT, v.32, N. 9, p. 983-990.

Brüns, H.D. Schuuster, C.Singer, H. (2007). Numerical Electromagnetic Field Analysis for EMC Problems.

IEEE Trans. EMC, vol. 49, n. 2, 2007.

Chen, R. (2004). Integrated EMI Filters for Switch Mode Power Supplies. Dissertation. Virginia Polytechnic

Institute and State University. Blacksburg.

Clayton, R.P. (2007). A brief history of work in transmission lines for EMC applications. IEEE Trans. EMC,

vol. 49. N. 2.

Collier, R.J. El-Deeb N.A. (1979). On the use of a Microstrip Three Line System as a Six-Port Reflectometer.

IEEE

Collin, R.E. (1992). Foundations for Microwave Engineering. John Wiley & Sons.

Daniel, L. (2003). Simulation and Modeling Technique for Signal Integrity and Electromagnetic Interference

on High Frequency Electronic Systems. Dissertation. University of Padua. Italy.

Dekleva, J. Roje, V. (1987). Accurate numerical solution of coupled integral equations for microstrip

transmission line. IEE Proc., vol. 134, n. 2.

Grieg, D.D. Engelmann, H.F. (1952). Microstrip – A new transmission technique for the kilomegacycle L

range. IRE Proc., vol. 40, p. 1644, Dec. 1952.

Hilavin, S. (2011). Design and Calibration of a TEM Stripline for Electromagnetic Compatibility Testing.

Master Thesis. Izmir Institute of Technology. Turkey.

Ivashka, V. Lauchius, J.Shugurov, V. Calculation of Microstrip Lines by means of singular integral equations.

Vilnius V. Kapsukas State University, Vilnius, U.R.R.S.

Kumar, G. Ray, K.P. (2003). Broadband Microstrip Antennas. Artec hHouse.

79/86

Pavlidis, D. (1976). The Design and Performance of Three Line Microstrip Couplers. IEEE Trans. MTT, vol.

24, n. 10.

Pozar, D.M. (2012). Microwave Engineering. John Wiley & Sons.

Rahman, H. (1994). Development of EMC Antennas and their Application in on line SE Measurements of

Conductive Composite Plastic Materials. Dissertation. Dublin City University. Dublin.

Sarkar, T.K. (1990). Electromagnetic Scattering and radiation from Finite Microstrip Structures. IEEE

Trans. MTT, vol. 38, n. 11.

Schneider, M.V. (1965). Computation of Impedance and Attenuation of TEM line by Finite Difference

Methods. IEEE Trans. MTT-13, p. 793-800.

Schneider, M.V. (1969). Dielectric Loss in Integrated Microwave Circuits. Bell Syst. Techn. J., v. 48, p. 2325-

2332.

Tong, X. (2010). Simplified Equivalent Modelling of Electromagnetic Emissionsfrom Printed Circuits Boards.

Dissertation. University of Nottingham.

Tripathi, V.K. (1977). On the Analysis of Simmetrical Three Line Microstrip Circuits. IEEE Trans. MTT, vol.

25, n. 9.

Van der Pauw, L.J. (1977). The Radiation of Electromagnetic Power by Microstrip Configurations. IEEE

Trans. MTT-25, n. 9.

Wheeler H. (1964). Transmission Line Properties of Parallel Wide Strips by a Conformal Mapping

Approximation. IEEE Trans. MTT, v. 13, p. 172-185.

Wheeler H. (1965). Transmission Line Properties of Parallel Strips Separated by a Dielectric Sheet. IEEE

Trans. MTT, v. 13, p. 172-185.

Wolff, I. (1978). Einführung in die Mikrostrip Leitungstechnik. Verlag H. Wolff, Aachen.

Yuan, Y. (1990). Full wave perturbation theory based upon electric field integral equations for coupled

microstrip transmission lines. IEEE Trans. MTT, vol. 38, n. 11.

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ANEXOS

A. DISEÑO DE UN FILTRO PASABANDA EMPLEANDO EL SOFTWARE ANSYS DESIGNER

1) Se elige la herramienta Insert Filter Design.

2) Se selecciona el tipo de filtro a utilizar.

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3) Se introducen las características del filtro

4) Se introduce las características del material que se utiliza como dieléctrico.

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5) Resultados del filtro

6) Para mostrar el filtro en microcintas, primero se pasa a Physical Circuit, luego de la pestaña Project se

selecciona Sub designs. Por último se selecciona EM Solution.

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Anexo B. CÁLCULO DEL ARREGLO DE FUENTES ISOTRÓPICAS

%% Las distancias de separacion son: ejex -> dx & ejey -> dy

% Asumiendo un lambda normalizado, entonces:

%Obtener el Path de la carpeta Actual

[stat,struc] = fileattrib;

PathCurrent = struc.Name;

dx=2.6;

r=length(dx);

dy=2.6;

s=length(dy);

k=2*pi;

phi=linspace(0,2*pi,1001);

n=length(phi);

teta=linspace(-pi,pi,1001);

m=length(teta);

ro=ones(n,m);

for u=1:r

for v=1:s

%Diagrama en 3D

for i=1:n

for j=1:m

ro(i,j)=cos(k*dx(u).*sin(teta(j)).*cos(phi(i))/2).*cos(k*dy(v).*sin(teta(

j))*sin(phi(i))/2);

end

end

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% graficar

fsin1 = figure;

mesh(phi,teta,abs(ro)')

view(2)

xlabel('eje phi')

ylabel('eje teta')

%axis ([0 2*pi 0 pi min(min(ro)) max(max(ro))])

ha = axes('Position',[0 0 1 1],'Xlim',[0 1],'Ylim',[0

1],'Box','off','Visible','off','Units','normalized', 'clipping' , 'off');

str=sprintf('Arreglo eje x = %1.1f & eje y = %1.1f',dx(u),dy(v));

text(0.5,

1,str,'HorizontalAlignment','center','VerticalAlignment', 'top')

fsin2 = figure;

subplot(2,2,1)

polar(phi(:),ro(:,751))

title('Radiation Pattern teta=pi/2')

subplot(2,2,2)

polar(teta(:),ro(1,:)','r')

title('Radiation Pattern phi=0')

subplot(2,2,3)

polar(teta(:),ro(251,:)','g')

title('Radiation Pattern phi=pi/2')



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text(0.5,


fsin3 = figure;

plot(teta(:),abs(ro(1,:))','r')

grid on



str=sprintf('Radiacion phi = 0 distancias x = %1.1f & eje y =

%1.1f',dx(u),dy(v));

text(0.5,


%crear las rutas (Path) para carpetas y archivos

FolderName = ['experiencia'];

PathFolder = [PathCurrent '/RESULTADOS/' FolderName];

% crear las carpetas para guardar los resultados

mkdir([PathCurrent '/RESULTADOS'], FolderName);

% guardar figura en la carpeta

dx(u)

dy(v)

str=sprintf('/A %1.1f %1.1f',dx(u),dy(v));

saveas(fsin1, [PathFolder str], 'png')

str=sprintf('/B %1.1f% 1.1f',dx(u),dy(v));

saveas(fsin2, [PathFolder str], 'png');

str=sprintf('/C %1.1f %1.1f',dx(u),dy(v));

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saveas(fsin3, [PathFolder str], 'png');

end

end

Documents

Informe Técnico: Compatibilidad Electromagnética Investigadores