ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

"DISECO Y CONSTRUCCIÓN DE UN APARATO TRASMISOR EN LA BANDA

DE 222 MHz A 232 MHz"

TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO

DE INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES

EDUARDO FABIÁN PÉREZ MOLINA

Quito Abril de 1986

2957

CERTIFICACIÓN

Certifico que el presente trabajo ha

sido realizado en su totalidad por el

Sr. Eduardo Fabián Pérez Molina bajo mi

dirección.

Ing. Herbert Jacobson.

DEDICATORIA

A mi esposa y a mis padres

AGRADECIMIENTO

Agradezco a Dios porque El es el supremo hacedor y guia

de mi vida.

Un reconocimiento especial a mi director de tesis por

su ayuda, a la vez que extiendo mis agradecimientos al HCJB

por permitirme utilizar sus laboratorios en la realización

de mi tesis.

Por ultimo quiero dar un agradecimiento muy especial a

mi esposa por su ayuda en el desarrollo como en la

culminación de este trabajo.

ÍNDICE

CAPITULO I

Introducción

1.1 Descripción y especificaciones del aparato construi-

do 1

1.2 Estudio sobre modulación FM, análisis matemático, sinu-

soidal y multitono 4

1.3 Estudio en forma general de un lazo de control de fase,

respuesta de frecuencia 11

1.4 Análisis de los amplificadores clase C de radiofrecuen-

cia (dobladores de frecuencia) 17

1.5 Características generales y comportamiento de los tran-

sistores VMOS en radiofrecuencia 26

1.6 Diseño de los Amplificadores de radiofrecuencia con los

parámetros "S" 32

CAPITULO II

Diseño' Electrónico

2.1 Etapa de amplificación de audio 41

2 . 2 Etapa exitadora 46

2.3 Control de frecuencia 54

2.4 Etapa amplificadora y multiplicadora de frecuencia.. 62

2 . 5 Etapa de potencia f 67

2.5.2 Antena de salida 78

2.5.3 Diseño con los parámetros S 83

2.6 Fuente de alimentación 86

CAPITULO III

Diseño mecánico

3.1 Consideración del montaje , 90

3.2 Descripción del montaje 93

3 . 3 Esquemas del montaje 95

CAPITULO IV

Mediciones experimentales

4.1 Distorsión de Audio 100

4 . 2 Ancho de banda . 102

4 . 3 Rendimiento , 103

4 . 4 Potencia del transmisor 103

CAPITULO V

5.1 Conclusiones 106

5.2 Bibliografía.

INTRODUCCIÓN

El presente trabajo trata del diseño y construcción de

un aparato transmisor de radio enlace .en la banda de VHf 222

MHz. a 232 MHz.

Este transmisor conforma un equipo completo de transmi-

sión recepción, junto con el receptor que se está desarro-

llando en otro trabajo de tesis.

Uno de los objetivos de este trabajo es conocer el

funcionamiento de los transistores de efecto de campo en el

rango de alta frecuencia, y a la vez aplicar las técnicas de

diseño en dicho rango.

En el capitulo I se realiza un estudio teórico de

algunos aspectos referentes a la frecuencia modulada, asi

como también de los elementos necesarios para el diseño del

transmisor, enfocando los puntos que se requieren para cum-

plir con este fin.

El capitulo II está constituido por la parte de diseño

eléctrico de todas las etapas que conforman el aparato

transmisor, en el mismo que se ha tratado de sintetizar

todos los aspectos que fueron considerados en el mismo.

El montaje mecánico y sus características está

considerado en el capitulo III, en el que se incluyen

los aspectos que optimizan al mismo en este rango de

frecuencia.

Por 61timo en el capitulo IV se presenta los resultados

prácticos los cuales permiten obtener algunas conclusiones

al compararlos, con los teóricos a los que se llega en el

capitulo I.

CAPITULO I

En el presente capitulo se realiza un análisis de concep-

tos teóricos que posteriormente serán utilizados en el

diseño del transmisor de radio enlace, además'nos permitirán

obtener parámetros teóricos que luego servirán como referen-

cia en el estudio de los resultados prácticos.

La primera parte contiene una descripción y especifica-

ciones del aparato, para luego entrar en un estudio matemá-

tico de modulación FM, lazo de control de fase y amplifica-

dores clase C.

En la segunda parte se realiza un estudio de los tran-

sistores que se utilizan en la construcción de la etapa de

salida del transmisor.

Por último se presenta una alternativa muy utilizada en

el diseño de amplificadores de potencia en radio frecuencia

que es el análisis mediante parámetros "s".

1.1 DESCRIPCIÓN Y ESPECIFICACIONES DEL APARATO CONSTRUIDO.

ESPECIFICACIONES

En nuestro pais la radio emisión está controlada por la

DIRECCIÓN NACIONAL DE FRECUENCIAS, organismo que basa su

regulación en las normas dadas por el FCC (Federal

Comunications Comission), por lo cual el transmisor debe

cumplir con las siguientes normas:

a.- El rango de frecuencia de la portadora debe variar entre

222,1 a 231,9 MHz cumpliendo con la norma 180F3 es decir

variar la frecuencia portadora en pasos de 200 KHz

quedando como margen de seguridad 20 KHz como separación

entre canales adyacentes.

b.- La potencia de salida para esta clase de transmisores

debe ser de 10 a 15 Watts en una impedancia de 50 oh-

mios .

c.~ La estabilidad de la frecuencia portadora debe estar en

2000 Hz.

d.- La modulación que debe utilizarse es FM directa.

e.- La desviación de frecuencia por modulación debe ser de +

75 KHz.-

f.~ La frecuencia de audio en el rango de 30 a 15.000 Hz

debe ser de ± 0.5 dB.

g.~ La distorsión del amplificador en el rango de audio debe

ser menor a 0.5 %.

h.- El ruido presente en la señal modulada debe ser menor

que -60 dB para un 100 % de modulación, tomando como

base un tono de 400 Hz,

i.- El ruido producido por modulación en AM debe ser menor

que -55 dB desde la referencia de la frecuencia portado-

ra.

j . - Todos los armónicos producidos por el transmisor deben

estar por lo menos 40 dB bajo la portadora.

DESCRIPCIÓN

El aparato está constituido de las siguientes etapas:

-Puente de poder

-Etapa de audio

-Etapa osciladora

-Etapa sintetizadora de frecuencia

-Etapa preamplificadora y dobladora de frecuencia

-Etapa de potencia

Así constituido el transmisor satisface las especificaciones

ya mencionadas.

1.2 ESTUDIO SOBRE MODULACIÓN FM TONO Y MÜLTITONO.

La modulación FM en su forma básica es el mensaje

trasladado en el espectro de frecuencias, siendo un proceso

no lineal, por lo que el espectro de la modulación no guarda

relación con el del mensaje y el ancho de banda de transmi-

sión casi siempre resulta mayor al doble de la información,

La ventaja de su utilización radica en que la relación

señal a ruido es mejor que en otros tipos de modulación por

lo que se requiere menor potencia de transmisión.

Dicha modulación es del tipo exponencial cuya forma

fasorial es:

Xc(t) = Re(Ap exp(jep(t))

Xc(t) = Ap eos (ep(t) )

Donde 0 p(t) es una función lineal del mensaje X (t)

como se muestra en la siguiente relación:

ep(t) - 2TTfp(t) + G(t) (1.2.1)

en donde fp es la frecuencia de la portadora y9(t) es el

ángulo de fase relativo de la onda modulada. Sabiendo además

que la velocidad angular es la derivada de la posición con

respecto al tiempo wd(t)= de(t)/dt produciéndose la propor-

cionalidad de la señal al mensaje. De este análisis se puede

definir la desviación de frecuencia instantánea,

Siendo:

f(t) - 1/2 TT de(t)/dt (1.2.2)

Y

-L

O0p(t) = 2TTfp(t) + 2UJ f(t)dt (1.2.3)

_ oo

resultando que la desviación instantánea de un mensaje es:

f(t) - Af * x(t) (1.2.4)

en donde el término Af representa la.constante de desvia-

ción de frecuencia.

Relacionando las ecuaciones (1.2.4) y (1.2.3) se ob-

tiene:-t.

0p(t) = 2TTfp*t + 2TTAf f X ( t ) d t (1 ,2.5)J

sustituyendo (1.2,5) en la forma general de una onda expo-

nencial se obtiene la ecuación de una onda modulada en

frecuencia:f

Xp(t) = Ap eos ( wp*t + 2TTAf \) (1.2.6)w-CO

ANÁLISIS ESPECTRAL DE LA ONDA DE UNA SERAL FM

El análisis espectral de la modulación FM en una des-

cripción exacta, resulta muy complicada y laboriosa salvo

para ciertas señales, por lo cual no se puede generalizar

sino más bien se prefiere analizar casos específicos como

son las señales de un tono y de dos tonos.

Sea la señal modulante:

f(t) = eos(wm*t)

Y

0(t) = f3sen(wm*t)

donde (3 es el Índice de modulación, y está definido como

= Af/fm que significa la máxima desviación de frecuencia

producida por el tono modulante, y solo se lo puede definir

para una modulación de tono.

Reemplazando el valor de /3 en la ecuación (1.2.1) se

obtiene:

S(t) = Ap eos (wpt + (3 sen wmt)

S(t) = Apcoswpt eos ( (3 senwmt)- Ap sen wpt sen ( (3 sen wmt)

la resolución de la ecuación anterior resulta muy complicada

por lo que debemos primero considerar la siguiente función:

F(t) = exp(x/2(t-t-' ))

F(t) = exp(xt/2)*exp(-xt/2) (1.2.7)

funciones que se pueden desarrollar en series de fourier.

exp(xt/2) = 1 + xt/2 + [ (x/2)"2*(t)"2]/2!+. . . + (x/2) ~n* (t) ~n/

exp(-xt/2) = 1 - xt/2 + [ (x/2) "2* (t) ~2]/2l+ ____

4- (- irn*(

las ecuaciones anteriores (1.2,8) y (1.2.9) se pueden resu-

mir en la siguiente serie:F(t)~ y. An(t) ~n

n=.oola manera de obtener los coeficientes An es multiplicar las

dos series (1,2.8) y (1.2.9) obteniendo la potencia del An

que se necesita calcular. La forma general es la siguiente:

An = [ (x/2)'vn]/ní-[(x/2) ~ (n+2) ]/ (n+1) ! + ... (1.2.10)

A(-n) - [(-x/2) ~n]/n!-[(-x/2r (n+2)]/(n+l) ! + . (1.2.11)

Para completar nuestro estudio debemos recurrir a las

funciones de Bessel :o

Jm(x) - (-D Wm!* [ (x/2) A(2m+n) ]/(n-Hn) !

reemplazando m por n y desarrollando la serie se obtiene:

Jn = [(x/2rn]/n!-[(x/2r(n+2)]/(n+l) ! + ... (1.2.12)

de las formas matemáticas anteriores {1.2.11) y (1.2. 12) se

advierte que son idénticas por tanto se dice que los An

corresponden a los Jrn de la serie de Bessel.

Por tanto se tiene:

exp ((t-t"1 ) x/2) = H A n * ( t ) ~ nco

exp ((t-t" ) x/2) = X J n ( x ) t " n (1.2.13)r\-~co

Considerando la fórmula de Euler:

exp ( j wt) = coswt + jsenv/t (1. 2. 14)

sea

wt = \ senwt

y reemplazando en la ecuación (1.2. 14) se obtiene:

exp(j (3 senwmt)=cos ( (?) senwmt) +jsen ( (3 senwmt ) (1.2.15)

si expresamos la función seno en forma exponencial:

sen(wrnt) = [exp (jwmt) -exp (-jwmt) ] /2j

y la reemplazamos en la ecuación (1.2.15) se obtiene:

exp(j (3 senwmt)= exp(j (5 ) * [exp ( jwmt ) -exp (-jwmt ) ] /2 j (1.2.16)

si en la serie (1,2. 13) reemplazamos :

exp(jwrnt) = t

exp (-jwmt) = -t

Coy utilizando la relación (1.2.16)

cos( (3 senwmt) - Jo ( (3 ) + / . 2 Jn ( 0 ) eos (nwmt )OO^ n [»ar

sen ( (3senwmt) = Z_ 2 Jn ( (3 ) sen (nwmt)

Con estas relaciones se puede obtener la expresión

general de una señal modulada en frecuencia,oo

S(t) = Ap Jn( (3 ) eos (wp +nwm)t (1,2.17)

donde n debe ser un número entero positivo y negativo.

ANÁLISIS PARA UNA SERAL MÜLTITONO

Sea la señal modulante:

f(t) = Alcos(wlt) + A2cos(w2t)

la forma general s(t) producida por la señal modulante antes

mencionada se puede obtener de igual manera que para una

señal de un solo tono esto es:

s(t) = Apeos(wpt + (3, senwlt + p¿senw2t) (1.2,18)

al desarrollar (1.2.18) se obtiene:

s(t) = Apeos (wpt + (3isenwlt) eos ( (\senw2t)

-Apsen (wpt + (?>i senwlt) sen ( £> senw2t)

como se puede observar esta señal esta conformada por dos

ondas moduladas en frecuencia producidas por un tono. Por

esta razón se pueden utilizar las relaciones para un solo

tono llegando a la forma general de una señal modulada en

frecuencia por dos tonos que se enuncia a continuación:OO 00

s (t) = ApJn( (?>,) Jm( (3*) eos (wp + nwl + mw2) t(\--cx> nrt--oo

ANCHO DE BANDA EN FM

Del análisis matemático se ha visto que el espectro en

FM es infinito por tanto la transmisión de una señal modula-

da requiere también de un ancho de banda infinito aán siendo

el mensaje de un ancho de banda fijo.

Pero los sistemas de FM prácticos tiene un ancho de

banda finito por lo que para hacerlos funcionales y evitar

las distorsión se utiliza un ancho de banda que abarque

todas las componentes espectrales significativas.

LINEAS DE BANDA LATERAL SIGNIFICATIVAS

Analizando las formas de las funciones de Bessel se ve

que Jn ( (3 ) decae muy rápidamente para | n (?> ] > 1 especial-

mente si (Í » 1. Si 0) es grande se puede deducir que Jn ((3)

es significativo solo para valores In < Q de aqui se

deduce que las lineas de banda lateral significativas están

contenidas en el intervalo de fp ± (3 fm.

A continuación se muestra un gráfico de bandas late-

rales significativas en función de (?) .

5o

4'

o.t /.o 10 ' ¿O

una regla práctica para escoger el ancho de banda es la

de Carlson:

B = 2 f in + 2 A f

B = 2 A f U + l/(3 )

en la transmisión de FM en banda angosta cuando ("J < 0.5 el

ancho de banda debe ser aproximadamente igual a 2fm.

Con el objeto de aclarar lo anterior se obtienen algu-

nos espectros de señal FM.

Si transformamos la ecuación (1.2.17} al dominio de la

frecuencia se tiene:

Ap = 2

S (f) = Jo (6 ) [ </ (f + fe) ] + T J2k ( (3 ) [ (f + [fe -

2k fm]) + cT(f + [fe + 2k fm])J - ]>] J2k - 1 ((3)

[ </ (f + [fe - 2k - 1 fm]) + </ (f + [fe + 2k - 1

f m] } ]

para realizar la comparación con los resultados prácticos se

gráfica | S (f) [.

•re -V Z-f11 -

10

Oco

M

I -f-1 3 4-

* t T f

-J-

-K I

1.3 ESTUDIO EN FORMA GENERAL DE UN LAZO DE CONTROL DE FASE,

RESPUESTA DE FRECUENCIA

Un circuito de control de fase es básicamente un

circuito fijador o estabilizador conformado por una red de

realimentacion, formando un sistema de lazo cerrado.

Se puede definir un sistema de lazo cerrado como aquel

que tiende a mantener una relación prescrita de una variable

del sistema a otra, comparándolas y usando estas diferencias

como un medio de control.

En forma general a esta red se la puede representar

asi:

TUs) Cfs)

La salida de este sistema de acuerdo a la teoria de

diagrama de bloques es:

C(s) = G(s)Ea(s)

C(s) = G(s) [R(s)-H(s)C(s>]

de donde:

C(s) = G(s)R(s)/(l+G(s)H(s) )

11

la relación C(s)/R(s) se la conoce como función de transfe-

rencia .

Como se puede observar para que el error sea cero el

valor de l+G(s)H(s) debe ser mucho mayor que la unidad en el

rango de funcionamiento de la red.

En los circuitos prácticos se tiene siempre un medio

cambiante debido al envejecimiento de los elementos y por

tanto su salida variará; situación que no tiene solución en

los sistemas de red abierta y por el contrario estas fluc-

tuaciones son compensadas en los sistemas realimentados

siendo esta una de sus múltiples ventajas.

A continuación se realizará un análisis comparativo de

estos dos sistemas.

Sea A G (s) la variación que se produce en la red, por

loquelaseñalalaentradaserá:

C(s) + Ac(s)

por tanto la variación en un sistema de red 'abierta es:

AC(s) = AG(s)R(s)

en cambio en un sistema de red cerrada es:

C(s) + AC(s) = [ A G(s)R(s)]/[l + (G(s) + A G(s)]H(s)

y si hacemos que G(s)H(s) » AG(S)H(S) ,que en la mayoría

de casos se cumple, se tiene que la variación es:

Ac(s) = [ A G(s)R(s)]/[l + G(s)H(s) J ~2

Comparando los resultados anteriores se obtiene que la

variación a la salida se reduce en un factor de

[1-fG (s)H(s)]"2 para el segundo caso.

12

Otro aspecto importante en los sistemas de lazo cerra-

do es su respuesta transitoria; es decir la capacidad del

sistema de llegar a su punto de estabilización, situación

que es controlable no asi en los de lazo abierto.

RESPUESTA DE UN SISTEMA DE LAZO CERRADO A UN ESCALÓN

UNITARIO

CÍO

C(s) = G(s)R(s)/(l + G(s) )

G(s) - kR(s}/( (s) ~2 + ps + k)

usando la notación generalizada para un sistema de segundo

orden se tiene que:

k =• (wn)~2

p = 2 ? wn

R(s)=l/s entrada escalón unitario en el

dominio de la frecuencia

entonces:

C(s) - [(wn)~2]/s[{s)"2 + 2 wns + (wn)~2]

13

pasando al dominio del tiempo:

C ( t ) = 1 - (1/ñ )*exp( - f w n t ) s e n ( w n @t + © )

= V i - (

Esta ecuación puede ser representada gráficamente como

se muestra a continuación:

12

RESPUESTA DE FRECUENCIA DE UN SISTEMA DE SEGUNDO ORDEN

La respuesta de frecuencia de estos sistemas se la

obtiene en el estado estable, es decir cuando el sistema

pasa del estado transitorio.

Este análisis se lo realiza .por medio de la transforma-

14

da de Fourier y por los diagramas de Bode que es un método

gráfico.

Sea s=jw y reemplazando en la función de segundo orden

se tiene:

C(jw) = 1/[1 + (2w|/wn)j - (w/wn}~2]

al graficarla para diferentes valores de ^ se obtiene las

siguientes curvas:

0,2 0,3 0,1 0,50,0 0,8 1,0 2 3 4 5 (i S 10

u = íü/ti)n = Relación de frecuencia

00

0,2 0,3 0,4 0,5 0,8 0,8 1,0 2

u)/w,, = Relación de frecuencia3 4 5 ü S U )

15

La teoría anterior vamos a aplicarla a un caso más

particular que es el sistema de control de frecuencia utili-

zado en el transmisor.

Un control digital de este tipo esta conformado por el

siguiente diagrama de bloques:

El mismo que realiza una detec-

- *- ción de fase de la señal de

salida, comparándola con una

fase de referencia y a través

de esto se controla la frecuen-

cia de salida.

en el que se definen los siguientes parámetros:

k<j>.- Determina al detector de fase y significa el valor en

voltios por cada radian de diferencia de fase entre la

frecuencia de referencia y la frecuencia de entrada.

kf._ Es la ganancia del filtro.

kv._ Es la razón de cambio entre la frecuencia de salida y

el voltaje de control del oscilador.

0o(s ) = K<f> Kf Kv /[s + ( k < J > kf kv/N) ]

Kf = 1 + Tls / t2s

C(s) = 1 / [(s/wn)"2 + (2?s/wn) + 1]

y de (1.2.4)wn = K$ Kv / n T2

TI = 2 f/wn

£ = Ti wn / 2

16

1.4 ANÁLISIS DE LOS AMPLIFICADORES CLASE C O DOBLADORES DE

FRECUENCIA

La eficiencia de un circuito amplificador varia según

la clase de funcionamiento del mismo, aumentando su eficien-

cia al pasar de clase A a B, y llegando a un rendimiento

teórico del 100% en clase C.

Si un amplificador debe proporcionar ganancia a una

frecuencia determinada debe utilizárselo en clase C, de lo

contrario presenta demasiada distorsión.

Los amplificadores clase C mantienen un alto rendimien-

to con elevadas potencias teniendo por esto una gran utili-

zación, su funcionamiento es no lineal por lo que también

•son conocidos como de señales fuertes o amplificadores de

potencia sintonizados-

A continuación se muestra el diagrama generalizado de

un amplificador clase C.

Ce.

-O

e¡ :L

I -P

17

Supondremos que el factor de calidad Q del circuito

resonante es lo suficientemente alto como para que eo este

constituido únicamente de la tensión continua y la componen-

te fundamental, esto quiere decir que todos los armónicos

son eliminados y que el voltaje o corriente de entrada son

sinusoidales.

La figura siguiente muestra curvas típicas de corriente

del circuito anterior.

18

Si la potencia de salida del elemento Pod fuera igual a

cero, se tendría un rendimiento del 100% y una potencia

instantánea

pod = eo io (1,4*1)

de donde la potencia media seria:f

Pod - 1/2FÍ \d d(wt) (1.4.2)U-Tf

la corriente io es diferente de cero para el intervalo

3l< wt < ©2 por tanto 0o

Pod = 1/2 TT \d d(wt) (1.4-3)ü0

el ángulo de conducción 0c se 'lo puede definir asi:

©c = ©2 - 01 (1,4.4)

©1 está medido en grados negativos o radianes a partir de

cero.

La potencia suministrada por la fuente de alimentación

&Z

P

Poo = 1/2TT ip Eod d(wt)Oelp0-

Poo = Eoo/2TT ) io d(wt) (1.4.5)0,

Siendo la potencia de salida

P2 = E2"2/Rac (1.4.6)

yE2 = E2 max / \TT (valor eficaz)

se tiene una eficiencia n igual a:

n = P2 /Poo

n = (Poo - Pod) / Poo (1.4.7)

Si ©c es lo suficientemente pequeño se puede

19

considerar que eo es constante para valores de 01 < wt <02

por lo que la potencia media se aproxima a :^

Pod = Eo ruin/ 2 TT J io dwt (1.4.8)6. .

Substituyendo (1.4.5) y (1.4.8) en (1.4.7) se obtiene

el rendimiento

n = 1 - Eo min / Eoo

Ajustando adecuadamente el circuito de salida Eo min

puede tender a cero obteniendo de esta manera un rendimiento

del 100%.

El circuito sintonizado a un máltiplo entero de la

frecuencia fundamental constituye un multiplicador de fre-

cuencia. Cabe notar que la obtención de los armónicos es

limitada ya que estos decrecen con la frecuencia.

ANÁLISIS DE LOS AMPLIFICADORES CLASE C

En los amplificadores sintonizados las formas de onda

de io y de eo no se parecen entre si, a diferencia de los

amplificadores no sintonizados, por lo cual para su análisis

se construyen características especiales a partir de las

dadas por los fabricante, con lo que se consigue una linea

recta como lugar de trabajo.

A causa del circuito resonante la tensión de salida es

aproximadamente cosenoidal por lo cual :

eo = Eoo ~ \T~2 E2 eos wt (1.4.10)

La señal de entrada Xi es cosenoidal con una componente

20

continua rr» L /1 /i -i i \i = Xii + V 2 X eos wt (1.4.11)

relacionando (1.4.10) vs (1.4.11) se obtiene una linea recta

como lugar de trabajo tomando a io ¿orno parámetro siendo

estas las características de corriente constante las mismas

que se muestran a continuación.

21

Las curvas de lineas de trazos representan una cantidad

de entrada por ejemplo Xi seria la tensión de regula y Yi

su corriente. La figura muestra curvas típicas de un tran-

sistor. Aquí se representan valores normalizados pues con

válvulas los niveles de voltaje y corriente son diferentes

que en los transistores.

Las ecuaciones paramétricas del lugar de funcionamiento

están dadas por las ecuaciones (1.4.10) y (1.4.11), el lugar

es entre P y Q. Aunque el lugar en funcionamiento debe

extenderse al doble de su longitud. Esto sucede cuando wt

varía desde - TT/2 a 3 TT/2 » El punto de funcionamiento se

desplaza desde Q a P y de P! a Q respectivamente. Sin embar-

go como el funcionamiento es clase C la corriente de salida

es cero para cuando se desplaza de Q a P1 , por ello que no

se incluye enelgráfico.

Los voltajes y corrientes son funciones pares por lo

que solo se analiza para O < wt < TT/2 . El lugar geométrico

desde .el punto Q a P se acota en espacios proporcionales a

eos wt como se indica. Esto quiere decir que cada longitud

es igual a PQ eos wt para wt = (0,10,20,...,90) grados.

Q es el punto de funcionamiento estático, sus coordena-

das son Xii y Eoo. Las coordenadas del punto P son Xi max y

Eo min, de las ecuaciones (1.4.10) y (1.4.11) se puede

obtener

Xi max = Xii +

22

Eo min = Eoo - V 2 E2

estos valores son desconocidos pues dependen del circuito

resonante y del dispositivo utilizado.

CIRCUITO RESONANTE

En la mayoría de los amplificadores se utiliza un

circuito tanque , siendo uno de los objetivos de este el

acoplar las impedancias de salida del transistor con la

carga del mismo,

La configuración del circuito tanque es:

I u-oo-

\

G

-o o-

Utilizando el circuito equivalente se tiene :

L

RJ = e

23

Eo rain « Eoo - V 2 E2

estos valores son desconocidos pues dependen del circuito

resonante y del dispositivo utilizado.

CIRCUITO RESONANTE

En la mayoría de los amplificadores se utiliza un

circuito tanque, siendo uno de los objetivos de este el

-acoplar las impedancias de salida del transistor con la

carga del mismo.

La configuración del circuito tanque es:

-oo-

-oo-

Utilizando el circuito equivalente se tiene :

23

Suponiendo que Rl » woL la eficiencia es:

n - Ib~2 Rl1 /(Ib~2(R +R11))

n = Rl1 /(R + Rl1 )

Qo es el Q propio de la bobina

Qo = woL / R

yQef = woL / ( R + Rl1 )

por tanto

n = 1 - (Qef /Qo)

Si Qo » Qef se obtiene una eficiencia alta.

En altas frecuencias el acoplamiento magnético no se

utiliza por sus altas pérdidas, por otra parte es difícil

obtener el coeficiente de acoplamiento, por lo que se utili-

za redes L o Pi como circuitos resonantes.

ANÁLISIS DE LOS IMPULSOS DE CORRIENTE PRESENTES EN UN

AMPLIFICADOR CLASE C

Un impulso de corriente en un amplificador que está

operando en clase C se representa en la siguiente figura:x

24

Del gráfico se puede obtener:

ib = O -Tí/2 < wt < - ®

ib = Ira ( eos wt - eos ) - © < wt < ©

ib = O . 0< wt < 3TT/2

cuando v/t igual a cero

ib = ib

Im =. ib / ( 1 - eos © )

Los impulsos de corriente se los puede representar en

series de Fourieroo oo

ib(t) - Ao + ¿_. An eos nwt + ¿^ Bn sen nwtrt = » n-i

como la función es par los coeficientes Bn son iguales a

cero obteniéndose Ao y Al

Ao - Im/fT (© -(sen 20/2))

Al - Im/TT (9 "(sen 20/2))

Siendo Ao la componente continua y Al la amplitud de la

fundamental,.

25 ,' ; ;!i

X"'ñ. 2957

1.5 CARACTERÍSTICAS GENERALES Y COMPORTAMIENTO DE LOS

TRANSISTORES VMOS EN RADIOFRECUENCIA

Los transistores VMOS (Vertical Oxido Semiconductor)

pertenencen a los transistores de efecto de campo, y combi-

nan las ventajas de los bipolares y de los MOSFET, dando

como resultado una familia de alta potencia y elevada ganan-

cia los cuales pueden trabajar a grandes voltajes. Por ello

es que a través de .los tiempos van ganando más y más popula-

ridad.

CONSTRUCCIÓN

Los transistores llamados MOSPOWER FETS pueden ser de

dos tecnologías básicas:

a.- Estructura en V que se usa para voltajes moderados

bajos*

b.- Estructura de doble difusión plana utilizada para gran-

des voltajes.

En la construcción,- en sus primeras etapas se debe

producir una doble epitaxial difusión. Primero formando un

substrato con portadores mayoritarios positivos (n+) seguido

por una parte epitaxial con portadores mayoritarios negati-

vos (n-), a esta le sigue una capa tipo p y luego otra de

tipo (n+) formando una estructura de cuatro capas como se

muestra en la figura.

26

COMPUERTAO

DRENAJE

En los transistores VMOS a diferencia de los tipo D

tienen una configuración anisotrópica en forma de una V que

se extiende a través de las capas (n+) , (p+) y una pequeña

parte en la tipo (n-),

Formando la V en la compuerta está el óxido metálico.

FUNCIONAMIENTO

Debido a la conformación de la compuerta existe un

fácil acceso de los portadores hacia la difusión tipo p,

actuando como un verdadero canal.

Al aplicar un campo eléctrico en la capa (n+) llamada

fuente los portadores mayoritarios se difunden hacia la capa

27

(p+) llamada el cuerpo que haciendo similitud con los bipo-

lares los portadores se difunden de base a emisor.

Comunmente los FET tienen un transistor bipolar pará-

sito en paralelo con el VMOS, pero-al aplicar un campo

eléctrico este desaparece, en el peor de los casos queda un

diodo parásito, pero polarizado inversamente por lo que su

efecto se hace despreciable.

El funcionamiento de este tipo de transistores al ser

polarizados correctamente ? es decir, la compuerta positiva

respecto a la fuente la corriente fluye a través del canal

n. Sobre un cierto voltaje (VT) el silicio tipo p se invier-

te formando un canal tipo n creando una baja resistencia

entre la fuente y el drenaje, obteniéndose por ello una alta

ganancia. Por esta razón no puede soportar voltajes elevados

a la entrada sin sufrir daño en- su estructura.

MODELOS DE ALTA FRECUENCIA

Los transistores VMOS de potencia, han experimentado un

gran avance en los rangos de radiofrecuencia, haciéndose

también necesario el desarrollo de modelos de simulación,

uno de los cuales describiremos a continuación.

El modelo físico se obtiene de la estructura misma del

VMOS

28

D1S | PADOR

De la figura anterior se puede trazar el modelo eléc-

trico del transistor incluyendo los elementos parásitos

presentes en radiofrecuencia.

Cate

29

En el gráfico anterior se muestran estos elementos:

Cpkg Capacitancia de entrada y salida del pakage del

transistor.

Lg Inductancia de la compuerta,'

Rg Resistencia de la compuerta.

Cgs Capacitancia del campo.

Cgr Capacitancia entre compuerta y ( n+).

Cgb Capacitancia entre compuerta y cuerpo.

Cdg Capacitancia entre drenaje y el pakage.

Rb Resistencia del cuerpo de la difusión tipo p.

Cdb Capacitancia del cuerpo a drenaje.

Ros Resistencia de salida no puede representarse

físicamente.

Rdp Resistencia del drenaje y el pakage.

Ldp Inductancia entre el drenaje y el pakage.

Rsp Resistencia de la fuente*

Rs Resistencia de la difusión tipo (n+) .

Con este modelo se ha logrado desarrollar programas

computacionales encaminados a la medición de valores de los

diferentes parámetros del transistor. En radiofrecuencia nos

interesa medir los parámetros "S" los cuales se obtienen

fácilmente.

30

VENTAJAS

La popularidad de la tecnología VMOS ha ido aumentando

debido a sus múltiples ventajas especialmente en su estabi-

lidad térmica.

El efecto de ruptura es reducido presentando un gran

rendimiento.

Comparando transistores bipolares y de efecto de campo

de similar potencia r trabajando con corrientes y voltajes

iguales se observa que los de efecto de campo trabajan con

mayor disipación de potencia a voltajes que se encuentran

alrededor del limite de trabajo. Esto quiere decir que el

SOA en el FET está limitado por potencia de disipación; en

cambio que en los bipolares se produce una concentración de

la corriente en una área física reducida lo que hace que se

obtenga a voltajes elevados menor potencia de la nominal.

Operacionalmente VMOS es fínico entre los transistores

de potencia pues la conducción depende del voltaje entre

compuerta y fuente y no a cualquier inyección de corriente.

Presenta una baja capacitancia de entrada, permitiendo

una gran aplicación en circuitos de conmutación. Además

debido a su gran resistencia de entrada el hfe clásico

carece de importancia.

31

1.6 DISECO DE AMPLIFICADORES CON PARÁMETROS SCATTERING "S"

Los parámetros "S" son utilizados en el diseño de

equipo en radiofrecuencia,- ya que los análisis y diseños

convencionales se ven seriamente limitados en los rangos de

alta frecuencia VHF y UHF.

Los parámetros h,z,y no pueden ser medidos a frecuen-

cias superiores a 100 MHz porque establecer las condiciones

de circuito abierto y corto circuito en los terminales de

los elementos resulta muy difícil, otro de los problemas que

se producen es que el transistor tiende a oscilar cuando se

cortocircuitan sus terminales-

Algunas de las ventajas de los parámetros "S" son:

1.- Los parámetros "S" se derivan de relaciones de potencia.

2. - Estos parámetros proveen un conocimiento físico del

elemento sin necesidad de un estudio profundo de semi-

conductores.

3,- A frecuencias de UHF y VHF son fácilmente medibles

porque están basados en las características de refle-

xión.

4.- La utilización de los parámetros "S" no requiere de un

circuito equivalente del transistor puesto que el ele-

mento es considerado como una red de dos puertos y el

comportamiento del mismo se define en términos de cuatro

parámetros Sil, Si 2, S21, S22 que s.on los parámetros

Scattering.

32

DEFINICIÓN DE LOS PARÁMETROS "S1

Para poder definirlos es necesario que en los termi-

nales del transistor se conecten cargas puramente resistivas

de un valor Zo, carga que se la llama irapedancia de referen-

cia.

Se deben definir dos grupos de parámetros (al,bl) y

(a2,b2) que representan las ondas incidentes y reflejadas

siendos estas

al - 1/2 ((vl//Zo) + \/2Ó ID

bl = 1/2 ((vl/v/Zo) - Vzó II)

a2 = 1/2 {(v2//Zo) -f-'\/ZÓ"l2)

b2 = 1/2 ((v2A/Zo) - N/"zcTl2)

Los valores a y b se relacionan por medio de los pará-

metros "S" de la siguiente manera:

bl = sil al + s!2 a2

b2 = s21 al + s22 a2

de donde se definen las relaciones matemáticas de los pará-

33

metros "S":

511 = bl/al |a2 = O "

512 = bl/a2 [al = O

521 - b2/al |a2 = O

522 = b.2/a2 |al = O

Coeficiente de reflexión entrada

Coeficiente de transconductancia

Coeficiente-de trans* inversa

Coeficiente de reflexión salida

Los parámetros Sil y S22 pueden ser medidos direc

taraente con las técnicas de lineas de transmisión por ejem-

plo utilizando la linea r'anurada, acopladores direccionales

etc.

S12 y S21 son relaciones de ganancia de voltaje.

Todos los parámetros son dependientes de la frecuencia

y presentan una parte real y otra imaginaria.

Para que un elemento este totalmente definido los cua-

tro parámetros "S" deben estar bien determinados,,

DISEÑO DE AMPLIFICADORES CON PARÁMETROS "S"

• Si representamos a un amplificador por medio de diagra-

mas de flujo tenemos

a.

34

7

bs = Vs N/ZO" /(Zs + Zo)

= (Zs - Zo) / (Zs + Zo)

= (zi - zo) / (zi + zo)

El análisis de un diagrama de flujo resulta simple,

aplicando la regla de Masón que generaliza la función de

transferencia entre cualquiera de los nodos de un sistema, a

través de la siguiente fórmula:

T = 52 TkA k /AK

donde:

Tk Ganancia de la k-ésimo camino de transferencia

Ak Valor de A pero sin incluir el k-ésimo camino de

transferencia.

A i suma de todas las ganancias de los lazos

individuales + suma de las combinaciones de dos

lazos que no se topan - suma de las combinaciones

de tres lazos que no se topan + ....

de esta manera se puede obtener cualquier función de

transferencia.

Para el diagrama de flujo que nos interesa

A = 1 - (Sil f s; + S21 S12 f 1 ps + S22 pl) + (Sil S22 (*! ps)

la ganancia de potencia aplicando este método es:

Gt = Pl / Pin

Pl = P(incidente en la carga) - P ( r e f l e j a d a )

Pl = |b2T2 (1 - |P1T2)

35 "

Pin = |bsr2 / (1 - I(°sr2)

Gt = |b2/bsT2 (1 - |fsT2) (1 - Iplp2)

|b2/bs| = S21 / ( (1 - Sil ps) (1 - S22 fl) - S21 S12 f l(°s

Gt = A / ((1 - Sil ps) (1 - S22 f>l) - S21 S12 ( 1 (°s)~2

A HS21T2/ (d ~ (°s~2) (1 - pl~2)

Otras relaciones que nos interesa son los parámetros

"S" para una carga arbitraria:

Sil1 = Al1 Al[(l - r2 S22) (Sil - rl1 ) + r2 S12 S21]

S121 = A21 B / [(1 - rl Sil) (1 ~ r2 S22 ) -rl r2 S12 S21]

S211 = Al1 C / [{1 - r2 S22) (1 - rlSll ) + rl r2 S12 S21]

S221 = A21/ A2[(l - rl Sil) (S22 - r2' ) + rl S12 S21]

donde :

B = S12 (1- |rlT2)

C = S21 (1- |r2p2)

Ai = [(1 - rl')(l - |rir2)^l/2]/(l - ri)

ri = (Zi1 - Zi)/(Zi' + Zi")

De estas relaciones se pueden obtener las condiciones de

estabilidad del transistor

1. - 1 Sil | y I S22 | deben ser menores que uno segán la ecua-

ción de Sil' .

2.- La ecuación de Sil1 nos muestra también que el plano r2

puede ser separado en dos partes y cuya solución es la

ecuación de un circulo donde la impedancia de entrada es

36

positiva y está dada por:

rs2 = C 2 I / ( i S 2 2 r 2 - I A | ~ 2 ) radio

C2 = S22 - A Sil1

(?s2 = i (S12 S21) /(IS22T2 - I A P2)| centro

de estas relaciones se puede obtener las condiciones de

estabilidad.

a.- La impedancia de entrada se hace positiva cuando r2 = O

y si el circulo incluye el origen de la carta de Smith

el interior del circulo nos da la impedancia de entrada

positiva,

b.- Si el circulo excluye el origen entonces la parte inter-

na del circulo presenta una impedancia de entrada nega-

tiva.

De igual manera se puede obtener la impedancia de

salida

rol = (C1) /(|Slir2 - | A T2)

PO! = I (S12 S21) /(|Slir2 - | A i~2) |

Una característica importante de los círculos rl y r2

es que son invariantes respecto al otro.

De aquí se puede definir más claramente la condición de

estabilidad absoluta* Esto quiere decir que las zonas de

inestabilidad caigan fuera de la carta de Smith por tanto:

S! - Irsll | > 1

s2 - |rs2i| > 1

también

37

|S22| <1

Como conclusión de este punto se sugiere los siguientes

pasos en la realización de un diseño

1.- Medir los parámetros "S" del transistor o elemento a

utilizarse si no los proporciona el fabricante; se debe

tomar en cuenta la frecuencia y potencia (nivel de

señal) a la que se miden.

2.- Calcular la estabilidad del elemento

a.- Se debe determinar si es unilateral o no (figura de

mérito u).

b.- Si |Sil I y |S22 I son menores que uno calcular k

k = ( 1 + A"2 - |S11S~2 - |S22r2)/(2|S12 S211)

b.l.-Si k > 1 se considera como incendieionalmente estable y

se puede utilizar las siguientes relaciones:

Rms = Cl1[(Bl ±\/Bl~2 - 4IC1T21)/2\Cl\~2]

Bl = 1 + IS11T2 - IS22T2 -A~2

Rml = C21 [(B2 ±\/B2~2 - 4|c2|"2 *)/2|C2|"2]

Bl = 1 + |S22T2 - [S11T2 -A~2

Si Bl < 1 se toma el signo + en la relación de ganancia

G max = IS21| | k ;

Se calcula los círculos de ganancia constante

ro2 = [ G/(l+ D2G)]C2! centro

Po2 = ([ 1- 2k|Sl2S21|G + IS12S21T2 G"2 ]"

D2G)

Y

D2= ¡S22 T2 - 1 A P2

G = Gp/Go

Go = |S21|"2

b.2.-Si k < 1 se debe encontrar la zona de estabilidad del

elemento, t razando los circuios de estabilidad y cuyo

centro y radio se dan continuación.

rs2 - C21 / ( I S 2 2 T 2 - I A T 2 ) centro

Rs2 = |S12S21|/( | S 2 2 r 2 - | A r 2 ) radio

en las que

A= S11S22- S12S21

Cl = Sil - A S22

C2 = S22 - Sil1

Bl = 1 - 1S11T2 - |S22T2 - 1 A T 2

B2 = 1 - I S 2 2 T 2 - IS11T2 - I A | ~ 2

Se debe d i b u j a r el circulo de la ganancia que se desea

G = Gp / Go

ro2 = [ G/(l+ D2G ]C2' centro

Ro2 = ([ 1- 2k|S12S21|G + [S12S21T2 G^2 ]Al/2)/(l +

D2G)

Escogiendo Rml se procede a verificar la estabilidad en

la entrada para lo cual se calcula Rms

Rms = [(Sil - RrnlA)/(l - Rml S22) ]

Se gráfica el circulo de estabilidad de entrada cuyo

centro y radio están dados por:

rsl = Cl1/ ( IS11T2 - | A T2)

39

Rsl = |S12S21|/ (iSlir2 - IAT2

Verificando que el Rms calculado se encuentre en un

punto de estabilidad,- de no ser asi se debe buscar otro Rml

hasta conseguir este objetivo.

40

CAPITULO II

En este capitulo se trata del diseño eléctrico del

transmisor; el cual se encuentra dividido en varias etapas

de acuerdo a su funcionalidad.

En cada punto de este capitulo se desarrollan las

diferentes partes que constituyen el aparato transmisor.

2.1 AMPLIFICADOR DE AUDIO

La etapa de audio según las especificaciones debe cum-

plir con la curva patrón de 75 us como constante de tiempo

que se muestra a continuación.

30

2*-ii

ZL

JLO

18

(C

14

13

.LOO iooo J.OOOO

A esta curva de frecuencia se la conoce como preénfasis

que no es más que dar mayor ganancia a las frecuencias altas

que a las bajas.

Para obtener esta respuesta existen varios métodos;

considerando como el más adecuado el utilizar un filtro

activo pasa bajos. El circuito utilizado es el siguiente;

o our

De la teoría de los filtros se obtiene la función de

trasferencia que no es más que la función de un sistema de

segundo orden.

V2 / VI = (k b (wc}~2) / (S"2 + a wc S + (b wc)~2)

Como vemos en el punto 1.2.3 las constantes a, b deter-

minan el comportamiento de respuesta de este circuito. Para

alcanzar el objetivo se debe escoger con mucho cuidado estas

constantes por lo que se procedió a utilizar métodos compu-

tacionales.

Los valores de a y b fueron:

42

a - 0.9

b - 1.5

Una vez que se tiene a y b se pueden calcular los

valores de las resistencias y capacitores del filtro median-

te las siguientes relaciones:

Rl = 2 / (a c + {[a~2 + 4 b (k - 1)] c~2 - 4 b el c}~l/2)w c

R2 = 1 / b c el w c~2

R3 = k ( Rl + R2 ) / (K -1) K í 1

R4 - k ( Rl + R2 )

Para nuestro caso k = 1 por tanto R3 = oo y R4 = O

Se debe escoger el valor de los capacitores c y el para

lo cual se hizo necesario recurrir a métodos computacio-

nales. Determinándose los siguientes valores:

c = 150 pF

el = 0.0039 uf

con estos valores se obtiene

Rl = 2.7 K

R2 - 39 K

Adicionalmente a este circuito se debe utilizar una red

pasiva de 50 us de constante de tiempo.

Si se escoge un capacitor de 1000 pF se requiere un

resistencia de 47 k para obtener esta constante.

A continuación se dará el diagrama del circuito de

audio implementado parte práctica. En este se incluye ele-

mentos de polarización.

43

-M5"

Otro aspecto del amplificador que debe tomarse en cuen-

ta según las especificaciones es el nivel de audio que se

requiere para obtener la desviación de frecuencia requerida

44

y de las pruebas realizadas se obtuvo este nivel de audio

con un valor de 175 mV pero debido a la red atenuadora este

nivel subió a 2,5 V que se encuentra dentro de las especifi-

caciones .

45

2.2 ETAPA EXCITADORA

Esta etapa del transmisor consiste de dos partes:

1.- Oscilador

2.- Amplificador separador

El oscilador en el transmisor tiene un papel importante

por lo que su diseño final fue muy laborioso resultado de

varios ensayos prácticos.

El utilizar circuitos integrados como osciladores no

permitió obtener buenos resultados debido a la proporción de

ruido que en ellos se genera por lo cual se optó por emplear

un oscilador de elementos discretos.

El diagrama del circuito utilizado en la práctica es el

siguiente

-vis

AUDIO

El elemento activo es un transistor FET que tiene

excelentes características a esta frecuencia. Este circuito

aprovecha las capacitancias parásitas propias del FET como

realimentación para producir la oscilación.,

46

DISERO

Para un buen funcionamiento del JFET U310 se asume una

corriente de 10 mA como corriente de polarización, para lo

cual se utiliza una fuente de corriente. La polarización de

la compuerta G debe ser negativa respecto a la fuente S, se

escoge 1 V como valor práctico de funcionamiento.

Vel = 470 mv para estabilidad

térmica

R4 = 470 mV / 10 mA

R4 = 47

Vc2= Ve + Vbel

Vc2= 1.1 V

_ Ic2= 0.1 mA

Ids= 10 mA

It = 10.1 mA

en el filtro de entrada debe caer por lo menos 2 V entonces:

Rfl = 2 v / 10.1 mA

Rfl = 198

se escoge Rfl = 220 1L que da una caida de tensión de 2.2 V.

La constante de tiempo del filtro debe ser de 10 ms, lo

que se obtiene con un condensador de 47 uF.

Para la polarización de fuente se tiene;

Rl + R2 = 9.8 V / 1 mA

Rl + R2 = 9. 8- K

que por razones de filtra je de rizado se divide la

47

resistencia de polarización de la siguiente manera

-Wc

se escoge 47 irF como el capacitor de filtro.

R3 = Ve3 / Ice

R3 = (Vb - Vbc2) / Ice

R3 = 530 raV / 1 mA

R3 - 53 O

El circuito equivalente para señal es el siguiente

L

48

configuración que corresponde a un circuito oscilador

Colpits como se muestra en la siguiente figura:

4—1

-¿ÍMJW&-L

L_

El circuito equivalente es

en donde si XI = El 2* - ¿ 1 y g = I/ rg

por tanto las ecuaciones de nodos son las siguientes:

O = (Yl + Yi + Y3) El - Y3 E2

O = ( 1 - Y3) El + (Y3 + Y2 + g) E2

que resolviendo para E2, y haciendo que el denominador del

49

determinante de la solución sea cero para obtener oscilación

se tiene:

7*1 = - [ (Yl + Yi) (Y2 + Y3 + g) + Y3 (Y2 +g) ] / Y3

para nuestro caso se tiene:

7"! = gm

g = 1 / rp

Yl = j w C gs

Y2 = j w Ceq

Y3 = 1 / ( R + j w L )

Yi = O

de las relaciones anteriores se obtiene:

wo = (Cgs + Cds) / Cgs Cds

gm > wo~2 Cgs Cds R + (wo"2 L Cgs - 1) /rp

los datos para el JFET U310 son:

gm = 13 mmhos

Cds = 2 pF

Cgs = 4.1 pF

R = 0.2 ohmios

con lo que se puede calcular el valor de Ceq y L de la

fórmula general de resonancia.

CT = (Cgs Cds) / (Cds + Cgs) + Ct

Ct = C (varactores) + Cp

Cp son las capacitancias en paralelo en el circuito tanque.

Una tercera parte en el diseño de esta etapa son las

entradas de control de frecuencia y de modulación.

Este circuito se muestra a continuación

50

V

p-f

1OO <

C.A.F AUDIO

los valores de los capacitores en paralelo con el varactor

se obtienen experimentalmente para obtener una constante

Kvco de aproximadamente 1 MHz por voltio.

La variación de frecuencia vs voltaje de control se

muestra en la siguiente figura :

-f

De los resultados anteriores se obtiene el valor de la

51

capacitancia en serie para la entrada de modulación.

El vatactor escogido para esta es el MV 2102 que es

especialmente diseñado para esta aplicación.

La etapa excitadora está conformada además por un

circuito amplificador separador de alta impedancia cuyo

circuito es el siguiente:

o—¡

'-.LQO-&-

Rs

47 -uf

El elemento activo es el FET canal N de doble compuerta

3N204 cuyas características eleéctricas son:

Cin = 4 pF

Cout = 2 pF

Idd max = 20 mA

La configuración del circuito de polarización es la

recomendada por el fabricante, en las primeras pruebas esta'

polarización era variable, encontrándose que el

funcionamiento óptimo se obtiene para una polarización

igual a:

52

Vgl = 1 V

Vg 2 = 6 . 8 V

Vs = 1.7 V

La resistencia conectada entre fuente y tierra R8

determina la corriente que fluye a través del FET.

R8 = Vs / Ids

Vs toma un valor de 1,5 V a 2 V e Ids 10 mA

R8 = 270_a

En la práctica se vio la conveniencia de usar R8 igual

a 180 -CL para obtener mayor amplificación.

El circuito de salida esta sintonizado a la frecuencia

fundamental de 113 MHz , calculando los valores de C y L con

la fórmula general de resonancia,

Para un valor de C igual a 8 pF se tiene:

Ceq = Cin + Cp + C

donde Cin (capacitancia de entrada de la próxima etapa)

igual a 4 pF y Cp (capacitancia parásita) igual a 5 pF.

Ceq = 17 pF

luego

L •= 100 nH

a continuación se muestra el diagrama total de esta etapa.

53

2.3 CONTROL DE FRECUENCIA

El control de la frecuencia, se lo hace en forma digi-

tal, debido a las múltiples funciones, y ventajas que pre-

senta sobre la forma de control analógica, obteniéndose de

esta manera mayor precisión y un barrido de frecuencia de la

portadora.

La precisión del control debe ser de 0.005% como lo

estipulan las normas para este tipo de aparatos que fácil-

mente se obtiene con este circuito. El diagrama de bloques

para el control es el siguiente.

En el que se observa como elemento fundamental el

circuito sintetizador de frecuencia, el cual proporciona

salidas digitales f por lo que se hace necesario utilizar

filtros pasabajos para convertir a una señal de voltaje

continuo, que controla al VCO.

Debido a la alta frecuencia de oscilación se hace

54

necesario utilizar el prescaler MC12015 divisor para 32/33

reduciendo la frecuencia de entrada al sintetizador a un

rango aceptable de trabajo.

El funcionamiento del MC145152 tsintetizador) se en-

cuentra en la hoja de datos del fabricante. Algunas de sus

características se describen a continuación.

Cl*.G*4 4* A* A o A* A\c V? //* /J5 fit. ríe.

Af

Polarización 3 a 9 V trabajará con 5 V, fin máxima 30

MHz a 5V.

Tiene varios valores de divisores de referencia: 8f

128, 256, 512, 1024, 2048, 2320, 4096.

Contienen dos módulos de programación N y A que sirven

para obtener la frecuencia deseada en la propagación se debe

considerar el factor de división del prescaler P/P + 1

siendo los valores menos significativos, notando que N > A

para su buen funcionamiento»

La división total de frecuencia está dada por la si-

guiente relación:

N total = H P + A

55

DISEÑO DEL CIRCUITO

1.- Se escoge la frecuencia del cristal que después de

varias alternativas se determina en un valor de 12.8 MHz

como la mejor posibilidad.

2.- Se procede a programar el divisor de referencia que se

lo hace mediante las entradas RAo, RAÍr RA2 escogiéndose

el valor de 256 como la mejor opcíónf la programación del

sintetizador para esta condición es la siguiente:

P i n 4 5 6

RAo RAÍ RA2

O l í

3.- Se encuentra la frecuencia de referencia que está dada

por la siguiente fórmula:

fr = frecuencia del cristal / relación de

división

fr = 12.8 / 256 Mhz

fr = 50 Khz

4.- Se- debe calcular el valor de N max y N min, que son

factores de división total del lazo de realimantación?

de acuerdo a las siguientes relaciones:

N max = f max / fr

N max = 116 MHz / 50 KHz

N max = 2320

N min = f min / fr

56

N min = 111 MHz / 50 KHz

N min = 2220

5.- La frecuencia del oscilador controlado por voltaje r

debe cumplir con la siguiente condición:

(2 f max - f min) < fvco < (2 f min - f max)

120 MHz < fvco < 106 MHz

dato dado en las hojas del fabricante.

6.- Luego se debe escoger el valor de ? que es el factor

que nos da el grado de sobreimpulso como vimos en el

capitulo I (punto 1.3) escogiendo un valor de f - 1.

7.- Se debe escoger el ancho de banda del lazo de control

que para nuestro caso debe ser menor a una frecuencia

apreciable de audio y se escoge fn = 5 Hz que nos de un

valor de wm

wm = 31.4159 rad/seg

8.- De las relaciones para un sistema de segundo orden se

puede calcular las constantes de tiempo y por tanto se

tiene:

wn = wn t / t

Rl C = k(j) Kvco / N max wn~2

N = 440

kcj>= Vdd / 2TT para (j)v y

KVCO = 2~rr ( A fvco / A Vvco )

Kvco = 2TT { 0.17) V / MHz

Kv = 5 V / 2TT

57

r>

Considerando que el valor de -C sea relativamente pe-

queño se ha determinado los siguientes valores con el

fin de no utilizar condensadores electrolíticos con las

relaciones (2.3.1) se puede calcular

Rl - 200 K

Ci= 2,2 uf

R2 = 27 K

adicionalmente a este circuito se considerará el

siguiente filtro para evitar la frecuencia de referencia

y además frecuencia parásitas y que no es más que un

seguidor de voltaje.

58

que es un sistema de segundo orden en el cual se tiene:

vo /vi = 1 / ( (S / wn) ~2 + 2 S / wn + 1 )

wn~2 = 1 / ( R2 Cl C2 )

wn"2 = 1 / Ti T2

Ti = Rl Cl

Ti = R Cl

T2 = R2 CE

T2 = R C2

2 f/wn = R2 C2 + R1C2

2 /wn = 2 R C2

/wn = R C2

por tanto las condiciones de este filtro resultan

wn"2 = 1 / TI T2

n = R C2

si f = 0.5

Cl = 4 C2

Ti = 4 T2

0.5 / wn = R C2

Además de esto se debe considerar la frecuencia natural

del lazo wn en relación con la frecuencia de cortes del

filtro y una regla práctica para estos circuitos es:

v/c = 5 wn

y la atenuación producida por cada polo del filtro es:

Sdb = n 20 log (wl / wr )

59

Sdb = 40 log ( wc / wr )

fe = 160 Hz típicamente

wc = 1005.3 rad / seg

fr = 50000 Hz

wr = 314.15926

Sdb = -99.79 db

R C2 = 0.5 / ( 2 TT * 50 * 10 exp 3^

R C2 = 1.592 uF

R = 100 K

C2 = 15.92 pF

Cl = 63.66 pF

Con esto el circuito eléctrico final en detalle es el

siguiente

1.4 ETAPA AMPLIFICADORA Y MÜLTIPLICADORA DE FRECUENCIA

La frecuencia del oscilador para este transmisor debe

ser de aproximadamente 227 MHz. Pero debido a que resulta

más fácil el diseño y construcción a-frecuencias menores se

lo hace a la mitad de frecuencia. Utilizándose después una

etapa dobladora de frecuencia de la portadora llegando al

rango de trabajo deseado para luego amplificarla.

El circuito utilizado en la parte práctica para el

doblador ha sido el resultado de un sinúmero de pruebas y

posibilidades diferentes siendo la mejor la siguiente:

04-15

El circuito de polarización como vimos en la etapa

excitadora es el recomendado por el fabricante para el FET

3N301.

62

El circuito de sintonía es un circuito resonante a la

frecuencia de 227 MHz, haciéndose necesario implementar un

circuito trampa a la frecuencia fundamental, la red de

sintonía se muestra a continuación:

•Li

De las pruebas prácticas se determina que el valor de

capacitancia de sintonía debe estar entre 10 y 20 pF f

escogiéndose un valor de 12 pF.

Cl = 12 pF y f = 227 MH2

entonces

Xcl = 58.427

de la fórmula de resonancia se puede calcular el valor de L

L = 41 nH

El circuito anterior visto a la frecuencia fundamental

es el siguiente:

63

Xll1 = j 29.11

Xcl1 = -j 117.371

por tanto

Xll' | I Xcl1 = 24

Para el circuito trampa se elige una impedancia 10

veces mayor entonces:

Xc2 = 176.05 C2 = 8 pF

utilizando la fórmula de resonancia

L2 = 248 nH

que resultan valores apropiados para la construcción física.

ETAPA AMPLIFICADORA

En esta parte del circuito también se utiliza un Fet de

doble compuerta, en la misma configuración que en la parte

anterior, a excepción de la parte de salida cuya forma es la

siguiente:

64

La salida del circuito debe estar acoplada a 50^n_. que

es la impedancia de entrada de la próxima etapa? y

considerando las capacitancias parásitas se tiene el

siguiente circuito equivalente:

La potencia de salida de esta etapa debe ser por lo

menos de 25 mw por lo que:

Vrms = 25 mw / 5 mA

Vrms « 5 V

P = V max"2 / 2 Rl

Rl = 5~2 / 25

Rl = 1000

a la salida se tiene un divisor capacitivo cuya relación de

transformación es:

(NI / N2) = (Rl / R2 }"1/2

(Ni / N2) =4.5

si X = 60

L3 = 42»07 nH

65

Ct = 11.69 pF

yQ - 1000 / 60

Q = 16.67

Considerando la capacitancia de salida del Fet y la que

presenta el circuito impreso se tiene que elegir uno de los

condensadores/ lo hacemos con C2, pues este debe ser

variable para obtener el máximo de salida. Se elige C2 entre

O y 10 pF, se toma un valor de C2 = 8 pF.

C4 toma el valor de 30 pF por la relación de

transforamación.

El diagrama del circuito total se muestra a

continuación:

o-f/5

66

2,5 ETAPA DE POTENCIA

Para el diseño de esta etapa se consideran las

especificaciones del aparato? es decir una potencia de

transmisión de 10 W y la frecuencia debe estar en el rango

de 222 MHz a 232 MHz.

Los transistores que se utilizan en esta etapa y que

cumplen con estas especificaciones son los MRF 136 para la

etapa final y MRF 134 para la etapa preamplificadora de

potencia cuyas características se muestra en las hojas de

datos»

Además de las especificaciones se deben tener presentes

los siguientes aspectos:

1.- El ancho de banda de trabajo es de 10 MHz, el cual no

requiere de técnicas de diseño de banda ancha.

2.- El amplificador de salida debe trabajar en clase C por

lo que el diseño con parámetros s no es aplicable*

3.- Se considera una carga de SOjTL que es una impedancia de

entrada estándar para antenas.

4,- En este rango de frecuecia se hace necesario utilizar

redes de acoplamiento de impedancias, para mejorar su

rendimiento.

5.- El preamplificador de potencia trabaja en clase A por lo

que se lo puede diseñar con parámetros "S".

67

DISEÑO

La configuración de los circuitos tanto de polarización

como de señal es la recomendada por el fabricante con

ligeras modificaciones que son el producto de los ensayos

realizados.

El circuito equivalente del transistor de salida a una

/ fecuencia de 227 MHz es el siguiente:

50.

Po = 10 W

Rl = (Vdd - Von)~2 / 2Po

Para Vdd = 20 V y Von = 2 V

Rl = 16 -

Las impedancias a acoplarse se muestran

continuación:

50.0-

68

Para la red de acoplamiento se utilizan dos tipos de

redes, L y pi.\D L

RED PI

r = R (eos © )"2

XI = r tan0

Xc = R / tan0

Q = tan0

Q = \/R /r -

£L

R > r

Xcl = Rl / Ql

Xc2 - R2 / (R2 (Ql~2 +' 1) - 1)

Xll = Ql Rl [1 + R2 / Ql Xc2]/(Ql"2 + 1)

La red de acoplamiento utilizada es:

OTO

¡oo IDO -n. -TZ SO JTJ-

Se escoge los valores de R intermediosr Rl - R2 = R3 = 50

tomando en cuenta los valores de voltaje de radio frecuencia

y posibilidad de eliminar los armónicos. Debiéndose anotar

que los valores de Q son bajos debido a la inestabilidad que

se presenta con Q mayores.

Para Ll:

rl = 5,05

Rl = 100

Q = 4,33

Xll = 21.9

Xcl = 23.09

Para L2

Para Pi:

r2 « 50

R2 = 100

Q = 1

Xc2 ~ 50

X12 - 50

Q = 1

70

Xc3 = 50

Xc4 = 50

X13 = 50

La red de acoplamiento ya simplificada es la siguiente

J50-J5-0

Los valores de C y L a la frecuencia de 227 MHz son:

Ll = 20,3 nH

L2 - 35 nH

L3 = 35 nH

Cl - 46,7 pP

C2 = 14 pF

C3 = 14 pF

Cp = 140 pF

La etapa de salida necesita una excitación de

aproximadamente 2 W según las especif icaciones e por lo que

la etapa preamplif icadora debe proporcionar este nivel de

señal.

La red de acoplamiento de impedancias que se utilizó es

71

la siguiente:

Xc

?r

iDe las hojas de datos la impedancia de entrada y de

salida del transistor HRF 134 son:

Zout = 17.5 - j 33.5

Zin = 9,1 - j 18.8

Si Po = 2 w, Vdd = 20 V y Von = 4 V se tiene:

Rl = 64

que en paralelo con la impedancia de salida se tiene:

A- -039-2

Acó piadora

-jfi.S

72

El problema es escoger el valor adecuado de R en el

punto medio de la red de acoplamiento, optándose por R = 100

y aplicando las relaciones para las redes L se tiene:

Para L3:

Q = 2

X15 = 43.22

Xc5 = 50

Para L4;

Q - 6.24

X16 - 16,01 .

Xc6 = 15.61

los valores de C y L a frecuencia de 227 MHz son;

C5 = 14 pF

C6 = 45 pF

L5 - 43 nH

L6 - 15 nH

El circuito de polarización es el recomendado por el

fabricante»

73

La red de acoplamiento de entrada debe acoplarse a

puesto que la etapa presedente tiene esta impedancia de

salida.

La red que se utiliza es la siguiente:

pf

en donde:

Q = 2.1

Xc7 = 19.2 .

X17 - 23.5

a frecuencia de 227 MHz y tomando en cuenta la capacitancia

de entrada los valores de C y L son:

C7 = 36.35 pF

L7 = 30 nH

El circuito definitivo se muestra a continuación:

74

o-vao

En las pruebas realizadas con este circuito se

obtuvieron los resultados esperados, a excepción del nivel

de salida de las armónicas, especialmente de la cuarta

armónica de 227 MHz que era de 38 db menor que la

fundamental por lo que se hizo necesario implementar un

circuito trampa para esta frecuencia.

El circuito equivalente a la salida es:

escogiendo :

Q = 10

Xc8 =17.3

aplicando la fórmula general de resonancia se puede obtener:

L8 = 3 nH

debido al rango elevado de frecuencia se debe utilizar

elementos inductivos diferentes a los convencionales cuyo

diseño es el siguiente:

d

-7777/7777777777

La capacitancia que se utiliza es la que se obtiene de

dos placas paralelas separadas una distancia x entre si

según el siguiente esquema:

C = Eo A / d

para

1 mra < d < 5 ram

Eo = 8.85 * 10 E--12 [coul/NnT2]

A = 2.82 * 10 E-03 [nT2]

se obtiene

5 pF < C < 25 pF

La inductancia producida por una linea de transmisión

es la que se utiliza para el circuito trampa.

6

L = 1/3 Zo * 10 E- 04 [uH/cm]

2o = 138 log (4h/d)

para

d = 1 mra

h = 7 mm

2o = 200

L = 6.65 [nH/cm]

con este montaje se obtuvo el resultado esperado,

77

2.5.2 DISEÑO DE LA ANTENA DE SALIDA

Para este tipo de transmisores la antena más adecuada

es la diédrica por su tamaño, directividad, ganancia y por

la simplicidad de construcción.

CONSTRUCCIÓN

Esta antena se la conoce como córner reflector y está

constituida por un elemento radiante (dipolo) que normalmen-

te es A/2 y asociada a un reflector construido de dos lámi-

nas conductoras en ángulo.

PARÁMETROS A DETERMINARSE

1.- Ángulo de diedro ( 0)

2.- Distancia dipolo diedro (S)

3.- Longitud dipolo (2A)

4.- Tamaño del diedro (LfH,G)

1.- La abertura del die'dro (ft) influye en los lóbulos de

radiación para ángulos de 180/n se puede obtener con el

método de las imágenes o también de datos experimetales

es decir de patrones ya establecidos.

Por facilidad de construcción y por tener lóbulo

estrecho se escoge un (3 = 90 grados.

Existe una correlación entre el ángulo del diedro y

la distancia S obteniendo un óptimo espaclamiente para

cada ángulo.

2. - S grande nos da como característica la presencia de

lóbulos secundarios, menor ganancia y mayor tamaño fí-

sico.

S pequeño reduce la resistencia de radiación a un

valor muy pequeño y por tanto de difícil acoplamiento.

¿-ara un ángulo de 90 grados y a la frecuencia de traba-

jo, S óptimo están entre 0.6 y 0.7.

79

Entonces por dimensiones fisicas y con el fin de

obtener una resistencia de Radiación de aproximadamente

50 de la figura 7 se escoge S.

O.I C-Z 0.3 Oí 0.5

Con el valor de A. y S se puede obtener el valor de

la ganancia de la antena:

G = 10 db

con relación al dipolo de A/2

0.6 0,7

3.- La longitud del dipolo sirve para obtener acoplamiento y

en general se usa dipolo doblado ( ^ /2) tanto por

facilidad de montaje como para poder variar S.

Para f = 227 MHz y A = 1.32 m

4.- Nos queda por dimensionar el reflector, la longitud L

determina el ancho de los lóbulos.

La región predominante es la cercana al punto en

que se refleja la onda para emitirse en forma paralela

al eje.

G < 0.1

H > 0,6

L > 2 S

81

Con estas consideraciones y suponiendo que vamos a

utilizar un reflector sólido es decir G = O se tiene las

siguientes dimensiones físicas:

0.7 =' 0.934 m

0.35>-= 0.462 m

ALIMENTACIÓN Y MONTAJE MECÁNICO

La alimentación de esta antena es balanceada aun con

cable coaxial de 50JTL y para aumentar la impedancia de

entrada de la misma se cortocircuita los terminales de

alimentación a /L / 4 .

2.5.3 DISEÑO CON LOS PARÁMETROS "S"

Esta técnica de diseño como vimos en el capitulo I

punto (1.6) es aplicable únicamente a amplificadores funcio-

nando en clase A, por lo cual para la etapa de salida no se

aplica pero si par la etapa preamplificadora de potencia,

quetrabajaenclaseA.

Para proceder al diseño se necesita tener los paráme-

tros del transistor en la frecuencia de trabajo y para la

polarización dada, entonces recurriendo a las hojas de datos

se tiene:

511 = 0.719

S21 = 5.334

512 = 0.136

-104

100

20

S22 = 0.757 | -107

1.- Análisis de estabilidad

Como primer paso se confirma que los módulos de Sil

y S22 sean menores a 1, lo cual se cumple.

2.- Se calcula el factor K

k = (!•+ | £ P2 - IS11T2 - |S22T2)/(2 |S21|

donde

A = Sil S22 - S12 S21

A = 0.363 -106.639

| A | = 0.363

luego

K = 0.029siendo K menor que 1.

83

2.5.3 DISEÑO CON LOS PARÁMETROS "S"

Esta técnica de diseño como vimos en el capitulo I

punto (1*6) es aplicable únicamente a amplificadores funcio-

nando en clase A, por lo cual para la etapa de salida no se

aplica pero si par la etapa preamplificadora de potencia,

que trabaja en clase A.

Para proceder al diseño se necesita tener los paráme-

tros del transistor en la frecuencia de trabajo y para la

polarización dada, entonces recurriendo a las hojas de datos

se tiene:

511 = 0.719

S21 = 5.334

512 = 0.136

-104

100

20

S22 = 0,757 -107

1.- Análisis de estabilidad

Como primer paso se confirma que los módulos de Sil

y S22 sean menores a lf lo cual se cumple-

2,- Se calcula el factor K

k = (1 + I A T2 - IS11T2 - |S22T2)/(2 |S21| |S12

donde

A = Sil S22 - S12 S21

A = 0.363 -106.639

I A 1 = 0.363

luego

K = 0.029siendo K menor que 1.

83

los círculos de ganancia constante que como vimos están

dados por las siguientes relaciones:

Po2 = [G/(l + D2 G) ]C2f

Oo2 = 0,656 | 123.22

Ro2 = 0.85

se procede de igual forma para diferentes ganancias como se

muestra en la carta de Smith adjunta.

En este punto surgió un problema en el cálculo, pues

fue dificil encontrar la estabilidad por lo que se procedió

a un cálculo experimental de la impedancia de entrada y

salida obteniéndose los siguientes valores:

para f = 227 MHz

Zout = 17.5 - j 33.5

Zin = 9.1 - j 18.8

Con lo que se procedió a diseñar la red de acoplamiento

como muestra la parte 2.5.

85

COORDENADAS DE IMPEDANCIA O ADMITANCIA

"5 3 s í "i; "fe "a1-1 1 I I 1.1 _! l..l_l_l.l_l.l_l_t. l_.l_l_) I , , 1 1 1 I t I I I I I I I

2.6 FUENTE DE ALIMENTACIÓN

La fuente de alimentación en el transmisor es muy

importante t especialmente se debe cuidar la cantidad de

rizado que en ella se genera; pues la frecuencia de

transmisión a la que se trabaja asi lo exige.

El circuito de control que se utiliza es el LM 723, que

por sus características da excelentes resultados.

De las notas de aplicación de este circuito integrado

se desarrolla la siguiente configuración.

DISEÑO

Las especificaciones del circuito integrado son:

Vin max = 40 V

• Vin min = 9.5 V

lo max = 150 mA

RR = 74 db

He Cfcyulfcce a la salida un voltaje de 20 V y una

corriente de 1 A entonces:

Ve = Vrf(Rl + R2)/ R2

Vr f = 6, 8 V

si escogemos

R2 = 1.5 K

Rl = 2.7 K

El voltaje de salida continuo debe estar entre los

siguientes limites:

Vin min + Vin pk < Ve < Vin rnax - Vin pk

Vin pk = Vout pp RR/ 2

Vout pp es el valor del voltaje pico a pico de rizado.

Para nuestro caso Vout pp = 3 V, de donde:

Vin pk = 7.5 V

17 < Ve < 32.5

por lo cual los requerimientos están dentro del rango de

trabajo del circuito integrado.

Para calcular el valor del filtro se procede de la

siguiente manera:

87

vin = vin pp/ 2 2

vin - 1.1 V

rf = Voltaje rms cié rizado/Voltaje de entrada al regulador

rf = .055

El voltaje de reducción es

Vr = Vin / V pk

Vr - 0.67

Rl = 16.7

Rs = 0.537

Rs/Rl = 3.2 %

Rs es la resistencia del secundario del transformador y Rl

resistencia de carga.

De las curvas siguientes se obtiene el wC_Rl

0.050.1

0.1 0.2 0.4 0.7 1 2 4 7 10 20 AO 70 1OO 2OO «OO 7001OOO

ufCRi_— C in Foradi, R¡_ 'n Ohmt, u - 7. «f. I " Lina Fr«qu»r»cy

*

wC Rl = 12.5

que a frecuencia de 60 Hz

C = 2072 uF

en un filtro 'capacitivo la corriente inicial es muy elevada

aproximadamente 10 veces la corriente nominal, por lo que se

debe escoger los diodos rectificadores para 10 A en nuestro

caso.

89

fe

CAPITULO III

En este capítulo se trata del montaje mecánico del

aparato transmisor, el mismo que consta de tres puntos*

3.1 CONSIDERACIONES PARA EL MONTAJE

En la realización y construcción de todo equipo

electrónico se debe considerar tempranamente la supresión de

la mayor contidad de ruido? y de esta manera obtener un

rendimiento y funcionamiento óptimos.

Las fuentes de ruido son muy variadas, por lo que

primeramente se debe determinar donde se encuentran las

fuentes de ruido asi como el canal de acoplamiento hacia los

circuitos. Estos canales pueden ser por medios conductivos o

a través de la impedancia coman del circuito, otro camino de

acoplamiento son los campos electromagnéticos en o fuera del

equipo siendo de más fácil eliminación los campos eléctricos

que los magnéticos.

Una manera de construir un equipo confiable es el

utilizar metales galvánicamente compatibles, además de

utilizar conductores blindados, tomando varios puntos a

tierra.

Otro aspecto importante es tener una buena tierra, y si

se utiliza circuitos integrados estos deben tener condensa-

dores de paso a tierra. Al trabajar en bajas frecuencias es

suficiente tener una sola tierra, no asi en frecuencias

altas.

Los amplificadores de alta ganancia deben estar

blindados para reducir los acoplamientos indeseados entre

etapas.

En los equipos de transmisión debe limitarse al mínimo

necesario el ancho de banda al igual que minimizar las ondas

de reflexión en las lineas de transmisión.

Una de las maneras de reducir el ruido es el obtener

circuitos balanceados, es decir, equilibrar la parte

resistiva y reactiva.

Al trabajar con circuitos digitales y analógicos se

debe tratar de independizar las tierras pues los mismos

generan mucho ruido al cambiar de estado lógico.

En la construcción de los circuitos prácticos se debe

elegir los elementos apropiados para la frecuencia de

trabajo. Algunas observaciones al respecto se dan a

continuación:

1.- Los capacitores electrolíticos solo deben ser utilizados

en frecuencia bajas, en cambio los de mica y cerámica

son muy buenos a altas frecuencias/ debiéndose notar

además que todos los condensadores resuenan a la frecuen

cía limite de trabajo.

2.- Los inductores con nácleo de aire generan más ruido que

los con material magnético. Un blindaje electrostático

sobre los trasformadores reduce grandemente el ruido.

91

3.- Se debe considerar el tipo de resistencia que se utiliza

según el rango de trabajo.

4.- Por ultimo se debe elegir los conductores adecuados asi

como su grosor pues mientras mayor es su diámetro son

menos suceptibies al ruido.

De la construcción de este aparato se pueden citar los

siguientes puntos:

1.- En la construcción física de los circuitos se debe tener

una tierra bien distribuida? es decir, tener caminos de

retorno a tierra de corrientes altas y bajas.

2.- En las etapa de RF se debe tener especial cuidado en la

distribución de los elementos, tratanto de optimizar la

distancia en las lineas que llevan RF.

3.-Se debe elegir un material de pocas pérdidas para

construir los circuitos impresos como el teflón.

4,- Además de la consideraciones eléctricas deben tenerse

presentes aspectos fisicos de tal manera que permita

realizar un mantenimiento del equipo.

92

3.2 DESCRIPCIÓN DEL MONTAJE

El montaje se lo hace en un chasis normalizado para

este tipo de transmisores y cuyas dimensiones son las

siguientes:

1 = 17 "

a = 12 "

h = 3.5 "

El cual está construido totalmente en aluminio por las

exelentes características de este.

Esta dividido en tres secciones:

l.~ Etapa de baja potencia

2.- Etapa de potencia

3.~ Etapa de control

ETAPA DE BAJA POTENCIA

La parte de baja potencia e encuentra aislada de las

demás etapas por medio de un blindaje conformado por un

pequeño chasis independiente del externo, debido a que en

esta etapa se encuentra el oscilador, evitándose de esta

manera las intermodulaciqnes parásitas.

ETAPA DE POTENCIA

Se encuentran montadas en el chasis general en la parte

93

determinada para esta efecto.

En esta parte se encuentran las fuentes de alimentación

y los amplificadores de salida.

ETAPA DE CONTROL

Los circuitos de control al igual que el de audio se

encuentran localizados en las partes laterales del chasis,

optimizando de esta manera el espacio disponible.

94

3.3 ESQUEMAS DEL MONTAJE

A continuación se muestran las vistas del aparato

construido.

VISTA FRONTAL

o

VISTA INTERIOR

95

VISTA POSTERIOR

96

Los diagramas de los circuitos impresos de cada una de

las etapas construidas se muestran a continuación:

ETAPA DE AUDIO

!r

ETAPA SINTETIZADORA DE FRECUENCIA

97

ETAPA OSCILADORA

ETAPAS PREAMPLIFICADORAS

98

ETAPA DE POTENCIA

FUENTE DE ALIMENTACIÓN

99

CAPITULO IV

MEDICIONES EXPERIMENTALES

En el presente capitulo se muestran algunos resultados

prácticos, con el objeto de comprobar con las

especificaciones y algunos aspectos teóricos el aparato

construido.

4.1 DISTORSIÓN DE AUDIO

La etapa de audio está construida con un amplificador

operacional por lo que el nivel de distorsión resulto

mínimo, encontrándose bajo los niveles de especificación

técnica es decir 0.5%.

El nivel de ruido presente en el transmisor es de 60

dbm menos que la portadora como se muestra en la siguiente

fotografía.

A continuación se muestran algunos espectros de modula-

ción en FM.

1.- Espectro con una señal modulante de 45 Hz.

Foto # 2

2.- La siguiente secuencia muestra la variación de la ener-

gía de la portadora y las bandas laterales.

Polo c 3

101

o-

Por último se muestra la respuesta obtenida en la red

de preénfasis.

(O 7

ioooodooo

4.2 ANCHO DE BANDA

Los circuitos que componen el trasnmisor trabajan con

igual ' respuesta de frecuencia en un ancho de banda mayor de

10 MHz a excepción de la etapa de potencia que registra una

variación de ± 0.1 dbm entre las frecuencias extremas es

decir 222.1 MHz y 231.9 MHz.

102

4.3 RENDIMIENTO

Refiriéndonos a la relación (1.4.7) el rendimiento está

dado por la relación de potencia de salida a potencia de

entradaf entonces:

El aparato consume 0.8 A a un voltaje-de alimentación

de 20 V.

Poo = V I

Poo = 16 W

La potencia de salida de acuerdo a la mediciones

prácticas es de 10 W siendo el rendimiento;

n = 62.5%

resultado que está de acuerdo con las especificaciones del

fabricante para los transistores de salida, significando

esto además que se logró obtener un buen acoplamiento entre

las diferentes etapas.

4.4 POTENCIA DEL TRANSMISOR

La potencia de salida del transmisor a la frecuencia de

227 MHz es de 40 dbm en una carga de 50-í . Cabe señalar

que en los resultados prácticos se utilizó un elemento

atenuador de 20 dbm con el objeto de tener niveles adecuados

que ingresen al analizador de espectros, en la siguiente

fotografía se muestra la potencia de salida vista en el

mismo.

103

Foto # 5

En las pruebas realizadas se observó que el nivel de

las armónicas, especialmente la cuarta tenia apenas 38 dbm

menos que la fundamental lo que obligó a utilizar un

filtro para eleminarla.

ESPECTRO SIN FILTRO

104

ESPECTRO CON FILTRO

Foto # 7

105

CAPITULO V

COMENTARIOS Y CONCLUSIONES

En este capitulo se realiza algunas comparaciones de

los resultados obtenidos y los desarrollos teóricos lo que

nos permitirá evaluar los resultados obtenidos.

En lo que se refiere a los espectros de frecuencia

modulada los obtenidos en la práctica concuerdan con los

teóricos/ para (3 pequeños las componentes de frecuencia

significativas son pocas dando un ancho de banda de transmi-

sión pequeño, para (3 grandes sucede lo contrario.

Al mostrar los espectros de modulación de FM se ha

querido mostrar el comportamiento de una onda modulada y

observar claramente como la amplitud de las diferentes ban-

das de frecuencia siguen una función matemáticas (funciones

de Bessel). Es asi como en la foto # 3 la frecuencia funda-

mental contiene la mayor cantidad de energía, en la foto # 4

la energía de la portadora decrece aumentando en las bandas

laterales-

Por otra parte el objetivo de conocer el comportamiento

de los transistores MOS en radiofrecuencia se ha cumplido a

cabalidad, pues se ha demostrado su eficiencia especialmente

en lo que a eliminación de armónicas se refiere, ya que con

transistores bipolares los niveles de las armónicas no

llegan a menos de 30 dbm de la fundamental.

El funcionamiento de los transistores MOS es diferente

a los bipolares pues configuraciones de redes de

acoplamiento que trabajan adecuadamente en estos no dan

buenos resultados con los MOS.

107

BIBLIOGRAFÍA

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Transmisión, Mcgraw Hill.

ITT,Reference Data for Radio Engineers, 1984

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National,Transistors Field Efect

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RCA, Circuitos de Potencia de Estado Sólido, Arbó.

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Siliconix, Mospower Design Catalog

Paul M. Chirlian, Análisis de Circuitos Electrónicos

John D. Kraussp Antennas, Macgraw Hill.

National, Linear Data Book,1980

R. Dorff Sistemas de Control-

MANUAL

TRANSMISOR DE RADIO ENLACE PARA RADIODIFUSIÓN EN LA BANDA DE

222 MHz. A 232 MHz

Potencia de salida 10 W.

Alimentación 110 Vac.

Consumo de Potencia 20 W.

Salida conector para una carga de 50 ohmios

Medidor de voltajes internos 20 Vdc

15 Vdc

Medidor de consumo de corriente 1 Adc

Frecuencia de la portadora programable 222.1 a 231.9

MHz en pasos de 100 Khz.

A continuación se muestra la tabla de programación para

variar la frecuencia de la portadora.

FRECUENCIA N9 N8 N7 N6 N5 N4 N3 N2 Ni NO A5 A4 A3 A2 Al AO

PORTADORA

222.1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 0 1

222 .3 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 1

222 .5 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 1

222.7 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1

2 2 2 . 9 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

223.1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1

FRECUENCIA N9 N8 N7 N6 N5 N4 N3 N2 NI NO A5 A4 A3 A2 Al AO

PORTADORA

223.3 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1

2 2 3 , 5 0 0 0 1 0 0 0 1 0 . 1 0 1 1 0 1 1

2 2 4 , 7 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 1 0 1

223.9 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1

224.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1

224 .3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1

224 .5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1

^ 224 .7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 . 0 0 1 1 1

224 .9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 1

225.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1

225.3 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 0 1

225 .5 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 1

225.7 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 1

225.9 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1

226.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1

226 .3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1

-£. 226. 5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1

Í

226 .7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1

226 .9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 0 1"^""iu

* ; 227.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1?* 227.3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 0 1í ;

'y. 227.5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1

-* 2 2 7 .7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1

FRECUENCIA N9 N8 N7 N6 N5 N4 N3 N2 NI NO A5 A4 A3 A2 Al AO

PORTADORA

227 .9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 1

228.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 1

228 .3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1

2 2 8 . 5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 0 1

228.7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1 1 1 1

2 2 8 . 9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 0 1

229.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1

229.3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 1 0 1

2 2 9 . 5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1

229.7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 0 0 1

229 .9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1

230.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 0 1

230.3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1

23 0 . 5 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1

2 3 0 . 7 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1

230.9 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 1

231.1 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1

231.3 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 1

231.5 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 1 1

231.7 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 1 0 1

231.9 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 1 1 1

r**. ^

2O

-3n

H

35- nH

3íi\

3o

pf-

cJ—

rnrm

—pr

m^—

r-om

-i—^—

MOTOROLA

S E MIC O N D U CTO R S,3501 EOBtÜÉSTÉÍÑ BLVb;, AUSTIN.TEXAS 7872Í

PARALLEL INPUT PLL FREQUENCY SYNTHESIZER

The MC145152 is one oí a family of LSI PLL frequency synthesizerparts from Motorola CMOS. The family includes devices having serial,parallel and 4-bit data bus programmable inputs. Options include single-or dual-modulus capability, transmit/receíve offsets, choice of phasedetector types and choice of reference divider integer valúes.

The MC145152 is programmed by sixteen parallel inputs. The devicefeatures consist of a reference oscillator, selectable-reference divider,two output phase detector, 10-bit programmable divide-by-N counterand 6-bit programmable •*- A counier. When combined with a loop filterand VCO, the MC145152 can provide all the remaining functions for aPLL frequency synthesizer operating up to the device's frequency limit.For higher VCO frequency operation, a down mixer or a dual modulusprescaler can be used between the VCO and MC145152.

o General Purpose Applications —CATV TV TuningAM/FM Radios Scannlng ReceiversTwo-Way Radios Amateur Radio

• Low Power Drain• 3.0 to 9.0 Vdc Supply Range• >30 MHz Typical Input Capability @ 5 Vdc« 8 User Selectable Reference Divider Valúes - 8, 128, 256

512, 1024, 2048, 2320, 4096

o On- or Off-Chip Reference Osciílator Operation

• Lock Detect Signal• Dual Modulus/Parallel Programming

• -*-N Range = 3 to 1023

MC145152

CMOS LSSÍLOW POWER COMPLEMENTARY MOS)

• PARALLELFREQUENCY

INPUT PLLSYNTHESIZER

28 V • '1

L SUFF1XCERAMIC PACKAGE

CASE 733-02

28 y ui

P SUFF1XPLÁSTIC PACKAGE

CAS E 71 0-02

PIN ASSIGNMENT

1 r —

2 i

3 tzr

i £=

5 1 —

6 {=

7 cz:

a i —

9 CZ

1 0^— —

11er

i2C=;131=

i4cr:

fin

VSS

VDDRAO

RA1

RA2

T*R

v\f

ULD

OSCin

oscout

A4'

A3

AO

A2

A1

Mod Control N9

A5

NO

NI

N2N3

N8

N7

N6

N5

N4

m28:=] 27=] 26

ZZ)25

IZD24

^ 23

—-j 22

=D21

:=) 20

ZD 1 9 ''

1=318 .

=317

=MG

Z=) 15

«- nA?£ — > § 12 x 8 ROM ReferenceO^r ,110^" i n^Ao >• A Decoder

> y y - l ^ ' l ' ^ ^ ^ l ' ^ l ' l -

voD1-1 »-

VbS1^ *-

A A A CUIUIÜI

j ^/V\ ^ Logic ^__^

\S^ ,< •,!

10J25 24|22|21Í23| 11 |l2|l3|l4|l5h6 |17|18|19|20|

o o o ó o o o o ¿ o ó ¿ A ó o oA5 A3 A2 AO NO N2 N4 N5 N7 N9

Lock 28,,, nDetect LU

'' 90 ModulusControl out

L~^ Phase — -°*v

,

Note: NO through N9, AO through ABand3AO through RA2 have pullup resistorsnot shown.

©MOTOROLA, INC. 1980 DS9811

SWITCHING CHARACTERISTICS (TA = 25°C, CL = 50 pF)

Characteristic

Output Rise Time

Oulput Fall Time

Propagation Delay Time

dock to Modulus Control

Ouípul Pulse Width0R. 0V with ÍR inPhase with fy

Input Rise And FaK TimesOSC¡n, fjn

Input Pulse WidthOSCjn, í¡n

Symbol

1TLH

1THL

tPLH

1PHL

tWH(0)

ITLHÍTHL

tw

VDD359

359

359

3• 5

9

359

359

359

Mín

-

-

-

-

705030

403525

Typ1005040

1005040

805030

805030

12010080

-

302015

Max20010080

20010080

16010060

16010060

170150130

542

-

Uníts

ns

ns

ns

ns

ns

lis

ns

Characteristic

Operaling Frequency

OSCin Input = SQWaveVDD - Vss

Input = Sin Wave 500 mV p - p

Operating Frequency

f¡n Input = SQWaveVDD - Vss

Input = Sin Wave 500 mV p-p

Symbol

fmax

fmax

fmax

fmax

VDD

359

359

359

359

T|ow

Min Max

173335

n2017

91931

101821

25 °C

Mín Typ Max

27 1455 2765 35

21 10- 34 17- 34 17

- 15 8- 30 15

52 26

15 731 1531 15

ThighMin

_

-

-

_

Max

122133

91515

71522

61515

Units

MHz

MHz

MHz

MHz

r

T|ow = -40°CThign = 85"C

Semiconductor Products Inc.

MC145152

PHASE LOCKED LOOP - LOW PASS FILTER DESIGN

R2v—'

C

X.A VCO

(JNR2C

" 2

Assuming gain A is very large, then:

R2CS + 1F(s) = -

R1CS

NOTE: Sometimes Rl is spiit into two seríes resistors each Rl -*• 2. A capacitor CQ is then placed from the midpoint to ground to further filter <f>v and£R. The valúa for GC should be such Ihat the córner írequency of this network does not significantly affect «N.

DEFINITIONS: N = Total División Ratio in feedback loopK¿ = VD

KVCO -

for a typical design u^ = 2r/10 fr (at phase detector input)

f = 1

FIGURE!

PHASE DETECTOR OUTPUT WAVEFORMS

Reference(Ose - R)

fvFeedback

«in * N»

<Í>V

RELATED PHASE LOCKED LOOPS

Part Number

MC145144MC145145MC145146

MC145151MC145152

MC145155MC145156

Forrnat

4-Bil DataBus InputFormal

Parallel InputFormat

Serial InputFormat

Prescale

Single ModulusSingle ModulusDual Modulus

Single ModulusDual Modulus

Single ModulusDual Modulus

Phase Detector

3 State3 State/2 Output3 State/2 Output

3 State/2 Output2 Output

3 State/2 Output3 State/2 Output

jtffOT"O£7Oi-^ Semiconductor Products Inc.

DUAL MODULUS PRESCALING

The technique oí dual modulus prescaling is well esíab-lished as a method of achieving high performance frequencysynthesizer operation at high frequencies. Basically, the ap-proach allows relatively low-frequency programmablecounlers to be used as high-frequency programmahlncounters with speed capabilily of several hundred MHz. Thisis possible wíthout the sacrifice in system resolution and per-formance that would otherwise result if a fixed {singlemodulus) divider was used for Ihe prescaler.

In dual modulus prescaling, the lower speed countersmust be uniquely coníigured. Special control logic isnecessary to select the divide valué P or P + 1 in the prescalerfor the required amount of time (see modulus control defini-lion). The MC145152 contains this íeature and can be usedwith a variety of dual modulus prescalers to allow speed,complexity and cost to be tailored to the system re-quirements. Prescalers having P, P + l divide valúes in therange of +3/-M to -*-64/t-65 can be controlled by theMC145152.

Several dual modulus prescaler approaches suitable foruse with the MC145152 are given in Figure 7. The ap-proaches range from the low cost -157-16, MC3393Pdevice capable of systemspeeds in excess of TOO MHz to íheMC12000 series having capabilities extending to greater íhan500 MHz. Synthesizers featuring the MC145152 and dualmodulus prescaling are shown in Figures 8 and 9 for twotypical applications.

DESIGN GUIDELINES APPLICABLETO THE MC145152

The system total divide valué (Ntota|) will be dictated bythe application. i. e.

frequency imo the prescalerfrequency into the phase detector

_~

N is the number programmed into the t-N counter; A isthe number programmed into the -*• A counter. P and P -i- 1are the two selectable divide ratios available ¡n the íwomodulus prescalers. To nave a range of Ntotal valúes in se-quence, the + A counter ís programmed from zero throughP-1 for a particular valué N in the divide N counter. N isthen íncremented io N + 1 and the + A is sequenced fromzero through P- 1 again.

There are mínimum and máximum valúes that can beachieved for N^tal- These valúes are a function of P and thesize of the -*-Ñ and -*-A counters. The constraint N > Aalways applies. If Amax = P- 1 then Nm¡n > P- 1. ThenNtoíal-min = ( P - D P - i - A o r ( P - l ) P since A is free toassume the valué of zero.

To maximize system frequency capability, the dual modulusprescaler's output'must go from low to high after each groupof P or P + 1 input cycles. The prescaler should divide by Pwhen iís modulus control line is high and by P + 1 when itsmodulus control is low.

For the máximum frequency into the prescaler ( FVCothe valué used for P must be large enough such that:

A. FVCO max divided by P may not exceed the frequencycapabiliíy of Pin 1 of the MC145152.

B. The period of FVco divided by P must be greater thanthe sum of the times:a. Propagation delay through íhe dual modulus

prescaler.b. Prescaler setup or reléase time relative to its

modulus control signal.c. Propagation time from f¡n to the modulus control

output for íhe MC145152.

A sometimes useful simplificaron in the MC145152 pro-gramming code can be achieved by choosing the valúes forP of 8, 16, 32 or 64. For these cases, the desired valué forNtotal will result when Ntotal ¡n binary is used as the pro-gram code to the •*- N and •+- A counters treated in the follow-ing manner:

A. Assume the -t-A counter contains "b" bits where 2b

= pAlways program all higher order -*-A counter bitsabove "b" to zero.Assume the -«- N counter and íhe -+- A counter (with allthe higher order bits above "b" ignored) combined in-to a single binary counter of 10 + b bits in lengíh. TheMSB of this "hypothetical" couníer is to correspondlo the MSB of +N and the LSB is to correspond tothe LS B of -*- A. The system divide valué, N total f now

resulis when the valué of Nt0ia| in binary is used toprogram the "New" 10+ b bit counter.

FIGURE? - HIGH FREQUENCY DUAL MODULUSPRESCALERS FOR USE WITH THE MC145152

B.

C.

MCI 2009MC12011MC12013'MC3393

*5/*6-4-S/.+-9

-lOY -11•H5/-16

440 MHz500 MHz500 MHz140 MHz

"Proposed inlroduction in 1980

By using two devices several dual modulus valúes are achievable:

ModulusControl

Device A < —1:t

Device B

MC12009 MC12011 MCI 2013

* 207 * 21

--5Q/-*-5l

-t-40/-H41

-^-327 + 33_

* 647 -*- 65

+ 40/-*-4l—

—

NOTE: MC12009, MC12011 and MC12013 are pin equivalen!

Semiconductor Products Inc.

7

coLLJ <N[- 10

í ce id-eo u^2O uj5 xLU )_

M >w QLLI p-1

T a-H25 W

w §tC HILJ CO> >-ÜJ wu co£3

<gS

<fe' uco >

LU >ce OD -1(D <

O «_ pes Q ,i=£ o o"

II •- 9!i|solí¿T >2. 1^g - 5 -rs tu X.» S2!s w <» O es

"i i cJ -S o

1S1N — O

IIcet

S.. IIí?, =LU —

O

ÍMTOTO«Oi.A Semiconductor Products Inc.

Advance Information

LOW-POWER TWO-MODULUS PRESCALER

The MCI 2015, MCI 201 6 and MC12017 are two-modulus pre-scalers which will divide by 32 and 33, 40 and 4.1, and 64 and 65respectively. An internal regulator is providod to alio wthese de vicoslo'be used over a wide range oí power-supply volrages. Suppiyvoliages of 4.5 V to 5.5 V may be connected to Pin 7. Suppíy voltagegreater than 5.5 V must be connected to Pin 8.

o 225 MHzToggle Frequency

© Low-Power—-7.5 mA Max al 6.8 V

© Control Inpui and Oulput are Compatible wiih Standard CMOS

Q''Connüctincj Pins 2 and 3 Allows Driving One TTL Load

e Suppíy Voltage 4.5 V to 9.5 V

MÁXIMUM RATtNGS

ELlECTRICAL CHARACTERISTICS (Vcc = 4.5 to 9.5, TA= -40°C to +85°C)

Charuciurislic

Ruijiilfiied Voltage, Pin 7

Puv.'i.-r Supply Volioge. Pin 8

Input Volioge

Opi-rating Teniperaiure Range

Sioiíifje Tompuraturü Ranga

Symbol

wVCG

V¡n

TATstg

Rango

4.5 to 5.5

5.5 to 9.5

200-800

-40 to +85

-65 to-H75

Unil

Vdc

Vdc

mVpp

. °c

,°c

Characioristíc

Totjjltí Fru<|uency(Sme wave input)

Sltí.vRate(:>quare wave inpul)

Su(-ply Curren)

ConlroIJnput HÍgíT?Un 32, 40 or 64)-'

Ctii ittol Input LíiwJU(( '33; 4-1 qr 65J

Ouijuii VoiKnjd Hiuir

Oui|iut Vohage Low

d,Mlkr ^'"Al

Pruijayaiion Delay': (logylü Inpul lo Ouipui] .

bui-ip Time

Rui :<JSG Timu

Symbol

Emaxfmin •

'ce

VOMVOL

1PHL-tPLH

is.

ir

Min

• 225

—

50 '

—

2.0

~

2.5

—

— '

—

—

Typ

_

, —

—

.6.0

—

"

—

_.

60

4.0

4.0

Max

—

20

— ,

7.5

• — •

0.8

-

0.5

80'

—

—

. • Unh -

MHzMHz

V//is

mA

V

V

V

V

ns

ns

ns

' Pin 2 Conntjcted lo Pin 3

Thi; ilocumunt coniums inlormaiion on a nev/ produci. Specificaiions and ¡níormálion heteinmi; -uiijeci 10 change withoui nolice.

MECL PLL COMPONENTS

LOW-POWERTWO—MOOULUS •

PRESCALER

P SUFFIXPLÁSTIC PACKAGE

CASE 626

r

PRESCALER BLOCK DI'AGRAM

ControlInpul

©MOTOROLA INC. 1DH2 AD1-626 R1

OUTLINE D1MENS1ONS

rs r~, /Y r'l

M1TE3-/

/

\ i

)/^\ MOTES:V < | I- LEAOS WITIIINÜ. 13 mm 2. DIM "L" TO CENTHK OF| J 1 J L J L [ ' ' (U.005J RADIUS ÜFTRUE LEAOS WHEN FÜHMEU

POSIT10N AT SEATING PARALLEL.PI.ANCAT MÁXIMUM 3. PACKAGE CONTOURMÁTERIALCONDIIION. OPTIONAL (KOUND OR

SQUARECORNERS)p -•

\ í \.nliiTíLjJ- f j\ i — "— °\— l't-M J-41—

_j Q [— — . ^-StATINC PLAÑE

DIM

A1!CD"~_....

GIIJ -

L

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M1LLIMETERSM1N

9.1Ü_"B.HJ

3.94

"0.3B"""T.dz"

2.51

O./líU.20

7.G2

MAX

I0.1Ü""G.BQ"

1.45"0.5l

"Í.52ESC

1.27

^0.30,3.43

isc:-,~1 10°

0.51 ]~0.76

' INCHESMIN

0.370~bT240"Ó.IGS"

oroíü"' IÚMO

0.1 Ot0.03UO.ÜOU

0.300

MAX

O.IOfl*Ó.2GO ""orí 7 5'ó.ri?ñ0.060*useQ.ObO0.012'

BSC_L= ._.I_1Q1_

0.020 I 0.030

CASE 626-04

TIMING D1AGRAM

f i n 50%

ModulusComí ni

Seiup Time (is) — the mínimum time the modulus controlsignal musí be in the corree! logíc levelprior to a posilive íransitlon oí the clock

•• ín orderto be recognized, andlhuscouníby 128 or 129

Reléase Time (tr) — the mínimum ume tlie modulus controlsiynal musí be al the corrcct logíc levelfollowing a posHive transition oí theclock to be recognized.

Moiui"»l;i r«serves fluí righi 10 maku changes to any producís hurcin lo improve reliability, íunctíon or design. Motorola does nol aasunitíanyliabiluyansingotu u' ihü ;i!)nlit:.iiion tu usu ni nny produiii or circuii dcscnbod huruin: neiiher does il convoy nny liccnsu under ils paicni rights ñor the riohis oí ojhers.

Semiconductor Products Inc.BOX 20912 • PHOENIX, AR12ONA 85036 • A SUBSIDIARY OF MOTOROLA INC,

13WJ7 J I'KINI I 1) íti U!iA IH ü.'l Ml' U<M

RK TMOS Line

N-CHANNEL ENHANCEMENT-MO DE

TM.OS RF POWER FIELD-EFFECT TRANSISTOR . -

. . . düsicjned for wideband [arge-signal ampllfier and oscillatoriilJlilictilions in ihtí 2.0 lo 400 MH¿ rango.

« Guaranieed 28 Volt, 150 MHz Performance

Output Power = 1 5 WattsMínimum'Gain - l3dBElf ic ioncy: 60% (rypical)

« Small-Siynal and Larye-Signal CharacterUation

e Typical Performance at 400 MHz, 28 Vdc. 1 5 W

Outpui = 9.3 dB Gain . ' _

o 100% TustecJ Tor Load Mismaich At AI! Picase Angles'With30:1 VSWR

e Low Moise Figure — 1.0 dB (Typ) al 500 mA, 150 MH¿

« í-xccIliMii Thonruil StnbUiíy, Ideiilly S tillad For Cless A Opermipn.o Facilítales Manual Gain Control, ALCand Modulation Techniques

G O~

M.iXIMUM RATINGS

RftÜlHJ

UiíiVí Souict; Vullücjt;

Of ic ia U.iK! VijlKigC

ífUiS" ' '^ MU)

G.'itc Suurc;e Voliagu

Diaín Curren! --•• Continuous

'" -Darme cibovu 25°C

Sior^ijL! 'luin¡jtiruiuio Btinytí

Opc-íiriitiny Junciiori Tfimijeraiure

Symbol

VDSS

' VOGB

VGSlo,PD •

TS»J

Tj

Valuti

Gb

G5

±20

2.5

550.314 '

-65 10. i l S O

200

Unit

Vcii;

Vdc '

' _Vdc

Adc

WaitsW/°C

"C

°c

THi-HMAL CHARACTERISTICS

iü.il Riíüisi.irtce. Junction ia Cose

Syiribol MIIX

3.2

Unit

H,M. iidiij ¡Hit) Pticfísytntj - MUS iJoviUC'J .'ue su:;CL*pitble tu d.im¡jyi¡ Irom olucuustHltc cllíi.. ..n.iiili* iiiuciiitiiuns ni íiíifuiliiuj ¡tntl í)«ickiiyir.(| MOS tlüvicu!; slsoiilú bu uüstirvud.

15 W 2.0-400 MHz

N-CHANNELTMOS-BROADBAND RF.POWER

•SEAT1NG PLAÑE

STVIE2:PIN i. sounct

2. CATE3. SOUHCE4. DflAiN

DIM~A

5 3 ?

2 IbOJO

JLJOQ3

M X MIN

9S1~¡ O J70~1 14. \022H'Jj.'J7 ¡ U 2 í¿

Dflyo i"O 3SUJiá_ZB'_Í.O PiLLe ii£l

o 15 ; q.iíÚM J o 006iit"WTtr;?p" 1)7 Jtf]?ps? ¡"ó/Sítv P'-i'jíL"1029 ,"6"33b '"o -H'l£)_6 Á a "T5H&": ríí'jii

T38Í3 30

Ó.léO~]O. H3 i 0?30j

CASE 21Í-07

Inu. .(¿'MOIOROiAlNC.. I DSS876

f;t CTRICAL CHARACTERISTICS (Tc ; 25WC unluss othorwise notecl]

Churacturístic Symbol

O! CHARACTEFUSTICS

Ii Ui A I .» üuimx' Un;;¿J (V ,S O. l D - b O m A )

, ,,, : ' Ü V . V q s - 0 »

G.i ' Smin;i; Uííikíijju Ci

i . ;S :!0 v- VOS Pl

OK CMARACTERISTICS

Gii • Iliiuüliolil Voliugui l)S 10 V, 10 25 niA)

I tu .Miil ri;in;;i;umluei¡incií1 !):, !OV. l|-_> 250 mA)

D\C CHARACTERISTICS

•jíj 2E! V. VQS 0. I - 1.0 MhU]

. ,,,, -;ii v. vtib o. i i (j MH/I

Id- .-ir,!; I i . t i ' ts I tM C.ipíicitiiiicu(V[35 = '.'H V. Vi,;, - 0; f^ 1 ,l» Mil/)

FÍ/NCTIONAL CHARACTRRIST1CS

Min Typ Max

Jown VolMijci

TlA)

iiin Cuirtrnl- oíu Ciitruní

01

vfüR)DSS

IDSS

'GSS

Bb

— -

—

—

-^

-=-

2.(

1

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¡tncií0 MÍA)

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1.0

2bO

3.0

400

27

Ü.O

Ni. .t- 1 ujun;. ¡)S 2U Vdi:. l|j • 500 niA. 1

1.. initiii Sutil ct; Powi.T GiiinWJD - ^a ^c. PIJU, • ibw.

DI u FlfiCitii iCY Í':'ÍJ 1 í'DO 28V<li:.PÜUt ' Ib" W. í-

l I- iiicül rtuvjyutinuíis (Hy. 1}DU • 28 Vüi:. POÜ, ; Ib W. 1 •

.'SWH 30 1 ;n ¡ill Phaso Anylu

160 MH^)

1 - 1 5 0 MH.:(Fig. 1 )í - 400 MH2 (Fig. 14)

150 MHí. IDQ^ 25 mAj

150 MH-¿, IDQ E 25 mA,. 1

NI-

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">!l

'

13

50

1.0

169.3

GO

Nú üuyrütljliuu MI Oulpul

Uint

mAilc

.11!

FIGURE 1 - 150 MHz TEST CIRCUIT

RFC2C9 cío en

Inpui

V D D - 2 8 V

C Hl Uulpui

'¿ Arco 40Ü. Ib-11 5 pl"-Arco 404. 8 O GO ¡>F-IH |jf; Mtiu UnluiJí)24 pl: Mmi-UnlecuüÜO pl . ATC 100 Mils ChipO 01 /jF. 100 V

IOO^F. 40 vO 1 ,iF Eiio HetlKíip. 50 V

CI 1 - LiUO pl f-uuilihiu!Nbí3?.b'A Muioiola ¿luner

Ll - 2 ¡unib, 0.2ü"ID. / / lü AWG, 0.10" UumjL2 — 2 Turns. 0.23" ID, /Í18 AWG. 0.10" LunyL3 - 2 1 4 luiníi. O 2ír'IU. í / lü AWG, 0.12b" LuiujRFC1 -~ 20 Turns. 0.30" ID, ti20 AWG Enamul ClüSuwuundRFC2 -'-Furroxculje VK-200 -19/-1BR1 — 27 11, 1.0 WThin FilmR2 — - T O k i l . 1/4 WR3 — 10 Tuins. 10 kíJ B«ckman Insiruments 8108R4 - 1 . Í J kil. 1/2 WBuitre! - G10. 62 Mils

MO"TO«O£.A Semiconductor Products Inc.

& ¿ftiaBaSiiiaa ^

PICURE 2 — OUTPUT POWER versus INPUT POWER

2I1U «IIJU GÜÍ) 8ÜD

Pm. INPUT POWER [MIUWATTS)

10DU

f-IGURE 4 - OUTPUT POWER versus INPUT POWER

1 -1110 MU/

Inri -~ 2b mA

O 1.0 2.0 .3.0

I',,,. INJ'UTPDWEHIWATISJ

iFIGURE 6 — OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGE

f = 150 MHz

,'4

lli.' 18 '¿Ü 22 24 2G 23

VU(J. SUPPLY VULTAGE (VOLTS]

FIGURE 3 — OUTPUT POWER versus INPUT POWER

1,

200 .400 ÜÜO HÜÜ

P¡,,. INPUT POWER (MILLWATTS]

IODO

FIGURE 5 - OUTPUT POWER vmsus SUPPLY VOLTAGl:f = 100 MHz

•¿A

O. 12 14 18 18 2U TI 24 2EJ .28

; Vnu. SUI'PtY.VULrAUL (VU1.I.S).

7 — OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGEf = 200 MHz

16 18 2Ü 22 24

VOD- SUPPLY VOLIAGt (VDL1S)

Semiconductor Products Inc. -

„ F. . ;URE B ~ OUTPUT POWHR vursua SUPPLY VOLTAGE

I 400 MHü

H I G 18 . 21) '¿2 24 2 6 ' 2H

VU(j, SUI'I'LY VÜITAGE. (VÚLTSj

FIGURE 9 — OUTPUT POWER varsus GATE VOLTAGE

16,

-7.0 -G.Ü -5.0 -4.0 -3.0 -2.0 -1.0 O . l_0 20 3.0

VGS, GATE-SOUHCt VOUAÜC (VOLfS)

I iGUHE 10 — DHAIN 'CURRENT versus GATE VOLTAGE

(TRANSFER CHARACTERISTICS]

lyjnc. l l ISlinwn. VnSMi,] - 3 O V

.0 ' 2.Ü 3.0 4.0 5.Ü

VÜS. GAT11-SÜUHCE VÜLTAGE (VOLTS)

6.0 ' V.O

FIGURE 1T - GATE-SOUnCE VOLTAGE vursns

CASETEMPERATURE

-25 25 50 ' 75 100 12&

C. CASE TtMPEHATURf |°C|.

FIGURE 12 — CAP AGITAN CE versus

DRA1N-SOURCE VOLTAGE

1 11 H U 12 15 .20 2<1 2'á

V[)jj. UMA1N yUUHC!. VULlAGt (VUL1S)

FIGURE 13 — DC SAFE OpERATING ÁREA

lOc

b.Ü

3.n2.0

- r c n-c-

1.0 2.0 3.U 5.0 10 20 30' bO 70 100

VUy. ÜRAIN SÜUKCl VUUAÜL

/MíOXOJROÍ./I Semiconductor Products inc.

FIGURE 14 — 400 MH* TEST CIRCUIT

J_

RFC2CIO Cll C12' C13

BIÍIS 1Adjusí r- <R3 '•*

1 - ,-f J

J" DI

T cy r HHC1

V D D . - 2 8 V

HFOutfHM

JL'

Cl. C2. C3. C4 — 0-20 pF JohansonC¡5. OS — 270 pF. ATC 100 Mils ChipCEJ •- 53 pF Mini-UnlecüC7 — 18 pf-' Mini-UnletoCu.-- 0.01 jiF. 100 VCIO -• 100/iF. 40 VCl! -0.1 /iF Eriu Roclcap. 50 V1:1? . c i ü a n o p i - 1 u m i i i i H iDI - 1NÜ925A Mtmirolii Zuner -111 27 ll. 1.0 WThm FilmH2 •- 10W1. 1/4 W

R3 — lOTurns, 1Q kíl Beckman Insirumenis 8108R4 — 1.8 kíl. 1/2 W21, 22 — 1.6" x'0.166" MicrúalnpZ3 ~-0.5":<0.166"Microsiri|)Z4 — 0.75" x 0.1 66" MicrostnpZíj" 2.1" •- O.ltíG" MicrostripZ6 -r- 1.0" x 0.166" MicrostripRi:C1 • 15 ILIMIS. O .lOO'in. //2O AWCÍ FÍHiinol Cl.i'RFC2 - FKrrtixctibu VK-200 -• 19 / - ÍBBoíird •-• Glnss Tuílon. 57. Milu

FIGURE 15 — LARGE-S1GNAL SERIES EQUIVALENT, Zjnf

/ • . * . • • \^ • • \*. . * \ iiV-iT'" -i-•-••?»' • •;

IDOIbD200

,4ÜÜ

7.5 -.¡9.734 . 1 1 ' • jV.'íiÜ

'2.156 -.¡6.392.3U... ¡2.18

! • • • ' • ' f,; „_ J . , 'LtTr^^/v| 27 11 Shutii Hiisislnr Gniu-io-GrutiiiJ IU^ Í>N

FIGURE T 6 — LARGE-SIGNALSERIES EQUIVALLNTOUTPUT1MPEDANCE. ZOL'

13 ? • ¡ l l i f iS.ÜB- j l í i ' JB4 .74 -•1 28 - M 17

Cunjup¡il« ni llii; Dpli i i i i i tn . • .'intu wlucli (lie •--'. /*

m; u|iurnius m n uivun uiil|)til • •".' V.WKI. vulliígu. üinl liuiiUL'iicy. •/ 'vi.'•///-'/-',-vV. • ! , , - . . / '

MIOT'O/^Oi.^ Semiconductor Products Inc.

FIGURE 17 COMMON SOURCE SCATTERING PARAMETSRSVDS = 28 V, ID - 0.5 A

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(MhUJ

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'5.0 ' '

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'30

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Semiconductor Producís Inc.

f IGUHE 18 ~ . INPUT R6FLECT1ON COEFFlCIENT

vcrsus FREQUENCY '

2a v ' 5 °-5 A

•F IGURÉIS ~ S12, REVERSE TRANSMISSION COEFPICIENTversus FREQUENCY

VDS ---28 V !D .0.5 A

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FU - IR £ 20 — S . FORWARD TRANSM1SS1ON COEFFICIENT

versus FREQUENCYVDS .- 28 V ID •- 0.5 A

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VDS = 2 B V 1 D ^ - 0 . 5 A

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Semiconductor Products ¡nc.

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The i lK TIV1OS Line

N-CHANNEL ENH ANCEMENT-MO DE

7MOS RF POWER F1ELD-EFFECT TRANSISTOR

i ! . - . l i j i u ' i l l i í i widcUiml l , i i - y t í - : . u j n ; i l ¡ n i i i j l i l i e r j r u l usc i l l . i iu i

. i , . |}l i i . j | i ( jns ni Uu; 2.0 lu 4OO Mil / . i ' J i

rf t j i i . i IüMliMMJ 2ü Vull. lÜÜMH/Pi;

Uuipiii PÜWUI 5 O WattsMiiMiuuiti G.nii 1 1 dB1 llx ii-ni:y D¡)''.. f íypic.il}

¿i l>iu.ill Si*jn.il iiful I.íifijf-Sivjiiíil Cl

* I rpu ,ii i'iMli.iin.ini.x- ,il '100 MH¿, 2U VJc. b Ü W

\ 7 \ i \ \ i \ t i ~ I iJ o díi i'i.nn

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j. 1 uw NuiSi; í-Kjur.- - 2.0 UU OviJ) íU 200 mA, 150 MH/

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H8|F.MT'JVíOS

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N-CHANNELTMOSB R O A D B A N D RF POWER

FET

HAT1NGS

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CAS1Í 211 07

. i,,n|.'iiMik K! Mi.U.iuUi Im: t: MOrOHOtAlNC

ELE- ¿TRIGAL CHARACTERISTICS (Tc - 2SUC unless oiherwisa notad)

Characiorístíc Symbol Min Typ Max Unh

OF[ CHARACTER1STICS

ür.i. i Suurcu BruakdownV | S- O. lq= 5.0 mA)

} i¿i.:i. Giiiu Vüliiiiju Driiin Curruul> [V > S " 2 8

GUI Sourcü l.eíik¿fgti Curruní[V ¡y -20 V. VDS3 0)

ON CHARACTERISTICS

G;n 1 hiu^hulU Vulunju

(i lOinA. VDS 10V)

huí. v.irti I riinüCünclucuincu1-. us •-• 10 V. 1D - 100 mA}

DV 'JAMIC CHARACTERISTICS

inp ¡ t CapaciUíncec u;- 20 V. VGS : O. I -' 1.0 MH/}

" l)S 28 V. VGS * 0. I = 1.0 MH;)

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FIGURE 1 — 150 MHz TEST CIRCUIT

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L3 -- 20 Turns. í/20 AWG En.miul WoinulL4 - foi foxct i lm VK.200 - 19 '/1 13Rl — 68 U. loO WThiu Film .R2 - 1 Okil. Í/4 WR3 lO.runv-. lOkll Buckiníin'lni.tniiiHiR4 — 1.8 kli, 1/2 W .R5 - 1.0 Mil. 20 W Carbón .Board — G10, G2 mils

is QIÜ8

Semiconductor Products Inc.

FIGURE 2 — OUTPUT POWER voraua INPUT POWER

Q " ,. 7ÍKJ 400 GOO BOO 1000

f'in. INHUI I 'UWtKíMILLWAIIS)

FIGURE 3 — OUTPUT POWER vorsus 1NPUT POWER

200 400 ROO 80(1

IV INPUT Í 'UWLHIMILLWAIIH)IOOÜ

FIGURE 4 - OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGEI 100 MHí

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— 300 iiiW,

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12 H 1G 18 20 22 24 2C 28

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FIGURE 5 - OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGEf T 5 0 MH¿

8.0

6.0

2.0

Pm - BUtí inW

IQQ = 50 m A '

12 11 16 Í8 20 22 24 26 28

VOD, SUI'PLY VOLT AGE (VOLTS)

FIGURE 6 — OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGE[ ^ 225 MHz

íi Or

IV I'l Iti IB 20 22 2-1 2G 28

VOU, SUPÍ'LY VOLÍAGE [VOLTS)

FIGURE 7 — OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGEí -400 MHz

B.Ür

1G 111 20 22

VGD. SUPPIYVOLTAGL'IVOUSI

2Ü 2U

MOXOfíOJ-.A Semiconductor Producís Inc.

FIGURE 8 — OUTPUT POWER vorsus GATE VOLTAGE

tt

I niA

Pm = Consianí 1QU MHí

71 150 MHz

Devicü Shuwii,

a 3-s v

" V Ü -l.U O 1.0 2.0 3.0 4.a 5.Ü

VGS. GATt-SÜU»Cn VQLTAGE (VULTS)

FIGURE 10 - GATE-SOURCE VOLTAGE vorsusCASE TEMPERATURE

25 25 50 75 100

rc. CASL TEMPERATUflE (UC)

150

FIGURE 12 -- CAPAC1TANCE vorsus VOLTAGE

FIGURES - DRAIN CURRENT vursus GATE VOLTAGE(TRANSFER CHARACTERISTICS)

IQ.

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FIGURE 11 — MÁXIMUM AVAILABLE GAINwersus FREQUENCY

K

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IQ - IDUmAUc

10 100 1ÜUU

1. fflEGUENCY'lMH/)

FIGURE 13 — MÁXIMUM RATEO FORWARD BIASEDSAFE OPERAT1NG ÁREA

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FIGURE 15 - LARGE-SIGNALSERIES EQUIVALENTINPUT/OUTPUT IMPtDANCES, 2¡nt,

4.; : : 1 68 íl Sliiim fíusislüi Gam-io-Giouniloí tl

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Semiconductor Products Inc.

FIGURE 16 — COMMON SOURCE SCAITERING PARAMEXERSVQS = 28 V. ]D -- 100 mA

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Semiconductor Products Inc.