Embed Size (px)
Citation preview
T.C.
SÜLEYMAN DEMĠREL ÜNĠVERSĠTESĠ
FEN BĠLĠMLERĠ ENSTĠTÜSÜ
AKTĠF MODÜLLER KULLANARAK 2.4GHz ISM BANDI
KABLOSUZ HABERLEġME SĠSTEMLERĠ ĠÇĠN ENTEGRE
ALICI VERĠCĠ SĠSTEM TASARIMI
Mehmet Ali BELEN
DanıĢman: Doç. Dr. Adnan KAYA
YÜKSEK LĠSANS TEZĠ
ELEKTRONĠK VE HABERLEġME MÜHENDĠSLĠĞĠ ANABĠLĠM DALI
ISPARTA – 2011
TEZ ONAYI
Mehmet Ali BELEN tarafından hazırlanan “Aktif Modüller Kullanarak 2.4GHz
ISM Bandı Kablosuz HaberleĢme Sistemleri Ġçin Entegre Alıcı Verici Sistem
Tasarımı” adlı tez çalıĢması aĢağıdaki jüri tarafından oy birliği / oy çokluğu ile
Süleyman Demirel Üniversitesi Elektronik ve HaberleĢme Mühendisliği Anabilim
Dalı‟nda YÜKSEK LĠSANS TEZĠ olarak kabul edilmiĢtir.
DanıĢman :
Jüri Üyeleri :
Jüri Üyeleri :
Doç.Dr. Mehmet Cengiz KAYACAN
Enstitü Müdürü
Not: Bu tezde kullanılan özgün ve baĢka kaynaktan yapılan bildiriĢlerin, çizelge, Ģekil ve
fotoğrafların kaynak gösterilmeden kullanımı, 5846 sayılı Fikir ve Sanat Eserleri
Kanunundaki hükümlere tabidir.
i
ĠÇĠNDEKĠLER
Sayfa
ĠÇĠNDEKĠLER ......................................................................................................... i
ÖZET ..................................................................................................................... iii
ABSTRACT ........................................................................................................... iv
TEġEKKÜR ............................................................................................................ v
ġEKĠLLER DĠZĠNĠ ................................................................................................ vi
ÇĠZELGELER DĠZĠNĠ ........................................................................................... xi
SĠMGELER DĠZĠNĠ .............................................................................................. xii
1. GĠRĠġ................................................................................................................... 1
2. KAYNAK ÖZETLERĠ ......................................................................................... 5
3. MATERYAL VE YÖNTEM ................................................................................ 9
3.1. Materyal ............................................................................................................ 9
3.1.1. Kablosuz haberleĢme sistemleri ...................................................................... 9
3.1.2. WLAN ve WPAN sistemleri ..........................................................................12
3.1.2.1. WLAN sistemlerinde kullanılan frekanslar ..................................................13
3.1.2.2. WLAN standartları ......................................................................................14
3.1.2.3. IEEE 802.11x standartları ...........................................................................14
3.1.2.4. IEEE 802.15.4 standardı ..............................................................................17
3.1.3. Alıcı Verici Ön Uç Sistem Yapısı ..................................................................18
3.1.3.1. Ön uç sistem tanımı.....................................................................................18
3.1.3.2. RF ön uç devre teknolojileri ........................................................................27
3.1.3.3. RF alıcı verici model elemanları ..................................................................30
3.1.3.4. RF alıcı verici ön uç performans parametreleri ............................................30
3.1.3.5. ISM bandı alıcı verici sistemlerin uygulama alanları ...................................34
3.1.4. RFID, zigbee ve biyotelemetri sistemleri .......................................................35
3.1.4.1. RFID sistemleri ...........................................................................................35
3.1.4.2. ZigBee kablosuz sensör ağları .....................................................................37
3.1.4.3. Biyotelemetri sistemleri ..............................................................................38
3.2. Alıcı Verici Sistem Besleme ve Kontrol Katı ....................................................39
3.2.1. Besleme katı ..................................................................................................39
3.2.2. Kontrol katı ...................................................................................................40
ii
3.3. Yöntem ............................................................................................................44
3.3.1. Alıcı verici tasarımında kullanılan katların incelenmesi..................................44
3.3.1.1. Tasarlanan sistemdeki filtreler .....................................................................44
3.3.1.2. Tasarlanan sistemdeki mikrodalga yükselteçleri ..........................................72
3.3.1.3. AS193 SPDT RF kontrol anahtarı ...............................................................95
3.3.1.4. Alıcı verici sistemlerde düzlemsel mikroĢerit anten yapıları ........................96
4. ARAġTIRMA BULGULARI VE TARTIġMA ................................................. 117
4.1. Alıcı Verici Sistem Performans Testleri ve KarĢılaĢtırmaları .......................... 117
4.1.1. Laboratuar test sistemi ................................................................................. 117
4.1.1.1. Kullanılan malzemelerin ve tasarlanan katların ölçüm düzeneği ................ 118
4.1.1.2. Alıcı verici sistem tasarımı ve performansı ................................................ 122
4.1.1.3. Bulgular .................................................................................................... 125
4.1.2. EKG uygulaması.......................................................................................... 136
4.1.3. RFID uygulaması ......................................................................................... 137
4.1.4. ZigBee uygulaması ...................................................................................... 140
5. SONUÇ ............................................................................................................. 147
6. KAYNAKLAR ................................................................................................. 151
EKLER ................................................................................................................. 155
ÖZGEÇMĠġ.......................................................................................................... 163
iii
ÖZET
Yüksek Lisans Tezi
Aktif Modüller Kullanarak 2.4GHz ISM Bandı Kablosuz HaberleĢme Sistemleri
Ġçin Entegre Alıcı Verici Sistem Tasarımı
Mehmet Ali BELEN
Süleyman Demirel Üniversitesi
Fen Bilimleri Enstitüsü
Elektronik ve HaberleĢme Mühendisliği Anabilim Dalı
DanıĢman: Doç. Dr. Adnan KAYA
Bu tez çalıĢmasında, hızla geliĢen ISM Bandı kablosuz haberleĢme mimarisini
incelemek ve kablosuz haberleĢme uygulamaları hakkında fikir sahibi olabilmek için
örnek bir ön uç alıcı-verici sistemi tasarlanmıĢtır. Tasarlanan ön uç modül
kullanılarak bilimsel araĢtırmalarda ve ticari ürün uygulamalarında kullanılmak üzere
değiĢik uygulamalar yapılmıĢtır. Sistem kapasitesinin arttırılarak, değiĢik
uygulamalar için kapsama alanının geniĢletildiği ve bant geniĢliğinin verimli bir
Ģekilde kullanılarak uygun veri transferi sağlandığı gösterilmiĢtir. Tez kapsamında
yapılan RF ön uç modül tasarımı sayesinde sistem maliyetlerinin düĢürülmesi, sistem
kazancı verimliliğin arttırılması konusunda geliĢmeler sağlanabilecektir.
Alıcı verici sistem bileĢenleri olan düĢük gürültü yükselteci (LNA), güç yükselteci
(PA) ve mikroĢerit filtre 2.4 GHz frekans bandı için tasarlanmıĢ ve gerçeklenmiĢtir.
Simülasyon ve ölçüm sonuçları ile geliĢtirilen aktif ve pasif elemanlar RF ön uç yapı
Ģeklinde birleĢtirilmiĢtir.
MikroĢerit yapıların analizi ve değerlendirmesinde ve aktif elemanlar ile devre
tasarımında Microwave Office programı paketinden faydalanılmıĢtır.
Bu proje ile yeni teknolojik eğilimler sonucunda ortaya çıkan farklı haberleĢme
sistemlerinin ve ürünlerinin hayata geçirilmesi ve operasyonel süreç yönetiminde
kullanılarak geliĢtirilebilir, çok amaçlı RF iletiĢim sistemlerinin tasarlanması
sağlanmıĢtır. Özetle, farklı sistem modüllerinin tasarımı, fonksiyonlarının testi,
simülasyonu bu projenin temelini oluĢturmuĢtur. Ayrıca Spektrum analizörü ve
mikrodalga ekipmanları kullanılarak alınan ölçüm sonuçları, gerçeklenen alıcı verici
devrenin, 802.11b/g standartları çerçevesinde 2.4 - 2.5 GHz frekans bandında
çalıĢmakta olduğunu göstermektedir.
Anahtar Kelimeler: Alıcı verici tasarımı, güç yükselteci, düĢük gürültü yükselteci,
RF filtre, ISM Bandı alıcı verici, WLAN, LNA, PA.
2011, 164 sayfa
iv
ABSTRACT
M.Sc. Thesis
Design of Transceiver Integrated System by Using Active Modules for 2.4GHz
Wireless Communication Systems
Mehmet Ali BELEN
Süleyman Demirel University
Graduate School of Applied and Natural Sciences
Department of Electronic and Communication Engineering
Supervisor: Assoc. Prof.Dr. Adnan KAYA
In this thesis, it has been aimed to produce a sample front end modul compatible with
ISM Band wireless communication receiver –transciever systems. Various
applications have been made in order to use in commercial and scientific research by
using front-end module designed in this study. The coverage is extended for different
applications by increasing the system performance. In addition, the bandwidth
provided by using the appropriate data transfer is shown efficiently. RF front-end
module to the project design to reduce system costs, system developments have been
achieved in increasing productivity gains.
Elements of the module, which are low noise amplifier (LNA), power amplifier (PA)
and microstrip filters, were designed and realized for the 2.4 GHz frequency band.
The active and passive elements improved through outcomes of simulations and
measurements were combined in the shape of RF front end.
The objectives of wireless communication system which is developed in the project,
less complexity, low power consumption, interoperability, easy adaptation of the
bands to be added later as the system can be summarized.
In this study the Microwave Office package programme was used for analysis and
evaluation of microstrip structures and circuit design with active elements.
New technological trends that result from the implementation of different
communication systems and products provided with this project. The managing of
operational processes can be developed by using the multi-purpose design of RF
communication systems have been obtained. In Summary, the novel design of
different system modules, system function test, and simulation formed the basis of
this thesis.
Key Words: Transceiver design, power amplifier, low noise amplifier, RF filter,
ISM Band transceiver, WLAN, LNA, PA.
2011, 164 pages
v
TEġEKKÜR
Bu araĢtırma için beni yönlendiren, karĢılaĢtığım zorlukları bilgi ve tecrübeleri ile
aĢmamda yardımcı olan, desteğini esirgemeyen değerli danıĢman hocam Doç. Dr.
Adnan KAYA‟ya ayrıca gösterdikleri ilgi ve yardımlardan dolayı Doç. Dr. Selçuk
ÇÖMLEKÇĠ ve Yard. Doç. Dr. Mesud KAHRĠMAN hocalarıma sonsuz saygı ve
teĢekkürlerimi sunarım.
Bu uzun süreçte, çekinmeden sorularımı yöneltebildiğim ve fikirlerinden
yararlandığım dostlarım Özgür ALTINKURT, Ruslan ABDULLA, Ahmet MALĠ,
Hasan DOĞAN, Özgür ARSLAN ve Ferhat GÜLGEN‟e teĢekkür ederim.
EEEAG 107E200 No`lu Proje ile tezimi maddi olarak destekleyen Tübitak AraĢtırma
Projeleri BaĢkanlığı‟na teĢekkür ederim.
En zor anlarda karĢılıksız destekleri ile daima yanımda olan aileme sonsuz sevgi ve
saygılarımı sunarım.
Mehmet Ali BELEN
ISPARTA, 2011
vi
ġEKĠLLER DĠZĠNĠ
ġekil 3.1. Kablosuz haberleĢme uzayı (Öztürk, 2004)..............................................11
ġekil 3.2. ISM bandı (Öztürk, 2004) .......................................................................13
ġekil 3.3. ISM bandı alıcı verici sistem blok Ģeması (Lin vd., 1999b) ......................19
ġekil 3.4. RIM blackberry PDA (Bowick, 2008). ....................................................25
ġekil 3.5. SIP Ģekli ..................................................................................................27
ġekil 3.6. SoC Ģekli .................................................................................................28
ġekil 3.7. SiP ve SoC karĢılaĢtırılması .....................................................................29
ġekil 3.8. Besleme katının elektronik devre Ģeması .................................................40
ġekil 3.9. Genel RF sinyal dedektörü ......................................................................42
ġekil 3.10. Gerçeklenen RF sinyal dedektör devresi ................................................42
ġekil 3.11. ÇıkıĢ gerilimi ile giriĢ sinyal gücü karĢılaĢtırması ..................................42
ġekil 3.12. Temel bant geçiren filtre Ģekli ...............................................................47
ġekil 3.13. BölünmüĢ halka rezonatörlü filtre geometrisi ve pasif eleman yerleĢim
noktaları ......................................................................................................49
ġekil 3.14. Topraklama yapıldığında değiĢken kapasite değerlerinin etkisi ..............52
ġekil 3.15. Üretilen bölünmüĢ halka rezonatörlü filtre yapısının görünümü .............52
ġekil 3.16. Ölçüm düzeneği ....................................................................................53
ġekil 3.17. Filtre ölçümü .........................................................................................53
ġekil 3.18. Tasarlanan filtre ölçümü (a) Kondansatör bağlandığında (b) Kondansatör
ve topraklama bağlandığında .......................................................................53
ġekil 3.19. Tasarlanan filtre ölçümü (a) Direnç bağlandığında (b) Direnç ve
topraklama bağlandığında ............................................................................54
ġekil 3.20. C noktasından topraklanan filtremizin ölçüm sonucu .............................54
ġekil 3.21. Temel bant geçiren Filtre .......................................................................56
ġekil 3.22. Filtre eĢdeğer devresi .............................................................................57
ġekil 3.23. Açık devre stub .....................................................................................57
ġekil 3.24. Hairpin aktif bant geçiren filtre geometrisi ............................................58
ġekil 3.25. Tasarlanan devre üzerinde hairpin filtre .................................................59
ġekil 3.26. Schottky diyot kapasitans - voltaj iliĢkisi ...............................................60
ġekil 3.27. Ölçüm ve benzetim sonuçlarının karĢılaĢtırılması ..................................60
vii
ġekil 3.28. 0V-3V arası gerilim değerleri için geri dönüĢ kayıpları ..........................61
ġekil 3.29. 4V Besleme gerilimi için geridönüĢ kaybı ve ekleme kaybı (S11-S21) ..61
ġekil 3.30. 5V-6V besleme gerilimi için filtre geridönüĢ kaybı ve ekleme kaybı (S11-
S21) .............................................................................................................61
ġekil 3.31. Adaptif ağ tabanlı bulanık mantık çıkarım sistemi .................................64
ġekil 3.32. L kuplajlı band geçiren filtre..................................................................66
ġekil 3.33. Varaktor diyodun (a) Gerilim fonksiyonu (b) EĢdeğer devre ..................66
ġekil 3.34. (a)(b) 280 MHz aktif bant geçiren filtre .................................................67
ġekil 3.35. ANFIS giriĢ çıkıĢ parametreleri .............................................................68
ġekil 3.36. Farklı gerilim değerleri için (a) S21 (b)S11-S21 ölçüm sonuçları ...............69
ġekil 3.37. ANFIS modelleme sonuçları .................................................................70
ġekil 3.38. IP3, CP1dB parametrelerinin grafiksel gösterimi (Mona vd., 2001) .......75
ġekil 3.39. (a) LNA tasarımı (b) Sistem kazancı-Geri dönüĢüm kaybı ( c) Sistem
gürültü Ģekli-Geri dönüĢ kaybı (d) Varikap diyotun farklı gerilim
değerlerindeki sistem geri dönüĢ kaybı (e) C1dB (f) Pin –Pout için iki ton
analizi ..........................................................................................................79
ġekil 3.40. (a)LNA S11-S21 ölçümü (b) Varikap diyotun farklı besleme gerilim
değerleri için S11 ölçümü ..............................................................................80
ġekil 3.41. 2.4GHz sistem ölçümü ..........................................................................81
ġekil 3.42. STC10 deney setinde (a) LNA yokken (b) LNA varken (20m) ..............81
ġekil 3.43. LNA varken ve yokken alınan ölçüm sonuçları......................................82
ġekil 3.44. Tasarlanan yükseltecin (a) AWR Ģematik gösterimi (b) Baskı devresi ....87
ġekil 3.45. Tasarlanan güç yükseltecin (a) Geri dönüĢ kaybı (b) Kazancı ................88
ġekil 3.46. Tasarlanan güç yükseltecin (a) Güç spektrumu (b) Empedansı...............89
ġekil 3.47. Tasarlanan güç yükseltecin (a) Gürültü Ģekli (b) Kararlılığı ...................89
ġekil 3.48. (a)(b) Güç verimliliği (PAE) benzetimleri .............................................90
ġekil 3.49. Gerçeklenen yükseltecin (a) GiriĢine uygulanan referans sinyali (b)
ÇıkıĢından alınan sinyal değeri ....................................................................90
ġekil 3.50. Güç yükseltecinin RF probu ile ölçülmesi .............................................91
ġekil 3.51. Kullanılan satellite link emulator STC10 deney setinde güç yükselteci
varken ve yokken alınan görüntü sinyali ......................................................92
ġekil 3.52. Güç yükselteci varken ve yokken alınan görüntü sinyali ölçümü ...........92
viii
ġekil 3.53. (a) RF anahtar kontrol devreleri, (b) AS193 blok diagramı ....................95
ġekil 3.54. (a) SPDT aktif anahtar (b) Aktif anahtar için benzetim sonuçları ...........96
ġekil 3.55. Dikdörtgen mikroĢerit yama anten .........................................................99
ġekil 3.56. Dikdörtgen mikroĢerit anten üzerinde meydana gelen yansımalar ........ 100
ġekil 3.57. Doğrusal anten dizisi ........................................................................... 103
ġekil 3.58. Düzlemsel anten dizileri ...................................................................... 104
ġekil 3.59. Dizi faktörü ile anten dizi modeli oluĢumu .......................................... 105
ġekil 3.60. Uniform lineer dizi anten konfigürasyonu ............................................ 105
ġekil 3.61. S parametresi olarak güç bölücü uygulaması........................................ 106
ġekil 3.62. IĢıma modeli (a) Standart dizi (b) Hüzme form besleme hattlı dizi ....... 107
ġekil 3.63. 4x4 Butler matris blok Ģeması.............................................................. 108
ġekil 3.64. 4x4 butler matris dizi faktörü(AF) model çizimi .................................. 109
ġekil 3.65. Tasarlanan butler matris ...................................................................... 109
ġekil 3.66.(a),(b),(c),(d) Butler matris S11 değerleri ............................................... 110
ġekil 3.67. Dipol anten (a) Tasarımı (b) Geri dönüĢ kaybı(S11) .............................. 110
ġekil 3.68. Dipol Anten (a) Kazancı (b) Uzak alan ıĢıması ................................... 111
ġekil 3.69. Tasarlanan dipol dizi anten .................................................................. 111
ġekil 3.70. Dipol dizi antenin uzak alan ıĢıması .................................................... 111
ġekil 3.71. Dipol dizi anten geridönüĢ kaybı S11(dB) ............................................. 112
ġekil 3.72. 2.4GHz‟de uzak alan polar formu ........................................................ 112
ġekil 3.73. 4X4 Butler matris yapısı kullanılarak gerçeklenen anten ...................... 113
ġekil 3.74. Butler matris geri dönüĢ kaybı ölçümü ................................................ 114
ġekil 3.75. Kullanılan satellite link emulator STC10 deney setinde (a) Monopol
anteni ile (b) Butler matrisli anten ile (20m) .............................................. 114
ġekil 3.76. (a)Sistem çıkıĢı (b) 2R ve 1L nolu giriĢlerimizin ölçüm sonuçları ........ 115
ġekil 3.77. PA+dipol dizi anten ekli ve PA yokken dipol dizi anten sinyal ölçümü 115
ġekil 3.78. Kullanılan satellite link emulator STC10 deney setinde (a) PA yokken
kendi monopol anteni (b)PA varken butler matrisli anten ile (25m) ........... 115
ġekil 4.1.(a)(b)(c)(d) Elektronik ve haberleĢme mühendisliği bölüm laboratuarı ... 117
ġekil 4.2. Ölçümlerde kullanılan mikrodalga ölçüm sistemi .................................. 118
ġekil 4.3. Yönsel bağlaĢtırıcıdan gelen ve yansıyan dalga ..................................... 119
ġekil 4.4. (a),(b) Anten ölçüm sistemi ................................................................... 120
ix
ġekil 4.5. Tipik bir anten ölçüm sistemi ................................................................ 121
ġekil 4.6. AF ölçüm düzeneği ............................................................................... 122
ġekil 4.7. Alıcı verici cihaz ................................................................................... 123
ġekil 4.8. 2.4 GHz alıcı sistem (a) Kazanç grafiği (b) Kazanç performansı ............ 124
ġekil 4.9. 2.4 GHz alıcı modunda sistem performansı (a) pi/4 DQPSK (-12.7 dBm)
sayısal modülasyon (b) pi/4 DQPSK (-12.7 dBm) sayısal modülasyon ...... 124
ġekil 4.10. (a)(b)(c)(d)Alıcı verici cihaz resimleri ................................................. 125
ġekil 4.11. Tasarlanan ön uç modül ve sistem katları ............................................ 126
ġekil 4.12. Alıcı durum sinyal ölçümü .................................................................. 128
ġekil 4.13. QPSK modüleli sinyal için alıcı durum ölçümleri ................................ 130
ġekil 4.14. Uygulanan sayısal modüleli sinyalin LNA çıkıĢı ile birleĢtirici çıkıĢındaki
ölçüm sonuçları ......................................................................................... 130
ġekil 4.15. (a)(b) Varaktör diyotlu pi uyumlandırma sistem diyagramı .................. 131
ġekil 4.16. Uyumlandırma devresinin LNA performansı üzerine etkisi ................. 131
ġekil 4.17. Verici durum ölçümü ........................................................................... 132
ġekil 4.18. Aktif modüller kullanılarak tasarlanan sistemin ıĢıma patterni ............. 133
ġekil 4.19. Sistem alıcı durumu spektrum sinyali ölçümü ...................................... 134
ġekil 4.20. Sistemin verici durum ölçüm grafiği .................................................... 134
ġekil 4.21. (a) Monopol antenli görüntü kalitesi (b) Tasarlanan cihaz varken görüntü
kalitesi ....................................................................................................... 135
ġekil 4.22. Cihaz varken ve yokken alıcı durum görüntü sinyali ölçümü ............... 136
ġekil 4.23. (a) Sayısal modüleli EKG verisi (b) EKG iĢaretinin ölçülmesi ............. 137
ġekil 4.24. RFID (a) Prototip cihaz (b) Antenlerin tepkisi ..................................... 138
ġekil 4.25. (a) Alınan QPSK sinyali (b) Verici anten performasının PA ile arttırılması
.................................................................................................................. 139
ġekil 4.26. (a)(b) ZigBee sistem anten ölçümleri ................................................... 141
ġekil 4.27. Alıcı verici sistem zigbee modül düzeneği ........................................... 141
ġekil 4.28. Verici zigbee modül anten çıkıĢ sinyali ................................................ 141
ġekil 4.29. (a) Ölçüm ve Simülasyon sonuçlarının KarĢılaĢtırılması (b) 0V-3V arası
gerilim değerleri için geri dönüĢ kayıpları (c) 4V Besleme gerilimi için
GeridönüĢ kaybı ve Ekleme Kaybı (S11-S21) (d) DeğiĢen gerilim değerine
göre S21 değiĢimi ....................................................................................... 142
x
ġekil 4.30. (a)LNA-Dedektör-Filtre çıkıĢları(b)LNA-Anten filtre giriĢ çıkıĢları(c)
LNA S11 değiĢimi(d) Güç spektrumu(e) BER (f) 1dB sıkıĢma noktası(g) Ġki
ton Pin -Pout ................................................................................................ 143
ġekil 4.31. Alıcı sistem modülü ölçüm grafiği ....................................................... 145
xi
ÇĠZELGELER DĠZĠNĠ
Çizelge 3.1. ISM bandı frekans kanalları .................................................................17
Çizelge 3.2. IEEE 802.15.4 karakteristikleri-modülasyon parametreleri ..................18
Çizelge 3.3. Kablosuz haberleĢme teknolojilerinin karĢılaĢtırılması .........................37
Çizelge 3.4. Alt taban malzeme özellikleri (S. Bronckers, G. Plas, v.d, 2010) .........46
Çizelge 3.5. Tasarlanan bölünmüĢ halka rezonatörlü filtre malzeme özellikleri .......49
Çizelge 3.6. A noktasına kondansatör bağlandığında ...............................................50
Çizelge 3.7. B noktasında 1 ohm direnç bağlandığında kondansatörün etkisi ...........50
Çizelge 3.8. C noktasında topraklama yapıldığında A noktasındaki kondansatör
değiĢiminin etkisi ........................................................................................51
Çizelge 3.9. Çizelge 3.7 ile çizelge 3.8‟in karĢılaĢtırması ........................................51
Çizelge 3.10. Filtre ölçüm sonuçlarının karĢılaĢtırılması..........................................55
Çizelge 3.11. Aktif bant geçiren filtre parametreleri ................................................59
Çizelge 3.12. Filtre ölçüm sonuçlarının karĢılaĢtırılması..........................................62
Çizelge 3.13. ANFIS modeli için girilen örnek değerler ..........................................69
Çizelge 3.14. Filtre performans sonuçları ve karĢılaĢtırma .......................................71
Çizelge 3.15.LNA performans sonuçları karĢılaĢtırması ..........................................82
Çizelge 3.16. P-20A 3GHz RF probu ile ölçülen değerler .......................................91
Çizelge 3.17. Verici güç yükselteci tasarım performans sonuçları ...........................93
Çizelge 3.18. 4x4 Butler matris nümerik değerleri................................................. 109
Çizelge 3.19. Butler matrisli dipol dizi anten benzetim sonuçları ........................... 113
Çizelge 4.1. Sistem katlarının güç/akım tüketimi................................................... 126
Çizelge 4.2. Alıcı verici sistem katları ve kullanılan ekipmanları ........................... 127
Çizelge 4.3. RFID antenlerin etiket tepkileri karĢılaĢtırma tablosu......................... 138
Çizelge 4.4. Tasarımda kullanılan bant geçiren filtre ölçüm sonuçları ................... 142
Çizelge 4.5. Tasarımda kullanılan LNA ölçüm sonuçları ....................................... 143
Çizelge 4.6. Tasarımda kullanılan PA ölçüm sonuçları .......................................... 144
Çizelge 4.7. 2.4 GHz ISM bandı alıcı verici sistem performans sonuçları .............. 146
xii
SĠMGELER DĠZĠNĠ
ADC Anolog Digital Converter
AF Alçak Frekans
AM Amplitude Modulation
ASK Amplitude Shift Keying
BJT Bipolar Junction Transistor
Bps Bits Per Second
CDMA Code Division Multiple Access
CEPT European Conference of Postal and Telecommunications
CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
dB Desibel
DC Direct Current
DECT Digital Enhanced Cordless Telecommunications
DP Dairesel Polarize
DSSS Direct Sequence Spread Spectrum
ETSI European Telecommunications Standard Institute
f Frekans
F Gürültü Faktörü
FEM Finite Element Method
FET Field Effect transistor
FHSS Frequency Hopping Spread Spectrum
FM Frekans Modülasyonu
FSK Frequency Shift Keying
G Kazanç
GaAs Gallium Arsenide
GHz Giga Hertz
GSM Global System for Mobile Communications
I Akım ġiddet Birimi
I/O Input / Output
IC Integrated Circuit
IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers
xiii
IF Intermediate Frequency
IrDA Infrared Data Association
ISM Industrial, Scientific and Medical
ITU International Telecommunication Union
K Kararlılık
L Uzunluk
LO Lokal Osilatör
m Metre
Max Maksimum
Mbit Mega Bit
Mbps Megabits per second
MCM Multichip Module
MDS Minimum Detectable Signal
MHz Mega Hertz
MIC Microwave Integrated Circuits
mm Milimetre
MMIC Monolithic Microwave Integrated Circuits
MOM Method of Moments
Mv Milivolt
NF Noise Figure
nm Nanometre
OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
P Power
PAE Power Added Efficiency
PC Personal Computer
PCMCIA Personal Computer Memory Card International Association
PCS Personel Communications Systems
PM Phase Modulation
PSK Phase Shift Keying
R Resistance
RF Radyo Frekansı
RL Return Loss
xiv
S11 Input reflection coefficient
S12 Reverse isolation
S21 Gain
S22 Output reflection coefficient
SD-EFIE Spectral-Domain Electric Field Integral Equation
SIP System In Package
SiGe Silicon Germanium
SNR Signal Noise Ratio
SRD Short Range Device
T Temperature
TDMA Time Division Multiple Access
UMTS Universal Mobile Technology System
UWB Ultra Wideband
V Voltaj
VSWR Voltage Standing Wave Ratio
WIMAX Worldwide Interoperability for Microwave Access
WLAN Wireless Local Area
WPAN Wireless Personal Area
μ Magnetic Permeability
Ω Ohm
1
1. GĠRĠġ
Son yıllarda daha hızlı veri transferi yapmak amacı ile birçok modülasyon tipi
geliĢtirilmiĢ ve değiĢik kablolu/kablosuz protokoller oluĢturulmuĢtur. Cep telefonu
sistemlerinin yaygınlaĢması ile dikkat çekmeye baĢlayan kablosuz haberleĢme
sistemleri, daha hızlı veri alıĢveriĢine olanak sağlayan yapıları ile yeni oluĢturulan
protokoller içerisinde kullanımı en hızlı artan sistemler olmuĢlardır. Kablosuz
sistemler, özellikle kısa mesafe veri iletiĢim sistemleri içerisinde, en az kablolu
olanlar kadar hızlı ve güvenilir olmaktadırlar. Kablosuz yerel alan ağ (WLAN)
sistemleri, entegre devre teknolojileri ile üretilebilmekte ve böylelikle düĢük
maliyetli sistemler oluĢturulabilmektedir. Kısa mesafe, hızlı veri alıĢveriĢine uygun
kablosuz haberleĢme protokolü olan IEEE 802.11b/g, 2.4–2.5 GHz bandında
çalıĢmakta ve geniĢ bir kullanım alanına sahip olmaktadır (Kluge, Dathe, v.d, 2003).
ISM/SRD uygulamalarında kullanılan RF modüllerin veri aktarım kapasiteleri, IEEE
802.11 standartlarında çalıĢan cihazlar kadar yüksek değildir. Ancak, kullanım
amaçları açısından bakıldığında buna gerek olmadığı görülecektir. ISM ve SRD
uygulamalarında amaç “Komuta ve Kontrol” dür. Yani amaç bir yerdeki bilgi
kütlesini bir baĢka yere aktarmak değildir. Henüz yeni bir teknoloji olan ZigBee;
IEEE802.15.4 altyapısında ve standart sarmal ağlar ile uygulama profilleri
kullanılarak kurulan kısa mesafe kablosuz ağ standardı olarak tanımlanabilir.
Güvenirliği, düĢük maliyeti ve enerji tasarrufu gibi avantajları göz önüne alındığında
ZigBee, PC girdi aygıtları gibi sensör ve yönetim ürünlerinin kablosuz bağlantıları
için kullanılabilmektedir. ZigBee, kablosuz iletiĢim kanallarının otomatik olarak
aranmasına ve çok sayıda kablosuz ağın bir arada var olmasına imkân tanımaktadır.
ZigBee teknolojisi ürünleri, dünya çapında kullanıma açık olan 2.4 GHz frekans
bandını kullanmaktadır. Bluetooth kablo bağlantısını ortadan kaldıran kısa mesafe
Radyo Frekansı (RF) teknolojisinin adıdır. Bluetooth, bilgisayar, çevre birimleri ve
diğer cihazların birbirleri ile kablo bağlantısı olmadan görüĢ hattı doğrultusu dıĢında
bile olsalar haberleĢmelerine olanak sağlar. Bluetooth teknolojisi 2.4 GHz frekans
bandında çalıĢmakta olup, ses ve veri iletimi yapabilmektedir. 721 Kbps'ye kadar
veri aktarabilen bluetooth destekli cihazların etkin olduğu mesafe yaklaĢık 10
metredir. Bluetooth cihazları nerede olursa olsunlar 10 metrelik bir alan içinde
2
otomatik olarak birbirleri ile veri aktarma iĢlemlerini yaparlar. WiMAX; IEEE (The
Institute of Electrical and Electronics Engineers) tarafından geliĢtirilen standartlardan
802 serisinin bir üyesi olup, IEEE 802.16 standardını temel alan bir kablosuz geniĢ
band eriĢim teknolojisidir. Teorik olarak IEEE 802.16–2004 standardı görüĢ hattı
gerektirmeden 50 km.‟ye kadar 75 Mbps‟lik iletim hızını mümkün kılmak üzere ve
IEEE 802.16–2005 standardı 6-7 km çapındaki bir kapsama alanı içerisinde 120
km/h hızla giden kullanıcılara hizmet sunabilecek Ģekilde dizayn edilmektedir.
WiMAX ile 2–66 GHz bantları arasında, uygulamalarda daha ziyade 2.5 GHz, 3.5
GHz ve 5.8 GHz in kullanımı ile IP tabanlı Ģebekeler üzerinden yüksek hızlarla uzak
mesafelere noktadan noktaya ve noktadan çok noktaya (LoS-Line of Sight) ve/veya
kapsama alanı içerisinde herhangi bir noktaya (NLoS-Non Line of Sight) ses, veri ve
görüntünün iletimini yapmak mümkündür. WiMAX teknolojisi, Wi-Fi ile benzer bir
çalıĢma prensibine sahiptir. Bununla birlikte WiMAX daha yüksek hızlarda, daha
uzak mesafelerde ve daha fazla kullanıcıya hizmet verebilmektedir.
Tüm bu geliĢmiĢ sistemlerde RF ön-uç modüller çok önemlidir. RF ön uç modüller
sayısal temel bant sistem ve anten arasındaki her Ģey olarak tanımlanabilir. Alıcı için,
bu ara bölge filtreler, düĢük gürültülü yükselteçler ve aĢağı dönüĢtüren karıĢtırıcıları
içerir. Bu katlar antenden alınan modüle edilmiĢ iĢareti iĢleyerek temel bant da
analog sayısal iĢaret (ADC) çevirici ye uygun bir giriĢ iĢaretine çevirirler. Bu
nedenle, rf ön arka uç modüller alıcının rf temel bant bölümleri olarak adlandırılır.
Alıcı tasarımında öncelikle duyarlılık ve seçicilik parametreleri göz önüne
alınmalıdır. Verici durumunda yüksek güç yükselteçleri kullanılarak sinyaller
iĢlendiğinden lineer olmama durumu öncelikle düĢünülmelidir. Bu farklara rağmen
alıcı ve vericide lokal osilatör gibi ortak elemanlar mevcuttur. Analog sistemlerden
sayısal sistemlere hızla geçiĢle beraber ön arka uç fonksiyonları gerekli performans,
maliyet, boyut ve güç tüketimi faktörleri dikkate alınarak yorumlanmalıdır.
Tüm bu alıcı-verici sistemler günümüzde çok geniĢ uygulama alanları bulmaktadır.
ISM bandı alıcı verici sistemlerin, endüstriyel ve medikal uygulama alanlarına örnek
olarak WLAN, RF kontrol, telemetri, 2.4 GHz WLAN, kablosuz video, TV ve
uzaktan kontrol edilen veri iletimi, PC‟den PC‟ye veri bağlantısı, RF kimlik, akıllı
3
mutfak, bluetooth, OFDM, PCMCIA v.b. alanlar verilebilir (Rohde, 2000; Geier,
2002).
Birinci bölümde kablosuz alıcı verici sistemlerle ilgili temel bilgiler yer almaktadır.
Ayrıca RF devre teknolojileri ile 2.4 GHz ISM bandında çalıĢan kablosuz
teknolojilere kısa bir giriĢ yapılmıĢtır
Ġkinci bölümde mevcut literatürde bu alanda Ģu ana kadar hangi çalıĢmaların
yapıldığı ortaya konulmuĢ, yapılan araĢtırma ile ilgili önceki çalıĢmalar, kronolojik
veya mantıksal bir bütünlük içindeki yaklaĢımlarla sunulmuĢtur. Ayrıca daha önceki
çalıĢmalardan nelerin öğrenildiği ve hangi konuların hala yanıt beklediği ortaya
konulmuĢtur.
Üçüncü bölümde tasarlanan rf filtreler, düĢük gürültülü yükselteç (LNA), güç
yükselteci (PA), rf anahtarlar ve düzlemel mikroĢerit antenler üçüncü bölümde yer
almaktadır. Bu bölümde aktif filtre geometrileri kullanılmıĢtır. Sistemin kullanılacağı
yer ve maliyetleri göz önüne alındığında klasik filtre geometrileri yerine daha yüksek
kazançlı ve daha verimli bir yapı olması dolayısıyla aktif filtre geometrileri amaca
uygun olarak seçilmiĢtir. Ayrıca pasif filtre geometrileri üzerinde schottky ve varikap
diyot kullanılarak aktif bir filtre yapısı oluĢturulmuĢ ve çalıĢma frekansındaki
geridönüĢ kaybı ve ekleme kayıbı değiĢimleri gözlenmiĢtir. Ayrıca bazı filtre
yapıların üzerine eklenen pasif elemanlar ile iyi geridönüĢ kaybı değerleri
yakalanmaya yönelik çalıĢmalar yapılmıĢtır. Bu çalıĢmalardan sonra sistem katlarının
önemli bir parçası olan düĢük gürültülü yükselteç (LNA) ve güç yükselteci (PA)
benzetimi ve gerçeklemesi yapılmıĢ ve literatürdeki diğer çalıĢmalarla
karĢılaĢtırılarak performansları değerlendirilmiĢtir. Ayrıca yine bu kısımda bu katlara
eklenen dedektör katı gibi çevre birimleri varikap diyotlar yardımıyla RF performans
artırımına etkisi incelenmiĢtir.
Dördüncü bölümde tasarımı yapılan devre katları ve alıcı verici devrenin performans
ölçümleri için yapılacak olan performans testlerinden ve karĢılaĢtırmalardan
bahsedilmiĢtir. Ayrıca bu bölümde alıcı verici devrenin birleĢtirilmesi ve
uygulamaların yapılarak sistem ölçümlerinin alınması üzerine yoğunlaĢılmıĢtır.
4
Sistem performansı ölçümlerinde ilk olarak spektum analizörden sağlanan test sinyali
ve daha sonra QPSK modüleli iĢareti uygulanarak ölçümler alınmıĢtır.
BeĢinci bölümde elde edilen sonuçlar, ilerisi için düĢünülecek projeler ve öneriler yer
almaktadır.
Özetle bu tezde, alt baĢlıklarda yapılan çalıĢmalar, kullanılan gereç ve yöntem,
ulaĢılan bulgular ve sonuçlar detaylıca anlatılmıĢtır.
5
2. KAYNAK ÖZETLERĠ
Öztürk, 2004 yılındaki tez çalıĢmasında, kullanıcılara hareket serbestliği ve bilgiye
her yerden her zaman ulaĢma imkânı sağlayan Kablosuz Yerel Alan Ağlarında
(Wireless Local Area Networks, WLAN) kullanılan teknolojiler, standartlar,
düzenlemeler ve ülke örnekleri incelenmiĢ, Türkiye‟deki mevcut durum ve sektör
beklentileri tespit etmiĢtir. ÇalıĢma boyunca, uluslararası kuruluĢlar ve düzenleyici
otoriteler ile yazıĢmalar, ilgili taraflar için düzenlenen anketler ve her türlü yayın
üzerindeki araĢtırmalar yoluyla, WLAN sistemleri ile ilgili düzenlemeler
incelenmiĢtir. Yapılan bu inceleme ve araĢtırmalar, WLAN sistemlerinin birçok
geliĢmiĢ ülkede yaygın olarak kullanıldığını, Türkiye‟de ise gerekli düzenlemelerin
yapılmamıĢ olması nedeniyle yaygın olmadığını göstermektedir. Sonuç olarak,
Türkiye‟deki bilgi toplumu olma çabalarına katkı sağlayacağı düĢünülerek, WLAN
hizmetlerinin geliĢmesine ve yaygınlaĢmasına imkân veren bir düzenleme önerisi
sunmaktadır.
Çok çipli ön uç modüller; karıĢtırıcı, demodülasyon, yükseltme, filtreleme ve
dedeksiyon gibi sinyal iĢleme olaylarında büyük bir fonksiyonellik sağlarlar. Bu
nedenle, çok çipli ön uç modüller, özellikle son yıllarda RF alıcı verici tasarımına
olan eğilimin artması ile önem kazanmıĢtır. Sistem bütünleĢme seviyesindeki sürekli
artıĢ nedeniyle tek çip içinde daha fazla fonksiyona ihtiyaç duyulmaktadır ve bu
karmaĢıklığı arttırmakta ve performansı düĢürmektedir. Alıcı verici sistemlere olan
bu eğilimin sürekli artması nedeniyle, özellikle tüketiciler, düĢük maliyet, düĢük güç
tüketimi (mobil ve taĢınabilir ürünler), küçük boyutlar istenmektedirler (Rappaport
vd., 2002).
Alıcı verici sistemde sinyal zayıflamasını ve bozulmayı önlemek, fonksiyon blokları
arasındaki empedans uyumsuzlukları nedeniyle sinyal yansımalarını minimize
edebilmek için, yüksek frekans test ekipmanlarının da empedansı olan 50 ohm
karakteristik empedans referans alınmaktadır. IC ve MCM için GHz frekanslarında
bağlantı hatları oldukça kısadır ve bu yüzden alt devreler arasındaki 50 ohm
problemi çok önemli değildir (Kaya, 2008; Bowick, 2008).
6
Alıcı yapıdaki LNA öncesi kullanılan bütün elemanlar NF (noise figure)‟yi etkiler,
bu yüzden düĢük kayıp, anahtar karakteristiktir. Çünkü kayıplar doğruca NF‟ ye
eklenir. Mikser-filtre ara yüzü VSWR problemlerinin en çok ortaya çıktığı yerdir.
Mikserin düzenli bir Ģekilde çalıĢması için LO sinyali kararlı (time-invariant) ve
belirli bir değerde veya güçte olmalıdır. Eğer biz sürekli belli bir frekanstaki sinyali
elde etmek istiyorsak heterodin yapılar bu iĢ için en uygun seçim olur. Bununla
beraber yükseltici, filtre ve detektörü de tek bir frekans için optimize edebiliriz
(Stephen A. Maas, 1998).
Empedans ayarlama devreleri RF yükselteçler, anten uyumlandırma devreleri gibi
çeĢitli elektronik uygulamalarda kullanılmaktadır. Bu tip uyumlandırma sistemleri
anten ve ön parça arasında uyumlandırma sağlamaktadır. Elektromanyetik Ģartların
değiĢmesi, sistemlerdeki karmaĢıklık seviyelerinin artması uyumlandırma
sistemlerine olan ilgiyi arttırmaktadır. Öncelikle yük altında ön modüller optimum
verimlilikle çalıĢmazlar. Yansıyan güçler nedeniyle yükselteçten aktarılan güçte de
antenden ıĢıyan güçte de azalma olmaktadır (George D. Vendelin, Anthony M.
Pavio, Ulrich L. Rohde,2005).
Geleneksel radar ve kablosuz sistemlerde antenler ile devreler birbirlerinden ayrı
birer alt sistem olarak düĢünülürdü. Bu iki topluluk tarafından antenler kendi
alanlarında haberleĢme sisteminin bir alt sistemi olarak geliĢimini sürdürdü. Aktif
entegre antenler, antenin yüzeyine entegre bir elemanın yerleĢtirilmesi ile oluĢur.
Bütün sistem anten ile birlikte bir ıĢınım yayıcı gibi davranır (Pozar, 1998).
1994 yılında Lin vd. besleme hattı ile anten arasına aktif elemanlar kullanılarak bant
geniĢliğinin arttırıldığı çalıĢmalar yapmıĢtır. ÇalıĢmasında aktif entegre antenlerin
geliĢimini ve farklı tiplerdeki aktif entegre antenlerin devre yapılarını incelemiĢtir.
Entegreler ile düĢük profilli pasif anten elementleri birleĢtiren çeĢitli devreler
gösterilmiĢtir. Yarı optik güç birleĢtirici diziler ve ıĢın tarama fazlı dizilerin
uygulamalarını incelemiĢtir. Modern MIC ve MMIC fabrikasyon teknolojisi
kullanımı ile kompakt, hafif ve düĢük maliyetli aktif entegre antenler üretilmiĢtir.
7
Lin vd. (1999a), 2.4 GHz yükselteç tipli dairesel polarize (DP) aktif mikroĢerit
antenlerin tasarımı çalıĢmasında, alıcı için düĢük gürültülü yükselteç (LNA) ve verici
konfigürasyonu için A sınıfı güç yükselteci kullanmıĢtır. Ġki adet ortogonal besleme
için Lange kuplör kullanan 2.4 GHz DP kare mikroĢerit anten tasarlamıĢtır.
MikroĢerit antenin boyutları, giriĢ SWR, akım dağılımı ve ıĢıma örüntülerini doğru
bir biçimde belirlemek için spektral-dağarcık elektrik alan integral denklem (SD-
EFIE) tekniğinden faydalanılmıĢtır. Yarı dengeli yükselteçler (PA, LNA) tasarlamıĢ
ve verici ya da alıcı tipli DP aktif mikroĢerit anten oluĢturmak için mikroĢerit anten
ile entegre etmiĢtir. MikroĢerit anten/yükselteç modülleri toprak düzlemleri birbirine
lehimlemek suretiyle, iki adet FR-4 malzeme üzerinde üretilmiĢtir. Bu çalıĢmasında,
DP aktif mikroĢerit antenlerin potansiyel uygulama alanlarının endüstriyel, bilimsel
ve medikal (ISM) bant kablosuz telefonlar veya kablosuz yerel ağlar için baz
istasyon antenlerini kapsadığını belirtmiĢtir.
Maci vd., 2007 yılındaki çalıĢmasında; çift bant ve çift polarize çalıĢan yama
antenlerin iki yeni konfigürasyonu tanıtmıĢtır. Kare ve çapraz yama geometrisi tek
bir substrat üzerine basılmıĢlardır, çift frekans ve çift polarizasyon davranıĢı
kenarlara yakın dört dar yarık aracılığı ile elde edilmiĢtir. Üstelik tek besleme noktası
kullanırken oldukça tatmin edici bir eĢzamanlı uyumlandırma performansı ortaya
çıkar. Çift rezonanslı frekansları öngörmek üzere, basit ve doğru tasarım formülleri
fiziksel bir modeli temel alarak türetilmiĢtir ve tam dalga analizi kullanılarak test
edilmiĢtir. Bazı prototipler de uygulamaya konulup ölçülmüĢtür.
Görür, 2007 yılındaki çalıĢmasında, mükemmel performansı sürdürerek çift modlu
mikroĢerit filtrelerin boyutlarını küçültmek için, yeni bir filtre geometrisi ortaya
atmıĢtır. Bu yeni filtre yarıklı yapıya dayalı çift modlu rezonator içerir. Düz bir hat
boyunca yer alan giriĢ çıkıĢ besleme hatlarının, filtre tepkisi üzerindeki etkisi çift
modlu filtre yönüyle incelenmiĢtir. Önerilen çift modlu mikroĢerit rezonatörün,
dejenere modları arasındaki eĢleĢme, pertürbasyon büyüklüğüne bağlı olarak gözden
geçirilmiĢtir. Reel ve sanal eksen iletim sıfırları (TZs) ile birlikte iki adet çift modlu
mikroĢerit bant geçiren filtre tasarlamıĢ, üretmiĢ ve pozitif ve negatif uyumlandırma
8
katsayısının tanımlanması geçerliliğini belgelemek üzere bu uygulamaları ölçüme
tabi tutmuĢtur.
Bowick 2008 yılında, ön uç arka (front end) modüller birkaç bütünleĢmiĢ devreden
(IC) oluĢmakta olduğunu ve bu bütünleĢmiĢ devrelerin geleneksel silikon CMOS ve
geliĢmiĢ silikon germanyum (SiGe) teknolojileri kullanılarak gerçekleĢtirilebildiğini
açıklamıĢtır.
9
3. MATERYAL VE YÖNTEM
3.1. Materyal
RF devre tasarım ve simülasyonu için endüstride çeĢitli yazılım paketleri
bulunmaktadır. Bu çalıĢmada, Moment Metodu kullanan Applied Wave Research‟s
Microwave Office programı tasarım iĢlemi sürecinde daha fazla esneklik sağladığı
için seçilmiĢtir. Moment metodu (Method of Moments, MoM) bu tür problemlere
uygulanmak için idealdir. Çünkü moment metodunda Maxwell' in integral
denklemleri matris formuna dönüĢtürülürler. Daha sonra, dalga boyuyla orantılı tel
ızgaralarla modellenmiĢ katı yapılardan yayılan elektrik alan, segmanlara bölünmüĢ
teller üzerinde oluĢturulan matrislerin çözümlerinin birleĢtirilmesiyle hesaplanabilir.
Bu metot, karmaĢık yapılar ve antenler içeren platformların analiz ve sentezi için
geniĢ uygulama alanı bulmuĢtur (Harrington, 1968).
Tez kapsamında geliĢtirilen aktif modüller kullanarak 2.4 GHz ISM bandı kablosuz
haberleĢme sistemleri için entegre alıcı verici sistemde gereksinim duyulan, çift
yüzlü, çok katlı, ince hatlı, küçük delikli, yüzeye monte elemanların kullanıldığı,
yoğun elemanlı baskı devre kartları tasarımı ve üretimi yapılmıĢtır. Bu nedenle,
değiĢik standart ihtiyaçlarını kapsayacak Ģekilde üretilen baskı devre kartlarında,
kalay-kurĢun, selektif lehim ve pozlanabilir lehim maskesi gibi değiĢik yüzey
iĢlemleri uygulanmıĢtır.
3.1.1. Kablosuz haberleĢme sistemleri
Teknolojinin hızlı geliĢmesi insanların haberleĢme alanındaki ihtiyaçlarına yeni
boyutlar kazandırmıĢtır. Devamlı hareket halinde olan kiĢilerin telefon
haberleĢmesinde karĢılaĢtıkları imkânsızlıklar, elektromanyetik dalgaların
telekomünikasyon aracı olarak kullanılabileceği fikrinin doğuĢu ve bu yöndeki
çalıĢmaların baĢlaması ile çözüme kavuĢmaya baĢlamıĢ ve bu geliĢmeler ıĢığında
gezgin iletiĢimin ilk meyveleri A.B.D.'n de 1940'lı yılların sonlarında, Avrupa'da ise
1950'li yılların baĢlarında tek hücreli analog araç telefonlarının kullanılmaya
10
baĢlanması ile alınmıĢtır. Bunu izleyen adım, 1970'lerin sonlarında hücresel analog
gezgin telefonların kullanılmaya baĢlanmasıyla atılmıĢtır. Bu sistemler, birinci nesil
(1G) analog teknolojiyi kullanmakta olup, kullanıcıların zamanla artan ses kalitesi,
kapasite, kapsama alanı gibi ihtiyaçlarına cevap vermekte yetersiz kalması, ikinci
nesil (2G) sayısal teknolojiye doğru yol alınmasını zorunlu kılmıĢtır. Bugün
kullandığımız GSM (Global System for Mobile) standartlarındaki cep telefonları, 2G
sayısal teknolojiyi kullanan sistemlere bir örnek teĢkil etmektedir. Söz konusu 2G
gezgin telefonlar, 1991'in ortalarında piyasaya sürülmüĢ ve kullanımı büyük bir hızla
yaygınlaĢmıĢtır (Anonim, 2003). Gezgin telefon sistemleri sayesinde telefon
haberleĢmesinin yeri günlük hayatımızda ayrı bir anlam kazanmıĢ ve bu sistem iĢ ve
sosyal hayatımızın boyutlarını değiĢtirmekle kalmamıĢ, veri iletiminin de gezgin
Ģebeke aracılığıyla temin edilmesi ile bu sistem yaĢamımızın vazgeçilmez bir unsuru
haline gelmiĢtir. 1990‟lı yıllar ile birlikte gezgin iletiĢim teknolojisinde büyük
geliĢmeler yaĢandı. Analog sistemlerden sayısal sistemlere geçiĢ baĢladı. Veri
iletiĢimi hızlandı. Dijital, kablosuz iletiĢime imkân veren ikinci nesil sistemler bu
yıllarda ortaya çıktı. 2000'li yıllarda ise "ikinci nesil" dediğimiz sayısal hücresel
telefon sistemi dünya çapında yaygın olarak kullanılmıĢtır. GeliĢen teknoloji ve hayat
standartları doğrultusunda ihtiyaçlar da artmaktadır. Bu doğrultuda "üçüncü nesil"
olarak adlandırılan yeni nesil hücresel telefon sistemleri üzerinde yoğun çalıĢmalar
yapılıp bu alandaki teknolojik ihtiyaçlar karĢılanmaya çalıĢılmıĢtır. Günümüzde
“dördüncü nesil” olarak adlandırılan “Her zaman, her yerde en iyi ve en hızlı
bağlantı” ilkesini amaç edinmiĢ hücresel telefon sistemleri üzerinde çalıĢmalar
sürdürülmektedir. 2010‟lu yıllarda 4G teknolojisi dünyanın her tarafında kullanılır
hale gelecektir.
Kablosuz veri iletiĢiminde yaĢanan bu geliĢmeler, doğal olarak internet eriĢimini
kolaylaĢtırmakla sınırlı kalmamıĢ, bazen farkında bile olmadan kullandığımız birçok
uygulamalarla, günlük hayatımızın bir parçası haline gelmiĢtir. Bu geliĢmelerin bir
ürünü de SRD (Short Range Device/ Kısa Menzilli Cihaz) veya ISM (Industrial,
Scientific and Medical/ Endüstriyel, Bilimsel ve Tıbbi) olarak tanımlanan frekans
bantlarında çalıĢan cihazlardır (RF Modüller). Bu cihazlar kullanılarak geliĢtirilen
birçok uygulamaya ev otomasyonu sistemleri, RKE (remote keyless entry/ uzaktan
11
anahtarsız giriĢ), kablosuz alarm ve güvenlik sistemleri, telemetri sistemlerini örnek
olarak verebiliriz (Öztürk, 2004). Ancak kablosuz ortamın en büyük sorunlarından
biri bant geniĢliği açısından oldukça sınırlı kaynaklara sahip olmasıdır. Bir kablosuz
sistemden beklenen, uygulamanın türüne ve kullanıcı sayısına bağlı olarak sınırlı
bant geniĢliğini kullanıcılara mümkün olduğunca etkin bir Ģekilde paylaĢtırmasıdır.
Kablosuz sistemler, sınırlı bant geniĢliğini kullanıcılara tahsis etmek için ortam
eriĢimi kontrol (Medium Access Control, MAC) protokolleri kullanırlar (Proakis,
J.G.,1989)
Bu nedenle kablosuz haberleĢme sistemleri ve ürünleri dünyanın her yerinde
uyumluluğu sağlamak amacıyla uluslararası bilimsel ve teknik standartlaĢtırma
kurumları tarafından standartlara oturtulmuĢtur. Bu kurumların içerisinde dünya
çapında geçerliliği olan kurum IEEE (Institute of Electrical and Electronics
Engineers)' dir. IEEE kablosuz haberleĢme sistemlerini kapsadığı alanlara göre
sınıflandırmıĢtır. Bunlar;
-WPAN (Wireless Personal Area Network / Kablosuz KiĢisel Alan Ağı)
-WLAN (Wireless Local Area Network / Kablosuz Yerel Alan Ağı)
-WMAN (Wireless Metropolitan Area Network/Kablosuz Metropol Alan Ağı)
-WWAN (Wireless Wide Area Network / Kablosuz GeniĢ Alan Ağı)
ġekil 3.1. Kablosuz haberleĢme uzayı (Öztürk, 2004)
Bu kapsadığı alan veya kullanıcı miktarına göre sınıflandırılan kablosuz haberleĢme
sistemlerinden WAN IEEE 802.20 standardını, WMAN 802.16 standardını, WLAN
802.11 standardını ve WPAN 802.15 standardını kullanmaktadır.
12
3.1.2. WLAN ve WPAN sistemleri
WLAN sistemleri baĢlangıçta mevcut kablolu ağların (LAN) tamamlayıcısı olarak
tasarlanmıĢlardır. Ancak son yıllarda yaĢanan teknolojik geliĢmeler WLAN
sistemlerinin kablolu ağların yerini alabileceğini göstermiĢtir. Ayrıca mevcut ağların
geniĢleme ihtiyacını karĢılamak üzerede WLAN sistemleri yaygın olarak
kullanılmaktadır. WLAN sistemleri baĢarılı performansları ve düĢük maliyetleri ile
hem iĢ çevrelerinde hem de bireysel kullanıcılar arasında yaygın olarak
kullanılmaktadırlar. WLAN kullanıcısı pahalı bir kablolama alt yapısı yerine özünde
küçük bir radyo vericisi olan eriĢim noktası (Acces Point, AP) ile iletiĢim ortamı
sağlayabilmekte ve yerel alan ağı oluĢturabilmektedir(Geier, J., 2002, Intel Com,
Ramadin, D).
Temel olarak WLAN sistemi iki ana unsurdan oluĢmaktadır. Birincisi AP, ikincisi ise
kablosuz cihazlardır. Ancak cihazdan-cihaza çalıĢma modelinde AP‟ye ihtiyaç
duyulmaz. Bu durumda kablosuz ağ kartına sahip bilgisayarlar kendi aralarında ilave
bir cihaz veya kabloya ihtiyaç olmadan bir ağ oluĢturabilirler. Kablosuz cihazlar
genellikle bir dizüstü bilgisayar, kiĢisel bilgisayar (PC), cep bilgisayarı (PDA1), veya
kablosuz ağ ünitesi (NIC2) ile donatılmıĢ benzeri bir cihaz olabilir. NIC‟ler RF veya
kızılötesi kullanarak takılı bulunduğu cihaz ile AP arasındaki bağlantıyı sağlar.
AP‟ler ihtiyaca göre bir eve, iĢ yerine, toplantı salonuna veya bir binaya kurulabilir.
Halka açık kullanımı sağlamak üzere ise Ģehir merkezlerine, büyük alıĢveriĢ
merkezlerine, hava alanı, tren istasyonu, otobüs terminali veya restoran gibi kamuya
açık alanlara AP kurulabilir. Bu durumda AP‟nin oluĢturduğu kablosuz internet
bağlantısı sağlanan fiziksel alan eriĢim alanı olarak adlandırılmaktadır. Kablosuz
cihazlarda bulunan NIC‟ler otomatik frekans tarama özelliğine sahip olduklarından
kendilerine ulaĢan WLAN sinyalini algılayabilirler. NIC tarafından doğru frekans
kanalı bulunduktan sonra AP ile kablosuz cihazlar arasında bağlantı kurulumu
baĢlatılır.
WLAN sistemleri aslında tamamen kablosuz değildir. Çünkü sistemde bulunan
AP‟nin geniĢ bant eriĢim hizmeti veren DSL, fiber optik veya benzeri bir kablolu
13
altyapı üzerinden Ģebekeye bağlanması gerekebilir. Bu nedenle WLAN sistemleri ile
tamamen kablosuz olmaktan ziyade kablolama ihtiyacı en az düzeye indirilmiĢ
olmaktadır. Bu açıdan bakınca WLAN sistemlerinin artıĢı geniĢ bant eriĢim
hizmetinin artıĢına bağlıdır ya da WLAN sistemlerinin artıĢı geniĢ bant eriĢim
hizmetinin yaygınlaĢmasını desteklemektedir (Kling A., Corante Com, 2003). Ancak
cihazdan-cihaza kullanımda herhangi bir kablolamaya ihtiyaç olmadığından tam bir
kablosuz ağ kurulumu gerçekleĢmektedir. Benzer Ģekilde Ģebekeye eriĢim hizmetinin
kablo yerine sabit telsiz eriĢim (FWA) veya uydu terminali ile sağlanması
durumunda da tam bir kablosuz ağ kurulumu gerçekleĢmektedir.
3.1.2.1. WLAN sistemlerinde kullanılan frekanslar
WLAN sistemlerinde genellikle ISM bandı kullanılmaktadır. ISM sözcüğünün
anlamı "Industrial, Scientific and Medical/ Endüstriyel, Bilimsel ve Tıbbi"
kelimelerin kısaltılmasından oluĢmaktadır. ISM bantları ITU tarafından 13560 KHz,
27120 KHz, 40.6 MHz, 915 MHz, 2450 MHz, 5800MHz ve 24.125 GHz merkez
frekanslarında dünya genelinde tahsis edilmiĢtir. Bu bantlardan teknik olarak WLAN
uygulamasına uygun olan ISM bantları Ģekil 3.2' de verilmiĢtir.
ġekil 3.2. ISM bandı (Öztürk, 2004)
Ancak, 900MHz bandı sadece ITU-RR ikinci bölge için ISM bandı olarak
belirlenmiĢtir. Bu nedenle ITU-RR birinci bölgede yer alan Türkiye‟de GSM
sistemleri için tahsis edilmiĢ olup; WLAN sistemlerinde kullanılmamaktadır. WLAN
sistemleri için 2.4 GHz bandında 2400-2483.5 MHz frekans aralığı, 83.5 MHz bant
geniĢliği ve 13 adet kanal tanımlanmıĢtır. Ancak bu 13 kanaldan sadece 3 adedi (1, 7
ve 13) aynı ortamda enterferans yaratmadan çalıĢabilirler. Çünkü bu kanalların
14
frekans aralığı 5 MHz olmasına karĢın bir AP (Access Point)‟ ler 22 MHz frekans
aralığı kullanmaktadır (Öztürk, 2004).
3.1.2.2. WLAN standartları
WLAN standartları esas itibariyle ETSI, IEEE ve MMAC olmak üzere üç kuruluĢ
tarafından yürütülmektedir. Avrupa Telekomünikasyon Standartları Enstitüsü
(European Telecommunications Standards Institute, ETSI), 1988 yılında CEPT
tarafından Avrupa posta ve telekomünikasyon birliği bünyesindeki
telekomünikasyonun standartlaĢtırılması ile ilgili görevleri yürütmek üzere
kurulmuĢtur (Öztürk, 2004).
3.1.2.3. IEEE 802.11x standartları
IEEE 802LAN/MAN standart komitesi 802.x adı altında bir seri standart
yayınlamıĢtır. Orijinal 802.11 standardı Haziran 1997‟de yayınlanmıĢtır. Bu standart
2.4 GHz bandında FHSS veya DSSS tekniklerinde 2 Mbps‟e kadar veri iletiĢimi
sağlanmaktadır. Bu ilk standardın amacı; var olan kablolu LAN‟ların, kablosuz
olarak geniĢlemesini gerçekleĢtirmektir (Sorin, 2001).
IEEE 802.11b
WLAN standartları hazırlamak üzere IEEE 802 Executive Committee tarafından
kurulan 802.11 Working Group 1-2 Mbps daha hızına sahip olan 802.11 standardının
gelecekteki ihtiyaçları karĢılamak üzere bir uzantısı olarak 802.11b standartlarını
hazırlamıĢtır. 802.11a ile aynı tarihlerde açıklanmasına rağmen 802.11b standardı
üreticiler ve kullanıcılar arasında büyük kabul görmüĢtür. 802.11b standardı Wi-Fi
olarak adlandırıldı. Halen PC endüstrisinde olduğu kadar ICT endüstrisinde de Wi-Fi
ürünleri büyük ilgi görmektedir. 802.11b standardında DSSS tekniği
kullanılmaktadır. 2.4 GHz bandında 2400-2483.5 MHz frekans aralığı kullanılarak
11 Mbps‟e kadar veri iletiĢim hızlarına ulaĢılmaktadır. Dizüstü ve masaüstü
bilgisayarlarda kullanılan kablosuz bağlantıyı gerçekleĢtiren NIC kartı satıĢlarında
15
olduğu gibi AP satıĢlarında da büyük artıĢ görülmektedir. 802.11b standardı büyük
bir baĢarı elde etmesine rağmen diğer sistemler tarafından yaratılan giriĢime maruz
kalmaktadır. Çünkü aynı frekans bandı Bluetooth, HomeRF, mikrodalga fırınlar,
kordonsuz telefonlar ve amatör telsizler tarafından da kullanılmaktadır. GiriĢim veri
iletiĢim hızının düĢmesine ya da kesilmesine neden olmaktadır (Donran, 2002).
IEEE 802.11g
21 Eylül 2000 tarihinde Arizona‟da (USA) ilk resmi toplantısını yaparak 802.11g
taslak çalıĢmaları baĢlatılmıĢtır. Daha sonra 5 toplantı daha yapılarak çalıĢmalar
sürdürülmüĢ ve Mayıs 2001 tarihinde yeni WLAN standardı olan taslak 802.11g‟ nin
özellikleri tartıĢmaya açılmıĢtır. Ancak, Temmuz 2001‟de Oregon‟da (USA) yapılan
toplantıda 802.11g‟ nin ilk taslağı üzerinde %75 oranında fikir birliği oluĢmuĢ ancak
izlek seçimde yaĢanan tartıĢmalar nedeniyle gecikme kararı bildirmiĢtir (Lui, 2001).
Devam eden dört toplantıdan sonra Sydney‟ de (Avustralya) Mayıs 2002 tarihinde
yapılan toplantıda 802.11g‟ nin denenmesi ve son onayı için Mayıs 2003 tarihinde
anlaĢtığını duyurmuĢtur. Devam eden on toplantıdan sonra, son toplantı Temmuz
2003 tarihinde California‟da (USA) yapılmıĢ ve 802.11g toplantılarının artık
yapılmayacağı ve çalıĢmanın tamamlandığı duyurulmuĢtur. ġu anda 802.11g ürünleri
yaygın bir Ģekilde kullanılmaktadır (Öztürk, 2004).
802.11g standardı, 2.4 GHz frekans bandında çalıĢmakta ve OFDM modülasyon
tekniği kullanılarak 802.11b‟den daha yüksek veri iletiĢim hızının (54 Mbps)
sağlandığı bir standarttır. Bu standart, 802.11a kadar hızlı olduğu gibi daha güvenli
ve 802.11b ile uyumludur. 802.11g standardı aynı zamanda CCK (Complementary
Code Keying) modülasyonu ve PBCC (Packet Binary Convolutional Coding)
modülasyonunu desteklemektedir. Bu özelliği ile daha hızlı link bağlantısı için bir
alternatif olmaktadır. Ayrıca 5 GHz frekans bandına göre daha düĢük frekans bandı
(2.4 GHz) kullanıldığı için cihaz üretimi daha kolay ve ucuz, RF sinyal zayıflaması
ise daha azdır. Kullanılan OFDM modülasyon tekniği sayesinde daha yüksek veri
iletiĢim hızlarına imkân sağlamaktadır. 802.11g standardının en büyük dezavantajı
ise 2.4 GHz bandının yoğun kullanılıyor olmasıdır. Bu yoğunluk kullanılabilecek boĢ
kanal sayısının azalmasına dolayısıyla iletiĢim kapasitesin düĢmesine neden
16
olmaktadır. 5 GHz frekans bandında 19 kanal kullanma imkânına sahip olan 802.11a
ile kıyaslandığında 802.11g standardının kullanabileceği kanal sayısı yalnızca 3 ile
sınırlıdır. Bazı yorumlar ise 802.11g standardının nihai hedefinin 5 GHz olacağı
Ģeklindedir.
IEEE 802.11n
Zaman içerisinde kullanıcı sayısının artması ve kullanıcıların farklı uygulamaları
kullanmak istemesi daha fazla bant geniĢliği, daha fazla eriĢilebilirlik ve daha geniĢ
kapsama alanı gibi talepleri artırmıĢtır. Bu amaçla IEEE 2003 yılından beri 802.11n
standardını geliĢtirmek üzere çalıĢmaya baĢlamıĢtır. 802.11n, Çoklu GiriĢ / Çoklu
ÇıkıĢ, MIMO (Multiple Input / Multiple Output), adı verilen bir protokol sayesinde
2,4 GHz ve 5 GHz frekanslarının her ikisini de aynı anda kullanabilmektedir. MIMO
teknolojisi, iletilecek bir bilginin parçalara ayrılıp farklı antenler üzerinden karĢı
tarafa gönderilmesini sağlar. Diğer standartlarla çalıĢan cihazlar bir anten üzerinden
bir yayın yaparken, 802.11n teknolojisine sahip ağ cihazları gönderi tarafında 2 veya
daha fazla yayın yaparken, alım tarafında birden fazla anten kullanırlar ve birden
fazla alınan/gönderilen yayınları birleĢtirirler. Gönderilen veriler duvarlardan,
kapılardan ve diğer eĢyalardan yansıyarak ve farklı rotalar takip ederek alıcı antene
farklı zamanlarda ve birden fazla kere varır. MIMO teknolojisi bu durumu kendi
lehine kullanarak iĢaretin güçlenmesini ve daha uzaklara iletilmesini sağlar. 802.11n
standardına göre veri iletim hızı ortalama 130 Mbps seviyelerinde olacaktır. Hatta
teorik olarak bu hız 600 Mbps‟ye kadar ulaĢabilir ve kapsama alanı kapalı alanlarda
70 metre, açık alanlarda ise 250 metre kadar olabilir. Bu teknolojinin en önemli
özelliklerinden birisi de eski standartlarla uyumlu bir Ģekilde çalıĢabilmesidir. Sonuç
olarak, 802.11n henüz tam olarak tamamlanmamıĢ bir standart olmasına rağmen
vadettiği veri hızı, güvenilirlik ve olması beklenen yüksek fiyatı ile internet telefonu,
müzik ve video yayını, IPTV gibi daha fazla bant geniĢliği isteyen uygulamalar için
oldukça yeterli olacaktır(IEEE, 2010). Çizelge 3.1‟de IEEE 802.11 standartları
özetlenmiĢtir (IEEE, 2010).
17
Çizelge 3.1. ISM bandı frekans kanalları
1 2412 MHz 6 2437 MHz 11 2462 MHz
2 2417 MHz 7 2442 MHz 12 2467 MHz
3 2422 MHz 8 2447 MHz 13 2472 MHz
4 2427 MHz 9 2452 MHz
5 2432 MHz 10 2457 MHz
3.1.2.4. IEEE 802.15.4 standardı
IEEE 802.15.4-2003 standartı bir PAN (Personal Area Network)‟da mevcut radyo
iletiĢimi ile ara bağlantılandırılmıĢ cihazları ve temel alınan protokolü tanımlar.
Standart CSMA/CA ortam eriĢim mekanizmasını kullanır ve yıldız, peer-to-peer
(eĢler arası) gibi topolojileri destekler. Bir IEEE 802.15.4 (ve ZigBee) ağı en azından
bir tane tam fonksiyonlu cihaza ağ yöneticisi olarak ihtiyaç duyar, fakat bitiĢ noktası
cihazları sistem maliyetini düĢürmek için fonksiyonelliği azaltılmıĢ cihazlar
olabilmektedirler. IEEE 802.15.4, üç adet lisanssız frekans bandını tanımlamıĢtır. Ġlk
bant, 2.4 GHz frekans bandını (Industrial, Scientific, Medical (ISM) bandı) kullanır
ve 16 kanala sahiptir. Tipik iletim mesafesi, kapalı mekân„da (indoor) görüĢ alanında
olmayan farklı ortamlar arası için 30 metre, görüĢ alanı için 80 metreden fazla olarak
rapor edilmiĢtir. Burada belirtilmesi gereken diğer bir nokta ise, bit oranının eğer
uygulamalar ağ cihazları arasında büyük miktarda veri iletmek isterlerse, sınırlayıcı
bir faktör olduğudur. Çizelge 3.2„de gösterilen frekans bantları, 868 MHz – Avrupa
için, 902-928 MHz kuzey amerika için, 2.4 GHz ise dünya çapındaki uygulamalar
için düĢünülmüĢtür(IEEE, 2010). Farklı frekans bantlarındaki birkaç kanal spektrum
içerisinde tekrar konumlandırmayı mümkün kılar. Bu standart, dinamik kanal
seçimine izin verir, bir tarama fonksiyonu beacon aramasında desteklenen kanallar
listesini kontrol eder.
18
Çizelge 3.2. IEEE 802.15.4 karakteristikleri-modülasyon parametreleri
PHY (MHz)
Frekans bandı
(MHz)
Yayılım parametreleri
Chip oranı (kchip/s) Modülasyon
868 & 915 868-868,6 300 BPSK
902-928 600 BPSK
2400 2400-2483 2000 O-QPSK
Veri parametreleri
Bit oranı(kb/s) Sembol oranı(ksymbols/s) Semboller
20 20 Binary
40 40 Binary
250 62.5 16‟lı ortogonal
DüĢük frekanslar daha uzak mesafeleri daha düĢük yayılım kayıpları nedeniyle
sağlarlar. DüĢük oran, daha iyi hassasiyet ve büyük kapsama alanına çevrilebilir.
Tüm bantlarda, modülasyon Ģeması doğrudan dizi yayılım spektrumu„dur (DSSS).
Burada 868 ve 902-928 MHz bantlarında vericinin BPSK (Binary Phase-Shift
Keying) kullandığını belirtmek gerekir. Daha önce de belirtildiği gibi 2.4 GHz
bandında vericiler -QPSK kullanır.
3.1.3. Alıcı Verici Ön Uç Sistem Yapısı
3.1.3.1. Ön uç sistem tanımı
Bir alıcı verici sistem; veri alma, veri gönderme, veriyi yorumlama, yükseltme ve
süzme gibi iĢlemleri yapabilen içerisinde çeĢitli yüksek frekans elemanları
bulunduran mikrodalga sistemdir. RF alıcı verici sistemde ise sinyalleri yeterli bir
frekansa dönüĢtürmek için karıĢtırıcı /sentezleyici, istenmeyen sinyal bileĢenlerini
kaldırmak için süzgeç ve sinyalleri yeterli bir seviyeye dönüĢtürmek için yükselteç
elemanları kullanılır. RF alıcı verici sistem blok Ģeması Ģekil 3.3‟te gösterildiği
gibidir (Lin vd., 1999b).
19
LO
335MHz
LNA
BPF
Anten
PA
Ön yükselteç
BPF
T/R Switch
T/R
Sw
itch
BPF
T/R Switch
IF Yükselteç BPF
IF Yükselteç
A/D
D/A
IF 55MHz
Sentezleyici
2.12-2.19GHz
T/R AnahtarT/R Anahtar T/R
An
ah
tar
ġekil 3.3. ISM bandı alıcı verici sistem blok Ģeması (Lin vd., 1999b)
RF ön uç modül tasarımında en önemli tasarım parametreleri sinyal gürültü oranı
(SNR), alıcı duyarlılığı, alıcı ve kanal filtre seçiciliği, ve hatta ADC nin
çözünürlüğünü içermektedir. RF ön uç modüllerin yüksek seviye tanımları basit
fonksiyonlar oluĢturmanın yanı sıra potansiyel sistem ödünleĢim (trade-off)
durumlarını gözden geçirmeyi de ortaya çıkarmaktadır. Antenden alınıp RF ön uç
modüllere aktarılan sinyaller, bu devrelerden sonra analog temel bant sinyal
formunda sayısal dünyaya dönüĢüm için analog sayısal dönüĢtürücülerin önünde
hazır durumdadırlar (Geier, 2002)
Birinci filtre, genelde ön seçici olarak adlandırılır ve 3 temel fonksiyonu vardır; IM
gürültüsünü minimize etmek için RF yükselticiye ve karıĢtırıcıya gelen spektrumun
bant geniĢliğini sınırlamak, alıcının sahte tepkilerini zayıflatmak, alıcıya dayanan
lokal osilatör enerjisini bastırmaktır (Rohde, 2000).
RF yükseltecinin, gürültü Ģekli, kazanç ve kesim noktaları özellikleri alıcının istenen
performansına göre ayarlanır. Yüksek ters yalıtım, osilatörün enerjisini zayıflatma ve
birinci ve ikinci filtreleri birbirinin etkisinden kurtarma açısından önemlidir. Böylece
toplam seçiciliğe zarar verilmemiĢ olur. DüĢük ters yalıtım ise filtrelerin birbiriyle
etkileĢimine neden olur bu da bazı frekanslarda RF seçiciliği bozar (Rohde, 2000).
Ġkinci filtrenin, fonksiyonları ise alıcının sahte tepki frekanslarını zayıflatmak,
doğrudan IF frekans alımını zayıflatmak, RF yükselticiden kaynaklanan imaj
frekansındaki gürültüyü zayıflatmak, karıĢtırıcının ikinci dereceli kesim noktasını
bozan RF yükseltici kaynaklı ikinci harmoniğini bastırmaktır. Bant geniĢliğine
20
dayanarak, ikinci filtre aynı zamanda lokal osilatörün antene geri sızan enerjisinide
bastırır. Yüksek frekanslarda bu filtrenin geri dönme tepkisi yoktur çünkü alınan
sinyallerin tekli harmonikleri için karıĢtırıcının çok küçük bir reddi vardır. Bu
harmonikler de sisteme sızabilir. Bu filtre 20 dB civarındaki imaj gürültüsünü
engellediği için imaj filtresi olarak da adlandırılır. Enjeksiyon filtresi LO frekansı
civarındaki geniĢ bantlı gürültüyü zayıflatmak ve karıĢtırıcının ikinci kesim noktasını
düĢürme maksatlı olarak ikinci harmoniği zayıflatmak için gerekli olabilir (Geier,
2002).
Birinci lokal osilatörün, önemli bir özelliği, alıcının bitiĢik kanallar arasındaki
seçiciliğini sağlayan tek yan bant faz gürültüsüdür. LO sinyalleri düĢük derecede
sahte sinyal içermelidirler, bu sahte sinyaller varsa bu durum alıcıda sahte tepkilere
yol açar. LO sıcaklık ve güç kaynağı farklılıklarına rağmen osilasyon yapmaya
devam etmelidir. Birinci IF filtresi, kendinden sonraki bölümleri etrafını saran IM
sinyallerinden korur, bitiĢik kanal seçiciliği sağlar ve ikinci imajı zayıflatır. Genelde
ikinci imaj gereksinimi bitiĢik kanal seçiciliğinden daha önemlidir. IF zincirinin
eĢdeğer gürültü bant geniĢliği önemli bir alıcı özelliğidir çünkü bu özellik dedektöre
ne kadar gürültü geldiğini ve alınabilecek modülasyon bant geniĢliğini belirler. IF
yükselteç, genelde yüksek kazançlı bir bölümdür. KarıĢtırıcıyı doğrudan takip
ediyorsa kesim noktası yüksektir çünkü IF yükselteç yüksek seviyeli kapalı kanal
sinyallerine karĢı korunma sunar (Rohde, 2000).
RF ön uç, genellikle, anten ve sayısal ana bant sistem arasındaki her Ģey, Ģeklinde
tanımlanır. Alıcının, antenden alınan, modüle edilen sinyalleri, ana bant analog-
sayısal dönüĢtürücü giriĢi için uygun sinyallere iĢleyebilmesi için, bu aralık, tüm
filtreleri, düĢük gürültü yükselteçlerini (LNA) ve aĢağı dönüĢtürme karıĢtırıcılarını
içerir. Bu nedenle, RF ön uç, sıklıkla, analog-sayısal ya da alıcının RF ana bant
bölümü Ģeklinde adlandırılır (Geier, 2002).Bunlarla birlikte radyolar, bir RF
vericinin, önceden gönderdiği modüle edilmiĢ bilgiyi içeren, RF dalgaları alarak
çalıĢırlar. Alıcı, basitçe, gelen sinyali aĢağı dönüĢtüren, bir düĢük gürültü
yükseltecidir. Bu nedenle, duyarlılık ve seçicilik, alıcı tasarımında öncelikli
parametrelerdir (Bowick, 2008).
21
Frekans hesaplaması ise uygun RF ve IF band geniĢlikleri ve kesin LO ve IF
frekansları dikkatli bir Ģekilde seçilmeli veya gerçek giriĢim ve mikser tarafından
üretilen sahte tepkileri beklenen alıcı performansını fazlasıyla azaltabilir. Alıcının IF
band geniĢliğini düĢürdüğü için nRF nLO mikser çarpımlarından dolayı oluĢan
güçlü sahte frekanslar istenmemektedir.
171 10logSPURP dBm NF BW
(3.1)
SPURP =Sahte frekansların genlikleri, dBm
NF =alıcının giriĢ noise figürü, dB
BW = Alıcının IF sinin band geniĢliği, Hz
Alıcı hassaslığı sistem performansını yakından etkileyen temel özelliktir. Temelde
gürültü tarafından sınırlandırılır. Pek çok durumda ortam gürültüsü termal gürültüden
fazladır. Bu bölümün ana teması; eleman kazançları ve gürültü Ģekilleri, imaj
gürültüsü, LO geniĢ bant gürültüsüdür. Bu parametreler ayrı ayrı ele alınıp ve hepsi
birleĢtirilerek giriĢteki eĢdeğer gürültü faktörü elde edilir. Bu da toplam alıcı
hassasiyetinin hesaplanmasında kullanılır.
' ''
T IN IN INF F F F (3.2)
1T Ge F kTB R R (3.3)
1e Gİe k T T B R R (3.4)
0
T G
Se F kTB R
N
(3.5)
INF =On-channel aĢamasındaki noise figure ve kazançlarından elde edilen toplam
eĢdeğer giriĢ gürültü faktörü.
22
ı
INF =Ġmaj frekansı aĢamasındaki noise figure ve kazançlardan elde edilen toplam
eĢdeğer giriĢ gürültü faktörü.
ıı
INF =LO geniĢ band gürültüsünün elde edilen toplam eĢdeğer giriĢ gürültüsü.
e =Alıcı gürültüsü.
k = Boltzman sabiti
T= Mutlak sıcaklık (K)
B=EĢdeğer gürültü band geniĢliği (Hz)
0
/S N = Sinyal gürültü oranı
Alıcının NF‟si FRIIS eĢitliklerini kullanarak hesaplanır.
2/10 3/10 /10
1/10
1/10 1/10 2/10 1/10 2/10 /10
10 1 10 1 10 110log 10
10 10 10 10 10 10
NF NF NFn
NF
TOTAL G G G G G GnNF
(3.6)
TOTALNF = Alıcıdaki toplam gürültü Ģekli (dB)
NF1= ilk kat gürültü Ģekli (dB)
NF2= ikinci kat gürültü Ģekli (dB)
NFn= n kat gürültü Ģekli (dB)
G1= ilk kat kazancı (dB)
G2=ikinci kat kazancı (dB)
Gn= n kat kazancı (dB)
Bu çalıĢmada yapılan hesaplamalar sonucunda e yaklaĢık 0.42e V değerinde elde
edilmiĢtir.
Minimum algılanabilir sinyal kavramı bir hedefin kimliğinin otomatik biçimde
mümkün olabilecek en küçük bir minimal alım gücü ile tayin edilmesinde kullanılır.
MDS(Minimum algılanabilir sinyal) duyarlılık oranı alıcılar içindir ve algılanabilir
en küçük sinyallerdir(Chang Kai, 2000).
23
10174 10logMDS dBm dBm BW NF
(3.7)
BW=Alıcının gürültü band geniĢliği, (Hz)
NF= Alıcının gürültü Ģekli, (dB)
Alıcı sistemin hedeflenen bant geniĢliği 22MHz ve gürültü Ģekli maximim 6dB
olarak belirlenmiĢ ve eĢitlik 3.7 yardımıyla, tasarlanan sistem için MDS= -
159.82dBm olarak hesaplanmıĢtır.
0
b sE RSNR x
N BW
(3.8)
burada; 0/bE N = 1 Hz bant geniĢliği içinde termal gürültü üzerine bilgi bit baĢına
gereken enerji (dB)
sR =sistem veri oranı (bps)
BW= Sistemin band geniĢliği
Diğer bir ifadeyle hassasiyet
0
0
0
144
144 1 5
/ 10
144 8 10 384 / 2 10 102
SS
s
kTE
Hassasiyet NF R BER EN
E N dB
Log dBm
(3.9)
Genel olarak sayısal alıcı verici sistem standartlarına göre tasarlanan sistemin
hassasiyeti -102dBm civarı olması hedeflenmiĢtir. Ayrıca sistemin dinamik çalıĢma
aralığıda bulabilmektedir.
1 21 ( 102) 81dBDR P Hassasiyet (3.10)
24
Alıcı seçiciliği, alınması istenen kanala bitiĢik kanallara alıcının tepki verme
eğiliminin miktarını belirleyen bir parametredir. Uluslararası düzenlemelerin giderek
dar alanlı kanallara yönelmesi alıcı seçiciliğinin önemini arttırmaktadır.
/10 /10 /1010 10 10 10
IFsel Spurs SBNSeçicilik CR Log BW
(3.11)
Sahte 90 dBc faz gürültüsü -130 dBc/Hz BW=25 MHz IFsel=100 dB ve CR=5 dB
(cochannel rejection) değerleri söz konusu olduğunda önerilen sistem için seçicilik
82 dB civarında elde edilmektedir.
Alıcının tersine bir verici, önce bir yüksek gürültü yükseltecinden geçen, bir çıkıĢ
sinyalini yukarı dönüĢtürür. Bu durumda, yükseltecin doğrusalsızlığı, birincil
sorundur. Bahsedilen bu farklılıklar dıĢında, bir alıcı ön uç, bir verici sonu tasarımı
ve yerel salınıcı (LC) gibi ortak elemanlar içerir (Rohde, 2000).
Entegre devrelerin (ICs) üretimi ve tasarımındaki geliĢmeler ile geleneksel analog IF
sinyal iĢleme görevleri sayısal olarak yapılabilecek duruma gelindi. Bu geleneksel
analog görevler, sayısal filtreler ve sayısal sinyal iĢlemciler (DSPs) ile
yapılabilmektedir. „Texas Ins.‟, bu tip devreler için, “Sayısal radyo iĢlemcileri”
terimini ilk olarak kullanmıĢtır (Geier, 2002). Böylece analog devrelerden, sayısal
devrelere olan bu göç, hangi ön uç fonksiyonlarının analog ve hangilerinin sayısal
uygulanması gerektiği kavramını ortaya çıkarmıĢtır. Burada, istenen performans,
maliyet, boyut ve güç tüketimi faktörlerinin öncelikli değerlendirilmesi
gerekmektedir. Analog ve sayısal teknolojilerin karıĢımı nedeniyle, karıĢık sinyal
teknolojileri kullanan RF ön-uç yongalar, RF-sayısal ya da RF ana-bant (RF/D)
yongalar Ģeklinde adlandırılmaktadır (Bowick, 2008). Genel sistem performansı
içerisindeki ödünleĢimler olan, güç tüketimi ve boyut, alıcı ön uçu ve ana banttaki
analog-sayısal (ADCs) arasında belirlenir. Daha detaylı olarak, analog ön uç sonuç
bitini ortaya çıkarmada mümkün olan, sayısal bit hata oranı (BER) performansı için
aĢamayı ayarlar. Alıcı, limitler dâhilinde, en iyi sinyal gürültü oranı (SNR)
potansiyeli için tasarlanır. Kablosuz sinyalleri alan veya gönderen, herhangi bir
modern mobil telefon, çoğul ortam cihaz ya da ev eğlence kontrol sistemine
25
bakıldığında, bir RF ön uç yapısı görülebilir. Modern mobil araçlar söküldüğünde,
çeĢitli RF ön uç yongalar içerir. Örneğin Ģekil 3.4‟deki RIM Blackberry PDA, alıcı
verici yongası ve RF ön uç modül içerir (Bowick, 2008).
ġekil 3.4. RIM blackberry PDA (Bowick, 2008).
Ön uç modüller, konvansiyonel silikon CMOS ve geliĢmiĢ silikon germanyum
(SiGe) teknolojileri gibi farklı yarı iletken prosesleri temelinde yer alan, çeĢitli
entegre devreleri (ICs) içermektedir. Çok yongalı modüller filtreleme, sezim,
yükseltme ve bir karıĢtırıcı ile demodülasyon gibi tümü analog sinyal iĢleme
olmayan çeĢitli fonksiyonlar sağlarlar. Paket içerisindeki sistem, kısaca “SIP” terimi,
çok yongalı modül veya MCM için bir sinonimdir (Lin vd., 1999).
RF alıcı tasarımında, çok yongalı ön uç modüllere önemli bir eğilim
gösterilmektedir. Yani, sistem entegrasyonunun sürekli artan seviyeleri, tek bir
yonga içersine daha fazla fonksiyon sıkıĢtırmayı gerektirir. Bu eğilime, özellikle
tüketim elektroniğinde, düĢük maliyet, düĢük güç tüketimi (özellikle mobil ve
taĢınabilir ürünlerde) ve daha küçük ürün boyutu ihtiyacı neden olmaktadır. Basit RF
mimarisi, entegrasyon seviyesine bakmaksızın değiĢmeden kalmıĢtır ve sinyal
filtreleme, sezim, yükseltme ve demodülasyon teknikleri aynıdır yani modüle edilmiĢ
bir RF taĢıyıcı sinyali frekansları belirli bir bant için tasarlanan bir anten ile
bağdaĢtırılır (Bowick, 2008). RF alıcının ön ucu boyunca antenden modüle sinyalleri
geçirir. Bu sinyalin modülasyon ya da bilgi kısmı, bir analog ana bant Ģekline gelir
ve sayısal dünya için, analog-sayısal dönüĢümü için hazırdır. Sayısal dünyada, bilgi,
sayısal taĢıyıcı dalgalar içerisinden çekilebilir ve ses, video ya da veri Ģeklinde elde
edilebilir (Geier, 2002). RF ön ucun her bir fonksiyonel bloğu ayrı bir bileĢendir ve
26
bu yüzden entegre modüle varmadan önce bu bileĢenler tek baĢlarına tasarlanmalıdır.
Daha sonra bu bağımsız bloklar fiziksel olarak birbirlerine bağlanmalıdır (Bowick,
2008).Ayrıca bu fonksiyon blokları arasındaki empedans farklılıklarından dolayı
oluĢan sinyal zayıflaması ve bozulumunu önlemek için ve sinyal zayıflamasını
minimize etmek için, bileĢenlerin empedansı, aynı zamanda yüksek frekans test
ekipmanının empedansı olan 50 ohm karakteristik empedansını sağlamalıdır. 50 ohm
koaksiyel kablo giriĢimi birbirlerinden bağımsız tasarlanan RF filtre, LNA ve
karıĢtırıcı arasındaki güç transferini maksimize ederken, sinyal zayıflamasını
minimize etmedeki bir ödünleĢimdir (Bowick, 2008). Fonksiyonel entegrasyonun
yüksek seviyelerine ve daha düĢük maliyet amaçlarına ulaĢılabilmek için bu RF
fonksiyonel blokları silikon CMOS IC prosesleri gibi, standart yarı iletken prosesler
kullanılarak tasarlanmalı ve üretilmelidir. CMOS teknolojisinin dezavantajlarından
birisi, 50 ohm giriĢ empedansına ulaĢmaktaki zorluktur. Alt devreler arasındaki
bağlantı hatları taĢıyıcı dalganın dalga boyu ile kıyaslandığında uzun olduğu zaman
giriĢ ve çıkıĢ empedanslarının 50ohm uyumlandırılması tek gerekliliktir. GHz
seviyesindeki yüksek frekanslarda ICs ve MCMs‟lerde bağlantı hatları kısadır.
Böylece, alt devreler arasındaki 50 ohm sorunu bir problem teĢkil etmez. (Bowick,
2008). RF baskı devre kartları kartların kat sayısı, üzerindeki delik tipi, kartlarda
kullanılan taban malzeme ve kartların üzerine yerleĢtirilen malzeme paket tipine göre
çeĢitlilik göstermektedir;
Kat sayısına göre kartlar;
• Tek Katlı (One Sided): Tek iletken kata sahip baskı devre kartlarıdır.
• Çift Katlı (Double Sided): Ġki iletken kata sahip baskı devre kartlarıdır.
• Çok Katlı (Multilayer ): Ġkiden fazla iletken kata sahip çok katlı baskı devre
kartlarıdır.
Kullanılan malzemeye göre kartlar;
• Sert (Rigid) Baskı Devre Kartları
• Esnek (Flex) Baskı Devre Kartları
• Yarı Esnek (Rigid-Flex) Baskı Devre Kartları
27
Üzerine yerleĢtirilen malzemenin paket tipine göre kartlar;
• Through hole (DIP)
• Yüzey monteli malzemeler (SMD): Daha fazla bacak sayısına sahip, daha
küçük ve elektriksel açıdan performansı daha iyi olan yüzey monteli BGA (Ball Grid
Array) paketleri de kullanılmaya baĢlanmıĢtır (Geier, 2002).
Tasarımı yapılan kart çift katlı yüzey montajlı sert baskı devre kartıdır. Bu yapının
seçilme nedenlerini uygulama kolaylığı, düĢük güç tüketimi, düĢük ısı üretimi, daha
az istenmeyen radyo frekans parazitlerine neden olması Ģeklinde özetleyebiliriz.
3.1.3.2. RF ön uç devre teknolojileri
Günümüzde cep telefonu ve kablosuz sanayide büyük pazarlarda SIP kullanımı
giderek artmaktadır. Bu endüstrilerde maliyet, boyut, zaman, performans gibi
parametreler alıcı verici sistem teknolojinin büyümesinin anahtar sebeplerindendir.
Bu teknolojileri ele alacak olursak; SIP teknolojisi yüksek hızlı dijital ağ ve bilgi
iĢlem uygulamaları için adaptif yararlara sahiptir. Bu teknoloji özel tümleĢik devreler
(Asics) ve mikrobellek cihazlarının entegrasyonu gerektirir. SIP modülleri
içerisindeki gömülü pasif bileĢen teknolojisi geliĢtirilerek yüksek performans, düĢük
boyut, düĢük ağırlık ve az maliyet gibi avantajlar vaat etmektedir. Bir SIP paketi
birden çok çipten oluĢabilir ve Ģekil 3.5‟te görüldüğü gibi çipler birbirine yakın bir
Ģekilde bağlanır.
ġekil 3.5. SIP Ģekli
SIP tasarım avantajları
Kablosuz haberleĢme cihazlarında alt sistemlerin boyutları, çoklu paket devre
yapılarının kaldırılması ile azaltılır. Ayrıca entegre devreler ve pasif elemanlar
birbirine daha yakın yerleĢtirilerek sistem performansı arttırılabilir. Böylece devre
28
tasarımında karmaĢıklık azaltılmaktadır. Tasarımda kullanılan katmanlar azaltılarak
basitleĢtirilmiĢ bir ürün elde edilir. SMT montajı için daha az bileĢen kullanılır.
Sistem kartı üzerindeki alt sistemlerde düĢük maliyetli değiĢiklik yapılması sağlanır.
Ayrıca entegre farklı bir paket zemin üzerinde bulunur. Sistem üzerinde, RF/ analog/
dijital katlar bloklar halinde ayrı bölümlerde bulundurulur. SIP devre yapıları;
benzetim, karakteristik özellik ve paket tasarımı gibi interaktif tasarım hizmetlerinde
avantajlı çözümler getirmektedir. Ayrıca paketlemede esneklik (kurĢun çerçeve,
çeĢitli yüzeylerde, modüler) sağlayarak farklı uygulamalarda kullanılmasını
sağlanmaktadır. Sistem üzerinde çipler ise (SoC) tek bir entegre devre üzerinde tam
bir sistem için gerekli tüm elektronik devrelerin ve parçaların bir kılıfın içinde
bulunduğu teknolojidir. Sistem genellikle merkezi iĢlemci, bellek ve periferik
elektronik içermektedir. Bu çip içerisinde yapılandırılabilir mantık birimi, bir iĢlemci
arayüzü ve programlanabilir mantık birimi içermektedir. SoC teknolojisi entegre
devreler ile taĢınabilir el cihazlarıda dâhil olmak üzere elektronik cihazlarda geniĢ bir
yelpazede kullanılırlar(K. Lim, S. Pinel v.d., 2002).
ġekil 3.6. SoC Ģekli
Sistem üzerinde çip (SOC) teknolojisi, tek çip kablosuz ürünlerde Bluetooth
cihazları, WLAN ve cep telefonu sistemlerinde çözümler sunar. Bir SoC cihaz bir
cep telefonu veya televizyon alıcısı gibi silikon tek bir parça üzerine entegre tüm
karmaĢık yapının sistemin parçası olabilecek Ģekilde tasarlanabilmektedir. Büyük
ölçüde boyut ve güç tüketimi azaltılarak sistemin üretim maliyetleri minimum
düzeye indirgenir. SoC‟da yapılan bu entegrasyonlar ile cihazın daha verimli
çalıĢması sağlanılmaktadır.
29
ġekil 3.7. SiP ve SoC karĢılaĢtırılması
ġekil 3.7‟de görüldüğü üzere System-in Package ve System-on-Chip teknolojileri
devre tasarımında önemli yere sahip olan beĢ temel madde üzerinden gidilerek
tartıĢılacaktır. Esneklik: SiP in temel avantajlarından biri tasarımda sağladığı yüksek
esnekliktir. Tasarımcılara çeĢitli aĢamalarda kolaylık sağlamaktadır. ÇeĢitli yarı
iletken teknolojilerinin birleĢtirilmesi, bireysel kırıntı teknolojilerinde uzlaĢmadan
bütünleĢtirme meydan okumalarını yenmesi için tasarımcılara izin verir. GeliĢme
zamanı: Kısa geliĢme zamanı, bir SiP‟in, sağladığı diğer temel faydadır. Ayrıca, bir
araĢtırmada, bir çamaĢır makinesinin microkontrolcüsünün SoC ile üretilmesi 24
aylık bir zaman zarfını almıĢtır oysa SiP ile bunun yerine getirilen daha karmaĢık bir
microkontrolürünün tasarımı, sadece üretimi 18 aylık bir zaman sürmüĢtür. GeliĢme
fiyatı: Bir SoC tipik olarak, geliĢtirmesi için $ 4-5 milyonluk bir yatırıma ihtiyaç
duymaktadır oysa ileri SoC'la bu $ 30 milyona mal olan yatırımlara
dönüĢebilmektedir. Aygıt Maliyet: Bir SiP, bir SoC ile karĢılaĢtırıldığında genellikle
cihazın oldukça düĢük maliyeti vardır.
Bu tez kapsamında yapılan çalıĢmada yukarıda bahsedilen iki teknolojidende
faydalanılmıĢtır. Ancak tasarlanan devre yapısının gerçeklenmesinde yoğun olarak
sağladığı avantajlar nedeniyle çok çipli modül(MCM) yapısı kullanılmıĢtır.
Uygulama aĢamasında kullanılan zigbee modul sip ve soc teknolojisinin
harmanlanarak tasarlanmıĢ bir alıcı verici devredir. MCM teknolojinin sağladığı
avantajlara değinecek olursak; çok çipli modüller karıĢtırıcı, demodülasyon,
yükseltme, filtreleme ve dedeksiyon gibi sinyal iĢleme olaylarında büyük bir
fonksiyonellik sağlarlar. Bu nedenle çok çipli ön uç modüller, özellikle son yıllarda
30
RF alıcı verici tasarımına olan eğilimin artması ile önem kazanmıĢtır (Rohde, 2000;
Theodore, Rappaport, v.d., 2002). Böylelikle çok çipli modüllerin yüksek seviye
tanımları basit fonksiyonlar oluĢturmasının yanı sıra potansiyel sistem ödünleĢim
(trade-off) durumlarını gözden geçirmeye de olanak sağlamaktadır.
3.1.3.3. RF alıcı verici model elemanları
Bir RF alıcı verici genel olarak aĢağıdaki elemanları içerir (Lin vd., 1999a):
1. DüĢük Gürültü yükselteçleri (LNA)
2. Güç Yükselteçleri (PA)
3. KarıĢtırıcı (up-converters and down-converters)
4. Osilatör (fixed, VCO and CCO)
5. Alıcı verici anahtarları
6. MikroĢerit hatlar
7. Yüksek frekans kapasitörleri, bobinleri, dirençleri, diyotları
3.1.3.4. RF alıcı verici ön uç performans parametreleri
RF ön uç modül tasarımında en önemli tasarım parametreleri; sinyal gürültü oranı
(SNR), alıcı duyarlılığı, alıcı ve kanal filtre seçiciliği ve hatta ADC‟ in bir
çözünürlüğünü içermektedir. RF ön uç modüllerin yüksek seviye tanımları basit
fonksiyonlar oluĢturmanın yanı sıra potansiyel sistem ödünleĢim (trade-off)
durumlarını gözden geçirmeyi de ortaya çıkarmaktadır (Ramadin, 2005).
Genel olarak sistem performansı ödünleĢim uygulanarak güç tüketimi, boyut, alıcı ön
uç ve temelbant içinde ADC arasında belirlenir. Daha ayrıntılı olarak, analog ön uç
için sayısal bit-hata oranı (BER) performansı mevcuttur. Burada, alıcı sinyal
sınırlarında, olası en iyi sinyal gürültü oranı (SNR) için tasarlanmıĢtır. Ayrıca ön uç
içerisindeki her bir bileĢenden kaynaklanan gürültü, alıcının gürültü katına eklenir,
bu da alınacak minimum sinyal limitini belirler. Gürültü, verilen bant geniĢliğindeki
güç ve birimi Watt/Hertz olan, kendisinin güç spektral yoğunluğu (PSD) ile
karakterize edilir (Bowick, 2008). Ayrıca her bir elektronik eleman, sistemin termal
31
gürültüsü olarak bilinen sıcaklık ile ilgili minimum miktardaki gürültü ile bir alıcı
sisteme bir miktar gürültü katkısında bulunur. Termal gürültü kTB formüle ile
belirlenir. Burada; örneğin, oda sıcaklığında, 1Hz bant geniĢliğinde üretilen termal
gürültü aĢağıdaki Ģekilde hesaplanabilmektedir;
23(1,23.10 / )*(293 )*(1 )kTB J K K Hz (3.12)
214,057.10 174kTB W dBm (3.13)
Burada,
k: Boltzman sabiti, 1, 23.10-23
J/K,
T: Kelvin cinsinden sıcaklık,
B: gürültü bant geniĢliğidir (Hz).
Bant geniĢliğindeki artıĢ, gürültü gücünde bir artıĢa neden olur ve bu nedenle bir
süper heterodin alıcı içerisinde filtreleme, gürültü gücünü sınırlama anlamına gelir.
Bu sebeple son ara frekans (IF) filtre, kanal sezimini desteklemek ve demodülasyon
ile sezimden hemen önceki bant içerisindeki gürültü miktarını sınırlamak için,
olabildiğince dar seçilmelidir(Ramadin, 2005).
Ön uç alıcı bileĢenleri gürültü Ģekli (NF), gürültü faktörü (F) gibi çeĢitli gürültü
parametreleri ile karakterize edilir. Bir bütün olarak alıcı için, gürültü faktörü,
alıcının çıkıĢındaki sinyal gürültü oranının, alıcının giriĢindeki sinyal gürültü oranı
ile karĢılaĢtırılmasıdır. Benzer olarak, herhangi bir eleman için gürültü faktörü,
çıkıĢtaki SNR değerinin, giriĢteki SNR değerine oranıdır;
2 1Gürültü Faktörü (F) = (ÇıkıĢ SNR ) / (Giriş SNR )
(3.14)
burada SNR2; bir eleman, cihaz veya alıcının çıkıĢ sinyal gürültü oranıdır ve SNR1;
bir eleman, cihaz veya alıcının giriĢ sinyal gürültü oranıdır (Bowick, 2008).
32
Performans parametrelerinden olan doğrusallığın üçüncü derece kesiĢmesi (IP3) ve
1dB sıkıĢtırma noktası (P1dB) iki ölçümüdür. IP3, gücün birinci derece çıkıĢının,
üçüncü derece intermodülasyon üretimine eĢit olduğunda güç düzeyini gösterir. IIP3
ve OIP3 sırasıyla; giriĢ gücü ve çıkıĢ gücüdür. P1dB, çıkıĢ gücünün 1 dB ye düĢtüğü
güç düzeyini gösterir, doğrusal olmamanın sonucudur. Bilinen IP3 ve P1dB diğer bir
gösterimle aĢağıda gibi formüle edilmiĢtir.
1 3 IP3 = PdB+10 IPdB (3.15)
IP3 alıcıda yüksek seviye giriĢim söz konusu olduğu zaman üretilen IM distorsiyon
miktarına karar verir.
1 1 2
1 2 3
1
1
3 3 3
TOTIPGAIN GAIN GAIN
IP IP IP
(3.16)
IIP3, SFDR (Serbest dinamik alan)‟nin değeri yüksek performanslı haberleĢme
sistemleri için baskın olan faktördür. SFDR maksimum güç kapasitesini belirtir,
2[ 3 ] [ ]
min3SFDR IIP F SNR
(3.17)
Burada F gürültü faktörüdür, [SNR]min minimum sinyal-gürültü-oranı değeridir.
Burada IIP3‟ün maksimize edilmesi ve gürültü faktörüyle SNR‟nin eĢ zamanlı olarak
minimize edilmesiyle en uygun SFDR değeri elde edilir (Chang Kai, 2000).
DC RF dönüĢümündeki verimlilik de önemli diğer bir parametredir. DC güç
devredeki tüm kaynakların toplam DC gücü olarak hesaplanır. DC RF verimliliği Ģu
formül ile hesaplanır.
100%out
dc
PDCRF
P
(3.18)
Burada Pout çıkıĢ portundaki güç ölçümü olarak verilir.
33
Ġntermodülasyon reddi ( rejection ),
1
2 3 23
IM IP S CR (3.19)
Ġstenmeyen frekanslarda minimum yayılım için, verici gücü çıkıĢı 6msn „den uzun
olması yeterlidir (Lee, H. L., 2004).
.
Darbe spektrumu;
1
sin( )2 [ ]
n
n TfGenlikSpektrumu ATf
n Tf
(3.20)
n= f in harmoniği, (n sıfır değil)
A= Darbe genliği, çift kutuplu (V)
T= Darbe süresi (s)
F= Darbe tekrarlama oranı (Hz)
MDS(Minimum algılanabilir sinyal) duyarlılık oranı alıcılar içindir ve algılanabilir
en küçük sinyallerdir.
10174 10logMDS dBm dBm BW NF
(3.21)
BW=Alıcının gürültü band geniĢliği, (Hz)
NF= Alıcının gürültü Ģekli, (dB)
0
b sE RSNR x
N BW
(3.22)
burada;
0/bE N = 1 Hz bant geniĢliği içinde termal gürültü üzerine bilgi bit baĢına gereken
enerji (dB)
sR =sistem veri oranı (bps)
34
BW= Sistemin band geniĢliği
Alıcı seçiciliği, alınması istenen kanala bitiĢik kanallara alıcının tepki verme
eğiliminin miktarını belirleyen bir parametredir. Uluslar arası düzenlemelerin giderek
dar alanlı kanallara yönelmesi alıcı seçiciliğinin önemini arttırmaktadır.
/10 /10 /1010 10 10 10
IFsel Spurs SBNSeçicilik CR Log BW
(3.23)
Alıcı verici sistemlerde sahte çıkıĢlar genellikle ana taĢıyıcıda 70 ile 90 dB
aĢağısındadır. Mutlak maksimum güç gönderiminde izin verilen her frekansta ve
diğer taĢıyıcının dıĢında bazı düzenleyici gereksinimleri belirtmektedir. Verici
devrelerde S/N oranı hayli aĢırı üretilen ısı ve geniĢ bant gürültü nedeniyle genelde
sınırlandırılır. Güç kaynağı vızıltısı, gürültü alıcısı ve modülasyon devrelerinde lineer
olmayanlar nihai S/N nedeniyle sınırlandırılır. Frekans kararlığı yakın düzenlenmiĢ
bant sistemlerinde önemlidir. Verici anteni tarafında dıĢarıdan güçlü sinyaller
alındığında modülasyonlar arası bozulum üretilir ve diğer sistemlerde giriĢime sebep
olur(Rappaport, T. S., Annamalai, v.d., 2002).
Özetleyecek olursak bir ön uç alıcı verici sistemin performans etkileri aĢağıdaki
parametreler ile karakterize edilebilir; Doğrusallık (IP2/IP3/P1dB/ACPR/EVM),
Duyarlılık (NF), Seçicilik (ACR/ALR/Reciprocal Mixing), Kazanç (Gp/Gv/Gt/Ga),
Güç yitimi (Active/stdby/efficiency), Maliyet (die area, ext. components), Boyut
(ext components, paket).
3.1.3.5. ISM bandı alıcı verici sistemlerin uygulama alanları
ISM Bandı alıcı- verici sistemlerin, endüstriyel, bilimsel ve medikal uygulama
alanlarının örnekleri aĢağıda verilmiĢtir (Udea Elektronik, 1999).
Endüstri RF Kontrol
Telemetri
Kablosuz video, TV ve uzaktan kontrol edilen veri iletimi
PC‟den PC‟ye veri bağlantısı, pc kablosuz fare, klavye ve yazıcı, pc kartları
35
Kablosuz hoparlörler
Robotbilim
Kısa mesafe yer altı telsiz telefon
Anahtarsız giriĢ
RF kimlik
Akıllı mutfak
Bluetooth
Access Points
PCMCIA
2.4GHz WLAN
Araba çalıĢtırma için tanıma
Otobüs, taksi ile durdurma ıĢıkları arasındaki iletiĢim
Mobil telefonlar
Kablosuz LCD monitörler
Uzaktan Kontrol
Otomotiv, Tüketici, ĠletiĢim
Araç lastik basınç sistemleri
Garaj kapı açma
3.1.4. RFID, zigbee ve biyotelemetri sistemleri
3.1.4.1. RFID sistemleri
Teknoloji temelli yenilikler iĢletmelerin sundukları ürün hizmet ve süreçlerde önemli
değiĢimlere yol açmaktadır. Yeniliklere temel oluĢturan teknolojilerden biri RFID
(Radio Frequency Identification Tag)„dir. RFID farklı malzemelerin otomatik
tanımlanmasında radyo dalgalarını kullanan teknolojilere verilen addır (Jones,
Clarke- Hill, v.d., 2004). RFID teknolojisi yeni bir kodlama sistemi için temel
oluĢturmakta ve bunun yanında iĢletmelerin tedarik zincirlerini kontrol etmelerinde
karĢılarına çıkan problemleri çözmede yardımcı olmaktadır ve tedarik zincirinde
bilgi eksikliği nedeni ile oluĢan problemlerin çözümünde kullanılmaktadır (Smith
2005; Angeles 2005). RFID„nin tarihçesi incelendiğinde ilk kullanımın 1926 yılında
36
ve askeri amaçlı olduğu görülmektedir. Ġngiltere Ġkinci Dünya SavaĢı esnasında
RFID„den düĢman ve müttefik uçakların belirlenmesinde faydalanmıĢtır. RFID„in ilk
ticari kullanımı ise 1984 yılında General Motors tarafından gerçekleĢtirilmiĢtir.
General Motors otomobillerin gövdelerine yerleĢtirdiği RFID etiketlerle her gövdede
doğru donanımların kullanıldığını kontrol etmeyi amaçlamaktaydı. Günümüzde ise
RFID artık birçok sektörde kullanılmaktadır (Juban, Wyld 2004). Barkod elde
edilebilirliği ve fiyatların belirlenmesinde doğruluğu sağlamıĢ, sonuç olarak
etkinliğin artması fiyatların düĢmesini sağlamıĢtır. Barkod çalıĢanlar açısından da
önemli avantajlar sağlamıĢ ve çalıĢanların müĢterileriyle daha fazla ilgilenmesini
sağlamıĢtır. RFID ise gelecek 5-10 yıldaki en önemli değiĢim olarak görülmekte ve
perakendeciliğin geleceği ile ilgili önemli ipuçları vermektedir. (Food Logistics,
January/February 2005). Bununla birlikte, RFID ile ilgili yatırım yapmak isteyenlerin
RFID ile ilgili kazanımlarını çok iyi araĢtırması gerekmektedir. Tedarik zincirindeki
herkesin kendileri ile ilgili değerleri görme zorunluluklarının ve RFID„nin tedarik
zincirindeki etkisinin tedarik zincirindeki tüm paydaĢların RFID„yi uygulamasına
önemli ölçüde bağlı olduğunun altı çizilmektedir. RFID ile ilgili bir keĢif süreci
yaĢandığı (Chau, 2004) ve RFID tabanlı bir sistemi uygulamanın bir bilim olduğu
kadar aynı zamanda bir sanat olduğu da belirtilmektedir (Eckfeldt, 2005). Bir Auto-
ID sistemi olan RFID etiket yapıĢtırılmıĢ objeleri radyo dalgaları kullanarak otomatik
olarak tanımlamayı sağlayan bir sistemdir. RFID sistemlerinin pek çok nesneye ait
etiketleri aynı anda okuyabilmeleri, toz, nem gibi dıĢ etkilerin sistemin okuma ve
veri kaydı fonksiyonlarını yerine getirmesinde engel teĢkil etmemesi, sistem
etiketlerinin veri kapasitesinin geniĢliği okuma ya da kayıt fonksiyonunun
gerçekleĢtirilmesi için sistemin fiili görme zorunluluğunun bulunmaması yani
sistemin etiketleri okuyabilmesi ya da veri kaydetmesi için okuyucunun etiketleri
görme zorunluluğunun olmaması etiketlerin okuyucunun kapsama alanı içerisinde
bulunmasının okuma ve kayıt iĢlemi için yeterli olması, sunulan önlemler ile veri
taklidi ve tahrifinin zorlaĢtırılması, okuma ve kayıt mesafesinin uzunluğu RFID
sistemlerin pratikte yaygın olarak kullanılan bir baĢka Auto-ID sistemi olan barkod
sistemlerine karĢı üstünlükleridir (M. Strassner, 2005).
37
3.1.4.2. ZigBee kablosuz sensör ağları
IEEE 802.15.4 standardı çoklu ağ topolojisine sahiptir. Bu ağ topolojileri yıldız
bağlantı ve noktadan noktaya bağlantı Ģekillerini içermektedir. Güvenilir olması,
düĢük maliyeti ve enerji tasarrufu gibi avantajları göz önüne alındığında ZigBee, PC
girdi aygıtları gibi sensör ve yönetim ürünlerinin kablosuz bağlantıları için
kullanılabilmektedir. ZigBee, kablosuz iletiĢim kanallarının otomatik olarak
aranmasına ve çok sayıda kablosuz ağın bir arada var olmasına imkân tanımaktadır.
Çizelge 3.3. Kablosuz haberleĢme teknolojilerinin karĢılaĢtırılması
Özellik ZigBee GPRS/GSM WI-FI Bluetooth
Odaklanma
Alanı
Ġzleme ve
kontrol
GeniĢ Alan Ses
ve Veri
Web, E-posta,
görüntü
Kablo
yerine
Sistem Kaynağı 4-32Kb 16Mb+ 1Mb+ 250Kb+
Pil Ömrü (Gün) 100-1000+ 1-7 0.5-5 1-7
Ağ boyutu Sınırsız 1 32 7
Ağ Veri
GeniĢliği (kb/s)
20-250 64-128+ 11000+ 720
Kapsama Alanı
(metre)
1-100+ 100+ 1-100 1-10
BaĢarı Alanları Dayanıklılık,
Maliyet, Güç
tüketimi
UlaĢılabilirlik,
Kalite
Hız, Esneklik Maliyet,
Rahatlık
ZigBee teknolojisi ürünleri, dünya çapında kullanıma açık olan 2.4 GHz frekans
bandını kullanmaktadır. 2.4 GHz frekansında 10 kanal ile 250 kbps hızına
eriĢilebilmektedir. Ürünlerin eriĢim mesafesi iletim gücü ve çevre etkilerine bağlı
olarak 10 ile 75 metre arasında değiĢmektedir. Dosyaların akıĢına bağlı olarak
ZigBee aygıtları uyku moduna geçerek enerji tasarrufu sağlamaktadır. Bu sayede
saatler süren uyku devreleriyle birlikte bataryanın kullanım süresi, ideal bağlantı
tekniği ile birlikte aylarca (hatta 1 yıla kadar) dayanabilmektedir. Çizelge 3.3
incelediğinde ZigBee 802.15.4 standardının veri yoğunluğu bakımından biraz zayıf
38
kaldığı görülebilir. Ancak topoloji (yapı), menzil ve güç bakımından üstünlük
sağlamaktadır. Ayrıca düğüm sayısı diğerlerinin düğüm sayısından çok çok fazladır
ve bu özelliği ile birçok uygulama alanında kullanılabileceği konusunda kendini
kanıtlamıĢtır.
3.1.4.3. Biyotelemetri sistemleri
Canlılara ait fizyolojik verilerin iletilmesini sağlayan mühendislik sistemleri
biyotelemetri sistemleri olarak tanımlanır. Biyotelemetri, hasta ve doktorun
birbirinden uzakta oldukları durumlarda, iletiĢim hizmeti sağlamak için kullanılır.
Biyotelemetri uygulamalarında canlıların hareketlerini sınırlamadan doğal yaĢam
alanlarında izlenebilmesine olanak sağladığı için kablosuz biyotelemetri sistemleri
daha çok tercih edilmektedirler (Anliker, U.,v.d., 2004). Teletıp, elektronik bilgi ve
haberleĢme teknolojilerinin sağlık hizmeti sağlamak ve destek sistem olarak
kullanılmasıdır. Hastaneler bir kısım sağlık hizmetini bu yolla vermektedirler. Ayrıca
havayolu Ģirketleri de uçuĢ sırasında yolcuların ve personelin olası sağlık sorunları
için teletıp uygulamalarından yararlanmaktadırlar. Teletıbbın baĢarıyla uygulandığı
bir baĢka yer de hapishanelerdir. Tutukluların sağlık durumları teletıp yardımı ile
sürekli olarak denetlenebilmektedir (Curtis, D.W., v.d. 2008). Kablosuz haberleĢme
ve ağlardaki hızlı geliĢmelere paralel olarak, bunları kullanan telemetrik sistemler de
geliĢmeler göstermektedir. Sağlık alanındaki telemetrik sistemler, doktorların tedavi
süreçlerinde daha etkili olmalarını amaçlamaktadır. Hastalar açısından bakıldığında
ise onların yaĢam kalitelerini yükseltmek ve hastaneye olan bağımlılıklarını azaltmak
hedeflenmektedir. Böylece, normal yaĢamlarında tedavileri ve takipleri yapıldığı için
hastaların memnuniyeti artmaktadır. Öte yandan hastaneler açısından bakıldığında,
yatak yetersizliği ve aĢırı hasta sayısının önüne geçilmesi, biyotelemetrik
uygulamalar ile mümkün olabilmektedir. Hastaların, hastaneye gelmeden tedavi ve
takipleri yapılabildiği için hastanelerdeki yoğunlukların önüne geçilmiĢ olur. Ayrıca
hastane ortamlarında bulaĢan iltihap ve hastalıklarla mücadelede daha etkin bir
çözüm sağlanarak bu ortamlardaki bulaĢıcı hastalıkların yayılması engellenmiĢ
olacaktır. Biyotelemetri uygulamaları sadece normal zamanlarda değil aynı zamanda
doğal afet, savaĢ ve terör saldırısı gibi olağan dıĢı durumlarda ortaya çıkabilecek çok
39
sayıda acil ve ilkyardım vakalarında da kritik bir öneme sahiptir. Yapılan literatür
çalıĢmaları incelendiğinde bu durum göze çarpmaktadır (Lenert A, v.d., 2005). Bu
sistemler sayesinde triyaj olarak ta bilinen yaralı ve hastaları aciliyetlerine göre
önceliklendirme uygulamaları daha etkin bir Ģekilde yapılabilir. Her hastaya takılan
sensör noktaları vasıtasıyla hastanın nabız, ECG, SpO2 vb. gibi hayati verileri
gözlemlenir. Bu veriler ilgili sağlık ve koordinasyon merkezlerine iletilir. Öte yandan
ilkyardım personelinin ekranında da takip edilebilir. Böylece ilkyardım ekipleri,
müdahalelerinde daha yerinde ve doğru hareket etmiĢ olurlar. Gözlemlenen kiĢilerin
sayıca çok olduğu kabul edilirse karĢımıza biyotelemetri amacına hizmet eden
özelleĢtirilmiĢ sensör ağları çıkar. Bu tip ağlar, Medikal Ağlar (Medical Network)
olarak adlandırılır (Pollard, J.K., v.d., 2001, Chang, C-K., 2005). Medikal ağlar,
içerisinde telemetri ve sensör tabanlı sistemleri barındıran, özünde insan sağlığını
gözlemlemek ve korumak amacına hizmet eden iletiĢim ağlardır. Bu ağlar,
biyotelemetrik yollarla insanlar hakkında toplanan yaĢamsal verileri doktor, hemĢire,
ilkyardım ekipleri, hastane, sağlık kuruluĢları vb gibi sağlık gözlemleyicilerine
iletmek için tasarlanırlar. Ayrıca sel, deprem, savaĢ ve terör gibi felaket
durumlarında meydana gelebilecek toplu hasarlarda hastaların takibi ve tedavisinde,
sağlık ekiplerinin etkin ve verimli bir Ģekilde organize edilmesi için medikal ağlar
kullanılır.
3.2. Alıcı Verici Sistem Besleme ve Kontrol Katı
Bu bölümde alıcı verici kartının ana unsurlarından olan besleme ve kontrol katları
hakkında genel bir bilgi verilmektedir. Ayrıca sistem performasının izlenebilmesi
için devreye eklenen rf sinyal dedektörü ile ölçümlerde kullanılmak üzere AD8349
modülatörü bu bölüm kapsamında incelenmiĢtir.
3.2.1. Besleme katı
Alıcı verici kartının çalıĢması için gerekli olan, +3.3V ve +5V seviyesindeki besleme
gerilimlerini sağlamak üzere besleme katının tasarımı yapılmıĢtır. Tasarlanan bu kat
ile sistem üzerinde güç yükselteci, düĢük gürültülü yükselteç, RF anahtarlar,
mikroĢerit filtreler, rf seviye dedektörü ve varikap diyotlar beslenmektedir. Besleme
40
katı tasarımında özellikle sistem katlarının beslemesinde oluĢacak ve olumsuz
sonuçlar doğurabilecek parazitlerin önüne geçilmesi ve geniĢ bir besleme gerilimi
aralığının elde edilmesi de tasarım ölçütleri arasında yer almıĢtır. Bu amaçlar
doğrultusunda, hem AC hem de DC güç kaynaklarını kullanılabilmesi için, besleme
devresinde köprü diyot kullanılmıĢtır. Köprü diyot kullanmanın getirdiği diğer bir
avantaj ise DC güç kaynağı kullanılarak sağlanacak beslemede, besleme kutuplarının
(+/-) yönünün fark etmeyiĢidir. Bu sayede, yanlıĢ bağlantı sonucu devrelerin zarar
görmesi de engellenmiĢ olmaktadır. Mikrodenetleyicinin ve kaydırmalı
kaydedicilerin ihtiyacı olan +5V gerilimini sağlamak üzere 78L05 gerilim regülatörü
kullanılmıĢtır. RF modülün ihtiyacı olan +3V için ise LM317LZ kullanılmıĢtır.
Devreye eklenen kondansatörler sayesinde istenmeyen parazitlerin önüne geçilmeye
çalıĢılmıĢtır. Netice itibariyle, +9V - +30V DC ve 7V – 22V AC gerilimlerini
sağlayan her hangi bir harici güç kaynağı kullanılarak, uygulama geliĢtirme kartının
çalıĢtırılabilmesi mümkün kılınmıĢtır. Alıcı verici devre için tasarlanan besleme
katının Ģeması Ģekil 3.8‟ de görülmektedir.
ġekil 3.8. Besleme katının elektronik devre Ģeması
3.2.2. Kontrol katı
Günümüzde birçok elektronik devre, tümleĢik devrelerin (entegrelerin) içine
yerleĢtirilmiĢtir. Sistem kontrol katı esasen dijital ve analog sinyalleri iĢler ve gerekli
yerlere iletir. Sistem kontrol katı ve dolayısıyla katın en önemli parçası olan
mikroiĢlemci, cihazın hemen hemen her yeriyle iliĢkilidir. Tasarlanan sistemin
kontrol katının ana unsuru, Microchip Firmasının ürünü olan PIC16F2550 mikro
denetleyicisidir. Mikro denetleyicinin öncelikli vazifesi rf dedektör katından gelen
verileri iĢleyerek sistem performansını üst seviyelerde tutmak ve aktif katların
41
performanslarının gözlenmesini sağlamaktır. Bunun yanında RS232/USB seri
haberleĢme protokolünü kullanarak bilgisayar ile haberleĢmekte ve kullanıcıya ekran
görüntüsü sunulmaktadır. Ayrıca kullanıcı tarafından klavye kullanılarak girilen
komutlar doğrultusunda aktif katların beslemelerini değiĢtirerek sistem
performansına müdahale etmektedir. Bilgisayarda kullanılan ara yüz, Microsoft
Windows iĢletim sistemlerinde standart olarak bulunan Hyper Terminal programıdır.
Bu ara yüz sayesinde mikro denetleyici tarafından oluĢturulan menü ağacı
kullanıcıya sunulmaktadır. Kullanıcı, menü ağacındaki seçenekler doğrultusunda
klavyeden giriĢ yapabilmekte, bu girdiler de mikro denetleyici tarafından algılanarak
iĢlenmektedir. Mikro denetleyicinin bir diğer vazifesi ise kullanıcı tarafından menü
ağacındaki „RSSI‟ seçeneğinin seçilmesi durumunda, RF modülden gelen RSSI
analog bilgisini alarak sayısala çevirmek (ADC) ve bu bilgi doğrultusunda,
kaydırmalı kaydedicileri kullanılarak led göstergede alınan RF sinyalin seviyesini
göstermektir. Eğer gösterilen RF sinyal seviyesi istenilen değerlere ulaĢılamadığı
takdirde sistemdeki adaptif katlara müdahale edilerek sistem veriminin arttırılması
sağlanmaktadır.
RF sinyal dedektörü
Tasarlanan alıcı verici modül tarafından alınan sinyallerin seviyesinin izlenebilmesi
maksadıyla böyle bir çalıĢma yapılmıĢtır. RF sinyal dedektörü sistemin sinyal
gücünü belirli bir değerinin altına düĢmesini engellemektir. Bu amaçla tasarlanan
sistemin gerekli yerlerine örnek almak amacıyla yönsel bağlaĢtırıcılar
yerleĢtirilmiĢtir. Sistemin çalıĢma mantığı Ģu Ģekildedir: giriĢten alınan sinyalin
belirlenen eĢik değerin altına düĢtüğünde sistem elemanlarındaki varikap diyotlar ve
pin diyotlar aktive edilerek sinyal geri dönüĢ kaybı azaltılacak, katların kazancı
arttırılmaktadır. Ayrıca RF modül tarafından sağlanan RSSI analog bilgisi, mikro
denetleyici tarafından sayısal veriye dönüĢtürülmektedir. Elde edilen bu sayısal veri
iĢlenerek önceden belirlenmiĢ olan 10 seviyesinden birisine karĢılık getirilmekte ve
tespit edilen bu değer 3 hat üzerinden (Data, Clock, Strobe) kaydırmalı kaydedicilere
ve led göstergeye aktarılmaktadır.
42
ġekil 3.9. Genel RF sinyal dedektörü
(a) (b)
ġekil 3.10. Gerçeklenen RF sinyal dedektör devresi
ġekil 3.10‟da gerçeklenen devrede LT5509 300MHz ile 3000MHz arasındaki
sinyallerin güçlerini dedekte etmekte kullanılmıĢtır. Bu dedector ile -30dBm ile
+6dBm arasındaki sinyal güç seviyeleri gözlemlenebilmektedir.
ġekil 3.11. ÇıkıĢ gerilimi ile giriĢ sinyal gücü karĢılaĢtırması
ġekil 3.11 de görüldüğü gibi LTC5509 yaklaĢık olarak 0.256mV ile 2.6V gerilim
değerlerinde çıkıĢ vermektedir. Tasarlanan sistem modülünün mikroiĢlemci kısmı
modülün çıkıĢından RF dedektörler ile okunan sinyal gücünün dedektör çıkıĢında
43
gerilim olarak oluĢması ve bu gerilim değerini mikroiĢlemci vasıtasıyla okutulması
sonucu USB arayüzü ile haberleĢerek bir bilgisayara bağlanabilmektedir. RF
dedektör devresi -30 dBm ile 6 dBm arasında aldığı sinyal gücünü çıkıĢında 2,7 V ile
6 V arasında vermektedir.
AD8349 modülatörü
AD8349 monolitik 700MHz-2700 MHz frekanslarında kullanılan RF modülatörüdür.
Mükemmel faz doğruluk ve genlik denge iletiĢim sistemleri için yüksek performanslı
doğrudan RF modülasyon sağlar. AD8349 GSM, CDMA gibi sayısal iletiĢim
sistemlerine doğrudan RF modülatörü olarak ve WCDMA baz istasyonları ve QPSK
veya QAM kablosuz eriĢim geniĢ band vericilerde kullanılabilir. PSK (Phase Shift
Keying), gürültüden en az etkilenen sayısal modülasyon türüdür ve bu nedenle uydu
haberleĢmesi gibi orta hızlı ve çok hızlı haberleĢme sistemlerinde kullanılmaktadır.
Mükemmel faz doğruluk ve genlik denge iletiĢim sistemleri için yüksek performanslı
doğrudan RF modülasyon sağlar. AD8349 GSM, CDMA gibi sayısal iletiĢim
sistemlerine doğrudan RF modülatörü olarak ve WCDMA baz istasyonları ve QPSK
veya QAM kablosuz eriĢim geniĢ band vericilerde kullanılabilir. PSK (Phase Shift
Keying), gürültüden en az etkilenen sayısal modülasyon türüdür ve bu nedenle uydu
haberleĢmesi gibi orta hızlı ve çok hızlı haberleĢme sistemlerinde kullanılmaktadır.
Bu tez kapsamında AD8349 RF modülatörü alıcı verici sistem performans testleri ve
karĢılaĢtırmaları sırasında dıĢarıdan bit dizisi Ģeklinde veri gönderilmesi için
kullanılmıĢtır. Yapılan ölçümlere bölüm 4‟te yer verilmiĢtir.
44
3.3. Yöntem
3.3.1. Alıcı verici tasarımında kullanılan katların incelenmesi
Bu bölümde yaygın olarak kullanılan kablosuz iletiĢim uygulamalarında düĢük güç
tüketen, düĢük maliyetli, mesafe artırımı sağlayabilen RF ön uç tasarımımızın filtre,
düĢük gürültülü yükselteç, güç yükselteci, rf anahtar ve anten katları hakkında bilgi
verilmektedir.
3.3.1.1. Tasarlanan sistemdeki filtreler
Düzlemsel iletim hatlarından olan ilk mikroĢerit hatlar, ITT laboratuarlarında (Grieg
ve Engelmann, 1952) geliĢtirilmiĢtir. Ġlk mikroĢerit hat çok kalın bir dielektrik
tabakası üzerinde gerçekleĢtirilmiĢtir. Dolayısıyla bu yapıda çok fazla frekans
dağılması meydana gelmiĢtir. Bu karakteristik onun yerine Ģerit hattın kullanılmasına
neden olmuĢtur. 1960‟larda bu yapının dielektrik malzemesi çok ince hale getirilmiĢ
ve istenilen frekans karakteristiğine ulaĢılmıĢtır. Böylece mikroĢerit hat mikrodalga
devrelerinde tercih edilen bir yapı haline gelmiĢtir. Günümüzde ise, birçok filtre
araya girme kaybı metodu ile tasarlanmaktadır. Bu metot devre analizi tekniğine
dayanmaktadır. 1948 yılında P.I. Richards mikrodalga filtre tasarımına yeni bir teori
kazandırmıĢtır. Richards‟ın teoremi; toplu elemanlar ile tasarlanan filtrenin, ayrık
iletim hatlarına dönüĢümüne dayanmaktadır (Richards, 1948). Richards‟ın
dönüĢümleri, Kuroda‟nın dört tanımlaması ile birleĢmektedir (Ozaki ve Ishii, 1958).
Bu tanımlamalar ile toplu elemanlar filtre prototipi, açık ve kısa devre iletim hattı
dalları ile fiziksel olarak gerçeklenmektedir. Ayrıca hızla geliĢen teknolojiye paralel
olarak ilerleyen ve her geçen gün yeni bir geliĢmeyle karĢımıza çıkan radyo
haberleĢme sistemlerinin kullanımı, gün geçtikçe yaygınlaĢmaktadır. Üretim
teknolojilerindeki geliĢmelerin bir neticesi olan üretim maliyetlerin azalması ile
önceleri ancak sanayi iĢletmelerinde kullanım alanı bulabilen bu sistemler, artık
günlük hayatımızın bir parçası haline gelmeye baĢlamıĢtır. GeliĢen radyo haberleĢme
sistemlerinin sayısal sistemler ile entegre edilmesi, geliĢtirilen uygulamaların
kullanılabilirliğini ve esnekliğini arttırmıĢ, dolayısıyla kullanım alanları daha da
geniĢlemiĢtir. Bu Ģekilde gerçekleĢtirilen birçok uygulama, evlerimizde, iĢ
45
yerlerimizde ve hatta sokaklarda kullanılmaya baĢlanmıĢtır. Kablosuz ev güvenlik
sistemleri, çeĢitli uzaktan kumanda uygulamaları, kablosuz taksi çağırma sistemleri,
uzaktan ölçüm sistemleri bu uygulamaların sadece birkaç örneğidir.
RF ön uç modüller, sayısal temel bant sistem ve anten arasındaki her Ģey olarak
tanımlanabilir. Alıcı için bu ara bölge; filtreler, düĢük gürültülü yükselteçler ve aĢağı
dönüĢtüren karıĢtırıcıları içerir. Bu katlar antenden alınan modüle edilmiĢ iĢareti
iĢleyerek temel bant da analog sayısal iĢaret (ADC) çevirici ye uygun bir giriĢ
iĢaretine çevirirler. Bu nedenlerle RF ön arka uç modüller, alıcının RF temel bant
bölümleri olarak adlandırılır (Doddamani, N.D.; Harishchandra,2007, Esame, O.,
Kaynak, M., v.d, 2006). Ön uç arka modüller, birkaç bütünleĢmiĢ devreden (IC)
oluĢmaktadır. Bu bütünleĢmiĢ devreler geleneksel silikon CMOS ve geliĢmiĢ silikon
germanyum (SiGe) teknolojileri kullanılarak gerçekleĢtirilmektedirler. Çok çipli
modüller karıĢtırıcı, demodülasyon, yükseltme, filtreleme ve dedeksiyon gibi sinyal
iĢleme olaylarında büyük bir fonksiyonellik sağlarlar. Bu nedenle çok çipli ön uç
modüller, özellikle son yıllarda RF alıcı verici tasarımına olan eğilimin artması ile
önem kazanmıĢtır. Çünkü sistem bütünleĢme seviyesindeki sürekli artan artıĢ
nedeniyle, tek yonga içinde daha fazla fonksiyona ihtiyaç duyulmaktadır ve bu
karmaĢıklığı arttırmakta ve performansı düĢürmektedir. Alıcı verici sistemlere olan
bu eğilimin sürekli artması nedeniyle; özellikle tüketiciler, düĢük maliyet, düĢük güç
tüketimi (mobil ve taĢınabilir ürünler), küçük boyutlar istemektedirler (Lee, J. R.,
Chun, v.d, 2005).
Ön uç kablosuz haberleĢme sistemin alıcı kısmındaki aktif bant geçiren filtre,
genelde ön seçici olarak adlandırılır ve üç temel fonksiyonu vardır: IM gürültüsünü
minimize etmek için RF yükselticiye veya karıĢtırıcıya gelen spektrumun bant
geniĢliğini sınırlamak, alıcının sahte tepkilerini zayıflatmak, alıcıya dayanan lokal
osilatör enerjisini bastırmaktır. Filtre seçiminde çalıĢma özellikleri (gerilim, akım ve
sıcaklık), güvenilirlik (maksimum sızıntı akımı, aĢırı yük akımı), elektriksel
özellikler (yüksek gerilim karakteristikleri, yalıtma direnci) ve mekanik özellikler
(boyutlar, montaj sorunları) en önemli seçim parametreleridir (Cheng ve Chan,
2001). Taconics ve Rogers firmaları tarafında üretilen, simülasyonlarda kullanılan
46
dielektrik malzeme ile FR4 cam elyaf dielektrik malzeme özelikleri çizelge 3.4‟te
verilmektedir. Bu tez süresince benzetim ve gerçeklemelerde alt taban malzemesi
olarak FR4 malzeme kullanıldı. Epoksi cam polimeri olan FR4, elektronik cihazlarda
bulunan baskı devrelerinde çok sık kullanılan bir malzeme olup, düĢük maliyeti ile
avantajlı bir malzeme olmuĢtur. FR4 malzeme elektriksel, termal ve mekanik
özellikleri bakımından oldukça iyi bir malzemedir. FR4 malzemenin çeĢitli fiziksel
ve elektriksel özellikleri aĢağıda verilmiĢtir. Bu değerler üretim Ģekline bağlı olarak
%20 den fazla değiĢiklik gösterebilir.
Çizelge 3.4. Alt taban malzeme özellikleri (S. Bronckers, G. Plas, v.d, 2010)
AlttaĢ Malzeme Dielektrik
Sabiti
Kayıp
Tanjant
Dielektrik
Kalınlığı
Bakır Kalınlığı
FR4
Cam Elyaf
4.6 0.001 1.6 mm 1 um
Taconics,
TLYA-5CH200
3.20 +/-0.02 0.0009 0.78 mm 0.018 mm (1/2 oz)
Rogers RO3010 10.2 0.0023 0.635 0.036 mm (1 0z)
Çift modlu filtreler kablosuz haberleĢme sistemlerinde sıkça tercih edilmektedir.
Bunun sebeplerinden baĢlıcaları dar bant, yüksek verim, düĢük kayıp ve küçük
boyutlarıdır. Filtrenin beslemesi simetrik bir eksen üzerindedir. Kablosuz haberleĢme
sistemlerinde kullanılan mikroĢerit yapıların besleme hatları doğrudan verimi
değiĢtirdiği gibi kullanılacağı konum için beslemenin, bağlantı noktalarının simetrik
durumları da bağlantı için sorun teĢkil edebilmektedir (A. Kaya, Ö. CoĢkun, v.d,
2008).
47
Pasif mikroĢerit filtre tasarımı
MikroĢerit band geçiren filtre tasarımı
MikroĢerit filtrelerin, mikrodalga devreleri, radarlar, hücresel haberleĢme, test ve
ölçüm sistemleri gibi çeĢitli uygulama alanları vardır. Küçük boyutlu, ucuz ve
üretimleri kolay olduklarında mikroĢeritler günümüzde filtre uygulamalarında sıkça
kullanılmaktadır. Mikrodalga filtre bir tip iki çıkıĢlı devredir. Bu devre frekans
cevabını kontrol etmek için kullanılır. Tipik frekans cevapları; alçak geçiren, yüksek
geçiren, bant geçiren ve bant söndüren karakteristiklere sahiptir. MikroĢerit filtreler
bir mikrodalga haberleĢmesinde, radarlarda, test veya ölçüm sistemlerinde çeĢitli
uygulamaları vardır. Bu aĢamada tasarlanan filtre üzerinde kapasitör, direnç ve
topraklama etkisi incelenmektedir.
Tasarım parametreleri ve benzetimi
HaberleĢme sistemleri uygulamaları için düĢük gürültü ve iyi bir kararlılık düzeyi
istenir (W.Kluge, L. Dathe, v.d, 2003). Aktif filtreler modern ultra geniĢ bant radar
sistemlerinde ve kablosuz haberleĢme uygulamalarında RF alt sistemlerinde yüksek-
performans ve ayarlanabilirlik sağladığı için kullanılır(Ulrich L. Rohde, 2000).
Filtre performansını tahmin etmek için çeĢitli ölçütler kullanılır. Bunlardan ekleme
kaybı, geri dönüĢ kaybı, merkez frekans, zayıflama, out-of-bant bant geçiren tuning
ret ve büyüklüğü önemlidir. Bu nedenle filtre topolojileri karĢılaĢtırılmasında,
tasarımda ödünleĢim uygulanır(Kaya A., Belen M.Ali,2010).
ġekil 3.12. Temel bant geçiren filtre Ģekli
48
En temel bant geçiren filtre tasarımı, yüksek ve alçak geçiren fitrelerin seri
bağlanması ile yapılabilir ve birinci dereceden bir AGF ile YGF ikinci dereceden bir
BGF oluĢturur. ġekil 3.12‟de temel bir bant geçiren filtre Ģekli sunulmuĢtur.
Rezonans devrelerinde Q faktörü merkez frekansı fm‟in bant geniĢliğine (B) oranı
olarak ifadesi denklem (3.24) de verilmektedir.
2 1
m mf fQ
B f f
(3.24)
Ġkinci dereceden bir BGF‟nin frekans cevabı bulunurken denklem (3.25) kullanılır.
0( )1
AA s
s
(3.25)
1 ve 2 3 dB düĢüm köĢe frekansları olmak üzere;
= 2 - 1 (3.26)
Ġkinci dereceden bir BGFnin transfer fonsiyonu denklem(3.27)‟teki gibidir.
0
2
. .( )
1 .
A sA s
s s
(3.27)
Bir BGF tasarlanırken göz önüne alınan parametreler; merkez frekanstaki kazancı Am
ve kalite faktörü Q dur. Bu parametreler cinsinden transfer fonksiyonu ifadesi
(3.28)‟teki gibidir.
2
.
( )1
1 .
Ams
QA s
s sQ
(3.28)
EĢitlik 3.29‟da ekleme kaybı gösterilmektedir;
2
1 1
2
2 2
V VEkleme Kaybı(dB)=10log 20log
V V (3.29)
49
Filtre tasarım parametrelerini; mutlak zayıflama(dB), bant geniĢliği(Hz), kesim
frekansı(Hz), oktav baĢına dB olarak zayıflama, diferansiyel gecikme, grup
gecikmesi, ekleme kaybı, lineer ekleme kaybı, geçen bant, geçen bant dalgalanması,
faz kayması, kutuplar, kalite faktörü, geri dönüĢ kaybı, dalgalanma, dalgalanma
kaybı, Ģekil faktörü, sahte tepki, duran bantı olarak belirtilebilir. ÇalıĢmada AWR
benzetim programı kullanılarak tasarlanan halka rezonatörlü bant geçiren filtrenin
geometrik yapısı Ģekil 3.13‟te belirtildiği gibidir. Geometrik yapısı itibariyle oldukça
küçük bir alan kaplamaktadır (34X30mm). Bundan dolayı mikrodalga sistemlere
entegrasyonu kolay olabilmektedir.
ab
c
ġekil 3.13. BölünmüĢ halka rezonatörlü filtre geometrisi ve pasif eleman yerleĢim
noktaları
Çizelge 3.5. Tasarlanan bölünmüĢ halka rezonatörlü filtre malzeme özellikleri
Parametre Değer
ÇalıĢma Frekansı(GHz) 2.42-2.56
AlttaĢ Kalınlığı(mm)/
Permittivity
1.6/4.6
Kayıp tanjant 0.0035
Boyut W=34, L=30
Kapasitör/ Direnç Değeri 0-2pF (0805)/ 0-2 ohm ( 0805 )
Çizelge 3.5‟te tasarlanan bölünmüĢ halka rezonatörlü filtrenin ve uygulama
aĢamasında kullanılacak pasif elemanların fiziksel özellikleri verilmiĢtir. Yapılan
benzetimlerde uygulamanın bu aĢamaya gelene kadar ki bölümünde; yukarıdaki filtre
geometrisi üzerinde gösterilen noktalara (A: Kondansatör, B: Direnç, C: topraklama)
pasif elemanlar yerleĢtirilir. Yapılan yüklemelerle çizelge 3.6, 3.7, 3.8‟deki gibi
yükleme değerlerinin değiĢiminin filtre parametreleri üzerindeki değiĢimleri
50
incelenerek mekaniksel gerçekleme için en uygun değerler belirlenmeye çalıĢılmıĢtır.
Çizelge 3.6‟da ise tasarlanan bölünmüĢ halka resonatörlü filtre geometrisi üzerinde A
noktasına bağlanan kondansatörün değiĢken değerlerine karĢılık filtrenin benzetim
sonuçları verilmiĢtir. Yapılan benzetimlerde 2.4 GHz çalıĢma frekansı için A
noktasına yerleĢtirilecek kondansatör değerinin 0.5-0.75pF arasında olması gerektiği
anlaĢılmaktadır.
Çizelge 3.6. A noktasına kondansatör bağlandığında
Kapasitör (pF) Rezonans Frekansı
(GHz)
GeridönüĢ Kaybı
(S11) (R.L)
Ekleme Kaybı
(S21) (I.L)
0 2.63 -16.15 -1.718
0.25 2.55 -18.36 -1.686
0.5 2.49 -21.5 -1.7
0.75 2.4 -24.86 -1.785
1 2.37 -22.39 -1.908
1.25 2.35 -24.17 -2.011
1.5 2.34 -22.5 -2.134
1.75 2.32 -21.45 -2.246
2 --- --- ---
Çizelge 3.7. B noktasında 1 ohm direnç bağlandığında kondansatörün etkisi
Kapasitör (pF) Rezonans
Frekansı (GHz)
Geri dönüĢ Kaybı
(S11) (R.L)
Ekleme Kaybın (S21)
(I.L.)
0 2.4 -10.28 -2.575
0.25 2.32 -10.43 -2.621
0.5 2.24 -12.51 -2.96
0.75 2.2 -10.65 -2.76
1 2.16 -11.22 -2.869
1.25 2.12 -14.92 -2.803
1.5 2.1 -18.15 -3.044
1.75 2.08 -18.41 -3.02
2 2.06 -11.73 -3.372
51
Çizelge 3.7‟de görüldüğü üzere B noktasına 1 ohm sabit değerli bir direnç
bağlanırken A noktasındaki kondansatörün değiĢken değerlerine karĢılık tasarlanan
filtrenin benzetim sonuçları verilmiĢtir. Yapılan benzetimlerde 2,4 GHz çalıĢma
frekansı için A noktasına yerleĢtirilecek kondansatöre gerek olmadığı eklenen 1
ohm‟luk direncin yeterli olduğu anlaĢılmaktadır.
Çizelge 3.8. C noktasında topraklama yapıldığında A noktasındaki kondansatör
değiĢiminin etkisi
Kapasitör
(pF)
Rezonans Frekansı
(GHz)
GeridönüĢ Kaybı
(S11) (R.L)
Ekleme Kaybı
(S21) (I.L)
0 2.62 -14.09 -2.153
0.25 2.56 -15.29 -2.534
0.5 2.48 -16.46 -2.946
0.75 2.4 -30.66 -1.701
1 2.36 -13.34 -4.012
1.25 2.32 -11.92 -5.32
1.5 2.28 -13.9 -5.108
1.75 2.24 -17 -4.388
2 2.22 -42.63 -3.663
Çizelge 3.8‟de ve Ģekil 3.14‟te görüldüğü üzere C noktasından topraklama yapılırken
A noktasında bağlı olan kondansatörün değiĢken değerlerine karĢılık tasarlanan
filtremizin benzetim sonuçları verilmiĢtir. Yapılan benzetimlerde C noktası
topraklandığında 2.4 GHz çalıĢma frekansı için A noktasına yerleĢtirilecek
kondansatör değeri 0.5pF-0.75pF olması gerekmektedir.
Çizelge 3.9. Çizelge 3.7 ile çizelge 3.8‟in karĢılaĢtırması
Kapasitör (pF) fr (GHz) S11 (dB) S21 (dB)
Çizelge 3.7 0.75 2.4 -24.86 -1.785
Çizelge 3.8 0.75 2.4 -30.66 -1.701
52
Çizelge 3.9‟da görüldüğü üzere A noktasında 0.75pF lık kondansatör varken C
noktasına topraklama yapıldığında geri dönüĢ kaybı (S11) 5.80 dB ve ekleme kaybı
ise 0.0784dB iyileĢme göstermektedir.
-42.63
2.22GHz
-30.66
2.4GHz
-16.46
2.48GHz
-15.29
2.56GHz-11.92
2.32GHz
Geridönüş Kaybı
ġekil 3.14. Topraklama yapıldığında değiĢken kapasite değerlerinin etkisi
ġekil 3.14‟te filtrenin C noktasından topraklandığında A noktasına eklenen kapasitör
elemanının filtrenin geri dönüĢ kaybı(S11) üzerindeki etkisi görülmektedir.
Üretim ve performans ölçümü
Sistemde gerekli örnekleri almak amacıyla Rodhe&Schwarz FSH6 (100khz - 6GHz)
marka spektrum analizör ve directional coupler kullanılmıĢtır. Yapılan ölçümlerin
amacı pasif eleman eklemelerinin filtrenin üzerindeki etkisinin, değiĢen elemanlara
ve değerlerine gösterdiği tepkinin incelenmesidir.
ġekil 3.15. Üretilen bölünmüĢ halka rezonatörlü filtre yapısının görünümü
Uygulamanın bu aĢamaya gelene kadar ki bölümünde; yukarıdaki filtre geometrisi
üzerinde gösterilen noktalara(A:Kondansatör, B: Direnç, C: topraklama) pasif
elemanlar uygulanmaktadır. Üretimi tamamlanmıĢ bir filtre yapısının görüntüsü Ģekil
3.15‟te sunulmaktadır.
53
Meandering
Slits
51
mm
34 mm
Embedded Slot
Feeding Point
(20mm,18mm)
x
y27 mm
Network Analyzer
Mic
row
ave
Ca
ble
Spectrum AnalyzerSweep Generator
Radio Link
ġekil 3.16. Ölçüm düzeneği
ġekil 3.16‟da genel bir rf ölçüm düzeneği verilmiĢtir. Tasarlanan aktif filtrenin
performans parametreleri microwave office benzetim programı kullanılarak
değerlendirilmiĢtir. Devrede taban malzemesi olarak FR4 cam elyaf kullanılmıĢtır.
S11
2.42 GHz -63.82dB
S21
2.42 GHz -14.22dB
ġekil 3.17. Filtre ölçümü
ġekil 3.17‟de ilk örneği gerçeklenen devremizin yükleme elemanları eklenmeden
2.4GHz rezonans frekansında düĢük geri dönüĢ kaybına (S11:-63.92dB) ve ekleme
kaybına (S21:-14.22) sahiptir.
S11
2.52 GHz -52.47dB
S21
2.52 GHz -14.19dB
S11
2.57 GHz -40.22dB
S21
2.57 GHz -16.23dB
(a) (b)
ġekil 3.18. Tasarlanan filtre ölçümü (a) Kondansatör bağlandığında (b) Kondansatör
ve topraklama bağlandığında
54
ġekil 3.18a‟da filtremize yükleme elemanı olarak 1pFlık bir kondansatör
eklendiğinde 2.42 GHz rezonans frekansından 2.52GHz rezonans frekansına
kaymaktadır. Ayrıca -63.92dB olan geri dönüĢ kaybı -52.47dB ye ve ekleme kaybı -
14.19dB ye düĢmektedir. ġekil 3.18‟b de ise 1pF değerli bir kondansatör bağlı olan
filtremiz „C‟ noktasından topraklandığında filtrenin rezonans frekansı 50MHz
değiĢmekte ve ekleme kaybı -16.23dB‟ye düĢmektedir. Ayrıca filtrenin bant geniĢliği
artmaktadır.
S11
2.58 GHz -37.00dB
S21
2.58 GHz -19.38dB
S11
2.56 GHz -37.23dB
S21
2.56 GHz -12.93dB
(a) (b)
ġekil 3.19. Tasarlanan filtre ölçümü (a) Direnç bağlandığında (b) Direnç ve
topraklama bağlandığında
ġekil 3.19(a)‟da filtrenin „A‟ noktasında yükleme elemanı olarak sadece 1 ohm
değerli direnç eklendiğinde 2.4 GHz rezonans frekansından 2.58GHz rezonans
frekansına kaymaktadır. Ayrıca -63.92dB olan geri dönüĢ kaybı -37.00dB ye ve
ekleme kaybı -19.38dB‟ye düĢmektedir. ġekil 3.19(b)‟de ise 1ohm değerli bir direnç
ekli olan filtrenin „C‟ noktasından topraklandığında Filtrenin rezonans frekansı
20MHz öne gelmekte ve ekleme kaybı -12.93dB‟ye düĢmektedir. Ayrıca filtrenin
bant geniĢliği artmaktadır.
S11
2.53 GHz -36.01dB
S21
2.53 GHz -15.98dB
ġekil 3.20. C noktasından topraklanan filtremizin ölçüm sonucu
55
ġekil 3.20‟de pasif elemanlar eklenmeden sadece „C‟ noktasından topraklama
yapıldığında filtrenin rezonans frekansının 2.53GHz de -36.01dB ve ekleme kaybının
-15.98dB olarak ölçülmüĢtür. Topraklama eklenmesi filtremizin rezonans frekansını
110MHz kaydırmakta ve ekleme kaybını yaklaĢık 2dB düĢürmektedir.
Çizelge 3.10. Filtre ölçüm sonuçlarının karĢılaĢtırılması
Kapasitör (1pF) Direnç (1ohm) GND fr (GHz) S11 (dB) S21 (dB)
--- --- --- 2.42 -63.82 -14.22
--- --- 2.52 -52.47 -14.19
--- --- 2.58 -37.00 -19.38
--- --- 2.53 -36.01 -15.98
--- 2.57 -40.22 -16.23
--- 2.56 -37.23 -12.93
Yapılan mekaniksel gerçekleme ve ölçümler sonucunda frekans-ayarlamalı bant
geçiren filtrenin 2,42–2.58 GHz (WLAN) frekanslarında 802.11b ve 802.15.4
standartlarıyla uyumlu çalıĢabileceği görülmektedir. Pratik uygulamalarda çizelge
3.10‟da verilen ölçüm sonuçlarına göre yüklemelerin seçimi ile istenilen frekans
bantında bant geçiren filtre karakteristiği elde edilebilir.
Pasif elemanlar eklenerek 2.4GHz ISM bandı uygulamaları için
mikroĢerit band geçiren filtre performans değerlendirmesi
Mikrodalga devre tasarımında mikroĢerit filtreler önemli bir yer tutar. MikroĢerit
filtreler için yüksek performans, uygun boyut ve ucuzluk gibi ölçütler tasarım
aĢamasında göz önünde bulundurulması gereken esaslardır. Sistemin filtre kısmı için
2,42–2.58 GHz (WLAN) frekanslarında 802.11b ve 802.15.4 standartlarıyla uyumlu
çalıĢan, frekans-ayarlamalı band geçiren düĢük gürültülü mikroĢerit filtre tasarım ve
ilgili sayısal analiz sonuçları yer almaktadır. Önerilen filtre mikroĢerit hat ve bu iki
yapısı arasına yerleĢtirilen metalik yüklemelerden (direnç-kondansatör) meydana
gelmektedir. Pasif elemanların değer değiĢimlerine bağlı olarak, filtrenin band
geçirme karakteristiği 2.4–2.58 GHz aralığında değiĢtirilebilmektedir.
56
Tasarlanan filtrenin adaptif yapısı ile RF ön uç modüllerde kullanılarak bilimsel
araĢtırmalarda ve ticari ürün uygulamalarında kullanılmak üzere değiĢik
uygulamalarda kolaylıkla uyumlu çalıĢabilmektedir.
Aktif mikroĢerit filtre tasarımı
Aktif filtreler modern ultra geniĢ bant radar sistemlerinde ve kablosuz haberleĢme
uygulamalarında RF alt sistemlerinde yüksek-performans ve ayarlanabilirlik
sağladığı için kullanılır.
Schottky diyot kullanılarak aktif bant geçiren filtre tasarımı
Filtre performansı tahmin etmek için çeĢitli ölçütler kullanılır. Bunlardan ekleme
kaybı, geri dönüĢ kaybı, merkez frekans, zayıflama, out-of-bant bant geçiren tuning
ret ve büyüklüğü önemlidir. Bu nedenle filtre topolojileri karĢılaĢtırılmasında,
tasarımda ödünleĢim uygulanır. Endüstriyel harmonik seviyeleri kontrolü için aktif
filtreler bir alternatif haline gelmesinden dolayı boyut küçültme mikrodalga
sistemlerinin entegrasyonu için gereklidir. En temel bant geçiren filtre tasarımı,
yüksek ve alçak geçiren fitrelerinin seri bağlanması ile yapılabilir ve birinci
dereceden bir AGF ile YGF ikinci dereceden bir BGF oluĢturur. ġekil 3.21‟de temel
bir bant geçiren filtre Ģekli görünmektedir.
ġekil 3.21. Temel bant geçiren Filtre
Aktif filtre tasarımı ve performans sonuçları
Mikrodalga diyotlarının ortak özelliği, çok yüksek frekanslarda dahi, yani devre
akımının çok hızlı yön değiĢtirmesi durumunda da bir yönde küçük direnç gösterecek
hıza sahip olmasıdır. Yüksek frekanslı devrelerde normal diyotlara göre çok daha
kısa tepki süresine ve gürültü oranına sahip diyotlara “schottky diyot” denir. Normal
57
diyotlar yüksek frekanslarda uçlarına uygulanan gerilimin yön değiĢtirmesi sırasında
belirli bir süre kararsız kalabilirlerken schottky diyotlarda bu durum söz konusu
değildir. Ayrıca baritt diyotlar'da nokta temaslı diyotlar gibi metal ve yarı iletken
kristalinin birleĢtirilmesi ile elde edilmektedir. Ancak bunlar jonksiyon diyot
tipindedir. Değme düzeyi (jonksiyon) direnci çok küçük olduğundan doğru yön
beslemesinde 0.25V 'ta dahi kolaylıkla ve hızla iletim sağlamaktadır. Ters yöne
doğru akan azınlık taĢıyıcıları çok az olduğundan ters yön akımı küçüktür. Bu
nedenle de gürültü seviyeleri düĢük ve verimleri yüksektir.
ġekil 3.22. Filtre eĢdeğer devresi
Önerilen filtre eĢdeğer devresi Ģekil 3.22‟de gösterilmektedir. ġekilde görüldüğü gibi
önerilen bant geçiren filtre J ön uç inverter ve open stub T bağlantı içermektedir.
ġekil 3.23‟teki detaylı, açık bir mikroĢerit hat devre saplama Ģönt kapasitör eĢdeğer
olabilir.
ġekil 3.23. Açık devre stub
Ġletim hattı teorisine göre, bir açık devre iletim hattı giriĢi karakteristik
admittance 1/c cY Z ve propagasyon sabiti 2 / ;
in c
2Y =jY tan( l)
(3.30)
58
burada l stub uzunluğudur. Open stub uzunluğunun kapasitansı eĢitlik 2 ve 3 ten
hesaplandığında ı
in inY Y ;
2tan( )
2
c
fY l
cCf
(3.31)
elde edilir.
EĢdeğer devre parametreleri aĢağıdaki denklemler kullanılarak ifade edilebilir (3.32),
(3.33), (3.34)
0
2
02
2( )
1 1(2 ( )) 1
11( )c
L
ZR w
Z wwS w
(3.32)
2 2
0 02 ( )
c
c
wC
Z w w
(3.33)
2
0
1
4( )L
f C (3.34)
Burada 0f rezonans frekansı ve 0Z mikroĢerit hattın 50 ohm karakteristik
empedansı, w0 açısal rezonans frekansı, wc 3-dB kesim açısal frekansı, S21(ω)
eĢdeğer ağ ileri iletim katsayısı ve S11(ω) eĢdeğer ağ giriĢ yansıma katsayısını
göstermektedir.
BAS83
Giriş Çıkış
Wo
W1
W1
Wo
L1
L2
S1
ġekil 3.24. Hairpin aktif bant geçiren filtre geometrisi
59
Ayarlanabilir filtre geometrisi Ģekil 3.24‟te göstermiĢtir. Bu filtre, 2,4 GHz merkez
frekansı ve 75 MHz bant geniĢliği parametrelerine göre tasarlanmıĢtır. ġekil 3.25‟te
tasarlanmıĢ basit ayarlanabilir bant geçiren filtre temel yapısı gösterilmektedir. Ġki
kutuplu hairpin filtre; rezonatör, özdeĢ bir schottky diyottan oluĢur. Kuplaj boĢluğu
S1=0.2 mm sabit ve W1=1.15 mm dir. BirleĢtiğinde hattının karakteristik empedansı
50 ohm dur. Rezonatörler L1 ve L2 uzunluğu sırasıyla 14,6 ve 4 mm dir.
ġekil 3.25. Tasarlanan devre üzerinde hairpin filtre
AWR simülasyon programı kullanılarak tasarlanan schottky diyotlu aktif bant
geçiren filtremizin geometrik yapısı Ģekilde belirtildiği gibidir. Geometrik yapısı
itibariyle oldukça küçük bir yapıya sahiptir (25.2X25.2mm). Bundan dolayı
sistemlere entegrasyonu kolay olabilmektedir ve boyut küçültme tekniklerine
uymaktadır.
Çizelge 3.11. Aktif bant geçiren filtre parametreleri
Parametreler Değer
ÇalıĢma Frekansı(GHz) 2.46
Alt taban Kalınlığı(mm) 1.6
Alt taban Permittivity 4.6
Kayıp tanjant 0.0035
Yama uzunluğu ve geniĢliği W=25.2, L=25.2
Kapasite ortalama değeri 1.6
60
ġekil 3.26. Schottky diyot kapasitans - voltaj iliĢkisi
Kullanılan schottky diyotun (BAS83) özellikleri; düĢük kapasite, düĢük sızıntı akımı,
düĢük ileri gerilim düĢümü, çok düĢük anahtarlama zamanı Ģeklinde özetlenebilir.
Sistemimizde üzerinde yapılan ölçümlerin amacı schottky diyotun aktif filtre
üzerindeki etkisinin incelenmesi, değiĢen gerilim değerlerine gösterdiği tepkinin
incelenmesidir ve uygun gerilim değerlerinin bulunmasıdır. Uygulamanın bu
aĢamaya gelene kadar ki bölümünde; sistem çalıĢtırıldığında schottky diyota farklı
gerilimler uygulanmaktadır. Schottky diyot gerilim kontrollü kapasitördür ve
biliyoruz ki dielektrik geniĢliği artarsa kapasitörde kapasitans azalır ve dilelektrik
geniĢliği azalırsa kapasitorde kapasitans değeri artar. Biz bu etkiyi schottky diyotta
bir avantaj olarak kullanabiliriz. Ters kutuplamanın artması schottky depletion
bölgesinin kalınlığını artırır ve bu bölge dielektriğe benzetilirse diyot kapasitansı
azalır. Genelde voltaj kontrollü osilator de kullanılır.
ġekil 3.27. Ölçüm ve benzetim sonuçlarının karĢılaĢtırılması
ġekil 3.27‟de 0V ve 4V gerilim değerleri için gerçeklenen filtrenin ölçüm
sonuçlarıyla benzetim sonuçları karĢılaĢtırılmaktadır.
61
0V
1V
2V
3V
2.46GHz
-43.90dB
2.47GHz
-45.36dB
2.49GHz
-49.62dB2.50GHz
-56.31dB
ġekil 3.28. 0V-3V arası gerilim değerleri için geri dönüĢ kayıpları
Return Loss
( 4V )
Insertion Loss
( 4V )
S21
2.52 GHz
-12.20dB
S11
2.52 GHz
-55.54dB
ġekil 3.29. 4V Besleme gerilimi için geridönüĢ kaybı ve ekleme kaybı (S11-S21)
ġekil 3.28 de aktif filtrenin 0V-3V besleme gerilim değerleri için S11 ölçüm
sonuçları karĢılaĢtırılmıĢ ve değiĢen gerilim değerleriyle filtrenin resonans
frekansının değiĢtirği gözlenmiĢtir.
-11.2dB
-8.42dB
S11 S21
ġekil 3.30. 5V-6V besleme gerilimi için filtre geridönüĢ kaybı ve ekleme kaybı (S11-
S21)
ġekil 3.30‟da aktif filtrenin 5V-6V besleme gerilim değerleri için S11 ve S21 ölçüm
değerleri gösterilmiĢtir. 6V DC bias gerilimi altında 2,568 GHz de -11.36.31 dB‟lik
bir ekleme kaybı ve -48.36dB geri dönüĢ kaybına sahiptir.
62
Çizelge 3.12. Filtre ölçüm sonuçlarının karĢılaĢtırılması
Parametre
Tasarlanan
filtre
geometrisi
Ref. [Genc ve Baktu,
2000]
Ref. [Kim ve Choi,
2004]
Resonans
Frekansı(GHz)
2.40 to 2.70 2.11 to 2.34 0.430 to 1.105
DüĢük ekleme
Kaybı (dB)
<< -12.20 2.11 GHz @ 11.65 dB
2.34 GHz @1.98 dB
<<4.42 dB.
Geri dönüĢ kaybı -43.90dB --- ---
Kullanılan diyot BAS83 Infenion BB833 KDV241Es
Gerilim (V) 0 - 6 V 0 - 25 V 0 - 6 V
Yüzey: göreli
geçirgenlik/kalınlığı
4.6/1.6 3.38/ 1.524 4.4/0.8
Sonuç olarak tasarlanan aktif bant geçiren filtrenin 2.4GHz ISM bandı
uygulamalarında verimli bir Ģekilde çalıĢacağı yapılan ölçümlerle desteklenmektedir.
Schottky diyot kullanılarak aktif band geçiren filtre performans
değerlendirmesi
2,40–2.70 GHz (WLAN) frekanslarında çalıĢan, düĢük gürültülü bir schottky diyotlu
aktif band geçiren filtrenin analizi ve tasarımı yapılmıĢtır. Tasarlanan aktif filtreye
maksimum 6V besleme gerilimi uygulanmıĢtır. 2.46 GHz frekans bandında S11:-
43dB elde edilmiĢtir. Simülasyon ve ölçüm sonuçları, tasarlanan düĢük gürültü
yükseltecinin 2.4GHz ISM bandı standartlarıyla uyumlu alıcı-verici sistemlerinde
etkili olarak kullanılabileceğini göstermektedir. Bunu da çalıĢma frekansı, geri dönüĢ
kaybı ve ekleme kaybı gibi ilgili parametreleri iyileĢtirerek sağlamaktadır. Önerilen
filtre mikroĢerit hat ve bu iki yapı arasına yerleĢtirilen metalik yüklemeden (schottky
diyot) meydana gelmektedir. Diyotun kapasitif değer değiĢimlerine bağlı olarak,
filtrenin bant geçirme karakteristiği 2.4–2.70 GHz aralığında değiĢtirilebilmektedir.
Filtrenin adaptif yapısı ile farklı sistemlere kolaylıkla uyumlu çalıĢabilmektedir.
63
Ayrıca filtre geometrisi üzerinde yapılan değiĢikliklerle pratik uygulamada, farklı
schottky diyot seçimine göre istenilen frekans bandında bant geçiren filtre
karakteristiği elde edilebilir. Tasarlanan aktif filtrenin RF ön uç modüllerde
kullanılarak bilimsel araĢtırmalarda ve ticari ürün uygulamalarda kullanılmak üzere
değiĢik uygulamalarda kullanılabilecektir.
ANFIS kullanılarak 280MHz bant geçiren aktif filtre tasarımı ve analizi
ANFIS adaptif bulanık sinir ağlarını yapısında uygulanmıĢ bir FIS uygulamasıdır. Bu
uygulama bir takım giriĢ ve çıkıĢ verisi arasında karmaĢık ve lineer olmayan bir iliĢki
belirlenmesinde çok etkili bir yaklaĢımdır. ANFIS kesin FIS bilgisi ile ANN
öğrenme gücünün birleĢtirilmiĢ Ģeklidir. Doğru, hızlı ve güvenilir ANFIS modelleri
ölçüm/benzetim sistem verilerinden geliĢtirilebilir. ANFIS modeli bir kere
geliĢtirildiğinde karmaĢık nümerik iĢlemlerin yerine kullanılabilmesi sistem
tasarımını hızlandırır. ANFIS ölçüm verilerindeki içsel gürültülere ve sistem
düzensizliklerine daha az duyarlıdır( Lee, J. R., Chun,2005).
Anfis mimarisi
Günümüzde geleneksel yöntemlere alternatif olarak problemlerin çözümünde, yapay
sinir ağı tabanlı akıllı sistemler kullanılmaktadır. ANFIS yapısı, Sugeno tipi bulanık
sistemlerin, sinirsel öğrenme kabiliyetine sahip bir ağ yapısı olarak temsilinden
ibarettir. Bu ağ, her biri belli bir fonksiyonu gerçekleĢtirmek üzere, katmanlar
halinde yerleĢtirilmiĢ düğümlerin birleĢiminden oluĢmuĢtur. ANFIS‟in, yapısında
hem yapay sinir ağları hem de bulanık mantık kullanılır. Yapı bakımından ANFIS,
bulanık çıkarım sistemindeki eğer-ise kuralları ve giriĢ çıkıĢ bilgi çiftlerinden oluĢur(
Özçalık, H. R.,v.d, 2003). ANFIS, ele alınan problem için oluĢturulan yapıya göre
olası tüm kuralları atayabilmekte veya kuralların veriler yardımıyla uzman tarafından
atanmasına izin vermektedir. ANFIS‟in kural oluĢturabilmesi veya kural
oluĢturulmasına imkân sağlaması uzman görüĢlerinden faydalanması anlamına
gelmektedir. Bu nedenle birçok tahmin probleminde yapay sinir ağlarına uzman
görüĢlerinden faydalanma imkânı tanıdığı için ortalama hata kareler ölçütlerine göre
64
daha iyi sonuçlar elde edilmesini mümkün kılmaktadır. Bu nedenle birçok tahmin
probleminde yapay sinir ağlarına uzman görüĢlerinden faydalanma imkânı tanıdığı
için ortalama hata kareler ölçütlerine göre daha iyi sonuçlar elde edilmesini mümkün
kılmaktadır. ANFIS„in öğrenme algoritması, en küçük kareler yöntemi ile geri
yayılmalı öğrenme algoritmasının bir arada kullanılmasından oluĢan melez öğrenme
algoritmasıdır.
ġekil 3.31. Adaptif ağ tabanlı bulanık mantık çıkarım sistemi
ANFIS altı katmandan oluĢmaktadır. Bu sistem Ģekil 3.31‟de gösterilmiĢtir. ANFIS
yapısındaki her katmana ait düğüm iĢlevleri ve katmanların isleyiĢi sırasıyla Ģöyledir
(E. Bokshtein, D. Shmaltz,2000).
1.Katman:
GiriĢ katmanı olarak adlandırılmaktadır. Bu katmandaki her düğümden alınan giriĢ
sinyalleri diğer katmanlara aktarılır.
2.Katman:
BulanıklaĢtırma katmanı olarak adlandırılır. GiriĢ değerlerini bulanık kümelere
ayırmada Jang‟ın ANFIS modeli, üyelik fonksiyonu sekli olarak genelleĢtirilmiĢ Bell
aktivasyon fonksiyonunu kullanmaktadır. Burada, her bir düğümün çıkısı, giriĢ
değerlerine ve kullanılan üyelik fonksiyonuna bağlı olan üyelik derecelerinden
oluĢmaktadır ve 2.katmandan elde edilen üyelik dereceleri ( )jA x ve ( )
jB y Ģeklinde
gösterilir.
65
3.Katman:
Kural katmanıdır. Bu katmandaki her bir düğüm, Sugeno bulanık mantık çıkarım
sistemine göre oluĢturulan kuralları ve sayısını ifade etmektedir. Her bir kural
düğümünün çıkısı i , 2. katmandan gelen üyelik derecelerinin çarpımı olmaktadır.
i değerlerinin elde ediliĢi ise, (j=1,2) ve (i=1,….,n) olmak üzere,
3 ( ) ( )j ji i A B iy x y (3.35)
ġeklindedir. Burada, 3
iy , 3. katmanın çıkıĢ değerlerini; n ise, bu katmandaki düğüm
sayısını ifade etmektedir.
4.Katman:
Normalizasyon katmanıdır. Bu katmandaki her bir düğüm, kural katmanından gelen
tüm düğümleri giriĢ değeri olarak kabul etmekte ve her bir kuralın normalleĢtirilmiĢ
ateĢleme seviyesini hesaplamaktadır.
NormalleĢtirilmiĢ ateĢleme seviyesi i ‟nin hesaplanması ise,
4
1
ii in
i
i
y Ni
, (i=1,n) (3.36)
formülüne göre gerçekleĢtirilir.
5.Katman:
Arındırma katmanıdır. Arındırma katmanındaki her bir düğümde verilen bir kuralın
ağırlıklandırılmıĢ sonuç değerleri hesaplanmaktadır. 5 katmandaki i.düğümün çıkıĢ
değeri ise,
5
1 2[ ]i i i i iy p x q x r , (i=1,n) (3.37)
Ģeklinde olmaktadır. Buradaki (pi, qi, ri) değiĢkenleri, i. kuralın sonuç parametreleri
kümesidir.
66
6.Katman:
Toplam katmanıdır. Bu katmanda sadece bir düğüm vardır ve Σ ile etiketlenmiĢtir.
Burada, 5.katmandaki her bir düğümün çıkıĢ değeri toplanarak sonuçta, ANFIS
sisteminin gerçek değeri elde edilir. Sistemin çıkıĢ değeri olan y‟nin hesaplanması
ise,
1 2
1
[ ]n
i i i i
i
y p x q x r
(3.38)
denklemine göre olmaktadır (Jang, J.S.R., Sun, C.T. 1997).
280MHz bant geçiren aktif filtre tasarım parametreleri
ġekil 3.32‟de en temel bant geçiren filtre tasarımı, alçak ve yüksek geçiren filtreler,
birbirine paralel iki üst üste birleĢtiğinde bant geçiren filtre oluĢturur. Alçak geçiren
filtre ile birinci derece ve ikinci derece yüksek geçiren filtre ile seri olarak
bağlanabilir.
InputLin L12 Lout
Lr1 Lr2
Cr1
Cr2
Output
ġekil 3.32. L kuplajlı band geçiren filtre
Lp
Cp
Cj (V)
Rs (V)
(a) (b)
ġekil 3.33. Varaktor diyodun (a) Gerilim fonksiyonu (b) EĢdeğer devre
ġekil 3.33‟te, varaktor diyot (ters önyargı) kombine eĢdeğer devresi gösterilmektedir.
AĢağıdaki özelliklere sahip bir varaktor;
67
0
1
tanhv o
V VC C
V
(3.39)
Bağlantı kapasitansı olarak ifade edilebilir;
(1 )j jo
bi
VC C
V
(3.40)
burada Cj0 sıfır önyargı geriliminde kapasitans, Vbi yerleĢik potansiyeldir, ve g pn
eklemi doping profiline göre bir parametre. Yukarıdaki Ģekilde Cj(V) diyot kalıbın
değiĢken kavĢak kapasitans ve RS(V) diyot kalıbının değiĢken direncidir. CP bir paket
içinde kalıp kurulumundan doğan sabit parazitik kapasitesini sabitler. Parazitik
kapasitesine katkıda bulunan etkenler paket malzemesi, geometrisi ve yapıĢtırma teli
veya Ģeritleridir. Bu faktörlere Lp parazitik endüktans katkıda bulunur.
(a) (b)
ġekil 3.34. (a)(b) 280 MHz aktif bant geçiren filtre
Rezonans frekansı 280 MHz çevresinde bulunan ayarlanabilir filtre blok modülü
tasarlanmıĢtır. Temel ayarlanabilir blok yapılar Ģekil 3.34'te gösterilmiĢtir. Varaktor
diyot gerilim kontrollü kapasitördür ve biliyoruz ki dielektrik artarsa kapasitörde
kapasitans azalır ve dilelektrik geniĢliği azalırsa kapasitörde kapasitans değeri artar.
Biz bu etkiyi varaktor diyotta bir avantaj olarak kullanabiliriz. Bu çalıĢmada varaktor
diyot olarak BB721 kullanılmıĢtır. Ters kutuplamanın artması varaktorde depletion
bölgesinin kalınlığını artırır ve bu bölge dielektriğe benzetilirse diyot kapasitansı
azalır. Genelde gerilim kontrolü osilator de kullanılır. Varaktor diyotun bu özellikleri
kullanılarak Ģekil 3.36‟da gösterildiği gibi varaktor diyota farklı gerilim değerleri
68
uygulandığında 280 MHz frekansında çalıĢan, aktif bant geçiren filtre analizi ve
tasarımı yapılmıĢtır. Ayrıca çalıĢmada lumped elemanlar kullanılarak düĢük kayıplı
bir ortam oluĢturulmuĢtur. Sistemdeki varaktör diyotların kapasite değerleri gerilimle
kontrol edilerek filtremizin farklı frekans bantlarında da verimli bir Ģekilde çalıĢtığı
gözlenmiĢtir.
ANFIS ile optimize edilmiĢ bant geçiren filtre tasarımı
Bu kısımda özellikle 280MHz bant geçiren filtrenden daha iyi performans elde
edebilmek için ANFIS ile varaktor diyotun ideal değeri belirlenmeye çalıĢılmıĢtır.
Varaktor diyot olarak BB721 kullanılmıĢtır. Bu diyotla 1 pF dan 30 pF a kadar
değiĢen bir aralık kullanılabilmektedir. Neuro-Fuzzy optimizasyon mühendislik
uygulamalarında sıklıkla kullanılmaktadır. Bu çalıĢmada MATLAB-ANFIS
(Adaptive Neuro-FuzzyInference System) toolbox kullanılmıĢtır. 3 giriĢli, 1 çıkıĢlı
sistem için sub clustering, gaussian MF seçenekleri ile ağ eğitilmiĢ ve 410 hataya
eriĢilmiĢtir. Birinci giriĢ değiĢkeni olarak varaktor diyotun kapasite değeri ikinci
değiĢken olarak filtrenin rezonans frekansı ve son değiĢken olarak geri dönüĢ kaybı
kullanılmıĢtır. ÇıkıĢ değiĢkeni olarak ekleme kaybı (S21) ve geri dönüĢ kaybı (S11)
parametresi seçilmiĢtir. Amaç giriĢ değiĢkenlerinin çıkıĢ değiĢkeni ile ve birbirleri
arasındaki etkileĢimi gözlemek ve istenen performans değerleri için seçilebilecek
uygun parametreleri belirlemektir. Önce önemli devre parametreleri için benzetimi
yapılarak benzetim değerleri 41 farklı varaktor değeri için elde edilmiĢ ve elde edilen
veriler EXCEL tablosuna iĢlenmiĢtir. Çizelge 3.13‟te ANFIS modelinde kullan excel
tablosunun bir kısmı bulunmaktadır. Bu verilerin MATLAB ortamına eklenmesi ile
de ağ eğitilmiĢtir. ANFIS giriĢ çıkıĢ parametreleri arasındaki iliĢki Ģekil 3.35‟te
gösterilmiĢtir.
Rezonans
Frekansı
Vvarikap
Return Loss
Insertion Loss
ġekil 3.35. ANFIS giriĢ çıkıĢ parametreleri
69
Çizelge 3.13. ANFIS modeli için girilen örnek değerler
Varaktor
(pF)
Rezonans
frekansı (MHz)
Ekleme Kaybı
(S21)(dB)
Geri DönüĢ Kaybı
(S11)(dB)
16 310 -5.191 -14.82
16.2 310 -5.129 -17.22
17 300 -5.797 -9.137
17.40 300 -5.346 -15.65
18.6 290 -5.129 -25.86
20 280 -5.61 -71.27
20.20 280 -5.844 -12.92
21.80 270 -5.826 -30.01
23.80 260 -64.35 -8.461
Çizelge 3.13‟de baskı devresinde gösterilen varaktor diyotların kapasite değerleri
değiĢtirilerek rezonans frekansı, geri dönüĢ kaybı, ekleme kayıpları incelenmiĢtir.
Ölçüm sonuçları Ģekil 3.36‟da ekleme kayıplarının varaktor diyotun farklı gerilim
değerlerindeki değiĢimi gösterilmektedir.
(a)
286 MHz
Vvar=0.5V
S21= -42.49dB
S11= -61.64dB
(b)
ġekil 3.36. Farklı gerilim değerleri için (a) S21 (b)S11-S21 ölçüm sonuçları
ġekil 3.36‟da ise varaktor diyotun 0.5V besleme gerilim altındaki geri dönüĢ kaybı
ve ekleme kaybı gösterilmektedir. Yapılan ölçümler ile filtremizin çalıĢma frekansı
ve S parametreleri değerlerinde baĢlangıçtaki hedeflere ulaĢılmıĢtır. Beklenildiği gibi
70
etkileĢimler non-lineer olup bazı aralık değerlerinde çok, bazı aralık değerlerinde az
olmaktadır. Lineer olmayan etkileĢim fonksiyonları Ģekil 3.37‟de verilmiĢtir.
(a) (b)
(c) (d)
ġekil 3.37. ANFIS modelleme sonuçları
Elde edilen sonuçlardan; tasarım ölçütleri için Ģekil 3.37(a) da geri dönüĢ kaybının
optimum değerinin elde edilebilmesi için S21 değerinin -5.5dB ve altında olması
gerektiği görülmektedir. Bununla birlikte Ģekil 3.37(b) de ise ekleme kaybı değerinin
minimum değeri elde edebilmesi için varikabın kondansatör değerinin 21pF a kadar
arttılabileceği görülmektedir. Ekleme kaybı değerinin minimum değeri elde
edebilmesi için Ģekil 3.37(c) de rezonans frekansının 280-285MHz arasında
minimum değeri ve bu frekanslarda veriminin yüksek olduğu gözlenmiĢtir.Son
olarak Ģekil 3.37(d)‟de ekleme kaybı değeri ile geri dönüĢ kaybı arasında non-lineer
bir değiĢme olduğu ve minimum S11 değeri için S21 değerinin -5.4dB ile 5.8dB
arasındaki değerlerde verimli olacağı gözlenmiĢtir.
ANFIS kullanılarak 280MHz band geçiren aktif filtre performans
sonuçları
ANFIS 280MHz frekans bandında çalıĢan, ISM bandı kablosuz haberleĢme alıcı
verici sistemlerinin alt bloklarından biri olan, bant geçiren filtrenin (BPF) tasarımı ve
benzetimi yapılmıĢtır. Burada varaktor (BB721) diyot kullanılarak tasarlanan aktif
71
bant geçiren filtre devresinde, 5V „a kadar varaktor diyota gerilim uygulanmıĢtır.
Geri dönüĢ kaybı ve ekleme kabı değerleri için baĢlangıçtaki hedeflere ulaĢılmıĢtır.
Benzetim ve ölçüm sonuçları, tasarlanan aktif filtrenin 802.11b standardı ile uyumlu
alıcı-verici sistemlerinde etkili olarak kullanılabileceğini göstermiĢtir. 280MHz
frekans bandı için düĢük geri dönüĢ kaybına sahip(-61.64dB) olduğu ve farklı
varaktor besleme gerilim değerleri için aktif filtrenin baĢka rezonans frekanslarında
da verimli bir Ģekilde çalıĢabileceği gözlenmiĢtir. Sonuçta ANFIS kullanılarak
yapılan tasarımda performans artmıĢtır. Elde edilen sonuçlar bize kontrollü sistemde
boyutları uygun seçilmiĢ bir aktif bant geçiren filtrenin etkili bir Ģekilde
kullanılabileceğini göstermektedir. Bunu da geri dönüĢ kaybı, ekleme kaybı gibi
ilgili parametreleri iyileĢtirilerek sağlanmaktadır.
Çizelge 3.14. Filtre performans sonuçları ve karĢılaĢtırma
I.Tasarım II. Tasarım III. Tasarım
Resonans Frekansı (fr) 2.42GHz 2.40-2.70GHz 280MHz
S11(dB) -63.82 -43.90 -61.64
S21(dB) -14.22 <<-12.20 ---
Boyut 32.5x25.2mm2 25.2x25.2 mm
2 ---
Kullanılan Eleman R-C BAS83 BB721
Vcc --- 0-6V 0-6V
Bu tez kapsamında tasarlanan filtrelerin genel özellikleri çizelge 3.14‟de
özetlenmiĢtir. Mikrodalga devre tasarımı esnasında II. tasarım olan aktif hairpin
filtrenin düĢük boyutlu olması, ekleme kaybının daha düĢük olması ve uygulanan
gerilim ile filtre performansının değiĢtirilmesi gibi avantajları nedeniyle tasarlanan
devre için uygun bulunmuĢtur. Ayrıca II. tasarımın yapılan ölçümlerinde diyodun
kapasitif değer değiĢimlerine bağlı olarak, filtrenin bant geçirme karakteristiği 2.4–
2.70 GHz aralığında değiĢtirilebilmektedir. Tasarlanan filtre 15% bant geniĢliğine
sahiptir ve ekleme kaybı rezonans frekansında -0.80 dB ile en düĢük seviyesindedir.
Bununla birlikte koĢulsuz, kararlılık, ucuz maliyet de bunlara eklenebilir.
72
3.3.1.2. Tasarlanan sistemdeki mikrodalga yükselteçleri
RF alanında genel olarak iki yükselteç türü vardır. Bunlar küçük sinyal yükselteçleri
ve büyük sinyal yükselteçleri olarak ikiye ayrılırlar. Küçük sinyal yükselteçleri
genelde alıcılarda giriĢ yükselticisi olarak kullanılmaktadır. Bu yükselticilerin
yükselttiği sinyaller gerçekten düĢüktür. Bu tür yükselteçler LNA (Low Noise
Amplifier) olarak bilinirler. Ġdeal olarak bir LNA aĢırı bozulmaya neden olmadan,
yüksek seviyedeki sinyalleri alabilirken, RF ön uç mikserleri ve diğer bileĢenler
tarafından kullanılabilen düĢük seviye sinyallerini dönüĢtürmek için yeterli kazanç
sağlayabilir. Büyük sinyal yükselteçleri, sadece genliği büyük olan sinyalleri
yükseltmek için kullanılırlar. Bu yükselteçler bildiğimiz çıkıĢ katlarıdır, yani güç
yükselticisi olarak bildiğimiz katlardır. Bu iki tür yükselteç arasında önemli bir fark
vardır. Yükselteci tasarlarken küçük sinyal yükselteci için veri sayfasında
bulanabilecek S-parametreleri kullanabilir. Yüksek sinyal yükselteçleri için bu
geçerli değildir. Burada sadece küçük sinyal yükselteçlerine bakıp IP2/IP3
parametreleri belirlenebilir (Yunseong, 2004).
RF yükselteç tasarım parametreleri
RF alıcı verici sistemlerinde önemli bir yere sahip olan düĢük gürültü yükselteçleri,
alıcıdaki ilk kazanç katıdır. DüĢük gürültü yükselteçlerinin aldığı sinyal çok zayıftır,
mikrovoltlar mertebesindedir. Kazançları genellikle orta derecelidir (10-20 dB) ve
gürültü Ģekilleri imkân dâhilinde olabildiğince düĢük olmalıdır (<3 dB). DüĢük
gürültü yükselteçlerinde doğrusallık ise önemli bir sorundur (Mona vd., 2001). Bir
yükseltecin ideal veya bir elemanın tamamen gürültüsüz olduğu durumda, gürültü
Ģekli 0 dB değerine eĢit olur. Uygulamada ise, yükselteçlerin veya bileĢenlerin
gürültü Ģekli daima pozitif bir değer alır (Mona vd., 2001). RF ve mikrodalga iletiĢim
sistemlerinde, galyum arsenide (GaAS) iĢlem teknolojisi ile üretilen düĢük gürültü
yükselteçleri, gürültü Ģekli ve kazanç bakımından, en iyi performansı sağlamıĢtır.
Fakat silikon germanyum (SiGe) heterojonksiyon tek kutuplu transistörü (HBT)
sürekli geliĢen performans ile, 10 GHz seviyesindeki frekanslarda, düĢük gürültü
73
yükselteçlerinde, benzer veya daha iyi gürültü Ģekli ve kazanç performansı
sağlamaktadır (Bowick, 2008).
Bir süper heterodin alıcı gürültüsünün aksine, dinamik aralığın diğer sonu, bozulma
veya sayısal bir alıcı ise, BER‟ in kötüleĢmesi olmaksızın, alıcının alabileceği en
büyük sinyaldir. Çok yüksek sinyal seviyeleri, özellikle mikserler ve LNA‟lar olmak
üzere alıcının bileĢenlerinde doğrusal olmayan davranıĢ baĢlatabilir. Bu doğrusal
olmayan etkiler, AM - PM dönüĢtürme gibi, kazanç sıkıĢtırma, intermodülasyon
bozulması ve çapraz modülasyon olarak belirlenmiĢtir (Bowick, 2008).
Büyük sinyal seviyelerinde harmonik ve intermodülasyon bozulma, bir alıcının
alabileceği en büyük sinyalleri sınırlayan, sıkıĢtırma ve giriĢime sebep olur. Bir
alıcının dinamik aralığı, MDS ile maksimum sinyal seviyesindeki farka karĢılık gelir
(Bowick, 2008).
ĠĢaret gürültü oranı
Elektronik sistemlerin performansı, iĢaret gürültü oranına bakılarak değerlendirilir.
Tasarımcı mümkün olduğunca yüksek iĢaret gürültü oranı değerine sahip sistemler
ortaya koymalıdır. Örneğin; bir yükseltecin çıkıĢından en düĢük seviyeli iĢaret,
gürültü seviyesinin üstünde yer almalıdır. Genelde radyo iletiĢiminde ve
haberleĢmede etkin olduğu düĢünülmesine karĢın, bu kavram iĢaret seviyesinin çok
küçük ve kazancın çok yüksek olduğu yükselteçlerde de kullanılır (Mona vd., 2001).
Gürültü faktörü
Devre elemanları için gürültü faktörü kavramı, gerçek bir direncin oda sıcaklığı
koĢulunda ürettiği gürültünün, ideal bir direncin ürettiği ısıl gürültüye oranıdır. Bir
sistemde ise, gürültü faktörü çıkıĢtaki gürültü gücünün (Pout), giriĢindeki gürültü
gücüne (Pin) olan oranıdır. Ayrıca bu kavram, giriĢ ve çıkıĢtaki iĢaret gürültü
oranlarını kullanarak da ifade edilebilir (Mona vd., 2001).
74
in
out
SNRF= 1
SNR
N
ref
T
T (3.41)
Gürültü faktörü eĢitliği LNA nın giriĢ sinyal gürültü oranının, çıkıĢ sinyal gürültü
oranına bölünmesiyle de ifade edilebilir (EĢitlik 3.41). LNA‟nın gürültü faktörü
ölçülürken SNR‟nin küçültülmesi istenir. Ayrıca herhangi bir yükseltece giren
gürültü iĢareti eğer yükselteç sınırlamalarına dâhil bir karakteristiğe sahipse, geçerli
bir giriĢ iĢareti olarak alınır ve kaskat yükselteçlerde en son kat orijinal gürültü
iĢaretinin kendinden önceki katlarda yükseltilen gürültü iĢaretinden oluĢmuĢ bir giriĢ
iĢareti ile beslenir. Toplam gürültü faktörü bu durumda
32 41
1 1 2 1 2 3
11 1...tot
FF FF F
G G G G G G
(3.42)
Burada;
Gn = n. katın kazancı
Fn = n. katın gürültü faktörüdür.
Ġlk katta (G1) daha çok kazanç sağlayarak, Ftot değeri, F1 değerine asimptotik olarak
yaklaĢtırabilir. Bu nedenle, bir alıcıda ilk kat, daha çok kazanca ve düĢük bir gürültü
Ģekline sahip olmalıdır (Mona vd., 2001).
Gürültü Ģekli
Bir yükseltecin kalitesini veya ideal sapmasını belirten bir ölçüttür. Bu nedenle bir
kalite faktörü olarak tanımlanabilir ve gürültü faktörünün dB cinsinden ifadesidir
(Mona vd., 2001).
10NF=10log F (dB) (3.43)
IP2 / IP3
Yüksek frekans yükselteçleri genelde bir veya birden fazla transistor basamağından
oluĢur. Bu transistörler belirli noktaya kadar doğrusal olarak çalıĢırlar. Doğrusal
75
olarak çalıĢtığı alan baz akımı ve kollektör/emiter voltajına bağlıdır. Baz akımı
yükselteçlerde çok büyük rol oynamaktadır, çünkü bu akım yükselteçlerin gürültü
oranını etkiler. Transistörlerin doğrusal olmadığını ve yükseltecin giriĢinde yüksek
genlikli sinyallerin olduğunu kabul edelim. Bu durumda yükselteçteki transistörler,
giriĢteki sinyallerin Ģekillerini bozacaktır ve baĢka sinyaller üretecektir. Bu olaya
IMD (Inter Modulation Distortion) adı verilir. IMD olayını belirleyebilmek için IP2
(Intercept Point) ve IP3 parametrelerini ölçmemiz gereklidir (Mona vd., 2001).
ġekil 3.38. IP3, CP1dB parametrelerinin grafiksel gösterimi (Mona vd., 2001)
ġekil 3.384‟de IP3 noktasının gösterimi verilmektedir, IP2 ise bu gösterime benzerdir.
GiriĢ sinyali yükseldikçe yükseltecin içinde oluĢan harmonik sinyaller de (2. ve 3.
mertebeli) yükselir. GiriĢ 1 dB ile yükselirse 3. mertebeli harmonik 3dB ile
yükselmektedir. Belirli bir noktada giriĢ sinyali ve harmonik sinyal birbirine eĢit
olacaktır. Bu noktaya IP3 noktası adı verilmektedir. Bu durumda giriĢ sinyali
yükseltecinin içinde oluĢan harmonik sinyal tarafından bastırılacaktır. Bu noktaya
ulaĢmadan önce çıkıĢ sinyali giriĢ sinyalini takip etmeyi bırakıp değer kaybedecektir.
ġekil 3.14‟ de bu değer kaybı görülmektedir. ÇıkıĢtaki değer kaybı 1 dB‟ ye ulaĢtığı
noktaya CP 1dB (1dB Compression Point) noktası denilmektedir. IP2 ve IP3
değerleri, yükseltecin yüksek genlikli sinyallerle baĢa çıkıp çıkamadığını
göstermektedir. Bir alıcının giriĢ katında bulunan yükselteç için bu değerler çok
önemlidir. Kısa dalgada bazen sinyaller çok yüksek olabilmektedir. Böyle bir
durumda giriĢ yükselteci boğulup ve sinyal Ģeklini bozup harmonikler oluĢturursa, o
zaman yükseltecin ne kadar kaliteli olduğu anlaĢılabilmektedir (Mona vd., 2001).
76
Doğrusallık
Bir yükseltecin doğrusallığı, ölçülen eğrinin ideal eğriden ne kadar saptığıyla
bağlantılı bir ifade ile tanımlanır. Doğrusallık çoğunlukla doğrusal olmayan karakteri
belirten bir yüzde ile tanımlanır (Mona vd., 2001).
Kararlılık
Bir yükselteç devresinin en önemli özelliklerinden birisi de bu yükseltecin tüm
çalıĢma bandı boyunca koĢulsuz kararlı çalıĢmasıdır. Bu Ģart sağlanmazsa, yükselteç
kararlı olmadığı frekanslarda osilasyona girerek bozucu harmonikler üretir. Eğer yük
veya kaynak empedansının reel kısmı negatif değere sahipse, bu durumda Γin veya
Γout 1`den büyük değerde olur. Bu da osilasyonun olabileceği anlamına gelir. Yani
kararlılık aslında giriĢ ve çıkıĢtaki yansıma katsayılarına bağlıdır. Bunların
değerlerine göre kararlılık 2`ye ayrılabilir:
KoĢulsuz kararlılık – tüm kaynak ve yük empedansları için yansıma katsayısı Γin<1
ve Γout<1 olursa, bu, koĢulsuz kararlılıktır.
KoĢullu kararlılık – sadece belirli frekans değerlerinde yansıma katsayısı için Γin<1
ve Γout<1 Ģartı sağlanırsa, bu, koĢullu kararlılık olarak isimlendirilir. Bir yükseltecin
kararlı olması için Γin ve Γout aĢağıdakı Ģartları sağlamalıdır:
12 21 111 1
22
S SLS
in SL
(3.44)
12 21 122 1
11
S SsS
out Ss
(3.45)
Ayrıca aĢağıda verilen 1. veya 2. koĢul sağlanıyor ise yükselteç kararlıdır. Büyük μ
değerleri, kararlılığı arttırır (Mona vd., 2001).
77
KoĢul 1.
2 2 2
11 22
12 21
11
2
S SK
S S
1 ise (3.46)
KoĢul 2.
2
11
22 11 12 21
11
*
S
S S S S
(3.47)
Performans
RF devre güç/performans dönüĢümü ve RF ön uç minimum güç tüketimi, sırasıyla
aĢağıda verilen denklemler ile hesaplanabilir (Mona vd., 2001);
3DCP K G BW IP (3.48)
13/ 23
121
min
1
( ( 1)
3 (( ))
n
i i
itot n tot
tot
K F
P IP K GF F
(3.49)
Burada,
IP3tot : Toplam 3. dereceden kesiĢme noktasını,
Kn,i : n. ve i. katın kararlılığını,
Gtot : Toplam kazancı,
Ftot : Toplam gürültü Ģeklini,
Fi : i. katın gürültü Ģeklini
BW : Bant geniĢliğini belirtmektedir.
Tek katlı düĢük gürültülü yükselteç tasarımı ve ölçümü
RF alıcı-verici sistemlerinde önemli bir yere sahip olan düĢük gürültü yükselteçleri,
alıcıdaki ilk kazanç katıdır. DüĢük gürültü yükselteçlerinin aldığı sinyal çok zayıftır,
mikro voltlar seviyesindedir. Kazançları genellikle orta derecelidir (10-20 dB) ve
gürültü Ģekilleri imkân dâhilinde olabildiğince düĢük olmalıdır (<3 dB) (Yunseong
ve Kwangdu, 2004).
78
DüĢük güçlü yükseltecin doğrusallığı diğer ilgilenilen bazı iç hesaplara bağlıdır.
Özellikle zayıf giriĢ sinyali ile güçlü giriĢim sinyali olduğu durumlarda doğrusal
çalıĢma çok önemlidir. Kararlılık(k) faktörü, sadece çalıĢılan frekans aralığı için
değil, potansiyel kararsızlığı, frekansın bir fonksiyonu Ģeklinde belirleyebilmek için,
bant dıĢı frekanslar için de hesaplanmalıdır. Kararlı topoloji elde edildikten sonra,
düĢük gürültü operasyonu için uyumlandırma yapılmalı veya giriĢte ve çıkıĢta anlık
eĢlenik uyumlandırma uygulanmalıdır. Yükselteç kararlılığı, RF ve mikrodalga
yükselteç tasarımında kilit rol oynar. Bu nedenle, bir yükselteç tasarlanırken, tüm
kaskat yapının kararlılık analizinde, k-faktörü 1 değerinden büyük olsa dahi, her bir
yükselteç katının kendi içerisinde istikrarlı olduğundan emin olunması gerekir. Çok
katlı yükselteç tasarımında, düĢük gürültü katı ilk olmalı ve en yüksek kesiĢme
(intercept) katı son kat olmalıdır (Vizmuller, 1995). Yükselteçlerde kullanılan
mikroĢeritli devreler, tasarımda gürültü Ģeklini arttırırken kazancı da azaltırlar. Bazı
aktif devreler de lump elemanlar, mikroĢerit elemanlara göre tercih edilirler. NIC
(negatif empedans dönüĢtürücü) gibi devreler uyumlandırma devrelerinde aktif
eleman olarak kullanılabilir. Transistör‟de görülen giriĢ çıkıĢ yansıma
katsayılarıin ,
out
11
in 11 21 L 22 21S S S S
(3.50)
1
1
out 22 21 S 11 12S S S S
(3.51)
Besleme hatları için, sistem L , S için sayısal optimizasyona ihtiyaç duyar. Tek
katlı sistemde algılayıcı kazancı basit formülle Ģu Ģekilde verilebilir.
2
2 L
T 21 2 2
S 22 L
1G S .
1 1 S
(3.52)
Optimum gürültü içim uyumlandırma; optimum kazanç, doğrusallık ya da giriĢ
uyumlandırmalarıyla çakıĢmaz. Çünkü tatmin edici tasarımı bulmak farklılıklar
79
gösterir. Bununla birlikte ilk olarak LNA sadece düĢük gürültü için optimize edilir.
Sonra bir LNA‟nın iki portu için genel durum hesaba katılır:
2 2
minn
s opt s opt
s
RF F G G B B
G
(3.53)
Bu kısımda 2,4–2.47 GHz (WLAN) frekanslarında çalıĢan, düĢük gürültülü bir
yükseltecin analizi ve tasarımı yapılmıĢtır. LNA için 2.4 GHz ISM bandında
kablosuz haberleĢme için BFP640 SiGe transitörlü LNA tasarımı yapılmıĢtır.
BFP640 transistörünü seçmemizin nedeni yüksek kazanç ve yüksek kesim voltajına
olanak sağlamasıdır.
Uyumlandırma
Katı
Directional
Coupler
Giriş Çıkış
(a) (b)
(b) (d)
(e) (f)
ġekil 3.39. (a) LNA tasarımı (b) Sistem kazancı-Geri dönüĢüm kaybı ( c) Sistem
gürültü Ģekli-Geri dönüĢ kaybı (d) Varikap diyotun farklı gerilim değerlerindeki
sistem geri dönüĢ kaybı (e) C1dB (f) Pin –Pout için iki ton analizi
80
Gerçeklenen devre Ģekil 3.39(a) da gösterilmektedir. Sistemde gerekli örnekleri
almak amacıyla LNA tasarımına directional coupler eklenmiĢtir. Bu eklemenin
sebebi varikap diyotun sistemimiz üzerindeki etkisinin incelenmesi ve sistem için
uygun gerilim değerlerinin bulunmasıdır. Uygulamanın bu aĢamaya gelene kadar ki
bölümünde; LNA çalıĢtırıldığında varikap diyota farklı gerilimler uygulanmaktadır.
Varikap diyot gerilim kontrollü kapasitördür ve biliyoruz ki dielektrik geniĢliği
artarsa kapasitorde kapasitans azalır ve dilelektrik geniĢliği azalırsa kapasitorde
kapasitans değeri artar. Bu etkiyi varikap diyotta bir avantaj olarak kullanılabilir.
Ters kutuplamanın artması varaktörde depletion bölgesinin kalınlığını artırır ve bu
bölge dielektriğe benzetilirse diyot kapasitansı azalır. Genelde voltaj kontrollü
osilator de kullanılır. Varikap diyotun bu özellikleri kullanılarak Ģekil 3.40(b)‟de
gösterildiği gibi varikap diyota farklı gerilim değerleri uygulandığında LNA
çıkıĢında geri dönüĢ kaybında değiĢim gözlenmiĢtir. Ayrıca Ģekil 3.39b‟de ürettirilen
devrenin ISM frekans bandında simule edilen transducer kazanç değeri 14.39dB
gösterilmektedir.
2.68GHz
S11=-42.85dB
Vvar= 1V
2.67GHz
S11=-53.78dB
Vvar= 0V2.7GHz
S11=-59.07dB
Vvar= 2V
2.68GHz
S11=-55.07dB
Vvar= 0.5V
TÜBİTAK 107-E200
(a) (b)
ġekil 3.40. (a)LNA S11-S21 ölçümü (b) Varikap diyotun farklı besleme gerilim
değerleri için S11 ölçümü
81
Anten
2.41GHz -53.78dB
LNA
2.41GHz -42.25dB
Filtre
2.41GHz -50.95dB
ġekil 3.41. 2.4GHz sistem ölçümü
Spektrum analizör ile yapılan ölçümde Ģekil 3.41‟de elde edilen ölçümlerde alıcı
verci antenin giriĢinde 2.41GHz de -53.78dB lik bir sinyal ölçülmüĢtür. Antenden
sonraki band geçiren filtrede antendan alınan sinyal süzülerek darlaĢtırılmıĢtır bu
katta filtre çıkıĢında sinyal değeri -50.95dB elde edilmiĢtir. LNA katının çıkıĢında
sinyali seviyesi yükseltilerek -45.25dB olarak ölçülmüĢtür. Bu da düĢük gürültülü
yükseltecimizin yükseltme iĢini baĢarıyla yaptığını göstermektedir.
(a) (b)
ġekil 3.42. STC10 deney setinde (a) LNA yokken (b) LNA varken (20m)
Ġki fotoğrafa bakıldığında soldakinin sağdakine göre biraz bozuk olduğu
görülmektedir. Bu durum standart sistemle düĢük gürültülü yükselteç ekli sistem
arasındaki performans farkını gözler önüne sermektedir. Ġki ayrı durum için alınan
ölçüm sonuçlarına bakarsak standart sistem ile düĢük gürültülü yükselteç ekli sisteme
göre 14.4 dB‟lik performans artıĢı sağlamıĢtır. Ölçüm sonucunu Ģekil 3.43‟te
görülebilir.
82
14.4dB
LNA Varken
LNA Yokken
ġekil 3.43. LNA varken ve yokken alınan ölçüm sonuçları
Çizelge 3.15‟te görüldüğü gibi bu kısımda IEEE 802.11b ve IEEE 802.15.4 standardı
ile uyumlu, alıcı verici sisteminin alt bloklarından biri olan, düĢük gürültü yükseltici
(LNA) ürettirilmiĢ ve ölçüm sonuçları karĢılaĢtımalı olarak verilmiĢtir.
Çizelge 3.15.LNA performans sonuçları karĢılaĢtırması
BFP640
(Sim.)
BFP640
(Ölçüm)
Ref.( Naveed
Ahsan, Aziz
Ouacha,v.d,2007)
Vdd 3.3V 3.3V 3V
ÇalıĢma Frekansı [GHz] 2.4 2.67 2.4
-3 dB Bant GeniĢliği (21S ) 14.29dB ~13 25.2
Frekans Aralığı(11 10S dB ) 2215-2530 2400-2750 2300-2520
Gürültü ġekli (dB) 0.9189 ---- 2.07
Kazanç (dB) 14.29 13 26.2
GiriĢ Geri DönüĢ Kaybı (dB) -53.49 -53.78 -23.2
ÇıkıĢ Geri DönüĢ Kaybı
(dB)
-15 -10 -14.2
OIP3 max(dBm) 38 --- 24
~3% added EVM(dBm) 19 --- 22
Güç Tüketimi 17.4mW ~18mW 15.4
Akım Tüketimi 14.61mA ~16mA 12.24
Kararlılık (K) 1.028 ---- 1<
Boyut (mm) 61x28 61x28 ---
83
Alıcı verici sistem için adaptif düĢük gürültülü yükselteç sonuçları
Gerçeklenen tasarım ile IEEE 802.11b ve IEEE 802.15.4 standardı ile uyumlu, alıcı
verici sisteminin alt bloklarından biri olan, düĢük gürültü yükseltici (LNA)
üretilmiĢtir ve 2400–2483,5 MHz frekanslarında BFP640 SiGe transitörlü LNA
tasarımı yapılmıĢtır. BFP640 ı seçilmesinin nedeni yüksek kazanç ve yüksek kesim
voltajına olanak sağlamasıdır. Devre 3.3V besleme gerilimi ile çalıĢmaktadır. Kazanç
ve S parametreleri değerlerinde baĢlangıçtaki hedeflere ulaĢılmıĢtır. Tasarlanan
devrenin kazancı ~13 dB, gürültü faktörü 1 dB olarak ölçülmüĢtür. Devrenin 1 dB
sıkıĢma noktası simulasyonlar ile 3 dBm olarak elde edilmiĢ olup, devre 3.3 V
uygulandığında 18mW güç harcamaktadır. Tasarlanan LNA yapısı 61x28 mm2‟lik
alan kaplamaktadır.
RF güç yükselteci tasarımı
Elektronik yükselteçler sinyalin gücünü artıran aygıtlardır. Bunu güç kaynağından
aldığı enerjiyle ve çıkıĢta giriĢ sinyaline uyumlu fakat daha büyük genlikli Ģeklin
elde edilmesini kontrol ederek yapar. Yükselteçler kendi giriĢ ve çıkıĢ özelliklerine
göre sınıflandırılabilirler. Bazı kazanç türlerine ya da çıkıĢ sinyalinin büyüklüğünden
giriĢ sinyaline bağlı çarpım faktörüne sahiptir. Kazanç, çıkıĢ voltajı/giriĢ voltajı
(voltaj kazancı), çıkıĢ gücü/giriĢ gücü ya da akım, voltaj ve gücün diğer
kombinasyonları Ģeklinde belirtilebilir. Bazı durumlarda, aynı birimli giriĢ ve
çıkıĢlarda kazanç birimsiz olacaktır (her ne kadar desibel olarak açıklansa da) ve
diğerleri için bu gerekli değildir. Örneğin, bir transkonduktans yükselteç konduktans
(çıkıĢ akımının giriĢ gerilimine oranı) birimli kazanca sahiptir. Bir yükseltecin güç
kazancı kendisinin voltaj kazancında olduğu gibi kaynak ve yük empedansına
bağlıdır. Çoğu durumda bir yükselteç doğrusal olmalıdır, giriĢ ve çıkıĢ sinyalinin
herhangi bir kombinasyonu için kazanç sabit olmalıdır. Yükselteç tasarımının farklı
yönlerini tanımlayan birçok alternatif sınıflandırma mevcuttur ve bunlar devrenin
tasarım parametreleriyle belirli bir perspektifle iliĢkilidir. Yükselteç tasarımında her
zaman fiyat, güç tüketimi, cihaz kusurları, performans özelliklerinin çokluğu gibi çok
sayıda önemli faktörler vardır (Bowick, 2008).
84
RF güç yükselteçleri, radyo frekansında çalıĢan vericilerde gerekli kazancı ve gücü
sağlayan, genelde anteni besleyen devre elemanıdır. Yüksek güçte çalıĢtığı için
sistemin en çok akım çeken ve en çok ısı üreten parçasıdır. Özellikle cep telefonu
gibi taĢınabilir cihazlarda verimliliği, doğrudan pil ömrünü etkilediği için çok önemli
bir rol oynar. Cep telefonlarında kullanılanlarının çıkıĢ güçleri 2 Watt ile (33dBm,
GSM) 250 mWatt (24dBm, UMTS) arasında değiĢir. 3.3V da çalıĢan güç
yükselteçleri CDMA/AMPS dual-mod hücresel telefonlar için geliĢtirilmiĢtir. Bu tip
uygulamalarda giriĢteki sinyalin hiç bozulmadan çıkıĢına aktarılması istenir. Daha
iyimser bir deyimle en az bozulmayla (Distortion) aktarması istenir. Burada üç tip
distorsiyondan söz edebiliriz (Yunseong, ve Kwangdu, 2004.).
1- Frekans distorsiyonu: GiriĢteki sinyalin frekansı ne olursa olsun çıkıĢa aktarılması
istenir. Fakat devrede bazı kondansatörler buna izin vermez. Ne olursa olsun her
yükseltecin mutlaka bir üst frekans sınırı vardır. 2- Faz distorsiyonu: Devrenin
yapılma Ģekli ve kondansatör, bobin gibi devre elemanlarından oluĢur. Devrenin
giriĢine uygulanan sinyalin baĢlama zamanı ve yönü çıkıĢta aynı anda görülmüyorsa
faz distorsiyonu var demektir. Faz bozulması ses devreleri, RF gibi yerlerde
önemsenmez. Fakat TV gibi ekran taramalarının önem kazandığı yerlerde faz
distorsiyonu hiç olmamalıdır. 3- Doğrusal olmayan distorsiyon: Bu bozulma ikiye
ayrılır; a) Harmonik distorsiyonu: Transistörün doğrusal çalıĢmaması ve aĢırı sinyal
giriĢlerinde çıkıĢta sinyalin doyum ya da kesime uğraması ile olur. Ses
yükselteçlerinde ve genlik modülasyonlu devrelerde hiç istenmeyen bir distorsiyon
çeĢididir. Bazen de sinyal bilerek harmonik distosiyonuna uğratılır. Bu devreler
frekans çoklayıcı devrelerdir. b) Intermodülasyon distorsiyonu: Ġki ya da daha fazla
sinyalin yükselteç içinde karıĢması ile olur. Bu distorsiyon sonucunda yükselteç
çıkıĢında bu sinyallerin toplamları, farkları ve kendileri görülür. Bunlar dikkate
alınarak güç yükselteci tasarımında öncelikle istenen bant geniĢliği üzerindeki ( 50
veya 75Ω ), istenen yük direncine (RL) çeviren bir uyumlandırma devresi tasarımı
yapılmalıdır. Ayrıca çıkıĢ direnci istenen RL ile sonlandırıldığında, devre giriĢinde
bir eĢlenik uyumlandırma uygulanmalıdır. Sıcaklık ve voltaj değiĢimlerinde ve çıkıĢ
(VSWR) açısından yükseltecin stabil olduğu test edilmelidir ki bu iĢ oldukça zaman
almaktadır. Kararlılığı etkileyen en hassas eleman ise kolektör DC Ģokudur. Bu
85
yüzden yükseltecin voltaj, akım ve güç tüketimi oranları, çalıĢma koĢullarını
aĢmayacak Ģekilde tasarlanmalıdır. Ayrıca güç kuvvetlendiricisi tasarımı sırasında
aĢağıda bahsedilen bir kuvvetlendiricinin temel özelliklerine dikkat edilir:
Doğrusallık; bir güç kuvvetlendiricisinin çıkıĢındaki gücün giriĢindeki gücün
artmasıyla orantılı olarak artıĢ göstermesidir. Güç kuvvetlendiricilerinde doğrusallık
için 1dB bastırma noktası, giriĢ/çıkıĢ üçüncü dereceden kesiĢim noktaları ve
intermodülasyon distorsiyonu parametrelerine bakılır.
Vericinin IF band geniĢliğini düĢürdüğü için nRF nLO mikser çarpımlarından
dolayı oluĢan güçlü sahte frekanslar istenmez.
171 10logSPURP dBm NF BW
(3.54)
DC RF dönüĢümündeki verimlilik de önemlidir. DC güç devredeki tüm kaynakların
toplam DC gücü olarak hesaplanır. DC RF verimliliği Ģu formül ile hesaplanır.
100%out
dc
PDCRF
P
(3.55)
Burada Pout çıkıĢ portundaki güç ölçümü olarak verilir. Harcanan güç ise;
( )DISS DC IN outP P P P
(3.56)
DISSP = Harcanan Güç
DCP = DC Güç
INP = GiriĢ Güçü
outP =ÇıkıĢ Gücü
formülü yardımıyla hesaplanır.
Verimlilik( ) ise
86
100%OUT
DC
Px
P
(3.57)
ifade edilebilir.
Diğer bir önemli nokta ise yüksek frekans yükselteçleri genelde bir veya birden fazla
transistor basamağından oluĢur. Bu transistörler belirli noktaya kadar doğrusal olarak
çalıĢırlar. Doğrusal olarak çalıĢtığı alan baz akımı ve kollektör/emiter voltajına
bağlıdır. Baz akımı yükselteçlerde çok büyük rol oynamaktadır, çünkü bu akım
yükselteçlerin gürültü oranını etkiler. Transistörlerin doğrusal olmadığını ve
yükseltecin giriĢinde yüksek genlikli sinyallerin olduğunu kabul edelim. Bu durumda
yükselteçteki transistörler, giriĢteki sinyallerin Ģekillerini bozacaktır ve baĢka
sinyaller üretecektir. Bu olaya IMD (Inter Modulation Distortion) adı verilir. IMD
olayını belirleyebilmek için IP2 (Intercept Point) ve IP3 parametrelerini ölçmemiz
gereklidir. GiriĢ sinyali yükseldikçe yükseltecin içinde oluĢan harmonik sinyaller de
(2.ci ve 3.cü mertebeli) yükselir. GiriĢ 1 dB ile yükselirse 3.cü mertebeli harmonik
3dB ile yükselmektedir. Belirli bir noktada giriĢ sinyali ve harmonik sinyal bir birine
eĢit olacaktır. Bu noktaya IP3 noktası adı verilmektedir. Bu durumda giriĢ sinyali
yükseltecinin içinde oluĢan harmonik sinyal tarafından bastırılacaktır. Bu noktaya
ulaĢmadan önce çıkıĢ sinyali giriĢ sinyalini takip etmeyi bırakıp değer kaybedecektir.
ÇıkıĢtaki değer kaybı 1dB‟ye ulaĢtığı noktaya CP 1dB (1 dB Compression Point)
noktası denilmektedir. IP2 ve IP3 değerleri, yükseltecin yüksek genlikli sinyallerle
baĢa çıkıp çıkamadığını göstermektedir. Bir alıcının giriĢ katında bulunan yükselteç
için bu değerler çok önemlidir. Kısa dalgada bazen sinyaller çok yüksek
olabilmektedir. Böyle bir durumda giriĢ yükselteci boğulup ve sinyal Ģeklini bozup
harmonikler oluĢturursa, o zaman yükseltecin ne kadar kaliteli olduğu
anlaĢılabilmektedir.
A Sınıfı ÇalıĢma
A sınıfı çalıĢmada, giriĢ iĢaretinin iki yarı periyodu da kuvvetlendirilerek yüke güç
aktarımı yapılır. Bu nedenle giriĢ iĢareti akımının akıĢ açısı 360˚‟dir. Bu da yükün
uçlarında oluĢan eğimin giriĢ iĢaretine çok büyük oranda benzemesine neden olur.
87
Ancak devrede kullanılan aktif elemanların gerilim-akım eğrileri doğrusal
olmadığından çıkıĢ iĢaretinde distorsiyon adı verilen bozulma meydana gelir. A sınıfı
çalıĢmada bu bozulma diğer çalıĢma sınıflarına oranla çok küçüktür (Lin, S.Y.,
Chuang, H.R., 1999b). Yüke aktarılan iĢaretin maksimum genlikli olabilmesi için
çalıĢma noktası simetrik kırpılmayı sağlayacak Ģekilde seçilmelidir. A sınıfı güç
kuvvetlendiricisinde kullanılan BJT‟den sükûnet halinde de bir akım aktığı için iĢaret
olmasa da güç harcanır. Bu olay distorsiyonu önemli ölçüde azaltırken, verimi
düĢürür (Lee, H. L., 2004). Bu nedenle verimin çok önemli olmadığı küçük iĢaret
doğrusal kuvvetlendiricisi gibi tasarımlar kuvvetlendiriciler A sınıfında çalıĢacak
Ģekilde yapılır.
RF güç yükselteci üretimi ve ölçümü
Tasarlanan güç yükseltici devresi Ģekil 3.44‟te görüldüğü gibi, çift katlı topoloji
seçilmiĢtir. Bu topolojide birinci kat yüksek kazanç eriĢimini sağlamakta olup çıkıĢ
katı ise devrenin yüksek güç üretebilmesini sağlamaktadır. Bu devrede katlar arası
kuplaj ve DC bloklama Ccp kapasitörleri, katların stabiletesi ve daha doğrusal
çalıĢması için Le endüktanslari ve devrede RF-choke olarak Ld endüktansları
kullanılmıĢtır. Ayrıca DC besleme hattı, devreden akan mikrodalga sinyallerin bu hat
üzerinde kaybolmaması ve yüksek empedans elde etmek için dar seçilmiĢtir. Ayrıca
besleme hattı, w hattın eni, h alt taban malzemenin yüksekliği olmak üzere, w/h<1
(0.25/1.6<1) oranı sağlayacak Ģekilde tasarlanmıĢtır.
RF Giriş
RF Çıkış
Vcc Vcc
(a) (b)
ġekil 3.44. Tasarlanan yükseltecin (a) AWR Ģematik gösterimi (b) Baskı devresi
88
Tasarımı yapılan güç kuvvetlendirici devresi 55X32mm2 boyutlarına sahip bir bakır
plaket üzerinde gerçeklenmiĢtir alttaĢ malzeme özellikleri tabloda verilmiĢtir. Ayrıca
devrede kullanılan ATF55143 transistörlerinin seçilme sebebi yüksek doğrusallık,
çok düĢük gürültü, yüksek kazanç sağlamasıdır.
RF güç kuvvetlendiricisi simülasyon ve ölçüm sonuçları
ġekil 3.45a‟da tasarlanan güç kuvvetlendiricisinin S parametresi verilmiĢtir. Buna
göre tasarımın geri dönüĢ kaybı 2.4 GHz‟de -35.4dB ve ekleme kaybı(S21):36.7dB
dir. ġekil 3.45b‟de güç yükseltecinin transducer (GT) ve kazanç(GA) benzetim
sonuçları yaklaĢık olarak aynı değerlerdedir ve bu değerler yaklaĢık olarak 37dB
Ģeklinde bulunmaktadır.
(a) (b)
ġekil 3.45. Tasarlanan güç yükseltecin (a) Geri dönüĢ kaybı (b) Kazancı
ġekil 3.46a‟da tasarlanan yükseltecin güç spektrumu verilmiĢtir. GiriĢe -70dBm lik
bir sinyal uygulandığında çıkıĢta -33.58dBm sinyal değeri elde edilir. Sinyalin
36.42dBm yükseltilmektedir. Maksimum güç aktarımı için ZS=Zin* ve ZL=Zout*
değerleri ZO=50ohm‟a uydurulmalıdır. Bu iĢleme eĢlenik empedans uydurumu adı
verilir ve Ģekil 3.46b de gerçeklenen devrenin 2.4GHz‟de empedans değerini
49.9ohm-3.66j dir. Devrenin 50ohm empedans uyumunu sağladığı ve maxsimum güç
aktarımı için uygun olduğu görülmektedir.
89
(a) (b)
ġekil 3.46. Tasarlanan güç yükseltecin (a) Güç spektrumu (b) Empedansı
ġekil 3.47(a)‟da gürültü faktörü incelendiğinde 2.4 GHz‟de 0.9451dB Ģeklinde
bulunmaktadır. Bu sonuç tasarlanan yükseltecin verimli bir Ģekilde kullanılabilmesini
sağlamaktadır. Ayrıca tasarlanan bir güç kuvvetlendiricisi için kararlılık çok önemli
bir parametredir. ġekil 3.47(b)‟de güç kuvvetlendiricisinin kararlılığı incelenmiĢtir
ve tasarlanan kuvvetlendiricinin kararlılığı K>1 koĢulunu sağlamaktadır.
(a) (b)
ġekil 3.47. Tasarlanan güç yükseltecin (a) Gürültü Ģekli (b) Kararlılığı
Güç yükselteci tasarımında diğer önemli bir parametre PAE dir ve tasarlanan
yükseltecin verimliliğini göstermektedir.
%100out in
dc
P PPAE x
P
(3.58)
Pout =ÇıkıĢta Ölçülen Güç
Pin=GiriĢte Ölçülen Güç
Pdc=Toplam DC güç
90
(a) (b)
ġekil 3.48. (a)(b) Güç verimliliği (PAE) benzetimleri
Güç yükselteci tasarımında doğrusal ve kararlı çalıĢması temel alınarak tasarlanmıĢ
olup, verimlilik ile ilgili PAE değerleri Ģekil 3.48‟te verilmiĢtir. ġekil 3.48(a) da güç
yükseltecinin giriĢe 40dBm sinyal uygulandığında devrenin 2.4GHz de PAE si
%27.48 olarak simüle edilmiĢtir. Ayrıca güç yükselteci giriĢine -20dBm ile 40dBm
arasında sinyal uygulandığında 2.4GHz de PAE si Ģekil 3.48(b) de incelenmiĢtir. A
sınıfı güç yükselteçlerinin verimliliği %25 ile %50 arasında değiĢmektedir.
Tasarımımızda 2.4GHz resonans frekansında güç yükseltecimizin PAE değeri
%27.85 olarak simüle edilmiĢtir. Bu değerde kabul edilebilecek bir değerdir.
(a) (b)
ġekil 3.49. Gerçeklenen yükseltecin (a) GiriĢine uygulanan referans sinyali (b)
ÇıkıĢından alınan sinyal değeri
Gerçeklenen güç yükselteci devrenin giriĢine Ģekil 3.49a‟da görüldüğü gibi sinyal
jeneratörü yardımıyla 1000-3000 MHz aralığında bir sinyal uygulanmıĢtır ve bu
sinyalin ilgili frekans aralığındaki tepe değeri 2470MHz‟de -15.88 dB olarak
ölçülmüĢtür. ġekil 3.49b‟de ise 5V besleme gerilimi altında ATF55143 transistörü
kullanılarak gerçeklenen devrenin çıkıĢıntan alınan sinyal değeri 32.78dB arttırılarak
16.90dB değerinde bir sinyal ölçülmüĢtür.
91
A
BC
D
RF Giriş
RF Çıkış
Vcc Vcc
ġekil 3.50. Güç yükseltecinin RF probu ile ölçülmesi
ġekil 3.50‟de yükseltecin Ģematik gösteriminde A,B,C,D ile belirtilen noktalarda P-
20A 3GHz RF probu ile yapılan ölçüm sonuçlarına yukarıdaki Ģekilde yer verilmiĢtir
ölçüm sonuçları çizelge 3.16‟da yer almıĢtır.
Çizelge 3.16. P-20A 3GHz RF probu ile ölçülen değerler
Ölçüm Noktası Devre Konumu fr (GHz) Sinyal Değeri
A GiriĢ sinyali 2.52 -24.05dB
B TR1 ÇıkıĢı 2.52 -15.13dB
C TR2 ÇıkıĢı 2.52 -11.14dB
D ÇıkıĢ Sinyali 2.52 -5.21dB
Çizelge 3.16‟da gösterildiği gibi ölçüm sonuçlarına göre A ile gösterilen noktaya
2.52 GHz‟de -24.05dB değerinde bir giriĢ sinyali uygulanmıĢtır. Bu giriĢ sinyalinin
uygulanması ile B ile belirtilen birinci transistörün çıkıĢında 2.52 GHz‟de -15.13dB
ve C ile belirtilen ikinci transistörün çıkıĢında 2.52 GHz‟de -11.14dB değerinde bir
sinyal ölçülmüĢtür. Son olarak D ile belirtilen devrenin çıkıĢ noktasında 2.52 GHz
frekansında -5.21dB değerinde bir sinyal ölçülmüĢtür. Tüm bu sonuçlar göz önünde
92
bulundurulduğunda tasarlanan güç yükselteci devresinin 2.52 GHz frekansında -
24.05dB değerindeki bir giriĢ sinyalini 18.84dB yükselterek çıkıĢtan -5.21dB
değerinde bir sinyal alınmasını sağlamıĢtır.
(a) (b)
ġekil 3.51. Kullanılan satellite link emulator STC10 deney setinde güç yükselteci
varken ve yokken alınan görüntü sinyali
Güç Yükselteci Ekli Durum
21.7 dB @ 2.43 GHZ
Güç Yükselteci Yokkenki Durum
ġekil 3.52. Güç yükselteci varken ve yokken alınan görüntü sinyali ölçümü
Ġki fotoğrafa bakıldığında soldakinin sağdakine göre biraz bozuk olduğu
görülmektedir. Bu durum sistemde güç yükselteci kullanıldığındaki farkı gözler
önüne sermektedir. Ġki ayrı durum için alınan ölçüm sonuçlarına bakarsak güç
yükselteci ekli olan sistem ile olmayan sistem arasında 21.7dBlik bir fark sistem
performans artıĢı sağlamıĢtır. Ölçüm sonucunu Ģekil 3.52‟de görülebilir.
93
Çizelge 3.17. Verici güç yükselteci tasarım performans sonuçları
PA
(Sim.)
PA
(Ölçüm)
Ref.( F. Alimenti, V.
Palazzari,v.d.,2005)
Vdd 5V 5V 3V
ÇalıĢma Frekansı [GHz] 2.43 2.47 5
-3 dB Band geniĢliği
(21S )
37.1dB ~32 ---
Gürültü Ģekli (dB) 0.9673 ---- ---
Kazanç (dB) 37.1 32.78 34.5
GeriĢ geridönüĢ kaybı
(dB)
-36.9 -30.7 ---
ÇıkıĢ geri dönüĢ kaybı
(dB)
-21.6 -15 ---
ÇıkıĢ P1dB -6 dBm --- ---
ÇıkıĢ IP3 >10dBm --- 13dBm
DönüĢüm Kazancı 18.7 dB 9.5+/-0.8dB 18
Kararlılık (K) 1.704 --- 1<
Güç tüketimi 500mW ~550mW ---
Akım tüketimi 100mA ~110mA 28mA
Boyut (mm) 55x32 55x32 ---
Komponent sayısı 20 20 ---
Çizelge 3.17‟de görüldüğü gibi bu çalıĢmada, 2.4GHz ISM bandı standardı ile
uyumlu, yüksek performanslı, düĢük maliyetli, alıcı-verici sisteminin alt
ünitelerinden PA tasarımı üzerinde çalıĢılmıĢtır. Alıcı verici sisteminin parçaları
olan, özgün A sınıfı çift katlı güç kuvvetlendiricisi (PA) için 32.78dBdB kazanç elde
edilmiĢtir.
94
A sınıfı güç yükselticisi performans değerlendirmesi
Alıcı verici sistemler için uygun bir yükselteç tipi olan A sınıfı güç kuvvetlendiricisi
tasarlanmıĢ olup devre gerçeklemesi yapıldıktan sonra alınan ölçüm sonuçları analiz
edilmiĢtir. A sınıfı güç yükseltecinin her iki katında da düĢük gürültüye ve yüksek
verimliliğe sahip ATF55143 transistörler kullanılmıĢtır. ġekil 3.44‟te tasarlanan
devrenin Ģematik yapısı görülmektedir. Tasarlanan güç yükselteci 5V besleme
gerilimi altında çalıĢmakta ve 2.47 GHz‟de -15.88dB değerindeki giriĢ sinyalini
32.78dB artırarak çıkıĢta 2.4 GHz‟de 16.90dB değerinde bir sinyal elde edilmesini
sağlamaktadır. Verimlilik yüksek çıkıĢ güçlerinde %27.85 civarındadır. Yapılan
ölçümlerde görüldüğü gibi geri dönüĢ kaybı 2.4 GHz ve 2.5 GHz arasında 10 dB‟den
daha düĢük seviyelerdedir ve devrenin kararlılığının K>1 koĢulunu sağladığı ve
gürültü faktörünün oldukça düĢük olan 0.9451dB değerinde olduğu gözlenmiĢtir.
Ayrıca spektrum analizör kullanılarak yapılan bu ölçümlere ek olarak devre üzerinde
P-20A 3GHz RF probu kullanılarak ölçümler yapılmıĢtır ve bu ölçüm sonuçlarına
göre güç yükselteci devresinin, giriĢe uygulanan -24.05dB değerindeki sinyali
18.84dB yükselterek çıkıĢtan -5.21dB değerinde bir sinyal alınmasını sağlamıĢtır.
Sonuç olarak ölçüm sonuçları göz önünde bulundurulduğunda tasarlanan güç
yükseltici devresinin alıcı-verici sistemlerinin alt ünitelerinden olan güç
kuvvetlendiricisi için 32.78dB kazanç elde edilmiĢtir ve istenilen frekans
aralıklarında giriĢ sinyalini verimli bir Ģekilde yükselttiği sonucuna ulaĢılmıĢtır.
Elde edilen sonuçlar gerçeklenen güç kuvvetlendiricisi tasarımının ISM bandı ile
uyumlu sistemlerde etkili bir Ģekilde kullanılabileceğini göstermektedir. Bunu da
yüksek doğrusallık, geri dönüĢ kaybı, kazanç ve Pharm gibi ilgili parametrelerden
anlamaktayız. Ayrıca tasarlanan güç yükseltecinin RF ön uç modüllerde kullanılarak
bilimsel araĢtırmalarda ve ticari ürün uygulamalarında kullanılmak üzere değiĢik
küçük boyutları sayesinde(55x32mm2) kolayca entegre edilebilecektir.
95
3.3.1.3. AS193 SPDT RF kontrol anahtarı
Çok bantlı ve çok modlu tekrar yapılandırılabilir sistemlere olan talebin artması ile
birlikte, single-pole-multi-throw (SPMT) gibi çok portlu RF anahtarlar üzerine olan
çalıĢmalar da artmıĢtır. Çok portlu anahtar konfigürasyonlarında sinyal yolları
arasındaki intermodülasyon seviyesindeki artıĢ nedeniyle lineerlik karakteristiği
oldukça önemli olmaktadır. Geleneksel anahtarlama elemanlarında pin diyotlar ve
FET‟ler yüksek frekans bantlarında kullanılmaktadır. Ancak sistemimizde bu yapılar
yerine hazır bir rf anahtar kullanılması tercih edilmiĢtir. Tasarımda kullanılan RF
anahtarın (AS193), sistemdeki görevi güç yükseltecinin veya düĢük gürültülü
yükseltecin sistem içinde aktif olmasını sağlamaktadır yani sistemi alıcı veya verici
konumuna almamızı sağlar. ġekil 3.53‟te gösterilen anahtarın seçilme sebepleri ise
çalıĢma gerilimi açısından sistem ile uygunluğu, düĢük ekleme kaybına sahip
olması(0.35dB), yüksek izolasyona sahip olmasıdır.
(a)
(b)
ġekil 3.53. (a) RF anahtar kontrol devreleri, (b) AS193 blok diagramı
AS193 RF anahtarı oldukça yüksek doğrusallık, düĢük kontrol gerilimi, yüksek
izolasyon, düĢük ekleme kaybı gerektiren devreler için tasarlanmıĢtır. Pozitif, negatif
veya her iki gerilim kombinasyonu ile kontrol edilebilir. AS193 anahtarı, cep
telefonu, GSM ve UMTS uygulamaları dâhil olmak üzere pek çok analog ve dijital
kablosuz iletiĢim sistemleri kullanılabilir. Sistemde kullanılan RF anahtarların temel
kontrol devresi Ģekil 3.53‟teki gibi yapılmıĢtır. Bu Ģekilde sistemin alıcı verici
96
durumlarını PIC16F2550‟den alacağımız kontrol gerilimleriyle değiĢtirebilmektedir.
Bu da bize sistem kontrol kısmında kolaylık sağlamakta ve sistem veriminin artması
sağlamaktadır. Ayrıca EMI açısından bakıldığında RF anahtarın hemen üzerinde
saçılan RF seviyesi oldukça düĢük olup EMI için önlem almaya gerek yoktur.
Giriş
Switch_1
Switch_2
Switch_1 on
Switch_2 off
Switch_2
Switch_1
(a)
C5
C1D1
D2
C4
C3
C2Tx
Rx
Rf
VbVa
1 pF
1 pF
1 pF
1 pF1 pF
Active
Inductor
Active
Inductor
Active
Inductor
(b)
ġekil 3.54. (a) SPDT aktif anahtar (b) Aktif anahtar için benzetim sonuçları
Çok bantlı ve çok modlu tekrar yapılandırılabilir sistemlere olan talebin artması ile
birlikte, single-pole-multi-throw (SPMT) gibi çok portlu RF anahtarlar üzerine olan
çalıĢmalar da artmıĢtır. Çok portlu anahtar konfigürasyonlarında sinyal yolları
arasındaki intermodülasyon seviyesindeki artıĢ nedeniyle lineerlik karakteristiği
oldukça önemli olmaktadır. Geleneksel anahtarlama elemanlarında pin diyotlar ve
FET‟ler yüksek frekans bantlarında kullanılmaktadır. Anahtarlama sistemi için bazı
sonuçlar Ģekil 3.54‟teki gibidir.
3.3.1.4. Alıcı verici sistemlerde düzlemsel mikroĢerit anten yapıları
Fiziksel olarak bir mikroĢerit anten yapısı ince bir tabaka düĢük kayıplı yalıtkan taban
malzemesi, bu malzemenin bir yüzeyinde iletken ıĢıma yüzeyi, diğer yüzeyinde de
tamamı iletkenle kaplı toprak tabakasından oluĢur. Bununla birlikte taban malzemesi
iki fonksiyonu yerine getirir. Bunlardan ilki, devre elemanlarının uygun bir Ģekilde
monte edilmesine olanak sağlamak, mekanik açıdan bu elemanlara destek olmak;
97
diğeri de bir transmisyon hattının parçası olarak iĢlev görmek ve dielektrik
geçirgenliği ve kalınlığı itibari ile anteni veya devrenin elektriksel özelliklerini
belirlemektir. Kalınlığı dalga boyunun küçük bir parçasıdır; dalga boyunun yüzde bir,
ikisi gibi seçilir. Genelde mikroĢerit anten yapımında yalıtkan taban malzemesi olarak
alumina, kuartz ve cam katkılı PTFE (politetrafloretilen) gibi malzemeler tercih edilir.
Metal yüzey genelde bakırdır ve kimyasal olarak taban malzemesine yapıĢtırılmıĢtır.
Metal tabakanın kalınlığı t, genelde 50-200 µm arasında değiĢir (Ramesh Garg,
Prakish Bhartic,v.d, 2000).
MikroĢerit antenlere ilgi gösterilmesinin en önemli nedenlerinden biri küçük hacimli ve
hafif olmalarıdır. MikroĢeritler sayesinde antenler cm‟ler boyutunda herhangi bir
yapının dıĢına veya içine kolayca monte edilebilir hale gelmiĢlerdir. Eğer kullanılan
taban malzemesi esnek bir malzemeyse, istenilen yüzeye uygun anten yapmak
mümkündür. Çok ince biçimli yapılabilmesi nedeniyle uzay araçlarının aerodinamik
yapısını bozmazlar; güdümlü mermiler, roketler ve uydular üzerine önemli
değiĢikliklere neden olmaksızın yerleĢtirilebilirler.
MikroĢerit hatların oluĢturulması fotolitrografik yöntemlerle gerçekleĢtirilir.
Antenler, osilatörler, yükselteçler, değiĢken zayıflatıcılar, anahtarlar, modülatörler,
karıĢtırıcılar, faz değiĢtiricileri gibi katı hal devre düzenleri ile aynı taban malzemesi
üzerine yapılabilirler. Üretim maliyetleri oldukça düĢüktür. Besleme konumundaki ufak
değiĢikliklerle doğrusal ve dairesel kutuplanmıĢ ıĢıma yapabilirler. Besleyici hatları ve
empedans uygunlaĢtırma devreleri antenle birlikte aynı zamanda üretilebilir
biçimdedir (Rod Waterhouse,2002).
MikroĢerit antenlerin yukarıdaki üstünlükleri yanı sıra bazı dezavantajları da vardır. En
büyük sınırlama band geniĢliğinin darlığıdır (<%5). ÇeĢitli kayıplar sonucu kazançları
düĢüktür. Alt tabakaları toprak düzlemi olduğu için sadece yan düzlem içinde ıĢırlar.
Ġstenmeyen yüzey dalgaları mümkün olmaktadır ve güç kapasitesi düĢüktür (Girish
Kumar and K. P. Ray, 2003).
98
Günümüzde geliĢtirilen mikroĢerit antenlerin bazı uygulama alanları: Uydu
haberleĢmesi, Gezgin haberleĢme, Doppler ve diğer radarlar, Biyomedikal ölçümler,
Güdümlü füzeler, v.b. Ģeklinde sıralanabilir.
Düzlemsel mikroĢerit anten tasarımı
MikroĢerit antenler mikroĢerit iletim hattının bir uzantısıdır. MikroĢerit, mikrodalga
elemanları için baskılı devre ortamı üzerine yapılan Ģerit hatlar olarak ortaya çıkmıĢtır.
ġerit hatlar TEM dalgalarının yayılmalarına izin verirler ayrıca elemanların tasarımını
kolaylaĢtırırlar. MikroĢerit, mikrodalga transistörlerin bulunması ve diğer aktif
elemanların keĢfi ile popülerlik kazanmıĢtır (Kin-Lu Wong,2002). MikroĢeritler
sayesinde yükselticiler, faz kaydırıcılar ve mikserler gibi karmaĢık devreler hibrit bir
formda üretilebilmiĢtir. Ġnce yalıtkan taban malzemesinin alt yüzeyi toprak düzlemi
olarak isimlendirilir ve tamamı iletken kaplıdır. Ġletken yüzey genelde bakır olmak
üzere alüminyum veya altın seçilir ve kimyasal yöntemlerle taban malzemenin ait
yüzeyine kaplanır. MikroĢerit anten tasarımında öncelikle kullanılacak taban
malzemenin doğru seçilmesi gerekir. Taban malzeme elektriksel olarak kendisine ait
bağıl dielektrik sabiti εr ve kayıp tanjantı tanγ ile karakterize edilir. ġerit ve toprak
yüzeyi, mikrodalga enerjisini taĢıyan bir transmisyon hattı gibidir. Taban
malzemesinin kalınlığı dalga boyunun küçük bir parçasıdır; 0.02λ veya daha küçük
seçilir (Hubregt J. Visser,2005).
MikroĢerit hatlarda karakteristik empedans, hattın ve taban malzemesinin kalınlığına
bağlıdır. Denklem 3.48'de karakteristik empedans ve efektif dielektrik katsayısının
hesabına iliĢkin formüller verilmiĢtir (Girish Kumar and K. P. Ray, 2003).
3.1........)10
1)(2
1(
2
1
3.1................................
)1(2
1
2
2
h
W
W
h
h
W
C
B
rr
r
eff
(3.59)
99
3.3.............................................
3.3..........................).........(
0
h
W
E
D
h
WBCA
Z (3.60)
)1(2
120
r
A
(3.61)
4ln
1
2ln
1
1
2
1
rr
rB (3.62)
2
32
18ln
h
W
W
hC (3.63)
r
D
60 (3.64)
)94,0
2ln(542,1
2
1108226,04413,0
2 2 h
W
h
WE
r
r
r
r
(3.65)
IĢıma yapabilmesi için mikroĢeritin uygun bir Ģekilde Ģekillendirilmesi gerekir. ġekil
3.55 'te verilen dikdörtgen yama anten, mikroĢerit antenin en basit halidir.
ġekil 3.55. Dikdörtgen mikroĢerit yama anten
ġekil 3.55'te verilen mikroĢerit anten 50Ω‟luk Ģerit hat ile beslenmiĢtir. Uygulanan
dalga yama antene Ģerit altından ilerler ve yamanın altında yayılır. Antenin kenar
100
bölgesine ulaĢan dalganın bir kısmı geri yansırken bir kısmı ıĢıma yapar. Geri yansıyan
dalga sönümlenene kadar antenin iki kenarı arasında git-gel yapar. Bu enerjinin de bir
kısmı kaynağa doğru yansır. ġekil 3.56.'de dikdörtgen mikroĢerit yama anten altında
meydana gelen bu yansıma mekanizması Ģematik olarak gösterilmiĢtir.
ġekil 3.56. Dikdörtgen mikroĢerit anten üzerinde meydana gelen yansımalar
Taban malzemesi mikroĢerit yapıda iki fonksiyonu yerine getirir. Bunlardan ilki devre
elemanlarının uygun bir Ģekilde monte edilmesine olanak sağlamak, mekanik açıdan bu
elemanlara destek olmak; diğeri de bir transmisyon hattının parçası olarak iĢlev
görmek ve dielektrik geçirgenliği ve kalınlığı itibari ile antenin veya devrenin
elektriksel özelliklerini belirlemektir.
MîkroĢerit anten tasarımında ilk adım uygun bir taban malzemesi seçimidir. Çok
sayıda taban malzemesi, bakır, alüminyum veya altınla kaplı olarak bulunabilir.
Plakalar genellikle 1/3", 1/6" veya 1/8" (1"= 2,54 cm) kalınlığında olabildiği gibi üretim
tekniklerindeki geliĢmelere paralel olarak, 10, 25, 50, 75 ve 100 mil (1 mil = 2.54x103
cm) kalınlığında plakalar temin etmek mümkün olabilmektedir.
MikroĢerit anten tasarımında taban malzemedeki dalganın yayılım sabitinin iyi
bilinmesi gereklidir. Bu sayede rezonans frekansı, rezonans direnci ve diğer anten
parametreleri tespit edilebilir. Anten tasarımcıları görmüĢlerdir ki mikroĢerit
antenlerin performansını yakından etkileyen en hassas parametre dielektrik taban
malzemenin dielektrik sabiti ile üreticinin bu parametre için belirlediği tolerans
değeridir (Rod Waterhouse,2002).
101
Ġnce taban malzemeli mikroĢerit antenlerde çalıĢma frekansındaki değiĢim, taban
malzemesinin küçük toleranslardaki dielektrik sabitinin değiĢimiyle aĢağıdaki Ģekilde
açıklanabilir.
r
rf
f
2
1
0
(3.66)
Bu denklemde yer alan f0 değeri, manyetik duvar sınır Ģartlan kabulü ile mikroĢerit
antenin rezonans frekansını temsil eder, εr bağıl dielektrik sabiti, γf rezonans
frekansındaki değiĢimi ve 8er bağıl dielektrik sabitindeki değiĢimi göstermektedir.
Örneğin γf / f0 = 0.5 olarak düĢünülürse εr =2.55 için gereken hassaslık γεr = 0.025'tir.
Ancak, bu tip malzemeler için tipik dielektrik sabit hassaslığı γεr = 0.04'tür. Bağıl
frekans değiĢimi malzemedeki küçük boyutsal değiĢimler cinsinden ya da sıcaklığın
fonksiyonu olarak aĢağıdaki Ģekilde açıklanabilmektedir.
Tl
l
ft
f
.
0
(3.67)
Burada, αt malzemenin termal genleĢme katsayısı, T sıcaklığı (°C), l mikroĢerit
antendeki frekansı belirleyen uzunluktur. 100°C lik sıcaklık farkına rağmen, çalıĢma
frekansında % 0.5 den daha az değiĢimin olması için αt' nin 50x10-6
/°C den daha düĢük
olması gereklidir. Genelde kullanılan malzemelerin termal genleĢme katsayıları bu
sınırlar içerisindedir. Bununla birlikte taban malzeme kalınlığındaki değiĢim çalıĢma
frekansı üzerinde önemli bir etkiye sahiptir.
Yama geniĢliği
Kalınlığı h olan bir yalıtkan taban için çalıĢma frekansı fr olmak üzere anten geniĢliği
W aĢağıdaki formülle bulunabilir.
W=c/2fr [(εr+1)/2)]1/2
(3.68)
102
Burada c ıĢığın boĢluktaki hızı, εr taban malzemenin dielektrik sabitidir. Eğer yama
geniĢliği formül (3.48) ile bulunan değerden daha büyük seçilirse anten verimliliği
artar, ancak bu durumda daha yüksek dereceden modlar oluĢacağı için alan
dağılımında bozulmalar gözlenebilir.
Yama uzunluğu
Yama uzunluğu L, yarım dalga boyu uzunluktan saçak alan uzunluğunun (Δ£)
çıkarılması ile elde edilir.
lf
cL
er
22
(3.69)
Burada εr etkin dielektrik sabitidir ve w/h>l için,
W
trre
121
2
1
2
1 (3.70)
ile hesaplanır. Denklemde yer alan t, mikroĢerit hat kalınlığı, A£ hat geniĢlemesi olup
8,0
264,0
258,0
3,0412,0
h
Wh
W
hle
e
(3.71)
ile tanımlanır.
Anten dizileri
Alıcı eleman olarak tek bir antenin kullanılması, özellikle istenilen iĢaretin elde
edilmesinin zor olduğu, gürültülü ortamlarda arzu edilen anten karakteristik
geniĢliğini sağlamak için yeterli olmamaktadır. Bu durumda, gürültülü ortam
içerisinde istenilen anten karakteristik geniĢliğine ulaĢmak için (tek bir antenin yol
açacağı bir takım sınırlandırmaları ortadan kaldırmak amacıyla) anten dizileri
kullanmak daha faydalı olmaktadır. Bunun sonucu olarak, değiĢken iĢaret
ortamlarına uyum sağlayabilen, daha güvenilir, esnek ve iĢaret algılama performansı
daha yüksek yeni dizi sistemleri oluĢturulmuĢtur (Hubregt J. Visser,2005).
103
Anten dizilerindeki incelemelerde bazı varsayımlar yapılmaktadır. Bunlar dizi
elemanları arasındaki mesafe yeteri kadar küçüktür ve farklı elemanlara düĢen
dalgalar arasında genlik farkı yoktur. Elemanlar arasında karĢılıklı eĢleĢme yoktur.
Sonlu sayıda iĢaret gelmektedir ve son olarak diziye gelen iĢaretlerin bant geniĢliği
taĢıyıcı frekansına göre çok küçüktür. Bu diziler çeĢitli sayıda anten elemanlarından
oluĢur. Burada iĢaretler hem genlik hem fazda bölünür veya birleĢir. Genel olarak
anten elemanların çeĢitli kombinasyonları kullanılarak, eĢit elemanlı ve düzenli
geometriye sahip anten dizileri oluĢturulur. Diziler, ihtiyaca göre bir, iki veya üç
boyutlu olabilir (Girish Kumar and K. P. Ray, 2003).
Doğrusal anten dizileri
Doğrusal anten dizileri, doğrusal bir hat üzerine yerleĢtirilmiĢ antenlerden oluĢan
dizilerdir. En yaygın kullanılan yapı, düzgün doğrusal anten dizisidir. Düzgün, dizi
elemanları eĢit aralıklarla dağıtıldığı anlamında kullanılmaktadır.
ġekil 3.57. Doğrusal anten dizisi
Bununla beraber, uygulamaya ve ortam Ģartlarına göre dizi elemanları çeĢitli
aralıklarla yerleĢtirilerek anten karakteristiği diyagramının çeĢitli açılarda tepki
vermesi sağlanabilir. Dizi elemanlarının dağıtım Ģekli anten yönlendirme vektörünü
belirler. Bu da dizi eleman ağırlıklarını oluĢtururken denetleyici tarafından
baĢvurulan bir bilgidir (Maci, S., Gentili, B., 2007).
104
Düzlemsel anten dizileri
Düzlemsel anten dizileri adından da anlaĢılacağı üzere, antenlerin iki boyutlu bir
düzlem üzerine yerleĢtirilmesiyle oluĢturulur. ġekil 3.58„de bir düzlemsel anten
dizisi görülmektedir. Düzlemsel anten dizilerinin, doğrusal dizilere göre avantajı
anten karakteristiği diyagramının küresel koordinat sisteminde iki boyutu temsil eden
θ ve Φ açısal eksenleri ile tanımlanabilmesidir. Yani doğrusal dizilerde anten
karakteristiği diyagramı sadece dizi ekseninin bulunduğu düzlemde tek bir boyut
olurken, düzlemsel diziler de iki boyut birden olabilmektedir. Bu Ģekilde sadece
yatayda değil dikey eksende de kullanıcıların konumlarına göre anten karakteristiği
Ģekillendirebilme olanağı elde edilmektedir. Fakat anten sayısının artıĢı iĢlemsel
yoğunluğuda artırmakta ve zaman kaybına neden olabilmektedir. Bu yüzden
doğrusal dizilere eklenecek bir kaç anten ile dikeyde anten karakteristiği
Ģekillendirme yapılmaya çalıĢılmaktadır (Rod Waterhouse,2002).
ġekil 3.58. Düzlemsel anten dizileri
Hücresel haberleĢme sistemlerinde iĢaretlerin geliĢ açıları yatay eksenden çok dikey
eksene göre daha fazla dağılırlar. Bu nedenle düzlemsel diziler yerine dikeyde daha
az eleman içeren dizi yapıları tercih edilmektedir.
Uniform antenler
Dizi antenler uygun faz ve genlik sinyali ile beslenen birçok ıĢıma elemanından
oluĢmaktadır. Dizi antenin neden kullanıldığı ile alakalı birçok sebep söylenebilir
fakat ortak anlayıĢ dar hüzme formunda daha yönlü ıĢıma yapması ve daha kazançlı
105
bir yapı olmasındandır. Burada bir dizi anten yapısı olan uniform lineer dizi antenler
anten elementlerinin düz bir sıra boyunca ayarlanmaları ile oluĢan dizi anten
çeĢididir. Bu dizi anten çeĢidinin ıĢıma modeli model çarpma teoremi(3.48) ile
bulunabilir. Bu teoremi açıklayacak olursak eĢitlikte belirtildiği gibi tek bir ıĢıma
elemanının modeli ile dizi faktör modeli çarpılarak dizi anten modeli bulunur (Maci,
S., Gentili, B., 2007).
Dizi Modeli =Tek Eleman Modeli x Dizi Faktörü(AF) (3.72)
ġekil 3.59. Dizi faktörü ile anten dizi modeli oluĢumu
Dizi faktörü tamamen dizinin geometrisine bağlıdır. Uniform lineer dizi Ģekil 3.60‟da
gösterilmiĢtir. N adet ıĢıma elemanının birbirinden d kadar uzaklıkta Ø faz farklı ile
ilerleyen ıĢıma elemanıdır. Genlik ve faz durumları güç kontrol ağı tarafından
kontrol edilir.
ġekil 3.60. Uniform lineer dizi anten konfigürasyonu
Genellikle güç kontrol ağında güç bölücüler kullanılır. Dizi faktörünün çevrilmiĢ
durumu ise denklem 3.73‟te verilmektedir.
sinkd (3.73)
106
Burada
Ψelemanlar arasındaki faz farkı
k=2pi/λ
d=elemanlar arasındaki mesafe
β=Elemanlar arasındaki uyartım akımının faz farkı
θ=Dizinin normaline göre relatif açı
N elemanlı lineer dizi antenin dizi faktörü formu denklem 3.74‟teki gibidir.
0 2 ( 1).....................j j j j NAF e e e e (3.74)
Formül basitleĢtirilirse aĢağıdaki gibi olur
( 1)
1
N j n
nAF e
(3.75)
Anahtarlamalı hüzme formu(Beamswitching) dizi antenler
Standart dizi anten için ortak bilinen bilgi dizi elemanlarının güç bölücüsü ile
birleĢtirilmesidir. Daha iyi anlaĢılması için güç yükselteçli ağ S parametre ile kolay
analiz edilebilmektedir. Yapı Ģekil 3.61‟de görülebilir. Eğer bütün portlar uyumlu ise
giriĢten uygulanan genlik ve faz değerleri çıkıĢta da oluĢacaktır. Bu durumda çıkıĢ
portları arasında faz farkı oluĢmayacak böylece β=0 olacaktır.
ġekil 3.61. S parametresi olarak güç bölücü uygulaması
107
Genelde dizi antenler hüzme anahtarlamalı durumda iken, genlik ve fazı kontrol
etmek için huzme formu ağ yapısını kullanırlar. Bu ağ yapısının dizi antene
eklenmesi ile istenilen ıĢıma modelini elde edebilmek için ıĢıma elemanına gelen
akımların genlik ve faz değerleri kontrol altına alınmıĢ olur. HaberleĢme
sistemlerinde hüzme formu uygulaması giriĢimi düĢürmek ve haberleĢmeyi anteni
fiziksel olarak çevirmeden ıĢıma hüzmesini çevirerek devam ettirmeyi sağlamaktadır.
Hüzme formu örneği Ģekil 3.62‟de görülmektedir. ġekilde güç bölücülü dizi anten ile
hüzme formlu besleme hattı içeren dizi anten geometrileri karĢılaĢtırılmıĢtır. Güç
bölücülü dizi antende ıĢıma merkez lobda iken hüzme formlu besleme hattında ise
bilirli bir açıda kaymıĢtır.
ġekil 3.62. IĢıma modeli (a) Standart dizi (b) Hüzme form besleme hattlı dizi
Ġki faklı durumun ortaya çıkmasının nedeni güç bölücülü yapıda eĢit genlik ve faz
değerlerinin çıkıĢta oluĢması hüzme yönünü ana lob doğrultusunda oluĢtururken,
belirli bir hüzme form besleme hattı ile ana lob doğrultusundaki hüzme yönü belirli
bir açıyla kayacaktır.
Blass Matrisi
Blass matris hüzme formu besleme ağı N adet anten dizi elemanı hattının M adet port
hattı ile yönlü kuplörler ile kesiĢmesi sonucu oluĢan ağ yapısıdır. Matrisi
uyumlandırılmıĢ yükler ile sonlandırılır. M adet portun N adet ıĢıma elmanı ile
kesiĢmesi kesiĢimler de yönlü kuplör kullanılması ve yükler ile sonlandırılmaları çok
miktarda yük ve kuplörün kullanılmasını gerektirecektir. Bu yüzden de yapı
gereğinden fazla büyük olacaktır (Constantine A. Balanis, 2008).
108
Butler matris besleme sistemi
En popüler hüzme formu ağ yapısı butler matrisi temel alan ağ yapısıdır.
Uygulanması için mikroĢerit besleme hatları kullanıldığı için blass matris ağına göre
daha kolaydır. Geleneksel butler matrisi 2n+2
n ağdan 2
n-1log2
n hibrid kuplörden faz
kaydırıcılardan oluĢmaktadır. Tipik olarak N tane hüzme formu oluĢturması için N
tane giriĢ N tane çıkıĢa sahip olmalıdır. Yine de aynı sayıda giriĢ ve çıkıĢ portlarına
sahip olmasına gerek yoktur. Bu durum tasarlanan butler matris formuna göre
değiĢiklik gösterir. Örnek olarak 3 giriĢ 4 çıkıĢ butler matris formunda 3 adet hüzme
formu oluĢur ve bunlardan bir tanesi geniĢ hüzme formudur. N giriĢ M çıkıĢ portuna
sahip butler matris için N adet ortogonal hüzme formu oluĢur. M ise ana lobu ve
hüzme geniĢliğini etkileyen ıĢıyan eleman sayısıdır (Ramesh Garg, Prakish
Bhartic,2000).
En çok kullanılan butler matris 4x4 butler matrisidir. 4 giriĢ ve 4 çıkıĢı olan bu matris
formunda 4 farklı hüzme formu 4 ayrı yönde oluĢur. Burada 4 farklı hüzme formunu
oluĢması ve farklı yönlerde oluĢması çıkıĢ portları arasındaki faz farkından
kaynaklanmaktadır. 4x4 butler matris nümerik değerleri ve blok Ģeması ve dizi
faktörü modeli aĢağıdaki Ģekil 3.63 ve çizelge 3.18de gösterilmektedir.
ÇAPRAZLAYICI
FAZ KAYDIRICI
HİBRİD KUPLÖR
R1 L2 R2 L1
A1 A2 A3 A4
ALICI VERİCİ PORTLARI
ANTEN PORTLARI
ġekil 3.63. 4x4 Butler matris blok Ģeması
109
Çizelge 3.18. 4x4 Butler matris nümerik değerleri
GiriĢ Portu β Polar Formdaki Hüzme Pozisyonu 3 dB HüzmegeniĢliği
R1 -45 +14.5 derece 33.4 derece
L2 +135 -48.6 derece 44.3 derece
R2 -135 +48.6 derece 44.3 derece
L1 +45 -14.5 derece 33.4 derece
ġekil 3.64. 4x4 butler matris dizi faktörü(AF) model çizimi
Yukarıdaki butler matris tasarımda üç faklı komponent kullanılmıĢtır. Bunlar 90
derece hibrid kuplör, 0 dB atlama, faz kaydırıcıdır.
ġekil 3.65. Tasarlanan butler matris
Yukarıdaki Ģekilde tasarlanan butler matris geometrisi gösterilmektedir. Bu
geometride 1,2,3,4 portları çıkıĢ portları ve 5,6,7,8 portları giriĢ portlarıdır.
AĢağıdaki Ģekillerde port giriĢlerine göre geri dönüĢ kaybı ve uzak alan ıĢıması
incelenmiĢtir.
110
(a) (b)
(c) (d)
ġekil 3.66.(a),(b),(c),(d) Butler matris S11 değerleri
ġekil 3.66 incelendiğinde tasarlanan butler matris 2.4GHz‟te resonansa gelmektedir
ve geridönüĢ kaybı giriĢ portlarına göre değiĢmektedir; L1: -19.015dB, R1:-
18.407dB, L2:-13.343dB, R2-13.535dB.
ġekil 3.67. Dipol anten (a) Tasarımı (b) Geri dönüĢ kaybı(S11)
Dizi anten tasarımına geçmeden önce dizi olarak tasarlanacak dizi antenin tek bir
elemanının simülasyon sonuçlarını inceleyecek olursak Ģekil 3.67‟de geri dönüĢ
kaybı incelenmektedir ve antenin 2-3GHz arasında çifte rezonansa gelmektedir.
Bunlardan biri 2.36GHz de -28.926dB dir.
111
(a) (b)
ġekil 3.68. Dipol Anten (a) Kazancı (b) Uzak alan ıĢıması
ġekil 3.68„de antenin uzak alan ıĢıması da incelenmiĢ yönlendiriciliği 2.4GHz de
4.1dBi, kazancı ise 4.356dB olarak elde edilmiĢtir.
ġekil 3.69. Tasarlanan dipol dizi anten
Tasarımın bu aĢamasında tek elemanı tasarlanan dipol anten geometrisine x
ekseninde üç eleman daha ekleyerek dört elemanlı dipol dizi tasarlanmıĢtır. Bu
tasarımın amacı daha iyi bir yönlendiriciliğe ve daha yüksek bir kazanca sahip
olması amaçlanmıĢtır. Yapılan simülasyonlarda Ģekilde 2.4GHz de geri dönüĢ
kaybı(S11) gösterilmiĢtir. Tasarlanan dizi antenimizin geri dönüĢ kaybı giriĢ portuna
göre -11dB ile -14dB arasında değiĢmektedir.
ġekil 3.70. Dipol dizi antenin uzak alan ıĢıması
112
(a) 1R (b)1L
(c)2L (d)2R
ġekil 3.71. Dipol dizi anten geridönüĢ kaybı S11(dB)
Tasarlanan dipol dizi antenin 2L portundan uzak alan ıĢıması 2.4 GHz de
yönlendiriciliği 8.661dBi olarak elde edilmiĢtir. Tasarlanan dipol dizi anten tek
elemanlı geometriye göre yönlendiriciliği 3.6dBi artmıĢtır.
(a)1L (b)1R
(a)2L (b)2R
ġekil 3.72. 2.4GHz‟de uzak alan polar formu
113
ġekil 3.72 (a),(b),(c),(d)‟de giriĢ portuna göre dizi antenin 2.4GHz de uzak alan polar
formu incelenmiĢtir. 3dB band geniĢliği 42 derece ile 91 derece arasında değiĢtiği
gözlenmiĢtir. Ana lob kazancının 3dBi ile 5 dBi arasında giriĢ portuna göre
değiĢtiğide gözlenmiĢtir. Ayrıca tek elemanlı tasarımla karĢılaĢtırıldığında
yönlendiriciliğin 4.5dBi ile 6.5dBi arasında arttırılmıĢtır.
Çizelge 3.19. Butler matrisli dipol dizi anten benzetim sonuçları
No A1 A2 A3 A4 S11(dB) Yönlendiricilik(dBi) BW(0)
2R 135 0 225 90 -11.6@
2.39 GHZ
10.35 45
1R 180 135 90 45 -11.8@
2.39 GHz
8.66 115
2L 90 225 0 135 -14@ 2.38
GHz
9.85 107
1L 45 90 135 180 -11@
2.39GHz
8.66 115
Çizelge 3.19'da genel olarak anten benzetim sonuçları incelenmiĢtir. Tasarlanan
antenin giriĢ portlarından farklı fazlar uygulanarak anten performansları
incelenmiĢtir. 2R giriĢimizdeki antenimizin band geniĢliği 45 derece ve
yönlendiriciliği 10.35dBi olarak elde edilmiĢtir.
ġekil 3.73. 4X4 Butler matris yapısı kullanılarak gerçeklenen anten
114
ġekil 3.74. Butler matris geri dönüĢ kaybı ölçümü
Gerçeklenen butler matrisli antenin performans değerleri ölçümleri için
Rohde&Schwarz marka FSH6 Spektrum Analizörü kullanılmıĢtır. ġekil 3.73‟de
tasarlanan butler matris kullanılarak dipol dizi antenimizin geridönüĢ kaybı ölçümü
yapılmıĢtır. Yapılan ölçümlerde (Ģekil 3.74) antenin 2.36-2.45GHz arasında
resonansa geldiği ve -48dB ile -56dB arasında geridönüĢ kaybına sahip olduğu
ölçülmüĢtür.
(a)
(b)
(c)
(d)
ġekil 3.75. Kullanılan satellite link emulator STC10 deney setinde (a) Monopol
anteni ile (b) Butler matrisli anten ile (20m)
115
Ġki fotoğrafa bakıldığında soldakinin sağdakine göre biraz bozuk olduğu
görülmektedir. Bu durum standart monopol antenle butler matris kullanılarak yapılan
ölçümler arasındaki performans farkını gözler önüne sermektedir. Ayrıca Ģekil
3.75‟da sistem üzerinde Xbee modülünün sinyal çıkıĢı gözlenmiĢtir. ġekil 3.76‟da ise
alıcı kısmında kendi anteni yerine tasarlanan butler matrisli antenin 2R ve 1L
portlarından yapılan ölçüm sonuçlarına yer verilmiĢtir. 2.4GHz de antenimizin 2R
portundan -14dBm ve 1L portundan -20dBm sinyal seviyesi ölçülmüĢtür.
ġekil 3.76. (a)Sistem çıkıĢı (b) 2R ve 1L nolu giriĢlerimizin ölçüm sonuçları
PA ve Dipol Dizi Anten
Varken
PA yokken Dipol Dizi
ANten
12.6 dB @ 2.45 GHz
35
30
25
20
15
10
5
0
-5
-10
ġekil 3.77. PA+dipol dizi anten ekli ve PA yokken dipol dizi anten sinyal ölçümü
(a)
(b)
ġekil 3.78. Kullanılan satellite link emulator STC10 deney setinde (a) PA yokken
kendi monopol anteni (b)PA varken butler matrisli anten ile (25m)
116
Ġki fotoğrafa bakıldığında soldakinin sağdakine göre biraz bozuk olduğu
görülmektedir. Bu durum deney setinin çıkıĢına güç yükselteci eklendiğinde ve ekli
olmadığında sonuçlar ölçülmüĢtür. Elde edilen sonuçlardan görüleceği üzere STC10
deney setinin önüne eklenen katlar ile 25m mesafeden görüntü net bir Ģekilde
alınabilmiĢtir. Ayrıca güç yükselteci ekli olup olmadığı durumlarında yapılan
ölçümlerde 2.45GHz de 12.6dB‟lik rf sinyal yükseltilmesi baĢarılmıĢtır.
117
4. ARAġTIRMA BULGULARI VE TARTIġMA
4.1. Alıcı Verici Sistem Performans Testleri ve KarĢılaĢtırmaları
4.1.1. Laboratuar test sistemi
Tasarlanan sistem çalıĢması, SDÜ, elektronik ve haberleĢme mühendisliği bölümü,
mikrodalga laboratuarında gerçekleĢtirildi. Gerçeklenen RF alıcı/verici devrenin
performans ölçümleri için laboratuarda kullanılan bazı cihazlar Ģöyledir: Anritsu
network analizör (Akdeniz üniversitesi), Rohde & Schwarz elde taĢınabilir spektrum
analizör FSH6 (projeden alınan), Promax MC877 seviye metre, frekans sayıcı, HP
spektrum analizörü AE56 (1 GHz), iki adet 40 MHz ve bir adet 100 MHz sayısal
osiloskop (Kikusui M-A 100), TRGR 1040 1 GHz RF sinyal üreteci, directional
coupler, PA-20A Probe, Multimetre cihazları kullanılmıĢtır. ġekil 4.1.‟de,
mikrodalga laboratuarında bulunmakta olan, ölçüm ve devre gerçeklemeleri sırasında
kullanılan mikrodalga cihazları ve Rohde & Schwarz elde taĢınabilir spektrum
analizör FSH6 gösterilmiĢtir.
(a)
(b)
(c)
(d)
ġekil 4.1.(a)(b)(c)(d) Elektronik ve haberleĢme mühendisliği bölüm laboratuarı
118
4.1.1.1. Kullanılan malzemelerin ve tasarlanan katların ölçüm düzeneği
Anten performansı için daha önce antenler kısmında bahsettiğimiz gibi en önemli
parametrelerden biri geri dönüĢ kaybıdır. Geri dönüĢ kaybı sistemin parçaları
arasındaki veya iletim hatları arasındaki empedans uyumsuzluğu nedeniyle
gönderilen gücün bir kısmının yansıyarak geri dönmesi sonucu oluĢan güçtür. Geri
dönüĢ kaybının ölçümünde yararlanılacak deney düzeneğinin temel elemanı yönsel
bağlaĢtırıcıdır. Yönsel bağlaĢtırıcılar mikrodalga sistemlerde yansıyan, iletilen
sinyallerden örnekler almamızı sağlayan bir yüksek frekans ölçüm elemanıdır.
BağlaĢtırıcı 4 portlu bir eleman olup temel Ģekli aĢağıdaki gibidir.
a1
a4 a3
a2b1 b2
b4 b3
PORT1 PORT2
PORT4 PORT3
ġekil 4.2. Ölçümlerde kullanılan mikrodalga ölçüm sistemi
1
11
r
i
V D
V
D
(4.1)
( ) 20log( )r
i
PRL dB
P
(4.2)
119
Anten
PA
LNA
Anten Uyumsuzluğu
oluşan TX sızıntı
yansıması
50 ohm sonlandırma
Coupled Line
Directional Coupler
Zayıf izolasyon
tarafındanTX Sısıntı
yansıması
Anten
PA
LNA
Anten Uyumsuzluğu
oluşan TX sızıntı
yansıması
Zayıf izolasyon
tarafındanTX Sısıntı
yansıması
r
Cancelling
Signal by r
Leakage
Cancelling
Radiated TX power
forward
ġekil 4.3. Yönsel bağlaĢtırıcıdan gelen ve yansıyan dalga
ġekil 4,2‟ten görüleceği üzere bu 4 porttan 1.port giriĢ portu, 2.port giden (through)
portu, 3. port coupling olarak isimlendirilen porttur ve son olarak 4.port izole
(isolated) porttur. Ölçüm sonuçlarının güvenilirliğini arttırmak için D‟si yüksek
coupler‟lar kullandık. Bu aĢamanın ara sonuçları çizelgeler halinde aĢağıdaki
bölümlerde verilmiĢtir.
Anten kazanç ölçümü
Antenlerde performansı etkileyen ya da performansının ne derece iyi olduğunu
gösteren parametrelerden bir diğeri de kazançtır. Anten tek portlu bir eleman
olduğundan antenlerin kazanç ölçümleri diğer sistemlerden biraz daha farklıdır.
Kazanç ölçümü için birden fazla metot mevcuttur ama biz bu çalıĢma için iki anten
metodu kullanılmıĢtır. Bu anten kazanç metodu isminden de anlaĢıldığı gibi
birbirinin aynı iki anten kullanılarak antenin kazancını ölçmede kullanılır. Antenler R
kadar mesafe aralıkta yerleĢtirilirler. Bu R mesafesi antenlerin uzak alan ölçütlerini
sağlayan bir mesafe olmalıdır. Uzak alan ölçütü;
2
2d
R
(4.3)
Ģeklinde olmalıdır.
120
d= MikroĢerit antenin yama yada metalik hat kısmının uzunluğu
λ=Dalga boyu
Kazanç hesabı için;
(4 )( ) ( ) 10log 5log( )r
ot dB or dB
t
PRG G
P
(4.4)
( )ot dBG =Ġletilen antenin kazancı
( )or dBG Alıcı anten kazancı
rP = Alınan güç (W)
tP = Ġletilen güç (W)
rP ve tP güçleri antenlerin spektrum analizöre bağlanması sonucu ölçülen güçlerdir.
Bu iĢlemler sonucu kolaylıkla kazanç ölçülmüĢ olur.
E y
Ex
Ey (r)
Doğrusal (Y)
Kutuplu Test
Anteni
Kaynak
(a) (b)
ġekil 4.4. (a),(b) Anten ölçüm sistemi
Bu test sistem alanındaki bileĢenler dikey Y ekseni boyunca test antenine doğrusal ve
sabit olması gereklidir. Ölçüm düzeneği test altındaki antenin faz merkezi
aracılığıyla test alanında yayılan hareketini (dx, dy) göstermektedir.
121
Horn
AntenTest Altındaki
Anten
ġekil 4.5. Tipik bir anten ölçüm sistemi
Bir vektör network analizör kullanarak tipik bir ölçüm sistemi, sabit kalibre referans
horn anteni, kontrolör PC ve programlanabilir bir platformdan oluĢmaktadır. PC yön
belirleyici test altındaki anten düzeneğine hareket etmesi talimatını verir ve frekans
bandında süpürme tetiklenir ve yazılım aracılığıyla tarama ölçüm verilerini bilgisayar
ekranında görüntüler.
Anten faktörü belirleme standartları
Anten faktörü (AF), antenin ölçtüğü elektrik (veya manyetik) alan Ģiddet inin anten
çıkıĢındaki endüklenmiĢ gerilime oranıdır ve aĢağıdaki Ģekilde ifade edilir:
20log( )o
EAF
V
(4.5)
Burada,
AF: Anten Faktörü (dBm-1
),
E: Elektrik alan Ģiddeti (Volt/metre),
V0: Anten çıkıĢ gerilimi (Volt).
Eğer iki aynı tip anten kalibre edilmek istenirse, bu antenlerin anten faktörü
AF[dB(1/m)], tek bir saha zayıflatması ölçümüyle ve aĢağıdaki eĢitlik kullanılarak
elde edilir;
max10log 24.46 1/ 2[ ]M DAF f E A
(4.6)
122
ġekil 4.6. AF ölçüm düzeneği
1m ölçüm uzaklığı için anten faktörü belirleme yöntemi
Bu yöntem, 1m‟deki anten faktörlerinin bulunması için, tam yansımasız oda (TYO)
içinde aynı tip iki antenin kullanıldığı bir test düzeneği öngörür. Aynı tip iki anten
için AF,
9.7320log 10.98 10log( ) 10log R
T
VAF
V
(4.7)
Ģeklindedir. Yukarıda verilen (4.7) formülünde bilinen değerler yerine konarak,
8.7 10log( ) 10 R
T
VAF og
V
(4.8)
elde edilir.
4.1.1.2. Alıcı verici sistem tasarımı ve performansı
Bir vericinin görevi, istenilen sinyalle modüle edilmiĢ bir RF taĢıyıcısını yükseltmek
ve kodlanan bilgiye mümkün olduğunca küçük bir bozulma eklemektir. Verici
performansını ölçen iĢlemler ileride tanımlanacaktır. Güç çıkıĢı, kullanılan
modülasyon yöntemine bağlı olarak açıklanan temel bir iletiĢim sistem
parametresidir. PM ve FM sistemler, rms gücünü kullanırken AM sistemler tepe zarf
123
gücünü kullanır. Devamlı veya aralıklı çalıĢma derecesi, sistemin iç sıcaklıklarını
kontrol etmek için gereken yöntemin tipini etkiler. Vericinin iletime geçme süresi
dijital iletiĢim sistemleri için önemlidir. Bu süre, sistemin verimliliğini sınırlamamak
için kısa olmalıdır fakat bitiĢik kanallarda geçici bir enerjiye sebep olacak kadar da
kısa olması istenmez.
Bir ön uç alıcı verici sistemin performans etkileri aĢağıdaki parametreler ile
karakterize edilebilir; Doğrusallık (IP2/IP3/P1dB/ACPR/EVM), Duyarlılık (NF),
Seçicilik (ACR/ALR/Reciprocal Mixing), Kazanç (Gp/Gv/Gt/Ga), Güç tüketimi
(Active/stdby/efficiency), Maliyet (die area, ext. components), Boyut (ext
components, paket).
ġekil 4.7. Alıcı verici cihaz
Gerçeklenen alıcı verici devre katlarından ölçüm değerlerinden alınan olumlu
sonuçlar doğrultusunda üretilen modüller birleĢtirilerek alıcı verici ön uç cihaz ortaya
çıkmıĢtır. Ancak tasarlanan devre yukarıdaki Ģekilde gösterilen sistem tasarımının bir
katını oluĢturmaktadır ve bu bölümde bu kat ile ilgili ölçüm sonuçları incelenecektir.
Gerçeklenen devrenin 300x100x10 mm ebatlarında bir kutuya yerleĢtirilmiĢtir. Cihaz
Ģekil 4.7‟de görülmektedir. Kullanılan modül tarafından oluĢacak Ģebeke gerilimi
gürültüsünü minimize etmek için modülün etrafı bakır plaka ile kaplanmıĢtır.
ġekil 4.8 (a) ve (b) alıcı modunda sistemin (transceiver) benzetim sonuçlarını
göstermektedir. Alıcı modunda 2.45 GHz de, Kazanç 26.4 dB ve gürültü Ģekli de
(noise figure) 4.25 dB elde edilmiĢtir. 1 dB kazanç bastırma noktası giriĢ gücü -
124
21 dBm olduğunda -6 dBm dir. Farklı LNA‟lar için sistem sonuçlarının nasıl değiĢtiği
Ģekillerden açıkça görülmektedir. Verici modu için gürültü ve kazanç grafikleri Ģekil
4.8‟de gösterilmektedir.
KAZANC
0
10
20
30
40
A MP _B (A 2) B P FB (F2) MIX E R_B (A 1) B P FB (F3) A MP _B (A 3) MIX E R_F (A 5) B P FB (F4)
p2
p1
DB(C_GA(TP.TP1,TP.TP5,0,0))[*]
ALICI_MODU
DB(C_GA(TP.TP1,TP.TP5,0,0))[*]
ALICI_MODU
GAIN
-40
-30
-20
-10
0
10
20
dB
MIXER_F (A5) AMP_B (A3) BPFB (F3) MIXER_B (A1) BPFB (F2) AMP_B (A6) AMP_B (A2)
p1
DB(C_GA(TP.ModSignal1,TP.TP3,0,0))[*]TRANSMITTER
(a) (b)
ġekil 4.8. 2.4 GHz alıcı sistem (a) Kazanç grafiği (b) Kazanç performansı
Verici modunda Ģekillerden de görüldüğü gibi kazanç 18.7 dB ve gürültü de 6.4 dB
dir. Verici modunda 400 MHz lik IF sinyali yukarı, 2.4 GHz‟e dönüĢtürülmüĢtür
(ġekil 4.9 (b)).Sistem performansı için p/4 DQPSK sayısal modülasyon sinyali (-
12.7dBm ) RF alıcı-verici sistemin giriĢine uygulandı ve sonuçta sistem performansı
aĢağıdaki Ģekildeki gibi elde edildi.
(a)
(b)
ġekil 4.9. 2.4 GHz alıcı modunda sistem performansı (a) pi/4 DQPSK (-12.7 dBm)
sayısal modülasyon (b) pi/4 DQPSK (-12.7 dBm) sayısal modülasyon
Çevresel koĢullar ve güvenilirlik sorunları da alıcı tasarımında oldukça önemlidir.
Vericinin dc güç beslemesi, voltaj ve çevresel etkiler üzerindeki değiĢimleri
karĢılayabilecek düzeyde olmalıdır.
125
4.1.1.3. Bulgular
Vericinin aniden iletime ve kesime geçmesi halinde oluĢturacağı toplam enerjinin
miktarı sinyale Fourier Transform teorisi uygulanarak hesaplanabilir. Genellikle
verici gücünün yükselmesinin 6 ms„den uzun sürmesi istenmeyen frekanslardaki
yayınımın en aza indirilmesi için yeterlidir. Vericinin iletime geçme süresi
genellikle, çıkıĢ gücünün çıkıĢta % 90‟a ulaĢtığı süre olarak tanımlanır ama büyük
miktarda yük çekimi varsa; iletime geçme süresi, frekansın kanal aralığında
kullanılan bir bölüme yerleĢtirilmesi için gereken süreyle temsil edilir (Rohde, L. U.,
2000). Yük çekimi, ya vericinin frekans öteleme eğilimi sonucu değiĢen
empedanslarla ya da antenin veya vericinin iç güç düzeyinin arttırılması ile ilgilidir.
Ġstenmeyen çıkıĢlar, çoğunlukla ana taĢıyıcının harmonikleriyle ilgilidir ama frekans
sentezleyiciler tarafından oluĢturulan sinyaller ile oluĢan diğer istenmeyen
yayınımlar, tüm vericilerde ortaktır. Ġstenmeyen çıkıĢlar, genellikle ana taĢıyıcının 70
ila 90 dB altındadır. Frekans kararlılığı, özellikle dar bant sistemlerinde önemlidir ve
bir verici parametresi olarak yakından izlenir ve düzenlenir(Rohde, L. U., 2000).
ġekil 4.10‟da tasarlanan cihazın fotografları gösterilmektedir. Üretilen cihaz
kutulanmıĢ ve laboratuar ortamında ölçümleri yapılmıĢtır.
(a)
(b)
(c)
(d)
ġekil 4.10. (a)(b)(c)(d)Alıcı verici cihaz resimleri
126
Aktif Anten
Seviyemetre
Katı
RF Dedektör
Katı
RF Anahtar
Katı
RF Anahtar
Katı
Zigbee
Katı
Power Amplifier
Katı
Besleme Katı
LNA Katı
RF Filtre
Katı
RF Filtre
Katı
Sistem Ölçüm
Noktaları
A: Anten
GiriĢ/ÇıkıĢ
B: Sistem GiriĢ
ÇıkıĢ
L1: LNA GiriĢi
L2: LNA ÇıkıĢı
P1: PA GiriĢi
P2: PA ÇıkıĢı
ġekil 4.11. Tasarlanan ön uç modül ve sistem katları
Teknolojik yönden sık sık batarya değiĢimi pratik olmadığından oldukça düĢük güç
tüketimine gerek duyulmaktadır. Çizelge 4,1‟de sistemin güç tüketimi verilmektedir.
Sistem tasarımında endüstriyel bileĢenler (algılayıcı, eyleyici gibi) için pil değiĢimi
olmaksızın yıllarca sürecek çalıĢma süreleri gerekebilmektedir. Güç tüketimi adına
kablosuz bileĢenlerin iletiĢim olmadığı sürece uykuda kalmasının sağlanılması buna
bir çözüm olmaktadır. Ancak tasarlanan 2.4 GHz ISM bandı kablosuz haberleĢme
modülünün bu imkânı bulunmamaktadır. Ancak miliamper seviyelerinde akım
tüketmektedir bu değer kabul edilebilir seviyelerdedir.
Çizelge 4.1. Sistem katlarının güç/akım tüketimi
Güç Tüketimi Akım Tüketimi
LNA-BFP640 22.6mW 34.3mA
PA-ATF55143 95.2mW 82.5mA
127
Çizelge 4.2‟de alıcı-verici sistemin sistem katları ve bu katlarda kullanılan aktif
yapılar incelenmiĢtir.
Çizelge 4.2. Alıcı verici sistem katları ve kullanılan ekipmanları
Ön Uç Modul-Sistem Tanımlamalar
FR4 Malzeme
Güç Yükselteci Çift Katlı
ATF55143 450 MHz-6 GHz frekans aralığı, 2 GHz için 2.7V, 10
mA, 24.2 dBm 3. Sıra kesiĢimi, 1 dB kazanç
sıkıĢtırmasında 14.4 dBm çıkıĢ gücü, 0.6 dB NF , 17.7
dB ortak kazanç
DüĢük Gürültülü
Yükselteç
Tek Katlı
BFP640 10 GHz frekans aralığı, NF = 0.5 dB 1.8 GHz için, NF
= 0.85 dB 6 GHz için, maksimum stabil kazanç Gms =
27 dB 1.8 GHz için
RF Anahtar (AS193) PHEMT GaAs IC, Ġyi Lineerlik, 3 V Control SPDT
Anahtar 0.1–2.5 GHz
PIC18F2550 Mikrokontrolör
Dedektör (LTC5509) 300MHz to 3GHz RF Güç Dedektörü ,SC70 Paketi
VCC aralığı 2.7V - 6V
2.4 GHz Zigbee
(XBee-PRO 802.15.4
OEM RF Modules)
RF Data oranı 250 Kbps ,bina içi mesafe 30 m, Bina
dıĢı mesafe 90 m, Verici gücü 1mW, Verici Duyarlılığı
(1% PER) -92 dBm, Frekans Bandı 2.4 GHz
Balun MikroĢerit Geometri
Coupler MikroĢerit Geometri
2.4GHz Filtre MikroĢerit Geometri
2.4 GHz Aktif Anten MikroĢerit Geometri
128
Aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı verici sistem ile yapılan alıcı durum
testinde spektrum analizör test sinyalini bir verici anten vasıtası ile kablosuz ortama
gönderilmektedir ve gerçeklenen modülün alıcı konumda çalıĢtırılarak bu sinyali
alması izlenmektedir. Yapılan ölçümlerde filtre ve dedektör katında zayıflayan sinyal
LNA katının çıkıĢında yükseltilmektedir. Filtre katı çıkıĢı ile LNA katı çıkıĢı
arasında 11.62 dB‟lik bir fark bulunmakta ve bu durum gerçeklenen modülün
performansı için makul bir değer olmaktadır. ġekil 4.12‟de gerçeklenen modülün
performans ölçüm grafiği görülmektedir.
11.62 dB
LNA Çıkışı
2 dB
Filtre Çıkışı
Dedektör Çıkışı
S21 (dB)
ġekil 4.12. Alıcı durum sinyal ölçümü
SıkıĢtırılarak kodlanmıĢ sayısal iĢaretin iletim ortamında iletilebilmesi için sayısal
modülasyon iĢlemine tabi tutulması gerekir. Modülasyon için bütün sayısal
modülasyon teknikleri kullanılabilir. Sayısal yayın çeĢitlerine göre standart olarak
kabul edilen modülasyon tipleri Ģunlardır; DVB-T için COFDM (Coded Orthogonal
Frequency Division Multiplex - KodlanmıĢ Dikey Frekans Bölümlemeli Multipleks).
DVB-S için QPSK (Quadrature Phase Shift Keying-Dikgen Faz Ötelemeli
Anahtarlama). DVB-C için QAM (Quadrature Amplitude Modulation-Dikgen Genlik
Modülasyonu). FSK ve PSK vericinin güç yükseltecinde genlik dengesizliğine karĢı
az duyarlıdırlar, böylece güç yükseltecinin yüksek güç verimliliği için gerekli
lineerliği sağlamayı kolaylaĢtırır. Bu sebepten dolayı bu sayısal modülasyonlar farklı
RF uygulamalarında ASK‟dan daha çok kullanılır. Bu modülasyonların kullanım
alanına örnek olarak hücresel telefonlar, WLAN, GPS ve benzeri uygulamalar
129
verilebilir. PSK ve FSK‟nın uygulanabilir farklı birçok tipleri vardır, her biri farklı
bant geniĢliği, güç verimliliği ve yazılım karmaĢıklığına sahiptir. Bu yüzden
benzetimlerde QPSK kullanmaktayız. RF haberleĢme sistemlerinin tasarımında
önemli bir amaçta herhangi bir veri oranı için sınırlı frekans spektrumunu verimli
Ģekilde kullanmaktır (Rohde, L. U., 2000). Modüle edilmiĢ sinyalin matematiksel
ifadesi;
. +RF RFQPSK t A Cos w t t
(4.9)
Koharent PSK, yaklaĢık QPSK:
0.5 [0.5 ( / )]eP erfc S N (4.10)
DPSK:
/0.5 S N
eP e (4.11)
DQPSK:
0.5 [0.76 ( / )]eP erfc S N (4.12)
Ģeklinde yazılabilir (Chang Kai, 2000). QPSK Sistemi dört mesaj noktası ile birlikte
iki boyutsal olarak takımyıldızı ile karakterize edilir. QPSK modülatörü için burada I
ve Q NRZ sayısal sinyal taĢıyıcının kuadratür fazı ile çarpılır ve son olarak çıkıĢta
toplanır. Sistem ölçümleri esnasında QPSK AD8349 modülatörü kullanılmıĢtır.
Yapılan ölçümler esnasında 8 Bit QPSK modüleli sinyali (01101001) 2.4 GHz
frekansında çalıĢan bir antenle gönderip tasarımın alıcı durumu için ölçümler
yapılmıĢtır. ġekil 4,3‟deki ölçüm sonuçlarından da görüldüğü gibi anten çıkıĢından
filtre çıkıĢına kadar 17 dB‟lik bir kayıp oluĢmaktadır ve LNA çıkıĢında 7 dB‟lik bir
artıĢ görülmektedir. Bu durumda alınan sinyal 10 dB‟lik bir kayıpla alıcı çıkıĢına
verilmektedir.
130
Anten Çıkışı
Filtre Çıkışı
LNA Çıkışı
10 dB
7 dB
Alıcı-35.2 dBm
ġekil 4.13. QPSK modüleli sinyal için alıcı durum ölçümleri
Daha sonra uygulanan sayısal modüleli QPSK sinyali (01101001) LNA çıkıĢı ile
birleĢtirici çıkıĢındaki ölçümler alınarak sinyal gücündeki kaybın ne kadar olacağı
ölçülmüĢtür. Ölçüm sonucunda 17 dB‟lik bir kayıp olduğu görülmüĢtür. Ölçüm
sonucu Ģekil 4.13‟te gösterilmektedir.
Modüleli Sinyal LNA Çıkışı Ölçümü
2.29 GHz @ -51 dB
Modüleli Sinyal Birleştirici Çıkış
Ölçümü2.29 GHz @ -68 dB
17 dB
ġekil 4.14. Uygulanan sayısal modüleli sinyalin LNA çıkıĢı ile birleĢtirici çıkıĢındaki
ölçüm sonuçları
LNA katındaki varaktör diyotlardan oluĢan uyumlandırma devresiyle LNA katı
performansının değiĢimi gözlenmiĢ ve LNA katına varikap diyotlu uyumlandırma
devresinin eklenmesiyle LNA‟nın performansında olumlu yönde geliĢme olduğu
görülmüĢtür.
131
RF
C Varactor
diyot0.35mm* 0. 35 mm
W=2. 2 mm/4g /4g
RF
C
Giriş Çıkış
MMBV109LT1
C1
C2 C
SOT-23
Ka
pa
sit
e
Ka
pa
sit
e Kapasite
(a)
J-Inverter J-Inverter
C1
C1
C2
L=C/J2
(b)
ġekil 4.15. (a)(b) Varaktör diyotlu pi uyumlandırma sistem diyagramı
ġekil 4.16‟da gösterilen ölçüm sonucunda varaktör diyotlu pi uyumlandırma
devresinin aktif edilmesiyle sinyal seviyesinde 4 dB‟lik bir artıĢ olduğu gözlenmiĢtir.
LNA Çıkış Sinyali Uyumlandırma
Varken2.29 GHz @ 61 dBLNA Çıkış SinyaliUyumlandırma
Yokken2.29 GHz @ 65 dB
4 dB
ġekil 4.16. Uyumlandırma devresinin LNA performansı üzerine etkisi
Aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı verici sistem modülü için verici durum
performans ölçümü yapılmıĢtır. Spektrum analizör ile modül giriĢine uygulanan
sinyal güç yükseltecinin çıkıĢında ve modül çıkıĢında ölçülmüĢtür. Ölçüm sonuçları
Ģekil 4.17‟de gösterilmektedir.
132
25
20
15
10
5
0
-5
-10
-15
-20
-25
Verici Giriş Sinyali
Verici Çıkış Sinyali
Verici Yükselteç Katı
Çıkış Sinyali
ġekil 4.17. Verici durum ölçümü
RF sinyali verici katında oluĢtuktan sonra sinyalin alıcıya kablosuz olarak iletilmesi
için ıĢıması gerekmektedir. RF enerjisi havada elektromanyetik enerjinin bir formu
olarak yayılır. RF gerilim alıcı anteni uyarır daha sonra alıcı katına geçer ve RF
bilgiye dönüĢtürülür. Verici katı için anten tasarımı oldukça önemlidir. Verici
tarafından depolanan gücün boĢa gitmemesi için verimli bir Ģekilde ıĢıyacak anten
tasarımı yapılmalıdır. Antenin ıĢıma paterni Ө ve ϕ açılarına göre 4.13 ve 4.17 nolu
formüller ile açıklanmıĢtır.
0
0 0 1 24
jk re
E jk V W Cos F Fr
(4.13)
0
0 0 1 24
jk re
E jk V W Cos Sin F Fr
(4.14)
4.13 nolu formülden 4.15 nolu formül
1 0 0/ 2 / 2F Sinc k bSin Cos Sinc k WSin Sin (4.15)
4.15 nolu formülden 4.17 nolu formül oluĢmaktadır.
2 02 / 2F Cos k LSin Cos (4.16)
133
Bu formüller ıĢığında CST Microwave Studio programı ile yapılan simülasyon
sonuçları Ģekil 4.18‟de verilmektedir.
ġekil 4.18. Aktif modüller kullanılarak tasarlanan sistemin ıĢıma patterni
ġekil 4.19‟da Aktif modüller kullanarak tasarlanan alıcı verici sistem için spektrum
analizörden bir anten yardımı ile gönderilen test sinyalinin Aktif modüller
kullanılarak tasarlanan alıcı verici sistem ile alıcı durumu incelendi. Anten giriĢinde
ve filtre çıkıĢında zayıflayan sinyalin LNA çıkıĢında yükseldiği görülmektedir.
Anten giriĢi ile LNA çıkıĢı kıyaslandığında bu yükselme 3dB civarındadır. Bu değer
aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı verici sistem modülü alıcı durumu için
makul bir değerdedir.
134
Anten Girişi
Filtre Girişi
Filtre Çıkışı
LNA Çıkışı
3 dB @ 2.36 GHz
2 dB @ 2.36 GHz
1.5 dB @ 2.36 GHz
ġekil 4.19. Sistem alıcı durumu spektrum sinyali ölçümü
Aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı verici sistem modülü için verici durum
performans ölçümü yapılmıĢ ve verici giriĢine uygulanan spektrum test sinyali verici
çıkıĢında 13 dB‟lik bir yükselme sağlamıĢtır. ġekil 4.20‟de ölçüm sonucu
görülmektedir.
Verici Durum Çıkış Sinyali
Verici Durum Giriş Sinyali
13 dB @ 2.33 GHz
30
25
20
15
10
5
0
-5
-10
-15
ġekil 4.20. Sistemin verici durum ölçüm grafiği
Alıcı verici sistemde görüntü sinyali için performans ölçümü
Mimari açıdan alınacak kararların en önemlileri; çalıĢma frekansı, modülasyon
tekniği ve gerçek uygulamanın diğer ayrıntılarıdır ancak bazı genellemeler
yapılabilir. Alıcı verici sistemler sabit veya değiĢken güç çıkıĢ seviyelerine sahip
135
olabilirler. Tasarlanan cihaz için görüntü uygulaması da yapılmıĢtır. FPV542 model
görüntü ve ses vericisiyle ilk önce standart monopole anten ile daha sonra da prototip
cihazı ile modülümüzün entegrasyonu ile ölçümler alınmıĢ iki farklı ölçümde
görüntü kalitesinin farklı olduğu görülmüĢ ve modülümüzün standart monopol
antene karĢı göstermiĢ olduğu performans vurgulanmıĢtır. ġekil 4.21„de standart
monopol anten ve aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı verici sistem ile
gönderilen görüntünün kalitesini görebilirsiniz.
(a)
(b)
ġekil 4.21. (a) Monopol antenli görüntü kalitesi (b) Tasarlanan cihaz varken görüntü
kalitesi
ġekil 4.21 standart monopol anten ve aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı
verici sistem ile gönderilen aynı görüntünün kalitesi görülmektedir (25m). Ġki
fotoğrafa bakıldığında soldakinin sağdakine göre biraz bozuk olduğu görülmektedir.
Bu durum standart monopol antenle aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı verici
sistem arasındaki performans farkını gözler önüne sermektedir. Ġki ayrı durum için
alınan ölçüm sonuçlarına bakarsak tasarımın standart monopol antene göre 21 dB‟lik
performans artıĢı sağlamıĢtır. Ölçüm sonucunu Ģekil 4.22‟de görülebilir.
136
Aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı verici sistem varken gönderilen Görüntü
Sinyalinin Alıcı Antenle Ölçümü
aktif modüller kullanılarak tasarlanan alıcı verici sistem yokken Gönderilen Görüntü
Sinyalinin Alıcı Antenle Ölçümü
21 dB @ 2.44 GHZ
ġekil 4.22. Cihaz varken ve yokken alıcı durum görüntü sinyali ölçümü
4.1.2. EKG uygulaması
Canlılara ait fizyolojik verilerin iletilmesini sağlayan mühendislik sistemleri
biyotelemetri sistemleri olarak tanımlanırlar. Biyotelemetri, hasta ve doktorun
birbirinden uzakta oldukları durumlarda, iletiĢim hizmeti sağlamak için kullanılır.
Biyotelemetri uygulamalarında canlıların hareketlerini sınırlamadan doğal yaĢam
alanlarında izlenebilmesine olanak sağladığı için kablosuz biyotelemetri sistemleri
daha çok tercih edilmektedirler (Anliker, U.,v.d., 2004). aktif modüller kullanarak
tasarlanan alıcı verici sistem ile EKG verisi kullanılarak yapılan uygulamada ise 435
MHz frekansında verilen EKG verisi 1.9 GHz frekansındaki lokal osilatör ile
çarpılarak 2.33 GHz frekansına yükseltilerek anten çıkıĢına gönderilmektedir. Bu
uygulama için UDEA firmasının ATX-34S modeli vericisi kullanılmıĢtır. Sayısal
veri ve ölçüm grafiğini Ģekil 4.23‟te görülmektedir.
137
(a)
435 MHz’de Sayısal Modüleli
EKG Verisi Sinyali
1.9 GHz’deki Lokal Osilatör
Sinyali
RF Mixer ile 2.35 GHz’e yükseltilen Sayısal Modüleli
EKG Verisi Sinyali
(b)
ġekil 4.23. (a) Sayısal modüleli EKG verisi (b) EKG iĢaretinin ölçülmesi
4.1.3. RFID uygulaması
Teknoloji temelli yenilikler iĢletmelerin sundukları ürün hizmet ve süreçlerde önemli
değiĢimlere yol açmaktadır. Yeniliklere temel oluĢturan teknolojilerden biri RFID
(Radio Frequency Identification Tag)‟dir. RFID farklı malzemelerin otomatik
tanımlanmasında radyo dalgalarını kullanan teknolojilere verilen addır (Jones,
Clarke- Hill, Shears, Comfort ve Hillier 2004). RFID etiket tepkisi RFID etiket
antenin okuyucu tarafından gönderilen sinyalin ne kadarını aldığının bir
göstergesidir. Kullanılan antenlerin tepkisi ile MR 3820R aktif 2.4 GHz RFID etiket
antenin performansı kıyaslanmıĢtır. Sonuçlar Ģekil 4.24‟te görülmektedir.
138
(a)
(b)
ġekil 4.24. RFID (a) Prototip cihaz (b) Antenlerin tepkisi
Çizelge 4.3. RFID antenlerin etiket tepkileri karĢılaĢtırma tablosu
Parametreler
RFID Antenler
Frekans
(GHz)
Etiket Tepkisi
(dB)
BoĢluk Kıvrımlı Balunlu
Slot 2.424 -66.50
Balunlu BoĢluk Kuplajlı
Ve DGS Hücreli Dipol 2.462 -61.72
Faz Kaydırıcı Beslemeli
BoĢluk Kuplajlı Dipol 2.461 -74.53
Referans 2.462 -68.07
139
Çizelge 4,5‟te RFID antenlerin okuyucu tarafından gönderilen dalgaya verdikleri
tepkinin güç düzeyi karĢılaĢtırıldığında en iyi performansın balunlu boĢluk kuplajlı
ve DGS hücreli dipol anten tarafından -31.72 dBm (5.62 mV=0.67uW) değeriyle
referans antenin tepkisine göre daha yüksek bir Ģekilde sergilendiği gözlemlenmiĢtir.
Verici anten olarak balunlu boĢluk kuplajlı ve DGS hücreli dipol anten, alıcı anten
olarak da indüktif kuplajlı anten test edilmiĢtir. Veri kaynağından 8 bitlik „10111000‟
bilgisi QPSK modülatör üzerinden iletildiğinde spektrumda görülen sonuç Ģekil
4.26‟da gösterilmiĢtir.
-58.3 dB
@ 2.39 GHz
2.30-2.48GHz
180MHz
14.02 dB
(a)
38.31 dB
-61.14 dB
@ 2.49 GHz
-22.15 dB
@ 2.49 GHz
2.41-2.54 GHz
130 MHz
(b)
ġekil 4.25. (a) Alınan QPSK sinyali (b) Verici anten performasının PA ile arttırılması
Alıcı anten olarak boĢluk kıvrımlı balunlu slot anten, verici anten olarak balunlu
boĢluk kuplajlı ve DGS hücreli dipol anten kullanıldığında ve sistemin verici kısmına
CC2590 eklenmeden önceki ve sonraki iletim performansı ġekil 4.25(a) ve (b)‟deki
gibidir. Sistemde verici antenin önüne CC2590 entegre edildiğinde QPSK
modülatörlü sinyalin gücünün 61.38 dBm arttığı görülmüĢtür.
140
Cihaz ölçümlerinde kullanılan antenler, kompak mikroĢerit anten tasarım teknikleri
kullanılarak çalıĢılan frekans aralığında en iyi sonuçları verecek Ģekilde farklı
geometriler kullanılarak oluĢturulmuĢ özgün antenlerdir. Kullanılan antenlerin
yeniden konfigure edilebilir ve ayarlanabilir hale getirilebilmesi amacıyla antenler
PIN, varaktor diyotlarla yüklenerek toprak düzlemi bozularak sistem
parametrelerinin değiĢimi incelenmiĢtir.
4.1.4. ZigBee uygulaması
IEEE 802.15.4 standardı çoklu ağ topolojisine sahiptir. Bu ağ topolojileri yıldız
bağlantı ve noktadan noktaya bağlantı Ģekillerini içermektedir. Güvenilir olması,
düĢük maliyeti ve enerji tasarrufu gibi avantajları göz önüne alındığında ZigBee, PC
girdi aygıtları gibi sensör ve yönetim ürünlerinin kablosuz bağlantıları için
kullanılabilmektedir. ZigBee, kablosuz iletiĢim kanallarının otomatik olarak
aranmasına ve çok sayıda kablosuz ağın bir arada var olmasına imkân tanımaktadır.
ZigBee teknolojisi ürünleri, dünya çapında kullanıma açık olan 2.4 GHz frekans
bandını kullanmaktadır. Buna ek olarak, Amerika kıtasında 915 MHz ve Avrupa‟da
868 MHz de kullanılabilmektedir. 2.4 GHz frekansında on kanal ile 250 kbps, 915
MHz frekansında altı kanal ile 40 kbps ve 868 MHz frekansında bir kanal ile 20 kbps
hızlarına eriĢilebilmektedir. Ürünlerin eriĢim mesafesi iletim gücü ve çevre etkilerine
bağlı olarak 10 ile 75 metre arasında değiĢmektedir. Dosyaların akıĢına bağlı olarak
ZigBee aygıtları derin uykuya dalarak enerji tasarrufu sağlamaktadır. Bu sayede
saatler süren uyku devreleriyle birlikte bataryanın kullanım süresi, ideal bağlantı
tekniği ile birlikte aylarca (hatta 1 yıla kadar) dayanabilmektedir. Zig Bee ile yapılan
bazı ölçümler Ģekil 4.27‟de gösterilmektedir.
141
2.4 GHz
@
15 dB
S21 (dB)
15
dB
12.2
dB14.3
dB
S21 (dB)
(a) (b)
ġekil 4.26. (a)(b) ZigBee sistem anten ölçümleri
2.4 GHz ISM bandında çalıĢan Zigbee protokolünde, 16 Zigbee kanalı vardır. Her
kanal 5 MHz‟lik bant geniĢliğine sahiptir. Sonuç olarak Zigbee RF frekans aralığı
2400-2480 MHz olduğuna göre aradaki 80 MHz 16 kanal olarak eĢit parçalara
ayrılmıĢtır. Zigbee alıcı verici modüllerin standartlardaki bant geniĢliği tek kanal için
5 MHz olarak belirtilmiĢtir. Sistemde (Ģekil 4.28), gönderilen maksimum veri (8 Bit)
kapasitesi kullanılmadığı için tüm bant kullanılmamıĢtır ve bant geniĢliği 5 MHz‟in
altında kalmıĢtır. Bu da 100 MHz‟lik Span ile ve 2400-2500 MHz‟lik ölçüm
aralığında açık olarak görülmektedir. Sistemin ZigBee ile uyumlu çalıĢtığı
görülmektedir.
ġekil 4.27. Alıcı verici sistem zigbee modül düzeneği
2.41 GHz
37.8 dB
ġekil 4.28. Verici zigbee modül anten çıkıĢ sinyali
142
Çizelge 4.4. Tasarımda kullanılan bant geçiren filtre ölçüm sonuçları
Band Geçiren Filtre
Resonans Frekansı(GHz) 2.40 to 2.70
DüĢük ekleme Kaybı (dB) << -12.20
Geri dönüĢ kaybı -43.90dB
Kullanılan diyot BAS83
Gerilim (V) 0 to 6 V
Yüzey: göreli geçirgenlik/kalınlığı 4.6/1.6
0V
1V
2V
3V
2.46GHz
-43.90dB
2.47GHz
-45.36dB
2.49GHz
-49.62dB2.50GHz
-56.31dB
(a) (b)
Return Loss
( 4V )
Insertion Loss
( 4V )
S21
2.52 GHz
-12.20dB
S11
2.52 GHz
-55.54dB
(c) (d)
ġekil 4.29. (a) Ölçüm ve Simülasyon sonuçlarının KarĢılaĢtırılması (b) 0V-3V arası
gerilim değerleri için geri dönüĢ kayıpları (c) 4V Besleme gerilimi için GeridönüĢ
kaybı ve Ekleme Kaybı (S11-S21) (d) DeğiĢen gerilim değerine göre S21 değiĢimi
Tasarlanan alıcı-verici cihazda kullanılan bant geçiren filtre parametreleri çizelge
4.6da, benzetim ve benzetim sonuçları Ģekil 4.30da verilmiĢtir. Aktif yapısıyla filtre
tasarımı sisteme iĢlevsellik katmaktadır. Ayrıca kontrol devresi yardımıyla sistem
performansını arttırdığı yapılan ölçümlerde gözlenmiĢtir.
143
Çizelge 4.5. Tasarımda kullanılan LNA ölçüm sonuçları
2.4GHz DüĢük Gürültülü Yükselteç(LNA)
Vdd 3.3V
-3 dB Bant geniĢliği (21S ) 14.29dB
Frekans Aralığı(11 10S dB ) 2215-2530
Gürültü ġekli (dB) 0.9189
Kazanç (dB) 14.29
GiriĢ/ÇıkıĢ Geri dönüĢ Kaybı (dB) -53.49/-15
Güç Tüketimi 17.4mW
Akım Tüketimi 14.61mA
11.62 dB
LNA Çıkışı
2 dB
Filtre Çıkışı
Dedektör Çıkışı
S21 (dB)
Anten Girişi
Filtre Girişi
Filtre Çıkışı
LNA Çıkışı
3 dB @ 2.36 GHz
2 dB @ 2.36 GHz
1.5 dB @ 2.36 GHz
(a) (b)
2.68GHz
S11=-42.85dB
Vvar= 1V
2.67GHz
S11=-53.78dB
Vvar= 0V2.7GHz
S11=-59.07dB
Vvar= 2V
2.68GHz
S11=-55.07dB
Vvar= 0.5V
1 1.5 2 2.5 3
Frequency (GHz)
-40
-30
-20
-10
0
10
20
30
Po
we
r (d
Bm
)
DB(|Pharm(PORT_2)|)[*,11] (dBm)LNA
DB(|Pharm(PORT_1)|)[*,11] (dBm)LNA
(c) (d) (e)
(f) (g)
ġekil 4.30. (a)LNA-Dedektör-Filtre çıkıĢları(b)LNA-Anten filtre giriĢ çıkıĢları(c)
LNA S11 değiĢimi(d) Güç spektrumu(e) BER (f) 1dB sıkıĢma noktası(g) Ġki ton Pin -
Pout
144
ġekil 4.30‟da tasarımda önemli bir rol oynayan düĢük gürültülü yükseltecin ölçüm ve
benzetim sonuçları verilmiĢtir. Elde edilen sonuçlar IEEE 802.15.4 ve IEEE802.11b
standartları altında spesifik uygulamalarda kullanılmaya uygun ürettirilen devrenin
kazancının, C1dBkesiĢim noktasının, spektrum çıktılarının bu standartlar altında
uygun değerlere sahip olduklarını göstermektedir.
Çizelge 4.6. Tasarımda kullanılan PA ölçüm sonuçları
2.4GHz Ġki Katlı Güç Yükselteci(PA)
Vdd 5V
ÇalıĢma Frekansı [GHz] 2.47
-3 dB Band geniĢliği (21S ) ~32
Gürültü Ģekli (dB) ----
Kazanç (dB) 32.78
GeriĢ/ ÇıkıĢ geridönüĢ kaybı (dB) -30.7/-15
Güç tüketimi ~550mW
Akım tüketimi ~110mA
DönüĢüm Kazancı 9.5+/-0.8dB
PAE %27.85
145
Verici Durum Çıkış Sinyali
Verici Durum Giriş Sinyali
13 dB @ 2.33 GHz
30
25
20
15
10
5
0
-5
-10
-15
(a) (b) (c)
(c) (d) (e)
(f) (g) (h)
GAIN
-40
-30
-20
-10
0
10
20
dB
MIXER_F (A5) AMP_B (A3) BPFB (F3) MIXER_B (A1) BPFB (F2) AMP_B (A6) AMP_B (A2)
p1
DB(C_GA(TP.ModSignal1,TP.TP3,0,0))[*]TRANSMITTER
(ı) (i) (j)
ġekil 4.31. Alıcı sistem modülü ölçüm grafiği
Verici cihazlarının en çok güç tüketen ve sistemin verimlilği üzerinde etkiye sahip
olan güç yükseltecinin özellikleri çizelge 4.6‟da, benzetim ve ölçüm sonuçları
Ģekil4.31‟de sunulmuĢtur. Bu kat verici kısmın temel karakteristik özelliklerini teĢkil
etmektedir. Elde edilen sonuçlar (ACPR, K, NF, GT, PAE) bize verici tasarımın
IEEE 802.15.4 ve IEEE802.11b standartları altında spesifik uygulamlarda
kullanılabileceğini göstermektedir.
146
Çizelge 4.7. 2.4 GHz ISM bandı alıcı verici sistem performans sonuçları
Parametre COND. TYP MAX 802.15.4 Std. 802.11b Std.
Frekans alanı (GHz) ---- ---- 2.47 2.410-2483 2.412-2.484
DönüĢtürme kazancı (dB) ---- 15 ---- ----
GiriĢ geridönüĢ kaybı(dB) 2.4 to 2.47
GHz
< 15 15 ---- ----
ÇıkıĢ geridönüĢ kaybı(dB) 2.4 to 2.47
GHz
< 15 15 ---- ----
Alıcı-Anten izolasyonu ---- ---- 45 ---- ----
Gürültü ġekli (dB) ---- 9 6 +25 8.3
Alıcı Hassasiyeti (dBm) 10-5
BER -102 ---- -85 -92
EVM
Pin=-50dBm%
384kbps
/4
DQSPK
1 ----- 35<
ACP (dBc)
(adjacent channel power)
2.4 Ghz
Channel
bandwith=1
.5 MHz
-36 ---- 0 >35
Güç (dBm) 1 dB
compressio
n point
-6 -32.4 -12
NF/Hassasiyet (dB/dBm) ---- ---- ---- +25/-85 8.3/-76
LO-Faz Gürültüsü(dBc/Hz) --- --- ---- -87 ----
Bant geniĢliği --- 20 --- 2 22
Çizelge 4.7‟de sistem performans sonuçları IEEE 802.11b ve IEEE802.15.4
standarlarıyla karĢılaĢtırılmıĢtır. Elde edilen veriler sistem performansının ilgili
standart ihtiyaçlarını karĢılayabileceğini göstermektedir.
147
5. SONUÇ
Bu çalıĢmada kablosuz haberleĢme sistemleri için aktif modüller kullanarak 2.4GHz
kablosuz haberleĢme standartlarıyla (IEEE802.11b, IEEE802.15.4) uyumlu
endüstriyel, ticari ve son kullanıcılar için 2.4GHz ISM bandlarında veri, ses ve
görüntü iletimi için RF alıcı, verici, alıcı-verici modülleri ile tak-çalıĢtır sistem
modülü tasarlanmıĢ ve üretilmiĢtir. Kendi baĢına bir sistem tasarımı olması yerine,
çalıĢtığı frekans bandı için performans arttırıcı bir sistem tasarımı fikri bu çalıĢmanın
asıl hedefi olmuĢtur. Bu tez kapsamında sekiz ulusal konferansta bildiri yayınlanmıĢ
ve Süleyman Demirel Üniversitesi(S.D.Ü), Journal of Techniqual Sciences
dergisinde bir tane makale yayınlanmıĢtır. Ayrıca iki makale yazılarak uluslararası
(SCI) endeksli hakemli dergilere gönderilmiĢtir.
Tezin teklif aĢamasında belirlenen amaca uygun olarak, bu tez kapsamında, kablosuz
olarak veri aktarımı yapabilen bir RF alıcı verici sistem ile uygulama-geliĢtirme alt
yapısı sağlayan bir sistem tasarımı yapılmıĢtır. Bir kullanıcı ara yüzü geliĢtirilerek,
sistemin esnekliği arttırılmaya çalıĢılmıĢtır. Yapılan çalıĢmalarda ISM bandında
analog/sayısal haberleĢme sistemleri için 2.4 GHz verici RF ön-uç modüllerin
geliĢmiĢ simülasyonları, yorumları ve tasarımları tanımlanmıĢtır. A sınıfı iki katlı
güç yükselteci, ön-yükselteç, tek katlı düĢük gürültülü yükselteç(LNA) sistem olarak
tasarlanmıĢ ve uygun filtreler ve RF ön-uç verici formunu belirleyen anahtarlarla
birleĢtirilmiĢtir. Benzetim sonuçları, tasarlanan devrelerin 802.11b/g ve 802.15.4
standartları ile uyumlu verici sistemlerde etkili olarak kullanılabileceğini
göstermektedir. Tasarlanan alıcı-verici cihaz düĢük güç ve düĢük maliyet ilkesi
üzerine tasarlanmıĢtır. Sonuç olarak IEEE 802.15.4 (ZigBee) standardı ve IEEE
802.11b standardıyla uyumlu sistemlerde bir alternatif olarak ortaya atılmamıĢ tam
tersine diğer sistemlerin yetersiz kaldığı noktaları gidermek ve kullanım mesafesini
artırmak için tasarlanmıĢtır. GeliĢtirilen alıcı verici cihaz ile ve basit bir kullanıcı
arayüz programı ile sinyal güçlerinin değerleri bilgisayar ortamında
görüntülenebilmektedir. GeliĢtirilen cihaz sayesinde kablosuz haberleĢme için ön uç
alıcı verici modül tasarımı baĢarılmıĢtır. Ayrıca tasarlanan sistemin getirdiği
148
avantajlar olarak; daha az karmaĢıklık, düĢük güç tüketimi, birlikte çalıĢabilirlik,
sonradan sisteme eklenecek bantların kolay adaptasyonu Ģeklinde özetlenebilir.
AraĢtırma ve bulgular kısmında kullanılan satellite link emulator STC10 2.4 Ghz
uydu deney seti ön uç modül, dipol dizi mikroĢerit antenlerin performansını deneysel
olarak test etme ve görüntü sinyali gönderimi ile performans karĢılaĢtırmaları
amacıyla kullanılmıĢtır. Satellite link emulator STC10, üretimi yapılan 2.4 GHz
frekans bandında farklı geometrilerdeki dipol dizi mikroĢerit antenler ile test
edilmiĢtir. Yapılan ölçümlerde butler matris kullanılarak gerçeklenen antenin giriĢ
portlarından farklı fazlar uygulanarak anten performansları incelenmiĢtir. 2R
giriĢimizdeki antenimizin band geniĢliği 450 derece ve yönlendiriciliği 10.35dBi
olarak elde edilmiĢtir. Ölçüm sonuçları, bu butler matrisli dipol mikroĢerit antenlerin,
ISM bandı alıcı verici sistemlerde etkin olarak çalıĢabildiğini göstermektedir.
Bununla birlikte alıcı verici sistem katlarının üretimi esnasında birçok farklı model
ve eleman kullanılmıĢtır. Sistem besleme katından cihaz çalıĢma gereksinimlerini
karĢılamak için 3.3V ve 5V besleme gerilimleri sağlanmaktadır. Kontrol katında ise
RF sinyal seviyesinin belirli bir değerde korunması amaçlanmıĢtır. Bu iĢlemide LNA
üzerine yerleĢtirilen yönsel bağlaĢtırıcıdan alınan sinyal örneklemesiyle
yapılmaktadır. Alıcı kısımda kullanılan 2,40–2.70 GHz (WLAN) frekanslarında
çalıĢan aktif mikroĢerit bant geçiren filtre sistem performans kontrolünde önemli bir
yere sahip olmakla birlikte çalıĢma bandı içerisinde 15% bant geniĢliğinde ve ekleme
kaybı rezonans frekansında -0.80 dB ile en düĢük seviyesindedir. Ayrıca 0V-6V
besleme gerilimleri arasında çalıĢabilmektedir. Alıcı kısımda ikinci olarak tasarlanan
adaptif tek katlı düĢük gürültülü yükseltecin spektrum ve görüntü gönderim
ölçümleri yapılmıĢtır yapılan ölçümlerde 3.3V besleme gerilimine sahip BFP640
kullanılarak gerçeklenen yükseltecin 2.4GHz‟de -53.49dB geri dönüĢ kaybı ve -15dB
ekleme kaybına sahip olduğu görülmüĢtür. Yapılan görüntü sinyali ölçümlerinde de
14.4dB‟lik bir iyileĢtirme gerçekleĢtirilmiĢtir. Verici kısımda ise güç yükselteci
tasarımı için 5V besleme gerilimiyle çalıĢan A sınıfı iki katlı ATF55143
kullanılmıĢtır. Mevcut tasarım 2.4GHz‟de 32.78dB kazanca ve %27.85 güç
verimliliğe sahiptir. Yapılan verici durum görüntü ölçümlerinde 2.43GHz‟de
21.7dBlik iyileĢtirme sağlanmıĢtır. Gerçeklenen sistemin alıcı kısım ölçümlerinde
149
LNA kısmında uyumlandırma varken sistem performansının 4dB‟lik bir artıĢ
gösterdiği gözlenmiĢtir. Ayrıca tasarlanan alıcı verici cihaz için çeĢitli alanlarda
(EKG, Biyotelemetri, Zigbee) uygulamalar yapılmıĢtır. Yapılan uygulamalarda temel
amaç bu sistemlerin performanslarının arttırılarak; kapsama alanlarının arttırılması,
veri kaybının azaltılması ve daha hassas sistemlerin oluĢturulmasıdır. Ayrıca üretilen
sistemin, benzetim ve ölçüm sonuçlarının, 802.11b ve 802.15.4 protokolü standartları
ile uyumu incelendi. Çizelgeler yardımıyla yapılan karĢılaĢtırmalar, tasarımı ve
uygulaması yapılan bu sistemin, ISM Bandı ile uyumlu alıcı verici sistemlerde etkili
olarak kullanılabileceğini göstermektedir. Bunu da yüksek doğrusallık, kararlılık,
geri dönüĢ kaybı, kazanç gibi ilgili parametrelerden anlamaktayız.
Ayrıca tez kapsamında özellikle son zamanlarda yaygın olarak kullanılan ANFIS
yöntemi, alıcı kısım sistem performansı üzerinde etkili olan bant geçiren filtre
üzerine uygulanmıĢ ve iyi sonuçlar elde edilmiĢtir.
Aktif modüller kullanarak 2.4GHz ISM bandı kablosuz haberleĢme standartlarıyla
uyumlu alıcı verici sistem minimum maliyet ile üretilmiĢ, sinyal kapsama alanı
oldukça iyi ve arızalanması pek de kolaylıkla olmayan bir sistemdir. Maksimum veri
gönderim hızının yavaĢlığı ve mikrodalga fırınlar gibi 2.4 GHz frekans bandında
çalıĢan diğer cihazlarla giriĢime sebep olabileceği ise sistemimizin dezavantajları
arasında yer alır.
Özetle, farklı sistem modüllerinin tasarımı, fonksiyonlarının testi, simülasyonu bu
tezin temelini oluĢturmaktadır. Ayrıca spektrum analizörü ve mikrodalga ekipmanları
kullanılarak alınan ölçüm sonuçları, gerçeklenen alıcı verici devrenin, 802.11b/g
standartları çerçevesinde 2.4 - 2.5 GHz frekans bandında çalıĢmakta olduğunu
göstermektedir.
Öneriler
Tez kapsamında sunulan pasif elemanlar eklenerek 2.4 GHz ISM bandı uygulamaları
için tasarlanan filtre geometrisi üzerinde yapılan değiĢikliklerle pratik uygulamada,
önerilen yüklemelerin seçimine göre istenilen frekans bandında band geçiren filtre
150
karakteristiği elde edilebilir. Özel olarak, ilgili yükleme konumlarına aç/kapa anahtar
elemanlarının yerleĢtirilmesi ile frekans-ayarlamalı filtre performansı sağlanabilir.
Gerçekleme aĢamasında, yüzey-uyumlu, az kayıplı anahtarların kullanılması ile
dinamik bir frekans kontrolü gerçekleĢtirilebilir.
Tez kapsamında sunulan schottky diyot kullanılarak tasarlanan aktif band geçiren
filtremizin adaptif yapısı ile farklı sistemlere kolaylıkla uyumlu çalıĢabilmektedir. Bu
yüzden filtre geometrisi üzerinde yapılan değiĢikliklerle pratik uygulamada, farklı
schottky diyot seçimine göre istenilen frekans bandında bant geçiren filtre
karakteristiği elde edilebilir.
Tez kapsamında sunulan tam ekranlı kuplajlı filtre yapıları, fiziksel boyutlarını
ayarlamak suretiyle RF/Mikrodalga haberleĢme sistemlerinde ve mikrodalga devre
elemanlarının oluĢturulmasında rahatlıkla kullanılabilirler.
Tez kapsamında sunulan yükselteçler için uyumlandırma sistemlerinde varikap
diyotlar ayarlanarak, geniĢ bir çalıĢma aralığının oluĢması kolaylıkla sağlanabilir.
Tez kapsamında sunulan tam simetrik dipol anten geometrik yapısından dolayı, bu
tür yapıların ya tek baĢına bir iletim hattı olarak ya da sistem uygulamalarında bir
grup elemanı olarak kullanımı sağlayabilmektedir. Tam simetrik dipol anten
geometrik yapılarının elektriksel karakteristikleri, iletken ve dielektrik kayıpları ile
birlikte hesaplandığı için, bu tür yapılar hassas mikrodalga entegre devre düzenekleri
için de uygun olabilir.
Analizleri, benzetimleri ve uygulamaları yapılan tüm bu yapılar özellikle konformal
alıcı/vericilerde, RF ve mikrodalga devrelerinin tasarım ve üretiminde
kullanılabilirler.
151
6. KAYNAKLAR
AWR, 2010. Ġnternet Sitesi. http://web.awrcorp.com/. EriĢim Tarihi: 05.04.2010.
Balanis, C. A., 1997. Antenna Theory, Analysis and Design, John Wiley & Sons,
Inc., 941p. New York.
Bowick, C., 2008. RF Circuit Design, 2e, Elsevier Inc., 243p. USA.
Buchwald, J. Z., 1994. The Creation of Scientific Effects: Heinrich Hertz and
Electric Waves, University of Chicago Press, 462p. Chicago.
Chang Kai, 2000. RF and Microwave Wireless Systems, John Wiley & Sons, Inc.,
166p. New York.
Cheng, K.K.M., Chan, S.C., 2000. Reduction of Intermodulation Distortion in
Microwave Active Bantpass Filters-Theory and Experiments. IEEE
Transactions on Microwave Theory and Techniques, 48, 221-225.
C. Sun, A. Hirata, T. Ohira, and N. C. Karmakar, 2004, "Fast Beamforming of
Electronically Steerable Passive Array Radiator Antennas: Theory and
Experiment," IEEE Transactions on Antennas and Propagation, AP-52, , pp.
1819-1831.
Constantine A. Balanis, Modern Antenna Handbook, John Wiley&Wiley, 2008.
C. Plapous, J. Cheng, E. Taillefer, A. Hirata, and T. Ohira, 2004, "Reactance Domain
MUSIC Algorithm for Electronically Steerable Parasitic Array Radiator,"
IEEE Transactions on Antennas and Propagation, AP-52, , pp. 3257-3264.
Çakır, G., 2004. Gezgin ĠletiĢim Sistemleri Ġçin Hüzme Yönlendirilmeli MikroĢerit
Anten Tasarımı. Kocaeli Üniversitesi, Fen Bilimleri Enstitüsü, Yüksek Lisans
Tezi, 143s, Kocaeli.
Donran A., 2002. Ġnternet Sitesi. http://www.networkmagazine.com. EriĢim Tarihi:
15.09.2009.
Doddamani, N.D.; Harishchandra; Nandi, 2007, A.V. “Design of SPDT Switch, 6
Bit Digital Attenuator, 6 Bit Digital Phase Shifter for L-Band T/R Module
using 0.7 uM GaAs MMIC Technology,” International Conference on Signal
Processing, Communications and Networking, ICSCN '07. pp.302 – 307,.
Esame, O., Kaynak, M., Kavlak, C., Bozkurt, A., Tekin, I., Gürbüz, Y., 2006, “IEEE
802.11a Standard Uyumlu, RF Alıcı-Verici Alt-Blok Devrelerinin
Gerçeklenmesi, URSĠ, Hacettepe Üniversitesi.
152
F. Alimenti, V. Palazzari, L. Roselli, A. Scorzoni “A 3-V Variable-Gain Amplifier in
Si/SiGe BiCMOS Technology for 5-GHz WLAN Applications” 21 July 2005
in Wiley InterScience
Geier, J., 2002. Wireless Lans, Wireless System Entegration. Second Edition, 319.
Indiana.
Görür, A., Karpuz, C., 2007. Miniature Dual-Mode Microstrip Filters. IEEE
Microwave and Wireless Components Letters, 17, 37-39.
Harrington, R.F., 1968. Field Computation by Moment Methods, MacMillan, 1208p.
New York
IEEE, 2009. Ġnternet Sitesi. http://grouper.ieee.org. EriĢim Tarihi: 24.03.2009.
IEEE, 2010. Ġnternet Sitesi. http://grouper.ieee.org. EriĢim Tarihi: 28.06.2010.
Jeongpyo Kim and Jaehoon Choi, 2008, “Varactor-Tuned Bandpass Filter with wide
tuning range”, Department of Electrical and Computer Engineering, Hanyang
Microwave and Optical Technology Letters, Volume 50, Issue 10 (p 2574-
2577)
Jang, J.S.R., Sun, C.T. ve Mizutani, E., 1997, “Neuro Fuzzy and Soft Computing A
Computational Approach to Learning and Machine Intelligence”, Prentice
Hall.
Kaya, A., 2008. Meandered Slot and Slit Loaded Compact Microstrip Antenna with
Integrated Impedance Tuning Network. Progress in Electromagnetics
Research, PIER B 1, 219-235.
Kaya,A., Belen M.A., 2010, "2.4 GHz Direkt Entegre Verici Sistem Tasarımı"
3.Mühendislik ve Teknoloji Sempozyumu p307-309, ANKARA.
Kaya,A., S. Çömlekçi, 2008, The Design and Performance Analysis of Integrated
Amplifier Patch Antenna, Microwave and Optical Technology Letters,
Vol.50, No. 10, 2372-2376.
K. Lim, S. Pinel, M. Davis, J. Laskar, E.M. Tantzeris, and R.Tummala, 2002, IEEE
microwave Magazine.
Lee, H. L., 2004. Planar Microwave Engineering: A Practical Guide to Theory,
Measurement, and Circuits, Cambridge University, 844p. New York.
Lin, S.Y., Chuang, H.R., Horng, T.S., 1999a. 2.4 GHz LNA/PA/circularly polarized
active microstrip antennas. Microwave Journal, 42, 22-24.
153
Lin, S.Y., Chuang, H.R., 1999b. A 2.4 GHz Transceiver RF Front-end for ISM-Band
Digital Wireless Communications. Applied Microwave & Wireless, 20, 32-
48.Cop
Lin, J., Itoh, T., 1994. Active integrated antennas. IEEE Transactions on Microwave
Theory and Techniques, 42, 2186-2194.
Lui, B., 2001. Ġnternet Sitesi. http://www.internetnews.com. EriĢim Tarihi:
15.09.2009.
Maci, S., Gentili, B., 2007. Dual-frequency patch antenna. IEEE Antennas and
Propagation Magazine, 39, 6.
Mona, M. H., Ismail, M., 2001. RF CMOS Power Amplifiers: Theory, Design and
Implementation, Springer, 94p. USA.
Naveed Ahsan, Aziz Ouacha, Jerzy Dabrowskil and Carl Samuelsson, 2007, “Dual
Band Tunable LNA for Flexible RF Front End”, Proceedings of International
Bhurban Conference on Applied Sciences & Technology Islamabad,
Pakistan.
Öztürk, E., 2004. WLAN Kablosuz Yerel Alan Ağları (Wireless Local Area
Networks) Teknolojisinin Ġncelenmesi, Mevcut Düzenlemelerin
Değerlendirilmesi ve Ülkemize Yönelik Düzenleme Önerisi.
Telekomünikasyon Kurumu, Uzmanlık Tezi, 144s, Ankara.
Özçalık, H. R. ve Uygur, A. F., “Dinamik Sistemlerin Uyumlu Sinirsel-Bulanık Ağ
Yapısına Dayalı Etkin Modellenmesi”, KSÜ Fen ve Mühendislik Dergisi 6(1)
2003,s. 36-44.
Pozar, D. M., 1998. Microwave Engineering, John Wiley & Sons, Inc., 716p. New
York.
Ramesh Garg, Prakish Bhartic, Microstrip Antenna Design Handbook, 2000.
Ramadin, D. K., 2005. Overview of Wireless Broadbant Technologies, Intel
Corporation, 50p. USA.
Reyhan Baktur ve Genc Alper, “A Tunable Bandpass Filter Based on Varactor
Loaded Split-Ring Resonators”, Department of Electrical and Computer
Engineering, Microwave and Optical Technology Letters, Volume 51, Issue
10 (p 2394-2396)
Richards, P., 1948. Resistor Transmission-Line Circuits. Proceedings of the Institute
of Radio Engineers, 36, 217-220.
Rohde, L. U., 2000. RF/Microwave Circuit Design for Wireless Applications, John
Wiley&Sons, Inc, 954p. New York.
154
Sorin, M. S., 2001. Ġnternet Sitesi. http://www.alvarionusa.com. EriĢim Tarihi:
20.09.2009.
Texas Instruments, 2003. Ġnternet Sitesi. http://www.ti.com. EriĢim Tarihi:
20.03.2010.
Rappaport, T. S., Annamalai, A., Buehrer, R. M., Tranter, W. H., 2002. Wireless
Communications: Past Events and A Future Perspective. IEEE
Communications Magazine, 50th Anniversary Commemorative Issue, 148-
160.
Rod Waterhouse, , 2002 Handbook of Antennas in wireless Communications, CRC
press LLC.
UDEA, 1999. Ġnternet Sitesi. http://www.udea.com.tr. EriĢim Tarihi: 15.03.2009.
Vizmuller, P., 1995, RF Design Guide, Systems, Circuits and Equations, Artech
House, 281p. London.
Vlasis Barousis, Athanasios G. Kanatas, Senior Member, IEEE, and Antonis Kalis,
Member, 2011, IEEE, Beamspace-Domain Analysis of Single-RF Front-End
MIMO Systems IEEE Transactions on vehicular technology, vol. 60, nO. 3,
Yazd, M. H. and Faraji-Dana, 2005, Novel Smart Antenna Array for IEEE 802.11a
Wireless LAN Applications. IEEE Antenna and Propagation Society
International Symposium. IEEE. 295 – 298.
Yang-Seok Choi and Alamouti, S. M., 2004, Performance Analysis and Comparisons
of Antenna and Beam Selection Diversity. IEEE 60th Vehicular Technology
Conference. September 26 – 29. IEEE. 165 – 170.
YunSeong, E., KwangDu, L., 2004. A 2.4GHz/5.2GHz power amplifier for dual-
band applications. Microwave Symposium Digest, 3, 1539 - 1542.
155
EKLER
156
EK – 1
157
158
EK – 2
159
EK – 3
ATX-34S
160
161
EK – 4
162
163
ÖZGEÇMĠġ
Adı Soyadı : Mehmet Ali BELEN
Doğum Yeri ve Yılı : Karabük, 1986
Medeni Hali : Bekar
Yabancı Dili : Ġngilizce
Egitim Durumu (Kurum ve Yıl)
Lise : Yenice Çok Programlı Lisesi, 2004
Lisans : Süleyman Demirel Üniversitesi, Elektronik ve HaberleĢme Mühendisliği,
2009
ÇalıĢtığı Kurum / Kurumlar ve Yıl
2010– … AraĢtırma Görevlisi Artvin Çoruh Üniversitesi
Yayınları (SCI ve Diğerleri)
1. Belen M. A., Kaya A.,"Pasif Elemanlar Eklenerek 2.4. GHz ISM Bandı
Uygulamaları için MikroĢerit Bant Geçiren Filtre Tasarımı " Süleyman Demirel
Üniversitesi(S.D.Ü), Journal of Techniqual Sciences,1, 10-14, (2011).
2. Kaya A., M.Ali Belen "2.4 GHz ISM Bandı Sistemleri için Entegre Verici
Sistem Tasarımı" III. HaberleĢme Teknolojileri ve uygulamaları Sempozyumu
(Habtekus2009),9-11 Aralık,2009.
3. M.Ali Belen, M.F. Çağlar, A. Kaya,"UHF RFID Sistemler için Çift Yamalı
Endüktif Beslemeli Kuplaj Bağlantılı Simetrik MikroĢerit Anten Tasarımı " III.
HaberleĢme Teknolojileri ve uygulamaları Sempozyumu (Habtekus2009),9-11
Aralık,2009.
4. Kaya,A.,M.A.,Belen "2.4 GHz Direkt Entegre Verici Sistem Tasarımı" 3.
Mühendislik ve Teknoloji Sempozyumu p307-309, ANKARA,Nisan 2010.
5. Belen Mehmet Ali, Kaya, A."IEEE 802.11 b ve IEEE 802.15.4 ile Uyumlu
Çok Çipli Entegre Bir Alıcı Verici Sistem için Adaptif LNA Tasarımı" V. URSI-
164
Türkiye'2010 Bilimsel Kongresi ve Ulusal Genel Kurul Toplantısı 2010,
syf.391,Güzelyurt, Kuzey Kıbrıs.
6. Belen M.A, Kaya, A."Schotky diyot kullanılarak 2.4GHz DüĢük Güçlü Aktif
Alıcı-Verici Sistemler için Aktif Abant Geçiren Filtre Uygulaması" Elektrik -
Elektronik Ve Bilgisayar Mühendisliği Sempozyumu (ELECO) 2010, 02-05 Aralık
BURSA.
7. Özkan Arslan, M.ALĠ Belen, Mustafa Karhan " 2.4 GHz ISM Bandı
Uygulamaları Ġçin Çift Katlı A Sınıfı Güç Kuvvetlendiricisi Tasarımı" 4.
Mühendislik ve Teknoloji Sempozyumu, ANKARA,28-29 Nisan 2011.
8. M.Ali Belen, A. Kaya, “2.4GHz ISM Bandı Alıcı Verici Sistemleri için
ANFIS Kullanılarak 280MHz Band Geçiren Aktif Filtre Tasarımı ve Analizi”,
Elektrik-Elektronik Bilgisayar Sempozyumu (FEEB 2011),Fırat,5-7Ekim 2011.
9. ġuayip ÖztaĢ, M.Ali Belen, Ġrfan Kaya, Adnan Kaya, “ZigBee Teknolojisi
Kullanılarak Kablosuz Kafe Otomasyon Sistemi Tasarımı” Elektrik-Elektronik
Bilgisayar Sempozyumu (FEEB 2011),Fırat,5-7Ekim 2011.
