Dottorando: Riccardo Pighi Tutor: Prof. Ing. Riccardo Raheli · 2006. 12. 15. · Università degli Studi di Parma. Facoltà di Ingegneria Comunicazioni su Linee Elettriche Dottorando:

Università degli Studi di Parma. Facoltà di Ingegneria

Comunicazioni su Linee Elettriche

Dottorando: Riccardo PighiTutor: Prof. Ing. Riccardo Raheli

Dottorato in Tecnologie dell’Informazione XVIII Ciclo

Parma, 11 Gennaio 2006

Riccardo Pighi: Comunicazioni su Linee Elettriche – p.1/20

Indice della Presentazione

Progetto di un sistema di comunicazione a singola portante:

Studio di codici

Algoritmo di mapping

Analisi delle prestazioni

Ottimizzazione degli algoritmi per DSP

Rumore corona ed impulsivo

Progetto di un sistema di comunicazione multiportante:

Motivazioni

Allocazione ottima delle risorse

Sistema multiportante e banchi di filtri

Algoritmi di sincronizzazione

Risultati numerici e considerazioni


Modem a singola portante Selta

Il sistema può operare:

In modalità full-duplex su banda di 16 kHz concancellazione d’eco

In modalità full-duplex su bande separate da 8 kHz

La trasmissione avviene attraverso uno schema congiunto dicodifica e modulazione TCM:

con costellazioni bidimensionali (QAM)

con costellazioni multidimensionali (prodotto cartesiano dipunti appertenenti a QAM)

Inizialmente, il modem era caratterizzato da un tasso diinformazione fisso a 64 kbit/s con codifica 2D TCM


Singola portante: studio di codiciProgetto di un codice TCM multidimensionale a 8 e 16 stati.

2T 2T 2T2T2T 2T2T

L’utilizzo del codice 4D TCM introduce un “canale di servizio”da 6.4 kbit/s

Monitoraggio della qualità del collegamento, scambio dati persincronia e gestione della comunicazione

Riduzione dei Mips richiesti dall’elaborazione DSP


Singola portante: studio di codiciProgetto di un codice TCM multidimensionale a 8 e 16 stati.

2T 2T 2T2T2T 2T2T

L’utilizzo del codice 4D TCM introduce un “canale di servizio”da 6.4 kbit/s

Monitoraggio della qualità del collegamento, scambio dati persincronia e gestione della comunicazione

Riduzione dei Mips richiesti dall’elaborazione DSP

Superate le prove di omologazione EDF (Electricitè deFrance)


Singola portante: tasso variabileCanale non stazionario: ripensare il modem in termini di tassodi segnalazione variabile

Risorse di calcolo disponibili piuttosto limitate per unaevoluzione del prodotto industriale

Occorre poter gestire una costellazione QAM di dimensionearbitraria

2 0

13

4n + 34n + 1

4n 4n + 2

33

+1

-1

-1

+1

a)

b)

+1

+1

+3

+3

-3

-3

-1

-1

8

9 11

10

1

20

15 5

12 14

13

4 6

7

13

2 0


Singola portante: tasso variabile

9 11 1 3

20108

13 15

12 14 4

5 7

6

-3

-5

-7

33

+1+1

+3

+3

-3 -1

-1

-5-7 +5 +7

+5

+737

36 38

39

9

45

44 46

47

11

5

4 6

7

1

15

12 14

13

3

8

9 11

102

1

200

41

40 42

43

10

33

32 34

35

8

52

53 55

5413

60

61 63

6215

48

49 51

5012

56

57 59

5814

16

17 19

184

20

21 23

225

28

29 31

307

24

25 27

266

Algoritmo di mapping a basso costo computazionale

Rate variabile da 19.2 kbit/s a 172.8 kbit/s su banda da 16 kHz

Rate variabile da 9.6 kbit/s a 86.4 kbit/s su bande da 8 kHz


Singola portante: prestazioni

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40 42 44 46Eb/N0 [dB]

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit

Erro

r Rat

e

4 QAM8 QAM16 QAM32 QAM64 QAM128 QAM256 QAM512 QAM1024 QAM2048 QAM4096 QAM8192 QAM16384 QAM

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40 42 44 46Eb/N0 [dB]

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit

Erro

r Rat

e

4 QAM8 QAM16 QAM32 QAM64 QAM128 QAM256 QAM512 QAM1024 QAM2048 QAM4096 QAM8192 QAM16384 QAM

Codice a 8 stati Codice a 16 stati

Guadagno di codifica: definizione di

SNRnorm =Es/N0

2R − 1

R è numero di bit di informazione trasmessi per simbolo QAM



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10SNRnorm [dB]

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Sym

bol E

rror

Rat

e

Uncoded QAM4D TCM (8 stati)

3.5 dB@

-10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36Eb/N0 [dB]

0

2

4

6

8

10

12

14

16

18

Spec

tral E

ffici

ency

[bits

/sign

al]

4 QAM8 QAM@

16 QAM32 QAM64 QAM128 QAM256 QAM512 QAM1024 QAM2048 QAM4096 QAM8192 QAM16384 QAM

Spectral efficiency versus SNR (BER=10-6)

Capacity Bound

QAM Capacity Bound

Guadagno di codifica γc = 3.5 dB per codice 8 stati

Circa 3 dB dalla capacità di canale vincolata a QAM

Asintoticamente circa 5 dB dalla capacità di canale

Compromesso tra capacità di correzione e semplicitàrealizzativa


Singola portante: ottimizzazioniCarico computazionale espresso in Mips

8 kHz 16 kHz

Coder DeCoder Coder DeCoder

2D TCM 64 QAM 0,6 33,6 1,3 67,3

4D TCM 64 QAM =⇒ 0,8 17,3 1,7 34,6

4D TCM 16 QAM (ottimizzato) 0,7 15,9 1,5 31,9

4D TCM 4096 QAM (ricorsivo) 1,1 106,8 2,3 213,7

4D TCM 4096 QAM (standard) 1,1 80,4 2,3 160,9

4D TCM 4096 QAM (ottimizzato) 1,1 26,1 2,3 52,3

Ottimizzazione del codice per l’algoritmo di demapping:utilizzo di look-up table

Suddivisione della costellazione in quadranti con al più 4 punti

Associazione univoca dei bit liberi per ciascuno dei 4 punti



100 150 200 250 300 350 400 450 500Frequency [kHz]

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

20 lo

g|H

(f)|

0 50 100 150 200 250 300 350 400 450Distanza [Km]

0

19.2

38.4

57.6

76.8

96

115.2

134.4

153.6

172.8

Bit

Rat

e [k

bit/s

]

Bit Rate variabileBit Rate fissa

PTOT = 40 W, fc = 140 kHz, γm = 4 dB, γc = 3.5 dB, 64 kVolt

Codice TCM 4D a 8 statiPe

(Symb) = 10-6

L’elettrodotto operante a 64 kV

Coefficiente di attenuazione α = 0.14 dB/km

Potenza di rumore su banda di 4 kHz pari a −36 dBm

Frequenza di portante fc = 140 kHz e frequenza di simbolofs = 12.800 simboli al secondo


Singola portante: rumore coloraton′(t)

η′(t)

ck

P (f) Hc(f)Codice

4D TCMVITERBI

PROC.

Canale PLC Filtro sbiancante & filtro adattato

t = iT

ri1p

S(f)

Q∗(f)p

S(f)

{ak}{ak}

I sistemi di trasmissione ad onda convogliata su singolaportante sono limitati da rumore colorato

S(f) = Sη′(f) + Sn′(f)

Obbiettivo: introdurre nel modem commerciale la capacità dicompensare il rumore colorato

Vincolo: ridotta capacità di calcolo disponibile

Vincolo: lasciare inalterata la parte di elaborazione analogica


Singola portante: rumore coloraton′(t)

η′(t)

ck

P (f) Hc(f)Codice

4D TCMVITERBI

PROC.


t = iT

ri1p

S(f)

Q∗(f)p

S(f)

{ak}{ak}

Strategia di rivelazione MAP

a = argmaxa

p(r|a)P{a}

= argmaxa

K−1∏

k=0

p(Rk|Rk−10 , ak

0)P{ak}

' argmaxa

K−1∏

k=0

p(r2k|r2k−12k−2−ν , ak, ζk) · p(r2k−1|r

2k−22k−2−ν , ak, ζk)P{ak}

Definizione di stato ζk = (µk, Ck−1, Ck−2, Ck−3, . . . , Ck−(L+ν)/2)


Singola portante: rumore coloratoFattorizzazione in 2 pdf complesse Gaussiane con mediecondizionate e varianze condizionate

r2k = E{

r2k

∣∣∣ r2k−12k−2−ν ; ak, ζk

}σ2

r2k= E

{|r2k − r2k|

2∣∣∣ r2k−1

2k−2−νak, ζk

}

r2k−1 = E{r2k−1

∣∣∣ r2k−22k−2−ν ; ak, ζk

}σ2

r2k−1= E

{|r2k−1 − r2k−1|

2∣∣∣ r2k−2

2k−2−ν ; ak, ζk

}

r2k e r2k−1 possono essere interpretate, rispettivamente,come le stime lineari di r2k e r2k−1, e σ2

r2kinsieme a σ2

r2k−1

come i relativi errori quadratici medi di predizione (MSPE)

Metriche di ramo

λk(ak, ζk) =1∑

i=0

{|r2k−i − r2k−i|

2

σ2r2k−i

+ ln σ2r2k−i

}.


Singola portante: RSSD

Q ν S S′

1 2 8 × (27)1 = 1024 8 × 8 = 64

2 4 8 × (27)2 = 131072 8 × 82 = 512

3 6 8 × (27)3 = 16777216 8 × 83 = 4096

4 8 8 × (27)4 = 2147483648 8 × 84 = 32768

Lo stadio di ingresso è molto complesso e richiede elevataadattatività e perfetta conoscenza del canale

n′(t)

η′(t)

ck

P (f) Hc(f)Codice

4D TCMVITERBI

PROC.


t = iT

ri1p

S(f)

Q∗(f)p

S(f)

{ak}{ak}


Singola portante: RSSD

Q ν S S′

1 2 8 × (27)1 = 1024 8 × 8 = 64

2 4 8 × (27)2 = 131072 8 × 82 = 512

3 6 8 × (27)3 = 16777216 8 × 83 = 4096

4 8 8 × (27)4 = 2147483648 8 × 84 = 32768

Realizzazione pratica del ricevitore

n′(t)

{ak} ck

η′(t)

{ak}VITERBIPROC.

Hc(f)

Canale PLC

4D TCMCodice ri

t = iT

P (f) P ∗(f)

La complessità è spostata interamente all’interno delricevitore (su DSP)


Singola portante: rumore corona

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000Frequenze [kHz]

2

4

6

8

10Sp

ettr

o di

pot

enza

del

rum

ore

coro

na

225 kV line380 kV line750 kV line1050 kV linefc = 350, W = 64 kHzfc = 305, W = 128 kHz

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10Ordine di predizione ν

6

6,5

7

7,5

MM

SPE

[dB

]

Funzione di costo J(p1)Funzione di costo J(p2)

CTR = 10 dB

Eb/N0 = 10 dB

3 4 5 6 7 8 9 10 11 12Eb/N0 [dB]

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit

Err

or R

ate

AWGNCTR = 0 dB, no LPCTR = 5 dB, no LPCTR = 10 dB, no LPCTR = 10 dB, ν = 2CTR = 10 dB, ν = 8

TCM-4D 16QAM

7 8 9 10 11 12 13 14 15 16Eb/N0 [dB]

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit

Err

or R

ate

CTR = 10 dB, no LPCTR = 10 dB, ν = 2CTR = 10 dB, ν = 4CTR = 10 dB, ν = 6

4D TCM 64QAM

“Corona-to-Thermal noise power Ratio”: CTR = σ2n/σ2

η


Sistema multiportante SeltaModem di “terza generazione” caratterizzato da elevati livelli diprogrammabilità, adattabilità alle condizioni della linea eflessibilità.

Studio di fattibilità di un sistema di trasmissione digitale alarga banda su elettrodotti basato sulle tecnologie OFDM eDMT (Discrete MultiTone).

Progetto di massima di un modem digitale tenendo conto di:

normative esistenti (banda disponibile e potenzaconsentita)

caratteristiche dei dispositivi di accoppiamento (elevatocosto, difficoltà nella sostituzione).

Utilizzo di algoritmi efficienti ed ottimizzati per realizzazione suDSP























Sistema multiportante: motivazioniObbiettivo: massimizzare la quantità di informazionetrasferibile.

100 KHz 500 KHz

|H(f)|2

f


Sistema multiportante: motivazioniSoluzione: allocazione ottimale della potenza da trasmettere(water-filling).

100 KHz 500 KHz

N(f)/|H(f)|2

f



100 KHz 500 KHz

N(f)/|H(f)|2

f



100 KHz 500 KHz

f

N(f)/|H(f)|2



100 KHz 500 KHz

N(f)/|H(f)|2

f



100 KHz 500 KHz

N(f)/|H(f)|2

f100 KHz 500 KHz

N(f)/|H(f)|2

f

Realizzazione: determinare la potenza di trasmissione ed ilnumero di bit per ogni canale (bit-loading).


Sistema DMT: schema a blocchiL’operazione di modulazione e demodulazione avviene inambito numerico, utilizzando algoritmi veloci di Fourier (FFT).

QAM

QAM

S/P

Bit Loading

CO

DE

R

N-p

oint

IDFT P/S

gi[0]

xi[0]

b = RTs

Xi[0]

gi[N − 1]

Xi[N − 1]

xi[N − 1]

bi[N − 1]

bi[0]


Sistema DMT: schema a blocchiL’operazione di modulazione e demodulazione avviene inambito numerico, utilizzando algoritmi veloci di Fourier (FFT).

S/P

N-p

oint

DFT

Stima di canale

DE

CO

DE

R

P/S

Bit loading

p(−t)

Ts/N

)

Rimozione CP

α0

αN−1


Sistema DMT: risultati numerici

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-40

-30

-20

-10

0Sp

ettr

o di

am

piez

za d

el c

anal

e

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1Frequenza normalizzata

-4

-2

0

2

4

Fase

del

can

ale

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 150123456789

101112

Dis

trib

uzio

ne d

ei b

it

8e-07 7e-07 6e-07 7e-078e-07 7e-07

1e-068e-07 9e-07 7e-07 8e-07 7e-07

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15Indice di portante

10-7

10-6

10-5

SER

100 150 200 250 300 350 400 450 500

64 kVolt line

-80

-60

-40

-20

0

Ris

post

a in

freq

uenz

a [d

B]

Canale disponibileCanale utilizzato

112 128 144 160 176 192 208 224Frequenze [kHz]

02468

10121416

Dis

trib

uzio

ne d

ei b

it

Frequenze [kHz]

0 50 100 150 200 250 300 350 400 450Distance [Km]

064

128192256320384448512576640704768832896960

1024108811521216

Bit

Rat

e [K

bit/s

] @ 6

4 kV

olt DMT System

Single Carrier System


Sistema DMT: risultati numerici

100 150 200 250 300 350 400 450 500-40

-30

-20

-10

0

Ris

post

a in

freq

uenz

a [d

B]

Canale disponibileCanale utilizzato

380 kVolt line

368 384 400 416 432 448 464 480 496Frequenze [kHz]

02468

10121416

Dis

trib

uzio

ne d

ei b

it

Frequenze [kHz]

0 100 200 300 400 500 600 700Distance [Km]

064

128192256320384448512576640704768832896960

1024108811521216

Bit

Rat

e [K

bit/s

] @ 3

80 k

Vol

t DMT SystemSingle Carrier System

100 150 200 250 300 350 400 450 500Frequency [kHz]

-80

-60

-40

-20

0

Freq

uenc

y R

espo

nse

[dB

]

Channel AvailableChannel Used

220 kVolt line

0 8 16 24 32 40 48 56 64Channel Index

00,20,40,60,8

1

Pow

er [W

]

0 50 100 150 200 250 300 350 400Distance [Km]

0

64

128

192

256

320

384

448

512

Bit

Rat

e [K

bit/s

] @ 2

20 k

Vol

t DMT SystemSingle Carrier System


Sistema DMT: sincronismo di simbolo

NullBlock

DataBlock

DataBlock

SyncBlock

DataBlock

DataBlock

CyclicPrefix Data

SyncBlock

DMT FRAME

Dentro ogni frame, occorre individuare l’inizio dei pacchetti

L’intervallo di guardia garantisce robustezza ad errori diallineamento di pacchetto

Se l’errore di allineamento m è inferiore alla durata delprefisso ciclico

r[(n − m)N ] → R[k]e−2πkm/N

il ritardo è compensabile attraverso una derotazione deicampioni (operazione svolta dal FEQ)



Scartato All’ingresso della DFT

CyclicPrefix Data

m

m < LCP

m > LCP

Se l’errore di allineamento m è inferiore alla durata delprefisso ciclico

r[(n − m)N ] → R[k]e−2πkm/N

il ritardo è compensabile attraverso una derotazione deicampioni (operazione svolta dal FEQ)


Sistema DMT: sincronismo di simboloSi è proposto un algoritmo di stima di canale basato sulcriterio della massima verosimiglianza (ML)

|Hc|[i] =

∣∣∣∣∣∣

Bp−1∑

n=0

Rn[i]X(p)n [i]

∣∣∣∣∣∣

/ Bp−1∑

n=0

∣∣∣X(p)n [i]

∣∣∣2

φc[i] = arg

Bp−1∑

n=0

Rn[i]X(p)∗n [i]

Lo stimatore non è polarizzato

La qualità di stima aumenta con il numero di simboli pilotatrasmessi Bp

Carico computazionale richiesto basso: sincronizzazionebasata su simboli pilota



5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18Eb/N0 [dB]

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit

Err

or R

ate

Singola PortanteMulti PortanteRit = 0.5 TsRit = 2.6 Ts

-4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4RITARDO [Ts]

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit

Err

or R

ate

Ritardo notoRitardo stimato

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40Es/N0 [dB]

10-7

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

10L

og10

(MS

EE

)

CRLBMSEE [0]MSEE [1]MSEE [63]MSEE [21]MSEE [22]MSEE [43]MSEE [44]MSEE Medio

Mean Square Error PER LA STIMA DEL MODULO DI CANALEAWGN TCM4D 64QAM 16 stati; Bp=200; N_Oss=1000; Nch=64; Nsc=20; Ng=6; Rit.=0,5; Eb/N0=13 dB; "PRE-POSTfisso"

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38Es/N0 [dB]

10-7

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

10L

og10

(MS

EE

)

CRLBMSEE [0]MSEE [1]MSEE [63]MSEE [10]MSEE [53]

Mean Square Error PER LA STIMA DELLA FASE DI CANALEAWGN TCM4D 64QAM 16 stati; Nch=64; Nsc=20; Ng=6; Bp=200; Rit.=0.5; Eb/N0=13 dB; "PRE-POSTfisso"


Sistemi PLC: rumore impulsivoI sistemi di trasmissione ad onda convogliata sono affetti darumore impulsivo

Obbiettivo: studio dei limiti fondamentali di trasmissione

Metodo: analisi del tasso di informazione e delle prestazioni diprobabilità d’errore

Definizione di informazione media mutua

I(A;R) = h(R) − h(R|A)

Proposto algoritmo simulativo basato su predizione lineare etecniche di riduzione di complessità

algoritmo generale utilizzabile in presenza di qualunquetipo di rumore colorato e dipendente dai dati


Sistemi PLC: rumore impulsivoIntroduzione di 2 modelli di canale opportuni

a

DeCODQAMDeMOD

CODa QAM

MOD

wk ik

rkck QQAMMOD

a

DFTQ

−1 DeCODQAMDeMODIDFTCOD

a

wn in

ck ci yn ri rk

Interleaved MC super-channel

Studio di I(A;R) in differenti condizioni di rumore

-12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30Es / N0 [dB]

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

Info

rmat

ion

Rate

s (bi

ts/ch

anne

l use

)

AWGN, p = 0

SC, p = 10-1

SC, p = 10-2

SC, p = 10-3

MC, p = 10-1

MC, p = 10-2

MC, p = 10-3

4 5 6 7 8 9 101.7

1.8

1.9

2

2.1

2.2

2.3

-12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30Es / N0 [dB]

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

Info

rmat

ion

Rate

(bit/

chan

nel u

se)

AWGN, p = 0

SC, p = 10-1

SC, p = 10-2

SC, p = 10-3

MC, p = 10-1

MC, p = 10-2

MC, p = 10-3

4 5 6 7 8 9 101.7

1.8

1.9

2

2.1

2.2

2.3

σw2 = 10-2 σi

2σw2 = 10-2 σi

2

σ2w = p σ2

i σ2w = 10−2 σ2

i


Sistemi PLC: rumore impulsivoStudio di tasso d’errore per sistemi SC e MC con differenti tipidi codifica

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24Eb / N0 [dB]

10-7

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit E

rror R

ate

AWGN, p = 0Metrica Euclidea, p = 10-1

Metrica Euclidea, p = 10-2


Metrica ottima, p = 10-1



0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28Eb/N0 [dB]

10-7

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit E

rror R

ate

AWGN, p = 0

Metrica Euclidea, p= 10-1



Cancel., p = 10-2

Cancel., p = 10-3

AWGNBound

MC Boundp = 10-1

SC con codice 4D TCM MC con codice 2D TCM

Dimostrato che l’elaborazione ottima può essere fatta neldominio del tempo, cioè prima della demodulazione


Sistema MC e banchi di filtri

Il sistema DMT ha canali poco selettivi in frequenza.

-10 -9 -8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10Indice di canale

-1

0

1

2

3

Spet

tro

di A

mpi

ezza



Il sistema DMT ha canali poco selettivi in frequenza.

0 8 16 24 32 40 48 56 64Numero tono

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit

Err

or R

ate

ε = 0.1 ε = 0.2

DMT (16 QAM) e interferente sinusoidaleTono 1, Ac = 1, EbNo = 12 dB -> Pb = 2.10-4, Nch = 64, Ts = 0.5 ms

4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 γb [dB]

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Bit

Err

or R

ate

Pro

babi

lity

16-QAMTono 0Tono 7Tono 15Tono 23Tono 31Tono 39

BER per DMT (16 QAM) con interferente sinusoidaleTono interferente 1, ε = 0.1, Ac = 1, Nch = 64

Un segnale a radiofrequenza che cade nella banda di unsottocanale viene disperso su tutti gli altri

Occorre che i sottocanali abbiamo spettri più limitati in bandaRiccardo Pighi: Comunicazioni su Linee Elettriche – p.18/20


Soluzione al problema: banchi di filtri.

X1(n) + 0

0 + X0(n)

0 + X2(n)

X3(n) + 0

0 + XN−2(n)

XN−1(n) + 0

IFFT

N

g0(n)

g1(n)

gN-1(n)

g1(n)

g0(n)

gN-1(n)

X2(n) + 0

X0(n) + 0

0 + X3(n)

0 + X1(n)

IFFT

N

0 + XN−1(n)

XN−2(n) + 0

z-N/2



Soluzione al problema: banchi di filtri.

Segnale Interferente

Spettro singolo filtro

fCanale i-1 Canale i Canale i+1

70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90Frequenza[Khz]

0102030405060708090

100110120130140150160170180190200

Rei

ezio

ne [d

B]

DMTFMT (roll-off 0.0)FMT (roll-off 0.1)FMT (roll-off 0.5)FMT (roll-off 0.7)

L’aumentato rapporto di reiezione rende il sistemamultiportante più robusto nei confronti dei disturbi radio.


Sviluppi dell’attività

Compensazione degli effetti non lineari:

Studio di tecniche di predistorsione in trasmissione osovracampionamento in ricezione.

Compensazione di offset di frequenza

Aspetto critico: insorge ISI e ICI

Risoluzione di problemi di complessità computazionale erealizzativi

Proposta ed approvazione di un progetto regionale dal titolo“Modem digitale per trasmissioni a larga banda su elettrodotti”nell’ambito del Programma Regionale per la RicercaIndustriale, l’Innovazione e il Trasferimento Tecnologico(PRRIITT).


























Elenco delle pubblicazioni

1 R. Pighi, R. Raheli e U. Amadei, “Multidimensional signal processing and detectionfor storage systems with data dependent transition noise”, accettato perpubblicazione su IEEE Trans. on Magnetics.

2 R. Pighi, R. Raheli e U. Amadei, “Multidimensional receiver front-end for storagesystems with data dependent transition noise”, in Proc. IEEE Intern. Symp. Inform.Theory with Appl., (ISITA’04), Parma, Italy, Ottobre 2004.

3 R. Pighi e R. Raheli, “On multicarrier signal transmission for high-voltage powerlines”, in Proc. Intern. Symp. on Power Line Communications, (ISPLC’05), Vancouver,Canada, Aprile 2005.

4 R. Pighi, R. Raheli e F. Cappelletti, “Information rates of multidimensional front-endsfor digital storage channels with data-dependent transition noises”, in Proc. IEEEIntern. Symp. on Information Theory, (ISIT’05), Adelaide, Australia, Settembre 2005.

5 R. Pighi, U. Amadei e R. Raheli, “Oversampled detector for transition-noise-limiteddigital storage systems”, accettato per pubblicazione in Proc. IEEE Intern. Conf. onCommunications, (ICC’06), Istanbul, Turchia, Giugno 2006.

6 R. Pighi, R. Raheli e F. Cappelletti, “Information rates of multidimensional front-endsfor digital storage channels with data-dependent transition noises,” proposto per lapubblicazione su IEEE Trans. on Magnetics, dicembre 2005.



7 R. Pighi e R. Raheli, “Linear predictive detection for power line communicationsimpaired by colored noise”, proposto per la pubblicazione in atti di congressointernazionale.

8 R. Pighi, M. Franceschini, G. Ferrari e R. Raheli, “Fundamental performance limits forPLC systems impaired by impulse noise”, proposto per la pubblicazione in atti dicongresso internazionale.

9 R. Pighi, M. Franceschini, G. Ferrari e R. Raheli, “Fundamental performance limits forpower line communications with impulse noise”, in fase di proposta per lapubblicazione su rivista internazionale.

10 R. Pighi e R. Raheli, “Analisi delle prestazioni del sistema di trasmissione 2D TCM64 QAM Selta”, rapporto tecnico No. 1 redatto per Selta S.p.A., Giugno 2003.

11 R. Pighi e R. Raheli, “Analisi delle prestazioni di un sistema di trasmissione 4D TCM64 QAM Selta”, rapporto tecnico No. 2 redatto per Selta S.p.A., Luglio 2003.

12 R. Pighi e R. Raheli, “Analisi delle prestazioni di sistemi di trasmissione 4D TCM a 8e 16 stati”, rapporto tecnico No. 3 redatto per Selta S.p.A., Settembre 2003.

13 R. Pighi e R. Raheli, “Trasmissione multiportante su elettrodotto”, rapporto tecnicoNo. 4 redatto per Selta S.p.A., Maggio 2004.



14 R. Pighi e R. Raheli, “Sistema 4D TCM a bit rate variabile”, rapporto tecnico No. 5redatto per Selta S.p.A., Novembre 2004.

15 R. Pighi, U. Amadei e R. Raheli, “Simulatore TCM 4D a bit rate programmabile”,rapporto tecnico No. 6 redatto per Selta S.p.A., Marzo 2005.

16 R. Pighi e R. Raheli, “Sincronizzazione di frequenza e stima di canale pertrasmissioni multiportante”, rapporto tecnico No. 7 redatto per Selta S.p.A., inpreparazione.


Documents

Dottorando: Riccardo Pighi Tutor: Prof. Ing. Riccardo Raheli · 2006. 12. 15. · Università degli Studi di Parma. Facoltà di Ingegneria Comunicazioni su Linee Elettriche Dottorando: