2014 輔仁大學電機工程學系論文研究成果發表會

一次側控制返馳式 LED驅動器線性調節率之改善

Improvement for Line Regulation of Primary-Side Controlled

Flyback LED Drivers

楊恭祥 1 杜弘隆 2

輔仁大學電機工程學系 1496505191@mail.fju.edu.tw, 2s.tu@ieee.org

摘要

一次側控制方法常應用於返馳式 LED驅動器裡，藉

由利用第三輔助繞組便可偵測輸出電流變化。然而、因

為實際電路中有延遲控制效應，以致在全電壓操作下之

一次側控制返馳式轉換器有較差的線性調節率。本篇針

對固定導通時間控制之返馳式轉換器架構，提出一個新

穎的輸出電流補償機制來改善線性調節率。基於現有的

返馳式架構裡，8瓦返馳式 LED驅動器已經實現。經量

測結果證明，所提出的機制可以改善線性調節率於

1.55%內。

關鍵詞：發光二極體驅動器，返馳式轉換器，一次側控

制，線性調節率。

Abstract

A primary-side controlled method is commonly used

in flyback LED driver to regulate output current by

employing an auxiliary winding. However, owing to

intrinsic propagation delay in real-world circuits, a

primary-side controlled flyback converter with universal

line input experiences a worse line-regulation. This paper

proposes a novel output current compensation mechanism

to improve line-regulation for constant on-time control.

Based on the current flyback topology, a 8W prototype of

proposed flyback LED driver has been fabricated.

Experimental measurement results validate that the

proposed mechanism can improve the line-regulation within

1.55%.

Keywords: LED Driver, flyback converter, primary-side

controlled, line-regulation.

1. 前言

據國際能源署(IEA)估計，全球消耗的電能中有 19%

是用於照明。因此，近年來，世界各國紛紛致力於以更

高效能的方案來替代低效能的白熾燈(incandescent lamps)

光源。隨著全球節能減碳的要求趨勢，LED照明已成為

各國政府綠色能源產業旭升方案中重點發展項目之一。

作為發光二極體燈具的核心，LED驅動晶片扮演著越來

越重要的角色，其主要功用在於提供 LED 穩定電流

[1]-[3]。

一般而言、LED 驅動電路設計有下列幾個考量點：

體積大小、使用壽命、成本與可靠度[4],[5]。LED 驅動

電路為了滿足「能源之星」規範，功率因數(Power Factor,

PF)必須高於 0.7 [6]。功率因數修正 (Power Factor

Corrector, PFC)主要的目的就是將電源系統從電源端看

來有如一個純電阻，如此供電系統所有的功率傳輸均為

有效功率，同時也不會產生造成電源波形失真的低頻電

流諧波，故設計高功率因數(PF>0.95)LED驅動電路不但

有利於輕鬆符合固態照明(Soild State Light, SSL)燈具的

商用照明要求，也使輸入電流波形看上去像是電阻型載

的波形。綜觀上述並兼具成本考量，目前一次側控制單

級返馳式轉換器既可以達到高功因同時又可以控制輸出

電流，因此近幾年廣泛地被採用於 LED 驅動電路

[7]-[12]。

在一次側控制方式下，光耦合器將不再被需要，故

成本大幅降低，體積也會縮小。雖然一次側控制方式有

成本上的優勢，然而此方式的輸出電流卻受電路延遲控

制現象影響，而此現象將使線性調節率特性變差

[13]-[18]。本篇將針對一次側控制方式單級返馳式 LED

驅動器，提出一個新穎的輸出電流補償機制來改善線性

調節率。

2. 一次側控制單級返馳式轉換器之工作原理

概述

一次側單級返馳式 LED 驅動電路架構及控制晶片

內部功能區塊圖如圖 1 所示，變壓器在此電路架構中的

功能為隔離(isolation)與儲存能量。依照圖 1所示，變壓

器一次側與二次側匝數比為 NP:NS。此處以操作於邊界

導通模式(Boundary Conduction Mode, BCM)及固定導通

時間控制(constant on-time control) 情況下來說明返馳式

轉換器之運作方式，其中 MOSFET開關切換週期為 Ts。

為方便分析與推導、假設輸入交流電壓 Vin表示為式(1)：

tVtV Lmin sin)( (1)

其中、Vm為交流輸入峰值電壓絕對值，L為輸入交流電

壓之角頻率。

針對一次側控制方式，一次側及二次側繞組上的電

流與MOSFET開關變化，如圖 2所示。其中，ip為一次

側繞組上的電流，ip_pk為一次側繞組上峰值電流，ip_av為

一次側繞組上平均電流，is為二次側繞組上的電流，is_pk

為二次側繞組上峰值電流，is_av 為二次側繞組上平均電

流，Ton為 MOSFET 開關導通時間，Toff為 MOSFET 開

關截止時間。

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90Vac~270Vac

R3

Cin

10u

Csn

VDD

GATE

ISEN

LDO

GND

R4

ZCD

CMP

R5

VREF

OCP/OVP

OTP

UVLO

VCC

CT

constant

current

regulation

VREF

generator

RAMP

generator

Co

Vout

RsnBD

Do

Rsen

Rg

Dsn

C1

D1

LIMITERVZCD

detector

MOSFET

ip

isVinNP NS

NA

+

Q

S

R

Qb

Gate Driver

logic

control

S/H

82

Voltage

Follower

(Bridge Rectifier)

ILED

1u

C2

1u1uCCMP CCT

Vaux

VZCD

Vgate

VISEN

error amplifier

圖 1. 一次側控制返馳式 LED驅動器架構

Switch

MOSFET

CONSTANT ON-TIME (Ton) VARIABLE OFF-TIME (Toff)

primary current ip(t)

primary peak current

envelope ip_pk(t)

secondary peak current

envelope is_pk(t)

secondary current is(t)

primary average

current ip_av(t)

t

圖 2. 一次側控制方式主要波形

假設MOSFET開關切換頻率 fs遠大於輸入交流電壓

角頻率 fL，則輸入電壓在一切換週期內可視為定值。依

照圖 1與圖 2所示，輸入交流電壓經過橋式整流器，產

生全波整流之直流電壓。當MOSFET開關導通，輸入電

壓 Vin對激磁電感 Lm進行儲能，一次側電感電流 ip由零

線性遞增，其斜率與當時之輸入電壓有關。在一個切換

週期 Ts內，一次側峰值電流 ip_pk(t)與平均電流 ip_av(t) 可

分別表示為式(2)與式(3)。

onm

Lmpkp T

L

tVti

sin)(_

(2)

ttT

T

L

TVti

tT

Tti L

s

on

m

onmpkp

s

onavp sin

)()(

)()( __

22

1 (3)

其中、Ton為開關 MOSFET 導通時間，Lm為激磁電感，

切換週期 Ts(t)為時間的函數，以式(6)及(7)表示。

當 MOSFET 截止時，此時儲存於激磁電感上的能

量，藉由變壓器傳至二次側。因為變壓器極性反轉的關

係，二次側輸出二極體 Do順向導通，激磁電感上的能量

提供給負載 LED 及對輸出電容 Co進行充電。因此二次

側繞組電流 is線性遞減，當 is電流為零時，MOSFET 開

關再次導通。故在一個切換週期 Ts內，二次側繞組峰值

電流 is_pk(t)與平均電流 is_av(t) 可分別表示為式(4)與式

(5)。

tL

TnVtinti L

m

onmpkppks sin)()( __ (4)

ttT

tT

L

TnVti

tT

tTti L

s

off

m

onmpks

s

offavs sin

)(

)()(

)(

)()( __

22

1 (5)

其中、MOSFET截止時間Toff(t)及切換週期Ts(t)可用式(6)

及式(7)表示之。n 為變壓器一次側與二次側的匝數比即

式(8)。Vout為輸出電壓，即為 LED串聯時之電壓降。

tV

TnV

V

tiLtT L

out

onm

out

pksmoff sin

)()(

_

(6)

)()( tTTtT offons (7)

s

p

N

Nn (8)

在交流電壓半週期內，LED電流可表示為式(5)取平

均值的結果，並用式(9)表示。將式(5)、式(6)與式(7)代入

式(9)可進一步得到式(10)及式(11)。因為參數 Lm、Vout

及 n 在應用時已經被使用者選定，故從式(11)可知 ILED

將被 Vm和 Ton所影響。因此電路架構的操作模式如下所

述：為維持 ILED恆定且不隨交流電壓系統變化而改變，

則在不同的 Vm下，皆須有不同的固定導通時間 Ton。例

如返馳式驅動電路在 110 VAC系統下操作，固定的導通

時間為 Ton1。若改在 220 VAC系統下操作，此固定導通時

間 Ton2將不同於 Ton1並比 Ton1小用以維持 ILED恆定。

0

1tdtiI LavsLED )(_

(9)

td

nV

Vt

t

L

TnV

tdttT

tT

L

TnVI

L

m

outL

L

m

onm

LLs

off

m

onmLED

0

2

0

2

2

sin

sin

sin)(

)(

(10)

3. 延遲控制現象

3.1 延遲控制現象的起因

由式(10)可知，MOSFET 開關導通時間 Ton 決定了

LED的電流量。不幸地、在實際電路應用裡(圖 1)有延遲

控制的現象，起因歸納下列 4 點：(1)外部開關元件

MOSFET 閘極(gate)寄生電容；(2)印刷電路板(printed

circuit board, PCB)走線電容；(3)IC內部邏輯電路與比較

器本身既有的反應延遲；(4)GATE腳位的對於 MOSFET

有限的驅動能力，由於上述 4點將使得 IC的閘極控制電

壓 Vgate並不會立即使得開關元件 MOSFET 導通或是截

止，進而影響到控制 LED電流的精準度。

3.2 延遲控制現象的影響

因為延遲控制現象將導致MOSFET開關不會隨Vgate

而立即反應狀態。尤其當 MOSFET開關由導通轉換成截

止時，此延遲控制將嚴重造成實際一次側峰值電流 i’p_pk(t)

與取樣峰值電流 ip_pk(t)的不同，如圖 3所示。

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Td_off

primary inductor currentip(t)

Ton

Ton_mos

(gate control signal)

t

(sampled)

(actual)

VgateOFF

ON

Td_on 圖 3. MOSFET汲極電流與閘極控制電壓延遲效應關係圖

於圖 3中做以下定義，Td_on為 MOSFET開關導通時

的導通延遲(turn-on delay)，Td_off為 MOSFET開關截止時

的截止延遲(turn-off delay)。Ton_mos表示為 MOSFET開關

實際的導通時間，Ton為閘級驅動輸出端為 High的時間，

i’p_pk為實際一次側峰值電流，ip_pk 為 IC所取樣到的峰值

電流，ip為一次側電感電流。從圖 3 可知，當閘極驅動

電壓 Vgate為 High時，MOSFET並不會立即導通與截止。

延遲效應將導致取樣峰值電流 ip_pk 不等於實際一次側峰

值電流 i’p_pk ，進而影響到控制 LED 電流的精準度。因

延遲效應導致取樣峰值電流與實際 MOSFET 峰值電流

的差異可以用式(11)表示之。

offdm

Lmpkp T

L

tVti __

sin)(

(11)

式(11)中，延遲截止時間 Td_off是一固定值，受外部

選用之電路元件及 PCB走線等寄生效應所決定。顯而易

見、式(11)峰值電流差異量ip_pk 將隨交流電力系統峰值

電壓 Vm 而改變，使之整體系統之線性調節率變差，因

而如何回補峰值電流差異量ip_pk，使整體系統之線性調

節率獲得改善，即為本論文所要探討與解決的課題。

4. 峰值電流補償技術

雖然在延遲截止時間內，MOSFET汲極電流仍呈線

性增加。但不幸的是，在實際的電路中，於的MOSFET

源極電壓 VISEN並非呈線性增加。圖 5(b)表示 MOSFET

源極電壓及閘極控制端延遲效應關係圖。圖 5(b)，電壓

VISEN在延遲時間 Td_off內，電壓會呈現下陷的情形，並

非線性。MOSFET源極峰值電壓與實際峰值電壓的差異

可以用式(20)表示之。此現象的成因，源自於當晶片

GATE 腳位之閘極驅動端電壓 Vgate由 High 轉 Low後的

Td_off時間內，MOSFET 汲極電流並不會全流過電阻 Rsen

至地端(GND)，而是部分流經電阻 Rsen，部分透過經

MOSFET 閘源極間寄生電容 Cgs流至晶片 GATE 腳位之

閘極驅動端。因此、欲偵測電壓 V’ISEN_pk值來反推得知

電流 i’p_pk，在實際電路裡是難達到。

Td_off

primary inductor currentip(t)

Ton

VISEN(t)

Ton_mos

Tongate control signal

(sampled)

t t

(sampled)

(actual)

Ton_mos

(a) (b)

VgateOFF

ON

Td_on Td_on Td_off

圖 5. MOSFET延遲效應電壓電流關係圖

(a) MOSFET汲極電流; (b) MOSFET源極電壓 VISEN

由於電路所取樣到的電壓為 VISEN_pk 並非實際發生

的峰值電壓 V’ISEN_pk，且實際的峰值電壓 V’ISEN_pk在實際

的電路上並不會發生。欲得知實際發生的峰值電壓

V’ISEN_pk，本論文提出一補償方式，讓晶片在延遲截止效

應的情形下，仍得以取樣到實際的峰值電壓即

VISEN_pk=V’ISEN_pk，如圖 6所示。補償電路可透過電阻 R1

及 R2 來實現如圖 7 所示，當電壓 Vgate 為 High 時，且

假設電阻 Rsen相較於 R1及 R2足夠小，則電壓 V’ISEN利

用重疊定理可以推導出式(21)。

senoffdm

inISEN RT

L

VV _

(20)

ISENISENISENinISEN VVVVRR

RtV

21

2)(' (21)

經式(20)及式(21)可將峰值電壓偏移量VISEN 以式

(22)表示之。當感值 Lm、電阻 Rsen以及外部電路元件及

PCB電路板選定的情形下，則 Td_off固定，經式(22)可知，

透過適度選取電阻值 R1及 R2，即可補償因延遲截止效

應所導致的影響。

in

m

senoffdinISEN V

L

RTV

RR

RV

_

21

2 (22)

Td_off

primary-side currentip(t)

Ton

VISEN(t)

Ton_mos

Tongate control signal

(sampled)

t t

(sampled)

(actual)

Ton_mos

(a) (b)

VgateOFF

ON

Td_on Td_on Td_off

V'ISEN(t)

圖 6. 峰值電流補償方式示意圖

(a)MOSFET汲極電流; (b) MOSFET源極電壓 VISEN

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R1

Cin

Co

VoutDo

Rsen

R2

isVinNP NS

ILED

+

(Bridge Rectifier)

BD

ISENVCCGATE

ZCD

LED

+Vds

-

Rg

NA

Proposed primary-side controlled flyback

LED driver

VISEN

CT CMP

V'ISEN

圖 7. 峰值電流補償方式電路圖

5. 電路架構實現

5.1 峰值電流取樣電路

峰值電流取樣電路實現如圖 8所示。首先、電壓VISEN

經過電壓-電流轉換器(V-I converter)，將訊號轉成電流形

式。由圖 8可發現，以電晶體MP4疊接(cascode)於電晶

體 MP2，並搭配輔助放大器 OPA2主要是為避免因電晶

體MP2通道調變效應所導致的電流誤差。進一步說明，

輔助放大器 OPA2讓電晶體MP2汲極端電壓追隨閘極端

電壓 Vmp2，OPA2輸出端同時提供給電晶體 MP4當閘極

偏壓，此疊接架構可以讓電晶體 MP2提供相對準確的峰

值電流 ip_pk。

VCC

MP1 MP2

MP4

MN1

CT

ISEN

VZCD

VZCD

VZCD

VZCD

Vgd

S1

S2

S3

S4

S5

C1buffer

R0 R1 RT

OPA2

OPA1

Vmp2

V-I converter

S/H

constant current regulation 圖 8. 峰值電流取樣電路圖

5.2晶片量測

本論文以新唐科技 (Nuvoton Technology) 0.6μm

5V/40V CMOS 製程實現一次側控制單級返馳式轉換

器，並實際量測其線性調節率的特性表現。晶片佈局如

圖 9所示，整個DIE size含 PAD面積為 1.200×1.280 mm2。

圖 9. 晶片佈局圖

圖 10及圖 11為在 110 VAC及 220 VAC輸入電壓所量

測到的均方根電流值，其值分別為 387 mA與 382 mA，

由量測數據可知在全電壓操作下，LED電流變異不大。

圖 11 及圖 12 可知延遲時間在不同輸入電壓下皆為 480

ns 並不會改變，同時呼應第 3.2 節所描述。另外亦可從

圖 12及圖 13發現：閘極電壓開始為 High與開始為 Low

時，電壓 VISEN會有類似圖 5的現象發生。

圖 10. 110 VAC電壓 LED電流值

上：橋式整流端輸出電壓波形；下：ILED電流波形

圖 11. 220 VAC電壓 LED電流值

上：橋式整流端輸出電壓波形；下：ILED電流波形

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圖 12. 110 VAC穩態波形(zoom in 90°)

上：MOSFET閘極電壓；中：電壓 VISEN波形; 下：電壓 Vzcd波形

圖 13. 220 VAC穩態波形(zoom in 90°)

上：MOSFET閘極電壓；中：電壓 VISEN波形; 下：電壓 Vzcd波形

LED 驅動器在無峰值電流補償機制下，圖 14-15 為

在 110 VAC及 220 VAC輸入電壓所量測到的均方根電流

值，其值分別為 415mA 與 453mA，LED 電流變異約

38mA。

圖 14. 110 VAC LED電流值 (無補償機制)

上：橋式整流端輸出電壓波形；下：ILED電流波形

圖 15. 220 VAC LED電流值 (無補償機制)

上：橋式整流端輸出電壓波形；下：ILED電流波形

比較具補償機制與無補償機制下 LED電流變異量，並

將所量測的電流值繪成圖 16。由圖 16 可知，運用峰值

電流補償機制能大幅改善 LED驅動器線性調節率。線性

調節率由原本無補償機制的 12%改進到 1.55%。

圖 16. 量測之 LED電流 v.s 輸入電壓關係圖

在 110 VAC輸入電壓下，圖 17 為針對不同的 LED

串數改變，量測電流 ILED變化。由量測結果可知，電流

ILED並不會因為負載改變而變化。

圖 17. LED電流 v.s. LED串數關係圖

圖 18. 效率量測圖

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本篇所提出之 LED 驅動器，效率可繪製成圖 18 所

示。從圖 18可知，本驅動器在低輸入電壓下，效率較高。

因低輸入電壓，切換頻率較低，故切換損失(switching loss)

較小，導致整體所量到的效率比在高電壓輸入時高。由

圖 18可以發現，最大效率為 87.5%，發生在輸入電壓為

150 VAC時。整體而言，此 LED驅動器在全電壓(universal

line)操作下，效率皆可維持在 85%以上。

圖 19. 功率因數量測圖

功率因數相對於輸入電壓關係圖，可表示成圖 19。

從量測結果可知，在全電壓操作下，功率因數皆在 90%

以上。最後，本論文所提出之 LED驅動器特性表現，詳

列於表 II。

表 II 特性表現

Technology Nuvoton 0.6 µm 2P3M

Chip Size (with PADs) 1.23×1.33 mm2

AC input voltage 90-270VAC (RMS)

output current 0.387A

Maximum switching

frequency 100 kHz

Maximum efficiency 87.5 %

Power factor > 90 %

Line regulation < 1.55 %

Load regulation < 1 %

6. 結論

本論文詳細解說 LED 驅動器電流控制及操作原

理，同時、也闡明了在現實電路中，因電路寄生效應所

導致的延遲控制現象及影響。為了克服延遲控制現象對

線性調節率的影響，本篇提出電流補償機制，以大幅改

善線性調節率，並由實驗結果成功驗證可行性，線性調

節率由原本無補償機制的 12 %改進到 1.55 %。因本技術

相容於既有傳統 LED控制電路架構之中且易於實現，因

此非常適合在全電壓操作下的 LED照明應用上。

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