Elektronika II

MISKOLCI EGYETEM

INTÉZET

ELEKTROTECHNIKAI-ELEKTRONIKAI

TANSZÉK VILLAMOSMÉRNÖKI

DR. KOVÁCS ERNŐ

ELEKTRONIKA II.

(DISZKRÉT FÉLVEZETŐK, ERŐSÍTŐK)

ELŐADÁS JEGYZET

2003.

Miskolci Egyetem Elektrotechnikai-Elektronikai Tanszék

2.0. Diszkrét félvezetők és alkalmazásaik

A fejezet összefoglalja a legfontosabb ismereteket a diszkrét félvezető alkatrészekről és alkalmazásaikról. Kiemelten tárgyalja a lineáris alkalmazásokat, elsősorban is a diszkrét elemekkel felépített félvezetős erősítőket. A fejezet a diszkrét alkatrészek közül nem foglalkozik a teljesítmény-elektronikai alkatrészekkel és alkalmazásaikkal, az optoelektronikai alkatrészekkel és a speciálisan csak nagyfrekvencián használt alkatrészekkel, mivel ezeket egyéb tárgyak, anyagrészek, vagy fejezetek tartalmazzák. Az egyes elektronikai elemek tárgyalásánál elsősorban –az alapvető működésén túl- a legjellemzőbb paraméterek megismerése és értelmezése a cél. A diszkrét alkatrészek családja jelentős számú alkatrészből áll, amelyből a fejezet csak a legjellemzőbb alkatrészeket emeli ki a teljesség igénye nélkül.

2.1. Félvezető-elmélet alapjai

Az elektronika oly mélységig tárgyalja az elektronfizika vonatkozó tárgyköreit, ameddig az szükséges ahhoz, hogy megértsük a félvezetőkben lezajló alapvető fizikai folyamatokat, a félvezetők működését befolyásoló hibákat és a hőmérséklet hatását, mivel ezek közvetlen hatással vannak az egyes elektronikai kapcsolások tulajdonságaira. A témakörhöz kapcsolódó mélyebb, részletesebb ismereteket a fizika egyes fejezetei (szilárdtestfizika és az elektronfizika) nyújtanak (lásd ajánlott irodalom). A kristályos szilárd anyagokban a kötött rácsrészecskék környezetében szabad elektronok találhatók. A szabad elektronok mennyisége dönti el, hogy az adott kristályos anyag milyen villamos tulajdonsággal rendelkezik, pl. vezető vagy szigetelő. A vezetésben csak a szabad elektronok vesznek részt. Potenciális energia Az atomhoz kötött elektronok meghatározott diszkrét energiaszinteket/pályákat tölthetnek be. A diszkrét energiaszintek energiája meghatározható a magtól vett távolság függvényében, figyelembe véve, hogy az elektronok pályasugara (r) csak egy egész szám (n) négyzetével lehet arányos:

( ) 222

42 18 n

qmZrWo

n ⋅ε

−=h

ahol, m az elektron tömege, q az elektron töltése, Z rendszám, εo a vákuum permittivitása, ħ a Planck-féle állandó. Az n kis egész szám n=1,2,3….

potenciálgát

Wn(r)

r

Wn(r) r

Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.) 2


Az ábrán azt az esetet ábrázoltuk, amikor az atomok rácstávolságnyira vannak egymástól. A szaggatott vonal határolja azt a potenciálisenergia-teret, amelyben elektron nem tartózkodhat. Az így létrejövő potenciálgátak a klasszikus fizika szerint megakadályozzák az elektronok szabad mozgását a térben, azonban a kvantummechanika szerint az alagút-hatás révén az elektronok egy része mégis átjut. A meghatározott diszkrét energia pályák felhasadnak és nagy számú szint lehetséges egymáshoz viszonylag közel. Ezek a szintek (amelyek továbbra is diszkrétek) képeznek egy energia sávot. Az energia sávok között tiltott energia sávok helyezkednek el, amelyben elektron nem tartózkodhat. A sávok közül az utolsó részben vagy teljesen betöltött sávot vegyértéksávnak, míg az első nem betöltött vagy csak kis mértékben betöltött sávot vezetési sávnak nevezzük. A vegyértéksáv és a vezetési sáv közötti tiltott sáv nagysága jellemzője a vezető, félvezető és szigetelő anyagoknak. A vezető anyagok teljesen betöltött vegyértéksávú, üres vezetési sávú és 3 eV-nál kisebb tiltott sávszélességű anyagok. Ha a tiltott sáv szélessége 5..8 eV, akkor az anyag szigetelő. A kettő közötti helyezkednek el a félvezetők. Pl. a szokásos félvezető anyagoknál a tiltott sáv szélessége: Si esetén 1.1 eV, Ge esetén 0.72 eV, GaAs esetén 1.3 eV. Az energiasávok alapján lehet a legegyszerűbben modellezni a félvezetők működését. Sávelméleti alapok A félvezető anyagokban a tiltott sáv szélessége elegendően kicsi ahhoz, hogy már szobahőmérsékleten a vegyértéksávból elektron lépjen ki és a vezetési sávba kerüljön. A kilépett elektron (n) helyén elektron hiány lép fel, ami pozitív töltést (p) jelent ezt hívjuk lyuknak. Az elektron gerjesztés hatására bekövetkező kiszakadását a kötött rácsszerkezetből párképződésnek (generációnak) a visszatérését rekombinációnak nevezzük. A generáció során lyuk-elektron pár keletkezik, a rekombináció során azonban egy lyuk-elektron pár megsemmisül. Egy adott hőmérsékleten a töltéssűrűség egyensúlyban van, azonos számú generáció és rekombináció zajlik le. Termikus gerjesztés esetén tehát mindig azonos számú elektron és lyuk keletkezik.

Vegyértéksáv teljesen betöltött

Tiltott sáv

Vezetési sáv üres

W

generáció rekombináció Az elektronok generációja és rekombinációja azonban nem minden anyagnál ilyen direkt folyamat. A félvezetőket aszerint is csoportosíthatjuk, hogy az elektronok gerjesztése (foton abszorpció) ill. generációja (foton kisugárzás) közvetett (indirekt félvezetők) vagy közvetlen (direkt félvezetők) átmenettel történik-e. Direkt félvezetők esetén a k hullámszámvektor (az elektromágneses tér terjedési irányába mutató, a frekvenciával arányos vektor) nem változik meg, míg indirekt félvezetők esetén megváltozik. A fenti sávszerkezeti modellel szemben a vezetési sáv alsó energia szintje és a vegyértéksáv felső energia szintje nem párhuzamosan fut egymással, hanem a



hullámszámvektorral változik. A generációs és rekombinációs folyamatok ott zajlanak le, ahol az a legkisebb energiaváltozással történik. Direkt félvezetők

ggW ω= h , ahol Wg a tiltott sáv energia szélessége.

W

Vezetési sáv alsó energia szintje A vegyértéksáv felső energia szintje

W

g

k A vezetési sáv alsó széle ugyanahhoz a k hullámszám-vektorhoz tartozik, mint a vegyértéksáv felső széle. Ilyen félvezető, pl. GaAs, InSb, GaSb, stb. A direkt félvezetők az energiát elsősorban a fénytartományba tartozó hullámsávban (foton kisugárzás) sugározzák ki. Indirekt félvezetők

Ω+=ω hh gW ,

ahol Wg a tiltott sáv energia szélessége, ħω a foton energia, ħΩ a fonon energia. W

Wg

Vezetési sáv alsó energia szintje A vegyértéksáv felső szintje

k A vezetési sáv legalacsonyabb energia szintje eltérő k hullámszám-vektorhoz tartozik, mint a vegyértéksáv felső energia szintje. Ilyen félvezető, pl. Si és Ge alapú félvezetők. Az indirekt félvezetők az energiát elsősorban a hő-tartományba tartozó hullámsávban (fonon kisugárzás) sugározzák ki. Fermi szint (WF) 0 K° felett az elektronok az egyes energia szinteket különböző valószínűséggel (p) töltik be. A betöltési valószínűséget a Fermi-Dirac eloszlási függvénnyel határozzák meg.

−

+

=kT

WW F

e

p

1

1

k a Boltzmann állandó, T a hőmérséklet [K]



T=0 [K] T=300 [K] W

WF p 0 0.5 1 A Fermi-szint definíciója:

1. Az az energiaszint, amelyet a szabad elektronok 50% valószínűséggel töltenek be. 2. Az a maximális energiaszint, amelyet az elektronok 0 K°-on még betölthetnek.

A Fermi-szint jelentőségét az adja, hogy az egyes anyagok–energia szerkezet szempontjából- a Fermi- szintjükkel kapcsolódnak egymáshoz. A félvezetőanyagok fajlagos vezetőképessége(σ) függ az elektron (n(T)) ill. lyuk (p(T)) koncentrációtól és az elektronok (µn) illetve lyukak (µp) mozgékonyságától. Az elektronok mozgékonysága nagyobb, mint a lyukak mozgékonysága (pl. szobahőmérsékleten Si esetén 2.6-szor, míg GaAs esetén 22-szer nagyobb). A mozgékonyság is hőmérsékletfüggő. A lyukak és az elektronok mozgása ellentétes irányú, amely a lyukak definíciója és keletkezési mechanizmusa alapján érthető. A differenciális Ohm-törvény a mozgékonyság és a töltéshordozó koncentráció alapján felírható:

( )EJ

pnq pn

σ=

µ+µ=σ

J az áramsűrűség. A térerő (E) hatására létrejött áramot drift áramnak nevezzük. Intrinsic (saját) félvezetők A nagytisztaságú félvezetőkben termikus gerjesztés hatására létrejött vezetést sajátvezetésnek, az ilyen típusú félvezetőt sajátvezetőnek (intrinsic) nevezzük. A sajátvezetés és a saját töltéshordozó sűrűség is nagy mértékben függ a tiltott sáv szélessége és a hőmérséklet viszonyától (∆W/T). Ha ez a hányados kicsi, akkor a saját töltéshordozó sűrűség is kicsi és a vezetőképesség is kicsi. A sajátvezetés töltéssűrűség koncentrációja kicsi és erősen hőmérsékletfüggő (mivel maga a hőenergia váltja ki), ami hátrányos a stabil vezetés szempontjából, ezért a gyakorlatban szennyezett félvezetőket használunk, de a saját vezetés, mint fizikai jelenség minden 0 K hőmérséklet felett üzemelő félvezetőben fellép. Léteznek félvezetők, amelyekben szándékosan hozunk létre intrinsic réteget, hogy a félvezető bizonyos –a felhasználás szempontjából fontos- tulajdonságait erősítsük (pl. pin-dióda). Szennyezett félvezetők (extrensic félvezetők): A félvezető alapanyagok (Si, Ge, GaAs, SiC, stb.) 4 vegyértéke stabil kovalens kötésű rácsszerkezetet eredményez. A félvezető alapanyagokhoz adalékolt 5 vegyértékű anyag azt eredményezi, hogy egy szabad (le nem kötött) elektron keletkezik minden szennyező atomra. Ez elektron többletet



eredményez. Az így kapott félvezető réteget n rétegnek nevezzük (a szabad töltéshordozók töltése alapján), magát a szennyezést donor típusú szennyezésnek nevezzük. 3 vegyértékű szennyező anyag alkalmazása esetén egy szabad elektron hiány (lyuk) keletkezik minden szennyező atomra (a negatív töltés hiánya pozitív töltésként viselkedik és a vezetésben úgy vesz részt mint az elektron, de ellentétes mozgási iránnyal). Az elektron hiány pozitív töltést, azaz p réteget eredményez. A vezetésben csak a szabad elektronok és lyukak vesznek részt. A 3 vegyértékű szennyezést akceptor típusú szennyezésnek nevezzük. Szennyezéssel a sajátvezetés töltéshordozóihoz képest sok nagyságrenddel több szabad töltéshordozót viszünk be a félvezető anyagba. Pl. Si anyagban a donor szennyezés mértéke tipikusan 1022/m3, míg az intrinsic töltéshordozók mennyisége szobahőmérsékleten 1016/m3. A töltésegyensúlyból meghatározható, hogy ez kb. 1022/m3

elektront és 1010/m3 lyuk szabad töltéshordozót jelent. Szennyezésre több olyan anyag is lehetőséget biztosít, amelynél a többlet elektron vagy lyuk már szobahőmérsékleten is szabaddá válhat, pl. 5 vegyértékű: As, P, Sb, 3 vegyértékű: B, Al, Ga, In. Az akceptor típusú szennyezés esetén a szennyező anyag energia szintje a tiltott sávba a vegyértéksávhoz közel esik, így a vezetés a szennyezett anyag vegyértéksávja és a szennyező anyag akceptor energia szintje között zajlik le.

Akceptor energia szint Tiltott sáv

Vegyértéksáv

Vezetési sáv

W Akceptor típusú szennyezés

P típusú félvezető anyag A donor típusú szennyezés esetén a szennyező anyag energia szintje a tiltott sávba a vezetési sávhoz közel esik, így a vezetés a szennyezett anyag vezetési sávja és a szennyező anyag donor energia szintje között zajlik le.

Donor energia szint Tiltott sáv

Vegyértéksáv

Vezetési sáv

W Donor típusú szennyezés

n típusú félvezető anyag A szabad töltéshordozók meghatározó többsége a szennyezéssel bevitt töltéshordozók (lásd a fenti példát), így a Fermi-szint az akceptor vagy donor energia szint közelében van.



A szennyezéssel bevitt töltéshordozókat (éppen meghatározó jellegük miatt) többségi töltéshordozóknak, míg a termikus gerjesztés révén keletkező lyuk-elektron párokat kisebbségi töltéshordozóknak nevezzük. A szennyezés mértékének jelölése: n+ vagy p+ erősen szennyezett, n- vagy p- gyengén szennyezett, amely az n és p szennyezéshez képest értendő. Degenerált félvezetők Amennyiben a szennyezés mértéke eléri, vagy meghaladja az 5x1023/m3 mértéket, akkor a Fermi-szint a vezetési sávba (n) vagy a vegyértéksávba (p) tolódik el a tiltott sávból. Ez a félvezetőnek fémes vezető tulajdonságot kölcsönöz a vezetési, vagy a vegyértéksávban levő nagy mennyiségű töltéshordozó miatt. Speciális félvezetőket készítenek a degenerált félvezető anyagokból. A hőmérséklet hatására a termikusan gerjesztett intrinsic töltéshordozók száma rohamosan nő, míg az extrensic töltéshordozók mennyisége nem változik. Amennyiben az intrinsic töltéshordozók száma megegyezik az extrensic töltéshordozók számával, azaz ni=Na vagy ni=Nd, akkor az eszköz sajátvezetésűvé válik (tranzit hőmérséklet). A gyorsan növekvő számban keletkező töltéshordozók a belső hőmérsékletet emelik. A belső melegedés következtében ez a folyamat tovább folytatódik és az eszköz a hőmérséklet hatására tönkremegy. A működés során a félvezető hőmérsékletét minden esetben jóval a tranzit hőmérséklet alatt kell tartani. A félvezető anyagok gyártástechnikailag elérhető tisztasága, a kristályszerkezet torzulása a potenciálgát sérülését eredményezi, melynek következtében elektron és lyuk csapdák alakulnak ki. Ezek a csapdák részt vesznek a vezetésben és lecsökkentik a töltéshordozók várható élettartamát. Különösen erősen befolyásolja a működést az az eset amikor a csapda közel a tiltott sáv közepén helyezkedik el, mert ekkor mind az elektronok, mind a lyukak elérik és mint rekombinációs központ működik. Az elektron és lyuk csapda esetén a töltéshordozók átlagos élettartama sokkal hosszabb, mint a rekombinációs központ által okozott rövid élettartam.

rekombinációs központ

Tiltott sáv

Vegyértéksáv

Vezetési sáv

W

elektron csapda

lyuk csapda Az elektron/lyuk csapdák és a rekombinációs központok a félvezetők tulajdonságait befolyásolják, pl. zaj, dinamikus viselkedés, stb. Van olyan eset amikor mesterségesen hozunk létre pl. rekombinációs központokat, mivel ez meggyorsítja a felhalmozott töltések kisütését (gyors félvezetők, pl gyors dióda).



2.1.1. A pn átmenet

A p és n rétegnek a gyártás során kialakuló kapcsolata különböző fizikai folyamatok lezajlását eredményezi. Ennek megértését a sávelmélet alapján, a szabad töltéshordozók eloszlása és a belső elektromos tér segítségével szemléltetjük. Tételezzünk fel két különbözőképen szennyezett hasáb alakú félvezetőt (a gyakorlatban sohasem ilyen kialakításúak), amelyeket kontaktusba hozunk egymással. Jelöljük az ábrán a többségi töltéshordozókat körrel. (A kiürített réteg a valóságban sokkal keskenyebb, mint a többi réteg!) A ρ a szabad töltéshordozók sűrűsége.

E

Jelölések: p többségi n többségi p kisebbségi n kisebbségi töltéshordozók

p réteg kiürített réteg n réteg

WD

Tiltott sáv

Vegyértéksáv

Vezetési sáv

W

x -

+

ρ

Fermi szint Az ábra a szabad töltéshordozók kristály-menti (x irányú) eloszlást szemlélteti. A többségi töltéshordozók gerjesztetlen állapotban a rácsszerkezethez kötve találhatók, szabad töltéshordozók döntően a kiürített rétegben (további szokásos elnevezések tértöltési tartomány, átmeneti tartomány) alakulnak ki. A pn átmenetben lezajló folyamatok: A két rétegben, mivel a többségi töltéshordozók töltése ellentétes és a rétegekben koncentráció különbség van, megindul egy kiegyenlítő áram (diffúziós áram). A többségi töltéshordozók a határfelületen (réteg, junction) az ellentétes töltésük miatt közömbösítik egymást. A kisebbségi töltéshordozók azonban állandóan keletkeznek és rekombinálódnak, mivel ezeket a termikus gerjesztés hozta létre. Így a határfelületen csak kisebbségi töltéshordozók maradnak, azok is rekombináció miatt olyan megoszlásban, hogy a p rétegben az n kisebbségi, n rétegben a p kisebbségi töltéshordozók koncentrációja sokkal jelentősebb. Ez a töltésmegoszlás, mint egy sík kondenzátor viselkedik. A két oldal között térerő alakul ki, amely a többségi töltéshordozók mozgása ellen hat. Minél szélesebb a kiürített réteg annál nagyobb a belső térerő. Az így kialakult térerő azonban a kisebbségi



töltésekre gyorsítóan hat és kialakul egy kisebbségi töltéshordozó áram is (drift áram). Termikus egyensúlyban a két áram (a diffúziós- és a drift áram) egyenlő. A pn réteg a külvilág felé elektromosan semleges, a fenti folyamatok a réteg belsejében zajlanak le. Az elektronoktól származó eredő áramsűrűség (Jn):

+=

dxdnDEnqJ nnn µ

A lyukak mozgásából származó eredő áramsűrűség (Jp):

−µ=

dxdnDEnqJ ppp

Az elektronok (Dn) és a lyukak (Dp) diffúziós együtthatója:

qkTD

qkTD

pp

nn

µ=

µ=

Az eredő áramsűrűség:

pn JJJ +=

A belső térerő és a potenciálgát közötti összefüggés:

qEWD =

Az alábbi ábra szemlélteti az elektronok drift és diffúziós áramát (lyukak esetén ugyanilyen összefüggés van, de ellentétes mozgási iránnyal):

p réteg kiürített réteg n réteg

kisebbségi

többségi A belső térerő egy diffúziós potenciált hoz létre a kiürített rétegben:

2lni

daD n

NNq

kTU =

Na az akceptor szennyezés, Nd a donor szennyezés, ni a keletkező lyuk-elektron párok száma térfogategységben (azonos számú lyuk és elektron keletkezik hő hatására). A diffúziós feszültség az anyagtól, hőmérséklettől és a szennyezés mértékétől függ.

qkTUT =

Az UT az elektronika egy fontos paramétere és termikus feszültségnek nevezzük. Értéke szobahőmérsékleten 26 mV (mivel értéke a hőmérséklettel egyenesen arányos, néhány szakirodalom ettől eltérő értéket használ -attól függően, hogy milyen hőmérsékletre vonatkoztatják- pl. 25 mV, 40 mV, stb.).



Példa a diffúziós potenciál meghatározására: Tételezzünk fel egy szokásos szennyezési arányt, pl. Na=3.1023/m3, Nd=3.1022/m3, UT=26 mV. Szobahőmérsékleten az UD értéke ilyen körülmények között Si esetén 0.81 V, Ge esetén 0.43 V, GaAs esetén 1.16 V. (A szokásos értékek Si esetén 0.5-0.8, Ge esetén 0.2-0.5, GaAs esetén 1.1-1.4 V.)

2.1.1.1. A pn réteg gerjesztése külső feszültséggel

A pn rétegre kétféle módon kapcsolható feszültség kívülről: A) az n rétegre a p réteghez képest pozitívabb feszültséget kapcsolva (záróirány) B) a p rétegre az n réteghez képest pozitívabb feszültséget kapcsolva (nyitóirány)

A) Záróirányú feszültség A külső feszültség iránya olyan, hogy növeli a belső térerőt, azaz még jobban lezárja a félvezetőt. Az ábrán látható, hogy a potenciálgát megnő (WD+Wk, ahol Wk a külső feszültség hatására létrejött belső energiaváltozás) és még kevesebb töltéshordozót enged át. A diffúziós áram lecsökken, a drift áram megnő. Ennek hatására a kiürített réteg megnő. A zárt áramkörben a kisebbségi töltéshordozók árama indul meg, amelynek nagysága csak csekély mértékben függ a rákapcsolt feszültségtől, nagyságát elsősorban a hőmérséklet szabja meg. A pn réteg tehát lezárt állapotban sem ideálisan zárt, mert folyik a kisebbségi töltéshordozók árama, amelyet gyakran maradékáramként vagy visszáramként (optoelektronikai eszközök esetén sötétáramként) definiálunk (Io). A záróirányú feszültség növelésével, az eszköz a letörés határára kerülhet, amely tönkremenetelét okozhatja. A letörési jelenségekkel a 2.1.1.2. fejezet foglalkozik részletesen. Energia viszonyok záróirányú előfeszítés esetén:

p n Uk

WD

Wk

qUD+q

Uk

Tiltott sáv

Vegyértéksáv

Vezetési sáv

W Fermi szint



B) Nyitóirányú feszültség Nyitóirányban a p rétegre pozitívabb feszültséget kapcsolunk, mint az n rétegre.

p n Uk

Tiltott sáv

Vegyértéksáv

Vezetési sáv

W

q(U

D-U

k)

Fermi szint A külső feszültség iránya olyan, hogy csökkenti a diffúziós áramot akadályozó belső térerőt. Amennyiben a külső feszültség eléri a diffúziós potenciál értékét a potenciálgát nem akadályozza tovább a többségi töltéshordozók áramát, így az áram rohamosan (exponenciálisan) növekszik. A pn réteg árama:

−= 1T

k

UU

o eII

Tranziens folyamatok a nyitó és záró feszültségirány változtatása esetén: Változtatva a rétegekre kapcsolt feszültség irányát az eszköz meghatározott sebességgel kapcsol át az egyik állapotból a másikba. Különösen kritikus a sebesség szempontjából a nyitóirányból záróirányba történő váltás. A nyitóirányban felhalmozott többségi töltések kisütése (rekombinációja) időt igényel, mivel az átkapcsolás után csak kisebbségi töltéshordozók árama lesz, ami nagyságrendekkel kisebb áram, így a rekombináció is több időt igényel. Ez megnöveli az átkapcsolási időt (töltéstárolási idő). A folyamat gyorsítható rekombinációs centrumok kialakításával, ahol a közbenső energia szinten mind az elektron, mind a lyuk rekombinálható, pl. arany szennyezéssel gyorsíthatják az eszközt (gyorskapcsoló dióda).

2.1.1.2. Letörési jelenségek a pn rétegben

A záróirányú feszültség növelésével elérünk egy olyan feszültséget, amelynél a lezárt pn átmeneten egyre nagyobb áram folyik át. Ez a feszültség a letörési feszültség (UBR). A letörési folyamatok kialakulásának oka különböző lehet. A jelenség leírására két fizikai hatást alkalmaznak.



A) Lavina (avalanche) hatás Nagy záróirányú feszültség hatására megnövekedett kiürített rétegben a szabad töltéshordozók (kisebbségi) felgyorsulnak a rájuk nézve gyorsító hatású térben és nagy energiára tesznek szert. A szabad elektronok beleütközve az atomszerkezethez kötött elektronokba átadják energiájukat és további töltéshordozókat szakítanak ki. Ez a folyamat ismétlődik és egy lavina-sokszorozás alakul ki a rétegben. A réteg tönkremenetelét a nagy záróirányú feszültséggel egyidőben kialakuló áram által keltett veszteségi teljesítmény okozza, amely jelentősen növeli a belső hőmérsékletet. A lavina hatás szennyezett félvezetőkben 6-7 V felett alakulhat ki a szennyezés mértékétől függően. A jelenség lezajlásához nagy szabad úthossz kell a töltéshordozóknak, ezért hőmérséklet növekedése esetén növekvő záróirányú feszültség kell a letöréshez. A letörési feszültség hőmérsékleti együtthatója tehát pozitív. B) Alagút (Zener-) hatás Erősen szennyezett félvezetők esetén lép fel. Az erős szennyezés következtében a kiürített réteg vékony lesz, amely azt eredményezi, hogy már alacsony záróirányú feszültség esetén is nagy térerő alakul ki. A vékony kiürített réteg és nagy térerő miatt közvetlen vezetés indul meg az n-réteg vezetési és a p-réteg vegyértéksávja között.

Fermi szint Tiltott sáv

Vegyértéksáv

Vezetési sáv

W Zener hatás 6 V alatti záróirányú feszültség esetén alakul ki. A Zener hatáshoz nem kell nagy szabad úthossz, így a hőmérséklet növekedése esetén a növekvő számú kisebbségi töltéshordozó következtében a kiürített réteg vékonyabb lesz, azaz a letörési feszültség hőmérsékleti együtthatója negatív.

2.1.2. Fém-félvezető átmenet

A fémekben a vezetési és a vegyértéksáv közötti tiltott sáv szélessége nagyon kicsi, gyakran a két sáv átlapolódik. A fém-félvezető átmenet tulajdonságait nagymértékben befolyásolja a két réteg vezetési sáv szélességének energia különbsége és a szennyezés mértéke. A gyakorlat számára a legnagyobb jelentősége (pl. Shottky-dióda) a ∆Wcfém>∆Wcfélvezető esetnek van, ahol a fém [Al (digitális áramkörök), illetve Au vagy Pt (nagyfrekvenciás alkatrészek)] kontaktusba kerül Si vagy GaAs félvezetővel. A fémben levő nagy számú töltéshordozó miatt kiürített réteg csak a félvezetőben keletkezik, a fém felületén és a félvezető kiürített rétegében töltésmegoszlás keletkezik a pn réteghez hasonlóan. A felhalmozott töltés azonban kisebb, ami gyorsabb működést tesz lehetővé.



∆Wc -

---

Wcfélvezető

WF

Wcf

ém

vezetési sáv vegyértéksáv fém n félvezető réteg A kevés szabad töltéshordozó miatt a kiürített réteg ellenállása nagyobb, mint akár a fém akár a félvezető ellenállása volt. Alapállapotban (ábra szerint) a félvezetőn az egyensúlyt a fémből a félvezetőbe és a félvezetőből folyó áram egyensúlya tartja fenn. Az eszköz kívülről villamosan semleges, a belső vagy diffúziós feszültség tartja fenn az egyensúlyt. A kialakuló diffúziós feszültség is kisebb, mint Si alapanyagú pn réteg esetén:

qWU c

D∆

=

Ha az n rétegre negatívabb feszültséget kapcsolunk, akkor csökken a potenciálgát a két réteg között, diffúziós áram indul. Ez az eszköz nyitóirányú előfeszítése. Fordított előfeszítés esetén a fémből eredő töltéshordozók mennyisége nem változik, de a félvezetőből származó töltéshordozók száma lecsökken, a kiürített réteg nő. A fém-félvezető dióda tehát egyenirányító jellegű. Ha a félvezető réteg erősen szennyezett (pl. n+, degenerált félvezető), akkor az átmenet úgy viselkedik, mintha két fémet hoztunk volna kontaktusba. Ezt a megoldást alkalmazzák, amikor egy félvezető lábat, illetve annak fémmel a réteghez vezetett jelét a félvezetőréteghez erősen szennyezett rétegen keresztül vezetjük be integrált áramkörökben. Így a réteg és a fémkivezetés közötti ellenállás kicsi lesz, ami előnyös a félvezető üzemére.

2.1.3. Termikus hatások félvezetőkben

Az elektron mozgása során -egyik rétegből a másikba- egyben energia is transzportálódik, méghozzá hő formájában. A szállított hő arányos a szállított elektronok mennyiségével. Peltier-hatás: Két anyagon (félvezetőrétegen) U feszültség hatására átfolyó Q töltés által továbbított W energia aránya a Peltier-együttható:

IP

QW

P ==α

Ha egy félvezetőt két fém közé helyezünk és feszültséget kapcsolunk a fémekre, akkor az egyik fémből a másikba mozoghatnak a töltések és ezzel a hőenergia, az átmenetek egyenirányító hatása és a rétegek energia viszonyai miatt. Az n és p rétegeket egymástól fémmel elválasztva felváltva alkalmazzuk akkor egy Peltier- termoelektromos hűtőt kapunk, amelynek a mindennapi életen túl a félvezetők aktív hűtéseiben is egyre növekvő szerepe van.



Ha a két anyag két ponton úgy csatlakozik, hogy azok különböző hőmérsékleten vannak, akkor fellép a Seebeck-hatás. Ezt a jelenséget a termoelektromos átalakítóknál használják ki hőmérséklet mérésére (hőelemek).

T

TV

PS

TS

αα

α

=

∆∆

=→∆

lim0

Ha egy anyagon belül van hőmérséklet különbség akkor fellép a Thomson-hatás. Ennek a jelenségnek az elektronikában kisebb a gyakorlati haszna.



2.2. Kétrétegű félvezetők

Két félvezető réteggel számos félvezetőt építenek. Gyakorlatilag a pn rétegben lezajló minden pozitív és negatív folyamat alapján készítenek eszközöket, mivel ami az egyik felhasználási terület szempontjából hátrányos, az a másikból előnyös lehet, pl. kapacitás a kiürített rétegben hátrányos a sebesség szempontjából, de ezen alapulnak a varicap diódák vagya letörési jelenség hátrányos a normál diódánál, de ezen alapulnak a Zener-diódák, stb. A pn átmeneten alapuló eszközök egy jelentős csoportját alkotják az optoelektronikai alkatrészek, azonban speciális tulajdonságaik és felhasználásuk miatt egy külön fejezet (4. fejezet) foglalkozik velük. A továbbiakban a leggyakoribb kétrétegű félvezető eszközök tulajdonságait és alkalmazási területeit tekintjük át.

2.2.1. Dióda

A legalapvetőbb, leggyakrabban alkalmazott kétrétegű, egy pn átmenetet tartalmazó eszköz a dióda (léteznek egyéb egyátmenetű eszközök is, azonban speciális felhasználási területeik miatt itt nem foglalkozunk velük, pl. az egyátmenetű tranzisztor az UJT, amelyet elsősorban az impulzustechnikában és teljesítményelektronikában használnak). A dióda jelölése és a kivezetések elnevezései: Katód

Anód

2.2.1.1. Dióda karakterisztika, paraméterek

UDR UBR UBRn Io

nyitóirányú előfeszítés

UDFn

IDFn

IDR

IDF

UDF

záróirányú előfeszítés

A dióda nyitóirányban (UDF,IDF) akkor van előfeszítve, ha az anódján a feszültség pozitívabb, mint a katódján. Záróirányban (UDR,IDR) az előfeszítés iránya ellentétes. A záróirányú karakterisztika áram tengelyének (IR) léptékezése eltér a nyitóirányú karakterisztikáétól a záróirányú áram bemutatása érdekében (a záróirányú áram a nyitóirányú áramhoz képest több nagyságrenddel kisebb).



A dióda viselkedését nyitóirányban leírhatjuk a dióda egyenlettel:

−= 1T

DF

mUU

oD eII

Ahol: Io a maradékáram/visszáram (a kisebbségi töltéshordozók árama, mivel értéke a hőmérséklettől függ, így a záróirányú feszültség –eltekintve a felületi töltésszivárgástól- értékét nem befolyásolja) UDF a dióda nyitóirányú feszültsége UT a termikus feszültség, értékét ált. 26 mV-ra vesszük (∼23 C°) m korrekciós tényező (értéke 1…2 között változik), amely a szennyezés mértékétől függ. Normál diódáknál értékét 1-nek vesszük.

A dióda nyitóirányú árama egy adott feszültégtől kezdve rohamosan nő. Ez a feszültség jellemző az adott dióda típusra, pl. Si diódák esetén 0,5…0,8 V között (a szennyezés mértékétől függően), GaAs diódák esetén 1,1…1,4 V között, Ge diódák esetén 0,2…0,5 V között (egyenlő a belső diffúziós potenciál értékével). A fenti egyenlet kis áramok esetén igaz, mert növekvő áramoknál a rétegek, a hozzávezetések valamint a csatlakozási pontok ohmos ellenállása nem hanyagolható el, így azok lesznek a dominánsak (a karakterisztika –az ohmos ellenállásnak megfelelően- egyenesbe megy át). Jellemző statikus paraméterek:

nyitóirányú névleges áram IDFn (a diódán átfolyó szinuszos alakú áram lineáris középértéke), Egyenirányító kapcsolásokban (lásd 5. fejezet) fontos jellemző a periodikus csúcsáram (max. áramcsúcs periodikus terhelés esetén), valamint az aperiodikus csúcsáram (általában bekapcsoláskor fellépő legnagyobb áramcsúcs).

névleges nyitóirányú feszültség UDFn, Maximális veszteségi teljesítmény PDmax, amely a nyitóirányú áram és a dióda

feszültségének szorzata, Visszáram Io Névleges letörési feszültség UBRn, amely a tényleges letörési feszültség (UBR) 2/3

része. A pn átmenet tulajdonságai erősen hőmérséklet-függőek, amely a dióda tulajdonságaiban is megjelenik. Nemcsak a záróirányú áram (maradékáram), hanem a nyitóirányú karakterisztika is eltolódik a hőmérséklet függvényében:

oCmVT

UállandóI

D /3...2 −−≅∂∂

=

Ez a hátrányos tulajdonság előnyös is lehet, amikor a pn átmenetet hőmérséklet mérésére használjuk fel.



A dióda (pn átmenet) dinamikus tulajdonságai Vizsgáljuk meg a dióda viselkedését az alábbi kapcsolásban

uD(t) tt

tki tbe

uG(t)R

uD(t) uG(t)

t A dióda jellemző dinamikus paraméterei tbe (bekapcsolási idő, amely a felfutási és a késleltetési időből tevődik össze) valamint a tki (kikapcsolási idő, amely a töltéstárolási időből -tt- és a lefutási időből tevődik össze). A töltéstárolási idő döntően befolyásolja a dióda gyorsaságát. Oka a nyitóirányban a rétegben felhalmozott jelentős mennyiségű szabad töltéshordozó, amelynek kisütése időt igényel, különösen akkor, ha a dióda nyitóból záróirányba kerül és így a töltésáramlás lecsökken. A gyorskapcsoló diódák esetén ezt az értéket a szennyezés beállításával és a megfelelő réteg konstrukcióval szorítják le. Különösen nagy sebességű diódákat vagy Shottky-diódával vagy PIN diódával valósítunk meg. A nagy frekvenciás diódák eltérő kialakításúak a GHz tartományban fellépő jelenségek miatt pl. Gunn, IMPATT, stb. diódák. Az egyenirányító és teljesítmény diódák esetében a melegedési problémák jelentősebbek, így azokat arra konstruálják.

2.2.1.2. Diódák alkalmazása

A diódák legfontosabb alkalmazásai: Egyenirányítás: az egy- és háromfázisú egyenirányító kapcsolások, amelyek közül

az egyfázisú kapcsolásokat az 5. fejezet (Tápegységek) tárgyalja részletesen. Nemlineáris karakterisztikák megvalósítása: pl. exponenciális és logaritmikus

karakterisztika /3. fejezet/, függvények törtvonalas közelítése, nemlineáris karakterisztikák az irányítástechnikában, stb.

2.2.2. Zener-dióda

Katód

Anód

A Zener-dióda áramköri jelölése: A Zener-diódák olyan kétrétegű félvezetők, amelyek tartósan a letörési tartományban dolgoznak. A legtöbb félvezető elérve a letörési feszültség határértékét tönkremegy, elsősorban a jelenség hatására a rétegekben egyre növekvő hőmérséklettől. A Zener-dióda esetében azonban az ilyenkor keletkező hőmennyiség elvezetését megoldották és az eszköz



üzemszerűen –a megadott határértékek között- ebben a tartományban üzemelhet. A fentiek alapján azonban látható, hogy a diódáknál elérhető áramokat és teljesítményeket Zener-diódával megközelíteni sem lehet, max. néhány W veszteségi teljesítményt viselnek el. A jellemző paraméterek megfelelő értéken tartását a rétegek speciális szennyezésével érik el (túlszennyezett- degenerált félvezető). A Zener- diódákban lejátszódó jelenséget a két jellemző letörési jelenséggel magyarázzák, így a 6 V alatti Zener-diódák működését az alagút hatással (hőmérsékleti együtthatójuk negatív), a 6 V-nál magasabb értékű Zenerek működését a lavina hatással magyarázzuk (hőmérsékleti együtthatójuk pozitív). A Zener diódákat működési elvükből következően záróirányban működtetjük (ez alól kivételek a 2.2 V alatti Zenerek, amelyek nem valódi Zenerek, hanem dióda kombinációk, így nyitóirányba kapcsolják őket).

2.2.2.1. Karakterisztika, paraméterek

z

zdz i

ur∂∂

=

Dióda jelleg

Uz UR

Izmax

Izmin

IR

IF

UF

l [m]

Zener jelleg Nyitóirányban (UF, IF) a Zener egy kisteljesítményű diódaként viselkedik. (a Zener-t nyitóirányban nem célszerű igénybe venni, mivel gyengébb tulajdonságokkal rendelkezik, mint egy közönséges dióda). Záróirányban (UR, IR) a Zener elérve a Zener feszültséget (Uz) egy minimális Zener-áram után (Izmin) meredek karakterisztikával rendelkezik, azaz jelentős áramváltozásra is csak kis feszültségváltozással reagál. A meredekség mértékét mutatja meg a Zener dinamikus ellenállása (rdz), amely hőmérsékletfüggő. A Zener annál kedvezőbb tulajdonságokkal rendelkezik, minél kisebb a dinamikus ellenállás mértéke. A 6-7 V környéki Zenerek rendelkeznek a legalacsonyabb ellenállással (rdz≅10Ω). A Zeneren kialakuló feszültség (Uz) stabil, de értéke függ a hőmérséklettől. A hőmérsékletfüggés mértékét a hőmérsékleti együttható mutatja meg (αz), amelynek értéke lehet pozitív vagy negatív, de 6-7 V közötti tartományban az értéke közel nulla!

Tuz

z ∂∂

=α

A Zener maximális áramát a Zener veszteségi teljesítménye (Pdzmax) szabja meg. A Zenereket –akárcsak a félvezető eszközök döntő többségét- a rétegekben keletkező hő teszi tönkre, így a Zenerek, amelyek üzemszerűen letörésben üzemelnek, különösen érzékenyek erre.

z

dzz U

PI maxmax =



A Zenereket különböző paraméterek szerint sorba rendezik: • a Zener feszültség szerint: a Zenerek az ellenállás-sorokhoz (E6-E12) hasonló sor

szerint állnak rendelkezésre, mint katalógus áramkörök. • a veszteségi teljesítmény szerint: a Zenerek alacsony teljesítményeket viselnek el,

tipikus értékek 0.1-0.2-0.4-1-2 W. A különösen kedvező stabilitással rendelkező, esetleg belső hőmérsékletszabályozással ellátott (mikrochip-fűtésű) Zenereket referencia Zenereknek nevezzük.

2.2.2.2. Zener-diódák alkalmazása

A Zenereket alapvetően három feladatra alkalmazzák: a) kisteljesítményű, nem szabályozott (visszacsatolás nélküli) tápegységként b) referenciafeszültség-forrásként c) nemlineáris elemként áramkörökben, pl. határolás szabályozási körökben,

oszcillátorok amplitúdó-szabályozása, stb. Az a) és b) alkalmazás hasonló áramköri kapcsolást igényel azzal a különbséggel, hogy a Zenert referenciafeszültség-forrásként alkalmazva stabil körülményeket kell biztosítani, így a bemeneti feszültségnek stabilnak kell lennie, a kimenetet árammal nem szabad terhelni és az üzemelési hőmérsékletet is stabilan kell tartani. A c) alkalmazásokkal a megfelelő fejezetek foglalkoznak (pl. 3. fejezet oszcillátorok amplitúdó stabilizálása, stb.).

Uz

Iz

R

Uki Ube

It A kapcsolást tápegységként alkalmazva az It>0, referencia feszültségforrásként alkalmazva It=0. Kiindulási jellemzők:

• Ubemin<Ube<Ubemax • Itmin<It<Itmax • Uki

Hanyagoljuk el a Zener-feszültség változását a Zener-áram függvényében, mivel ez az összes változáshoz képest lényegesen kisebb.

minmax

minmax

zt

kibe

IIUUR

+−

≤

max

maxmin

z

kibe

IUUR −

≥

A kapcsolás stabilitása: A stabilitás meghatározásához helyettesítsük a Zener-diódát egy feszültséggenerátorral (Uz) és egy ellenállással (rdz). Ez a helyettesítés a karakterisztika azon szakaszán, ahol stabilizátor üzemben dolgozunk jól modellezi a Zenert.



rdz

Uz

Iz

R

Uki Ube

It A stabilitást két paraméterrel jellemezzük:

a.) A vonali vagy “line” stabilitás:

dz

dz

állandóIbe

kiu rR

rUUS

t+

=∂∂

==

Ha a bemeneti feszültség ∆U értékkel megváltozik, akkor a kimeneti feszültség az rdz-R feszültségosztó által meghatározott mértékben változik.

b.) Terhelési vagy “load” stabilitás

dzállandóUt

kii r

IUS

be

−=∂∂

==

Ha a terhelő áram a kimeneten ∆It értékkel megnő, akkor a Zener árama ugyanilyen mértékben csökken (Ube állandó és a Zener feszültségének változása a bemeneti feszültséghez viszonyítva elhanyagolható), ennek megfelelően a Zener feszültsége ∆It⋅rdz értékkel csökken. A két összefüggés alapján látható, hogy a stabilitás annál jobb, minél kisebb a Zener dinamikus ellenállása és minél nagyobb ellenállást tudunk alkalmazni soros elemként. Az R akkor a legnagyobb, ha a kimenetet egyáltalán nem terheljük árammal. (Ez a referencia feszültségforrásként történő alkalmazás esete!) Példa: Tervezzünk egy egyszerű Zener diódás feszültség stabilizátort az alábbi feltételek mellet:

• 8<Ube<12 V • 0<It<10 mA • Uki=5,6 V

Válasszuk a minimális Zener-áramot 5 mA-re (Kisebb teljesítményű Zenereknél 5 mA elegendő, nagyobb teljesítményű Zener esetén a 10 mA szükséges)! A Zener feszültsége megegyezik a kimeneti feszültséggel, így:

( ) Ω=⋅+

−≤ − 160

105106,58

3maxR

Válasszuk az ellenállást a maximális érték közelébe (R=150 Ω szabványos ellenállás érték) a nagyobb stabilitás érdekében !



mWIUP

mAR

II

R

zzdz

zz

2390427,06,5

7,42150

6.5126.5126.512

maxmax

minmax

maxmin

=⋅==

=−

=−

=⇒−

≥

A fentiek alapján válasszuk a BZX79C5V6 (Philips) Zener diódát. Az ellenállás veszteségi teljesítménye:

( ) ( ) mWR

UUP zbeR 273

1506,512 22

maxmax =

−=

−=

Válasszunk PdR=1/3 W-os teljesítményű ellenállást! A kapcsolás stabilitása:

074,012150

12=

+=

+=

dz

dzu rR

rS

A bemeneti feszültség ∆Ube=4V-os megváltozására a kimeneti feszültség ∆Uki=0,28 V-ot változik.

Ω−=−= 12dzL rS

A terhelő áram ∆Iki=10 mA-s változására a kimeneti feszültség ∆Uki=-0,12 V-ot változik. A kimeneti feszültség maximális változása, ha mindkét paraméter egyidőben változik:

|∆Uki|max=0.28-(-0.12)=0,4 V

2.2.3. Speciális diódák

A két félvezető réteg különböző tulajdonságait (az egyik alkalmazásban előnyös a másikban hátrányos) kihasználva nagy választékban állnak rendelkezésre elektronikus alkatrészek. A gyakorlat számára különösen jelentősek az optoelektronikai alkatrészek, amelyeket a 4. fejezet tárgyal. Az alábbiakban a gyakorlat számára fontos, gyakran elsősorban integrált formájában használt kétrétegű félvezetőket tárgyaljuk a teljesség igénye nélkül.

2.2.3.1. PIN-dióda

A PIN dióda a p és n réteg között egy saját szennyezésű réteget is (intrinsic) tartalmaz. Az így megnövelt kiürített réteg lehetővé teszi a szabad töltéshordozóknak, hogy ütközés nélkül (kevés szabad töltéshordozó és nagy szabad úthossz) elérjék a legnagyobb sebességüket. Ez lehetővé teszi, hogy az eszköz gyors legyen (a tranziens paraméterei különösen kedvezőek). A p és az n réteg közötti megnövelt távolság a réteg kapacitását is csökkenti, így a dinamikus tulajdonsága is jobb, mint egy normál diódának. Az eszközt gyakran használják optoelektronikai eszközként üvegszálas átvitel vevő diódájaként, illetve nagyfrekvencián (a módosított változatát a Read/IMPATT diódákat GHz tartományban).



2.2.3.2. Shottky dióda

Jelölése: Fém-félvezető dióda (pl. Al-Si), amelynek jellemzője a Si diódáknál lényegesen kisebb nyitóirányú feszültség. Ezt a tulajdonságát felhasználva elsősorban a gyorskapcsoló diódák (ps nagyságrendű kapcsolási idők) és a digitális áramkörök fontos alkatrésze (Shottky tranzisztor).

Schottky dióda

IF

IR

Si dióda

UF

UR

2.2.3.3. Varicap-dióda (kapacitásdióda)

Jelölése: A varicap diódák a pn átmenet kiürített rétegének feszültséggel változó kapacitását használják ki. A záróirányba kapcsolt pn réteg kiürített rétegében csak kisebbségi töltéshordozók halmozódnak fel, a p rétegben n az n rétegben p megoszlásban. Így tulajdonképpen egy sík kondenzátort kapunk. Mivel a réteg vastagsága a szennyezésen és a hőmérsékleten túl a rákapcsolt feszültségtől függ, egy feszültséggel vezérelt kapacitáshoz jutunk. A félvezető speciális kialakításával és szennyezésével ez a hatás fokozható. A kapcsolat a vezérlő feszültség és a kapacitás között nemlineáris. Tipikus kapacitások a ∼10..300 pF tartományba esnek. A kapacitásátfogás mértéke kb. 1:4….1:5. A kapacitás változása a záró irányú feszültség függvényében: C [pF]

UR Elsősorban feszültséggel hangolt rezgőkörökben alkalmazzák rádiótechnikai célokra, azonban a PLL hangolás megjelenésével jelentőségük csökkent.



2.2.3.4. Alagút-dióda (Esaki-dióda, tunnel-dióda, avalanche-dióda)

Jelölése: A szennyezés növelésével elérhető, hogy az alagút-hatás már kis feszültségen létrejöjjön. Az alagút-dióda karakterisztikája tartalmaz egy olyan szakaszt, amelynek ellenállása negatív, így felhasználható rezgőkörökben, relaxációs oszcillátorokban, a veszteségi ellenállás kikompenzálására és csillapítatlan rezgés létrehozására.

rd<0 IR

IF UR UF



2.3. Tranzisztor (BJT)

Jelölése: C

B B

npn pnp E A tranzisztor három félvezető réteget (két átmenetet) tartalmazó alkatrész. A két félvezető alapanyagból így két különböző struktúrájú tranzisztor állítható elő: npn és pnp. A két eszköz működése nagyon hasonló azzal az alapvető különbséggel, hogy npn tranzisztoroknál a többségi töltéshordozó az elektron, míg pnp tranzisztoroknál a lyuk. Ennek megfelelően minden magyarázat és kapcsolás ami az npn tranzisztorra vonatkozik alkalmazható a pnp tranzisztorra is, ha az elektron szót behelyettesítjük lyukkal, a kapcsolások tápfeszültségét megfordítjuk ellenkező előjelűre és a polarizált kondenzátorok bekötését megfordítjuk. Ennek megfelelően a továbbiakban csak az npn tranzisztorra vonatkozó összefüggéseket határozzuk meg, de a fentiek figyelembevételével minden magyarázat és összefüggés közvetlenül alkalmazható a pnp tranzisztorra és kapcsolásaira is.

2.3.1. A tranzisztor működése

Tekintsük az alábbi elvi tranzisztor struktúrát a bejelölt feszültségirányokkal, amelyeket a tranzisztor normál üzeméhez tartozó feszültségirányoknak tekintünk.

CB átmenet BE átmenetbázis (B)

emitter (E) kollektor (C)

UCBUBE

n p n Energiaviszonyok a tranzisztorban:

gerjesztetlen esetben

E B C E B C

vezetési sáv W

vegyértéksáv

F

qUC

B

qUB

E

normál üzem esetén



Az emitter a bázishoz képest erősen szennyezett. Az UBE feszültség a BE-átmenetre nyitóirányú (a pn struktúra miatt) így a feszültség hatására nagy számú szabad elektron -mint a vezetésben résztvevő töltéshordozó- keletkezik és mozog a bázis irányába. Az elektronokra két hatás is érvényesül:

a) a p szennyezésű bázis rekombinációs hatása b) a jelentősen pozitívabb feszültség a kollektoron, amely vonzza az elektronokat.

A bázis (az ábrával ellentétben) lényegesen keskenyebb, mint az elektronok szabad úthossza, ráadásul gyengén szennyezett. Az emitterből a bázisba jutó elektronoknak ezért csak egy csekély része rekombinálódik a bázisban. A többség a kollektorba jut. A CB átmenet előfeszítése azonban záróirányú az np struktúra miatt. A záróirány a kollektorban levő elektronok mozgását gátolja a bázis felé, de a bázis felöl érkező elektronokat gyorsítja. A lezárt átmenet feszültsége a CB átmenetben található kisebbségi töltéshordozókra gyorsító hatású, tehát megindul egy kisebbségi töltésáramlás a bázisból a kollektor felé (szaggatott vonal). A többségi (folytonos vonal) és a kisebbségi töltéshordozók mozgási irányát az alábbi ábra mutatja: n p n

B

E C

UCBUBE

A töltéshordozók döntő többsége elektron (npn tranzisztornál). Az emitter hatásfok (γ) azt mutatja meg, hogy az elektronokból származó áram (In) és a lyukakból származó áram (Ip) hogyan viszonyul egymáshoz.

1≈+

=γpn

n

III

A BE-rétegre adott nyitóirányú feszültséggel szabályozni lehet az emitterben keletkező szabad elektronok számát, így magát az áramot. Megjegyzés: A tranzisztort áramvezérelt eszköznek tekintjük, amelyet a bázisáram vezérel, de a valósághoz közelebb áll az, hogy a bázisáramot az UBE feszültség vezérli, a bázis áram ennek következménye, de a tisztán feszültségvezérelt FET-től történő megkülönböztetés miatt elfogadható az áramvezérelt minősítés. A lezárt átmeneten folyó visszáramot vagy maradékáramot a kisebbségi töltéshordozók hozzák létre, így értéke elsősorban a hőmérséklettől függ. Az UCB feszültség –ha elhanyagoljuk a felületi töltések hatását- értékét nem befolyásolja. A szokásosan elfogadott áramirányok az elektronok mozgásával szembe mutatnak, így az npn tranzisztor áramirányai és értékei: n p n

ICB0IB

IE IC

B

E C

UCB UBE



Az összefüggés az áramok között:

( ) 0

0

1 CBEB

CBEC

BCE

IIAIIAII

III

−−=+=

+=

Az A az emitterre vonatkoztatott nagyjelű áramerősítési tényező, amely azt mutatja meg, hogy az emitterből kilépő töltések hányad része jut el a kollektorba. Értéke 0<A<1, modern félvezető esetén közel az egyhez.

E

C

IIA =

Az áramokat a bázisáramokkal is felírhatjuk és definiálhatjuk a bázisáramra vonatkoztatott nagyjelű áramerősítési tényezőt (B):

011

1 CBB

B

C IA

IA

AI−

+−

=321

AAB−

=1

Mivel az A>0,99 így a B értéke 100 és 1000 közé esik. A tranzisztor látszólag szimmetrikus eszköz és az emitter és a kollektor egymással felcserélhető, a valóságban a jelentősen eltérő fizikai kialakítás és szennyezés miatt nem cserélhető fel a két réteg egymással. Abban az esetben ha mégis a tranzisztor feszültségirányai úgy alakulnak, hogy a kollektor és az emitter szerepe felcserélődik, akkor a tranzisztor inverz üzeméről beszélünk. Inverz üzemben a tranzisztor paraméterei jelentősen leromlanak, a B áramerősítési tényező értéke akár 1 alá is csökkenhet, azaz a tranzisztor nem erősít hanem csillapít. Az inverz üzemet általában kerüljük, de pl. a TTL digitális áramköröknél a bemeneti tranzisztor –a működési elvből következően- üzemszerűen inverz üzembe kerülhet.

2.3.2. Nagyjelű helyettesítőkép

A tranzisztor nagyjelű vagy statikus karakterisztikáját az Ebers-Moll modell segítségével írhatjuk le. A nagyjelű modell azt az állapotot írja le, amikor a tranzisztoron a munkapont-beállításhoz szükséges feszültségek vannak és az ezek által meghatározott áramok folynak. A tranzisztor (kisjelű) vezérlésétől ilyenkor eltekintünk, így a tranzisztor statikus üzemben van. Maga a modell azon alapul, hogy a három réteg (két félvezető átmenet) felfogható két egymással szembekapcsolt diódaként és viselkedése is ily módon tárgyalható. (F betűvel a normálüzemű R betűvel az inverz üzemű paramétereket jelöltük.)

IRIF

AFIFARIR

IC IE CE

B IB



A kapcsokon a pozitív vonatkoztatási irányú áramok a négypólusoknál megszokott módon befelé mutatók. Pont-vonallal a normál üzemmódhoz tartozó áramot jelöltük. A kapcsokon folyó áramokra felírhatók az alábbi összefüggések:

( ) ( ) RRFFB

FFRC

RRFE

IAIAIIAIIIAII

−+−=+−=+−=

11

Az AR<<AF egy modern tranzisztornál. A dióda egyenlet segítségével megteremthetjük az összefüggést a modell és a feszültségek között, azonban a dióda maradékáramának fogalmát itt ki kell terjesztenünk egy két átmenetet tartalmazó eszközre. A tranzisztor és a dióda maradékáramai közötti összefüggés:

IES

AFIES

ICS ARICS

IEB0

ICB0

Rövidzárási áramok (Tranzisztor visszáramai)

Üresjárási záróirányú áramok (BE és BC dióda áramai)

Felhasználva a dióda egyenletet és a visszáramok fenti értelmezését felírható:

−+

−−=

−+

−−=

−−

−−

11

11

T

BE

T

BC

T

BC

T

BE

UU

ESFU

U

CSC

UU

CSRUU

ESE

eIAeII

eIAeII

A fentiek alapján megállapítható, hogy az áramerősítési tényezők és a maradékáramok között összefüggés van:

CSRESF IAIA =

Az üresjárási és a rövidzárási visszáramok között is létezik összefüggés:

FR

EBES

FR

CBCS

AAII

AAII

−=

−=

1

1

0

0

A nagyjelű modell gyakorlati jelentősége elsősorban a tranzisztor számítógépes modellezésében van, mivel legtöbb szimulációs program ezt a modellt használja.



2.3.3. Karakterisztikák, paraméterek

A tranzisztor három kivezetésű alkatrész, azonban a kapcsolásokban a négypólusok szerinti kialakításban alkalmazzák, így célszerűen a tranzisztor karakterisztikáit és paramétereit is a négypólusoknál megszokott elrendezésben vesszük fel. Ez azt jelenti, hogy a tranzisztor valamelyik kivezetését mind a bemeneti, mind a kimeneti oldallal közösnek kell vennünk, így lehetséges közös bázisú (KB/CB), közös emitteres (KE/CE) és közös kollektoros (KK/CC) kapcsolás, helyettesítőkép és karakterisztika-sereg. Mindegyik kialakítást alkalmazzák a gyakorlatban, de a továbbiakban a KE alapkacsolás jellemzői alapján tárgyaljuk a tranzisztort (ez gyakorlatilag megegyezik a KK kapcsolások jellemzőivel), mivel ez talán a leggyakoribb kialakítás (feladat és az alkalmazási frekvencia-tartomány dönti el). A többi ez alapján meghatározható, illetve levezethető. közös emitteres közös bázisú közös kollektoros

(common emitter) (common base) (common collector) KE/CE KB/CB KK/CC

Négypólus paraméterek értelmezése tranzisztorra: A tranzisztor alapvetően nemlineáris eszköz, ezért az áramok és a feszültségek közötti kapcsolatok csak függvényekkel írhatók le. A nemlineáris karakterisztikáknak is van azonban szakaszonként lineáris részei, ahol a jellemző paraméterek koncentrált paraméterű alkatrészekkel leírhatók. Négypólus paraméterek értelmezése tranzisztorra:

IB UBE

UCE

IC

transzfer paraméterek bemeneti paraméterek

kimeneti paraméterek A transzfer paramétereket egy-egy paraméterrel jellemezzük, de a ki- és bemeneti jellemzők közötti kapcsolat leírására függvényeket használunk (bár egy adott munkapontban ezeket is egy-egy paraméterrel helyettesítjük). A) A tranzisztor bemeneti (UBE-IB) karakterisztikája:

A tranzisztor bázis-emitter bemeneti karakterisztikája alakra megegyezik egy dióda karakterisztikájával (a B-E átmenet normál üzemben egy nyitóirányba igénybevett pn átmenet).

UBEM

IBM rBE

IB

A bemeneti karakterisztika jellemzője a tranzisztor nyitásához szükséges bemeneti nyitóirányú feszültség (hasonlóan a dióda nyitásához).

UBE



Lineáris üzemben a tranzisztort a karakterisztika lineáris szakaszán üzemeltetik, ahol a görbe helyettesíthető egy paraméterrel. Az rBE a bázis-emitter dinamikus ellenállás (értéke, bár a karakterisztika iránytangense közel állandó, munkapont-függő IBM,UBEM). A dióda egyenletéből a dinamikus bemeneti ellenállás meghatározható.

B

T

állandóUB

BEBE I

mUI

UrCE

=∂∂

==

Az m a szennyezés mértékére vonatkozó tényező értéke egynél nagyobb, de általában nem ismert. A számításokban szobahőmérsékleten az mUT=26 mV-t veszük figyelembe, azaz a továbbiakban m=1 értékkel számolunk. A bemeneti karakterisztika- hasonlóan a dióda karakterisztikához- hőmérsékletfüggő:

IBM(T3)

IBM(T1)

UBEM

IBM(T2) rBE

IB

UBE

T1 T2 T3

T1>T2>T3 A karakterisztika hőfokfüggése (értéke anyagjellemző):

oBE CmVT

U /3...2 −−=∂∂

Az ábrán az állandó feszültségről táplált BE-átmenet esetét is ábrázoltuk (feszültséggel történő munkapont-beállítás), amelyből látható, hogy jelentősen változik a bázisáram a hőmérséklet függvényében. Konstans árammal történő munkapont-beállítás esetén az UBE feszültség változik. (A munkapont-beállítást lásd később.) B) A tranzisztor kimeneti (IC-UCE) karakterisztikája

másodfajú letörés

UCEsat

ICE0

IB=0

III.

II.

I.

UCEmax

UCE

IB5 IB4 IB3 IB2 IB1 IB0

Pdmax

IC

ICmax



A tranzisztor kimeneti karakterisztikája függvénye a bázisáramnak is, ezért a kimeneti karakterisztika egy parametrizált görbesereg. A karakterisztikában ábrázoltuk a határértékeket (ICmax, UCEmax, Pdmax) is, amelyek minden tranzisztor estén katalógus adatok. A másodfajú letörés szintén korlátozza a biztonságos üzemelési terület (Safe Operation Area, SOA) nagyságát. A tranzisztor csak a be nem satírozott területen dolgozhat biztonságosan. Az üzemi területet három tartományra oszthatjuk. Az egyes tartományokban a tranzisztor eltérő módon viselkedik és eltérő alkalmazásokban használják:

I. Telítési (szaturációs) tartomány II. Lezárási tartomány

III. Aktív (lineáris) tartomány

A tranzisztor az I. és a II. tartományokban kapcsolóüzemben, míg a III. tartományban lineáris üzemmódban, elsősorban erősítőként dolgozik. A tartományok jellemzői: I. Telítési tartomány: jellemzője, hogy mindkét pn átmenet nyitva van. A tranzisztor,

mint egy kapcsoló bekapcsolt állapota működik. A tartomány határát a CB dióda nyitásához szükséges feszültség határolja (alakja olyan, mint egy dióda karakterisztikája).

Jellemző paraméterek: • ICmax maximális megengedett kollektor áram. • UCEsat telítési/szaturációs feszültség (értéke anyagjellemző, Si félvezető

esetén 0.2-0.4 V) A szaturációs feszültségből látható, hogy a tranzisztor nem ideális kapcsoló, bekapcsolt állapotában is jelentős feszültségesése van, ami teljesítményelektronikai alkalmazásokban hátrányos (Pd=IC*UCEsat), ráadásul értéke az árammal nő. A tranzisztor nem “ültethető” le teljesen.

II. Lezárási tartomány: jellemzője, hogy mindkét pn-átmenet zárva van. Ez a

tranzisztor, mint kapcsoló kikapcsolt állapota. A tartomány határa az IB=0 görbe. Jellemző paraméterek:

• UCEmax maximális CE feszültség • ICE0 CE maradékáram/visszáram

A maradékáramból látható, hogy a tranzisztor kikapcsolt állapotában sem ideális, mert ekkor is folyik áram, bár ez több nagyságrenddel kisebb, mint a normál kollektor áram.

III. Aktív (lineáris)tartomány: jellemzője a BE átmenet nyitva, a CE átmenet zárva

(normál üzem). Ebben tartományban a tranzisztort lineáris üzemű alkalmazásokban használjuk, elsősorban erősítőként.

Jellemző paraméterek:

Az aktív tartományban definiáljuk a transzfer paramétereket és a kimeneti karakterisztika jellemző paraméterét, amely lineáris üzem miatt itt is egy koncentrált paraméterű ellenállással jellemezhető.



a) Transzfer paraméterek: i) Bemenet hatása a kimenetre

Kisjelű áramerősítési tényező (β) A bemeneti vezérlőjel a bázisáram és ennek a kimeneti kollektor áramra gyakorolt hatását mutatja meg. (Ez a paraméter jól illeszkedik ahhoz a gondolatmenethez, hogy a tranzisztor áramvezérelt eszköz.)

( )ω=β

∂∂

=β=

,C

állandóUB

C

If

II

CE

A kisjelű áramerősítési tényező és a nagyjelű áramerősítési tényező (B) közötti kapcsolatot az alábbi ábrán szemléltethetjük:

B

C

II∂∂

=β

B

C

IIB =

ICM munkapont

IBM

ICM

IC

IB

A B és a β eltér egymástól, azonban a lineáris szakaszon az eltérés nem jelentős. Gyakran használjuk a kisjelű értékét a nagyjelű jellemzésére is. A nemlineáris szakaszon az eltérés jelentős lehet. A tranzisztorokat az áramerősítési tényező alapján β-osztályokba sorolják, pl. A,B,C osztály. Pl. BC182B jelenti, hogy Si alapanyagú és 250-500 közötti áramerősítési tényezőjű. Az áramerősítési tényező értéke függ a kollektor áramtól és a frekvenciától. A kis-, közepes- és nagyteljesítményű tranzisztorok hasonló alakú, de eltérő áram tartományú karakterisztikával rendelkeznek, ezért pl. ha egy kis teljesítményű tranzisztor jól működik 2 mA kollektor áramnál, akkor a közép- és nagyteljesítményű tranzisztorok ugyanabban a kapcsolásban teljesen eltérően viselkednek, bár természetesen mindketten tudják a 2 mA áramot produkálni.

βmax

β

B

β

IC

ICmin I Cmax



Az áramerősítési tényező egy meghatározott kollektor áram tartományban maximális, ezért ott kell használni. A fentiekből látható, hogy az azonos béta-osztályba sorolt, de eltérő áramú tranzisztorok egy adott kollektor áramnál eltérően fognak viselkedni.

-3dB

0

β0

fβ fT

lgβ

lgf Az áramerősítési tényező 3 dB-s határfrekvenciája: fβ A tranzitfrekvencia (fT(β=1)): fT Összefüggés a két jellemző frekvencia között: fT=β0*fβ Felírható egy másik -bemenet hatása a kimenetre- típusú transzfer paraméter is, amennyiben a tranzisztort feszültségvezéreltnek tekintjük. Ez a paraméter a meredekség, amelynek szokásos jelölése S vagy gm szakirodalomtól függően.

T

C

állandóUBE

C

UI

UIS

CE

≅∂∂

==

Összefüggés állítható fel a két -bemenetről a kimenetre mutató- transzfer paraméter között:

T

B

BE

állandóUr

BE

B

B

C

állandóUBE

C

UI

rUI

II

UIS

CEBE

CE

ββ

β

==∂∂

∂∂

≅∂∂

=

=

= 3211

ii) A kimenet hatása a bemenetre:

Visszahatás paraméter (νr)

állandóICE

BEr

BUU

=∂∂

=υ

A visszahatás értéke modern tranzisztoroknál nagyon kicsi 10-4…10-6 [S], ezért a visszahatást általában elhanyagoljuk.

b) Kimeneti paraméter

Kollektor-emitter ellenállás (rCE) A karakterisztika lineáris szakasza az aktív tartományban helyettesíthető a karakterisztika meredekségével.



állandóUC

CECE

BEI

Ur=

∂∂

=

Értéke meghatározható annak segítségével, hogy a karakterisztikák vízszintes szakaszait meghosszabbítva azok egy feszültségnél metszik az UCE tengelyt, ez az Early-feszültség (UY). Az Early-feszültség értéke 100..200 V npn tranzisztornál és 50..150 V pnp tranzisztornál.

C

CEYCE I

UUr += ,

de alacsony frekvencián meghatározható a visszahatás segítségével is:

rr

BECE S

rrυ

=υβ

=1

2.3.4. Kisjelű helyettesítőkép

A tranzisztor kisjelű üzeme alatt azt az esetet értjük, amikor a munkapontba állított tranzisztort a munkaponti mennyiségekhez képest kisebb jelekkel vezéreljük. A vezérlőjel lehet egyenfeszültség vagy váltakozó feszültség. A tranzisztortól ilyenkor elvárt, hogy karakterisztikája lineáris szakaszán működjön, amely behatárolja a vezérlő jel megengedett nagyságát. A tranzisztor viselkedését kisjelű üzemmódban (mivel itt a tranzisztor a lineáris szakaszon üzemel) leírhatjuk koncentrált paraméterű ideális alkatrészekkel. A leírás csak a tranzisztor karakterisztikáinak azon meghatározott szakaszára érvényes, ahol az adott munkapont környékén a karakterisztika még lineárisnak tekinthető. Ez azt jelenti, hogy a helyettesítőkép elemeinek konkrét értékei eltérnek a munkapont függvényében. Több módszer is ismert a helyettesítőkép megalkotására. Ki lehet indulni a konkrét fizikai mennyiségekből (hibrid-π, amely elsősorban a kapcsolásból történő paraméter-számításra alkalmas) vagy fel lehet állítani egy helyettesítőképet a négypólus-elmélet paraméterei alapján (H-paraméterek, ez elsősorban katalógus alapján történő tervezésnél kitűnő). A helyettesítőképek és paraméterek között egy adott munkapontban megfeleltetés teremthető.

2.3.4.1. Hibrid-π helyettesítőkép

A helyettesítőkép az egyes rétegek dinamikus ellenállásai, az aktív tartományban elérhető meredekség vagy áramerősítési tényező és az egyes átmenetekben végbemenő töltésfelhalmozást reprezentáló kondenzátorok alapján építhető fel. Az egyes rétegeket a helyettesítőképben kisbetűvel jelöljük utalva a kisjelű üzemmódra. A helyettesítőképet a tranzisztor közös emitteres kapcsolására építjük fel, ami jól használható közös kollektoros esetben. A közös bázisú eset is levezethető a megalkotott helyettesítőképből. A tranzisztor teljes fizikai hibrid-π helyettesítőképe: Cb’c

rcerb’c

rbb’

ub’e

b’

e

ube

b c

uce

e

Sub’e rb’e Cb’e



A helyettesítőkép egyes elemei részben már az előző fejezetben meghatározásra kerültek. A további elemek definiciói:

rb’b bázis hozzávezetési ellenállás: a bázis elektróda és a bázis réteg közötti ellenállás. rb’e bázis-emitter ellenállás: a bázis réteg és az emitter közötti bemeneti ellenállás (ez gyakorlatilag az rBE értékével egyezik meg) rb’c a νr visszahatást modellező ellenállás rce kollektor-emitter kimeneti ellenállás (=rCE) Cb’e bázis-emitter átmenetben kialakuló kapacitás (a réteg és a diffúziós kapacitás összege) Cb’c kollektor-emitter átmenetben kialakuló kapacitás

A teljes helyettesítőképet magasabb frekvenciákon használjuk inkább, ahol a ~pF értékű kapacitások hatása nem hanyagolható el. A helyettesítőkép segítségével a tranzitfrekvencia meghatározható:

( )ebcbT CC

Sf''2 +π

=

A tranzisztor egyszerűsített (alacsony frekvenciás) helyettesítőképe: A visszahatás elhanyagolásával alacsony frekvencián a helyettesítőkép egyszerűsíthető. (Azért, hogy a bemeneti és a bázis- emitter feszültséget meg tudjuk különböztetni egymástól a kisbetűs indexeket visszacseréltük a korábban már használt nagybetűs indexekre.)

c

uCE

e

rCESuBE rBE

e

uBE b

2.3.4.2. Tranzisztor paraméterek a négypólus paraméterekkel kifejezve

CE

r

állandóUCE

CBE

S

állandóUBE

CC

CE

r

állandóUCE

BBE

r

állandóUBE

BB

dUUIdU

UIdI

dUUIdU

UIdI

CE

BECE

BEr

BE

BE

CE

44 344 2144 344 21

44 344 2144 344 21

1

1

==

==

∂∂

+∂∂

=

∂∂

+∂∂

=

ν

A hibrid-π paraméterek és az Y (admittancia) négypólus paraméterek között közvetlen megfeleltetés alakítható ki, ha felírjuk az áramokra a differenciális kapcsolatot (figyelmen kívül hagyva a hőmérsékletfüggést).



Mátrixos alakban az Y paraméterek:

⋅

=

CE

BE

Y

CE

BE

r

BE

C

B

dUdU

rSrr

dIdI

44 344 21

1

1 ν

A gyakorlatban sokkal nagyobb jelentősége van a H-paramétereknek. A paraméterek leírásakor az e index a közös emitteres kapcsolásra vonatkozik (a kisbetű pedig a kisjelű paraméterre utal).

⋅

=

CE

B

H

ee

ee

C

BE

dUdI

hhhh

dIdU

43421 2221

1211

Összehasonlíthatjuk a hibrid-π paramétereket a H-paraméterekkel:

eBE

állandóUB

BEBE

állandóUB

BEe

hr

IUr

IUh

CE

CE

11

11

≅

∂∂

=

∂∂

=

=

=

er

állandóICE

BEr

állandóICE

BEe

h

UU

UUh

B

B

12

12

≅υ

∂∂

=υ

∂∂

=

=

=

e

állandóUB

C

állandóUB

Ce

h

II

IIh

CE

CE

21

21

≅β

∂∂

=β

∂∂

=

=

=

eCE

állandóUC

CECE

állandóUCE

Ce

hr

IUr

UIh

BE

BE

22

221

≅

∂∂

=

∂∂

=

=

=



Hibrid-paraméteres helyettesítőkép: A visszahatás elhanyagolásával az alacsony frekvenciás H-paraméteres helyettesítőkép::

2.3.5. Speciális tranzisztorok

Háromrétegű tranzisztor struktúrával több eltérő tulajdonságú félvezetőt is kialakítottak. A Legelterjedtebb tranzisztoron kívül, pl. ide tartozik a Darlington-tranzisztor, Schottky-tranzisztor, fototranzisztor (az optoelektronikai fejezetben tárgyaljuk) és az egyátmenetű tranzisztor (UJT, a teljesítményelektronikában tárgyalják).

2.3.5.1. Darlington-kapcsolás

Áramköri jele: Gyakran előfordul, hogy egy tranzisztor áramerősítési tényezője nem elégendő –pl. teljesítményerősítők, tápegységek, stb.- így a tranzisztorokat egymás után kötve megnövelt áramerősítést hozunk létre. A Darlington-kapcsolás, amelynek egy tokban megvalósított áramköri reprezentációja a Darlington-tranzisztor, alkalmas ilyen elrendezés megvalósítására. Darlington-kapcsolást tehát meg lehet valósítani diszkrét tranzisztorokkal vagy egy tokban gyártott Darlington-tranzisztorral is. Nagyobb teljesítmények esetén nem két, hanem három tranzisztorral építünk fel Darlington kapcsolást hasonló elven. Darlington-kapcsolás:

iB 1 h22e

h21e iB

e

ube b

h11e c

uce

e h12e uCE

iB b

ube

e

uce

e h12e uCE

1 h22e

h21e iBh11e

c

C

E

B T2

IC1

IC

IE

IB2

T1 IB1

IC2



( ) ( )( )

2

1

21

21

21121112111121

322

11

CECEeredő

BEBEeredő

eredő

eredő

BBBBCCC

rr

rr

BBBBBIBBBIBBIIBIII

≈

≈ββ≈β

≈≈++=++⋅=+=

Problémák: a) lineáris üzem:

• Az UBEeredő=UBE1+UBE2, ami nagyobb, mint egy tranzisztor esetén, ez azonban a gyakorlatban nem jelentős probléma

• Kis áramokkal történő vezérlés esetén nagy a nemlinearítás, mert

11

21 +

=BII MB

MB

UBE1

IB1

IB1M

IB2

IB2M

UBE2

kis kivezérlés esetén, az első tranzisztor a bemeneti karakterisztikájának nemlineáris szakaszán működik, ami jelentős torzítást okoz. Megoldás: az első tranzisztort előfeszíteni egy áramgenerátorral a nyitás, azaz a karakterisztika lineáris szakaszának határára. Ezt a gyakorlatban egy ellenállással oldjuk meg, amit a 2. tranzisztor bázis-emittere közé kötünk. Mivel ez a feszültség alig változik az áram függvényében (a karakterisztika nagy meredeksége következtében), így az ellenálláson közel állandó áram folyik át. A

D dióda a fordított polaritású feszültséget akadályozza meg a tranzisztoron, ami az inverz üzem miatt tönkre teheti a félvezetőt. Ez a Darlington tranzisztorba gyárilag be van integrálva, de erősen induktív terhelés esetén kívülről is kapcsolhatunk egy védő (clamp) diódát a CB közé.

C

E

B

R

T2 T1

I0

D

b) kapcsolóüzem

A tranzisztor eredő szaturációs feszültsége: 21 BECEsatCEsat UUU += lényegesen nagyobb, mint egy tranzisztor szaturációs feszültsége. Ez jelentős veszteségi teljesítményt okoz nagyobb áramoknál. ( ) Ez ellen gyakorlatilag nem lehet védekezni, újabban inkább teljesítmény MOSFET-eket alkalmazunk Darlington tranzisztor helyett.

CCEsatd IUP ⋅=

Komplementer (komposit) Darlington kapcsolás: Két különböző, pnp és npn, tranzisztorból felépített Darlington kapcsolás, ahol az áramirányok miatt az eredő tranzisztor fajtáját a meghajtó tranzisztor szabja meg (pnp a jelenlegi összeállításban). Lehetséges npn meghajtó és pnp nagyáramú tranzisztor kombinációja is. Eredőben ez npn tranzisztort eredményez, azonban a fenti elrendezés



gyakoribb, mivel az elektronok nagyobb mozgékonysága miatt a fenti modellel nagyobb sebességű alkatrészhez jutunk, mint pnp Darlington kapcsolással. Különösen gyakran alkalmazzák a komposit tranzosztort integrált formában, pl. műveleti erősítők végfokozata, stb..

T2

IC1

IE

IC

IB2

T1 IB1

B

E

C

Paraméterek:

2

1

21

21

21

CECEeredő

BEBEeredő

eredő

eredő

rr

rr

BBB

≈

≈ββ≈β

≈

A szaturációs feszültség ugyanakkora, mint az előbb, de a nyitáshoz szükséges feszültség kisebb (UBE1).

2.3.5.2. Shottky-tranzisztor

A Shottky-tranzisztor működés szempontjából helyettesíthető egy Shottky-dióda és egy tranzisztor kombinációjával. A diódát a CB közé záróirányba kapcsoljuk. Telítéses üzemmódban a CB dióda kinyitna, azonban a Shottky dióda -lényegesen kisebb nyitóirányú feszültsége miatt- előbb nyit ki, így nem enged töltést felhalmozni a CB átmenetben. Ez azt eredményezi, hogy a tranzisztornak nem lesz töltéstárolási ideje (legalábbis a CB átmenetben felhalmozott töltések miatt nem), ami jelentősen megnöveli azt a frekvenciát, amivel a tranzisztort kapcsolgatni lehet. A Shottky-dióda a fém-félvezető átmenet miatt kevés töltéshordozót halmoz fel, ami gyors működést tesz lehetővé. Az így kapott eszközt Schottky-tranzisztornak nevezzük és elsősorban a digitálistechnikában használjuk gyors áramkörökben (STTL). Jelölése:



2.3.6. Tranzisztor működése lineáris üzemben

A tranzisztor lineáris üzemben a bemeneti karakterisztika egyenes szakaszán és a kimeneti karakterisztika aktív tartományában (általában annak közepén) üzemel. Ahhoz, hogy ebbe az üzemállapotba hozhassuk a tranzisztort munkapont-beállításra van szükség.

2.3.6.1. Tranzisztor kis- és nagyjelű működése

Vizsgáljuk meg a tranzisztor működését lineáris üzemben (egyelőre a munkapont-beállító kapcsolások nélkül) feltételezve, hogy a tranzisztor bázisa valamilyen módon olyan feszültséget kap (UBEM), amely a kapcsolást a lineáris tartományba vezérli. Jelöljük M betűvel a munkaponti adatokat.

Cki

Rt

uBE

ube uki=uCE

iC

Ut

RC

Első megközelítésben hanyagoljuk el a kimeneti terhelés (Rt) és a kimeneti csatolókondenzátor (Cki) hatását, azaz a kimenet működjön üresjárásban. Legyen ube=UBEM+uv! Az UBEM egyenfeszültség, amely a tranzisztor munkapontba állításához szükséges, az uv egy tetszőleges alakú (egyen- vagy váltakozó áramú) vezérlő jel, amely a munkapont-beállító feszültségekhez képest kisebb (legalábbis annyira, hogy a tranzisztor minden időpillanatban a lineáris szakaszon működjön). Határozzuk meg, hogy mekkora legyen az UBEM, hogy a linearítás fennálljon és a kivezérelhetőség (az a vezérlőjel, amelynél a kapcsolás még lineárisan működik) maximális legyen. A kapcsolás feszültségei és áramai:

( )( )

CEki

CECCt

BC

BEB

beBE

vBEMbe

uuuRiU

ifiufi

uuuUu

=+=

===

+=

Az alábbi ábra és a fenti egyenletek alapján meghatározhatjuk a kapcsolás nagyjelű és kisjelű viselkedését grafikusan:

a) Az UBEM kijelöl egy munkapontot a bemeneti karakterisztikán (IBM). b) Az IBM és a (statikus) munka egyenes metszéspontja kijelöli a munkapontot a

kimeneti karakterisztikán. c) Az UCM és az ICM a munkaponti feszültség és áram a karakterisztika alapján

kiadódik. A kapott munkapontoknak ki kell elégíteniük az alábbi követelményeket:

i) a bemeneti és a kimeneti karakterisztika lineáris szakaszán kell elhelyezkedniük,



ii) elegendően távol kell, hogy legyenek a nemlineáris tartományok határaitól ahhoz, hogy a vezérlőjel hatására változó pillanatnyi munkapont (az ábrán kettős nyíllal és vastagított vonallal jelöltük) által meghatározott áramok és feszültségek egyetlen pillanatban se érjék el a nemlinearítás határát,

iii) a munkaponti áramoknak kellően kicsinek kell lenni ahhoz, hogy a kapcsolás vesztesége a mindenkori feladathoz illeszkedően kicsi legyen.

A fenti egyenletek alapján grafikusan ábrázolhatjuk a kapcsolás viselkedését a bemeneti és a kimeneti karakterisztikákon (statikus munka egyenes):

iB

uki ube

Ut/RC

Ut UCEM

ICMM

Lineáris tartomány

Lineáris tartomány

UCEsat

ICE0 IB=0

UCEmax

UCE

IB5 IB4 IB3

B2 IB1 IB0

IBM I

Pdmax

IC

ICmax

UBEM

IBM

IB

UBE

A kapcsolás működése: a) Nagyjelű működés: az UBEM kijelöli a munkapontot a bemeneti karakterisztikán és ezzel meghatározza az IBM munkaponti bázis áramot is. A munka egyenes és a munkaponti bázis áram kijelöli a munkapontot a kimeneti karakterisztikában és ezzel kijelöli a munkaponti UCEM és ICM értékeket. b) Kisjelű működés: vezéreljük egy szinuszos jellel a bemenetet az ábra szerint. Ekkor a bemeneti karakterisztikán a bázis áram pillanatnyi értéke szinuszosan vándorol a vastagított nyílnak megfelelően. A pillanatnyi bázisáram a munka egyenesen is egy szinuszosan mozgó pillanatnyi munkapontot jelöl ki, amely a kollektor-emitter feszültséget (ami egyben a kimeneti feszültség is) szintén szinuszosan fogja vezérelni. Azt a maximális bemeneti feszültséget illetve ennek következtében fellépő maximális kimeneti feszültséget nevezzük a maximális kivezérelhetőségnek, melynél a jel torzulása nem észlelhető illetve egy megadott értéket nem lép túl. Lineáris (erősítő) üzemben a jel minden időpillanatban a kivezérelhetőség határán belül kell, hogy legyen! Amennyiben a munkapontot a lineáris tartományok közepére vesszük, akkor szinuszos vezérlőjel esetén elvileg a kivezérelhetőség maximális lesz. Azért elvileg csak, mert a kimeneti terhelés megváltoztathatja a lineáris tartomány határait (dinamikus munka egyenes).



A kimenetre kapcsolt –a kimeneti ellenállással összemérhető- kimeneti terhelés (Rt) hatása (dinamikus munka egyenes): A munkaponti értékeket a terhelés (kondenzátoros leválasztás estén) nem befolyásolja, mivel a kondenzátor egyenáramon szakadásként viselkedik!

• Ha az Rt>>Rc , akkor a dinamikus és a statikus munka egyenes egybe esik (feszültségerősítők)

• Ha az Rt<<Rc, akkor a dinamikus munka egyenes jelentősen eltér a statikus munka egyenestől (áramerősítők)

• Ha az Rt≈Rc , akkor a dinamikus munka egyenes eltér a statikus munka egyenestől illetve gyakran a terhelés egyben a munkaellenállás is (pl. teljesítményerősítők)

Az ábrán bejelölésre került a pillanatnyi munkapont változása, valamint a kivezérelhetőség változása szinuszos vezérlőjel esetén.

uki terhelés esetén

Lineáris tartomány (terheléssel)

1/(RC*Rt) meredekségű egyenes, dinamikus munka egyenes

uki terhelés nélkül

1/RC meredekségű egyenes, statikus munka egyenes

Ut UCEM

ICMM

Lineáris tartomány (terhelés nélkül)

UCEsat

ICE0 IB=0

UCEmax

UCE

IB5 IB4 IB3

B2 IB1 IB0

IBM I

Pdmax

IC

ICmax

Hőmérséklet hatása a munkapontra (állandó feszültséggel történő munkapont-beállítás esetén): A növekvő hőmérséklet (T2>T1) hatására az IB erősen megnő (a meredek karakterisztika miatt) ⇒ IC erősen megnő ⇒ munkapont eltolódik a munka egyenesen ⇒ a kivezérelhetőség jelentősen lecsökken (szélső esetben a kollektor feszültség valamelyik szélső helyzetbe tolódik. A hőmérséklet ugyanarra a bemeneti körre hat, mint a vezérlő jel (uBE), a kapcsolás úgy viselkedik, mint hasznos jellel történő vezérlés esetén. Csökkenő hőmérséklet esetén a folyamat ugyanígy csak fordított előjellel játszódik le. A hőmérséklet hatását csak munkapont stabilizálással (pl. negatív visszacsatolással lehet csökkenteni).



A munkapontba állított tranzisztoros elvi kapcsolás egyenáramú (nagyjelű) viselkedése számolással:

CCMtCEM

BMCM

BEMBM

RIUUBII

UfI

−=== )(

Az elvi tranzisztoros kapcsolás viselkedése (kisjelű) lineáris üzemben számolással: A kapcsolás viselkedéséhez a tranzisztor kisjelű helyettesítő-képét használjuk fel. A meghatározandó kisjelű paraméterek:

• a bemeneti ellenállás Rbe, • a kimeneti ellenállás Rki, • a feszültségerősítés Au.

A külső alkatrészeket beillesztjük a tranzisztor kisjelű helyettesítő-képébe, figyelembe véve, hogy a tápfeszültség-pontok kisjelű szempontból földpontnak számítanak. Ezt több módon is bizonyítani lehet, de az egyik legegyszerűbb a szűrőkondenzátorok hatásának vizsgálatán keresztül történik: A kondenzátor reaktanciája -megfelelő méretezése esetén (ez méretezési szempont)- az adott frekvencia tartományban tart a nullához. A fenti megállapítás alapján a kollektor ellenállás egyik pontját a helyettesítőkép kollektor pontjához, míg a másikat a földponthoz (vonatkoztatási ponthoz, jelen esetben az emitterhez) kell kötni, mivel az emitter közvetlenül a földpontra van kötve.

IBM(T1)

IBM(T2)

M(T2)

M(T1)

IB=0

Pdmax

IB5 IB4 IBM(T2)IB3 IBM(T1)IB2 IB1 IB0

UCE

IC

IB

UBE UBEM ICE0

E

001>>ω≈

ω=

CXCC

C urBE

SuBEvagy

BRC

iB ibe

ube uki rCE

βi E

CE uBE

B

+ -



Feszültségerősítés:

)()(

CCEu

CCEbeki

beBE

RrSARrSuu

uu

∗−=∗−=

=

Figyeljük meg, hogy a kapcsolás (közös emitteres) fázist forgat (180°) a bemeneti jelhez képest. Ezt egy egyszerű gondolat sorral is leellenőrizhetjük: emeljük meg gondolatban a bázisfeszültséget, akkor a bázisáram is megnő, amitől a kollektor áram is megnő, így a kollektor feszültég csökken, azaz növekvő bemeneti feszültségre csökkenő kimenő feszültséggel reagál. Bemeneti ellenállás:

BE

BE

BE

BE

be

bebe

BEbeBbe

r

ruu

iuR

uuii

===

== ,

Kimeneti ellenállás:

( )CCE

be

CCEbe

kiz

kiüki Rr

SuRrSu

iuR ∗=

−∗−

== ,

ahol ukiü az üresjárási kimeneti feszültség, ikiz a kimeneti zárlati áram. (Ha méréssel állapítjuk meg a zárlati áramot, akkor természetesen sohasem érhetjük el a zárlati állapotot, mert az eszköz tönkremegy. Ilyenkor csak a névleges terhelhetőségig terheljük a kimenetet, de feltételezzük a lineáris viselkedést a további áramokra egészen a zárlatig!) Váltakozó áramú paraméterek, ha a kimenetet Rt ellenállással terheljük: A bemeneti és a kimeneti ellenállás nem változik, egyrészt mert a kimenet visszahatása a bemenetre elhanyagolható, másrészt a kimeneti ellenállás terheletlen kimenetre értelmezett, így nem befolyásolja a terhelés a kimeneti ellenállást. Az erősítés azonban megváltozik, mert a két kimeneten levő ellenállással egy harmadik kapcsolódik párhuzamosan:

)( tCCEu RRrSA ∗∗−=

Hőmérséklet hatása: A hőmérséklet a tranzisztor UBE feszültségét változtatja, így ugyanazon a ponton és ugyanúgy vezérli a kapcsolást, mint a vezérlőjel. Ennek megfelelően az erősítés a hőmérsékletre megegyezik a kisjelű erősítéssel, ami a gyakorlat számára hátrányos. Különösen nagy problémát okoz ez abban az esetben, ha a vezérlőjel is egyenáram (egyenáramú erősítők), mivel ilyenkor nem lehet megkülönböztetni a hasznos jelet és a hőmérséklet miatti hibajelet egymástól. A hőmérséklet-változás hatásának csökkentése elsősorban negatív visszacsatolással lehetséges.



2.3.6.2. Munkapont-beállító kapcsolások

A tranzisztor munkapontját be lehet állítani a bementre adott feszültséggel vagy bázis árammal. A munkapont-beállító kapcsolások mindhárom tranzisztoros alapkapcsolásra azonosak. Az alábbiakban az alap munkapont-beállító kapcsolásokat vizsgáljuk. A gyakorlatban alkalmaznak egyéb, speciális igényeket kielégítő munkapont-beállító kapcsolásokat is a különlegesen nagy vagy éppen kicsi bemeneti ellenállás beállítása érdekében, pl. feszültség utánhúzó (boot strap), stb.

2.3.6.2.1 Munkapont-beállítás bázisosztóval

R2

R1

UB

Cs1 Cs2

RtuBEube uki=uCE

iC

Ut

RC

Nagyjelű működés: A Cs1 és Cs2 csatolókondenzátorok feladata a kapcsolás egyenáramú leválasztása a meghajtó generátortól és a terheléstől. Méretezési szempont, hogy az R1 és R2 ellenálláson átfolyó áram (bázisosztó árama, Io) sokkal nagyobb legyen, mint a munkaponti bázisáram azért, hogy a tranzisztor ne terhelje az osztót. (Ellenkező esetben az osztó kimeneti feszültsége függ a tranzisztor mindenkori paramétereitől, így erős hőmérsékletfüggés léphet fel.)

CCMtCEM

BMCM

BMoBEMBM

BBEM

to

tB

RIUUBII

IIdeUfIUU

RRUI

RRRUU

−==

>>==+

≅

+≅

),(

21

21

2

A kisjelű viselkedés:

R2 R1 ube uki RCrCESuBErBE

C uCE

EE

uBE

B Rt



A bázisosztó alkatrészeit az előző fejezetben tárgyaltak szerint beillesztjük a tranzisztor kisjelű helyettesítő-képébe. Vegyük figyelembe, hogy a tápfeszültség-pontok kisjelű szempontból földpontnak számítanak és a csatoló kondenzátorok az adott frekvencia tartományban (helyes méretezés esetén) rövidzárnak tekinthetők. Feszültségerősítés:

)()(

tCCEu

tCCEbeki

beBE

RRrSARRrSuu

uu

∗∗−=∗∗−=

=

Az erősítés az alapkapcsoláshoz képest nem változik. Bemeneti ellenállás:

21

21

RRr

Ru

Ru

ru

uiuR BE

bebe

BE

be

be

be

bebe ∗∗=

++==

A bázisosztó miatt a bemeneti ellenállás lecsökken. Kimeneti ellenállás:

( )CCE

be

CCEbe

kiz

kiüki Rr

SuRrSu

iuR ∗=

−∗−

==

A kimeneti ellenállás az alapkapcsoláshoz képest nem változik. A kapcsolás hőmérséklet hatására jelentősen változtatja a munkapontját. Ez ugyan a váltakozó áramú vezérlőjelet nem befolyásolja, de a munkapont vándorlás révén a kapcsolás könnyen a nemlineáris szakaszon kezd dolgozni, esetleg szélsőséges esetben egyik irányban nem is lehet kivezérelni (vág a kapcsolás). Munkapont vándorlás a hőmérséklet növekedésére feszültségosztós munkapont-beállításnál:

UBE

IB

UBEM

IC

UCE

IBM1(T1)

Kivezérelhetőség (T2) Kivezérelhetőség (T1)

T1=25 C°

T2>TIBM2(T2)

1

M(T2)

M(T1)

ICE0

IB5 IB4 IBM(T2)

IB3 IBM(T1)IB2 IB1 IB0



A munkapont-vándorlás már kis hőmérséklet növekedés esetén is jelentősen lecsökkentheti a kivezérelhetőséget. A folyamat csökkenő hőmérsékletre ugyanúgy játszódik le, csak ellenkező irányban.

2.3.6.2.2 Munkapont-beállítás bázisárammal

R1

IBCs1 Cs2

RtuBEube uki=uCE

iC

Ut

RC

Nagyjelű működés: A munkaponti bázisáramot az R1 ellenállás állítja be. Az UBE feszültség függ a bázisáramtól, de a bázisáram is függ az UBE feszültségtől az alábbi összefüggések szerint.

CCMtCEM

BMCM

BMBEM

BEMtBM

RIUUBII

IfURUUI

−===

−=

)(1

IBM és UBEM meghatározható számolással vagy grafikusan


R1 ube uki RCrCESuBErBE

C uCE

EE

uBE

B Rt Feszültségerősítés:

)()(

tCCEu

tCCEbeki

beBE

RRrSARRrSuu

uu

∗∗−=∗∗−=

=

Az erősítés az alapkapcsoláshoz képest nem változik. Bemeneti ellenállás:

BEBEbe

BE

be

be

be

bebe rRr

Ru

ru

uiuR ≈∗=

+== 1

1

A bemeneti ellenállás gyakorlatilag az alapkapcsolás bemeneti ellenállásával egyezik meg, mivel valós adatok esetén R1>>rBE .




( )CCE

be

CCEbe

kiz

kiüki Rr

SuRrSu

iuR ∗=

−∗−

==

A kimeneti ellenállást a munkapont-beállító kapcsolás nem befolyásolja. Hőmérséklet hatása: A kapcsolás erősebben hőmérsékletfüggő, mint az előző kapcsolás, mivel a hőmérséklet két paraméteren keresztül is befolyásolja a munkapont értékét: UBE és az UBE miatt az IB is függ a hőmérséklettől.

2.3.6.2.3 Munkapont-beállítás bázisárammal egyenáramú visszacsatoláson keresztül

Cs1 Cs2

RtuBEube uki=uCE

iC

Ut

RCR1

Megjegyzés a negatív visszacsatolásokat részletesen az erősítők fejezetben tárgyaljuk. Nagyjelű működés: A munkaponti bázisáramot az R1 ellenállás állítja be a kollektorról negatív visszacsatolással. Az UBE feszültség függ a bázisáramtól, de a bázisáram is függ az UBE feszültségtől. Ugyancsak függ az UCE feszültség a kollektor áramtól, ami viszont a bázisáramtól függ az alábbi összefüggések szerint. A munkapont meghatározása az egyenletek alapján grafikusan vagy közelítésekkel számolással lehetséges.

CCMtCEM

BMCM

CEMCM

BMBEM

BEMCMBM

RIUUBIIUU

IfUR

UUI

−====

−=

)(1


i’

R1

ube uki RCrCESuBErBE

C uCE

EE

uBE

B

Rt



Ahhoz, hogy a paramétereket meg tudjuk határozni az R1 ellenállást le kell transzformálnunk a bemenetre és a kimenetre. A transzformálás alapja, hogy a feszültségek és az áramok a kapcsolásban a transzformálás után se változzanak meg. Feszültség és áram szempontjából a fenti kapcsolással ekvivalens kapcsolás:

i’R1

’’i’ ube uki RC

rCESuBErBE

C uCE

E

uBE R1

’ E

B Rt Vegyük figyelembe, hogy az erősítés negatív (az uki fázisa 180°-ra van az ube fázisától) a közös emitteres kapcsolásoknál.

11

1

1

11

1111

11'''

1''

11'

RA

AR

RA

u

Aui

uR

AR

iuR

RA

uR

AuR

uAuR

uui

u

u

ube

ubeki

u

be

ube

ube

beubekibe

≅+

=+

−

−=

−=

+==

+=

−=

−=

−=

Megjegyzés: A fenti összefüggések az elektronika egy érdekes jelenségére –a Miller effektusra- is rámutatnak. Legyen a kollektor és a bázis között ellenállás helyett kondenzátoros visszacsatolás a kapcsolásban (ez ténylegesen mindig van a tranzisztor CCB kapacitása miatt). Vizsgáljuk meg a kondenzátor hatását a bemenetre! A fentiek alapján általánosan írható, hogy a bemenetre transzformált impedancia:

( )( )u

u

u

ACC

CACZ

CZ

AZZ

+=

=+

=

=

+=

1'

'1

11'

11

'

ωω

ω

A kondenzátor hatása az erősítésnek megfelelően jelentősen megnövelhető. A bemenet úgy érzékeli, mintha egy lényegesen nagyobb kondenzátor lenne ott. Ezt a jelenséget az elektronika számtalan kapcsolásában felhasználjuk, pl. Miller generátor, frekvencia-kompenzálás, integrált kapacitások hatásának növelése, stb., de káros az erősítők felső



határfrekvenciája szempontjából. Ez az egyik oka, amiért nem lehet tetszőlegesen nagy erősítést elérni egy erősítő fokozattal (több egyéb ok is van!). Feszültségerősítés: Az erősítés kiszámításánál vegyük figyelembe, hogy a gyakorlatban R1>>rCE, RC.

)()(

tCCEu

tCCEbeki

beBE

RRrSARRrSuu

uu

∗∗−=∗∗−=

=

Az erősítés az alapkapcsoláshoz képest nem változik, így ennek a visszacsatolásnak nincs hatása a feszültségerősítésre. (Későbbiekben látni fogjuk, hogy ez egy párhuzamos feszültség típusú visszacsatolás, aminek valóban nincs hatása a feszültségerősítésre csak az áramerősítésre!) Bemeneti ellenállás:

uBE

be

BE

be

be

be

bebe A

Rr

Ru

ru

uiuR

+∗=

+==

1'

1

1

Az R1 ugyan nagy, de nagy erősítés esetén a transzformált R1 kicsi lehet, így nem lehet elhanyagolni. A bemeneti ellenállás csökken az előző esethez képest. Kimeneti ellenállás:

( )CCE

be

CCEbe

kiz

kiüki Rr

SuRrSu

iuR ∗=

−∗−

==

A kimeneti ellenállást ez a visszacsatolás lényegében nem befolyásolja, mivel R1 lényegesen nagyobb, mint rCE vagy RC. Hőmérséklet hatása: Az alkalmazott kapcsolás egyik nagy előnye, hogy a hőmérséklet hatását a munkapontra csökkenti az alábbiak szerint. Tételezzük fel, hogy nő a hőmérséklet:

T↑⇒UBE↓⇒IB↑⇒IC↑⇒UCE↓⇒IB↓

hőmérséklet hatása következmény

A kapcsolás a hőmérsékletnövekedés miatti bázisáram növekedést részben kompenzálja. (Teljesen nem lehet kikompenzálni!).



2.3.7. Tranzisztor működése kapcsolóüzemben

A tranzisztort kapcsolóüzemben úgy vezéreljük, hogy tartósan vagy csak a telítési, vagy csak a lezárási tartományban tartózkodjon. Cél az aktív tartományon való minél gyorsabb áthaladás. A tranzisztor menetdiagramja teljes lezárás és nyitás között attól is függ, hogy a terhelés tisztán ohmos vagy van reaktív része is.

A karakterisztikán feltüntettük a tranzisztor pillanatnyi munkapontjának mozgását ohmos valamint kapacitiv terhelés esetén. (Induktív terhelés esetén a munkagörbe ugyanolyan, mint kapacitiv terhelés esetén csak az irányok ellentétesek.) A keletkező veszteségi teljesítmény arányos a munkagörbék által bezárt területtel, amiből látszik, hogy a kapcsolás vesztesége reaktáns terhelés esetén a legnagyobb.

A legegyszerűbb az ohmos terhelés, ezért a továbbiakban erre az esetre vizsgáljuk a tranzisztor viselkedését.

ube uki=uCE

iC

Ut

RC

Ut

Mz

Mny

UCEsat

ICE0 IB=0

UCEmax

UCE

IB5 IB4 IB3 IB2 IB1 IB0

Pdmax

IC

ICmax Ut/RC kapacitiv terhelés Vizsgáljuk meg a fenti kapcsolásban, hogy ohmos terhelés esetén egy impulzusjellel vezérelve a tranzisztort, hogyan alakul a kollektor áram időfüggvénye. A bemeneti feszültséget a biztosabb kikapcsolás érdekében kis értékkel a negatív feszültség-tartományba vezéreljük záráskor.

toff

tst tfton

td.tr

%

90

10

100 iC

ube

t



Bekapcsolási idő (ton): • td késleltetési idő • tr felfutási idő

Kikapcsolási idő (toff): • tst töltéstárolási idő • tf lefutási idő

A töltéstárolási idő oka a bekapcsoláskor nyitó állapotba kerülő C-B átmenet, ami nyitott állapotban jelentős mennyiségű szabad töltést halmoz fel és amelyet a lezárás érdekében ki kell sütni. A lezáráskor azonban csak kicsi áram folyik, így a kisütés hosszabb időt vesz igénybe. A be- és kikapcsolási idők meghatározzák a tranzisztorok legnagyobb kapcsolási frekvenciáját. Kifejezetten kapcsolóüzemű alkalmazásokra gyártanak gyorskapcsoló tranzisztorokat, ahol ezeket az időket a lehető legkisebb értéken tartják (pl. rekombinációs centrumok létrehozásával). A digitáliselektronikában –az alacsony teljesítményigény és a nagy sebesség miatt- elsősorban Shottky tranzisztorokkal biztosítják a gyors átkapcsolásokat (illetve nem telítéses logika alkalmazásával). Kapcsolási idők hatása a veszteségekre: A véges kapcsolási idők azt eredményezik, hogy a tranzisztor kollektor áram és kollektor feszültség lefutása véges meredekségű lesz. A feszültség és áram szorzata a pillanat-teljesítmény (pd) amely függ az alábbi ábra szerint a kapcsolási időktől. A tranzisztoron hővé alakuló teljesítmény a pillanat-teljesítmény átlagértéke.

ICEo

ICmaxUt

UCEsat

Pd

pd

iC

uCE Az átmenetek alatt jelentős teljesítmény csúcsok alakulnak ki. A frekvencia növekedésével az átlag teljesítmény nő, ami a tranzisztor fokozott hő-terhelését eredményezi. A veszteség csökkenthető gyorskapcsoló tranzisztorok alkalmazásával, illetve léteznek mesterséges kapcsolások, amivel a feszültség és az áram átmeneteket egymáshoz képest időben eltolják, így szorzatuk (a veszteségi teljesítmény) csökken. A tranzisztort minden esetben a biztonságos működési területen belül kell tartani (Safe Operation Area, lásd tranzisztor kimeneti karakterisztika UCEmax, ICmax, Pdmax által határolt terület).



2.4. Térvezérelt tranzisztor (Field Effect Transistor)

A térvezérelt tranzisztorokat 1952-ben fejlesztették ki, de sorozatgyártása csak a ‘60-as években kezdődhetett meg. Az azóta eltelt időben a térvezérelt tranzisztorok rohamosan növekvő jelentőségre tettek szert az elektronikában, elsősorban is integrált formájukban a digitális elektronikában. A diszkrét MOSFET-ek fontos alkalmazási területe a teljesítményelektronika és a nagyfrekvenciás kapcolások. A térvezérelt tranzisztorok működése alapvetően különbözik a tranzisztor működésétől. Ahogy az elnevezése is utal rá, vezérléséhez nem áram, hanem feszültség kell. Működésüket legegyszerűbben úgy érthetjük meg, ha a FET-eket változó keresztmetszetű ellenálláshuzaloknak tekintjük, ahol a vezeték (csatorna) keresztmetszetét (és ezzel az ellenállását) elektromosan állítjuk. A változó ellenállás állandó feszültségre kapcsolva, változtatja a csatorna áramat is. A csatorna n vagy p szennyezésű lehet. A térvezérelt tranzisztorokat konstrukciós és egyben működési szempontból két fő csoportra oszthatjuk (amelyek lehetnek mind n, mind p csatornásak):

TÉRVEZÉRELT TRANZISZTOR

JFET (Záróréteges) MOSFET

n csatornás

p csatornás

kiürítéses növekményes

n p n p csatornás csatornás csatornás csatornás

A GaAs alapra gyártott (elsősorban nagyfrekvenciás) FET-eket gyakran MESFET-nek nevezik. A FET-ek (elsősorban is a MOSFET-ek) különösen jól integrálhatók, így a modern analóg és digitális elektronika integrált áramköreinek jelentős részében előfordulnak, alkalmanként keverve réteg-tranzisztorokkal. Az ilyen vegyes aktív alkatrészkészletet tartalmazó áramkörök (pl. BiCMOS) kihasználják a mindkét áramkörfajtában rejlő előnyöket.

2.4.1. Záróréteges FET (JFET)

Jelölése:

G

D S

G

D S

n csatornás

p csatornás Az elektródák elnevezése:

D (drain) nyelő S (source) forrás G (gate) vezérlő/kapu

A működést az n csatornás JFET működésén keresztül vizsgáljuk, de a tápfeszültségek polaritásának felcserélésével, a polarizált kondenzátorok polaritásának megfordításával



illetve a magyarázatokban az elektron szó felcserélésével lyukra, a kapcsolások és magyarázatok kiterjeszthetők p csatornás FET-re is.

2.4.1.1. JFET működése

Tételezzünk fel egy rúd formában kialakított (a valóságban sohasem ilyen) homogén módon szennyezett, n szennyezésű csatornát, amelyre merőlegesen kialakítanak egy p szennyezésű réteget. Kapcsoljunk záró irányú feszültséget a pn rétegre (UGS<0). A záró irányú feszültség miatt a határfelületen egy kiürített réteg alakul ki, amelyben a töltéshordozók koncentrációja alacsony. A kiürített réteg vastagsága a csatorna vastagságát (w) befolyásolja, így közvetve befolyásolja a csatorna ellenállását is. Amennyiben az n réteg két végére konstans feszültséget kapcsolunk, akkor az áram is csökken a növekvő ellenállás miatt, azaz a vezérlőelektródára kapcsolt feszültség vezérli a csatorna áramát. A kiürített rétegbe nagyon kicsi áram folyik (záró irányba van kapcsolva), így a vezérlés gyakorlatilag feszültséggel (elektromos térrel) történik.

w

kiürített réteg p réteg n réteg

G (gate)

UGS

(source) S D (drain)

UDS A kiürített réteg nem szimmetrikus, mivel az UGS feszültség lényegesen kisebb, mint az UDG (=UDS+UGS) feszültség. A drain felöl a csatornát elzárni nem lehet, mert a nagy UDG feszültség miatt a szűkülő csatornában fellépő különösen nagy térerő megakadályozza az elzáródást (a térerő legyőzésére minden határon túl növekvő feszültség kellene). UGS=0 esetén a csatorna a legszélesebb, így ellenállása a legkisebb. Ekkor folyik a legnagyobb áram (telítési vagy szaturációs áram, IDSS). Egy adott Up=UGS (pintch off/elzáródási) feszültségnél a csatorna elzáródik. Azért tud a csatorna a gate felöl elzáródni, mert a feszültség közvetlenül a pn rétegre hat, így kisebb feszültség kell az elzáródáshoz és nem alakul ki akkora térerő, mint a másik oldal felöl, így az nem akadályozza az elzáródást. A kiürített réteg vastagsága függ a hőmérséklettől is (a hőmérséklet által generált töltések miatt). A FET ennek következtében erősen hőmérsékletfüggő. Előnyös azonban, hogy FET-nek van egy hőmérséklet-független munkapontja (bár ez erősen elméleti érték, általában a katalógusok sem tartalmazzák). A FET-et ebben a munkapontban üzemeltetve nem lesz érzékeny a hőmérsékletre. Előnyös tulajdonsága a FET-nek, hogy alacsony a zaja, mivel nincs potenciálgát (réteg átmenet) a mozgó töltéshordozók útjában, így nem keletkezik sörétzaj. A termikus és a flicker zaj továbbra is fellép. A FET-eknél a négy négypólus jellemző közül (bemeneti és kimeneti karakterisztika, és a ki és bemenet felöl értelmezett transzfer karakterisztika) két jellemzőt értelmezünk, mivel gyakorlatilag olyan nagy bemeneti ellenállással rendelkeznek, hogy azt nem kell figyelembe venni (vagy csak extrém alkalmazásokban). Úgyszintén elhanyagoljuk a



kimenet visszahatását a bemenetre (hasonlóan a tranzisztorhoz). Így a FET-ek két karakterisztikával jellemezhetők, a transzfer karakterisztikával és kimeneti karakterisztikával. (Ezek a megállapítások fokozottan érvényesek a MOSFET-ekre is.)

2.4.1.2. JFET karakterisztikák, paraméterek

A JFET transzfer karakterisztikája:

IDSS

Up

p csatornás

n csatornás

IDS

UGS

A karakterisztika jellemzője, hogy az IDSS és az UP értéke erősen szór azonos típusú FET esetén is (gyakran 1:10 arányban), ami a precíz áramkör-tervezést megnehezíti. A karakterisztika hőfokfüggése:

IDZ

IDST1 T2 T3

UGS IDZ a hőmérséklet-független munkapont. A karakterisztika matematikai közelítése:

2

1

−=

P

GSDSSDS U

UII

Megjegyzés: A képletbe mind az UGS, mind az UP értékét előjelhelyesen kell behelyettesíteni, pl. n csatornás esetén negatív előjellel. A karakterisztika meredeksége:

( )P

DSSGS

P

GS

P

DSS

állandóUGS

DS

UIUS

UU

UI

UIS

DS

20

12

max ==

−−==

=



A meredekség nemlineáris, a maximális értékét az UGS=0 esetén veszi fel. Kimeneti karakterisztika (n csatornás):

UGS1>UGS2>UGS3>UGS4>UGS5>UGS6

Uk=UGS-Up

II.

I.

Pdmax

UDS

UGS1=0 UGS2 UGS3 UGS4

UGS5 UGS6

UDSmax

IDS

IDSmax

A kimeneti karakterisztika két tartományra osztható:

I Elzáródás-mentes (néhány szakirodalomban ohmikus vagy trióda) tartomány II Elzáródásos (néhány szakirodalomban telítési) tartomány

A tartományok határát az Uk könyök-görbe írja le. Figyeljük meg, hogy -ellentétben a tranzisztorral- az elzáródás-mentes tartományban a görbék nem azonos iránytangensűek, hanem minden görbe más és más iránytangenssel rendelkezik. Ez teszi lehetővé, hogy a FET-et, mit vezérelt ellenállást használjuk (lásd később részletesen.) Az elzáródási tartományban a JFET lineáris erősítőként alkalmazható (aktív tartomány), a jellemző paraméter a meredekség (S) és a csatorna ellenállás:

állandóUDS

DSDS

GSIUr

=∂∂

=

A FET nagyfrekvenciás helyettesítőképe: A Cxx szórt kapacitások az adott rétegek között. A rendkívül nagy bemeneti ellenállást elhanyagolhatjuk a helyettesítőképből. A FET kisfrekvenciás helyettesítőképe: Kisfrekvencián a gyártás miatt keletkező szórt kapacitások hatása elhanyagolható.

rdsSugsCgs

s

ugs

g Cgd

d

uds

s

d

uds

s

rdsSugs

s

ugs

g



2.4.1.3. A JFET lineáris üzeme

A FET lineáris üzemben ugyanúgy erősítésre használható, mint a tranzisztor. Alapvető különbség a félvezető eszköz meredekségében, zajában és nagyfrekvenciás viselkedésében van. A tranzisztor ugyanolyan körülmények (UCE=UDS, IC=IDS) esetén jelentősen (tipikusan egy nagyságrenddel) nagyobb meredekséggel rendelkezik, mint a FET. A tranzisztor zaja azonban –a később tárgyalandó sörétzaj miatt- jelentősen nagyobb. A nagyfrekvenciás tulajdonságai a FET-nek általában kedvezőbbek (elsősorban is a GaAs MESFET-nek), mint a Si-tranzisztoroknak (a Ge-alapú tranzisztorok kedvező nagyfrekvenciás tulajdonságokkal rendelkeznek). Ugyanazok a szabályok érvényesek a p csatornás JFET kapcsolásokra az n csatornáshoz képest, mint a pnp tranzisztoros kapcsolásokra az npn tranzisztoros kapcsolásokhoz képest, így a továbbiakban csak az n csatornás JFET kapcsolásokkal foglalkozunk. A JFET-et ugyanúgy – és hasonló okok miatt- munkapontba kell állítani, mint a tranzisztort. Az alapvető különbség, hogy a FET árammal nem vezérelhető, így csak a feszültséggel történő munkapont-beállítás jöhet szóba. A FET kapcsolásoknál meg kell jegyezni, hogy a transzfer karakterisztika nagyfokú hőmérséklet-függése miatt (IDSS és UP is nagy tartományban változhat) az alábbi összefüggések alapján megtervezett kapcsolások bizonytalanul működhetnek a hőmérséklettől és a JFET paraméter-szórásától függően!

Cbe R1

t

D

ki

+ ki

A CS kapacitás feladata megakadályozása (“hidegítő”közel nulla lesz és így kisjelbemeneten és a kimeneten leválasztására szolgál a megha A) Nagyjelű viselkedés számol

( )SDDStDS

P

GSDSSDS

GtSGGS

SDSS

G

GtG

RRIUUUUII

RRUUUU

RIURR

RUU

+−=

−=

=−=

=+

=

2

1

1

Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyze

u
RS CS RGG
S

be

az RS ellenállás kis kondenzátor), mivel váltű vagy váltakozó áramú levő két csatoló konde

jtó és a terhelő áramkör fe

ással és grafikusan:

SDSG RI

R−

+ 1

tek (II.)

u

R

+U

U

U

C

jelű negatív visszacsatolásának akozó jel esetén az impedanciája szempontból kisöntöli az RS-t. A nzátor a kapcsolás egyenáramú lé.

56


1RRRU

G

Gt +

1RRR

RU

G

G

S

t

+

UGSM

M-1/RS

Up

IDSS IDS

UGS

M

Ut/(RD+RS) UGS1 UGS2 UGS3 U

GS4

UGS5 UGS6

GSMU

UDS

IDS Ut Az RS ellenállással (a karakterisztika meredekségén keresztül) és/vagy a feszültségosztóval állítható a munkapont a megfelelő értékre. Bár a kapcsolásban nincs negatív feszültség, mégis kialakul a megfelelő UGS feszültség, mivel a kapcsolás -kihasználva a FET speciális transzfer karakterisztikáját- önszabályozó módon beáll egy stabil munkapontba. B) Kisjelű viselkedés Az egyenletek megegyeznek a tranzisztor megfelelő kapcsolásának egyenleteivel (Közös emitteres kapcsolás feszültségosztós munkapont-beállítással), figyelembe véve azt, hogy a FET-nek elhanyagolhatóan nagy a bemeneti ellenállása.

RG R1 ube uki RDrDSSugs

d uDS

ss

ugs

g

Rt Bemeneti ellenállás:

Gbe RRR ∗= 1


)()(

tDDSu

tDDSbeki

begs

RRrSARRrSuu

uu

∗∗−=∗∗−=

=


DDSki RrR ∗=

Az egyenletek hasonlósága ellenére –gyakorlati példák alapján- megállapítható, hogy a JFET-es kapcsolás bemeneti ellenállása nagyobb, de erősítése kisebb, mint a megfelelő tranzisztoros kapcsolásé. A grafikus munkapont-beállító karakterisztikák alapján megállapítható, hogy a munkapontot akkor is be lehet állítani, ha a kapcsolás nem tartalmaz R1 ellenállást, csak egy RG gate-“hidegítő” ellenállást (az elektroncsöves megfelelő kapcsolás alapján szokták



még gate-levezető ellenállásnak is nevezni). Ez speciális kapcsolása a FET-eknek, nincs tranzisztoros megfelelőjük. JFET alapkapcsolás “gate-levezető” ellenállással.

C

IDS

U

+Ut

RDCki

ube

A) Nagyjelű viselkedés számol

( )SDDStDS

P

GSDSSDS

SDSSGGS

SDSS

G

RRIUUUUII

RIUUURIU

U

+−=

−=

−=−===

2

1

0

UGSM

M-1/RS

Up

I

A munkapontot az RS ellenállá B) Kisjelű viselkedés

RG ube

Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyze

be

+

CS US

G RG RS

uki

ással és grafikusan:

IDSS DS

UGS

M


GS4

UGS5 UGS6

GSMU

UDS

IDS

Ut

ssal lehet beállítani a megfelelő értékre.

uki RDrDSSugs

d uDS

ss

ugs

g

Rt

tek (II.) 58


Bemeneti ellenállás:

Gbe RR =

A bemeneti ellenállás igen nagy lehet. Gyakran az RG ellenállást aszerint választjuk meg, hogy az ellenállás ne legyen nagyobb a szükséges értéknél, mert a nagyértékű ellenállás jelentős zajt termel, így tulajdonképpen lerontjuk a bemeneti ellenállást a kívánt szintre. Feszültségerősítés:

)( tDDSu RRrSA ∗∗−= nem változott.


DDSki RrR ∗= nem változott.

2.4.2. MOSFET

A két MOSFET (Metal-oxide-semiconductor field effect transistor) áramkörcsoport működési elvében annyiban különbözik, hogy a kiürítésesnél a csatornát külső jellel elszegényítjük töltéshordozókban, míg növekményesnél szabad töltéshordozókból felépítjük a csatornát. Számos eszköz működik a MOSFET-ekhez hasonló elven és struktúrában (pl. CCD, CID áramkörök, stb. lásd Optoelektronika fejezet), de ezeket egyéb tárgykörökben tárgyaljuk. A MOSFET-ek bemeneti ellenállása a JFET-hez képest is sokkal nagyobb, mivel a gate nincs közvetlen kapcsolatban vezető réteggel, egy nagyon jó szigetelő (SiO2) választja el azt a csatornától. A hordozó (szubsztrát), amelyen a MOSFET-et kialakítják, villamos szempontból felhasználható a MOSFET vezérlésére, ezért külön elektródaként feltüntetésre kerül, bár a kapcsolások legnagyobb részében olyan potenciálra kötjük, hogy ne befolyásolja a MOSFET működését.

2.4.2.1. Növekményes MOSFET

Áramköri jelölése:

G D substrate S

D substrate S G

n csatornás p csatornás

Működése: A MOSFET alapállapotban, feszültségmentes esetben nem tartalmaz csatornát. A hordozó réteg (szubsztrát) gyengén szennyezett (majdnem intrinsic) p réteg, amelynek nagy ellenállása van a kevés szabad töltéshordozó miatt. A D-S közé feszültséget adva nem alakul ki áram a nagy ellenállás miatt. A csatorna a G-S közé kapcsolt pozitív UGS feszültség hatására alakul ki úgy, hogy a gyengén szennyezett hordozó rétegben levő negatív töltéseket a gate alatti szigetelő réteghez vonzza. Ugyanakkor a gate-hez legközelebb levő -hőmérséklet hatására keletkező- lyuk-elektron párokból a lyukakat taszítja. A szabad elektronok feldúsulása a gate alatt kialakítja a csatornát. A csatorna kialakulásához minimálisan szükséges G-S feszültséget küszöbfeszültségnek nevezzük



(Uth). A D-S közé kapcsolt feszültség (UDS) hatására megindul a csatorna áram (IDS), amely rohamosan nő a küszöb feszültség felett.

szigetelés SiO2

p-n+ n+

- +

DGUS

GS

UDS szubsztrát A növekményes MOSFET karakterisztikája

n csatornás

Uth

IDS

UGS

A karakterisztika matematikai leírására általában ugyanazt a közelítést alkalmazzuk, mint a JFET-nél, de léteznek ettől eltérő összefüggések is. Egy szokásos matematikai közelítés, ha UGS>Uth:

( )2thGSDS UUKI −=

A K anyagjellemző konstans, amelynek tényleges értéke általában nehezen hozzáférhető. A kimeneti karakterisztika jellegre megegyezik a JFET kimeneti karakterisztikájával. A növekményes MOSFET helyettesítőképe megegyezik a JFET helyettesítőképével.

2.4.2.2. Kiürítéses MOSFET

Áramköri jelölése:

G D substrate S

G D substrate S

n csatornás p csatornás

Működése: A kiürítéses MOSFET alapesetben, feszültségmentes állapotban kialakított csatornát tartalmaz. A D-S közé adott feszültség hatására a csatornán a telítési áram folyik. A hordozó réteg (szubsztrát) gyengén szennyezett (majdnem intrinsic) p réteg, amelynek nagy ellenállása van a kevés szabad töltéshordozó miatt. A csatorna a G-S közé kapcsolt negatív feszültség (UGS) hatására elszegényedik szabad töltéshordozókban, mivel a



csatorna negatív töltéseit a kialakuló tér taszítja a szubsztrát p töltéshordozóit pedig vonzza. Az n töltéshordozók elszegényedése növeli a csatorna ellenállását. A csatorna elzáródik az UGS=Uth küszöb feszültségnél.

szigetelésSiO2

pn+ n+

DGUGS S

UDS szubsztrát A kiürítéses MOSFET karakterisztikája

n csatornás

Uth

IDS UGS A karakterisztika matematikai leírására általában ugyanazt a közelítést alkalmazzuk, mint a JFET-nél. Megfigyelhető, hogy ellentétben a JFET-tel a karakterisztika folytatódik a pozitív UGS tartományban is egy határértékig. A pozitív UGS hatására a csatorna növekszik a növekményes MOSFET-hez hasonló módon. (A JFET esetén pozitív UGS a pn átmenet kinyitását eredményezte volna, ami az egész JFET nagyimpedanciás jellegét megváltoztatta volna, ezért ott tilos pozitív UGS feszültséget kapcsolni a vezérlő elektródára.) A kimeneti karakterisztika jellegre megegyezik a JFET kimeneti karakterisztikájával. A kiürítéses MOSFET helyettesítőképe megegyezik a JFET helyettesítőképével.

2.4.2.3. MOSFET lineáris üzeme

A kiürítéses MOSFET munkapont-beállítására ugyanaz vonatkozik, mint a JFET-re. A növekményes MOSFET transzfer karakterisztikája alapvetően eltér a két másik típustól (n csatornást feltételezve a JFET és a kiürítéses MOSFET esetén –UGS, míg növekményes MOSFET esetén +UGS feszültség szükséges). A tisztán feszültségvezérelt bemenet miatt itt is csak a feszültséggel történő munkapont-beállító kapcsolások jöhetnek szóba. A szubsztrát bekötésénél figyelembe kell venni, hogy a MOSFET vezérelhető a szubsztrát elektródán keresztül is, ezért olyan potenciálra kell kötni általános esetben, hogy ne befolyásolja a kapcsolás működését. Pl. n csatornás MOSFET esetén vagy a source-hoz (diszkrét MOSFET esetén gyakran már gyárilag összekötik és ki sem vezetik a szubsztrátot) vagy a kapcsolás legalacsonyabb potenciálú pontjához kötik.



Tipikus közös source-u kapcsolás a közös emitteres kapcsolás analógiájára:

+

CS US

UG

R1

+Ut

RD

R2 RSuki

ube

A) A kapcsolás nagyjelű viselkedése számolással és grafikusan:

( )( )SDDStDS

thGSDS

SDStSGGS

SDSS

tG

RRIUUUUKI

RIRR

RUUUU

RIURR

RUU

+−=−=

−+

=−=

=+

=

212

2

12

2

12

2

RRRUt +

12

2

RRR

RU

S

t

+

UGSM

M

-1/RS

Uth

IDS

UGS

M


GS4

UGS5 UGS6

GSMU

UDS

IDS Ut B) A kapcsolás kisjelű viselkedése Az egyenletek megegyeznek a JFET megfelelő kapcsolásának egyenleteivel.

R2 R1 ube uki RDrDSSugs

d uDS

ss

ugs

g Rt Bemeneti ellenállás:

21 RRRbe ∗=




)()(

tDDSu

tDDSbeki

begs

RRrSARRrSuu

uu

∗∗−=∗∗−=

=


DDSki RrR ∗=

A grafikus munkapont-beállító karakterisztikák alapján megállapítható, hogy a munkapontot akkor is be lehet állítani, ha a kapcsolás nem tartalmaz R2 ellenállást, csak egy R1 ellenállást (ez a lehetőség azonban a MOSFET karakterisztikájától és a tápfeszültség értékétől függ). Növekményes MOSFET alapkapcsolás felhúzó ellenállással:

+

CS USUG

R1

+Ut

RD

RSuki

ube

A) A kapcsolás nagyjelű viselkedése számolással és grafikusan:

( )( )SDDStDS

thGSDS

SDStSGGS

SDSS

tG

RRIUUUUKI

RIUUUURIU

UU

+−=−=

−=−===

2

M

Ut/(RD+RS) UGS1 UGS2 UGS3 UGSM UGS4

UGS5 UGS6

UDS

IDS

S

t

RU

Ut

UGSM

M

-1/RS

Uth

IDS

UGS

Ut



B) A kapcsolás kisjelű viselkedése Különbség csak a bemeneti ellenállásban van:

R1 ube uki RDrDSSugs

d uDS

ss

ugs

g Rt Bemeneti ellenállás:

1RRbe =

2.4.3. FET kapcsoló üzeme

A FET működését kapcsolóüzemben elsősorban a szórt kapacitásai határozzák meg. Előnyös tulajdonsága, hogy nincs töltéstárolási ideje, ami a kapcsolási sebességet növeli. Az egyéb kapcsolóüzemű jellemzők és paraméterek definícióra megegyeznek a réteg tranzisztornál elmondottakkal. A nagy sebesség, a vezérlési teljesítményigény hiánya, a kis-közepes teljesítmény kategóriákban a tranzisztorhoz képest nagyobb működési frekvencia a FET -elsősorban is a teljesítmény MOSFET- alkalmazások gyors terjedését eredményezte. A tranzisztor és a MOSFET előnyeit egyesítik a két alkatrész kombinációjának tekinthető –elsősorban a teljesítményelektronikában alkalmazott- szigetelt elektródás tranzisztorok (IGBT).

2.4.4. FET-alapú vezérelt és aktív ellenállás

A kimeneti karakterisztika különböző meredekségű felfutása az elzáródás-mentes tartományban az alapja a FET vezérelt ellenállásként történő felhasználásának. A kimeneti karakterisztikát az origó környékén kinagyítva azt kapjuk, hogy egyrészt minden karakterisztika más és más meredekségű, másrészt a kis jelek tartományában a drain és a source szerepe felcserélhető (pl. MOSFET átviteli kapuk).

UGS1> UGS2> UGS3> UGS4 UGS1 UGS2 UGS3 UGS4

Uk

IDS

UDS

A karakterisztikákat a könyök-görbéig közelítéssel egyenesnek tekintjük, így:

GSP

PDS

PGS

P

DSS

P

P

GSDSS

PGS

DS

PGS

DS

k

állandóUDS

DSDS

UUUr

UUU

IU

UUI

UUI

UUIU

IUr

GS

−=

=−

=

−

−=

−=≅

∂∂

==

min

2

1



A minimális csatorna ellenállás:

( )DSS

PGSDS I

UUr == 0min

Ábrázolva a csatorna ellenállás-vezérlő feszültség függvényt (rDS=f(UGS)):

UGS

rDS

UGS=UP

rDSmin

A kapott karakterisztika monoton, így a vezérlőfeszültség és az ellenállás közötti kapcsolat egyértelmű, bár nemlineáris, de visszacsatolással linearizálható. A linerizálás a csatorna ellenállás vezérelhetőségének tartományát is beszűkíti. Linearizálás negatív visszacsatolással: A MOS technológiával gyártott integrált áramkörökben ellenállások helyett -a jobb integrálhatóság miatt- MOS-tranzisztorral felépített aktív ellenállásokat alkalmaznak.

rDS5

rDS4

rDS3

rDS2 rDS1

UDS=UGSIDS

UGS

UDS

UDS Erősítő kapcsolás aktív ellenállással: Ut

Uki

Ube

Munkapont

Munka-‘egyenes’IDS


UDS


2.5. Félvezetők melegedése, hűtése és zaja

2.5.1. Félvezetők melegedése és hűtése

A félvezetők működésük során hőt termelnek (a veszteségi teljesítmény hatására), amelyet a környezetüknek a szokásos módon (hőáramlás, hővezetés, hősugárzás) adják át. A félvezető modellezhető hőtechnikai szempontból villamos elemekkel, hőtechnikai-villamos analógiák felhasználásával. Analógia állítható fel az alábbi módon:

Hőtechnikai elem Villamos analógia Veszteségi teljesítmény Pd áramgenerátor Hőellenállás Rth ellenállás Hőmérséklet ν feszültség

Egy félvezető hőtechnikai modellje:

Rth_szigetelő

Rth_hűtő

Rthca

νa νc

Rthjc

νj Pd

Jelölések:

νj a réteg hőmérséklete (a határérték katalógus adat) νc a tok hőmérséklete νa a környezet hőmérséklete Rthjc a réteg és a tok közötti hőellenállás Rthca a tok és a környezet közötti hőellenállás Rth_hűtő a hűtőfelület (beleértve a mesterséges hűtést is) hőellenállása Rth_szigetelés a félvezető és a hűtőfelület közötti szigetelés hőellenállása

Az Rth_hűtő hőellenállás magában foglalja nemcsak a hűtőfelület hőellenállását, hanem esetleges mesterséges hűtés (ventilátor, folyadék hűtés, Peltier-hűtő) hatását az eredő hőellenállásra. Amennyiben nincs külön hűtőfelület, akkor Rth_hűtő→∞. Gyakran előfordul, hogy két vagy több félvezetőt egy hűtőfelületen helyeznek el, amelynek oka lehet, pl. helytakarékosság, megkövetelt azonos félvezető hőmérséklet, stb. Amennyiben a félvezetők hűtőfelületei eltérő potenciálon vannak, akkor el kell egymástól szigetelni őket. A szigetelés kiterjed a hűtőfelület és a félvezető felület közötti elválasztásra (csillámlemez, hővezető pasztával szerelve az érdesség hatásának csökkentésére) és a rögzítés elválasztására is (távtartók, csavarok, alátétek). Az Rth_szigetelés az összes alkalmazott szigetelő együttes hőellenállását modellezi. Amennyiben nincs elválasztás, akkor Rth_szigetelés=0. A hűtőfelület elhelyezkedése és színe is erősen befolyásolja a hűtő tényleges hőellenállását. A katalógusban megadott értékek mindig az optimális elhelyezésre és a gyártáskori színre vonatkoznak. A matt fekete felület hőleadási tényezője lényegesen jobb, mint a világos csillogó felületé (akár két nagyságrenddel is), így a jobb hatásfokú hűtőfelületek feketére oxált alumínium hűtőfelületek a hőáramlással párhuzamosan elhelyezkedő bordás felületekkel.



A hűtőfelületek (szokásos elnevezésük: hűtőbordák) lehetnek gyárilag végleges méretre és szerelésre előkészítettek és húzott alumínium bordák, amelyek méretre vágása és a rögzítő felületek kialakítása a felhasználó feladata. A gyári kész bordák hőellenállás értéke adott, amit általában csak rontani lehet, de a hosszra adott hőellenállású bordák hőellenállás értéke befolyásolható. Pl. tipikus húzott hűtőborda hőellenállása a hosszúság függvényében: Rth_hűtő

l [m] Az ábrán látható, hogy a hosszméret növelésével a hőellenállás nem arányosan változik, ami a hővezetés fizikájával magyarázható. Példa egy teljesítmény tranzisztor hűtőfelületének kialakítására: Válasszuk a BD 246C pnp teljesítmény tranzisztort. Tokozása SOT-93 (lapos műanyag, fém hátoldallal). Legyen a környezeti hőmérséklet νa=25 C° (ez a félvezető közelében levő tér hőmérséklete). Jellemző katalógus határadatok: UCE=100V, IC=10A, Pdmax=80 W, νjmax=150 C° Hőtechnikai jellemzők: Rthjc=1.56 K/W, Rthja=42 K/W. a) Határozzuk meg, hogy a félvezetőt külső hűtés nélkül maximálisan mekkora teljesítményre (Pd1) lehetne igénybe venni!

97.242

25150max1 =

−=

−=

thja

ajd R

Pνν

W

Ez a maximális veszteségi teljesítményének 3.7 %-a. b) Határozzuk meg, hogy egy Rth hűtő= 0.76 K/W hőellenállású, gyárilag méretre vágott, de felhasználható által kifúrható hűtőborda esetén (természetes hűtést alkalmazva, szigetelés nélkül) mekkora teljesítményig lehet igénybe venni a tranzisztort! Az Rthca>>Rth hűtő, ezért elhanyagolható.

9.5376.056.1

25150

_

max2 =

+−

=+

−=

hutoththjc

ajd RR

Pνν

W, ami 67.3 %-os kihasználást tesz

lehetővé.

A példában szereplő hűtőborda mérete: 47x128x250 mm, keresztmetszet szelvénye: .



A maximális veszteségi teljesítmény végtelen hűtőfelülettel és alacsony környezeti hőmérséklet esetén érhető el. (pl. a fenti példában a 100%-os kihasználáshoz végtelen hűtőfelület kellett volna, ami technikailag kivihetetlen.)

2.5.2. Félvezetők zaja

A félvezetők, de egyéb alkatrészek esetén is számos oka lehet a zajok előfordulásának. A zajok sztochasztikus jellegűek, így a teljes frekvencia-tartományban az eloszlás függvényeikkel jellemezzük őket. A félvezetőkben előforduló jellegzetes zajok és jellemzőik: a) Termikus vagy Johnson zaj (uzT,izT) Minden passzív és aktív alkatrész 0 K felett zajt termel. A zaj mértéke függ a hőmérséklettől és az alkatrészre jutó jel-sávszélességtől. Pl. az ellenállás zaja (ahogy azt az Elektronika I. jegyzetben levezettük):

RkTBi

kTBRu

zT

zT

44

2

2

=

=

A termikus zaj teljesítménysűrűség spektruma (G(f)) a teljes frekvencia tartományban egyenletes eloszlású (fehér zaj jellegű). A félvezetők esetén egyéb jellemző zajok is vannak, amelyeket együtt kezelünk. b) Sörétzaj (izs) A sörétzaj a töltéseknek a potenciálgáton/küszöbön történő áthaladásakor keletkezik. A keletkezett zajáram effektív értéke arányos az átfolyó árammal (I) és a sávszélességgel (q az elektron töltése).

IqBizs 2=

A tranzisztor két pn átmenetet is tartalmaz, míg a FET-nek nincs pn átmenete, így ez a zajfajta ott nem jelentkezik. (A FET zaja jelentősen kisebb, mint a tranzisztor zaja. A normál FET zajtényezője körülbelül akkora, mint a speciális alacsony zajú tranzisztor zajtényezője.) Ennek a zajnak a mértéke konstrukcióval befolyásolható. A sörét zaj teljesítménysűrűség spektruma (G(f)) a teljes frekvencia tartományban egyenletes eloszlású. c) Villódzási vagy flicker zaj (izf) A zaj oka nem teljesen tisztázott, de általában a nem teljesen tiszta félvezető anyagot és a rácstorzulásokat tekintik annak. Ennek megfelelően mértéke technológiai módszerekkel befolyásolható. A villódzási zaj jellegzetessége, hogy a teljesítménysűrűség spektruma a frekvenciával arányosan csökken (rózsaszín zaj), ezért szokás 1/f zajnak is hívni. A zajáram függ az átfolyó áramtól és a sávszélességtől is (K egy empirikus konstans).



fKIBizf =

A zajok együttesen befolyásolják egy félvezető működését, ezért csak egy jellemző érték van jellemzésükre megadva. Az F zajszám értelmezése: Az alkatrészt zajmentesnek tételezzük fel (T=0 K esetén a zaj nulla) és a zajt a bemenetre redukáljuk, méghozzá az alkatrészt meghajtó áramkör Thevenin helyettesítő-képének megfelelő belső ellenállásába. A belső ellenállás által termelt zajt megnöveljük a zajszámmal oly mértékig, hogy a zajmentesnek feltételezett alkatrész kimenetén a zaj ugyan akkora legyen, mint az a zajos alkatrész kimenetén volt.

FkTBRu gz 4=

T>0 K T=0 K

Rg

uz A zajszám katalógus adat és jellemzője az adott alkatrésznek. Gyakran a zajszám dB-ben megadott értékét használják:

( )FF lg20* = [dB]

Összetettebb áramkörökre, pl. műveleti erősítő, jelkondicionáló erősítő, stb. gyakran nem a zajszámot, hanem a bemenetre redukált zajfeszültség vagy zajáram effektívérték négyzetét adják meg. Ezt az értéket, mint bemeneti jelgenerátort tekintve bármely áramkör esetén a kimeneti zaj kiszámítható. A teljes áramkörre, amelynek zaját az egyes alkatrészek zaja határozza meg, nem a zajszámot, hanem a jel/zaj (S/N) viszonyt használjuk, amelyet dB-ben adunk meg:

Rbe

Uz T=0 K

Ug Rg

Zajmentes

(T=0 K)

áramkör Az áramkör bemenetére redukált zajgenerátor (Uz) és a jelgenerátor (Ug) nincs fázisban egymással, ezért a bemeneti jelként az eredőjüket használjuk.

22

4

zggbe

bebe

gz

UURR

RU

FkTBRU

++

=

=



A jel/zaj viszony:

z

g

UU

NS lg20=

Az Ug és Uz a jel és a zaj effektívértéke. A zaj a bemenetre van redukálva, ezért ugyanazt az eredményt kapjuk, ha a kimeneten vesszük a két jel hányadosát, mert az erősítő mindkettőt egyformán erősíti. Alkalmanként definiálják a kapcsolás zajtényezőjét, amit hasonlóan a zajszámhoz F-vel jelölünk:

bezP

kiz

PAPF =

A Pkiz a kimeneti zajteljesítmény, Pbez a bemeneti zajteljesítmény, AP a kapcsolás teljesítmény erősítési tényezője.



2.6. Erősítők

Az erősítők az erősítő típusú diszkrét félvezetők és integrált elektronikus áramkörök leggyakoribb lineáris alkalmazásai. Erősítők nemcsak villamos jellemzők erősítésére, de egyéb -a mindennapi gyakorlatban fontos- fizikai mennyiségekre is léteznek (pl. hidraulikus, pneumatikus erősítők, mágneses erősítők, stb.). A fejezet további részében azonban csak olyan erősítőkkel foglalkozunk, amelyeket az alap villamos jellemzők (feszültség, áram és teljesítmény) nagylinearítású erősítésére alkalmaznak. Ezek közül is -gyakorlati fontosságuk miatt- kiemelt jelentőséget a feszültség és a teljesítményerősítők kapnak. Az áramerősítők, esetleg az áram bemenetű feszültségerősítők (meredekség erősítők) kisebb gyakorlati jelentőséggel bírnak. A kapcsolásoknál nem tárgyaljuk az integrált áramkörökön (műveleti erősítők) alapuló kapcsolásokat, mivel ezekkel egy külön fejezet foglalkozik (Elektronika III.). Az erősítők tárgyalása során nem foglalkozunk a nagyfrekvenciás kapcsolásokkal, csak a hangfrekvenciás és középfrekvenciás erősítőkkel. A nagyfrekvenciás erősítők speciális jellegük miatt egyéb tárgyak anyagát képezik.

2.6.1. Erősítők csoportosítása

Az erősítőket csoportosíthatjuk erősített jellemzőjük alapján, mint: • Feszültségerősítők • Áramerősítők • Teljesítményerősítők,

de csoportosíthatjuk őket a be- és kimeneti jelnek egy kitüntetett ponthoz (földpont/vezeték, referencia vezeték, vonatkoztatási vezeték, a továbbiakban földvezeték vagy földpont elnevezést használjuk) való viszonya alapján is:

• Aszimmetrikus erősítők • Szimmetrikus erősítők

o Szimmetrikus bemenetű, de aszimmetrikus kimenetű erősítők o Szimmetrikus ki- és bemenetű erősítők

2.6.1.1. Aszimmetrikus erősítők

A ki- és bemeneti pont egy földvezetékhez viszonyítva értelmezett. iki ibe

uki ube

A bemeneti és a kimeneti jellemzők nem feltétlenül azonos fázisúak, ezért célszerű vektormennyiségeket használni. A bemeneti impedancia:

be

bebe I

UZ =

A kimeneti impedancia:

kiz

kiüki I

UZ −=



Az Ukiü az üresjárási kimeneti feszültség, az Ikiz a kimeneti zárlati áram. (A negatív előjel a felvett pozitív vonatkoztatási irányok miatt van.) Az erősítés (az elektronikai gyakorlatban gyakrabban alkalmazott skalár mennyiségekkel kifejezve) attól függően, hogy mi az erősített jellemző:

−=−==

−=

=

iu Abe

ki

Abe

ki

bebe

kiki

be

kip

be

kii

be

kiu

ii

uu

iuiu

PPA

iiA

uuA

A fenti mennyiségeket célszerűen általában dB-ben szokás megadni. Az összefüggések nem adnak felvilágosítást a ki- és bemeneti jel egymáshoz viszonyított (frekvenciától függő) fázishelyzetére. Az olyan alkalmazásoknál, ahol ez kritikus, az átvitelt a komplex frekvencia-tartományban kell meghatározni.

2.6.1.2. Szimmetrikus bemenetű erősítők

A szimmetrikus bemenet jellemzője, hogy a bemeneti pontok egyike sem kitüntetett pont, pl. földpont. A két földfüggetlen bemeneti pont közötti feszültséget szimmetrikus bemeneti (kimenet esetén kimeneti) feszültségnek nevezzük, míg a földponthoz mért feszültségeket aszimmetrikus (vagy azonos fázisú) feszültségnek nevezzük. Az aszimmetrikus feszültségek alapján határozhatjuk meg a közösmódusú feszültséget. A fentiek alapján így minden mennyiség esetében definiálható a szimmetrikus és a közösmódusú erősításen túl a ki- és bemeneti ellenállás is. A szimmetrikus bemenetű erősítők aszimmetrikus vagy szimmetrikus kimenetűek lehetnek. A gyakorlatban az aszimmetrikus kimenetűek lényegesen gyakoribbak, de speciális alkalmazásokban a szimmetrikus kimenetűek is előfordulhatnak.

i) Szimmetrikus bemenet, aszimmetrikus kimenet

ibe2 ubes

ube2

iki ibe1

uki ube1

A bemeneti mennyiségek általános esetben fáziseltéréssel is rendelkeznek, ezért célszerűen vektormennyiségként értelmezzük azokat.

Ubek

Ubes

Ube2 Ube1 A két aszimmetrikus bemeneti feszültség különbsége a szimmetrikus

bemeneti feszültség (Ūbes), míg a közösmódusú feszültség (Ūbek) a két aszimmetrikus feszültség számtani középértéke.



221

21

bebebek

bebebes

UUU

UUU

+=

−=

Definiálhatjuk a szimmetrikus bemeneti áramot (Ībes) és a közösmódusú bemeneti áramat (Ībek) is:

21

21

2

bebebek

bebebes

III

III

+=

−=

Így a két bemeneti áram a szimmetrikus paraméterekkel kifejezve:

2

2

2

1

bekbesbe

bekbesbe

III

III

−=

+=

Szimmetrikus (Zbes) és a közösmódusú (Zbek) bemeneti impedanciák:

bes

besbes

bek

bekbek

IUZ

IUZ

=

=

A feszültségerősítés is lehet szimmetrikus (Aus) vagy közösmódusú (Auk).

0

0

=

=

=

=

bes

bek

ubek

kiuk

ubes

kius

uuA

uuA

Az uki az aszimmetrikus kimeneti feszültség. A szimmetrikus bemenetű erősítők hibája (közösmódusú elnyomási tényező): A szimmetrikus bemenetű erősítőket úgy tervezik, hogy azok csak a szimmetrikus jelet erősítsék, így a közösmódusú erősítés hibának tekinthető. Ez alapján definiálható a közösmódusú elnyomási tényező (KME vagy gyakrabban az angol rövidítéssel CMRR):

uk

us

AACMRR lg20= [dB]

A kimenet az aszimmetrikus erősítőhöz képest nem változott, így a kimeneti impedancia:

kiz

kiüki I

UZ = a korábban definiáltak szerint.



ii) Szimmetrikus be- és kimenetű erősítő

ukis

uki2

iki2ubes

ube2

iki1 ibe1

uki1 ube1

A bemeneti paraméterek változatlanok, de az erősítésnél értelmezni kell a szimmetrikus és az aszimmetrikus kimenet esetére vonatkozó erősítést is. A szimmetrikus (ukis) és a közösmódusú (ukik) kimeneti feszültség definíciója hasonló, mint az a bemeneti feszültség esetén volt.

0

0

=

=

=

=

bes

bek

ubek

kisusk

ubes

kisuss

uuA

uuA

0

0

=

=

=

=

bes

bek

ubek

kikukk

ubes

kikuks

uuA

uuA

A szimmetrikus és a közösmódusú kimeneti erősítés között fennáll az alábbi összefüggés:

uksuss AA 2=

A kimeneti ellenállás is lehet szimmetrikus és közösmódusú a fentiek szerint.

2.6.2. Negatív visszacsatolás

Az erősítők nemlineáris elemeket tartalmaznak, amelyek általában hőmérsékletfüggőek is, ami instabil működést, valamint torzítást eredményez. A negatív hatások csökkentésére visszacsatolást alkalmazunk. A visszacsatolások lehet negatívak vagy pozitívak aszerint, hogy a visszacsatolt jel a bemeneti jelhez képest azonos vagy ellentétes fázisban kerül hozzáadásra. Pozitív visszacsatolást valamely jelenség felnagyítására, míg a negatív visszacsatolást annak csökkentésére használjuk, így lineáris erősítőkben csak a negatív visszacsatolás alkalmazható. A negatív visszacsatolás általános hatásának vizsgálatához vegyük fel a hatásvázlatot:

ube-uv

-

+

uv

uki ube

K

A0



A K elnevezése visszacsatolási tényező, értéke 0..1 között van. A K lehet frekvenciafüggő vagy frekvencia-független esetleg aktív elemeket is tartalmazó áramkör. A frekvenciafüggés lehetővé teszi speciális frekvenciakarakterisztikák megvalósítását is (pl. frekvenciafüggő kompressziók, dekompressziók, stb.). Az uv a kimenetről a bemenetre visszacsatolt jel. Jelöljük A0 az erősítő nyílthurkú vagy visszacsatolatlan erősítését, T-vel a hurokerősítést (körerősítést), legyen Av a visszacsatolt rendszer erősítése! Mind a nyílthurkú erősítés, mind a visszacsatolt erősítés lehet (sőt a gyakorlatban mindig) frekvenciafüggő. (A frekvenciafüggés hatását a “Műveleti erősítők” fejezetben tárgyaljuk részletesen.)

( )

KATKA

AuuA

KuuuuAu

be

kiv

kiv

vbeki

0

0

0

0

1=

+==

=−=

A visszacsatolt erősítés képletéből látható, hogy az erősítés csökkent a visszacsatolás hatására, ami nem előny, hanem következmény. A negatív visszacsatolás előnyeinek ismertetése különböző áramkörök kapcsán kerül sorra:

• a sávszélesség növekedése (a műveleti erősítőknél tárgyaljuk), • a kapcsolás stabilitásának növekedése (a diszkrét erősítőknél kerül tárgyalásra), • az erősítő nemlinearításai által okozott torzítások csökkentése (a torzult kimeneti jel

egy részének visszacsatolása a bemenetre negatív előjellel, “előtorzítás”), • a zárt hurokban fellépő külső zavarások hatásainak csökkentése az előzőek szerint

az előtorzítás alkalmazásával. A negatív visszacsatolások stabilitása alapvető az egész kapcsolás stabilitása szempontjából. Amennyiben a frekvenciafüggő hurokerősítés (vektoriális értéke) bármely frekvencián eléri a T=-1 értéket (Barkhausen kritérium) a kapcsolás önfenntartó gerjedésbe megy át. Ha T<-1, akkor az eddig negatív visszacsatolás pozitív visszacsatolásba megy át. Mind az önfenntartó gerjedést, mind a pozitív visszacsatolást felhasználjuk különböző áramkörök megvalósítására (pl. oszcillátorok, hiszterézises komparátorok, stb.) A visszacsatolandó jel lehet feszültség vagy áram, amelyet a bemenethez sorosan vagy párhuzamosan csatolhatunk. Ennek megfelelően négy alaptípusa van a negatív visszacsatolásnak:

a) Soros-feszültség b) Soros-áram c) Párhuzamos-feszültség d) Párhuzamos-áram

Az egyes visszacsatolás típusoknál feltételezzük, hogy a visszacsatoló hálózat a visszacsatolandó áramkört nem terheli sem a bemeneti, sem a kimeneti oldalon. Ez a feltétel alkalmanként nem teljesül (elsősorban is diszkrét erősítőknél), ilyenkor a terhelés hatását is figyelembe kell venni.



a) Soros-feszültség típusú visszacsatolás ibe

uv

ubeo

K

A0 uki ube A visszacsatolt/zárthurkú feszültségerősítés (Auv):

KAA

uuA

KuuuuuuAu

be

kiuv

kibevbebe

beki

0

0

0

00

1+==

−=−==

Megállapítható, hogy a soros-feszültség típusú visszacsatolás visszacsatolt feszültség erősítése csökken! A visszacsatolt áramkör bemeneti ellenállása (Rbev) Legyen a visszacsatolatlan erősítő bemeneti ellenállása Rbe0!

( )

( ) 000

00000

00

11

0

be

Rbe

be

be

bebe

be

vbe

be

bebev

be

bebe

RKAi

uKAi

KuAui

uuiuR

iuR

be

+=+=+

=+

==

=

A visszacsatolt bemeneti ellenállás nő, ami feszültségerősítők esetén előny! A kimeneti ellenállás (Rkiv): A kimeneti ellenállás meghatározásához helyettesítsük az erősítő kimenetét a Thevenin-helyettesítő-képpel. Hanyagoljuk el a visszacsatolásnak az erősítőre gyakorolt terhelő hatását és legyen a bemeneti jel ube=0.

K

ubeo

uv

Rki0 Uki0

iki

0

0

0

0

0

0

00

1

1

KAR

iuR

RKAu

RUui

AKuU

ki

ki

kikiv

kiki

ki

kikiki

kiki

+==

+=

−≅

−=

uki

A visszacsatolt kimeneti ellenállás csökken, ami feszültségerősítők esetén előny! Az áramerősítés értéke a visszacsatolás miatt nem változik! (Sem a bemeneti, sem a kimeneti áramot nem befolyásolja a visszacsatolás.)



b) Soros-áram visszacsatolás ibe Iki A feszültségerősítés, az áramerősítés és a bemeneti ellenállás értéke a bemeneti oldalra történő visszacsatolás típusától függ. Ez nem változott, tehát az előzőleg kiszámolt értékek sem változtak. A kimeneti ellenállás (Rkiv): A kimeneti ellenállás meghatározásához helyettesítsük az erősítő kimenetét a Thevenin-helyettesítőképpel. Hanyagoljuk el a visszacsatolásnak az erősítőre gyakorolt terhelő hatását és legyen a bemeneti jel ube=0. Helyettesítsük a visszacsatoló hálózatban levő összes olyan egység eredő ellenállását Rsc (áramérzékelő, sense current) ellenállással, amely a kimeneti áram feszültséggé történő átalakításában részt vesz.

( )00

0

0

0

0

00000

1 KARRiuR

RRARKiu

RRUui

ARKiuAuAU

sckiki

kikiv

scki

sckiki

scki

kikiki

sckivbeki

++==

+−

=+−

=

==−=

A kimeneti ellenállás kis mértékben nő (az Rsc a gyakorlatban kicsi érték a többi impedanciához képest), gyakran a változást elhanyagolhatjuk!

Rsc

K

Rki0 Uki0

iki

Rsc

ubeo

uv

uv

ubeo uki

K

A0 ube

uki

c) Párhuzamos-feszültség visszacsatolás ibe ibe0

iv

uv

ubeo

K

A0

ube uki A kimenet megegyezik a soros-feszültségvisszacsatolás kimenetével, ezért a kimeneti ellenállást is azonos módon kell meghatározni.



A visszacsatolt feszültségerősítés (Auv):

0

000

0

AuuA

uAuAuuuu

be

kiuv

bebeki

vbebe

==

====

A feszültségerősítést a visszacsatolás nem változtatja! A visszacsatolt áramkör bemeneti ellenállása (Rbev) A bemeneti ellenállás meghatározásához helyettesítsük a visszacsatoló áramkört egy Rv ellenállással! Vegyük figyelembe, hogy a bejelölt áramirányok és feszültségirányok mellett a negatív visszacsatolás –A0 esetén áll fenn!

00

0

0

0

0

0

0

00

11

1

ARR

RA

uRu

uii

uiuR

RA

uR

uui

iuR

vbe

vbe

be

be

be

vbe

be

be

bebev

vbe

v

kibev

be

bebe

+∗=

++

=

=+

==

+=

−=

=

ibe ibe0

Rv

iv

uv

ubeo

K

A0 ube uki

A bemeneti ellenállás csökken az erősítéstől és a visszacsatoló ellenállástól függően. Ez feszültségerősítők esetén hátrány. Az áramerősítés értéke a visszacsatolás miatt csökkenni fog! Konkrét értékét csak konkrét kapcsolás esetén lehet pontosan megállapítani. d) Párhuzamos-feszültség visszacsatolás ibe ibe0

iv

uv

ubeo

K

A0 ube uki A jellemző paraméterek az eddigiek szerint a bemeneti oldalon megegyeznek a párhuzamos visszacsatolásra, a kimeneti oldalon pedig az áram visszacsatolásra meghatározottakkal.



Táblázatosan összefoglalva a kiszámolt értékeket:

Visszacsatolás típusa

Auv Aiv Rbev R

Soros-feszültség A0/(1+A0K) Ai0 Rbe0(1+A0K) Rki0/(1+A0K) Soros áram A0/(1+A0K) Ai0 Rbe0(1+A0K) Rki0+Rsc(1+A0K)Párhuzamos-feszültség

A0 csökken Rbe0*Rv/(1+A0) Rki0/(1+A0K)

Párhuzamos-áram A0 csökken Rbe0*Rv/(1+A0) Rki0+Rsc(1+A0K)

kiv

Példa:

uki uBE ube

iC

Ut

RC R1

Vizsgáljuk meg a fenti összefüggések ismeretében a korábban tárgyalt “munkapontbeállítás bázisárammal egyenáramú visszacsatolással” alapkapcsolást. Rajzoljuk át a kapcsolást a negatív visszacsatolásoknál alkalmazott formára: Megállapítható, hogy a visszacsatolás párhuzamos-feszültség típusú visszacsatolás.

R1 K

A0

uki uBE ube

Ut

RC A nyílthurkú erősítés:

)(0 CCEu RrSA ∗−=

A nyílthurkú bemeneti ellenállás:

BEbe rR =0

A nyílthurkú kimeneti ellenállás

CCEki RrR ∗=0

Felhasználva az előbbiekben a párhuzamos-feszültség visszacsatolásra meghatározott összefüggéseket: Zárthurkú feszültségerősítés:

uvu AA =0

Zárthurkú bemeneti ellenállás:

uBE

u

vbebev A

RrA

RRR+

∗=+

∗=11

10

A zárthurkú kimeneti ellenállás:

KARR ki

kiv0

0

1+=



( ) CCECCE

CCEkiv

uuv

CCEki

RrKRrS

RrR

AAK

RrR

∗=∗+∗

=

=−=

∗=

1

0110

0

Összehasonlítva az így kapott eredményeket a korábban a kisjelű helyettesítő-kép alapján meghatározott összefüggésekkel megállapítható, hogy a különböző módszerekkel nyert eredmények azonosak lesznek.

2.6.3. Aszimmetrikus kisjelű erősítők

Aszimmetrikus erősítőket tranzisztorral is és FET-vel is felépíthetünk. A FET-es kapcsolások megegyeznek a korábbi fejezetben bemutatott JFET és MOSFET alapkapcsolásokkal, ezért az alábbiakban csak a tranzisztoros erősítőket tárgyaljuk részletesen.

2.6.3.1. Közös emitteres kapcsolások

A közös emitteres kapcsolások korábban tárgyalt elvi kapcsolásai azért nem megfelelőek gyakorlati célokra, mert a kapcsolások stabilitása alacsony, a hőmérséklet a kapcsolások működését erősen befolyásolja. A kapcsolások munkapontbeállító áramköre bármelyik lehet a korábban tárgyalt három alap megoldás közül, de a továbbiakban csak a feszültségosztós megoldással fogjuk a kapcsolások működését tárgyalni. A kapcsolásoknál negatív visszacsatolásokat alkalmaznak a stabilitás növelésére. A közös emitteres kapcsolásnál a negatív visszacsatolást az emitter-körbe helyezett ellenállással valósítják meg. Annak érdekében, hogy az egyenáramú és a váltakozó áramú visszacsatolás eltérő legyen a munkapontbeállító ellenállások egy része (vagy akár az egész) kondenzátorral áthidalásra kerül. Az alábbi kapcsolásnál a nem “hidegített” ellenállás (RE2) kisjelű/váltakozó áramú szempontból visszacsatolás, azonban egyenáramú szempontból mindkét ellenállás visszacsatolás, mivel a kondenzátor egyenáramon szakadásnak tekinthető.

CE

RE2

+

R2

R1

UB

RE

Cs1 Cs2

RtuBEube uki=uCE

iC

Ut

RC



Határozzuk meg a visszacsatolás típusát: A meghatározáshoz részeire bontjuk a kapcsolást és összehasonlítjuk az elvi ábrával.

Rsc RE2

RE1

iE

IkiIB

uE

uBE

ube uki

A0

iE

uE RE2

RE1 +

R2

R1

UB

Cs1 Cs2

RtuBE ube uki=uCE

iC

Ut

RC A visszacsatolás típusa tehát soros-áram visszacsatolás! A visszacsatoló ellenállás kialakítására a fenti kapcsoláson (a) kívül egyéb lehetőségek (pl. b és c) is rendelkezésre állnak:

CERE +

R2

UB

Cs1

uBE ube

RE

R2

UB

Cs1

uBEube

CE

RE2

RE1 +

R2

UB

Cs1

uBE ube

A b) esetben az RE mind egyenáramú, mind váltakozó áramú szempontból visszacsatolás. A c) esetben az RE csak egyenáramú szempontból visszacsatolás, váltakozó áramú szempontból nincs visszacsatolás. Az alábbi egyenleteket ennek megfelelően értelemszerűen lehet alkalmazni.

a) b) c)

Jelöljük REDC–vel az egyenáramú szempontból visszacsatoló ellenállást és REAC–vel a váltakozó áramú szempontból is visszacsatoló ellenállás!

kapcsolás REDC REACa RE1+RE2 RE1 b RE RE c RE -

Az eltérő egyenáramú és váltakozó áramú visszacsatolás célja a megfelelő erősítés beállítása a stabilitás megőrzése mellett. Nagyjelű működés:

21

2

RRRUU tBM +

=



( )EDCCCMtCEM

CMBM

CMEDC

EMEM

BEMBMEM

t

RRIUU

IB

II

IRUI

UUURR

UI

+−≅

>>=

≈=

−=+

=

0

210

A munkapont stabilizálás hatásvázlata: Tételezzük fel, hogy nő a hőmérséklet!

T↑⇒UBE↓⇒UE↑⇒IE↑⇒IC↑⇒IB↑⇒UBE↑

A hőmérsékletváltozás hatására a munkapont megváltozik, azonban a kapcsolás a változás egy részét kikompenzálja az REDC ellenállásokon létrejövő negatív visszacsatolással! Kisjelű viselkedés:

uE

iB

REAC

R2 R1 ube uki RC

rCESuBErBE

C u

E

CE

E

uBE

B Rt Feszültségerősítés:

( )

( ) EAC

tC

EACBE

tCBE

be

kiuv

tCBEki

EACBEEACBEBEEBEbe

EACBEACBEE

SRRRS

SRuRRSu

uuA

RRSuuSRuRSuuuuu

RiRSuu

+∗

−=+

∗−==

∗−=+=+=+=

=≅⇒>>

1)(

1)(

)(1

1 ββ

A kimeneti feszültségben az rCE ellenállással nem számoltunk, mert a gyakorlatban megvalósított ellenállásokat feltételezve a hatása elhanyagolható. Ha SREAC>>1, akkor az erősítés értékét a (nagyon stabil) ellenállások szabják meg:

EAC

tCuv R

RRA ∗−≅

Bemeneti ellenállás: A bemeneti ellenállást három lépésben számítjuk ki:

I Meghatározzuk a tranzisztor bemeneti ellenállását (rBE) II Meghatározzuk a negatívan visszacsatolt tranzisztor bemeneti ellenállását. (RbeII)

III Meghatározzuk a kapcsolás bemeneti ellenállását (Rbe)



uBE

rBE

SuBE rCE

ube R1 R2

RE2

iB

uE

Rbe=RbeIII

RbeI

RbeII

( ) ( ) ( )

( )EACBEbebeIII

EACBEB

EACBEB

B

EACBE

be

bebeII

BEbeI

SRrRRRR

SRri

SRrii

SRuiuR

rR

+∗∗==

+=+

=+

==

=

1

111

21

Az RbeII a negatívan visszacsatolt alaperősítő bemeneti ellenállása, ami az elméleti értékkel jól egyezik. A teljes kapcsolás tényleges bemeneti ellenállása (RbeIII) azonban a bázisosztó miatt kisebb. Kimeneti ellenállás:

CBE

CBE

kiz

kiüki R

SuRSu

iuR ≅

−−

≅=

A kimeneti ellenállás az alapkapcsoláshoz képest csekély mértékben nőtt. Hasonlítsuk össze a kapott eredményeket a soros-áram visszacsatolásra kiszámított összefüggésekkel:

( )

( )

( ) (

( )( )

CEAC

CEACEACCCE

sckikivCki

bebe

KA

EACBEIIbe

tC

EACtC

vEAC

tCuv

RRRSRRRr

KARRRRR

KARRSRrRRR

RKRRSA

KAAA

SRRRSA

<<≅++∗=

=++=≅

+=+=∗

=∗=

+=

+∗

=

+

11

11

11

00

00

1

0

0

0

0

43421)

Az összefüggések megfelelő hasonlóságot mutatnak (több megfontolás csak a kimeneti ellenállás számításánál van, mert ott több elhanyagolást is tettünk.)



2.6.3.2. Közös kollektoros kapcsolások

RE

R2 UB

Cs1 R1

Cs2uBEube

uki

Ut

RC

Az RC ellenállás alkalmazása a kapcsolásban opcionális. Feladata a tranzisztor melegedésének csökkentése a tranzisztorra jutó UCE feszültség csökkentésével (és így a Pd=UCEIC csökkentésével). A továbbiakban azt az esetet vizsgáljuk csak, amikor nincs RC ellenállás. Az előző kapcsolás alapján meghatározhatjuk a visszacsatolás típusát. A bemeneti körben semmi sem változott, ezért a soros jelleget külön nem kell bizonyítani. Az RE ellenállás a visszacsatoló ellenállás, ami azonban közvetlenül a kimenetre csatlakozik, így a kimeneti feszültséget csatolja vissza, ellentétben az előző áram visszacsatolásos kapcsolással. A visszacsatolás típusa tehát soros feszültség visszacsatolás. Nagyjelű működés:

ECMtCEM

CMBM

EMCME

EMEM

BEMBMEM

ttBM

RIUU

IB

II

IIR

UI

UUURR

UIRR

RUU

−≅

>>=

≈=

−=+

=+

=

0

210

21

2

Munkapont-stabilizálás hatásvázlata: Tételezzük fel, hogy nő a hőmérséklet, akkor T↑⇒UBE↓⇒UE↑⇒IE↑⇒IC↑⇒IB↑⇒UBE↑ A hőmérsékletváltozás hatására a munkapont megváltozik, azonban a kapcsolás ennek egy részét kikompenzálja az RE ellenálláson létrejövő negatív visszacsatolással! Kisjelű viselkedés:

uE

iB

RE

R2 R1 ube

uki

rCESuBErBE

C u

E

CE

E

uBE

B



Terhelő ellenállást –az eddigiektől eltérően- azért nem veszünk fel, mert gyakori, hogy az RE ellenállás maga a terhelés is! Feszültségerősítés:

( )

( ) 111

11

<+

=+

==

+=+=+==≅=⇒>>

E

E

EBE

EBE

be

kiuv

EBEEBEBEEBEbe

EBEBEEki

SRSR

SRuRSu

uuA

SRuRSuuuuuRiRSuuu ββ

Ha SRE>>1, akkor az erősítés egységnyi. Bemeneti ellenállás: A bemeneti ellenállás meghatározása a közös emitteres kapcsoláshoz hasonlóan történik. A bemeneti áramkör azonos kialakítású a két kapcsolásban, ezért a bemeneti ellenállás meghatározása is azonos lesz. Gyakorlati esetet feltételezve azonban a közös kollektoros kapcsolás esetében nagyobb a bemeneti ellenállás, mert az R1 és R2 közel egyforma, így eredőjük nagyobb, mint a közös emitteres kapcsolásban, ahol jelentősen eltérnek egymástól az ellenállások.

( )EBEbe SRrRRR +∗∗= 121

Kimeneti ellenállás: Két esetre tudjuk meghatározni: a) RE része a kapcsolásnak és a terhelés külön terhelő ellenállás

EBE

EBE

kiz

kiüki R

SuRSu

iuR ≅≅=

b) RE egyben a terhelő ellenállás is (pl. teljesítményerősítők) Az ellenállás kiszámításához ube=0 vesszük.

SSuu

iuR

uuu

BE

BE

kiz

kiüki

BEE

be

1

0

=≅=

==

A kimeneti ellenállás nagyon kicsi (S=0.01..0.5 [S], így Rki=2..100 [Ω]) A b) esetben egyszerűen meghatározhatjuk az áramerősítés mértékét is. Az áramerősítés:

β≅==b

e

be

kii i

iiiA

A kapcsolás teljesítményerősítése:

β≅= iup AAA



A fentiek alapján a közös kollektoros kapcsolás felhasználási területei: • Teljesítményerősítés (lásd később) • Impedancia illesztés • Meghajtó áramkörök

A közös kollektoros kapcsolás (FC) bemeneti ellenállása nagy, a kimeneti ellenállása kicsi, az erősítése ~1. Ha egy áramkör kimeneti impedanciája (Rki1) nem sokkal kisebb, mint a rácsatlakozó másik áramkör bemeneti impedanciája (Rbe2), akkor a második áramkör terheli az első áramkör kimenetét. Ez feszültségerősítőknél megengedhetetlen (lásd statikus és dinamikus munkaegyenes). Ezt elkerülendő alkalmazunk impedancia illesztő áramköröket. Egy közös kollektoros kapcsolást iktatunk az elválasztandó áramkörök közé.

Rki1 << RbeFC RkiFC << Rbe2 Rki1 << Rbe2

1. 2. FC 2. 1. A meghajtó (buffer) áramkörök nagyobb kimeneti árammal rendelkeznek, általában kis- vagy egységnyi erősítéssel, a bemenetükön elhanyagolható teljesítményfelvétellel. A közös kollektoros kapcsolás megfelel ezeknek a kritériumoknak és gyakran alkalmazzák nagyobb áramigényű fogyasztók meghajtására. Ez a funkció nagyon közel áll a teljesítményerősítőkhöz azzal a különbséggel, hogy itt általában csak az áramerősítés fontos.

2.6.3.3. Közös bázisú kapcsolások

CB

RER2

R1

Cs1

Cs2

Rt

ube

uki=uCE

iC

Ut

RC

Nagyjelű működés: A nagyjelű munkaponti adatok számítása megegyezik a közös emitteres kapcsolásnál alkalmazott módszerrel.

BEMBMEM

t

tBM

UUURR

UI

RRRUU

−=+

=

+=

210

21

2



( )ECCMtCEM

CMBM

E

EMEM

RRIUU

IB

II

RUI

+−≅

>>=

=

0

Kisjelű viselkedés:

EuE

iB

RE ube

uki RC

rCESuBErBE

C u

E

CE

uBE

B

Rt Feszültségerősítés:

)()(

)()(

tCtCBEbe

kiuv

tCBE

betCBki

BE

beB

RRSRRru

uA

RRruRRiu

rui

∗=∗==

∗=∗−=

−=

β

ββ

A kimeneti feszültségben az rCE ellenállással nem számoltunk, mert gyakorlatban megvalósított ellenállásokat feltételezve a hatása elhanyagolható. Az erősítés abszolút értékben megegyezik a visszacsatolatlan közös emitteres kapcsolás erősítésével. Bemeneti ellenállás:

SSuuR

SuSuRu

rui

iuR

be

bebe

bebeE

be

BE

bebe

be

bebe

1≅≅

≅++=

=

A bemeneti ellenállás nagyon kicsi (~10Ω), amely a feszültségerősítők szempontjából hátrányos. Kimeneti ellenállás A kimeneti kör nem változott a közös emitteres kapcsoláshoz képest, így a kimeneti ellenállás értéke:

Cki RR ≅



A közös bázisú kapcsolás legnagyobb előnye, hogy a CBE és CBC kapacitások nem visszacsatoló kapacitások, így a felső határfrekvencia értéke nem erősítésfüggő, azonos körülmények között a legnagyobb a három alapkapcsolás körül. Elsődleges felhasználási területe a szélessávú és nagyfrekvenciás erősítők.

2.6.3.4. Többfokozatú erősítők

A gyakorlati esetek jelentős részében egy erősítő fokozat nem elegendő a kívánt erősítés eléréséhez. A stabilitás, a zavarérzékenység csökkentése és a szükséges határfrekvencia érdekében egy erősítő fokozattal reálisan csak 10..50-szeres erősítés érhető el (közelebb az alsó határhoz). A többfokozatú erősítők kialakításának célja lehet a nagyobb erősítés (ált. feszültségerősítés elérése, pl. egyenáramú erősítők, jelkondicionálók), de lehet egy nagyobb teljesítményű erősítő fokozat meghajtása is (előerősítő és főerősítő). Az erősítő láncok több szempont szerint is csoportosíthatók. i) Az egyik ilyen lehetőség a fokozatok közötti csatoláson alapul. Az egyes fokozatok közötti csatolás lehet:

a) Közvetlen csatolás b) RC csatolás c) Transzformátoros csatolás d) Optoelektronikai csatolás

A d) megoldás általában alacsonyabb linearítást eredményez, nagy elválasztási szigetelés mellett. A megoldásról többet az Optoelektronika fejezet tartalmaz (Elektronika IV.). Az b) és c) megoldások csak váltakozó áramú jelek erősítésére alkalmasak, míg az a) megoldás mind egyen-, mind váltakozó áramú jel erősítése esetén használható. ii) További lehetőség az erősítők frekvenciasávja szerinti csoportosítás:

a) Egyenfeszültségű erősítők b) Normálsávú erősítők c) Szélessávú erősítők d) Szelektív erősítők

Az egyenfeszültségű erősítőknek nincs alsó határfrekvenciájuk. A felső határfrekvenciájuk a hangfrekvenciás tartományba esik. Elsősorban méréstechnikai célokra alkalmazzák őket. A normálsávú (esetleg hangfrekvenciás) erősítők általános célra használt erősítők. A szélessávú erősítőket gyakran nevezik impulzus- vagy video erősítőknek is, mivel elsősorban impulzus-szerű jelek erősítésére szolgálnak. A szelektív erősítőknek mind áteresztősávi, mind zárósávi tulajdonságai meghatározottak. Elsősorban a rádiófrekvenciás vagy afölötti frekvenciatartományban használt erősítők, de szélesebb értelemben ide sorolhatók az aktív szűrők is. iii) Lehet az erősítő láncokat a teljesítményerősítésben betöltött szerepük szerint is csoportosítani:

a) Előerősítő b) Főerősítő c) Végerősítő

Az előerősítő célja az alacsony bemeneti jelnek a főerősítő által megkövetelt szintre erősítése. Az előerősítők nagy stabilitással és nagyon alacsony zajjal rendelkeznek, mivel a



jel összemérhető a zajjal. Tulajdonságaik alapvetően meghatározzák az egész erősítőlánc tulajdonságait. A főerősítők illesztik a jelet a végerősítőhöz ás állítják be a végerősítők optimális munkapontját. Általában nagyjelű feszültségerősítők. A végerősítők teljesítményerősítők.

2.6.3.4.1. Közvetlen csatolt erősítők (Direct Coupled)

A közvetlen csatolt erősítő fokozatok követhetik egymást sorosan (kaszkád erősítők), vagy párhuzamosan (kaszkód erősítők). A kaszkód erősítők gyakran a különböző áramkörfajták előnyös tulajdonságait használják fel, pl. KE+KK kapcsolás. A közvetlenül csatolt erősítők egyenáramú munkaponti jellemzői összefüggnek, ami hőstabilitás szempontjából nagyobb igényeket támaszt az áramkörökkel szemben. Az egyik fokozat állítja be a másik fokozat munkapontját és vissza, ami azt eredményezi, hogy az előző fokozat munkapontjának megváltozása kihat a másik fokozat munkapontjának stabilitására is. A fenti okok miatt gyakran alkalmaznak közös visszacsatolást, ami mindegyik fokozatra egyszerre hat, bár lehetséges az egyes fokozatok egyedi visszacsatolása is. Egy tipikus közvetlen (DC) csatolt kétfokozatú erősítő:

T2 T1

CE

Rv

RC1

RE

Cs1 Cs2

Rtube uki=uCE

Ut

RC2

A kapcsolás két visszacsatolást tartalmaz: áram-soros visszacsatolást a T2 emitter-körében és egy áram-párhuzamos visszacsatolást a két fokozat között. Nagyjelű üzem: (az első tranzisztor körében levő elemek és paraméterek 1 indexet, míg a második esetén 2 indexet kapnak)

( )11

121

222

222

212

111

111

BBE

v

BEEB

CCtCE

E

EEC

BECEE

CCtCE

BC

IfUR

UUI

RIUUR

UII

UUURIUU

IBI

=

−=

−=

=≅

−=−=

=



Kisjelű viselkedés (A kapcsolás váltakozó áramú szempontból visszacsatolást nem tartalmaz.)

rCE2S2uBE2 rBE2

RC1

Rv ube RC2 S1uBE1 rCE1rBE1

uki Erősítés:

( ) ( )( )( )( )2112221

2111222

BECCEtCCEu

beBECCEtCCEki

rRrRRrSSAurRrSRRrSu

∗∗∗∗=∗∗−∗∗−=

Bemeneti ellenállás:

1BEvbe rRR ∗=


22 CECki rRR ∗=

A fenti kapcsolás a CS1 és CS2 csatolókondenzátorok elhagyása esetén egyenfeszültségtől képes erősíteni, bár ekkor a nagyjelű viselkedést a külső elemek (meghajtógenerátor, terhelés) is befolyásolja.

2.6.3.4.2. RC csatolt erősítők

Az RC-csatolt erősítők egymáshoz kondenzátoros elválasztással csatlakoznak. Az egyenáramú munkapontot az egyes fokozatok külön-külön állítják be. Ez a megoldás több alkatrészt igényel és elvileg sem lehetséges egyenfeszültség erősítése. Pl. kétfokozatú RC csatolt közös emitteres erősítő:

uki

CE2 RE2 +

R4

R3

Cs2

Ut

RC2

CE1 RE1 +

R2

R1

Cs1 Cs3

Rt ube

Ut

RC1

AI AII Az eredő erősítés:

III AAA =

A nagyjelű viselkedés illetve a fokozatok kisjelű viselkedésének meghatározása a közös emitteres kapcsolásnál tárgyaltak szerint történik.



2.6.3.4.3. Transzformátoros csatolás

Transzformátoros csatolást elsősorban a terhelő impedancia illesztésénél alkalmazunk, de lehetséges fokozatok közötti elválasztásra is hangfrekvenciás transzformátort alkalmazni. A transzformátorok fizikai méretei azonban nem illeszkednek a modern elektronika méreteihez és költségeihez, ezért alkalmazása csak speciális esetben illetve nagyfrekvencián indokolt.

2.6.4. Szimmetrikus erősítők

A szimmetrikus erősítők kitüntetett szerepet játszanak a modern integrált alapú erősítéstechnikában, de diszkrét megvalósításokban is alkalmazzák őket. Nagy előnyük az aszimmetrikus megoldásokkal szemben, hogy zavarérzékenységük -elsősorban is a külső elektromágneses zavarokra- sokkal kisebb. A műveleti erősítőknél döntően szimmetrikus bemeneti fokozat van és az ipari műszererősítők is szinte kizárólagosan szimmetrikus bemenettel rendelkeznek (lásd Elektronika III.) Alapvető szimmetrikus erősítő a differenciálerősítő, amelyet mind tranzisztorral, mind FET-vel megvalósítanak. A tranzisztoros megoldás nagy előnye a nagyobb alkatrész szimmetria és az alacsonyabb hőfokfüggés, de magasabb bemeneti impedanciával rendelkeznek és bár kicsi, de nem mindig elhanyagolható a bemeneti áramuk. A FET-bemenetű differenciálerősítők elhanyagolhatóan kicsi bemeneti árammal rendelkeznek, mind a szimmetrikus, mind az aszimmetrikus bemeneti impedanciájuk rendkívül nagy, de nagyobb az aszimmetria és erősebb a hőfokfüggés.

2.6.4.1. Tranzisztoros differenciálerősítő

A kapcsolás helyes működésének alapja a teljesen egyforma félvezetők alkalmazása, amelyet legkönnyebben integrált megvalósítással érhetünk el, de van diszkrét tranzisztorokkal megvalósított differenciálerősítő is. Elvi kapcsolás a vonatkoztatási irányokkal:

ukis

UE

I0

iE2

uBE2

RC

-Ut

uki2

uBE1iE1

ubes

ube2

ube1 uki1

+Ut

RC

A lehetséges fizikai megvalósítások:

• Párba válogatott (paraméter egyezőség alapján) közös hűtőfelületre szerelt tranzisztor-pár

• Integrált differenciálerősítő tranzisztor-pár, esetleg beintegrált (mikrochip) hőmérséklet stabilizálással

• Műveleti erősítők bemeneti fokozata, amely döntően differenciálerősítővel épül fel



A kapcsolás alapján felírható összefüggések:

+=

+=

=+=+=+=

=⇒≅

−=−=⇒−=−=

−−

−

T

bes

T

bes

E

T

BE

T

besBE

T

BE

T

BE

T

BE

T

BE

Uu

EUu

i

Uu

E

Uuu

EUu

EU

u

EUu

EEE

E

ETBE

Uu

EE

BEBEbebebesBEbeBEbeE

eieeI

eIeIeIeIiiI

IiUueIi

uuuuuuuuuU

11

ln

10

0000210

0

1101

21212211

1

1

1121

1

4321

Az IE0 a maradékáram.

20

2

100

1

21

2

21

21

CT

besE

CT

bes

UuE

iU

uthIi

iU

uthI

e

IiT

bes

≅

−=

≅

+=

+

=−

Ábrázoljuk a kollektor áramokat a szimmetrikus vezérlőfeszültség függvényében:

ic2

i

0.982I0 I0/2

I0 Megfigyelhető, hogy már viszonyáram majdnem teljesen átterhelőtulajdonságát használják ki a két illetve a telítetlen logikás ECL digNyugalmi állapotban a kapcsolászimmetrikus kimeneti feszültség A differenciálerősítő meredeksége

Tu

T

bes

Tbes

C

UIS

Uuth

UI

uiS

bes 4

21

4

00max

20

=

−=

∂∂

=

=

A meredekség nem állandó, ami nesetén kapjuk.

Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II

4UT

c1

ubes 0.018I0

lag kis bemeneti feszültség (4UT=104 mV) esetén is az dik az egyik tranzisztorra. A differenciálerősítők ezen feszültség összehasonlítására szolgáló komparátoroknál, itális áramkörökben. s két tranzisztorán egyforma áram folyik (I0/2), így a nulla.

:

emlinearítást okoz. A maximális meredekséget az ubes=0

.) 92


A meredekség változásának grafikus ábrázolása:

ubes

Smax S

A meredekség változása az erősítés változását okozza, amely erős nemlinearítást eredményez. Ennek kivédésére különböző módszereket alkalmaznak attól függően, hogy diszkrét elemekkel felépített vagy integrált kivitelű differenciál erősítőről van-e szó.

a) Diszkrét elemekkel felépített differenciálerősítők esetén negatív visszacsatolást alkalmazunk az emitter-körben. Ennek következtében a meredekség maximális értéke is jelentősen csökken, azonban vele együtt csökken a meredekség változása is. (lásd “a” görbe)

b) Integrált differenciálerősítők esetén nincs mód külső beavatkozásra, hanem a bemeneti jeltartományt korlátozzák le, ami a gyakorlatban megvalósítható, mert a maximális bemeneti jeltartomány lineáris üzemben kisebb, mint ±50µV általában. Ebben a tartományban a meredekség változása elhanyagolható (“b” görbe). A valóságban a hasznos jeltartomány lineáris üzemben a fenti étéknél is kisebb lehet.

b)

a)

Smax

ubes

S A bemeneti áramoknak, teljesen szimmetrikus bemenetek és ubes=0 esetén, egyformának kellene lennie, azonban teljesen egyforma karakterisztikájú és tulajdonságú félvezetők nem gyárthatók, így az áramok is különbözni fognak. Nyugalmi áram (bias)

221 BB

bIII +

=

Ofszet (hiba) áram

210 BBb III −=

Bemeneti ellenállások: a) Szimmetrikus bemeneti ellenállás (Rbes):

BEbes rR 2=



b) Közösmódusú bemeneti ellenállás (Rbek) Helyettesítsük a valós áramgenerátort a Norton-helyettesítő kapcsolásával (Rg).

( )gBEbek SRrR += 1

Az Rbek>>Rbes (akár több nagyságrenddel is). A bemeneti ellenállások nagy értékűek egy megvalósított kapcsolásnál, így gyakran csak a szimmetrikus bemeneti ellenállást kell figyelembe venni, mert a közösmódusú bemeneti ellenállás ehhez képest is nagyságrendekkel nagyobb. Értelmezhetjük a szimmetrikus kimeneti ellenállást (Rkis) és az aszimmetrikus kimeneti ellenállást (Rki) is. A kimenetek közül azonban vagy csak a szimmetrikus vagy valamelyik aszimmetrikus kimenetet használjuk, de nem egy időben. A két ellenállás így együtt nem értelmezett.

2.6.4.2. FET-es differenciálerősítő

A differenciálerősítőket leggyakoribban a műveleti erősítők bemeneti fokozataként alkalmazzuk. Elsősorban az általános célú műveleti erősítők kategóriájában a FET -azon belül is a JFET- differenciálerősítő alkalmazása egyre jobban terjed. Nagy előnye az ilyen erősítőknek, hogy a JFET bemenet miatt a bemeneti áramok teljes mértékben elhanyagolhatók (néhány nagyon különleges alkalmazási esettől eltekintve, pl. töltéscsatolt erősítők), a bemeneti ellenállás rendkívül nagy. További előny a FET alacsonyobb zaja. Hátránya azonban, hogy a félvezetők aszimmetriája nagyobb, mint a bipoláris tranzisztorral felépített differenciálerősítők esetén (bár ez egyre javul), ezért a hibafeszültség (ofszet feszültség) általában nagyobb. További hátrány a FET-ek erősebb hőmérsékletfüggése, amely minden paramétert befolyásol. A FET bemenetű differenciálerősítő elvi kapcsolása:

RD ukis

IS2IS1

I0

ube2

RD

-Ut

uki2

ube1

uki1

+Ut

2.6.5. Erősítők nemlinearítása (torzítás)

Az aktív elemek alapvetően nemlineáris elemek. Kapcsolási megoldásokkal (pl. negatív visszacsatolás) a nemlienarítás csökkenthető, azonban –különösen a nagyjelű erősítőknél- teljesen nem szüntethető meg. A nemlinearítás hatására az erősített jellemző torzul. A torzulás bekövetkezhet amplitúdóban, fázisban és frekvenciában is. Szinuszos vezérlő jelet feltételezve a torzulás lehet harmonikus torzulás, amikor a szinusz jel amplitúdójának torzulása következtében megjelennek a felharmonikusok (a nemszinuszos periodikus jeleknek megfelelően, lásd Elektronika I.).



Az erősítő karakterisztikájának nemlinearítása következtében két frekvencia létrehozhat egy harmadik (az eredeti jelben nem szereplő) frekvenciát is (intermodulációs torzítás). Az erősítő fázis-karakterisztikájának nemlinearítása azt eredményezheti, hogy a különböző frekvenciájú jelek eltérő fázishelyzetben jelennek meg az erősítő kimenetén. A fázistorzulás jellemzésére a csoportfutási idő karakterisztikát használják, amelynek különös jelentősége van az impulzus-erősítőknél. Analóg erősítőknél elsősorban a harmonikus torzulásokkal számolunk, amely lehet az alapharmonikusra vett torzítás és a teljes harmonikus torzítás (THD). Tételezzünk fel egy feszültségerősítőt, legyen az alapharmonikus effektívértéke U1, akkor a keletkező felharmonikusok: U2, U3, U4,…. A harmonikus torzítás esetén az egyes keletkező felharmonikusokat külön-külön vonatkoztatjuk az alapharmonikusra (általában százalékos mértékben), pl. a második harmonikus torzítás:

1

22 U

UD =

A teljes harmonikus torzítás (THD):

1

2

2

U

UTHD i

i∑∞

==

A csoportfutási időt a szűrőknél definiáljuk.

2.6.6. Erősítők határfrekvenciája

A korábban vizsgált kapcsolásoknál a fizikailag megvalósított kondenzátorok és a félvezetőkben keletkező szórt kapacitások hatásaitól eltekintettünk. Vizsgáljuk először a valóságos kondenzátorok (be- és kimeneti csatoló kondenzátor és emitter “hidegítő” kondenzátor) hatását: a) csatoló kondenzátorok hatása

erősítőCki

Rt Rbe Uki Ut Rki Ube

Rg Cbe Ug AvUbe A bemeneti és a kimeneti körre felírható:

( )

( ) 1)(1)()(

1)(1)()(

++=

++=

++=

++=

tkiki

kitki

kikit

tkit

gbebe

bebeg

begbe

begbe

RRsCCsRsU

sCRR

RsUsU

RRsCCsRsU

sCRR

RsUsU



( ) ( )[ ] ( )[ ]

+

+

=

=++++

=++

==

ki

ki

be

bev

tkiki

kit

gbebe

bebev

tkiki

kitv

g

be

g

t

s

s

s

sA

RRsCCsR

RRsCCsRA

RRsCCsRA

sUsU

UUA

ω

ω

ω

ω

11

111)()(

**

( ) ( )tkikiki

gbebebe RRCRRC +

=+

=1,1 ωω

A csatoló kondenzátorok, együttesen a meghajtó generátor és a terhelés ellenállásával, az erősítő eredő erősítését a fenti egyenlet szerint változtatják meg. Az erősítés frekvenciafüggésének ábrázolásához tételezzük fel, hogy ωbe<ωki (Ez nem feltétlenül igaz. A gyakorlatban bármelyik lehet kisebb vagy nagyobb, sőt egyenlő is. Ez az elvet azonban nem befolyásolja.)

-3dB 20lgA

ωki*ωki

ωbe*

ωbe lgω

A(ω) 20lgAv Mindkét csatoló kondenzátor -az ábra szerint- az alsó határfrekvenciát befolyásolja. Amennyiben ωbe<<ωki, akkor a -3 dB-es határfrekvencia ωa=ωki, ha ez a feltétel nem teljesül, akkor az ωbe is befolyásolja a határfrekvenciát. (ωki<<ωbe esetén természetesen mindez fordítva van). b) emitter hidegítő kondenzátor hatása A hatást a korábban tárgyalt közös emitteres kapcsolás c) változata (az emitter ellenállás egyenáramú szempontból visszacsatolás, váltakozó áramú szempontból a kondenzátor miatt rövidre van zárva) alapján vizsgáljuk. Ha nem hanyagoljuk el a kondenzátor hatását, akkor az erősítés:

( )( ) ( )

EE

EtC

EE

tC

tCu

RsCSRRRS

sCRS

RRSsA

RRSA

++

∗−=

∗+

∗−=

∗−=

11

111

)(

0



( ) ( )

( )EEEE

EE

EEE

E

Euv

E

EE

EE

A

E

tC

EEE

EEtC

SRRCSR

RC

s

sA

SRRCs

RsCSR

RRSSRRsC

RsCRRSsA

uv

+=+

==

+

+−=

++

++

∗−=

+++

∗−=

111

1

1

11

111

1)(

*

*

ωωω

ω

ω

43421

Ábrázolva az erősítés változását a frekvencia függvényében:

Auv(ω)

ωE* ωE

20lg|Auv|

lgω Az ábra alapján megállapítható, hogy az emitter-hidegítő kondenzátor is az alsó határfrekvenciát változtatja (ωE). A töréspont hatására ugyanaz érvényes, amit a csatolókondenzátoroknál megállapítottunk, azaz a domináns töréspont -bármelyik lehet a három töréspont közül- határozza meg a határfrekvencia értékét. Tervezés esetén úgy választunk, hogy azt a töréspontot vesszük az előírt alsó határfrekvenciára, amelynek ellenállásai a legkisebbek (mert ehhez kell a nagyobb kondenzátor) és a másik két töréspontot az alsó határfrekvenciához képest egy dekáddal kisebbre választjuk (így nem lesz hatásuk az alsó határfrekvencia értékére). A félvezetők szórt kapacitásainak hatása A korábbi kapcsolásokban mindig a tranzisztor, illetve a FET alacsonyfrekvenciás kisjelű helyettesítő-képét használtuk és az aktív elemek szórt kapacitásainak hatását elhanyagoltuk. A tranzisztorok esetén szórt kapacitás a bázis-emitter átmenetben és a kollektor-bázis átmenetben alakul ki (nagysága katalógus adat). A FET-nél ennek megfelelően a gate és a csatorna, azaz a gate-source és a gate-drain között alakul ki. Vizsgáljuk meg a szórt kapacitás hatását a közös emitteres tranzisztoros alapkapcsolás alapján.

CBE R2

R1

ubeuki

iC

Ut

RC CCB

Kisjelű viselkedés:

CCB

R2 R1 ube RCrCErBE

C uCE E

uBE

B uki

CBE A visszacsatoló kondenzátort (CCB) letranszformálhatjuk a ki- és a bemenetre a korábban meghatározott transzformációs összefüggések alapján (lásd Miller-hatás). A kimeneten a

SuBE



kondenzátor gyakorlatilag változatlan kapacitás érték mellett transzformálódik és figyelembe véve, hogy a kimeneti ellenállás általában jóval kisebb, mint a bemeneti, így a kimeneti kör hatása elhanyagolható a bemeneti körhöz képest. A továbbiakban ennek megfelelően csak a bemeneti kör hatását vizsgáljuk. A két szórt kapacitás közel azonos értékű, azonban a transzformáció miatt a CCB kapacitásnak van domináns hatása, mivel értéke erősítésszer nagyobb, mint a CBE kapacitás.

( )( )

( )

( )

( ) ( ) gbeguvCBgegbee

f

f

u

gbee

A

gbe

beuv

ebeg

ebe

uvg

be

be

ki

g

kiu

ebeg

ebe

gbe

uvCBCBBEe

uvCBCB

tCECuv

RRRACRCRRC

sA

RRsCRRRA

sCRR

sCR

AsUsU

sUsU

sUsUsA

sCRR

sCR

UsU

ACCCC

ACC

RrRSA

u

>>+

≅≅∗

=

+=

∗++=

=∗+

∗===

∗+

∗=

+≅+=

+=

∗∗=

,1

111

111

1

1

)()(

)()(

)()()(

1

11

1

)(

'

'

ω

ω43421

Feszültségerősítés esetén a bemeneti ellenállásnak jóval nagyobbnak kell lennie, mint a meghajtó generátor ellenállása, hogy az erősítő ne terheljen be, ezért az Rbe hatása elhanyagolható.

-20dB/D

20lgAu0

ωf

Au(ω)|

lgω A szórt kapacitás tehát a felső határfrekvenciát befolyásolja. Annál nagyobb a felső határfrekvencia, minél kisebb az erősítés. A közös bázisú kapcsolások esetén egyik kapacitás sem visszacsatoló, így nincs transzformáló-hatás. Ekkor érhető el a legnagyobb határfrekvencia, ezért a közös bázisú kapcsolásokat gyakran alkalmazzák nagyfrekvenciás vagy széles sávú alkalmazásokban.



2.6.6. Teljesítményerősítők

A teljesítményerősítők a nagyjelű erősítők kategóriájába tartoznak és az erősítő láncban elfoglalt helyük alapján gyakran nevezik őket végerősítőknek is. A teljesítményerősítőket osztályokba sorolják, amelynek alapja, hogy a végerősítő tranzisztor/MOSFET üzemidejének hány százalékában vezet. (Egy más megfogalmazás szerint a végerősítő tranzisztort/MOSFET-et szinusz jellel vezérelve az hány fok tartományban vezet -folyási szög-.) Ennek megfelelően vannak A, B, AB, C és –egyes szakirodalmak szerint- D,E,F osztályú erősítők is. Az analóg technikában elsősorban az A, B és az AB osztályú erősítőknek van különösen nagy jelentőségük.

Ûki(AB)

Ûki(B)

M(B)

M(AB)

Ûki(A)

M(A)

ICE0

IB5 IB4 IB3 IB2 IB1

IB

UCE

IC A terhelés illesztése is különböző lehet:

• közvetlenül csatolt, • kondenzátoros leválasztású • transzformátoros csatolású.

A teljesítményerősítők optimális illesztése:

A vonallal határolt terület az, ahol a teljesítményerősítők biztonsággal működhetnek (SOA). Feltételezve három különböző terhelő ellenállást megállapítható, hogy az Rt1 esetén a maximális kimeneti áram, Rt3 esetén a maximális kimeneti feszültség hamarabb határol, mintsem a maximális kimeneti teljesítményt elérnénk. Az Rt2 az optimális terhelés esete, mivel mind a maximális kimeneti áramot, mind a maximális kimeneti feszültséget, azaz a maximális kimeneti teljesítményt el tudjuk érni.

uki

iki

+Ikimax

-Ikimax +Ukimax

-Ukimax

Pdmax

Pdmax

Rt3

Rt2 Rt1



2.6.6.1. A osztályú erősítők

Az A osztályú erősítők végtranzisztorai optimális munkapontba állítva üzemelnek, így a tranzisztorok 100%-ban vezetnek (folyási szög 360°), pl. közös emitteres vagy közös kollektoros kapcsolás, ahol a kollektor illetve emitter munkapont-beállító ellenállás maga a terhelés. A felvett teljesítmény a fenti ábra szerinti optimális kivezérlést feltételezve (függetlenül a kivezérlés mértékétől) állandó:

t

tf R

UP2

2

=

Az Ut a tápfeszültség, Rt a terhelő ellenállás. A maximális kimeneti teljesítmény (szinuszos jelet feltételezve és a szaturációs feszültséget valamint a maradékáramot elhanyagolva):

t

t

t

kiki

tki

tki

RU

RUP

UUUU

8

222ˆ

22

max ==

=⇒=

Az elérhető maximális hatásfok:

%2541max ⇒==

f

ki

PPη

Az A osztályú erősítők hatásfoka nagyon alacsony, kivezérlés nélkül akár nulla is lehet. Az optimális teljesítményillesztés (Rt=RC) miatt a terhelésnek viszonylag nagy értékűnek kell lenni, ami gyakran nem teljesül, ilyenkor megoldást jelenthet a transzformátoros illesztés (hangfrekvenciás transzformátorral!). A transzformátoros illesztés további előnye, hogy az elérhető hatásfok egészen 50%-ig emelkedhet (nem számítva a transzformátor veszteségeit). Az A osztályú erősítő kapcsolásnak megfelelnek a korábban tárgyalt KE ás KK kapcsolások, de alacsony terhelő impedanciák esetén elsősorban a KK kapcsolás jöhet szóba. Transzformátoros csatolás esetén (helyesen megválasztott transzformátor áttételnél) mindkét kapcsolás megfelelő, alacsony impedanciák esetén is. Lehetséges szimmetrikus erősítőkkel is A osztályú üzemet létrehozni, erre alkalmasak pl., az ellenütemű transzformátoros csatolású soros vagy párhuzamos meghajtású végfokozatok. Az A osztályú teljesítményerősítők legfontosabb előnye a nagyon kedvező torzítási tényező, amely elsősorban szórakoztató elektronikai alkalmazásokban fontos.

2.6.6.2. B osztályú erősítők

A B osztályú erősítők munkapontja az UCE=Ut pontban van. Szinuszos jelet feltételezve ez azt jelenti, hogy egy végtranzisztorral egy fél periódust lehet erősíteni, tehát a másik fél periódus erősítéséhez egy az előzővel ellentétes fázisban működő másik végtranzisztorra van szükség.



Működési viszonyok teljes kivezérlés esetén:

pnp tranzisztor működik

npn tranzisztor működik

±Ut

-IC

pnp npn

Ûki

A pillanatnyi munkapont mozgása

+IC A B osztályú erősítők tipikus áramköre az ellenütemű (push-pull) végfokozatok. Az ellenütemű végfokozat elvi kapcsolása: A kapcsolás tulajdonképpen egy npn és egy pnp tranzisztorpárra épülő közös kollektoros kapcsolás, ahol a terhelés egyben a munkapont-beállító ellenállás is. A két fél-kapcsolás

sorosan egymás után működik, így a kapcsolás alapvető tulajdonságai megegyeznek a közös kollektoros kapcsolásnál tárgyaltakkal. A két végtranzisztort ugyanazzal a jellel vezéreljük, így ami nyitó az egyikre az záró irányú a másikra nézve. Nagyobb áramok esetén Darlington kapcsolást, esetleg több tranzisztorral kialakított Darlington kapcsolást alkalmazunk.

-Ut

ube uki

+Ut

Azonos típusú végtranzisztorokkal is felépíthető a kapcsolás, azonban ekkor a pnp tranzisztort kompozit-Darlington kapcsolással kell felépíteni.

-Ut

ube1

+Ut Léteznek kvázi-komplementer kapcsolások is, amikor a két végtranzisztor npn típusú, ekkor azonban a végfokozat meghajtásában kell gondoskodni az ellenütemű üzemállapot biztosításáról, azaz a két tranzisztort kell két különböző (ellenfázisú) jellel vezérelni.

uki ube2

Ellenütemű erősítők elvi hatásfoka: A maximális kimeneti teljesítmény, ha elhanyagoljuk a szaturációs feszültséget:

t

tki R

UP2

2

max =



Egy tranzisztor veszteségi teljesítménye:

( )( ) ( ) ( )( ) ( )

−=

=−=−= ∫∫

4

ˆˆ1

sinˆsinˆ

21

21

2

001

kitki

t

t

kikit

t

kikitdT

UUUR

dtR

tUtUUdtR

tutuUP

π

ωωππ

ππ

A veszteségi teljesítmény egy tranzisztorra maximális kimeneti teljesítmény esetén:

068.04

1

ˆ222

1t

ttt

tdT

tki

RUUU

RP

UU

=

−=

=

π

A hatásfok teljes kivezérlés esetén:

%6.78786.0068.02

2

22 22

2

1max

max ⇒=+

=+

=

t

t

t

t

t

t

dTki

ki

RU

RU

RU

PPPη

Meghatározhatjuk a tranzisztorok maximális veszteségi teljesítményét. A levezetésből megállapítható, hogy a végtranzisztorok maximális veszteségi teljesítménye nem a teljes kivezérlésnél lép fel, hanem 64%-os kivezérlés esetén:

2

2

2

max1

1

4

221

64.02ˆ4

ˆ210ˆ

ππ

ππ

ππ

t

t

tt

t

tdT

tt

kikit

tki

dT

RU

UUU

RP

UUUUURUd

dP

=

−=

≅=⇒

−==

A tranzisztorok hűtését a fenti teljesítményre kell méretezni! A B osztályú végfokozat működése kis kivezérlések esetén:

ube

ibe Ideális karakterisztika Tranzisztor bemeneti karakterisztika

Kis jelek esetén a bemeneti karakterisztika nullpont körüli nemlinearítása miatt jelentős torzítás lép (gyakran nevezik ezt a torzítást kereszt-torzításnak is). Ennek kivédésére az AB osztályú üzemmód alkalmas.



Végtranzisztorok hőmegfutása: A közös jelről vezérelt végtranzisztorok, ha a hőmérsékletük eltérő, vagy paramétereik –elsősorban is a bemeneti karakterisztikájuk és annak hőfokfüggése- eltérnek egymástól, akkor különbözőképpen vezetnek változó hőmérséklet esetén. A jobban vezető tranzisztor nagyobb áramot kényszerít a terhelésre, amire a tranzisztor jobban melegszik, mire (a negatív hőfokfüggésű bemeneti karakterisztika miatt) még jobban kinyit, ami további melegedést okoz. Ez a folyamat akár a végtranzisztor tönkremenetelét is okozhatja. Védekezés:

• Párba válogatott tranzisztorok (paraméter egyezőség) • Azonos hőmérséklet biztosítása (közös hűtőfelületre szerelés) • Negatív visszacsatolás alkalmazása az emitterkörben

RE

RE

-Ut

ube

+Ut Az emitter ellenállásnak kis értékűnek kell lennie a terhelő ellenálláshoz képest, mert csökkenti a hatásfokot. Ugyanezt a végfokozatot kapcsolóüzemben is használják (D osztályú erősítő), amikor a határfrekvencia közelében történő üzemelés esetén előfordulhat, hogy az egyik tranzisztor még nem zárt le és a másik tranzisztor még nem nyitott ki teljesen. Ilyenkor közvetlenül egy áram indul meg a két tápfeszültség között, ami rontja a hatásfokot és növeli a melegedést. Ennek korlátozására is jó az emitter ellenállás alkalmazása. Megjegyezzük, hogy ellenütemű kapcsolóüzemű alkalmazásokban egyéb áramköri kialakítások is szokásosak.

uki

A B osztályú erősítőket olyan alkalmazásokban használjuk elsősorban, amikor lényeges a jó hatásfok, de nem kritikus a torzítás, pl. ipari elektronikai alkalmazások: szolenoidok vezérlése, elektromechanikus működtetésű aktuátorok vezérlése, arányos mágnes szelepek vezérlése, stb.

2.6.6.3. AB osztályú erősítők

Az AB osztályú üzem a nullpont körüli nemlinearítás okozta torzítások kivédésére szolgál. A tranzisztorokat a nyitás határáig előfeszítjük (U0 egyenfeszültség alkalmazásával). Ez azt eredményezi, hogy a kapcsolás kivezérlés nélküli esetben is vesz fel teljesítményt (bár lényegesen kisebbet, mint A osztályú üzem esetén), így hatásfoka akár nulla is lehet. A maximális kivezérlésnél elérhető hatásfok is csökken (bár nem jelentősen) a B osztályúhoz képest.

U0

U0

-Ut

ube

+Ut

uki

Az U0 értéke a végfokozat konkrét kapcsolásától függ (Darlington, stb.). A tranzisztorok UBE(T) feszültsége a hőmérséklettől függ, így az U0 feszültségnek is együtt kell változnia a az UBE(T) feszültséggel. Ez úgy érhető el, ha az U0 előállítására szolgáló félvezetők hőmérséklete (a végtranzisztorokkal azonos hűtőfelületre szerelik) és hőfokfüggése megegyezik a végtranzisztorokéval. Szokásos megoldás az U0 előállítására vagy dióda-sor alkalmazása, vagy tranzisztoros kapcsolás.



A bemeneti karakterisztika változása B osztályhoz képest:

Tranzisztor bemeneti karakterisztika

AB osztály

U0

U0Ideális karakterisztika

Tranzisztor bemeneti karakterisztika

B osztály ibe

ube

Megfelelő U0 alkalmazásával az ideális és a tényleges közel azonos értékre hozható, ami a torzítás jelentős csökkenését eredményezi. Pl. tranzisztoros munkapont-beállító kapcsolás:

U0 R2

R1

+=⇒

+=

2

10

21

20 1

RRUU

RRRUU BEBE

Végfokozat AB osztályú munkapontbeállítással:

I

U0

-Ut ube

+Ut I

U0

-Ut ube

uki

+Ut uki Az AB osztályú erősítők a nagyjelű hangfrekvenciás erősítők gyakran alkalmazott megoldásai, ahol a torzítás és a hatásfok között kompromisszum szükséges. Lehetséges egy tápfeszültséges teljesítményerősítők megvalósítása is. Ekkor azonban a két tranzisztor emittere nem nulla feszültségen lesz, így a terhelésre egyenfeszültség jutna. Az egyenfeszültség a terhelésen vagy nem megengedett (pl. induktív terhelés), vagy felesleges melegedést és fogyasztást okozna, ezért kondenzátoros leválasztás szükséges a terhelés a kimenet közé. A kis kimeneti impedancia miatt azonban nagy értékű kondenzátor szükséges, ami megbízhatatlan és nagy méretű.

2.6.7. Szélessávú erősítők

A tranzisztoros (FET-es) alapkapcsolások nagyfrekvenciás tulajdonságait az erősítés és a visszacsatoló szórt kapacitás határozta meg. Nagy sávszélesség esetén alacsony erősítést lehetett megengedni. Közös bázisú kapcsolás esetén pedig egyéb tulajdonságok romlottak.



A nagy sávszélesség előállításához ezért speciális kapcsolásokat –általában erősítő láncokat- hoznak létre. Kedvező sávszélességű kapcsolások, pl. a KE+KK kapcsolásokkal megvalósított kaszkód erősítők.

2.6.8. Szelektív erősítők

A szelektív erősítők a frekvenciatartomány egy meghatározott tartományát erősítik. Alacsony frekvenciás megvalósításaik tulajdonképpen az aktív szűrők, amelyek részletes tárgyalására az Elektronika III. jegyzet “Aktív szűrők” fejezetében kerül sor. Nagyfrekvenciás szelektív erősítők hangolt LC köröket tartalmazó erősítők, tulajdonképpen ezek is aktív sávszűrők, csak nem RC elemekkel felépítve.

Ajánlott irodalom

[1] Tietze, U-Schenk, Ch.: Analóg és digitális áramkörök, Műszaki Könyvkiadó, 1990. [2] Millman,J-Grabel,A: Microelectronics, McGraw-Hill Int. Publ., 1987. [3] Kittel, Ch.: Bevezetés a szilárdtest fizikába, Műszaki Könyvkiadó, 1981. [4] Mayer,T-Vágó,I: Szilárdtestfizika, LSI Oktatóközpont, 1995. [5] Seymour,J: Electronic devices and components, Pitman Publ., 1981. [6] Uray-Szabó: Elektrotechnika, Tankönyvkiadó, 1992. [7] Savant-Roden-Carpenter: Electronic Design, The Benjamin-Cummings Publ. 1991.



Tartalomjegyzék

2.0. Diszkrét félvezetők és alkalmazásaik ........................................................................ 2 2.1. Félvezető-elmélet alapjai....................................................................................... 2

2.1.1. A pn átmenet.................................................................................................. 8 2.1.1.1. A pn réteg gerjesztése külső feszültséggel .......................................... 10 2.1.1.2. Letörési jelenségek a pn rétegben........................................................ 11

2.1.2. Fém-félvezető átmenet ................................................................................ 12 2.1.3. Termikus hatások félvezetőkben ................................................................. 13

2.2. Kétrétegű félvezetők............................................................................................ 15 2.2.1. Dióda ........................................................................................................... 15

2.2.1.1. Dióda karakterisztika, paraméterek ..................................................... 15 2.2.1.2. Diódák alkalmazása............................................................................. 17

2.2.2. Zener-dióda.................................................................................................. 17 2.2.2.1. Karakterisztika, paraméterek ............................................................... 18 2.2.2.2. Zener-diódák alkalmazása ................................................................... 19

2.2.3. Speciális diódák........................................................................................... 21 2.2.3.1. PIN-dióda ............................................................................................ 21 2.2.3.2. Shottky dióda....................................................................................... 22 2.2.3.3. Varicap-dióda (kapacitásdióda)........................................................... 22 2.2.3.4. Alagút-dióda (Esaki-dióda, tunnel-dióda, avalanche-dióda)............... 23

2.3. Tranzisztor (BJT)................................................................................................. 24 2.3.1. A tranzisztor működése ............................................................................... 24 2.3.2. Nagyjelű helyettesítőkép ............................................................................. 26 2.3.3. Karakterisztikák, paraméterek ..................................................................... 28 2.3.4. Kisjelű helyettesítőkép ................................................................................ 33

2.3.4.1. Hibrid-π helyettesítőkép ...................................................................... 33 2.3.4.2. Tranzisztor paraméterek a négypólus paraméterekkel kifejezve......... 34

2.3.5. Speciális tranzisztorok................................................................................. 36 2.3.5.1. Darlington-kapcsolás ........................................................................... 36 2.3.5.2. Shottky-tranzisztor .............................................................................. 38

2.3.6. Tranzisztor működése lineáris üzemben ..................................................... 39 2.3.6.1. Tranzisztor kis- és nagyjelű működése................................................ 39 2.3.6.2. Munkapont-beállító kapcsolások......................................................... 44 2.3.6.2.1 Munkapont-beállítás bázisosztóval ..................................................... 44 2.3.6.2.2 Munkapont-beállítás bázisárammal..................................................... 46 2.3.6.2.3 Munkapont-beállítás bázisárammal egyenáramú visszacsatoláson keresztül ............................................................................................................. 47

2.3.7. Tranzisztor működése kapcsolóüzemben .................................................... 50 2.4. Térvezérelt tranzisztor (Field Effect Transistor) ................................................. 52

2.4.1. Záróréteges FET (JFET).............................................................................. 52 2.4.1.1. JFET működése ................................................................................... 53 2.4.1.2. JFET karakterisztikák, paraméterek .................................................... 54 2.4.1.3. A JFET lineáris üzeme ........................................................................ 56

2.4.2. MOSFET ..................................................................................................... 59 2.4.2.1. Növekményes MOSFET ..................................................................... 59 2.4.2.2. Kiürítéses MOSFET ............................................................................ 60 2.4.2.3. MOSFET lineáris üzeme ..................................................................... 61

2.4.3. FET kapcsoló üzeme ................................................................................... 64 2.4.4. FET-alapú vezérelt és aktív ellenállás ......................................................... 64




2.5. Félvezetők melegedése, hűtése és zaja ................................................................ 66 2.5.1. Félvezetők melegedése és hűtése ................................................................ 66 2.5.2. Félvezetők zaja ............................................................................................ 68

2.6. Erősítők................................................................................................................ 71 2.6.1. Erősítők csoportosítása ................................................................................ 71

2.6.1.1. Aszimmetrikus erősítők....................................................................... 71 2.6.1.2. Szimmetrikus bemenetű erősítők........................................................ 72

2.6.2. Negatív visszacsatolás ................................................................................. 74 2.6.3. Aszimmetrikus kisjelű erősítők ................................................................... 80

2.6.3.1. Közös emitteres kapcsolások............................................................... 80 2.6.3.2. Közös kollektoros kapcsolások ........................................................... 84 2.6.3.3. Közös bázisú kapcsolások ................................................................... 86 2.6.3.4. Többfokozatú erősítők......................................................................... 88 2.6.3.4.1. Közvetlen csatolt erősítők (Direct Coupled) ....................................... 89 2.6.3.4.2. RC csatolt erősítők .............................................................................. 90 2.6.3.4.3. Transzformátoros csatolás ................................................................... 91

2.6.4. Szimmetrikus erősítők ................................................................................. 91 2.6.4.1. Tranzisztoros differenciálerősítő ......................................................... 91 2.6.4.2. FET-es differenciálerősítő ................................................................... 94

2.6.5. Erősítők nemlinearítása (torzítás)................................................................ 94 2.6.6. Erősítők határfrekvenciája........................................................................... 95 2.6.6. Teljesítményerősítők ................................................................................... 99

2.6.6.1. A osztályú erősítők ............................................................................ 100 2.6.6.2. B osztályú erősítők ............................................................................ 100 2.6.6.3. AB osztályú erősítők ......................................................................... 103

2.6.7. Szélessávú erősítők.................................................................................... 104 2.6.8. Szelektív erősítők ...................................................................................... 105

Ajánlott irodalom............................................................................................................... 105 Tartalomjegyzék ................................................................................................................ 106

Documents

Elektronika II