1

パワー･バイポーラ･トランジスタの特性

群馬大学

松田順一

2015年3月2日

2

概要 • 電流輸送

– エミッタ注入効率

– ベースへの高レベル注入を含むエミッタ注入効率

– ベース輸送ファクター

– コレクタバイアス効果

– 電圧飽和領域

– 高電流密度におけるベース拡張

– エミッタ電流集中

• スタティックブロッキング特性 – オープン･エミッタ・ブレークダウン特性

– ショート・エミッタ－ベース・ブレークダウン特性

– オープン･ベース･ブレークダウン特性

• ダイナミックスイッチング特性 – ターン･オン/オフ過渡特性

• セカンドブレークダウン特性 – 順/逆バイアス・セカンド･ブレークダウン

• ダーリントン･パワー･ トランジスタ

• トレンド After B. Jayant Baliga

（注）群馬大学アナログ集積回路研究会 第74回講演会（2007年11月30日）資料から作成

3

パワー・バイポーラ・トランジスタ －小信号トランジスタとの違い－

• 高耐圧 – コレクタ領域：高抵抗かつ厚いドリフト層

– ベース領域：リーチスルー回避（厚いベース）

⇒ 低電流利得

• 高レベル注入 – ベース/コレクタ領域

⇒ 低電流利得

⇒ 高価な制御回路：多くの個別ｺﾝﾎﾟｰﾈﾝﾄを使用

– 対策

⇒ ダーリントン・パワー・トランジスタの使用

⇒ IGBTの使用（高電圧領域）

パワー･バイポーラ･トランジスタの動作理解 ⇒ IGBTの動作理解

4

• エミッタ接地

• ベース接地

バイポーラトランジスタ動作

NPN PNP

BE

B

C

II

I

I

1

1

1

　

E

C

I

I

CBE III

β：エミッタ接地電流利得

α：ベース接地電流利得

BICI

EI

B

C

E

BBI

CIEI

E C

BICI

EI

B

C

E

BBI

CIEI

E C

NPN PNP

5

電流輸送 － NPNバイポーラトランジスタ－

：コレクター効率　

ベース輸送ファクター　

：エミッタ注入効率　

nC

CC

nE

nCT

E

nEE

I

I

I

I

I

I

:

ﾊﾟﾜｰ・ﾊﾞｲﾎﾟｰﾗ･ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀの電流利得

⇒ γEとαTを考慮

∵ ① ベース領域厚み大

（リーチスルー回避のため）

② ベース領域への高レベル注入

CTE

nC

C

nE

nC

E

nE

E

C

I

I

I

I

I

I

I

I

　

nEInCI

BI

EI CI

C

B

ENP

N

6

少数キャリア分布 －NPNトランジスタ－

空乏層領域

N P NE

B

C

)0(Bn

BW

Bn0

)0(Ep

Ep0

Cn0

0

)0(

x

pEPdx

dpqDJ

0

)0(

x

nBndx

dnqDJ

)0(PJ

)0(nJ

EW

7

ベースからエミッタへの正孔電流

• 境界条件

• エミッタ内（中性領域）の正孔に関する連続の式

• ベースからエミッタへの正孔電流（ベース電流）

kT

qVpp BE

EE exp)0( 0

）≫（　　　　

散長）エミッタ領域の正孔拡　　（　

pEEpEE

pE

pE

LWLxpp

LL

p

dx

pd

, exp)0(

:,022

2

kT

qVp

L

qDJ

dx

dpqDJ BE

E

pE

pE

P

x

pEP exp)0()0( 0

0

　　　

Jp(0)=JB ⇒ IB

8

エミッタからベースへの電子電流

• 境界条件

• ベース内（中性領域）の電子に関する連続の式

• エミッタからベースへの電子電流（コレクタ電流）

）≪（　　　

長）ベース領域の電子拡散　　（　

nBBBB

nB

nB

LWWxnn

LL

n

dx

nd

,1)0(

:,022

2

kT

qVn

W

qDJ

dx

dnqDJ BE

B

B

nBn

x

nBn exp)0()0( 0

0

　　　

仮定：ベース領域での再結合なし ⇒ Jn(0)=JC ⇒ IC

0 ,exp)0( 0

BWx

BEBB n

kT

qVnn

9

エミッタ接地電流利得

2

2

0

0

)0(

)0(

ieE

ieB

AB

DE

B

pE

pE

nB

BEpE

pEBnB

p

n

B

C

n

n

N

N

W

L

D

D

WpD

LnD

J

J

I

I

高電流利得確保 ⇒ NAB 低減 かつ NDE 増加

・NAB （ベースドーピング密度） を低減した場合の問題点

①ベース領域のリーチスルーブレークダウン電圧の低下

②ベース領域の空乏化による出力コンダクタンスの悪化

（②の対策：ベース幅を増大⇒電流利得の低下）

③ベース領域への高レベル注入⇒電流利得の低下（Rittner 効果)

④ベースシート抵抗増大⇒エミッタ下の電流分布悪化

・NDE (エミッタドーピング密度） を増加した場合の問題点

①Auger再結合によるLｐEの低下

②バンドギャップの狭帯化によるnieEの増大

2

0

2

0

ieEDEE

ieBABB

nNp

nNn

エミッタ領域の最適な

ドーピング密度

≒1×1019cm-3

10

NPNトランジスタのエミッタ-ベース接合 －ベース領域への高レベル注入－

高レベル注入：注入された少数キャリア密度 n(xp) ＞ ドーピング密度 p0B（=NAB）

En0

)( Nxp

)( pxn

Nx

Bp0

Ep0

)( Pxp

Bn0

Px

N PE B

空乏層 電荷中性領域 電荷中性領域

11

ベースからエミッタへの正孔注入

－ベース領域への高レベル注入－

• 電子と正孔の関係（pn接合の境界条件）

• 境界条件

• 電荷中性条件（ベース領域）

• エミッタ領域への正孔注入

)()()( 000 PBPBBP xnpxnnpxp

　kTqVpxnnnpxp BEBPiEiBEN exp)(1)( 0

2

0

ベース領域への高レベル電子注入によるエミッタ領域への正孔注入の増大

⇒ エミッタ注入効率の低下

2

00

2

00

iEEE

iBBB

nnp

nnp

（低～高レベル注入）ENPPEN nxnxnxpnxp 00 )( ),()()(

kTqVnxn BEBP exp)( 0

12

ベース電流とコレクタ電流

－ベース領域への高レベル注入－

• ベース領域への電子電流（コレクタ電流）

• エミッタ領域への正孔電流（ベース電流）

　

kT

qV

pqD

WJ

n

np

L

AqDI

xpL

AqD

dx

dpAqDI

BE

BnB

BC

iE

iBE

pE

pE

B

N

pE

pE

x

pEB

exp1

)(

0

2

0

0

kT

qVn

W

AqDI

xnW

AqD

dx

dnAqDI

BEB

B

nBC

P

B

nB

x

nBC

exp

)(),(

0

0

　　 ）≪（ pB LW

ベース領域の再結合無視

13

エミッタ接地電流利得

• エミッタ接地電流利得（高レベル注入）

BnBBCBEpE

pEBnB

B

C

pqDWJWpD

LnD

I

I

00

0

1

1

JC増大⇒β低下

ベース領域への高レベル注入による追加項

ベース領域への少数キャリア（電子）の高レベル注入

⇒ ベース領域内の多数キャリア（正孔）密度上昇（理由：電荷中性）

⇒ エミッタ領域内の少数キャリア（正孔）密度上昇

⇒ 注入効率の低減（電流利得低減）

Rittner 効果

14

電流利得の変化 －ベース領域への高レベル注入－

RC JJ

1

0

B

BnBR

W

pqDJ 0

Log （

エミ

ッタ

接地

電流

利得

β）

Log（コレクタ電流密度JC） RJ

0

傾き：－１

Rittner 電流密度

WB：小 ⇒ JR：大（リーチスルーが起こらない条件が必要）

p0B：大 ⇒ JR：大（低レベル注入時の電流利得の低下）

15

ベース輸送ファクター

• ベース領域内の再結合を無視

• ベース領域内の再結合を考慮

BnB

nB

B

nBB

T WLL

W

LW≫ ,

2

11

cosh

12

0

0

, ,1xWx

x

Wx

nE

nCTT xnxn

xn

xn

I

IB

B

ベース幅WB：小、少数キャリア拡散長Ln：大 ⇒ β：大（高電流）

2

22

1 B

nB

W

L

16

ベース輸送ファクター導出 －ベース領域内の再結合を考慮－

• 連続の式（定常状態）

• 境界条件

• 電子密度とベース輸送ファクター 電

子密

度

xBW0

Bn0

)0(Bn

エミッタ ベース コレクタ

022

2

nBL

dn

dx

nd

0

)0( 00

B

BE

Wx

kTqV

BBx

n

ennn

nBB

TBE

nBB

nBBB

LWkT

qV

LW

LxWnxn

cosh

1exp

sinh

sinh)( 0

17

出力電圧電流特性

VE ：Early 電圧

CEI

CEV

BI

0

VCE 増大 ⇒ コレクタ－ベース間空乏層広がりによるベース幅の狭まり ⇒ ICE の増大

18

• ベース領域内の空乏層幅

• コレクタ電流

C

B

E

V1 < V2

BW

1BW

1V

)0(Bn

2V

2BW

Bn0

N P N

コレクタ電流とEarly電圧 －コレクタバイアス効果考慮－

空乏層端 V1

空乏層端V2

DABAB

CBDsD

NNqN

VNW

2

DB

BnC

WW

nqDJ

)0(

0at ,1

11

)0(

2

2

C

D

AB

s

BABE

DAB

CB

BAB

s

B

BnC

JN

NWqNV

NN

V

WqNW

nqDJ

　

良好な出力特性

↓

VE大：NAB大、WB大

↓

電流利得低下

19

電圧飽和領域の電流

)0(Bn

Bn0

)0(Bn

Bn0

Bn0

)( BB Wn

)( BB Wn

順方向能動領域

・ｴﾐｯﾀ－ﾍﾞｰｽ：順方向

・ｺﾚｸﾀ－ﾍﾞｰｽ：逆方向

逆方向能動領域

・ｴﾐｯﾀ－ﾍﾞｰｽ：逆方向

・ｺﾚｸﾀ－ﾍﾞｰｽ：順方向

電圧飽和領域

・ｴﾐｯﾀ－ﾍﾞｰｽ：順方向

・ｺﾚｸﾀ－ﾍﾞｰｽ：順方向

ベース領域

端子電流 ∝ ベース領域内への注入少数キャリア密度 （線型）⇒ 重ね合わせ可能

B

BBBnC

W

WnnqDJ

)()0(

＋

JC（飽和領域） 電子の流れ

20

ドリフト層の抵抗低下 －飽和領域と準飽和領域－

エミッタ拡散

ベース拡散 エピタキシャル層

厚み：耐圧に依存

基板

ドー

ピン

グ密

度

N P NN

Dn

DDDSD

Nq

WWR

,

ベース領域からの高レベル少数キャリア注入

⇒ N－層の抵抗低下（伝導度変調）

ドリフト層 WD

高レベル少数キャリア注入

（飽和領域動作）

21

出力特性 －飽和領域と準飽和領域－

飽和領域： ドリフト領域の全体で伝導度変調有り

準飽和領域：ドリフト領域の一部で伝導度変調有り

飽和領域 準飽和領域 能動領域

CEV

CEI

ドリフト領域の抵抗 BI

（ベース－コレクタ間：逆方向） （ベース－コレクタ間：順方向）

22

ドリフト領域内の少数キャリア分布 －飽和状態と準飽和状態－

B

E C

BJ

EJ CJ

NpBJ

pEJ

pCJ NP -N

)0(QSp

DNCp0

)0(Sp

MWDW

ドリフト領域（電荷中性）

少数キャリア密度

（正孔）

C

nM

n

C

J

pqDW

qD

xJpxp

)0(2 ,

2)0()(

D

iM

N

nWp

2

)(

準飽和状態

飽和状態

DNpn

ドリフト領域内の正孔電流 ≒ 0

（ドリフト成分 ≒ 拡散成分）

23

コレクタドリフト領域解析１ －飽和領域と準飽和領域－

• コレクタドリフト領域の電圧降下

• 準飽和開始時の電流（WM=WD）

）（伝導度変調無し領域　

）（伝導度変調有り領域　

)0(

ln

Dn

MDCU

D

M

UMDrift

Nq

WWJV

N

p

q

kTV

VVV

D

nQS

W

pqDJ

)0(2

• コレクタドリフト領域の蓄積電荷（高レベル注入時）

• コレクタドリフト領域へ流れるベース電流成分

24

コレクタドリフト領域解析２ －飽和領域と準飽和領域－

2

)0( MsD

WqpQ

HL

MpC

WqpJ

2

)0(

オン状態（飽和 / 準飽和領域）：低Ron（ドリフト領域伝導度変調）

ターンオフ時（高周波）：電力損失大（蓄積電荷除去）

⇒ 再結合電流（コレクタドリフト領域内）

↓

飽和 / 準飽和領域での電流利得の低減

⇒ ターンオフ時に除去される電荷

25

コレクタドリフト領域内の電界分布１ －高電流密度による電界分布の変化－

コレクタ電流密度Jc： 小 a ⇒ b ⇒ c ⇒ d ⇒ e 大

xqv

JN

qE

xE

S

CD

s

)0(

)(

）（ DDSC NnNqvJ ,0c の場合 ⇒

e の場合 ⇒ 2

2

N

CBSsDSK

W

VvNqvJ

順方向能動領域

S

C

qv

Jn

N NC

B

a

NP

e

d

c

b

E

電界

n電子注入

0 NW

ベース－コレクタ接合での電界＝0

電流密度）（Kirk

VS：キャリアの飽和速度

ドリフト領域内電界 ドリフト領域

へ電子注入

26

Kirk効果イメージ図 －順方向能動領域－

DNn≫(e)

DNn (d)

電子

ｱｸｾﾌﾟﾀ電荷

ﾄﾞﾅｰ電荷

空乏層

DNn≪(a)

DNn (c)

DNn (b)

PN N

E

B

C

PN

N

E

B

C

P N

N

E

B

C

N

N

N

N

E

B

CN PN

PN

N

E

B

CN

ドリフト層内への電子注入

⇒ ドリフト層（空乏層内）の実効電荷の変化

（＋⇒－）

27

Kirk電流密度のｺﾚｸﾀ-ﾍﾞｰｽ間電圧依存性

1.E+02

1.E+03

1.E+04

1.E+05

1.E+00 1.E+01 1.E+02

コレクタ－ベース間電圧　Vcb (V)

Kirk　

電流

密度

JK （

A/c

m2）

ND=1e14

ND=1e15

ND=1e16

m25μNW

)(cm 3

ドリフト領域のドーピング密度（ND） が低い場合に Vcb 依存性あり

低 ﾌﾞﾚｰｸﾀﾞｳﾝ ・ﾊﾞｲﾎﾟｰﾗ・ ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀ

高 ﾌﾞﾚｰｸﾀﾞｳﾝ ･ﾊﾞｲﾎﾟｰﾗ ･ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀ

28

コレクタドリフト領域内の電界分布２ －高電流密度による電流誘起ベース領域の形成－

BW

EmE

NW

JWCIBW

N NP －N

電流誘起

ベース領域

電界

WCIBの形成 ⇒ 電流利得の低下（高電流密度領域）

順方向能動領域

電子注入

BeffW

29

電流誘起ベース領域の解析

• 実効ベース領域の拡大

• JC増大に伴うエミッタ接地電流利得の低下

C

CBssNBCBeff

C

CBssNCIB

C

CBssJ

ss

C

J

VvWWJW

J

VvWW

J

VvWx

v

JxE

2)( ,

2

2)(

　　　

B

CCBssN

J

Beff

nB

W

JVvW

W

L

221

202

2

　

流利得：低レベル注入時の電22

0 2 BnBJ WL WCIB ＜ WB

30

電流誘起ベース領域の形成 －電流密度及びコレクタ-ベース電圧の影響－

ドリフト領域 ドリフト領域

電界

電界

12 CC JJ

2CJ

1CJ

12 CC VV

1CV

2CV

DW DW

1CIBW

2CIBW

2CIBW

1CIBW

電流密度の影響 コレクタ－ベース電圧の影響

31

コレクタ電流の増大に伴うβの低下

Rittner効果の始まり

Kirk効果の始まり

Log（エ

ミッ

タ接

地電

流利

得 β

）

Log（コレクタ電流密度 JC）

（ベース領域への高レベル注入）

（コレクタ領域への高レベル注入）

32

エミッタ電流の集中

N

N

BR

N

P

C

BI EB EI

BI

B A

エミッタ－ベース間順方向バイアス： A点＜B点 （理由：IBRB電圧降下）

⇒ エミッタ電流： A点＜B点 （N+ 拡散層に沿ってエミッタ電流不均一）

エミッタ電極

ベース電極

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

x /W E

JE(x

)/J

E(0

)

33

エミッタ電流集中の解析 －エミッタ幅に沿った規格化された電流分布－

0.2

1.02.0

0.5

0.1

5.0

1

2

)0()(

00

0

HL

BB

xx

EE

qJ

kTWx

eJxJ

エミッタ電流

⇒ エミッタ周辺に集中

)(xJE

P

N

N

dxx

B E

(C)

　　時のエミッタ電流：高レベル注入開始：エミッタ幅の半分

HL

E

J

W

0.2

EWx0

34

スタティックブロッキング特性 －パワー･バイポーラ･トランジスタ－

CEI

1BI

CEOBV CEVCBOBV

3BI

2BI

オープンベース

ベースとエミッタ短絡

負性抵抗

35

オープン･エミッタ･ブレークダウン電圧 －BVCBO－

• BVCBOを増大

– コレクタドリフト領域の層を厚く、ドーピングを低減

⇒ ドリフト層の抵抗増大

⇒ 準飽和領域の拡大

（オン状態のパワーロス増大）

⇒ ターンオフの蓄積時間の増大

（必要とするアバランシェブレークダウン電圧

からドリフト領域の厚みとドーピングを決定）

36

パワー･バイポーラ･トランジスタ動作 エミッタとベース短絡－

BVCBO電圧印加（アバランシェ発生） ⇒ ベース電流増大 ⇒ RBによる電圧降下

⇒ ベース-エミッタ間順方向バイアス（エミッタ中央） ⇒ エミッタからベースへ電子注入

⇒ 電子注入によりコレクタ電流増大（正帰還） ⇒ 負性抵抗特性

N

N

P

BR

N

キャリア注入

EB

C

37

オープン･ベース･ブレークダウン特性 －BVCEO－

• リーク電流の増幅（ベース-コレクタ間）

• BVCEO導出

0

11

1

,1

TE

C

TEL

CE

M

I

MI

II

　

00

001

0

0

1

1

1 ,

1

1

1

n

CBOCEO

n

CBOCEO

CEO

BVBV

BVBVBVM

　

BVCEO以下の電圧で動作させる必要あり

β0=100の場合

BVCEO≒1/3･BVCBO

IL：リーク電流（発生電流と拡散電流）

M：アバランシェ増倍ファクター

α0：低コレクタバイアスにおける

ベース接地電流利得（at M=1）

LECE IIII

38

電流・電圧の軌跡 －スイッチング特性：ターンオン時－

CEI

CEV

1BI

2BI

1CEVCCV3CEV

2CEV

B

O

FE D

C

A抵抗負荷線

IB1： O ⇒ A ⇒ B ⇒ C⇒ D（準飽和状態）

IB２： O ⇒ A⇒ B ⇒ C ⇒ D ⇒ E ⇒ F（飽和状態）

BI

CEI

BEVCEV

EI

CCV

39

VCEの時間変化 －スイッチング特性：ターンオン時－

CEV

1CEV

3CEV

2CEV

BO FEDCA

0t0 4t3t2t1t t

CCV

O：ターンオフ状態

A：高電界コレクタドリフト領域をキャリアが通過

B：準飽和領域に入る ⇒ 伝導度変調（抵抗低下）

D：抵抗負荷線が準飽和領域で交差

F：抵抗負荷線が飽和領域で交差

40

コレクタドリフト領域内のキャリア分布 －スイッチング特性：ターンオン時－

1t

4t

3t

2t

N NPN

DW0

1BI

MW

2BI

少数キャリア

密度

D

D

t

C

pCDn

D

Dn

CCE

t

C

pCDn

M

eJ

JDW

Nq

JV

eJ

JDW

12

12

21

21

IB1⇒ t1, t2 ：準飽和状態

IB2⇒ t3 ：準飽和状態

t4 ：飽和状態

JpC:コレクタドリフト領域内の

再結合供給用ベース電流

（定常状態）

伝導度変調の無い領域

で電圧降下発生 VCE

41

ベースとコレクタ電流波形 －スイッチング特性：ターンオフ時－

0t ：順→逆ベース電流

（B-E間とB-C間：順方向）

BRI

CI

BEV

CEV

EI

E → Bへの電流

0t 3t2t1t 4t

ftst

BRI

t

t

BFI

CI

伝導度変調有り 伝導度変調無し領域の形成

蓄積時間 フォール時間

空乏層形成

↓

VCE 上昇

↓

テイル電流

（再結合電流）

IC変化（VCE上昇）→IBRによる電荷引抜

IBR ： 早いターンオフ

42

キャリア分布 －スイッチング特性：ターンオフ時－

0t

3t

2t1t

DW

BI

MW

N+ P N－ N+

B

E C

少数キャリア

密度

EI CI

)( 2tp

IBF による

IBR による

（E → Bへの電流）

（B → Eへの電流）

伝導度変調無し領域（at t3） ⇒ VCE 増大、IC 減少

蓄積状態

（t2 - t0）

0

43

蓄積時間の見積

• 蓄積電荷（逆ベースドライブ電流印加前）

– ドリフト領域に電荷を蓄積すると仮定

• 蓄積時間の終わりにおける蓄積電荷

• 蓄積時間内の電荷と蓄積時間

DPCS JtQ )( 0JPC：ドリフト領域での再結合に供給されるベース電流

τD：ドリフト領域内のライフタイム

n

DCDS

qD

WJWtptQ

2

224

1)(

2

1)(

D

nC

W

tpqDJ

)(2 2

SBR

n

DCDPCSS tJ

qD

WJJtQtQ

2

204

1)()(

n

D

BR

C

BR

DPCS

qD

W

J

J

J

Jt

2

4

1

　

μs10St

ｔS ：高レベル注入時の再結合

ライフタイムと同じオーダ

（ドリフト厚≫ ベース厚）

44

ターンオフ / オン時の電流電圧軌跡

ターンオフ

寄生インダクタンスによる

オーバーシュート電圧 ダイオードによる

リバースリカバリー電流

ターンオン

CEI

CCV

CICI

CEV

CEI

CCV

IC-VCC 領域をSOA (Safe Operating Area) 内に収める。

CEV

dt

diLS

45

順バイアス･セカンド･ブレークダウン －能動領域における熱暴走－

• IC によるパワー消散 ⇒ 温度上昇（ローカル）

• 温度上昇によるキャリア密度増大 ⇒ IC 増大

CCEd

kTqV

B

BnBC IVPe

W

nAqDI BE 　 0

kTE

AB

VC

AB

ieBB

geN

NN

N

nn

2

0

正帰還 ⇒ 熱暴走 ⇒ エミッタメタル溶融

46

ベース駆動抵抗

－熱暴走対策－

• ベース抵抗の挿入（IB の電流ソース化）

• 問題点

– 高ベース駆動抵抗必要

– ベース駆動回路におけるパワー損失

B

ieE

ieB

AB

DE

B

pE

pE

nBC I

n

n

N

N

W

L

D

DI

2

2

,

0EpE

BpEkTqV

pAqD

ILe BE

真性キャリア密度の温度依存性：相殺

⇒ IC の温度依存性低減

C

BR

E

B

BEV

ベース駆動電流

BBEB RVI

2

0

2

0

ieEDEE

ieBABB

nNp

nNn

47

エミッタバラスト抵抗 －熱暴走対策－

エミッタ バラスト抵抗

（エミッタ フィンガー）

ER ER

EI

N

ER EIP

N

N

エミッタ メタル

（エミッタの限定領域）

C

BB E

ER

上面

断面 BEV

C

ER

E

B

BEV

エミッタ電流増大（ローカル）⇒エミッタ バラスト抵抗を介した電圧降下増大

⇒エミッタ電流を他領域へ迂回⇒エミッタ電流の均一化

抵抗の分散化

（抵抗値：小）

48

逆バイアス･セカンド･ブレークダウン －ターンオフ時の電流制限（エミッタの中心部分）－

リバースベース電流印加 ⇒ エミッタエッジ部分から蓄積電荷の引抜

⇒エミッタ中心部分の電流密度上昇（インダクティブ負荷：電流一定）

⇒ドリフト領域内に高電子密度発生（高VCE の下）

⇒ベース領域拡張（Kirk効果）⇒ピーク電界シフト（B－C → N－－N+）

⇒エミッタ中心部分の更なる電流集中によりピーク電界の増加

⇒アバランシェブレークダウン電圧低下

E

BRIEIP

N

C

B B

N

N

BRI

S

C

qv

Jn

ドリフト領域内

の高電子密度

（n ≫ N－）

49

電流集中による電界の増大 －ターンオフ時－

電界の増大 ⇒ アバランシェブレークダウン誘発

（ドリフト層のドーピング密度と厚みから

予測されるアバランシェブレークダウン電圧より低い）

電流集中有り

電流集中無し

電界

N+ P N－ N+

mE

mE43

131034.5

)(

S

C

C

qv

J

JBV

電流集中が有る場合

のブレークダウン電圧

但し、電子密度 ≫

ドリフト領域のドーピング密度

50

パワー･バイポーラ･トランジスタのSOA －ターンオフ時－

0

500

1,000

1,500

2,000

2,500

3,000

3,500

4,000

4,500

0 100 200 300 400 500 600

コレクタ電流密度 JC （A/cm2）

ブレ

ーク

ダウ

ン電

圧 B

VSO

A （

V)

α =0.2

α =0.4

α =0.6

α =0.8

n

CSOA JBVBV1

1)(

α：ベース接地

電流利得

JC の増大、α増大 ⇒ BVSOA 低下

SOA

51

浅いエミッタ構造のﾊﾟﾜｰ･ﾊﾞｲﾎﾟｰﾗ･ﾃﾞﾊﾞｲｽ －ターンオフ時のSOAの拡大－

SOAの拡大にはα低減必要 ⇒ 問題点：オン状態時大きな制御信号必要

対策 ⇒エミッタ中心部分に 浅いエミッタ形成⇒低いベース駆動電流可能、SOA拡大

・ オン状態時：エミッタ端で電流利得増大（理由：エミッタ端でベース幅小）

・ ターンオフ時：エミッタ中心部で電流利得低下（理由：エミッタ中心部でベース幅大）

E

P

N

C

B BN

N

N N

浅いエミッタ

52

バッファー層による電界分布の改善 －ターンオフ時のSOAの拡大－

ドーピング

プロファイル

電界

バッファー層無し

314cm105 DBN315cm102 DBN

N

DN

P

N

DBN

電流密度：1600 A/cm2 ⇒ ドリフト領域の電子密度：１×1015 cm－3

バッファー層

53

ダーリントン･パワー･トランジスタ －電流利得の増大－

2CI

2CEV1EI

2EI

CI

1CI

1T

2BEV

1CEV

2BI

BI

2T 21,, BESATCEDCE VVV

BBC III 212121

⇒ 高電流利得

（ブロッキング状態でのリーク電流も増幅

→ 高リーク電流発生）

⇒ 飽和電圧＋順方向電圧

（ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝ･ﾊﾟﾜｰ･ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀにかかる電圧 ＞

ﾊﾟﾜｰ･ﾊﾟｲﾎﾟｰﾗ･ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀにかかる電圧）

54

改良ダーリントントランジスタ －分路抵抗とダイオード内蔵－

T1とT2の各ベース-エミッタ間へ抵抗挿入（R1とR2）

⇒ ブロッキング状態でのリーク電流低減、蓄積電荷の除去

⇒ ブレークダウン電圧の増加（オープンベース → 短絡ベース）

N NN

N

B

C

1R 2RP

1B 1E2E 2B

E

N

1E

21 RR

1R

2R

B

2B

1B

2C

1CC

2E

E

1T

2T

1E

55

トレンド

• パワーエレクトロニクス分野で使用 – DC-DCコンバータ、電圧レギュレータ、モータ駆動など

• パワー･バイポーラ･トランジスタの置換え ⇒ パワーMOSFET（動作電圧：200V以下）

⇒ スーパージャンクション構造（動作電圧：600V）、

⇒ IGBT（動作電圧：200～1500V）

• 理由 – 電流制御デバイス（低電流利得）:複雑回路、高コスト – セカンド・ブレークダウンによる不良の発生

– デバイスの並列化不可（オン状態電圧降下：負の温度係数）