Upload
others
View
2
Download
0
Embed Size (px)
Citation preview
1
Fourierov spektar signala
22/1/12929
Fourierov red
Složeni periodički signal :
može se aproksimirati trigonometrijskim polinomom:
odnosno sumom eksponencijala.Za realni kompleksne amplitude su konjugirane.
)(~ tx
),(~)(~ nTtxtx += ZZ∈n
,)(~ 1ntjN
Nneatx
ω
−∑= ZZ∈nsinteza:
33/1/12929
Fourierov red (nastavak)
nn jnn
jnnnn eAaeAaaa
ϕ−ϕ− ===
** , ;
Odatle izlazi Fourierov koeficient an
)()(~ 11 ntjjntjjnn eeeeAtx nnω−ϕ−ωϕ +=
)cos(2)(~ 1 nnn ntAtx ϕ+ω=
Koeficijenti an Fourierovog reda obično se određuju tako da se gornji red pomnoži s
i integrira u osnovnom periodu T.tjne 1ω−
][)(~12/
2/
1 nXdtetxT
aT
T
tjnn == ∫
−
ω−analiza:
44/1/12929
Svojstva Fourierovog Reda
∑ ω= tjnenXtx 0][)(~
][)(~ nXtx ↔ )()(~ 0ω↔ nXtx Tπ
=ω2
0
)()()(~)(~ 00 ω+ω↔+ nbVnaUtvbtua
][][)(~)(~ nbVnaUtvbtua +↔+tjnenXtx 0][)( ω↔τ+
][)( 0 mnXetx tjm +↔ω
55/1/12929
Svojstva Fourierovog Reda (nastavak)
cirkularna konvolucija
][][)(~*)(~1)(~ nGnFtgtfT
ty ⋅↔=
)(~)(~][*][][ tgtfnGnFnY ⋅↔=
vudtvtuT
tyT
T
~*~)(~)(~1)(~2/
2/
↔ττ−⋅= ∫−
)(~)(~][*][][ tvtunVnUnY ⋅↔=
∑∫∞+
−∞=−
==n
T
T
nXdttxT
P 22/
2/
2 ][)(~1
66/1/12929
∫−
ω−ω
⎩⎨⎧
≠=
=2/
2/ ,0 ,
11
T
T
tjmtjn
nmnmT
dtee
Napisano općenito za vremenski kontinuirane i diskretne signale
∫− ⎩
⎨⎧
≠=
=ϕϕ2/
2/
*
,0 ,
)()(T
T
nmn nm
nmKdttt
Elementarni signali u Fourierovom redu su ekspo-nencijale, koje zadovoljavaju uvjet ortogonalnosti
Poopćenje Fourierovog reda
⎩⎨⎧
≠=
=ϕϕ∑−
nmnmK
kk nK
mn ,0 ,
)()(1
0
*
2
77/1/12929
Pri predstavljanju složenih signala linearnom kombinacijom elementarnih signala, često se upotrebljavaju ortogonalne funkcije.
∑=
ϕ=N
nnn tatx
0
)(~)( ∑=
ϕ=N
nnn kakx
0
][~][ili
Koeficijenti an mogu se odrediti na temelju minimalne greške aproksimacije. Pogodna karakterizacija greške je integral ili suma kvadrata greške u danom intervalu.
∑ ⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ ∑ ϕ−
−=ε
=
2
1
2
121
][][1k
k
N
nnn kakxkk
Poopćenje Fourierovog reda (nastavak)88/1/12929
Nađimo optimalne koeficijente a1 i a2 traženjem minimuma greške
0 ,021
=∂
ε∂=∂
ε∂aa
[ ]{
[ ] }222112211
2
][][
][][][2][
kaka
kakakxkxk
ϕ+ϕ+
+ϕ+ϕ−=ε ∑
Pri kvadriranju sumacije otpadaju miješani članovi zbog ortogonalnosti, tako da izlaze uvjeti ekstrema:
Poopćenje Fourierovog reda (nastavak)
99/1/12929
Odakle izlaze optimalni koeficijenti a1 i a2
2
222
22
1
121
11
][][][
][][][
Kkkkx
a
Kkkkx
a
α=ϕ
ϕ=
α=ϕ
ϕ=
∑∑∑
∑
0][2][][2
0][2][][22222
2111
=ϕ+ϕ−
=ϕ+ϕ−
kakkx
kakkx
Poopćenje Fourierovog reda (nastavak)1010/1/12929
Kvadratna greška aproksimacije konačnom sumom do N
⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡α−+
−=
=⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ ϕ−ϕ+
−=
=⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ ϕ−
−=ε
∑∑∑
∑ ∑∑
∑ ∑=
nnn
nnn
k
k
k
k nnn
nnn
k
k
N
nnn
aKakxkk
kaxakxkk
kakxkk
2][1
][2][1
][][1
22
12
222
12
2
112
2
1
2
1
2
1
Poopćenje Fourierovog reda (nastavak)
1111/1/12929
ako nadopunimo desne članove s
n
n
n
nnnn KK
aKa22
22 2 α−⎟
⎠
⎞⎜⎝
⎛ α+α−
n
n
K
2α+
funkcija kvadrat
n
n
n
nnn KK
Ka22 α
−⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ α−izlazi
Poopćenje Fourierovog reda (nastavak)1212/1/12929
∑∑ α−=εn n
n
k Kkx
22 ][
odnosno zbog
∑∑ −=εN
nn
k
kKakx
1
222
1
][
kako su sumandi nenegativni može se zaključiti da s većim N greške aproksimacije su sve manje.
Poopćenje Fourierovog reda (nastavak)
nnnn KaK22 / =α
Budući da za optimalne koeficijente vrijedinajmanja greška je dana snnn Ka /α=
3
1313/1/12929
∑k
kx ][2Kad N raste bez granica suma ()
konvergira sumi
∑n
nn Ka2
što predstavlja
U tom slučaju vrijedi
∑∑ ==
N
nn
K
k
Kakx1
2
1
2 ][
što je generalizirani oblik Parsevalove relacije.
Poopćenje Fourierovog reda (nastavak)
energiju signala.
1414/1/12929
Ako vrijedi za neki niz x[k] kaže se da suma
∑ ϕn
nn ka ][ u prosjeku konvergira nizu x[k].
Poopćenje Fourierovog reda (nastavak)
1515/1/12929
Vremenski diskretni Fourierov red (DFT)
Uzmimo periodičan niz za koji vrijedi
Kao kod kontinuiranog periodičnog signala može se razložiti na sumu periodičkih sinusoida ili eksponencijala frekvencija koje su cjelobrojni višekratnici osnovne 2π/N
],[~][~ Nrkxkx += ZZ∈r
][][][22
rNkeeekg nrNk
Nnkn
Nn +===
+ππ
1616/1/12929
Vremenski diskretni Fourierov red (DFT) (nastavak)
Budući da su eksponencijale diskretne najviša frekvencija koja se može jednoznačno predstaviti je s n=N-1. Sve ostale n≥N mogu se naći među onima iz intervala [0, N-1]. Među svim eksponencijalama perioda N mogu se dakle naći samo N različitih
110 ,,, −Nggg …
… ],[][],[][:jer 110 kgkgkgkg NN +==
1717/1/12929
Periodičan niz ][~ kx dakle se može predstavitis N diskretnih eksponencijala
∑−
=
π
=1
0
2
][~N
n
nkN
j
neakx
Optimalni koeficijenti koji osiguravaju minimum sume kvadrata greške mogu se dobiti iz općeg izraza za razlaganje signala na ortogonalne nizove.
Vremenski diskretni Fourierov red (DFT) (nastavak)
1818/1/12929
Optimalni koeficijenti su:
N
ekx
kk
knxa
NnkN
N
nn
N
n
n
π−−
−
−
∑
∑
∑=
ϕϕ
ϕ=
21
01
0
*
1
0
* ][
][][
][][
Vremenski diskretni Fourierov red (DFT) (nastavak)
4
1919/1/12929
Kako se vidi niz koeficijenata an je također periodičan niz tj.s periodom N:
][~ nXaa Nnn == +./2/2/2 NknjNrNnjNknj eee πππ =⋅
Vremenski diskretni Fourierov red (DFT) (nastavak)
Koeficijent 1/N se nekad pridružuje izrazu za .
čine par izraza koji se nazivaju diskretnom Fourierovom transformacijom (DFT)
∑−
=
π
=1
0
2
][~][~N
n
nkN
jenXkx;][~1][~
21
0
NnkN
ekxN
nXπ
−−
∑=
DFT povezuje N uzoraka jednog perioda periodičkog signala s N uzoraka periodičkog spektra.
][~ kx
2020/1/12929
Suma kvadrata greški VDFR-a ili DTFT-a se može dobiti iz općeg izraza () i
⎩⎨⎧
≠=
=∑−
=
−π
mnmnN
eN
k
mnkN
j
,0 ,1
0
)(2
.0][1
0
21
0
2 ∑∑−
=
−
=
=−=εN
nn
N
kNakx
Vremenski diskretni Fourierov red (DFT) (nastavak)
NKn =
Pogreška aproksimacije
2121/1/12929
∑∑−
=
−
=
π−==
1
0
1
0
2
][][][N
k
nkN
k
Nnkj
WkxekxnX
∑∑−
=
−−
=
π
==1
0
1
0
2
][][][N
k
nkN
k
Nnkj
WnXenXkx
.2N
jeW
π−=
Vremenski diskretni Fourierov red (DFT) (nastavak)
2222/1/12929
Izvan područja n∈[0, N-1] se nizovi signala i spektra ne ponavljaju.Izraz [k-i]modN znači da [k-i] treba dijeliti s N i sačuvati samo ostatak.Da bi se preko cirkularne konvolucije stiglo na linearnu trebat će nadopuniti impulsima oba niza tako da period bude jednak cirkularnoj dužini konvolucije.Za slučaj dužine sekvencije M i N konvolucijaće biti dužine M+N-1.
Periodičnost niza i periodičnost spektra
2323/1/12929
Odziv sustava kao linearna konvolucija traži više multiplikacija nego pretvorba u spektar oba signala pobude i odziva na uzorak množenjem spektara i inverzijom.
Periodičnost niza i periodičnost spektra (nastavak)2424/1/12929
Linearnost
Svojstva DTFS (DFT)
Nkij
enXNikxπ−
↔−2
][~}mod][~{Posmak
][~][~]}[~][~{DTFS nVbnUakvbkua +=+
Konvolucija cirkularna
][~][~][~mod][~1
0
nVnUivNikuN
i
⋅↔−∑−
=
∑∑−
=
−
=
=1
0
21
0
2 ][~][~N
n
N
k
nXkx
Parseval
5
2525/1/12929
Vremenski diskretna Fourierova transformacija
Jednostavan prijelaz iz Fourierovih redova u transformaciju može se dobiti prikazom aperiodičkog signala kao graničnog slučaja periodičkog signala kad period ponavljanja teži u beskonačnost.
2626/1/12929
Vremenski diskretna Fourierova transformacija (nastavak)
⎩⎨⎧
≥
≤≤=
KkKkKkx
kx ,0
- ],[~][
Pretpostavimo da je aperiodički signal dan jed-nim periodom signala , koji je periodičan s N.
][kx][~ kx
12 += KN
2727/1/12929
][~lim][ kxkxK ∞→
=
Kad K raste, razmak između sekcija signala se povećava, te za K→∞ replike se udaljavaju u beskonačnost.
Vremenski Diskretni Fourierov red periodičkog niza je:][~ kx
∑−=
π
=K
Kn
Nknj
enXkx2
][~][~ ∑−=
π−=
K
Kn
Nknj
ekxN
nX2
][~1][~
Vremenski diskretna Fourierova transformacija (nastavak)
2828/1/12929
∑
∑∞
−∞=
π−
−=
π−
=
==
n
Nnkj
K
Kn
Nnkj
ekxN
ekxN
nX
2
2
][1
][1][
Budući da je za iza izlazi
KkK ≤≤−][~][ kxkx =Kk >0][ =kx
je periodičan s N. Spektralni uzorci su s razmakom
][nX0/2 ω=π N
Vremenski diskretna Fourierova transformacija (nastavak)
2929/1/12929
Slika prikazuje uzorke spektra i njihovu ovojnicu, koja je periodična s 2π. Za veći N uzorci postaju sve gušći.
Vremenski diskretna Fourierova transformacija (nastavak)
3030/1/12929
∑∞
−∞=
ω−ω
ω=ω
ω
=
=
k
kjj
nj
ekxeX
eXN
nX
][)(
)(1][0
Zamislimo da tom nizu uzoraka na slici spektra odredimo normiranu ovojnicu kontinuiranu periodičku funkciju, tako da vrijedi
∑∞
−∞=
ω−
ω=ω
ω =k
kjnn
j ekxeX 00
][)(
Vremenski diskretna Fourierova transformacija (nastavak)
6
3131/1/12929
nkjK
Kn
nj
nkjK
Kn
nj
eeXkx
eeXN
kx
00
00
)(2
][
)(1][~
0 ω+
−=
ω
ω+
−=
ω
∑
∑
πω
=
=
Sad se periodički spektar može izraziti s normiranom ovojnicom
Utjecaj graničnog prijelaza N→∞ je da smanjuje razmak ω0 između komponenti spektra
Vremenski diskretna Fourierova transformacija (nastavak)
./20 Nπ=ω
3232/1/12929
U sumaciji imamo vrijednosti množene sa širinom . Sumacija je pravokutna aproksimacija integrala.
kjkj eeX 00 )( ωω ⋅N/20 π=ω
∫π
π−
ωω ω⋅π
= deeXkx kjj )(21][
Kad , a suma prelazi u integral
00 ,,, ω=ωω=ω∞→ dkKN
Vremenski diskretna Fourierova transformacija (nastavak)
3333/1/12929
∑∞
−∞=
ω−ω ⋅=k
kjj ekxeX ][)(
pa zajedno sa integralom čini par koji se naziva vremenski diskretnom Fourierovom transfor-macijom VDFT (engl. Discrete Time FourierTransform DTFT).
Time smo dobili aperiodički niz kao superpoziciju eksponencijala ili sinusoida. Težinska funkcija je spektar
][kx
Vremenski diskretna Fourierova transformacija (nastavak)
3434/1/12929
Uvjet da aperiodički niz ima DTFT je da njegova sumacija apsolutno konvergira
.][ ∞
7
3737/1/12929
Fourierova transformacija
Upotrebljava se za predstavljanje aperiodskih signala superpozicijom eksponencijala ili sinusoida.Može se izvesti iz Fourierovog reda, tako da se aperiodski signal dobije kao granični slučaj periodičnog signala, čiji period ide u beskonačnost. Slično kao kod DTFT
⎩⎨⎧
>
≤≤=
2/ ,02/2/- ),(~
)(Tt
TtTtxtx )(~lim)( txtx
T ∞→=
3838/1/12929
Fourierova transformacija (nastavak)
Harmonijske komponente postaju guste,pa dobivamo iz sume integral:
∫
∫∞
∞−
ω−
∞
∞−
ω
⋅=ω
ω⋅ωπ
=
dtetxjX
dejXtx
tj
tj
)()(
)(21)(
3939/1/12929
Fourierov spektar signalaSpektar signala napisan u pravokutnom obliku sa svojim realnim i imaginarnim dijelom
)()()( ω+ω=ω jjXjXjX ir
napisan u polarnom obliku sa svojim amplitudnim i faznim spektrom
)()()( ωϕω=ω jejXjX
)(sin)()( ,)()()(
)(cos)()( ),()(
ωϕω=ωωω=ωϕ
ωϕω=ωω=ω
AXXXarctg
AXAjX
ir
i
r
4040/1/12929
Da bi frekvencija signala imala Fourierovutransformaciju mora zadovoljavati neke uvjete:
∞
<=
2/ za ,02/ za ,1
)(TtTt
trC
=ω
=⋅==ω−
ω−
−
ω−∞+
∞−
ω− ∫∫2/
2/
2/
2/
1)()(T
T
tjT
T
tjtjCC j
edtedtetrR
)2/( sinc)2/(
)2/sin(2/2/ TTT
TTtjee TjTj
ω=ω
ω=
ω−
=ωω−
Fourierov spektar signala (nastavak)
8
4343/1/12929
Trokutni puls:
⎩⎨⎧
>
≤−=
TtTtTtt
tur za ,0 za ,/
)( )2/( sinc)( 2 TTTR ω=ω
Fourierov spektar signala (nastavak)4444/1/12929
Tada je:
Simetrija FT među varijablama t i omogućuju lagano određivanje odnosa između signala i spektra.Ako je:
ω
↔ )()( ωjXtx
↔ )(2)( ω−πxjtX
Dokaz slijedi iz izraza za i zamjenom )(tx −∞→t
Fourierov spektar signala (nastavak)
4545/1/12929
Kako smo ranije rekli sustav je skup operacija na ulaznom signalu da bi se dobio izlazni signal.Na temelju dosadašnjeg zaključujemo da se integralno vladanje sustava može odrediti iz njegovog odziva na impuls (KS) ili uzorak (DS) ili pak iz frekvencijske karakteristike.Prema tome za linearne sustave imamo jošdva matematička modela.
Prolaz signala kroz linearan sustav4646/1/12929
Za razliku od mjerenja parametara sustava opisanog diferencijalnim jednadžbama, mjerenje impulsnog odziva ili frekvencijske karakteristike je dosta jednostavno.
Odziv na impuls ili na sinus pobudu
4747/1/12929
⎟⎠⎞
⎜⎝⎛ ω=
aX
aatx 1)(
)()( ω↔ Xtx
)(2)( ω−π↔ xtX)()()()( ω+ω↔+ bVaUtbvtau
0)()( 0tjeXttx ω−ω↔−
)()( ω↔ Xtx
)()( ω↔ Hth)()(* ω⋅ω↔ HXhx)(*)( ωω↔⋅ HXhx
vrem. domena frekv. domena
linearnost FT
simetrija
kompresija expom
konvolucija u VD
konvolucija u FD
vremenski pomak
Svojstva FT:4848/1/12929
)()( ωω↔ Xjdt
xd nn
n
ωω
↔−d
dXtjtx )()(
∫∞+
∞−
ΘΘ↔−
dXjttx )()(
)()( 00 ω−ω↔ω Xetx tj
vrem. domena frekv. domena
frekvencijski pomak
vremenska derivacija
)()0()()( ωδπ+ωω
↔ττ∫∞+
∞−
Xj
Xdxvremenska integracija
frekvencijska derivacija
frekvencijska integracija
)()( ω−↔− Xtxvremenska inverzija
Svojstva FT (nastavak):
9
4949/1/12929
)]()([cos 00 ω+ωδ+ω−ωδπ↔ωt
1)( ↔δ tvrem. domena frekv. domenaTransformacije:
)(21 ωπδ↔
)]()([sin 00 ω−ωδ−ω+ωδπ↔ω jt
π↔
jt 2sgn
ω+ωπδ↔
jtu 1)()(
∑∑∞+
−∞=
∞+
−∞=
ω ω−ωδπ↔=n
nn
tjnn nXeXtx )(2)( 11
5050/1/12929vrem. domena frekv. domena
)(2 00 ω−ωπδ↔ω tje
∑∑ ω−ωδω↔−δnk
nkTt )()( 00T/20 π=ω
nn jt )()()( ω↔δ
22
ω−↔t
)(2 )( ωδπ↔ nnn jt
Transformacije
(nastavak):
5151/1/12929periodički signal
∑∞
−∞=
ω=n
tjnenXtx 0~
][)(
aperiodički signalFourierov red Fourierova transformacija
∫ ω−= Ttjn dtetx
TnX 0
~)(1][
x(t) ima period TTπ=ω 2~0
VD
FD
Vremenski diskretan Fourierov red Vremenski diskretna Fourierovatransformacija
diskretni spektar kontinuirani spektarVD-vremenska domena FD-frekvencijska domena
Četiri oblika Fourier-ovog predstavljanja signala
kont
inui
rani
sig
nali
disk
retn
i sig
nali
aper
iodičk
ispe
ktar
perio
dičk
i spe
ktar∑
=
ω=Nn
kjnenXkx 0][][
∑=
ω−=Nk
kjnN ekxnX 0][][ 1
x(k) i X[n] imaju period N N
π=ω 20 X(ejω) ima period 2π
∫∞
∞−
ω ωωπ
= ~)~(21)( ~ dejXtx tj
∫∞
∞−
ω−=ω dtetxjX tj~)()~(
∫π
π−
ωω ωπ
= deeXkx kjj )(21][
∑∞
−∞=
ω−ω =k
kjj ekxeX ][)(
VDFD
VDFD
Papoulis
5353/1/12929 5454/1/12929
10
5555/1/12929 5656/1/12929
5757/1/12929 5858/1/12929
5959/1/12929 6060/1/12929
11
6161/1/12929 6262/1/12929
6363/1/12929 6464/1/12929
6565/1/12929 6666/1/12929
12
6767/1/12929 6868/1/12929
6969/1/12929 7070/1/12929
7171/1/12929 7272/1/12929
13
7373/1/12929 7474/1/12929
7575/1/12929 7676/1/12929
7777/1/12929 7878/1/12929
14
7979/1/12929 8080/1/12929
8181/1/12929 8282/1/12929
8383/1/12929 8484/1/12929
15
8585/1/12929 8686/1/12929
8787/1/12929 8888/1/12929
8989/1/12929 9090/1/12929
16
9191/1/12929 9292/1/12929
9393/1/12929 9494/1/12929
9595/1/12929 9696/1/12929
17
9797/1/12929 9898/1/12929
9999/1/12929 100100/1/12929
101101/1/12929
Možemo to interpretirati kao modulaciju impulsnog niza funkcijom f
Vremenska diskretizacija tipkanjem kontinuiranog signala
Postupak uzimanja uzoraka ili tipkanja kontinuiranog signala f možemo matematički modelirati kao pridruživanje funkciji f niza impulsa f *, čiji intenzitet je proporcionalan trenutnim vrijednostima kontinuiranog signala.
f *(t) = ST{f(t)}
∑+∞
−∞=
−=k
T ktt )T()( δδ
102102/1/12929
Vremenska diskretizacija tipkanjem kontinuiranog signala
∑+∞
∞−
−= )T()()(* kttftf δ
t
f *
t
f (t)
t
δT
× f (t)
δT
f *
18
103103/1/12929
Vremenska diskretizacija tipkanjem kontinuiranog signala
Zbog svojstva delta funkcije da vadi vrijednost kontinuirane funkcije f(t) na mjestu diskontinuiteta t − kT = 0, tj. tk = kT, može se napisati i u obliku:
.)T()T()(* ∑+∞
−∞=
−=k
ktkftf δ
104104/1/12929
Uvjete ekvivalencije kontinuiranog i diskretnogsignala dobivenog postupkom otipkavanja najlakše je pratiti preko njihovih spektara. Neka signal f ima spektar:
.)()( ∫∞
∞−
−= dtetfF tjωω
Iz spektra F se može doći do same funkcije finverznim Fourierovim integralom:
.)(21)( ∫
∞
∞−
= ωωπ
ω deFtf tj
Vremenska diskretizacija tipkanjem kontinuiranog signala
105105/1/12929
Periodičan niz δT nastao ponavljanjem delta funkcije svakih T, kao svaka periodična funkcijase dade predstaviti Fourierovim redom, gdje suamplitude dane s:
.T2 ,
T1)(
T1 2/T
2/T0
0∫−
− ===πωδ ω dtetF tjnn
Odatle: ∑+∞
−∞=
=n
tjnnT eFt 0)(
ωδ .T1
0∑+∞
−∞=
=n
tjne ω
Vremenska diskretizacija tipkanjem kontinuiranog signala
106106/1/12929
Spektar otipkanog signala f * dan je s:
∫∞
∞−
−= dtetfF tjωω )()( ** .T
)( 0∫ ∑+∞
∞−
+∞
−∞=
−=n
tjtjn dtee1tf ωω
Zamjenom redoslijeda sumacije i integracijedobivamo:
.)( T1)( )(* 0∑ ∫
+∞
−∞=
−−+∞
∞−
=n
tnj dtetfF ωωω
Integral je spektar funkcije f, ali pomaknut zanω0, pa izlazi:
.)(T1)( 0
* ∑+∞
−∞=
−=n
nFF ωωω
Vremenska diskretizacija tipkanjem kontinuiranog signala
107107/1/12929
Spektar F* otipkanog signala f * je periodičnoponavljani spektar F kontinuiranog signala.Pretpostavimo da je spektar F frekvencijskiograničen
F(ω) = 0 za |ω| > ωg.Različite frekvencije tipkanja signala ω0 = 2π/T mogu u spektru F*(ω) izazvati različiterezultate zavisno od toga da li je ω0 − ωg > ωg iliω0 − ωg < ωg odnosno:
ω0 > 2 ωg, ω0 < 2 ωg.
Vremenska diskretizacija tipkanjem kontinuiranog signala
108108/1/12929
⏐F*(ω)⏐
ω →0 ωg
ω0 > 2ωg
ω0
ω0 2
ω →0 ωg
ω0 < 2ωg
ω0
⏐F*(ω)⏐
ω0 2
Preklapanje sekcija spektra (engl. “aliasing”).
Vremenska diskretizacija tipkanjem kontinuiranog signala
19
109109/1/12929
Zaključak
Diskretni se signal može smatratiekvivalentnim kontinuiranom samo ako jemoguće rekonstruirati izvorni signal f izotipkanog f *, odnosno ako se iz spektra F*može dobiti originalni F. Postupakrekonstrukcije pretpostavlja izdvajanje osnovnesekcije spektra filtriranjem. To će biti moguće načiniti bez pogreške samoako je spektar F ograničen na ωg, te ako jefrekvencija otipkavanja ω0 > 2 ωg.
110110/1/12929
Obnavljanje ili rekonstrukcija kontinuiranog signala iz diskretnogPeriodični spektar F* može se dobiti i iz
,)T()T()(* ∑+∞
−∞=
−=k
ktkftf δ
∫ ∑+∞
∞−
+∞
−∞=
−−=k
tj dtektkfF ωδω )T()T()(* .)T( T∑+∞
−∞=
−=k
kjekf ω
U dobivenom izrazu se može prepoznatiFourierov red za periodični spektar F*.
⏐F*(ω)⏐
ω →0 ωg
ω0 > 2ωg
ω0
111111/1/12929
⏐F*(ω)⏐
ω →0 ωg
ω0 >2 ωg
ω0
Hr(ω)
Da bi se dobila osnovna sekcija spektra Fcodnosno po mogućnosti F, potrebno je izvršiti filtraciju F* s filtrom frekvencijske karakteristike Hr ,
Fc(ω) = F*(ω) Hr(ω).
Obnavljanje ili rekonstrukcija kontinuiranog signala iz diskretnog
112112/1/12929
Pretpostavimo za Hr idealan filter
⎪⎩
⎪⎨⎧
>
<=
2/ 0
2/ 1)(
0
0
ωω
ωωωrH
Impulsni odziv je ∫+∞
∞−
= ωωπ
ω deHth tjrr )(21)( .
2/2/sin
T 00
tt1
ωω
⋅=
Neka je frekvencija otipkavanja ω0 > 2ωg, takoda unutar pojasa ponavljanja (−ω0/2, ω0/2), nema preklapanja sekcija spektra.Tada je: ).(
T1)()(* ωωω FHF r =
Obnavljanje ili rekonstrukcija kontinuiranog signala iz diskretnog
0ω
Hr(ω)
ω0 / 2
1
113113/1/12929
.F1)ef(kHk
kjr )(T
T)( T ωω ω =⎟⎠
⎞⎜⎝
⎛ ∑+∞
−∞=
−
Inverznom Fourierovom transformacijomspektra F dobivamo:
∫+∞
∞−
= ωωπ
ω deFtf tj)(21)( .)T()(
2T T∫ ∑
+∞
∞−
+∞
−∞=
− ⎟⎠
⎞⎜⎝
⎛= ωω
πωω deekfH tj
k
kjr
,)T(2T)(
2/
2/
)T(0
0
∫∑−
−+∞
−∞=
=ω
ω
ω ωπ
dekftf ktjk
.T/)T(
T/)T(sin)T()( ∑+∞
−∞= −−
=k kt
ktkftfπ
π
Obnavljanje ili rekonstrukcija kontinuiranog signala iz diskretnog
114114/1/12929
Vidimo da je f(t) dobiven iz uzoraka f(kT) interpolacijom s funkcijom: .
T/ T/ sin)(
ttthr π
π=
Iz gornjega izvoda slijedi da je kontinuiranafunkcija f, koja ima frekvencijski omeđenspektar (F(ω) = 0 za |ω | > ω0/2), jednoznačnoodređena svojim trenutnim vrijednostima u jednoliko raspoređenim trenucima tk = kT = 2π k / ω0.
Interpolacijska funkcija predstavljaimpulsni odziv idealnog filtra.
Obnavljanje ili rekonstrukcija kontinuiranog signala iz diskretnog
20
115115/1/12929
hr(t)
t
Filtar ima nekauzalan odziv i prema tome je neostvariv.
116116/1/12929
T
hr(t)
t
Interpolator nultog reda
117117/1/12929
Interpolator prvog reda
t
hr(t)
118118/1/12929
Antialiasing filtri
Greška uslijed aliasinga .)(22/
2
0
∫∞
=ω
ωωε dF
Konstantna amplituda: Butherworth, Chebyshev, Cauer.Linearna faza: Bessel.
Vremenski diskretni sustav
Interpol.filtar
Pred filtar
u v v* y* y
Tipkalo za uzimanje uzoraka
119119/1/12929
Diskretizacija spektra kontinuiranog signalaAnalognim pristupom može se provestidiskretizacija kontinuranog spektra nekogsignala Fd(ω ) = SΩ{F(ω )},
F F ndn
( ) ( ) ( )ω ω δ ω= −=−∞
+∞
∑ Ω .)()(∑+∞
−∞=
Ω−Ω=n
nnF ωδ
Signal u vremenu fd koji odgovara otipkanomspektru, dan je s
.2t,)t(1)( 00 Ω=+
Ω= ∑
+∞
∞−
πktftfdOtipkavanje spektra daje fd periodičnoponavljanu funkciju f .
120120/1/12929
Ako je funkcija f takva da je njeno trajanje 2tg < t0 nećenastupiti preklapanje (aliasing) u vremenu.
Izvorni signal moći će se dobiti pomoću vremenskog otvora množenjemfd s idealnim vremenskim otvorom f(t) = fd(t) w(t)
⎪⎩
⎪⎨⎧
>
<=
2/t 0
2/t 1)(
0
0
t
ttw .
2/t2/tsint)(
0
0
ωωω ⋅= 0W
F(ω) se može jednoznačno dobiti iz svojih uzoraka F(nΩ), interpolacijom
( ) ./)(
/)(sin)(ΩΩ−
ΩΩ−Ω= ∑
+∞
−∞= nnFF
ωπωπω n
nKontinuirani spektar signala konačnog trajanja(f(t) = 0 za |t| > t0/2) jednoznačno je određen svojim uzorcima nafrekvencijama ωn = nΩ.
Diskretizacija spektra kontinuiranog signala
21
121121/1/12929
Dimenzionalnost signala
Otipkavanje signala → ponavljanje spektra s Ωp = ω0.(aliasing u FD)
Otipkavanje spektra → ponavljanje signala s Tp = t0.(aliasing u VD)
ε
ω ω
ω ωFD
F d
F d
p=
∞
∞
∫
∫
2
2
2
2
2
0
( )
( )
/Ω
relativna greška u FD
εVDT
f t dt
f t dt
p=
∞
∞
∫
∫
2
2
2
2
2
0
( )
( )
/
relativna greška u VDGreške se mogu ocijeniti poznavanjem brzine opadanjasignala i spektra za t > Tp / 2 odnosno ω > Ωp / 2.
122122/1/12929
potreban brojuzoraka u VD ,2
TN2NTTN ppT
pTpT π
π Ω=
Ω==
potreban brojuzoraka u FD ,2
TΩN
T2NΩΩN ppΩ
pΩpΩ π
π===
dimenzijasignala
.T2ΩT
NN pppp
ΩT F=== πDimenzionalnost signala je važna u teoriji, a imadirektnu primjenu u diskretnoj Fourierovojtransformaciji.
Dimenzionalnost signala
Uz specificiranu dozvoljenu grešku aliasinga u FD i VD dobivamo Tp i Ωp − trajanje i širinu pojasa signala
123123/1/12929
Diskretna Fourierova transformacija
DFT se koristi za numeričko određivanje spektrasignala. Signal i njegov spektar treba predstaviti uzorcimaodnosno otipkati. To s druge strane znači da će se otipkani signal i njegov otipkani spektar periodički produžiti.Uzmimo signal f i ponovimo ga periodički svakih Tp i predstavimo ga Fourierovim redom
∑+∞
−∞=
−=m
mtftf )T()(~ p .T2 , )(~
p
π=Ω= ∑
+∞
−∞=
Ω
n
tjnneFtf
124124/1/12929
Otipkavanje tog signala može se provesti nizom delta funkcija .)T()( ∑
+∞
−∞=
−=k
T ktt δδ
,)T()()(~ ⎟⎠
⎞⎜⎝
⎛−⎟
⎠
⎞⎜⎝
⎛= ∑∑
+∞
−∞=
+∞
−∞=
Ω
kn
tjnnT kteFttf δδ
)T()T()(~ kteFktkTfn
tjnn −⎟
⎠
⎞⎜⎝
⎛=− ∑
+∞
−∞=
Ω δδ . )T(T∑+∞
−∞=
Ω −=n
kjnn kteF δ
Odakle iz jednakosti 2π / T = NΩ slijedi:
.,)T(~ N2
Z∈= ∑+∞
−∞=
keFkfn
knj
n
π
Diskretna Fourierova transformacija
125125/1/12929
Budući da je eksponencijala periodična funkcija,N
2N
)(2 knjklNnjee
ππ
=+
mogu se skupiti komponente, koje množi istaeksponencijala.
( ) .N2
NN
2
NN
knj
lln
knj
lnnn eFeFFFππ
⎟⎠
⎞⎜⎝
⎛=++++ ∑
+∞
−∞=+++ ……
Uvođenjem ∑+∞
−∞=+=
llnn FF N
~
izlazi .1N,~~N
N -k0eF(kT)f1
0n
nk2j
n ≤≤= ∑−
=
π
Beskonačna suma se može prikazati sumom od samo N različitih eksponencijala.
Diskretna Fourierova transformacija126126/1/12929
Odnos između uzoraka iu potpunosti je određen tzv. diskretnom
Fourierovom transformacijom (DFT).
~ ~( )F F nn = )(~)T(~ kfkf =
1N0,)(~)(~1N
0
N2
−≤≤= ∑−
=
kenFkfn
knπj
Potrebni broj uzoraka N u bilo kojoj od domena je dandimenzionalnošću signala.
Diskretna Fourierova transformacija
U se nalaze zrcaljene amplitude svih komponentiizvan pojasa Ωp = NΩ i zbrajaju s onim unutar pojasa.
nF~
su dakle uzorci periodički produženog spektra (Ωp) jednog periodički produženog signala (Τp).
nF~
22
127127/1/12929
∑∑∑−
=
−
=
−−
=
−=
1N
0
1N
0
N21N
0
N2 ~~
k n
j
k
j r)k(nkr
(n)eF(k)efππ
Uzorci spektra slijede također iz sumacije, kojumožemo dobiti ako izvorni izraz pomnožimo s
i sumiramo preko N vremenskih uzorakaN/2 rkje π−
~( )F n
.)(~1N
0
1N
0
)(N2
∑ ∑−
=
−
=
−=
n k
krnjenF
π
Suma eksponencijala po k daje za n = r + mN iznos N a inače 0, kako se može zaključiti iz izraza za sumugeometrijskog reda
).(~N)N(N)(~)(~1N
0
1N
0
N2
rFmrnnFekfnk
kr
∑∑−
=
−
=
−=−−= δ
π
Diskretna Fourierova transformacija128128/1/12929
Može se napisati konačno DFT par
,10,)(~1)(~1
0
2
−≤≤= ∑−
=
−Nnekf
NnF
N
k
Nknj π
.10,)(~)(~1
0
2
−≤≤= ∑−
=
NkenFkfN
n
Nknj π
Koeficijent 1/N se nekada pridružuje drugoj sumaciji koja se naziva inverznom DFT. Izrazi dajujednoznačnu vezu između nizova i periodičnih s periodom N.
{ }~( )F n{ }~( )f k
Diskretna Fourierova transformacija
129129/1/12929
DFT je numerički postupak.Koliko točno postupak predstavlja Fourierovutransformaciju izvornog kontinuiranog signala f u spektar F, zavisi kako je pokazano ranije odizabranog Tp i Ωp , te brzine opadanja signala i spektra za t > Tp / 2 i ω > Ωp / 2.
Diskretna Fourierova transformacija