UNIVERZITET U SARAJEVU

ELEKTROTEHNIČKI FAKULTET

ODSJEK ZA TELEKOMUNIKACIJE

Sinhronizacija LTE na nivou nosioca

Projekt iz predmeta Sistemski aspekti u telekomunikacijama

Erma Perenda & Samira Špago

Sarajevo, 2013

Sadržaj

Uvod ........................................................................................................................................... 1

1. Long Term Evolution - LTE ............................................................................................... 3

1.1. Faze LTE standardizacije ............................................................................................ 3

1.2. Arhitektura LTE mreže ................................................................................................ 7

1.2.1. Korisnički terminal ............................................................................................... 8

1.2.2. E-UTRAN ............................................................................................................ 8

1.2.3. EPC ....................................................................................................................... 9

1.3. Principi LTE radio primopredajnika .......................................................................... 10

1.3.1. LTE radio predajnik ........................................................................................... 10

1.3.2. LTE radio prijemnik ........................................................................................... 11

1.3.3. FDD i TDD modovi rada ................................................................................... 12

2. OFDMA tehnika višestrukog pristupa u LTE .................................................................. 14

2.1. Osnovni principi ........................................................................................................ 14

2.2. OFDMA primopredajnik ........................................................................................... 16

2.3. Principi OFDM sistema ............................................................................................. 18

2.3.1. OFDM modulacija .............................................................................................. 19

2.3.2. Tipovi podkanala ................................................................................................ 23

2.3.3. Zaštitni interval i ciklički prefiks ....................................................................... 25

2.3.4. Prozorska funkcija .............................................................................................. 26

2.4. Parametri LTE fizičkog sloja ..................................................................................... 27

2.5. LTE referentni signali na downlink-u ........................................................................ 31

2.5.1. Sinhronizacione sekvence .................................................................................. 33

3. Sinhronizacijske tehnike za OFDMA .............................................................................. 35

3.1. Blok za sinhronizaciju ............................................................................................... 35

3.2. Posljedice sinhronizacijskih greški ............................................................................ 38

3.2.1. Analiza SNR-a u prisustvu frekvencijske greške .............................................. 39

3.2.2. Analiza SNR-a u prisustvu greške takta ............................................................ 42

3.3. Vremenska sinhronizacija .......................................................................................... 43

3.3.1. Gruba vremenska sinhronizacija ........................................................................ 43

3.3.2. Fina vremenska sinhronizacija ........................................................................... 47

3.4. Frekvencijska sinhronizacija ..................................................................................... 50

3.4.1. Frekvencijska sinhronizacija u vremenskom domenu ....................................... 50

3.4.2. Frekvencijska sinhronizacija u frekventnom domenu ........................................ 51

3.4.3. Gruba frekvencijska sinhronizacija .................................................................... 53

3.4.4. Fina frekvencijska sinhronizacija ....................................................................... 53

4. Simulacija LTE DL u SystemVue 2011.10 ....................................................................... 54

4.1. SystemVue 2011.10 .................................................................................................... 54

4.2. Simulacija modela LTE downlink sistema u AWGN okruženju ............................... 54

4.2.1. Source blok ......................................................................................................... 55

4.2.2. Blok 3GPP LTE downlink predajnik .................................................................. 56

4.2.3. Blok CxToRect ................................................................................................... 65

4.2.4. Blok Modulator .................................................................................................. 65

4.2.5. Blok AddNDensity .............................................................................................. 65

4.2.6. Blok Demodulator .............................................................................................. 65

4.2.7. Blok RectToCx ................................................................................................... 65

4.2.8. Blok 3GPP LTE downlink prijemnika ............................................................... 66

4.2.9. Rezultati simulacije za AWGN okruženje ......................................................... 69

4.3. Simulacija modela LTE downlink sistema u feding okruženju ................................. 71

4.3.1. Opis testiranih scenarija ..................................................................................... 77

4.3.2. Rezultati simulacije ............................................................................................ 78

4.4. Zaključak na osnovu rezultata simulacije .................................................................. 79

5. LTE OFDMA u SEAMCAT-u ......................................................................................... 81

5.1. SEAMCAT ................................................................................................................ 81

5.1.1. SEAMCAT metodologija ................................................................................... 82

5.2. Opis testiranih scenarija ............................................................................................. 83

5.2.1. Parametri linka žrtve .......................................................................................... 84

5.2.2. Parametri linka interferencije ............................................................................. 86

5.3. Rezultati simulacije ................................................................................................... 91

5.4. Zaključak na osnovu rezultata simulacije .................................................................. 95

Zaključak .................................................................................................................................. 96

Literatura .................................................................................................................................. 97

Skraćenice ................................................................................................................................ 98

1

Uvod

GSM i njegova evolucija putem GPRS, EDGE, HSCSD, WCDMA i HSPA

predstavljaju skup izbora tehnologija za veliku većinu svjetskih mobilnih operatera. Evolucija

bežičnih telekomunikacija je vođena zahtjevom tržišta za multimedijalnim aplikacijama. To

podrazumjeva velike brzine prenosa, dostupnost raznovrsnih usluga bilo kad i bilo gdje kao i

međusobnu kompatibilnost mreža i uređaja, nezavisno od proizvođača ili pružatelja usluga.

Korisnici su iskusili povećanje brzine prenosa podataka, zajedno s dramatičnim smanjenjem

telekomunikacijskih troškova, te sada korisnici zahtjevaju od operatera da plate manje a da

primaju više. U cilju ispunjenja toga, operateri moraju pružiti usluge dobre kvalitete ali putem

sistema koji su jeftiniji za instalaciju i održavanje. LTE i LTE-Advanced predstavljaju pravo

rješenje za to i oni će biti temelj na kojem će se budući mobilni telekomunikacioni sistemi

graditi. LTE i LTE-Advanced su 4G mreže koje podrazumjevaju IP prenos sa kraja na kraj

brzinama od 100 Mbps (krajnje brzine i do 1Gps). Kako bi osigurao zahtjevane performanse

LTE sistem je uveo novu metodu višestrukog pristupa u odnosu na prethodne generacije

mobilnih telekomunikacionih sistema. LTE koristi OFDMA na downlink-u, a SC-FDMA na

uplink-u. OFDMA tehnika višestrukog pristupa se zasniva se na dijeljenju raspoloživog

propusnog opsega na niz ortogonalnih podnosilaca, koji se dalje dijele na nekoliko podkanala

(klastera). Podnosioci se dodjeljuju različitim korisnicima, dok ortogonalnost podnosilaca

obezbjeđuje zaštitu od interferencije i povećava spektralnu efikasnost. Iako je princip rada

OFDMA tehnike u suštini jednostavan, njena praktična implementacija je veoma težak

zadatak. Sinhronizacija predstavlja najveći izazov i igra glavnu ulogu u kreiranju fizičkog

sloja. Ovaj rad ima za cilj približavanje pojma problema sinhronizacije LTE mreže na

fizičkom nivou, drugim rječima da ilustrira neke od metoda sinhronizacije OFDMA sistema

koji se primjenjuju u LTE mreži.

Rad je podjeljen na pet dijelova. U prvom dijelu dat je kratak osvrt na evolutivni

razvoj LTE tehnologije, te je objašnjena arhitektura mreže i opisani su osnovni koncepti LTE

radio primo-predajnika. Drugi dio rada se fokusira na OFDMA sistemu unutar LTE mreže.

Objašnjeni su osnovni principi konceptualnog OFDMA sistema, te način na koji je ovaj

sistem implementiran u LTE. Treći dio rada opisuje glavne probleme sinhronizacije OFDMA

sistema. Također, objašnjene su neke od sinhronizacijskih tehnika koje se primjenjuju u

2

OFDMA sistemima. U četvrtom dijelu rada opisana je simulacija modela LTE downlink

sistema izvršena u programskom paketu SystemVue 2011.10. Analizirane su performanse

ovog modela u okviru AWGN i feding okruženja, s posebnim naglaskom utjecaja bloka za

sinhronizaciju na performanse sistema. U zadnjem dijelu rada ilustrovana su dva scenarija

interferencije za LTE/OFDMA DL u okviru softverskog alata SEAMCAT-a. Ispitan je utjecaj

selektivnosti prijemnog filtra na gubitak propusnosti.

3

1. Long Term Evolution - LTE

LTE je dizajniran u saradnji nacionalnih i regionalnih telekomunikacijskih

standardizacijskih tijela poznatih kao 3GPP (engl. Third Generation Partnership Project) i

često je poznat pod imenom 3GPP Long Term Evolution. LTE predstavlja evoluciju od

ranijeg 3GPP sistema poznatog kao UMTS (engl. Universal Mobile Telecommunication

System ), razvijenog iz GSM-a (engl. Global System for Mobile Communications ). 3GPP

LTE je mobilna širokopojasna pristupna tehnologija, koja predstavlja rješenje za podršku

velikim brzinama prenosa. LTE je prva radio pristupna mreža koja se zasniva na all-IP

okruženju. Kao takav sistem, LTE zahtjeva sofisticiranije paketsko jezgro za pružanje govora

i multimedijalnih servisa u realnom vremenu, što znači da će operatori morati da zamjene

trenutno jezgro mreže kako bi mogli da ponude ove i buduće servise. LTE predstavlja novi

standard mobilnih komunikacija ne samo za radio mrežu, već i za arhitekturu jezgre, SAE (

engl. System Archictecture Evolution).[1] Tvrtke kao što su Siemens, Nokia, Nortel i Verizon

započela su neke demonstracije LTE prototipa sistema 2006. i 2007. godine.

1.1. Faze LTE standardizacije

3GPP grupa je počela rad na LTE-u u novembru 2004. u Kanadi. Na prvoj

konferenciji 3GPP grupe prezentovani su zahtjevi za LTE mrežu kao i koje će se tehnologije

usvojiti, gledano i iz ugla operatera i iz ugla proizvođača opreme. 3GPP TSG RAN (engl.

3GPP Technical Specification Group Radio Access Network) odobrila je početak rada na

LTE-u u decembru 2004, prvo se radilo na RAN nivou, te su definirani zahtjevi prema ovom

sloju. Zahtjevi prema LTE su dati u slijedećoj tabeli. Nakon toga diskutovalo se oko

višestrukog pristupa, rješenja za protokole i arhitekture mreže. Prvo ključno pitanje koje je

trebalo riješiti predstavljaju zahtjevi prema LTE-u navedeni u slijedećoj tabeli i oni su riješeni

u prvoj polovini 2005 godine. [2] Prva verzija je standardizirana u junu 2005.godine. Poslije

toga, usmjerilo se ka rješenju druga dva ključna pitanja:

Koju višepristupnu tehnologiju koristiti za LTE radiotehnologiju?

Šta će biti arhitektura sistema?

4

Parametar Cilj

Vršna brzina prenosa 100 Mbps na downlink-u

50 Mbps na uplink-u

Srednja propusnost korisnika po MHz

u poređenju sa HSPA Release 6

3-4 puta viša za downlink

2-3 puta viša za upnlink

Spektralna efikasnost u bps/Hz/ćeliji u

odnosu na HSPA Release 6

3-4 puta viša za downlink

2-3 puta viša za upnlink

Mobilnost

0-15 km/h (optimizirano za ovaj opseg)

15-120 km/h (visoke perforamnse zagarantovane)

120-135 km/h (bez prekidanja veze)

Podržani propusni opseg 1.25-20 MHz

Dodjela spektra Podržani i FDD i TDD modovi rada

Kašnjenje 5 ms za korisničku ravan na IP sloju, jednosmjerno

kašnjenje od 100 ms u kontrolnoj ravni iz početnog u

aktivno stanje

Broj aktivnih korisnika po ćeliji Najmanje 200 u 5 MHz opsegu;

Najmanje 400 u opsegu većem od 5 MHz

Tabela 1.1 Zahtjevi prema LTE [3]

Rasprava oko tehnologije višestrukog pristupa je brzo završena, te se utvrdilo da je potrebno

pronaći novo rješenje koje ne predstavlja samo prosto proširenje WCDMA (engl. Wideband

Code Division Multiple Access). Ovaj zaključak je posljedica širokog raspona zahtjeva prema

LTE tehnologiji za različite širine propusnog opsega i brzina prenosa sa prihvatljivom nivoom

složenosti. Korištenje OFDMA (engl. Orthogonal Frequency Division Multiple Access ) na

downlink-u je predloženo jako rano, ovaj prijedlog je bio predložen i na prvom sastanku

3GPP grupe 2004. godine. Za uplink višestruki pristup izabran je SC-FDMA (engl. Single

Carrier Frequency Division Multiple Access) kao najpovoljnije rješenje, podržano od strane

mnogih snažnih proizvođača opreme i operatera. Vidljivi napredak u odnosu na WCDMA

odnosi se na činjenicu da i FDD (engl. Frequency-division duplexing) i TDD (engl. Time-

division duplexing) modovi imaju isti višestruki pristup. Odluka o tehnologijima višestrukog

pristupa službeno je donijeta krajem 2005. godine, nakon čega se rad na LTE radio mreži

bazirao na izabranim tehnologijama. LTE prekretnice date su Sl 1.1.

5

Sl 1.1 3GPP LTE prekretnice [2]

FDD/TDD usklađivanje (engl. alignment) odnosi se na dogovor oko formata okvira kako bi se

minimizirale razlike između FDD i TDD načina rada.

U području arhitekture LTE, nakon nekoliko debata odlučeno je da se kreira jedan čvor RAN

mreže, koji će obavljati sve funkcije bazne stanice. Početni termin koji je 3GPP koristio za

ovaj čvor je eNodeB, sa prefiksom 'e' koji označava evoluciju. Fundamentalna razlika u

odnosu na WCDMA je nepostojanje RNC-a (engl. Radio Network Contoller), kao što je

pokazano na Sl. 1.2. Nepostojanje RNC u LTE RAN arhitekturi ima za posljedicu smanjenje

kašnjenja. LTE ne podržava diverziti za razliku WCDMA/HSPA.

Sl. 1.2 Komparacija RAN arhitekture LTE-a i WCDMA/HSPA [3]

6

Orginalna arhitektura je odobrena u martu 2006.godine. 2007. godine napravljena je mala

izmjena na ovoj arhitekturi tj. izvršeno je dodavanje PDCP-a (engl. Packet Data Convergence

Protocol ) protokola koji se koristi od strane jezgre mreže prema eNodeB čvoru. [2] Dalje

studije su bile usmjerene na obezbjeđivanju zahtjevanog LTE kapaciteta. Predmet sutudija je

formalno zatvoren u septembru 2006. i počelo se raditi na dijelu za LTE specifikaciju u 3GPP

Release 8. Prva specifikacija fizičkog nivoa LTE mreže izdata je u septembru 2007., a prva

cjelokupna specifikacija u decembru 2007. Kako nije bilo otvorenih pitanja u izdatoj

specifikaciji u to vrijeme, osobito u specifikaciji protokola i području performansi zahtjeva

proces razvijanja LTE mreže je ostao zamrznut. Proces zamrzavanja specifikacije LTE-a

može se podijeliti na tri različita koraka:

1. Zamrzavanje funkcionalnog sadržaja LTE specifikacije u kontekstu finalne verzije

Release 8. Ovo znači izostavljaje nekih orginalnih planiranih funkcionalnosti

poput podrške za broadcast. Zamrzavanje funkcionalnosti implicira da nije

moguće uvesti neke nove funkcionalnosti. Kod LTE sve funkcionalnosti su

definisane do juna 2008. I poslije se radilo samo na kompletiranju dijelova koji

nedostaju poput tehnika za ispravljanje i detekciju greški i posebno na specifikaciji

protokola. Finalna verzija je završena u decembru 2008.

2. Nakon što je gotov sadržaj, slijedeći korak je zamrzavanje specifikacije protokola

u smislu postizanja kompatibilnosti unatrag. Kompatibilnost unatrag definiše za

protokole prvu verziju koja može biti komercijalna implementacijska osnova. Dok

traje kompatibilnost unatrag, specifikacija protokola se ispravlja tako što se brišu

svi informacijski elementi koji ne rade onako kako je zamišljeno i zamjenjuju se s

novim elementima. Nakon što je završen proces kompatibilnosti unatrag, postojeći

informacijski elementi se ne uklanjanju, ali se ekstenzije koriste. Ovo omogućuje

da oprema koja se temelji na staroj verziji radi ispravno sa starim informacijskim

elementima, dok nova mrežna oprema sa novim softverom može pročitati i nove

informacijke elemente.

3. Posljednja faza je „duboko“ zamrzavanje specifikacije, kada više nikakve

promjene u specifikaciji nisu dozvoljene. Jezgro mreže je testirano i dokazano je

da funkcioniše kako treba, potencijalna poboljšanja moguće je uvesti tek u

narednom izdanju. [2]

7

1.2. Arhitektura LTE mreže

Arhitekturu LTE mreže čine tri glavne komponente: korisnički terminal UE (engl.

User Equipment), evoluirana UMTS zemaljska radio pristupna mreža E-UTRAN (engl.

Evolved UMTS Terrestrial Radio Access Network) i evoluirano paketsko jezgro mreže EPC

(engl. Evolved Packet Core) (Sl. 1.3).

Sl. 1.3 Arhitektura LTE mreže [2]

8

1.2.1. Korisnički terminal

UE je uređaj koji korisnik koristi za komunikaciju. Korisnički terminal, a naziva se još

i mobilni terminal može se podijeliti na dva dijela: MT (engl. Mobile Termination), koji

obrađuje sve komunikacijske funkcije i terminalni uređaj TE (engl. Terminal Equipment) koji

inicira uspostavu i raskid prenosa podataka. MT može imati plug-in LTE karticu za laptop, te

u tom slučaju TE predstavlja sam laptop. UICC (engl. Universal Integrated Circuit Card ) je

pametna kartica, poznata kao SIM kartica. Ova kartica ima univerzalni SIM modul (USIM –

engl. Universal Subscriber Identity Module) koji pohranjuje podatke specifične za korisnika

kao što je korisnikov broj telefona i identitet domaće mreže. USIM također izvršava

sigurnosne provjere, koristeći tajne ključeve koji su pohranjeni na kartici. LTE podržava

mobilne aparate koji koriste USIM od Release 99 pa nadalje. LTE podržava IPv4 i IPv6. [1]

1.2.2. E-UTRAN

E-UTRAN održava radio komunikaciju između UE i EPC jezgra mreže. Ima samo

jednu komponentu, eNodeB (eNB) čvor. Svaki eNB je bazna stanica koja kontroliše mobilne

uređaje u jednoj ili više ćelija. Mobilni uređaj može komunicirati samo s jednom baznom

stanicom i biti samo u jednoj ćeliji u isto vrijeme. Za razliku od UMTS-a, LTE ne podržava

meki (engl. soft) handover. Bazna stanica koja komunicira s UE zove se poslužiteljski eNB.

eNB ima dvije osnovne funkcije. Prvo, eNB šalje saobraćaj svim mobilnim stanicama u

njegovom području na downlink-u i prima saobraćaj od njih na uplink-u, koristeći analogne i

digitalne funkcije procesiranja signala na LTE zračnom interfejsu. Kao drugo, kontroliše low-

level operacije mobilnih terminala tako što im šalje signalne poruke poput komandi za

handover. U cilju obavljanja ovih funkcija eNB kombinira ranije funkcije Node B i RNC-a u

UMTS mreži, time se smanjuje kašnjenje koje nastaje kada mobilni terminal razmjenjuje

poruke sa mrežom.[1] Svaka bazna stanica je povezana na EPC preko S1 interfejsa. Također

se može povezati sa susjednom baznom stanicom preko X2 interfejsa, što se uglavnom koristi

za signalizaciju i proslijeđivanje paketa tokom handover-a. X2 interfejs je opcionalni, te u

slučaju da ne postoji ovaj interfejs onda S1 mora obavljati sve njegove funkcije.[1] eNB je

također odgovoran za mnoge funkcije kontrolne ravni. Odgovoran je za upravljanje radio

resursima RRM (engl. Radio Resource Management ) tj. kontroliše upotrebu radio interfejsa

što uključuje dodjelu resursa na zahtjev, prioritetizacija i raspoređivanje saobraćaja u cilju

obezbjeđivanja zahtjevane kvalitete usluge QoS-a (engl. Quality of Service). [2]

9

1.2.3. EPC

EPC ima centralnu ulogu u inter-working-u elemenata arhitekture sistema. Sastoji se

od slijedećih dijelova [2]:

P-GW (engl. Packet data network GateWay) predstavlja vezu EPC s vanjskim

svijetom. Preko SGi interfejs, svaki P-GW razmjenjuje podatke s jednim ili više

vanjskih uređaja ili paketskih mreža, kao što su serveri mrežnog operatora,

internet ili IMS (engl. IP Multimedia Subsystem). Svaka podatkovna mreža je

identificirana sa APN (engl. Access Point Name). Svaki mobilni uređaj je

dodijeljen default-nom P-GW-u. Pri prvom pristupu mreži mobilni uređaj se

konektuje preko default-nog P-GW-a, a kasnije mobilnom uređaju može biti

dodjeljeno više P-GW-a. Svaki P-GW održava istu propusnost tokom trajanja

konekcije.

S-GW (engl. Serving GateWay) djeluje kao ruter i proslijeđuje podatke između

bazne stanice i P-GW-a. Mreža može sadržavati više S-GW-a, a svaki od njih je

zadužen za odgovarajuće mobilne uređaje u njegovoj trenutnoj geografskoj

domeni. Svakom mobilnom uređaju je dodjeljen samo jedan S-GW, ali se on

ovisno o mobilnosti korisnika može promijeniti.

MME (engl. Mobility Management Entity) kontroliše high-level operacije

mobilnog uređaja, šaljući mu signalne poruke po pitanju sigurnosti i upravljanja

prenosom podataka koje su vezane za radiokomunikaciju. Mreža može imati

više MME-ova od kojih je svaki odgovaran za odgovarajuću geografsku oblast.

Svaki UE je dodjeljen jednom MME, koji se naziva poslužiteljski MME. MME

također kontroliše i druge elemente mreže, pomoću EPC internih signalnih

poruka.

PCRF (engl. Policy and Charging Resource Function) je mrežni element

odgovoran za Policy i Charging kontrolu. On donosi odluke na koji način

održavati usluge u skladu sa QoS-om i obavještava P-GW o tome ili ako je

moguće obavještava i S-GW.

HSS (engl. Home Subscription Server) je baza podataka koja sadrži sve

permanentne informacije o pretplatniku. Ona također, bilježi lokaciju korisnika

na nivou posjećenog mrežnog kontrolnog čvora poput MME čvora. U ovoj bazi

podataka sadržane su informacije o uslugama koje korisnik koristi, dopuštene

PDN konekcije, stanje roaming-a i sl.

10

1.3. Principi LTE radio primopredajnika

1.3.1. LTE radio predajnik

Sl. 1.4 pokazuje najvažnije komponente bežičnog predajnog sistema. Predajnik

prihvaća tok bita od aplikativnog softvera. Potom se primljeni biti moduliraju amplitudno ili

fazno. Kako je pokazano na slici, predajnik obično procesira informacije u dvije faze. U

prvoj fazi, modulator prihvaća dolazeće bite i sastavlja simbole koje predstavlja pomoću

ampiltude ili faze odlaznog nosioca. Ovaj modulirani signal prolazi kroz analogni odašiljač,

koji antenskim sistemom odašilje signal. Modulacijska šema na Sl. 1.4 je poznata QPSK

(engl. Quadrature Phase Shift Key).

Sl. 1.4 Arhitektura predajnika za bežične komunikacije [1]

Na Sl. 1.5 prikazane su četiri modulacione šeme koje se koriste kod LTE. BPSK (engl. Binary

Phase Shift Key) šalje jedan bit svaki signalizacioni interval. LTE koristi ovu šemu samo za

ograničavanje broja kontrolnih stream-ova, ali nikad je ne koristi za prenos normalnih

podataka. 16-QAM (engl. Quadrature Amplitude Modulation) šalje 4 bita svaki signalizacioni

interval koristeći 16 mogućih različitih stanja sa različitim amplitudama i fazama, te ima šest

puta veću brzinu nego BPSK.[1]

11

Sl. 1.5 Modulacione šeme u LTE [1]

1.3.2. LTE radio prijemnik

Signal od predajnika slabi tokom propagacije, intenzitet ovog slabljenja ovisi o

uslovima u kanalu tj. u kojoj mjeri je zastupljena frekvencijska i vremenska disperzija. Na Sl.

1.6 prikazana je tipična arhitektura prijemnika za bežične komunikacione sisteme. Za

ispravnu detekciju signala neophodno je estimirati nosilac i takt signala. Ove estimirane

vrijednosti koristi demodulator za procjenu primljenih bita, koristeći teško odlučivanje (engl.

hard decision) gdje se odlučuje da li je 0 ili 1, ili pak koristeći meko odlučivanje (engl. soft

decision) gdje se vrše neka mjerenja povjerljivosti.

12

Sl. 1.6 Arhitektura prijemnika bežičnog komunikacionog sistema [1]

1.3.3. FDD i TDD modovi rada

Kod FDD moda rada, bazna stanica i mobilni terminal mogu slati i primati u isto

vrijeme koristeći različite frekventne nosioce. Kod TDD moda rada, oni mogu slati i primati

na istoj frekvenciji ali u različito vrijeme. I FDD i TDD modovi rada imaju različite prednosti

i mane. Kod FDD moda, brzine prenosa i za uplink i downlink su fiksne i obično jednake, što

ga čini pogodnim za glasovne usluge. Kod TDD moda rada, sistem se može prilagoditi onom

vremenu koje je potrebno za uplink i downlink, što ga čini pogodnim za aplikacije poput web

pretraživanja. TDD može izazvati interferenciju, ako npr. jedna bazna stanice šalje podatke u

blizini one bazne stanice koja prima. Da bi se to izbjeglo, susjedne bazne stanice moraju imati

pažljivo sinhronizovano vrijeme i moraju koristiti iste dodjele i za uplink i downlink, odnosno

drugim riječima sve susjedne stanice primaju i predaju u isto vrijeme. To čini TDD pogodnim

za mreže koje su sastavljene od izoliranih hotspot-ova, zato što hotspot može imati različitu

dodjelu vremena i resursa. Nasuprot tome, FDD se često koristi u WAN (engl. Wide-Area

Network) mrežama gdje nema izoliranih regija.[1]

13

Sl. 1.7 FDD i TDD modovi rada [1]

Prilikom rada u FDD modu, mobilni terminal obično ima duplexer sa velikim slabljenjem u

nepropusnom opsegu, kako bi izolirao predaju na uplink-u od prijema na downlink-u. U

varijanti poznatoj kao half-duplex FDD mod, bazna stanica može primati i slati u isto vrijeme,

dok mobilni terminal može samo jedno od ovoga. Ovo znači da mobilni uređaj ne mora imati

duplexer, što dizajn radio hardvera mobilnog terminala čini jednostavnijim. LTE podržava i

TDD i FDD mod rada. Mobilni terminal može podržavati bilo koju kombinaciju full-duplex

FDD, half-duplex FDD i TDD, mada može koristiti samo jednu od njih u vremenu. [1] Na Sl.

1.7 prikazani su FDD i TDD modovi rada.

14

2. OFDMA tehnika višestrukog pristupa u LTE

Tehnika višestrukog pristupa koja se koristi za radio prenos i prijem na downlink-u u LTE

mreži je poznata kao OFDMA (engl. Orthogonal Frequency Division Multiple Access).

OFDMA obavlja iste funkcije kao i ostale tehnike višestrukog pristupa (TDMA, FDMA,

CDMA) dopuštajući baznoj stanici da komunicira sa nekoliko različitih mobilnih terminala u

isto vrijeme. Također, ova tehnika je efikasno rješenje za minimizaciju problema uzrokovanih

fedingom i intersimbolskom interferencijom. OFDMA je šema za paralelni prenos podataka u

kojoj je serijski tok podataka velikog protoka razdvojen na podtokove nižeg bitskog protoka,

od kojih je svaki modulisan na poseban frekvencijski podnosilac. Pošto je spektar podnosilaca

dosta uži od ukupnog spektra kanala, svaki podnosilac trpi ravnomjerno slabljenje (flat

fading) što dozvoljava jednostavniju ekvalizaciju. Uzak spektar podnosioca znači dugo

trajanje simbola na datom podkanalu, znatno duže od odziva podkanala sa prostiranjem po

višestrukim putanjama. Visoka spektralna efikasnost je postignuta izborom ortogonalnih

nosećih frekvencija – spektri podnosilaca se preklapaju tako da se njihov međusobni uticaj

može izbjeći. U ovom poglavlju objasniti će se osnovni principi OFDMA i pokazati će se

način na koji je ova tehnika implementirana kod LTE sistema.

2.1. Osnovni principi

OFDMA se sastoji od pridružene jedne ili više frekvencija podnosioca svakom korisniku

UE sa ograničenjem da razmak između podnosilaca bude jednak OFDMA frekvencijskom

razmaku .[3] U cilju predstavljanja osnovnih principa OFDMA pretpostaviti ćemo

slijedeće:

- jedan podnosilac je dodjeljen svakom korisniku;

- jedini izvor smetnje je AWGN (engl. Additive White Gaussian Noise).

Signal za korisnika k, k=0,1,...,K-1, gdje je ima sljedeću formu:

, (2.1)

Gdje je

, je broj podnosilaca, a predstavlja frekvenciju nosioca. Pretpostavimo

da je frekvencija stalno dodjeljena korisniku k i da je broj podnosilaca jednak broju

15

korisnika u sistemu. Pod tom pretpostavkom modulator mobilnog terminala ima formu

nefiltriranog modulatora sa pravougaonim taktom (npr. QPSK) i frekvencijom podnosioca

. Predajni podaktovni simbol je dat slijedećim izrazom:

, (2.2)

gdje

označava simbol poslat od korisnika k tokom i-tog simbolskog perioda i rect(t) je

pravougaoni oblik impulsa dužine .

Prijemni signal od svih K korisnika prije down konverzije na baznoj stanici u prisustvu samo

AWGN šuma (bez feding fenomena) može se napisati kao:

, (2.3)

gdje je n(t) AWGN šum. Poslije demodulacije na baznoj stanici pomoću lokalnog oscilatora

sa frekvencijom nosioca , dobije se:

, (2.4)

Gdje je je kompleksna anvelopa za k-ti korisnički signal i je ekvivalnetni šum

u osnovnom opsegu. Ovaj izraz se također može napisati kao:

, (2.5)

Demodulirani signal je uzorkovan brzinom

i blok od uzoraka se generiše tokom jednog

perioda simbola. Tokom i-tog perioda simbola, generiše se sekvenca od uzoraka:

(2.6)

Prijemnik na baznoj stanici je očito OFDM prijemnik. [3]

Na Sl 2.1 prikazana je jednostavna OFDMA šema (jedan podnosilac po korisniku) gdje svaki

korisnik predstavlja single-carrier signal. Na baznoj stanici prijemni signal se dobija kao

suma K korisničkih signala i djeluje kao OFDM signal prirode multipoint-to-point. Za razliku

od konvencionalnih FDMA sistema, koji zahtjevaju K demodulatora kako bi se nosili sa K

istovremenih korisnika, OFDMA zahtjeva samo jedan demodulator, nakon kojeg slijedi

DFT (engl. Discrete Fourier Transform). Dakle, osnovne komponente OFDMA predajnika na

mobilnom terminalu su FEC (engl. Forward Error Correction) kodiranje, mapiranje, dodjela

podnosioca, single-carrier modulator (ili multi-carrier modulator ako je više podnosioca

dodjeljeno jednom korisniku). Budući da je OFDMA poželjno koristiti za uplink u

višekorisničkom okruženju, modulacija nižeg reda sa Gray-evim mapiranjem je povoljnija.

16

Sl 2.1 Osnovni prinicp OFDMA [3]

Dodjela podnosioca može biti dinamička ili fiksna. U praksi, kako bi se povećala robusnost

sistema dinamička dodjela podnosioca je povoljnija. Ako je mobilnom terminalu dodjeljeno

više nosioca, onda modulator predstavlja tipični OFDM modulator.

Vrlo precizan takt i sinhronizacija nosioca je jako bitno za OFDMA sistem kako bi se

osigurala ortogonalnost između K moduliranih signala koji dolaze od različitih mobilnih

terminala. To se može postići, npr. prenosom sinhronizacijskih signala od bazne stanice ka

svim mobilnim terminalima. Svaki modulator mobilnog terminala izvlači frekvenciju nosioca

i simbolski period iz ovih zajedničkih downlink signala. Na baznoj stanici glavne komponente

prijemnika su demodulator uključujući i sinhronizacijske funkcije, FFT (engl. Fast Fourier

Transform) i dekoder kanala (soft deciscion). Budući da bazna stanica ima dostupne

informacije o taktu i frekvenciji nosioca, jednostavno recovery kolo za estimaciju takta i

frekvencije nosioca je dovoljno kako bi demodulator izdvojio ove informacije iz primljenog

signala. Ova činjenica može uveliko pojednostaviti OFDM demodulator. [3]

2.2. OFDMA primopredajnik

Opći konceptualni blok dijagram OFDMA primopredajnika za uplink i downlink

višekorisničkog celularnog sistema dat je na Sl. 2.2. Mobilni terminal je sinhronizovan na

baznu stanicu. Predajnik mobilnog terminala raspakuje primljene demodulirane MAC (engl.

Media Access Control) poruke sa informacijom o dodjeli podnosioca, paterna frekvencijskog

17

skakanja, poruke za kontrolu snage emitovanja i vrijeme emitovanja, i informaciju o

sinhronizaciji takta i frekvencije. Sinhronizacija mobilnog terminala se postiže pomoću MAC

kontrolnih poruka. MAC kontrolne poruke procesira blok za MAC upravljanje i upravlja

modulatorom mobilnog terminala. Pilot simboli se umeću kako bi olakšali estimaciju kanala

na baznoj stanici. Na baznoj stanici, primljeni signali svih signala sa mobilnih terminala

demoduliraju se pomoću FFT kao kod konvencionalog OFDM prijemnika, uz pomoć MAC

bloka za upravljanje.

Sl. 2.2 Opšta blok šema OFDMA primopredajnika [3]

Bitno je naglasiti da struktura OFDMA primopredajnog sistema je vrlo slična OFDM sistemu.

Iste komponente, poput FFT, estimacija kanala, ekvalizacija, soft detekcija se mogu koristiti u

oba sistema. Kako bi obezbjedio različite brzine za različite multimedijalne usluge, OFDMA

šema treba biti fleksibilna u smislu dodjele brzine podataka. To se postiže dodjelom

zahtjevanog broja podnosioca na zahtjev za propusnim opsegom od određenog korisnika. Ovu

dodjelu obavlja MAC protokol na baznoj stanici. Ako je više od dva podnosioca dodjeljeno

mobilnom terminalu, inverzna FFT se mora koristiti na predajniku mobilnog terminala, što je

18

ekvivalnentno konvencionalnom OFDM predajniku. [3] Iz navedenih razloga u nastavku će se

objasniti principi OFDM sistema.

2.3. Principi OFDM sistema

Prva OFDM šema je predložena od strane R.V. Čanga 1966, ali pravi procvat

tehnologija doživljava devedesetih godina razvojem jeftinih čipova za digitalnu obradu

signala. Za generisanje OFDM signala se od tada de-facto koristi FFT transformacija

(praktični oblik DFT transformacije) čime se elegantno izbjegava upotreba banke modulatora

i korelatora za generisanje i prijem. Kompleksnost izračunavanja se upotrebom FFT-a sa reda

B2

smanjila se na red BlogB, gdje je B propusni opseg.

Sl. 2.3 prikazuje opštu blok šemu sistema za prenos OFDM signala.

Sl. 2.3 Blok šema OFDM sistema [3]

Izvor emituje niz bita koji se podvrgavaju zaštitnom (kanalnom) kodiranju koje štiti od

pojedinačnih grešaka u toku i učešljavanju (interleaving) koje štiti od bloka grešaka. Ovaj tok

se prevodi u paralelni tok bita koji će činiti jedan OFDM simbol. Koliko će bita biti

dodjeljeno OFDM simbolu zavisi od idućeg stepena - modulacione šeme za podnosioce, kao i

od samog broja podnosioca. Naprimjer ako za mapiranje simbola koristimo 16-QAM i ako

koristimo 100 podnosilaca onda će po četiri bita svakog paralelnog toka formirati po jednu

konstelacionu tačku, te će jedan OFDM simbol nastati od 400 bita. Modulacija podnosilaca se

19

lako realizuje pretraživanjem tabele koja grupu bita (npr. 4 za 16-QAM) mapira u IQ (In-

phase i Quadrature-phase) vektor tj. kompleksni broj.

Ovih N kompleksnih brojeva predstavlja N ulaznih uzoraka IFFT transformacije, odnosno N

frekvencijskih uzoraka u diskretnom spektru. U praksi je broj uzoraka za IFFT veći od ovih N

jer se pored uzoraka koji nose podatke (aktivni nosioci ili aktivni piloti) na ulaz IFFT modula

dovode i druge vrste nosilaca (pilota) koji služe za procjenu kanala i sinhronizaciju. Osim

toga, spoljni uzorci (početni i krajnji) se ne mogu koristiti za prenos podataka jer će ih NF

filteri u A/D i D/A konvertorima (u osnovnom opsegu) oslabiti u okolini Najkvistove

frekvencije fs/2. Zbog toga su ovi uzorci namješteni na nulu. Zbog praktičnosti realizacije

IFFT/FFT algoritama broj uzoraka je stepen broja 2. U realnim sistemima broj iznosi od 64 do

2048 podnosioca.

2.3.1. OFDM modulacija

Ortogonalni frekvencijski multipleks (OFDM) je poseban slučaj MCM (engl. Multi-

Carrier Modulation) modulacije, koja koristi više podnosilaca za prenos niza digitalnih

podataka. Problem sa klasičnim MCM-om je neefikasno korištenje spektra, zato što se

različiti podkanali međusobno ne preklapaju. Ovaj problem je u OFDM-u riješen upotrebom

ortogonalnih nosilaca, tako da se odgovarajući podopsezi međusobno preklapaju. Na taj način

se vrši ušteda u spektru i do 50% (Sl. 2.4), a ako je ispunjen uslov ortogonalnosti nosilaca, ICI

(engl. InterCarrier Interference) je jednaka nuli. To omogućava nisku kompleksnost

implementacije prijemnika, što OFDM čini atraktivnim za mobilne sisteme velikih brzina

prenosa, kao što je LTE downlink. Važno je napomenuti da tehnika prenosa preko više

uskopojasnih nosioca ne može sama osigurati zahtjevane performanse u vremenski ovisnim

kanalima, te se često koristi kanalno kodiranje. LTE downlink kombinira OFDM s kanalnim

kodiranjem i HARQ (engl. Hybrid Automatic Repeat reQuest) u borbi protiv negativnih

efekata dubokog fedinga. [4]

20

Ch. 1 Ch. 2 Ch. 3 Ch. 4 Ch. 5

Ch.1 Ch.2 Ch.3 Ch.4 Ch.5

frekvencija

frekvencija

klasicni MCM

ušteda u spektru

Sl. 2.4 Spektralna efikasnost OFDM modulacije u odnosu na klasičnu MCM modulaciju [4]

OFDM signal predstavlja sumu podnosilaca koji su prethodno modulisani nekom od

konvencionalnih modulacionih tehnika. Ako ja di kompleksni PSK simbol, N broj

podnosilaca, T trajanje simbola, fc centralna frekvencija u spektru OFDM signala, tada se

jedan OFDM simbol koji startuje u trenutku t=ts može izraziti na sljedeći način:

1

2

22

0.5Re exp 2

N

N c siN

i

is t d j f t t

T

, za s st t t T

(2.7)

0s t , za s st t t t T

Rastojanje između dva susjedna podnosioca je 1

T, dok je frekvencija (

2

Ni )-og nosioca

data jednačinom:

2

0.5N c

i

if f

T

(2.8)

LTE koristi fiksno rastojanje između podnosioca od 15 kHz. Često se koristi ekvivalentni

kompleksni oblik signala u osnovnom opsegu koji je dat sa:

21

1

2

22

exp 2

N

N siN

i

is t d j t t

T

, za s st t t T

(2.9)

0s t , za s st t t t T

U ovom zapisu realni i imaginarni djelovi odgovaraju kvadraturnim djelovima OFDM

signala. Da bi se dobio konačni OFDM signal potrebno je ove djelove pomnožiti sa

kosinusom odnosno sinusom čija je frekvencija jednaka fc. Na Sl. 2.5 prikazana je blok šema

tipičnog OFDM modulatora.

Sl. 2.5 Blok šema OFDM modulatora [4]

Sl. 2.6 prikazuje primjer 4 ortogonalna podnosioca iz jednog OFDM signala. U ovom

primjeru, svi podnosioci imaju istu fazu i amplitudu, mada u praksi amplitude i faze mogu biti

modulisane različito na svakom podnosiocu. Da bi se zadržala ortogonalnost svaki od

podnosilaca mora da ima cio broj ciklusa u toku intervala T, i broj ciklusa između susjednih

ponosilaca mora da se razlikuje tačno za jedan. Na primjer, ako je k-ti podnosilac iz jednačine

(2.9) demodulisan down-konverzijom signala sa frekvencijom k

T i integracijom na intervalu

T, rezultat će biti:

12

22

12

2 22

exp 2 exp 2

exp 2

s

s

s

s

Nt T

s N siNt i

Nt T

N s Ni kN ti

k ij t t d j t t dt

T T

i kd j t t dt d T

T

(2.10)

22

Dakle, za demodulisani podnosilac k, ova integracija daje željeni izlaz 2

Nk

d

(pomnožen

konstantnim faktorom T), koji predstavlja PSK simbol kojim je prethodno modulisan taj

podnosilac. Za sve ostale podnosioce, gornji integral je jednak nuli, zato što frekvencijska

razlika i k

T

daje cijeli broj ciklusa u toku intervala T.

Sl. 2.6 Ortogonalni nosioci u vremenskom domenu [5]

Ortogonalnost OFDM podnosilaca može biti interpretirana i na drugi način. Shodno jednačini

(2.7), svaki OFDM simbol sadrži podnosioce koji su različiti od nule u toku trajanja simbola

T. Stoga je spektar pojedinačnog simbola konvolucija povorke Dirac-ovih impulsa lociranih

na frekvencijama nosilaca sa spektrom pravougaonog impulsa trajanja T. Amplituda spektra

pravougaonag impulsa je jednaka sinc(πfT) i ima nule u tačkama koje su cjelobrojni umnošci

od 1

T. Sl. 2.7 prikazuje preklapanje spektara ortogonalnih podnosilaca. U tački u kojoj svaki

podnosilac ima maksimalnu amplitudu spektra ostali podnosioci imaju vrijednost amplitude

spektra jednaku nuli. Kako OFDM prijemnik razmatra vrijednosti spektra u onim tačkama

koje odgovaraju maksimum za svaki pojedinačni podnosilac, on stoga može demodulisati

svaki podnosilac bez interferencije sa ostalim. Uopšte, Sl. 2.7 pokazuje da spektar

zadovoljava Nyquist-ov kriterijum za prenos bez ISI. Pošto je ovdje Nyquist-ov kriterijum

primijenjen u frekventnom domenu, a ne u vremenskom, kako se obično koristi, ovdje nije

riječ o ISI već o ICI. Dakle, da bi se izbjegla ICI potrebno je da podnosioci budu ortogonalni,

tj. da maksimum spektra jednog podnosioca odgovara nulama u spektru svih ostalih

podnosilaca.

23

Sl. 2.7 Ortogonalni nosioci u frekventnom domenu [5]

Kompleksni OFDM signal u osnovnom opsegu, kako je definisano jednačinom (2.9),

praktično nije ništa drugo nego inverzna Fourier-ova transformacija od N PSK simbola.

Ekvivalent u diskretnom domenu je inverzna diskretna Fourier-ova transformacija (IDFT),

koja se definiše na sljedeći način:

1

0

exp 2N

i

i

i ns n d j

N

(2.11)

gdje je vrijeme t zamijenjeno indeksom uzorka n.

U praksi, ova transformacija može veoma efikasno da se realizuje primjenom nekog od

algoritama brze Fourier-ove transformacije. Najčešće se koristi algoritam “Decimation in

time” koji znatno redukuje broj množenja i sabiranja pri računanju IDFT. Na primjer, za

računanje IDFT u M tačaka potrebno je M2 kompleksnih množenja (sabiranja u ovoj analizi

nećemo uzimati u obzir, jer se ova operacija izvršava veoma brzo, a hardver je jednostavan),

dok je za isto uz upotrebu algoritma IFFT potrebno 2log

2

MM kompleksnih množenja. Pri

većim vrijednostima M, ova ušteda je ogromna. Nedostatak IFFT-a je što broj M mora biti

stepen broja 2, tj. 2kM .[5]

2.3.2. Tipovi podkanala

Aktivni podnosioci se grupišu i tako formiraju podkanal (engl. subchannel), kao na Sl.

2.8.

24

Sl. 2.8 OFDM tipovi podkanala [6]

Slika prikazuje tri podkanala nastala grupisanjem po dva podnosioca. Također prikazuje

zaštitne opsege na oba kraja i DC podnosilac u sredini. Kao što je slučaj na slici, podnosioci

odabrani za formiranje podkanala nisu nužno susjedno smješteni. Oni su odabrani prema

unaprijed određenom obrascu koji sadrži efekte frekvencijskog diversity-ja i drugih faktora.

Koncept podkanala može biti efikasno upotrijebljen u dodjeli podnosilaca ka korisnicima u

susjednim ćelijama ili susjednim sektorima. To omogućava korisnicima da dijele OFDM

kanal kao u slučaju FDMA, koristeći prednost ortogonalnosti u frekventnom domenu. U

praksi, mogu se formirati različiti tipovi podkanala u zavisnosti od metode grupisanja

podnosilaca. Jedan tip je distribuirano permutirani podkanal (engl. Distributed Permutation-

based Subchannel) u kojem su grupisani oni podnosioci koji su izabrani permutacijom na

širem rasponu podnosilaca, pa se tako dobiva efekat diversity-ja. Drugi tip je susjedno

permutirani podkanal (eng. Adjacent Permutation-based Subchannel) u kojem su zajedno

grupisani oni podnosioci koji su fizički susjedni. On se dalje dijeli na podkanal sa

djelimičnom upotrebom podnosilaca ili PUSC (engl. Partial Usage SubChannel) i podkanal

sa punom upotrebom podnosilaca ili FUSC (engl. Full Usage SubChannel). Kada je u pitanju

PUSC podkanal, podnosioci koji pripadaju tom podkanalu mogu biti raspodijeljeni na više

predajnika (npr. podjela podnosilaca u tri sektora) ali je moguća dodjela i samo jednom

predajniku. Ako imamo FUSC podkanale, svi podnosioci u nekom podkanalu mogu biti

dodijeljeni samo jednom predajniku. U FUSC modu, koristi se samo jedan zajednički skup

pilot podnosilaca za sve podkanale, za razliku od UL (engl. uplink) PUSC moda, gdje svaki

podkanal sadrži vlastiti skup pilot podnosilaca. Za DL (engl. downlink) PUSC mod, postoji

skup zajedničkih pilot podnosilaca za svaku grupu uključujući i skup podkanala. Za DL

FUSC i DL PUSC, prvo se alociraju pilot tonovi, a preostali podnosioci su namijenjeni za

podatke. Za UL PUSC skup korištenih podnosilaca se prvo podijeli podkanalima, a zatim se

raspodijele pilot podnosioci unutar svakog podkanala. Zadnji tip podkanala je pojasni AMC

25

podkanal (engl. Band Adaptive Modulation and Coding Subchannel). Ovaj tip poboljšava

efikasnost dodjeljivanjem grupe opsega u dobrom kanalnom stanju ka korisnicima, uzimajući

tako prednosti AMC efekta. Broj i pozicija podaktovnih i pilot podnosioca razlikuje se za ove

tipove podkanala.

2.3.3. Zaštitni interval i ciklički prefiks

Jedna od ključnih prednosti OFDM-a jeste efikasna borba protiv multipath delay

spread-a. Dijeljenjem ulaznog niza podataka na N podnosilaca, trajanje simbola se povećava

N puta, što redukuje delay spread u odnosu na trajanje simbola za isti faktor, čime se

smanjuje ISI. Da bi se ISI dodatno smanjila uvodi se zaštitni interval (engl. Guard Interval)

za svaki OFDM simbol. Zaštitni interval je odabran tako da je njegovo trajanje duže od

maksimalnog delay spread-a. Pri tako odabranom zaštitnom intervalu multipath komponente

jednog simbola ne interferiraju sa sljedećim simbolom.[5]

Zaštitni interval ne nosi nikakvu korisnu informaciju i može da ne sadrži nikakav signal.

Međutim, u tom slučaju se narušava ortogonalnost podnosilaca što uzrokuje ICI. Da bi se

izbjegla ICI, OFDM simbol se ciklično proširuje u zaštitnom intervalu na način kako je

prikazano na Sl. 2.9. Ciklični prefiks je kopija zadnjeg dijela OFDM simbola koji prethodi

prenošenom simbolu. Ubacivanje cikličnog prefiksa se provodi u diskretnom vremenskom

domenu, odmah nakon IFFT transformacije. Na taj način se zadržava ortogonalnost

podnosilaca, a OFDM simbol postaje periodičan, što je veoma važno za ispravnu

identifikaciju frejmova pri sinhronizaciji.

Sl. 2.9 OFDM simbol sa cikličnim prefiksom [5]

26

Ovaj metod pruža zaštitu od ISI-e sve dok je dužina cikličnog prefiksa veća od vremenskog

odziva radio kanala. Ostale posljedice prostiranja po višestrukoj putanji kao što su promjena

amplitude ili faze signala se otklanjaju u procesu ekvalizacije. FFT će se izvršiti nad dijelom

signala sa stabilnom fazom; početna tačka odabiranja, u trenutku Tx, se uzima unutar cikličnog

prefiksa tako da je zadovoljen uslov τ max< Tx < T CP, gdje τ max predstavlja vremenski odziv

kanala, tj. širenje simbola usljed prostiranja po više putanja, u najgorem slučaju. Zahvaljujući

činjenici da OFDM simbol predstavlja umnožak cijele periode ciklični prefiks će se prirodno

nastaviti na početak simbola bez naglih prelazaka u vremenskom domenu, tj. bez generisanja

dodatnih komponenti u spektru čime se sistem čuva od interferencije među nosiocima (engl.

Inter-Carrier Interference – ICI). Ovo produženje originalne sekvence omogućuje da

primljeni signal nakon odabiranja predstavlja cikličnu konvoluciju ulaznog signala i

impulsnog odziva sistema h[n], odnosno DFT izlaza kanala se izračunava kao:

(2.12)

gdje označava cikličnu konvoluciju. Ovo u frekvencijskom domenu znači:

(2.13)

Negativna strana cikličnog prefiksa se ogleda u činjenici da se na prijemu za demodulaciju

koristi samo Tu/(Tu+TCP) dio primljene snage, što znači gubitke u snazi na prijemu. Isto,

produživanje simbola će suziti spektar pojedinačnih podnosilaca što, zbog činjenice da je

razmak među njima ostao isti, znači stvaranje praznina u spektru tj. gubitke u spektralnoj

efikasnosti. Praktični sistemi podrazumjevaju kompromis između broja FFT tačaka (veći broj

tačaka povećava spektralnu efikasnost smanjivanjem gubitaka zbog zaštitnog perioda),

osjetljivosti na Doppler-ove i fazne šumove i gubitka snage usljed zaštitnog intervala.

Kod LTE dužina cikličkog prefiksa je , što odgovara razlici putanja od oko 1.4 km

između najkraćeg i najdužeg puta. Ova dužina cikličkog prefiksa je prihvatljiva za sve veće

ćelije i klastere. Ciklički prefiks smanjuje brzinu prenosa oko 7%, što je mala cijena za

uklanjanje ISI. [1]

2.3.4. Prozorska funkcija

Pravougaoni impuls ima širok frekvencijski opseg jer njegova Furijeova

transformacija ima oblik sinc funkcije sa velikim bočnim lobovima. Upotreba prozorskih

funkcija je poznata tehnika za smanjenje bočnih lobova, odnosno sprječavanje curenja

energije izvan korisnog opsega. U OFDM sistemu prozor ne smije utjecati na uzorke u toku

27

efektivnog trajanja simbola (TU). Zbog toga se ciklično produženi dijelovi simbola

amplitudski oblikuju i dodaju na krajeve simbola sa zaštitnim periodom, kako je prikazano na

slici 2.10 za slučaj prozorske funkcije podignuti kosinus. Ovo će omogućiti lagane prelaze

između susjednih simbola i time smanjiti rasipanje spektra u bočne lobove. Množenje uzoraka

prozorskom funkcijom je prosto dodavanje uzoraka na krajevima N+NCP .

Ova dodatna ciklična produženja pružaju minimalna poboljšanja u borbi protiv prostiranja po

višestrukoj putanji i na prijemu se odbacuju, te se radi uštede u brzini slanja simbola

produženja susjednih simbola preklapaju.

Sl. 2.10 Ubacivanje cikličnog prefiksa i prozorske funkcije [6]

2.4. Parametri LTE fizičkog sloja

Kako je već navedeno transmisijska šema na downlink-u za LTE FDD i TDD modove

rada bazirana je na konvencionalnom OFDM-u. LTE ima za cilj podržati implementaciju

širokog spektara mobilnih scenarija uključujući indoor, gradska, prigradska i seoska područja,

28

osiguravajući mobilnost UE do 350 km/h (ili čak do 500 km/h). Veličina ćelije može imati

poluprečnik reda nekoliko metara do čak 100 km i više. Frekvencije nosioca se uzimaju iz

opsega od 400 MHz do 4 GHz sa širinom propusnog opsega od 1.4 do 20 MHz. Svi ovi

slučajevi imaju za posljedicu različitu vremensku i frekvencijsku disperziju. Slijedeća slika

prikazuje OFDM signal sa širinom opsega 5 MHz, ali je princip isti i za ostale širine

propusnog opsega korištene u LTE-u.

Sl. 2.11 Vremensko-frekventna reprezentacija LTE OFDM simbola [7]

LTE obično koristi 15 kHz-ni razmak između podnosioca. Ovaj razmak između podnosioca je

kompromis između dužine cikličkog prefiksa i osjetljivosti na frekvencijske pomjeraje, te je

dovoljno velik kako bi omogućio visoku mobilnost i izbjegavanje potrebe za zatvorenom

petljom za frekvencijsku prilagodbu. U slučaju višećelijskog prostiranja i za ruralne i

suburbane ćelije razmak između podnosioca može biti i 7.5 kHz.

Opća struktura okvira je definirana i za TDD i FDD modove rada. Osim toga, jedino za TDD

je definirana alternativna struktura okvira. Za opću strukturu okvira 10 ms radiookvir je

podijeljen na 20 slotova, od kojih svaki traje 0.5 ms. Podokviri se sastoje od dva uzastopna

slota, tako da se jedan okvir sastoji od 10 podokvira. Ovo je prikazano na Sl. 2.12. Vremenski

slot predstavlja osnovnu vremensku jedinicu koja je obrnuto proporcionalna frekvenciji

uzorkovanja od 30.72 MHz. Jedan vremenski slot predstavlja skup blokova resursa, koji se

sastoji od sedam OFDM simbola, tako da je svakom OFDM simbolu pridruženo dvanaest

podnosioca, odnosno 84 resursna elementa u bloku resursa. Blok resursa se koristi za

opisivanje načina mapiranja fizičkih kanala u resursne elemente. Fizički blok resursa sastoji

se od 12 (24) uzastopna podnosioca koji su u frekventnom domenu razdvojeni sa 15 (7.5)

kHz. U vremenskom domenu, fizički blok resursa sastoji se od sedam OFDM simbola za opću

29

strukturu okvira. Veličina bloka resursa je ista za sve širine propusnog opsega, tako da broj

dostupnih fizičkih blokova resursa ovisi o širini propusnog opsega. U zavisnosti od

zahtjevane brzine prenosa podataka, svakom korisničkom terminalu može biti dodjeljen jedan

ili više blokova resursa u svakom transmisionom intervalu od 10 ms. Odluka o načinu dodjele

resursa korisničkim terminalima diktirana je od strane bazne stanice. Dodjela resursa u

frekventnom domenu odvija se na podjeli 180 kHz-nog raspoloživog opsega. Svakom OFDM

simbolu je dodan ciklički period kao zaštitni interval. Broj OFDM simbola ovisi od dužine

cikličkog prefiksa. Za opću strukturu okvira dužina cikličkog prefiksa je 5.2 μs za prvi OFDM

simbol, dok je za ostalih šest OFDM simbola jednaka 4.7 μs. Ovo je posljedica potrebe da se

smjesti cijeli broj OFDM simbola u svaki interval od 0.5 ms, sa pretpostavljenom dužinom

FFT bloka od 2048 uzoraka. Ovakva dužina cikličkog prefiksa poznata je pod nazivom

normalna dužina cikličkog prefiksa.[7][8]

Sl. 2.12 Opća struktura radiookvira [8]

U cilju pokrivanja scenarija sa velikim vrijednostima delay spread-a i višećelijskog

prostiranja uvedena je alternativna struktura okvira, koja se razlikuje od opće arhitekture u

dužini cikličkog prefiksa. Ova struktura okvira karakteriše i 15 kHz i 7.5 kHz-ne razmake

30

između podnosioca. Dužina cikličkog prefiksa, broj OFDM simbola i broj pridruženih

blokova resursa za opću i alternativnu strukturu okvira sumirane su u tabeli 2.1.

Konfiguracija Broj blokova resursa Broj OFDM simbola

Normalna dužina CP-a

12

7

Proširena dužina CP-a

6

24 3

Tabela 2.1 Parametri LTE fizičkog sloja u ovisnosti dužine cikličkog prefiksa [8]

Sl. 2.13 pokazuje strukturu okvira za različite dužine cikličkog prefiksa u ovisnosti o dužine

propusnog opsega.

Sl. 2.13 Broj uzoraka za svaki tip OFDM simbola [8]

LTE downlink-u može biti dodjeljeno šest različitih frekventnih profila kao što pokazuje

tabela 2.2.

31

Širina kanala [MHz] 1.4 3 5 10 15 20

Širina transmisionog propusnog opsega [MHz] 1.08 2.7 4.5 9 13.5 18

Širina transmisionog propusnog opsega [RB] 6 15 25 50 75 100

Tabela 2.2 LTE downlink profili [8]

Razlika između širine propusnog opsega kanala i širine transmisionog propusnog opsega data

je na Sl. 2.14.

Sl. 2.14 LTE širina propusnog opsega kanala i širina transmisionog propusnog opsega [8]

Ukoliko postoje neki podnosioci koji se ne koriste za prenos, širina transmisionog propusnog

opsega je manja od širine propsunog opsega kanala. Npr. u frekventnom domenu jedan blok

resursa zauzima 180 kHz. Dalje, 5 MHz-ni signal može prenositi 27.78 (5 MHz/180 kHz)

blokova resursa. Međutim, 25 blokova resursa se koristi za 5 MHz-ni LTE kanal i zauzima

ukupno 4.5 MHz propusnog opsega. [8]

2.5. LTE referentni signali na downlink-u

Kako bi se omogućila koherentna demodulacija na strani UE-a, referentni simboli

(pilot simboli) umetnuti su u OFDM vremensko-frekventnu šemu kako bi se realizovala

estimacija kanala. Downlink referentni simboli umetnuti su unutar prvog i posljednja tri

OFDM simbola za svaki slot sa razmakom u frekvencijskoj domeni od 6 podnosilaca. Ovo

odgovara četvrtom i petom OFDM simbolu u slotu u slučaju normalnog i proširenog

32

cikličkog prefiksa (CP-a) respektivno. Na Sl. 2.15 je prikazan LTE sistem sa jednom atenom

u normalnom CP modu. Tu je razmak u frekventnom domenu od tri podnosioca između prvog

i drugog referentnog simbola. Stoga postoje 4 referentna simbola unutar svakog bloka resursa.

UE će interpolirati više različitih referentnih simbola kako bi izvršio estimaciju kanala. U

slučaju dvije predajne antene, referentni signali su umetnuti od svake antene, gdje su

referentni signali sa druge antene pomjereni u frekventnoj domeni za tri podnosioca kako bi

se UE-u omogućila precizna procjena koeficijenata kanala. Na drugoj anteni se ne prenosi

ništa na istoj vremensko-frekvecijskoj lokaciji na mjestu referentnih signala.

Sl. 2.15 Lokacija referentnih signala unutar bloka resursa za jedan antenski [9]

Referentni simboli imaju složene vrijednosti koje su određene u skladu sa, kako pozicijom

simbola, tako i pozicijom ćelije. LTE specifikacije se odnose na sinhronizaciju kao na

dvodimenzionalnu sekvencu referentnih sigala što upućuje na identitet LTE ćelije. Postoji 510

sekvenci referentnih signala koji odgovaraju 510 različitih identiteta ćelija. Referentni signali

su izvedeni kao proizvod pseudo-slučajne dvodimenzionalne i dvodimenzionalne ortogonalne

sekvence. Postoji 170 različitih pseudo-slučajnih sekvenci kojima odgovara 170 identiteta

ćelija, te 3 ortogonalne sekvence pri čemu svaka od njih odgovara određenom identitetu ćelije

unutar grupe identiteta ćelija.

33

2.5.1. Sinhronizacione sekvence

UE koji želi pristupiti LTE sistemu treba proći proceduru traženja ćelije koja uključuje

niz sinhronizacijskih faza na osnovu kojih UE određuje vremenske i frekvencijske parametre

koji su mu neophodni kako bi demodulirao downlink signal, a kako bi mogao prenijeti

pravilan timing i dobiti neke od kritičnih parametara sistema. Postoje dvije procedure traženja

ćelije u LTE-u: jedna procedura tražeja ćelije odnosi se na inicijalnu (početnu) sinhronizaciju,

a druga za otkrivanje susjednih ćelija prilikom pripreme za handover. U oba slučaja UE

koristi dva posebna signala koja emituje u svakoj ćeliji, a to su: primarna sinhronizacijska

sekvenca (PSS – engl. Primary Synchronization Sequences) i sekundardna sinhronizacijska

sekvenca (SSS – engl. Secondary Synchronization Sequences). Detekcija ovih signala

omogućava UE-u da dovrši vremensku i frekvencijsku sinhronizaciju te da dobije korisne

parametre sistema kao što su: identitet ćelije – CID (engl. Cell Identifier), dužina CP-a, način

pristupa (TDD ili FDD) i sl. U ovoj fazi UE može dekodirati PBCH kanal kako bi dobio

važne informacije o sistemu.[9]

Sinhronizacijski signali se prenose dva puta u radiookviru od 10 ms. PSS sekvenca

smještena je u posljednjem OFDM simbolu prvog i jedanaestog slota svakog radiookvira, a

koja omogućava UE-u da postigne granicu timing slota nezavisno od dužine CP-a. PSS signal

je isti za bilo koju datu ćeliju u svakom podokviru u kojem se signal prenosi (kao PSS koristi

se sekvenca poznatu kao Zadoff-Chu). Lokacija SSS signala odmah prethodi PSS-u: prije

posljednjeg simbola prvog i jedanaestog slota svakog radiookvira. UE je u mogućnosti da

odredi dužinu CP-a provjerom apsolutne pozicije SSS signala. UE je također u mogućnosti da

odredi položaj granice okvira od 10 ms tako što je SSS signal naizmjeničan a specifičan način

između dvije transmisije (kao SSS signal koristi se sekvenca poznatu kao M sekvenca). U

frekventnom domenu PSS i SSS zauzimaju 6 centralnih blokova resursa, bez obzira na širinu

kanala u sistemu. PSS i SSS omogućavaju UE-u da se sinhronizira na mrežu bez prethodnog

znanja o dodijeljenom propusnom opsegu. Sinhronizacijske sekvence koriste ukupno 62

podnosioca, sa 31 podnosiocem mapiranim na obje strane DC podnosioca koji se ne koriste.

To ostavlja 5 podnosilaca u dijelu od 6 središnjih neiskorištenih blokova resursa. Struktura

radiookvira u vremenskom i frekventnom domenu data je na Sl. 2.16 i .

34

Sl. 2.16 Struktura radiookvira sa sinhronizacijskim sekvencama u vremenskom domenu [9]

Sl. 2.17 Struktura okvira sa sinhronizacijskim sekvencama u vremenskom i frekventnom domenu [9]

35

3. Sinhronizacijske tehnike za OFDMA

Kako je već rečeno, kada mobilni terminal želi pristupiti LTE mreži, prvo mora pronaći

ćeliju u kojoj se nalazi, a ovaj proces se naziva Cell Search. Na fizičkom sloju, ovaj postupak

se sastoji od niza sinhronizacijskih procesa, kojima UE određuje vremenske i frekvencijske

parametre neophodne za demodulaciju na downlink-u i za slanje signala na uplink u

ispravnom vremenskom trenutku. Tri glavna sinhronizacijska zahtjeva u LTE sistemu su:

1. Vremenska akvizicija simbola i okvira, određivanje tačne startne pozicije u okviru;

2. Sinhronizacija na frekvenciju nosioca, eliminišu se efekti frekvencijskih greški koje

proizilaze iz neusklađenosti lokalnih oscilatora između predajne i prijemne strane, kao

i usljed Doppler-ovog pomaka zbog mobilnosti UE-a;

3. Sinhronizacija takta signala [4]

U ovom poglavlju opisati će se zadnja dva procesa, bazirajući se na OFDMA

sinhronizacijskim tehnikama, odnosno na sinhronizaciji OFDM signala na downlink-u.

3.1. Blok za sinhronizaciju

Pouzdan blok za sinhronizaciju u prijemniku je jedan od najvažnijih pitanja kod multi-

carrier komunikacijskih sistema, posebno kod koherentnih prijemnika za kanal sa fednigom.

Opšta blok struktura bloka za sinhronizaciju kod multi-carrier komunikacijskih sistema je

data na slijedećoj slici. Kao što je prikazano na Sl. 3.1, postoje tri glavne zadaće

sinhronizacije za FFT: timing recovery, carrier frequency recovery i carrier phase recovery.

U ovom dijelu fokusirat ćemo se na prve dvije stavke, dok se carrier phase recovery odnosi

na estimaciju kanala. Dakle, da bi prijemnik pravilno demodulisao OFDM simbol potrebno je

da obavi dva sinhronizaciona zadatka. Vremenska sinhronizacija podrazumjeva određivanje

vremenskog razdešavanja simbola te najoptimalnijeg trenutka odabiranja. Frekvencijska

sinhronizacija predstavlja najpribližnije poravnanje noseće frekvencije u prijemniku sa

nosećom frekvencijom u kanalu za prenos.

36

Sl. 3.1 Šema bloka za sinhronizaciju kod OFDMA sistema [4]

Lokalni oscilator u analognom domenu mora da radi sa dovoljnom tačnošću te se zbog toga

stalno podešava na osnovu procjene bloka za frekvencijsku sinhronizaciju. Prije FFT

transformacije se izvodi fino podešavanje frekvencije sa ciljem smanjenja interferencije među

podnosiocima.

Učestanost odabiranja u A/D konvertoru kontrolisana je od strane bloka za vremensku

sinhronizaciju s ciljem sprječavanja frekvencijskih pomaka nakon FFT transformacije koji bi

unijeli dodatnu interferenciju među nosiocima. Ovaj blok kontroliše i položaj FFT prozora.

Blok za procjenu kanala procjenjuje fazna i amplitudska izobličenja i omogućuje pravilnu

demodulaciju konstelacije i pravilno kanalno dekodiranje. Automatska kontrola snage

(Automatic Gain Control – AGC) omogućuje smanjenje primljene snage na poželjan nivo.

Performanse bilo kojeg sinhronizacijskog mehanizma i algoritma za estimaciju kanala

određene su slijedećim parametrima:

Minimalni SNR (engl. Signal-to-Noise Ratio) pod kojim je zagarantovana

sinhronizacija;

Vrijeme akvizicije i opseg akvizicije (npr. maksimalna tolerancija za vremenski offset,

frekvencija lokalnog oscilatora);

Overhead u smislu smanjenja brzine prenosa ili snage emitovanja;

Kompleksnost izvedbe;

Robusnost i tačnost u prisustvu feding fenomena.

37

U bežičnom celularnom sistemu sa point to multi-point topologijom, bazna stanica djeluje kao

centralna kontrola raspoloživih resursa između nekoliko mobilnih terminalnih stanica. Prenos

signala od bazne stanice prema UE je uglavnom kontinuiran, dok s druge strane uplink

karakteriše burst saobraćaj. U slučaju kontinuiranog saobraćaja na downlink-u, akvizcija i

algoritam praćenja se primjenjuje za sinhronizaciju u cilju borbe protiv vremenskih varijacija

(npr. frekvencijski pomjeraj lokalnog oscilatora, Doppler-ov pomak, vremenski pomjeraj,

zajednička fazna greška). Na downlink-u se obično koristi slijepa sinhronizacija bez pilot

nosilaca. Međutim situacija je drugačija za burst saobraćaj. Svi sinhronizacijski parametri za

svaki burst moraju biti izvedeni sa potrebnom tačnošću unutar ograničenog vremenskog

intervala. Postoje dva načina za postizanje sinhronizacije burst-a:

Dodavanje dovoljno referentnih signala i pilota;

UE je sinhroniziran na downlink-u, gdje bazna stanica kontinualno šalje

sinhronizacijske informacije svim terminalnim stanicama.

Prvo rješenje zahtjeva značajan overhead, i kao takvo je spektralno neefikasno. Drugo

rješenje je široko usvojeno kod burst saobraćaja. Dakle, sve UE-i su sinhronizirani na

frekvenciju i taktu dobijenog od bazne stanice. Vremenske varijacije između UE i eNB mogu

se podesiti pomoću zatvorene petlje, tako što eNB periodično šalje signalne poruke zasebno

svakom UE-u. U ovom slučaju prijemnik na eNB ne mora regenerisati takt i frekvenciju UE-

a, već samo treba estimirati kanal. [4]

U vremenski i frekvencijski sinhronizovanom multi-carrier sistemu, prijemnik na baznoj

stanici treba detektirati startnu poziciju OFDM simbola ili okvira i estimirati kanalne statusne

informacije na osnovu pilot signala koji su umetnuti u svaki OFDM simbol. Ako je vrijeme

koherencije kanala veće od trajanja OFDM simbola, estimacija kanala se može dobro

procjeniti.

Prenos podataka se načelno izvodi pakovanjem u okvire, kako Sl. 3.2 prikazuje. Svaki okvir se

sastoji od nultog simbola (bez emitovane snage) kojeg slijede poznati referentni simboli (tj.

nosioci) i podaci. Dodatno, kroz podatke su razasuti i pomoćni nosioci.

38

Sl. 3.2 Struktura OFDM okvira [4]

Vremenska sinhronizacija se provodi u dvije faze – gruba i fina. Gruba sinhronizacija može

da iskoristi nulti simbol za sinhronizaciju okvira prije fine. Fina sinhronizacija može biti

provedena u vremenskom ili frekvencijskom domenu upotrebom referentnih simbola. Ovi

simboli imaju dobre autokorelacione osobine. Fina faza precizno podešava FFT prozor i

mijenja učestanost odabiranja A/D konvertora. Za vremensku sinhronizaciju se mogu

iskoristiti i svojstva zaštitnog perioda.

U slučaju kada je frekvencijski offset manji od polovine razmaka među podnosiocima,

algoritmi najveće vjerovatnoće koji koriste referentne pilote i CP se koriste za frekvencijsku

sinhronizaciju. Ako je razdešavanje veličine nekoliko razmaka među podnosiocima,

podešavanje frekvencije lokalnog oscilatora se odvija u dvije faze – gruba i fina.

Nulti simboli se koriste i za procjenu šuma i interferencije, a referentni za procjenu kanala i

fazne greške.

3.2. Posljedice sinhronizacijskih greški

Pogreške pri estimaciji takta i frekvenciji nosioca u multi-carrier sistemima uzorkuju

povećanje ISI i ICI, što se odražava na degradaciju performansu.

Pretpostavimo da frekvencija lokalnog oscilatora na prijemnoj strani nije perfektno

zaključana na frekvenciju predajnika. Primljeni signal u osnovnom opsegu poslije down

konverzije je:

(3.1)

gdje je frekvencijska greška i n(t) je kompleksna vrijednost AWGN šuma.

39

Gornji signal u odsustvu fedniga, poslije demodulacije i filtriranja na podnosiocu m može se

zapisati kao:

(3.2)

gdje je h(t) implusni odziv prijemnog filtra, a n'(t) je filtrirani šum.

Pretpostavimo da takt uzorkovanja ima statičnu grešku . Uzorak odabran u trenutku

na pondosiocu m ima slijedeći oblik:

(3.3)

Gdje prvi dio jednakosti odgovara predajnom signalu koji je oslabljeni i fazno pomjeren.

Drugi i treći dio predstavljaju ISI i ICI i date su slijedećim izrazima:

, (3.4)

, (3.5)

gdje je

. (3.6)

a g(t) je implusni odziv predajnog filtra.[4]

3.2.1. Analiza SNR-a u prisustvu frekvencijske greške

Frekvencijska greška u OFDM sistemima nastaje iz dva razloga – nepoklapanje

noseće frekvencije predajnika i prijemnika, te nepoklapanja učestanosti odabiranja predajnika

i prijemnika.

Nepoklapanje noseće frekvencije, tj. frekvencijsko razdešavanje na prijemniku nastaje zbog

nesavršenosti lokalnog oscilatora, promjenljivih operativnih uslova predajnika i prijemnika,

Doppler-ovog pomaka zbog relativne promjene položaja između predajnika i prijemnika, i

fazne greške usljed osobina kanala za prenos. Greška lokalnog oscilatora će izazvati pomak

OFDM simbola u frekvencijskom spektru u odnosu na originalne pozicije podnosilaca.

Ukoliko je ovaj pomak cjelobrojni umnožak Δf ortogonalnost će biti sačuvana, ali će simboli

podataka biti pogrešno dekodovani iz spektra što će rezultovati bitskom greškom (engl. Bit

40

Error Rate – BER) od 0.5. Ukoliko je pomak različit od cjelobrojnog umnoška Δf doći će do

prelijevanja energije među podnosiocima, s obzirom da u diskretnim frekvencijama kΔf

učestvuju bočni lukovi svih podnosilaca.

Ovdje razmatramo samo efekat frekvencijske greške, te stoga stavljamo u gornijim

relacijama. Radi jednostavnosti zaštitini interval je izostavljen. Relacija (3.6) postaje:

č

(3.7)

Signal na m-tom podnosiocu nakon uzorkovanja se može zapisati kao:

, (3.8)

Frekvencijska greška ne unosi ISI. Relacija (3.8) pokazuje da frekvencijska greška osim ICI

uzrokuje slabljenje amplitude signala i rotaciju konstelacijskog dijagrama na svakom

podnosiocu. Za veliki broj podnosioca ICI se može modelirati kao AWGN.

Rezultirajući SNR se može napisati kao:

, (3.9)

gdje je snaga šuma n'. Ako s označimo srednju primljenu energiju na pojedinačnom

podnosiocu i sa

spektralnu gustinu AWGN šuma, slijedi da je:

(3.10)

i SNR se onda može izraziti kao:

(3.11)

Ova relacija pokazuje da frekvencijska greška može značajno povećati SNR, te pokazuje da

SNR ovisi o broju podnosioca.[4]

U cilju izražavanja utjecaja frekvencijske greške na sistemske performanse definisat ćemo

veličinu gubitak SNR , koji je jednak odnosu SNR u idelanim uslovima i SNR pri realnim

uslovima tj.

. (3.12)

Pretpostavimo da je:

41

, (3.13)

, (3.14)

onda dobijamo da je:

. (3.15)

Jednostavniji izraza za se može dobiti za male vrijednosti razvijajući

funkciju u Tejlorov red u okolini tačke a izraz predstavlja

normaliziranu frekvencijsku grešku. Pod tim pretpostavkama dobivamo aproskimativan izraz

za

, (3.16)

Sl. 3.3 Uticaj frekvencijske greške na gubitak SNR-a

Sl. 3.3 pokazuje da frekvencijska greška može dovesti do velikih gubitaka SNR-a reda čak 15

dB. Sa slike se može zaključiti da za zadovoljavanje sistemskih performansi normalizirana

frekvencijska greška treba da bude manja od 0.02 odnosno .

42

3.2.2. Analiza SNR-a u prisustvu greške takta

U ovom dijelu razmotrit ćemo samo utjecaj greške takta, odnosno pretpostavljamo da

je Ako je greška takta unutar zaštitnog intervala tj. (rana

sinhronizacija), vremenska greška se kompenzira i eliminišu se ISI i ICI. To rezultira samo u

faznom pomjeraju na datom podnosiocu koji se može kompenzirati estimacijom kanala. No,

ako je (kasna sinhronizacija) pojavljuju se i ISI i ICI. Kako pokazuju relacije

(3.1) – (3.6), greška takta izaziva slabljenje amplitude signala i faznu rotaciju koja je

proporcionalna broju podnosioca.[4] Na sličan način kao u prethodnom slučaju, izraz za SNR

se može izvesti :

(3.17)

Koristan parametar za analizu utjecaja vremenske greške je već uvedeni gubitak SNR-a .

Uvodeći iste pretpostavke vrijednost ovog parametra za ovaj slučaj dobivamo:

, (3.18)

Također, na osnovu relacije (3.18) može se zaključiti da vremenska greška dovodi do gubitka

SNR-a. Slijedeća slika pokazuje uticaj vremenske greške na SNR, pri čemu smo pretpostavili

da je , m=4. Na osnovu Sl. 3.4 može se zaključiti da ako je normalizirana

vremenska greška tj. manja od 0 tada je gubitak SNR-a približno 0 dB, tj.

je približno jednak dok za

gubitak SNR-a dostiže vrijednost čak do 50

dB.

43

Sl. 3.4 Uticaj vremenske greške na SNR

3.3. Vremenska sinhronizacija

Glavni cilj vremenske sinhronizacije u OFDM sistemu je saznati gdje je početak

OFDM simbola. Ukoliko je impulsni odziv kanala kraći od zaštitnog intervala ortogonalnost

između podnosilaca je sačuvana i kašnjenje simbola se manifestuje kao fazni pomjeraj u

kanalu. Ovaj pomak se izračunava jedinicom za procjenu kanala i otklanja ekvalizacijom

kanala. U osnovi zadatak vremenske sinhronizacije je procjena položaja FFT prozora (OFDM

sinhronizacija simbola/okvira) i procjena frekvencije uzorkovanja za A/D konvertor.

Operacija vremenske sinhronizacije se provodi u dva koraka – gruba i fina vremenska

procjena simbola. [4]

3.3.1. Gruba vremenska sinhronizacija

Za grubu vremensku sinhronizaciju se razvijene razne šeme zasnovane na osobinama

prenesenog signala.

44

3.3.1.1 Detekcija nultog simbola

Detekcija nultog simbola koristi nulti simbol, odnosno signal nulte energije, na

početku svakog OFDM okvira za sinhronizaciju. Provodeći prostu detekciju snage na

prijemniku prije FFT operacije, prijemnik može pronaći početak okvira tražeći udubljenja u

primljenoj snazi signala (Sl. 3.5).

Sl. 3.5 Gruba sinhronizacija na bazi detekcije nultog signala [4]

Ukoliko paket nije primljen primljeni signal rn se sastoji samo od šuma rn=wn. Kada se naiđe

na početak paketa primljena energija se poveća za komponentu signala rn=sn+wn.

Promjenljiva odlučivanja mn je primljena energija sakupljena u toku prozora dužine L ne bi li

se izbjegla osjetljivost na velike pojedinačne uzorke šuma.

, (3.19)

Računanje se može pojednostaviti imajući u vidu da se radi o pomjerajućoj sumi, odnosno

kliznom prozoru, što omogućava rekurzivno izračunavanje:

(3.20)

Nedostatak ove metode je u tome što vrijednost praga odlučivanja zavisi od primljene

energije. Kad prijemnik traži paket primljeni signal će se sastojati samo od šuma koji je

nepoznata veličina i zavisi od podešavanja RF pojačavača na prijemniku i ometanja od

neželjenih predajnika u istom opsegu. Kad paket počne pristizati njegova snaga zavisi od

snage predajnika i gubitaka u kanalu. Sljedeće metode rješavaju ovaj nedostatak.

3.3.1.2 Detekcija paketa dvostrukim kliznim prozorom

Detekcija paketa dvostrukim kliznim prozorom izračunava dva uzastopna klizna

prozora primljenje energije. Osnovni princip je formiranje promjenljive odlučivanja mn kao

45

odnosa totalne energije sadržane u dva prozora. Sl. 3.6 prikazuje dva prozora A i B i odziv mn

na primljenu energiju. Prozori A i B se smatraju stacionarnim u odnosu na paket koji klizi

preko njih na desno. Kad se prima samo šum odziv je ravan jer u idealnom slučaju oba

prozora sadrže istu količinu energije šuma. Kako paket nailazi preko prozora A energija u

njemu raste do trenutka kad je A totalno sadržan u paketu. Ova tačka je vrh trougla u odzivu i

položaj paketa odgovara indeksu odbirka n. Poslije ovoga prozor B počinje sakupljati energiju

i kada je sav sadržan u paketu odziv je ponovo ravan. Paket je detektovan kada vrijednost mn

pređe vrijednost praga Pr.

Sl. 3.6 Odziv algoritma za detekciju sa dvostrukim kliznim prozorom

, (3.21)

, (3.22)

, (3.23)

3.3.1.3 Referentni simbol sa identičnim polovinama u vremenskom domenu

Referentni simbol sa identičnim polovinama u vremenskom domenu može biti poslan

na početku OFDM okvira i iskorišten za grubu vremensku sinhronizaciju. Na strani prijemnka

ove dvije identične polovine sekvence u vremenskom domenu mogu jedino biti fazno

pomjerene za usljed frekvencijske greške lokalnog oscilatora. Dvije polovine

trening sekvence se čine identičnim prenošenjem PN sekvence na parnim frekvencijama, a

prenošenjem nula na neparnim. Sevence ovakvih karakteristika se koriste kao standardne

preambule u bežičnim mrežama. Kašnjenje D odgovara polovini trajanja ukupne sekvence.

46

Sl. 3.7 Vremenska sinhronizacija bazirana na referentni simbol sa identičnim polovinama [4]

Neka u svakoj polovini posmatrane sekvence ima M kompleksnih uzoraka. Funkcija za

estimaciju vremenske greške d definiše se kao:

. (3.24)

Konačno, procjena vremenske greške se dobija kao maksimalna vrijednost kvadrata izraza

(3.24). Glavni nedostak ove metode je plato greške, što može dovesti do nesigurnosti.

3.3.1.4 Korištenje zaštitnog intervala

Korištenje zaštitnog intervala za grubu sinhronizaciju se zasniva na činjenici da je

ciklični prefiks kopija korisnog dijela OFDM simbola. Za sinhronizaciju se koristi funkcija

korelacije između zaštitnog intervala i OFDM simbola i metoda je upotrebljiva sve dok je

zaštitni interval dovoljno dug da apsorbuje sve kopije signala u kanalu.[4]

47

Sl. 3.8 Vremenska sinhronizacija bazirana na korištenju zaštitnog intervala [4]

3.3.2. Fina vremenska sinhronizacija

Za finu vremensku sinhronizaciju se koriste metode bazirane na korištenju prenesenih

referentnih simbola. Jedno od rješenja je korištenje estimacije impulsnog odziva kanala.

Primljeni signal bez šuma je konvolucija poslanog signala s(t) i

impulsnog odziva kanala h(t). U frekvencijskom domenu poslije FFT procesiranja signala

dobijamo Slanjem specijalnih referentnih simbola S(f) je unaprijed

poznata prijemniku. Nakon dijeljenja R(t) sa S(t) i IFFT obrade h(t) postaje poznato i moguće

je izvesti tačnu informaciju o vremenu. Ako FFT prozor nije pravilno postavljen primljeni

signal postaje:

, (3.25)

što nakon FFT obrade prelazi u :

. (3.26)

Nakon dijeljenja R(t) sa S(t) i IFFT obrade prijemnik dobija Na kraju, proces fine

vremenske sinhronizacije se svodi na kašnjenje FFT prozora tako da postane nula. U

slučaju prostiranja po višestrukoj putanji odziv kanala se sastoji od serije Dirakovih impulsa.

Zbog lakoće implementacije za pozicioniranje FFT prozora se uzima eho sa snagom iznad

unaprijed određenog praga.

3.3.2.1 Podešavanje frekvencije uzorkovanja

Primljeni analogni signal se uzorkuje frekvencijom oscilatora prijemnika i ti uzorci se

koriste u FFT obradi. Razdešavanje frekvencije uzorkovanja će izazvati faznu rotaciju

48

podnosilaca i pad SNR-a uslijed interferencije među podnosiocima. Većina inplementiranih

algoritama podrazumjeva korištenje referentnih pilota, tj. unaprijed poznatih podnosilaca.

Algoritmi za određivanje greške odabiranja podrazumjevaju da su ovi piloti simetrično

raspoređeni oko središnjeg podnosioca.

Metoda koja je predstavljena koristi pilote raspoređene u dvije grupe – C1 koji označava pilote

na negativim podnosiocima i C2 koji predstavlja pilote na pozitivnim podnosiocima. Procjena

greške učestanosti odabiranja se računa na osnovu linearne veze između fazne rotacije

izazvane ovim razdešavanjem i indeksa podnosioca pilota. Primljeni piloti podnosioci mogu

se u jednostavnom obliku predstaviti kao:

, (3.27)

gdje je l indeks OFDM simbola, k indeks podnosioca, Ts trajanje cijelog OFDM simbola, Tu

trajanje korisnog dijela, a tΔ vremenska greška. Da bi izračunali rotaciju pilota od jednog

simbola do idućeg uvodimo promjenljivu Z:

(3.28)

Kumulativna faza na osnovu za dvije grupe i ima oblik:

(3.29)

(3.30)

Greška frekvencije uzorkovanja data je slijedećim izrazom:

(3.31)

gdje normalizacioni faktor pretpostavlja da su pilotski indeksi k

ravnomjerno raspoređeni.

Ispravljanje greške frekvencije uzorkovanja tj. korekcija rotacije uzrokovane

razdešavanjem frekvencije se može izvesti sa dva različita pristupa.

Problem može biti riješen na njegovom izvoru podešavanjem frekvencije uzorkovanja u

DAC-u prijemnika (Sl. 3.9 (a)). Drugi način je rotiranje suprotno greški nakon DFT obrade

49

(Sl. 3.9 (b)). Prvi način se naziva sinhronizovano uzorkovanje, a drugi nesinhronizovano

uzorkovanje.

Podešavanje frekvencije A/D konvertora savršeno otklanja grešku frekvencije uzorkovanja

pod uslovom da je procjena greške tačna. Ali, zahvaljujući trendovima proizvodnje potpuno

digitalnih uređaja, gornja šema se zamjenjuje donjom u cilju smanjenja broja analognih

komponenti, odnosno smanjenja cijene proizvodnje. Umjesto kristalom upravljive frekvencije

koristi se onaj fiksne. Blok van/duplo se koristi jer će u jednom trenutku položaj uzorka biti

znatno drugačiji od onih određenih periodom uzorkovanja. Ovaj blok će ili duplirati uzorak ili

ga izbaciti van, zavisno od toga da li je frekvencija uzorkovanja prijemnika brža ili sporija od

frekvencija uzorkovanja predajnika. Blok rotor vrši korekciju faze na osnovu procjene DPLL

bloka. [7]

Sl. 3.9 Struktura prijemnika za korekciju greške učestanosti odabiranja [4]

50

3.4. Frekvencijska sinhronizacija

Druga fundamentalna funkcija OFDM prijemnika je frekvencijska sinhronizacija.

Zavisno od karakteristika OFDM signala (da li ima ili nema pomoćne pilote) može se

upotrijebiti nekoliko algoritama za detekciju frekvencije i sinhronizaciju:

sinhronizacija pomoću pilota – algoritmi bazirani na analizi specijalnih trening

sekvenci ugrađenih u OFDM okvir,

sinhronizacija bez pomoćnih pilota – algoritmi bazirani na analizi signala nakon

DFT obrade, odnosno u frekvencijskom domenu i

algoritmi koji iskorištavaju redudansu u cikličnom prefiksu.

Prvi tip algoritama se koristi u standardima bežičnih pristupnih mreža, dok druga dva

odgovaraju mrežama za emitovanje programa ili onima sa stalnim protokom.

3.4.1. Frekvencijska sinhronizacija u vremenskom domenu

Estimator frekvencije koji radi u vremenskom domenu zahtijeva da trening sekvenca

koja se šalje prije korisničkih podataka bude sastavljena od dvije istovjetne grupe poslane

jedna za drugom.

Označimo poslani signal u kanalnom opsegu sa sn. Tada je taj kompleksni signal u osnovnom

opsegu (označimo ga sa yn ) jednak:

(3.32)

gdje je ftx prenosna frekvencija predajnika. Kada prijemnik vrati signal u osnovni opseg

koristeći svoju noseću frekvenciju frx, onda je primljeni kompleksni signal u osnovom opsegu

rn , zanemarujući šum, jednak:

(3.33)

gdje je fΔ=ftx-frx razlika između nosećih frekvencija predajnika i prijemnika. Neka D bude

kašnjenje između dva identična uzorka dvije uzastopne sekvence. Označimo sa z sljedeći

izraz:

(3.34)

Tada slijedi da je:

51

. (3.35)

Ovo je suma kompleksnih promjenljivih sa fazom proporcionalnom frekvencijskom ofsetu.

Estimator frekvencijske greške maksimalne vjerovatnoće se formira kao:

(3.36)

Važan parametar ovog algoritma je njegov operativni opseg. Operativni opseg određuje

koliko velika frekvencijska greška može biti procjenjena. Opseg je direktno povezan sa

dužinom trening sekvence. Faza z je faza argumenta -2πfΔDTs koja je nedvosmisleno određena

jedino u opsegu [-π,π). Stoga, ako je apsolutna vrijednost frekvencijske greške veća od:

(3.37)

procjena će biti netačna s obzirom da se z zarotirao za ugao veći od ¼. Maksimalna

dozvoljena frekvencijska greška se obično normalizuje na razmak među podnosiocima fs .

Ako je kašnjenje D jednako dužini simbola tada je:

(3.38)

Zbog toga frekvencijska greška može biti najviše polovina razmaka među podnosiocima.

Ukoliko ponovljeni simbol sadrži i ciklični prefiks onda je kašnjenje veće od trajanja simbola

i opseg estimatora je smanjen. Sa porastom dužine trening sekvence maksimalna moguća

frekvencijska greška koja se može procijeniti,

opada.

Analize pokazuju da je u kanalu sa šumom kvalitet estimacije srazmjeran dužini sume (3.35),

odnosno broju L, odnosno što je više uzoraka u sumi procjena je kvalitetnija.

3.4.2. Frekvencijska sinhronizacija u frekventnom domenu

Procjena frekvencijske greške se može izvršiti i nakon DFT procesa, odnosno u

frekventnom domenu. Isto kao i u obradi u vremenskom domenu algoritam zahtijeva

najmanje dvije identične uzastopne sekvence.

Izvešćemo, također, estimator frekvencijske greške maksimalne vjerovatnoće. Primljeni

signal nakon dvije uzastopne sekvence, zanemarujući šum, je jednak:

za n=0,1,...,2N-1 (3.39)

52

gdje je preneseni simbol podataka, je frekvencijski odziv kanala za k-ti podnosilac, K

je ukupni broj podnosilaca i fΔ je frekvencijska greška normalizovana na razmak među

podnosiocima. DFT prvog primljenog simbola za k-ti podnosilac iznosi:

, za n= 0,1,...,N-1 (3.40)

a drugog simbola iznosi:

, za n= 0,1,...,N-1 (3.41)

Posmatrajući jednačinu (3.38 ) vidimo da je:

(3.42)

Kako je slijedi da je:

(3.43)

Zbog ovog svaki podnosilac trpi isti fazni pomak proporcionalan frekvencijskoj greški. Znači

da se frekvencijska greška može procijeniti iz faznog pomjeraja. Upotrijebimo promjenljivu z

kao:

(3.44)

Promjenljiva z je kompleksna promjenljiva čija je faza definisana frekvencijskom greškom.

Estimator ima oblik:

(3.45)

što je oblikom slično estimatoru koji radi u vremenskom domenu.

Estimator koristi fazu kompleksne promjenljive kao osnovu za procjenu frekvencijske greške,

te isto funkcioniše u oblasti [-π,π). Isto tako, maksimalna mjerljiva frekvencijska greška

iznosi pola razmaka između podnosilaca, baš kao i kod estimatora u vremenskom domenu.

Nedostatak ove metode je to što se DFT mora proračunati za obje uzastopne sekvence što

znači potrebu za dodatnim resursima za digitalnu obradu signala.

53

3.4.3. Gruba frekvencijska sinhronizacija

Pretpostavljamo da je frekvencijska greška veća od polovice razmaka između podnosioca tj.

(3.46)

gdje prvi izraz relacije predstavlja frekvencijski pomjeraj, koji je cjelobrojni umnožak

frekvencijskog razmaka među podnosiocima, z je cijeli broj, a drugi izraz je dodatni

frekvencijski pomjeraj koji je frakcionalni dio frkevencijskog razmaka podnosioca tj. je

manji od . Cilj grube frekvencijske sinhronizacije je procjena z.

3.4.4. Fina frekvencijska sinhronizacija

Pod pretpostavkom da je frekvencijski pomjeraj manji od polovice razmaka između

podnosioca, tada je zastupljena jedan-na-jedan korespondencija između rotacije faze i

frekvencijskog pomjeraja.

Fazni pomjeraj ograničava maksimalnu vrijednost frekvencijskog pomjeraja. Fazni

pomjeraj se obično procjenjuje koristeći algoritme na bazi pilota ili referentnih signala. Često

se koriste duge trening sekvence, poslane od bazne stanice. Korelacijski proces u

frekvencijskoj domeni se izvršava preko ograničenog broja frekvencija podnosioca (npr.

podnosioca). Kako je pokazano na slijedećoj slici, estimacija kanala može procjeniti

zajedničku faznu grešku, koja se može koristiti za finu sinhronizaciju.

Sl. 3.10 Fina frekvencijska sinhronizacija bazirana na korištenju referentnih signala[4]

54

4. Simulacija LTE DL u SystemVue 2011.10

U cilju ilustracije važnosti sinhronizacije na performanse sistema, izvršena je analiza i

simulacija gotovog modela 3GPP_LTE_DL_SISO_BER.wsw iz programskog paketa

SystemVue 2011.10 za različite parametre kanala. Ovaj model ilustrira arhitekturu LTE

downlink-a za SISO (engl. Single Input Single Output) sistem. Također, za ovaj model

konfigurisana je analiza BER-a (engl. Bit Error Rate) i BLER-a (engl. Block Error Rate) u

odnosu na vrijednost SNR-a, testirano u dvije sredine AWGN i feding okruženju. Poseban

akcenat na ovom modelu stavljen je na model prijemnika i to na dijelu koji se odnosi na

sinhronizaciju. Frekvencijska sinhronizacija u SystemVue je tip grube frekvencijske

sinhronizacije i obavlja se na osnovu PSS, SSS sekvenci i cikličnog prefiksa. Vremenska

sinhronizacija se odvija ili korskorelacijom dvije primljene PSS sekvence (za kašnjenje na

prijemniku od jednog okvira) ili pak autokorelacijom primljene PSS sekvence i lokalne PSS

sekvence (za kašnjenje na prijemniku od jednog podokvira).

4.1. SystemVue 2011.10

SystemVue je okruženje za dizajn komunikacionih sistema u osnovnom i

transponovanom opsegu, razvijen od strane Agilent kompanije. SystemVue ima opsežne

profesionalne sposobnosti za podršku digitalnom procesiranju signala na DSP (engl. Digital

Signal Processing) mikroprocesorima i programbilnim pločama PGA (engl. Programmable

Gate Arrays), zatim dizajna analognog radio-frekventnog opsega i dizajna standarda poput

IEEE 802.11g, Bluetooth, 3G i 4G komunikacionih sistema. SystemVue se također može

koristiti za simulaciju tipičnog blok sistema koji reprezentuje osnove komunikacionih

sistema. [10]

4.2. Simulacija modela LTE downlink sistema u AWGN

okruženju

Model LTE sistema u SystemVue dat je na slijedećoj slici. Model predstavlja LTE

sistem koji radi u FDD modu i jedina smetnja koja se javlja u kanalu je AWGN šum sa

konstantnom spektralnom gustinom snage.

55

Sl.4. 1 Model LTE downlink sistema u AWGN okruženju

4.2.1. Source blok

Source blok je Patterned Data Source blok iz SystemVue biblioteke. Parametri bloka

Source koji predstavlja izvor podaktovnih bita dati su na slijedećoj slici. Kako je pokazano na

slici, za parametar DataPattern selektovan je PN9 koji je ustvari 511-bitni pseudoslučajni

generator prema preporuci CCITT (engl. Consultative Committee for International Telephony

and Telegraphy) 0.513. Nema kašnjenja tj. parametar InitialDelay je postavljen na nulu.

Također, onemogućen je burst saobraćaj. Brzina generiranja bita jednaka je brzini

uzorkovanja. Detaljnije o ovim parametrima pogledati u SystemVue Help meniju.

LTE_FDD_DL_AWGN_BER.dsn

LTE: FDD Downlink SISO BER and PER Measurements on AWGN Channel

Source

Source Coded BER/BLER

Noise

Density

NDens i ty =21.08e-12W [NDensity]

NDens i ty Ty pe=Cons tant noise densityAWGN

Re

Im

Cx ToRect

Re

Im

Rec tToCx

DeModI

Amp

FreqPhase

Q

FCarrier=2GHz

OutputTy pe=I/QDem odulator

1 1 0 1 0

DataPattern=PN9B2 {DataPattern@Data Flow Models}

r ef

t est LTE

BER_FER

Status UpdatePeriod=1000Es tRelVarianc e=0.000001

Fram eStop=100 [StopFrame]

Fram eStart=1 [StartFrame]Fram eDelay=1

Sourc eTy pe=RawBitsDis play PortRates=NO

PDCCH_Sy m s PerSF=2;2;2;2;2;2;2;2;2;2 [PDCCH_SymsPerSF]RB_Al loc =0;25 [UE1_RB_Alloc]

RB_Al loc Ty pe=StartRB_Num RBs [RB_AllocType]

Cy c l ic Prefix =Norm al [CyclicPrefix]Bandwidth=BW_5_M Hz [Bandwidth]

Spec ia lSF_Config=Config4 [SpecialSF_Config]TDD_Config=Config_0 [TDD_Config]

Fram eM ode=FDD [FrameMode]

DM RS_Num AntPorts=1CRS_Num AntPorts=Tx1

M appingTy pe=0;0;0;0;0;0;0;0;0;0 [UE1_MappingType]Pay load=0.333 [UE1_Payload]

Pay load_Config=Code_rate [UE1_Config]UE_Trans M ode=Mode 1

Link Dir=Downlink

CodedBER {LTE_BER_FER@LTE 8.9 Models}

Ant s_TD

UE1_RawBits

UE1_ChannelBits

UE1_M odSym bols

UE2_M odSym bols

UE3_M odSym bols

UE4_M odSym bols

UE5_M odSym bols

UE6_M odSym bols

PDCCH_M odSym bols

PHI CH_M odSym bols

PCFI CH_M odSym bols

PBCH_M odSym bols

SSS_M odSym bols

PSS_M odSym bols

Dat aOutUE1_HARQ _BitsUE1_TBS

LTE DL

BB

Rec eiver

LTE_DL_Rec eiv er_2 {LTE_DL_Receiver@LTE 8.9 Models}

UEs _n_SCID=0;0;0;0;0;0 [[0,0,0,0,0,0]]

DM RS_Ra=0;0;0;0;0;0 [[0,0,0,0,0,0]]UEs _Spec i fic RS=0;0;0;0;0;0 [[0,0,0,0,0,0]]

TC_Iteration=6

Dem apperM ax Level=100.0Dem apperType=Soft

Sy m _StartPos =-20;-18 [[-20,-18]]Fm ax=0HzTmax=0μs

SNR=10 [SNR]M M SE_RBWinLen=3

ChEs tim atorM ode=MMSE_2DFreqSy nc=non

Trac k Range=0.1e-3s

Searc hRange=3e-3sSearc hTy pe=Search+Track

Rec eiv erDelay =One frame delay (10ms)PreDowns am pling=NO

ShowRx Algori thm Parameters=YESSSS_Ra=10PSS_Ra=10

UEs _Pa=0;0;0;0;0;0 [[0,0,0,0,0,0]]PDSCH_PowerRatio=p_B/p_A = 1

PCFICH_Rb=0ShowPowerParam eters=YES

PHICH_Ng=Ng 1/6

PHICH_Duration=Norm al_DurationPDCCH_Sy m s PerSF=2;2;2;2;2;2;2;2;2;2 [PDCCH_SymsPerSF]

ShowControlChannelParameters=YESShowOtherUEs _Parameters=NO

UE1_RB_Al loc =0;25 [UE1_RB_Alloc]

RB_Al loc Ty pe=StartRB + Num RBs [RB_AllocType]UE1_Category =Category 4

UE1_n_RNTI=1UE1_RV_Sequenc e=0;1;2;3 [[0,1,2,3]]

UE1_M appingTy pe=0;0;0;0;0;0;0;0;0;0 [UE1_MappingType]UE1_Pay load=0.333 [UE1_Payload]

UE1_Config=Code rate [UE1_Config]

UE1_M ax HARQTrans=4UE1_Num HARQ=8

UE1_HARQ_Enable=NOShowUE1_Param eters=YES

UEs _Trans M ode=0;0;0;0;0;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0]]

RB_Gap=Ngap1RB_M appingTy pe=Localized

Cel l ID_Group=0 [Cel l ID_Group]Cel l ID_Sec tor=0 [Cel l ID_Sector]

Cy c l ic Prefix =Norm al [CyclicPrefix]Ov ers am pl ingOption=Ratio 2 [Ov ersamplingOption]

Bandwidth=BW 5 M Hz [Bandwidth]

Fram eM ode=FDD [FrameMode]ShowSy s tem Parameters=YES

1 1 0 1 0

DataPattern=PN9

B1 {DataPattern@Data Flow Models}

UE1_Data

HARQ _Bits

f r m _TD

f r m _FD

UE1_M odSym bols

UE1_ChannelBits

SC_St atus

LTE

DL

Src

LTE_DL_Src _3 {LTE_DL_Src@LTE 8.9 Models}

SetupFi le='C:\LTE_DL_Src.setxDis play M sg=Simple

PRS_Enable=NOPDCCH_Com m on_DCI_Form ats =-1;-1;-1;-1 [[-1, -1, -1, -1]]

PDCCH_Com m on_AggreLevel=4 [[4]]

PDCCH_UE_DCI_Form ats =0;-1;-1;-1;-1;-1 [[0, -1, -1, -1, -1, -1]]PDCCH_UE_AggreLev el=1 [[1]]

ShowSpec trum ShapingParameters=NODM RS_Ra=0;0;0;0;0;0 [[0,0,0,0,0,0]]UEs _Pa=0;0;0;0;0;0 [[0,0,0,0,0,0]]

PDSCH_PowerRatio=p_B/p_A = 1ShowPowerParam eters=YES

UEs _n_SCID=0;0;0;0;0;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0]]HI=1;0;1;0;1;0;1;0;1;0 [[1,0,1,0,1,0,1,0,1,0]]

PHICH_Ng=Ng 1/6PHICH_Duration=Norm al_Duration

PDCCH_Sy m s PerSF=2;2;2;2;2;2;2;2;2;2 [PDCCH_SymsPerSF]

ShowControlChannelParameters=YESShowOtherUEs _Param eters=YES

UE1_RB_Al loc =0;25 [UE1_RB_Alloc]RB_Al loc Ty pe=StartRB + Num RBs [RB_AllocType]

UE1_Category =Category 4

UEs _n_RNTI=1;2;3;4;5;6 [[1,2,3,4,5,6]]UE1_RV_Sequenc e=0;1;2;3 [[0, 1, 2, 3]]

UE1_M appingTy pe=0;0;0;0;0;0;0;0;0;0 [UE1_MappingType]UE1_Pay load=0.333 [UE1_Payload]

UE1_Config=Code rate [UE1_Config]UE1_HARQ_Enable=NO

UEs _Spec i fic RS=0;0;0;0;0;0 [[0,0,0,0,0,0]]

UEs _Trans M ode=0;0;0;0;0;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0]]ShowUE1_Param eters=YES

RB_Gap=Ngap1RB_M appingTy pe=Localized

Cel l ID_Group=0 [Cel l ID_Group]

Cel l ID_Sec tor=0 [Cel l ID_Sector]Cy c l ic Prefix =Norm al [CyclicPrefix]

Ov ers am pl ingOption=Ratio 2 [Ov ersamplingOption]Bandwidth=BW 5 M Hz [Bandwidth]Fram eM ode=FDD [FrameMode]

ShowSy s tem Parameters=YES

Sam pleRate=15.36e+6Hz [SamplingRate]Power=1W

Frequenc y=2GHzO1

ModOUT

QUADOUT

FreqPhaseQ

IAmp

FCarrier=2GHzInputTy pe=I/Q

M odulator

56

Sl.4. 2 Parametri bloka Patterned Data Source

4.2.2. Blok 3GPP LTE downlink predajnik

Parametri ovog bloka se mogu podijeliti na: sistemske parametre, parametre

korisničkih terminala, parametri za kontrolu kanala, parametri za kontrolu snage predaje,

parametri za oblikovanje spektra predajnog signala i parametri za pozicioniranje referentnih

signala.

1. Sistemski parametri

Sistemski parametri koji karakterišu blok za LTE predajnik dati su na slijedećoj slici.

57

Sl.4. 3 Sistemski parametri LTE predajnika

Frame Mode – označava način rada LTE-a i može biti postavljen na FDD ili TDD.

Cyclic Prefix (CP) Type – odnosi se na tip cikličkog prefiksa i može biti postavljen na

normalnu ili pak na proširenu dužinu CP-a.

RP Mapping Type – označava način mapiranja virtuelnih resursnih blokova na fizičke

resursne blokove. Ovo mapiranje može biti lokalno ili distribuirano, no u SystemVue je

podržano samo lokalno mapiranje.

Bandwidth – označava korišteni propusni opseg, može biti selektovan na već ranije

navedena šest profila LTE-a. U našem slučaju, postavljen je na 5 MHz.

Cell ID – odnosi se na identitet ćelije, koju karakterišu dva parametra: identifikacioni

parametar pripadanja nekoj grupi, čija vrijednost pripada opsegu [0,167] i parametar

koji identificira ćeliju unutar pripadne grupe, definiran preko PSS sekvenci. Korijenski

indeksi za PSS su M = 29, M = 34, M = 25. Za CellID_Sector = 0 M je jednak M =

29, dok za CellID_Sector = 1 je 34, a za CellID_Sector = 2 je 25.

Oversampling Option – odnosi se na omjer poduzorkovanja, na LTE downlink-u

podržani su slijedeći omjeri: 1, 2, 4 i 8.

58

UE Transmision Mode – označava transmisioni mod za korisničke terminale. U

našem slučaju postoji šest korisničkih terminala i svi imaju isti transmisioni mod

postavljen na TM1: Single Ant port (port 0). Moguće je ovaj parametar postaviti i na

TM7 na portu 5 i TM8 ili na portu 7 ili na portu 8.

2. Parametri za kontrolu kanala

Ovi parametri su prikazani na slijedećoj slici.

Sl.4. 4 Parametri za kontrolu kanala

PDDCH (engl. Physical Downlink Control Channel) okarakteriziran je brojem

OFDM simbola u svakom podokviru i tipom DCI (engl. Downlink Control

Information) formata. Broj OFDM simbola može biti postavljen na 0, 1, 2, 3 i 4. Za 5

MHz-ni opseg najoptimalnija vrijednost za broj OFDM simbola dodjeljenih PDDCH

kanalu je 2. DCI format se definiše za UE i zajednički DCI format, može imati jednu

59

od četiri moguće vrijednosti 0, 1, 1A i Null. Detaljnije o tipu DCI formata pogledati u

Help meniju.

PHICH (engl. Physical Hybrid ARQ (Automatic Repeat reQuest) Indicator

Channel) okarakteriziran je sa dva parametra: trajanjem (engl. Duration) i načinom

dodjele (engl. Allocation ) - Ng. Tip trajanja PHICH kanala utječe samo na

podokvirove koji sadrže PDDCH simbole i može biti normalno ili produženo trajnaje.

Ng predstavlja broj PHICH grupe i može biti postavljen na 1/6, 1/2, 1 ili 2.

HI (engl. HARQ indicator) prenosi se na PHICH za svaki podokvir i može biti

selektovan na 0, 1 ili -1, gdje -1 označava da se ne koristi HARQ. Ovaj parametar je

matrična veličina i dopuštene veličine su 1x1, 10x1, Nx1, 10xN, gdje je N broj

PHICH-a u PHICH grupi. N ima vrijednost 8 za normalnu dužinu cikličkog prefiksa a

4 za proširenu dužinu cikličkog prefiksa.

Positioning Reference Signals – određuje način pozicioniranja referentnih signala.

3. Parametri za alokaciju blokova resursa

Ovi parametri se definišu zasebno za svaki korisnički terminal. Način na koji se vrši dodjela

ovih parametara za UE 1 dato je na slijedećoj slici, na isti način ovi parametri su definisani i

za preostala pet UE-a.

60

Sl.4. 5 Parametri za dodjelu blokova resursa UE-u 1

UE Category – definira tip UE određujući na taj način kapacitativne mogućnosti UE-

a, čime se određuje broj soft kanalnih bita za podršku brzine na downlink-u. Postoji pet

kategorija UE-a, njihova relacija sa odgovarajućim soft kanalnim bitima data je u

slijedećoj tabeli.

UE kategorija Broj soft kanalnih bita

Kategorija 1 250368

Kategorija 2 1237248

Kategorija 3 1237248

Kategorija 4 1827072

Kategorija 5 3667200

Tabela 4.1 UE kategorije

61

Resource Block Allocation Type - u SystemVue LTE biblioteci definirane su tri tipa za

dodjelu blokova resursa na DL i UL-u i to StartRB + NumRBs, RB indices (1D) i RB

indices (2D).

Payload Config – u LTE biblioteci definirana su tri tipa i to: MCS index, Transport

block size ili Code rate. Detaljnije o ovim metodama pogledati u Help meniju.

Mapping Type – odnosi se na tip korištene modulacije (QPSK, 16 QAM ili 64 QAM).

UEs RNTI - predstavlja radio network temporary identifier za svaki UE.

4. Parametri za kontrolu snage

Ovi parametri dati su na slijedećoj slici.

Sl.4. 6 Parametri za kontrolu snage

RS_EPRE – predajna energija po resursnom elementu za referentne signale RS

predajne ćelije za svaki antenski port izražena u dBm/15kHz.

62

PCFICH_Rb - odnos ukupne PCFICH EPRE predajne snage na svim antenskim

portovima i referentne snage RS_EPRE u dB kod simbola sa RS.

PHICH_Ra – odnos ukupne PCFICH EPRE predajne snage na svim antenskim

portovima i referentne snage u dB kod simbola bez RS.

PBCH_Ra – odnos ukupne PBCH EPRE predajne snage na svim antenskim

portovima i referentne snage u dB kod simbola sa RS.

PBCH_Rb - odnos ukupne PBCH EPRE predajne snage na svim antenskim

portovima i referentne snage u dB kod simbola bez RS.

PDCCH_Ra - odnos ukupne PDCCH EPRE predajne snage na svim antenskim

portovima i referentne snage u dB kod simbola bez RS.

PDCCH_Rb - odnos ukupne PDCCH EPRE predajne snage na svim antenskim

portovima i referentne snage u dB kod simbola sa RS.

PDSCH_PowerRatio – definiše značenje parametra UEs_Pa na slijedeći način. Ako je

PDSCH_PowerRatio = 'p_B/p_A = 1', vrijednost parametra UEs_Pa za svaki UE je

odnos PDSCH EPRE i RS EPRE ćelije. U drugom slučaju ako je PDSCH_PowerRatio

postavljen na PB vrijednost parametra UEs_Pa za svaki UE je definirana od viših

slojeva.

UEs_Pa – definira odnos snage (u dB) za svaki UE.

UEs_Rb – odnos ukupne PDSCH EPRE snage na svim portovima antene i referentne

snage u dB kod simbola bez RS.

PSS_Rb – odnos ukupne PSS EPRE snage na svim portovima antene i referentne

snage u dB kod simbola bez RS.

SSS_Rb – odnos ukupne SSS EPRE snage na svim portovima antene i referentne

snage u dB kod simbola bez RS.

DMRS_Ra - odnos ukupne DMRS EPRE snage na svim portovima antene i

referentne snage u dB.

5. Parametri za oblikovanje spektra

Ovi parametri definišu način na koji se oblikuje spektar predajnog signala i dati su na

slijedećoj slici.

63

Sl.4. 7 Parametri za oblikovanje spektra predajnog signala

SpectrumShapingType – može biti postavljen na TimeWindowing ili FIRFilter.

WindowType – tip prozorske funkcije.

CyclicInterval – preklapajući ciklički interval između dva susjedna OFDM simbola u

chip jedinicama.

CI_StartPos – početna pozicija cikličkog intervala u odnosu na početnu poziciju

cikličkog prefiksa. Ako je ova vrijednost negativna, onda to znači da se ciklički

interval nalazi prije CP-a.

FIR_Taps – broj tapova FIR filtra.

FIR_withInterp – označava da li je FIR filter s interpolacijom.

FIR_FilterType – tip FIR filtra, RRC, Idealni NF filter ili EquiRipple.

Nakon podešavanja svih parametara, moguće je generisati mapu/mrežu bloka resursa kao na

slijedećoj slici.

64

Sl.4. 8 Mreža bloka resursa

Izgled šeme bloka LTE_DL_Src je dat na slijedećoj slici.

Sl.4. 9 Šema bloka LTE_DL_Src

Range check

Display messages

Multiplexer, OFDM Modulator, Framing and Spectrum Shaping

Control Channels

PDSCHs--->UE1

PDSCHs--->UE2~6

Physical Signals

Demodulation Reference

signals

LTE

BCH G ener ator

PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]Fr am eI ncr eased=YES

Fr am eNum=0Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]

BCH_Bit s

LTE

PBCH_CRC

BCH_BlockSize=24Num TxAnt s=Tx1

L7

[ ]

For m at =Colum nM ajorNum Cols=1

Num Rows=40 [ 24+16]P3

LTE

PBCH_Rat eM atch

BCH_BlockSize=24CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

L9

Num Bit s=2B9

Table( n)

Values=0. 707 + 0. 707j; 0.707 – 0. 707j; - 0. 707 . . . [QPSK]L11

Re

Im

C4

Re

Im

R6

1 1 0 1 0

B12

Re

Im

C10

1 1 0 1 0

Dat aPat t er n=PN15B1

Table( n)

Values=0. 707 + 0. 707j; 0.707 – 0. 707j; - 0. 707 . . . [ UE4_Mapper]L28

1 1 0 1 0

Dat aPat t er n=PN15B11

1 1 0 1 0

Dat aPat t er n=PN15

B3

Table( n)

Values=0. 707 + 0. 707j; 0.707 – 0. 707j; - 0. 707 . . . [ UE5_Mapper]

L25

Table( n)

Values=0. 707 + 0. 707j; 0.707 – 0. 707j; - 0. 707 . . . [ UE6_Mapper]L26

Table( n)

Values=0. 707 + 0. 707j; 0.707 – 0. 707j; - 0. 707 . . . [ UE3_Mapper]L27

Num Bit s=2 [ UE3_M apper Bits]B6

1 1 0 1 0

Dat aPat t er n=PN15B10

Num Bit s=2 [ UE4_M apper Bits]B7

Num Bit s=2 [ UE5_M apper Bits]

B4

Re

Im

C11

Re

Im

R2

Re

Im

C12

Re

Im

R3

Re

Im

C13

Re

Im

R4

Re

Im

C14

Re

Im

R5

LTE

PSCH

CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]L5

LTE

SSCH

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]

L6

LTE

DL_Pilot

DisplayPor t Rat es=NOCellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]L4

Per iodic=YESO f f set=0V

Explicit Values=240; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0V [ BCH_Bits]W1

LTE

DL_HI

HI =1; - 1; - 1; - 1; - 1; - 1;-1;-1 [HI]PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L15

HIPHICH

Const ellationLTE

PHI CH

M odulator

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L16

LTE

PHI CH_Layer M apper

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L17

LTE

DL_CFI

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L12

InOut

ModSymLTE

PCFI CH

Scr am bler

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L13

LTE

ConvCoder

I nf oBit sSize=40 [ 24+16]ChannelType=BCH

L8

DataIn

Qm

DataOut LTE

M apper

Qm

M appingType=0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0 [ [ 0, 0, 0,0,0,0,0,0,0,0]]L1

[ ]Dynamic

# r ows # cols

For m at =Colum nM ajorD5

[ ]Dynamic

# r ows # cols

For m at =Colum nM ajorD7

[ ]Dynamic

# r ows # cols

For m at =Colum nM ajorD1

[ ]Dynamic

# r ows # cols

For m at =Colum nM ajorD2

Re

Im

R1

[ ]Dynamic

# r ows # cols

For m at =Colum nM ajorD3

Bus=NODat a Type=I nt egerDir ect ion=I nput

PO RT=1UE1_Dat a

Bus=NODat a Type=I nt egerDir ect ion=I nput

PO RT=7HARQ _Bits

[ ]Dynamic

# r ows # cols

For m at =Colum nM ajorD4

[ ]

For m at =Colum nM ajorNum Cols=1

Num Rows=120 [ 3*( 24+16)]U1

[ ]

For m at =Colum nM ajorNum Cols=1

Num Rows=72P2

[ ]

For m at =Colum nM ajorNum Cols=1

Num Rows=72P1

O ver sam plingO pt ion=Rat io 2 [ Pr e_O versamp]Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]

LTE_DL_O FDM _M odulator

LTE

DL_M uxSlot

CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]O ver sam plingO pt ion=Rat io 2 [ Pr e_O versamp]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]L31

Bus=NODat a Type=Com plex M atrix

Dir ect ion=O utputPO RT=4

UE1_M odSym bols

Bus=NODat a Type=I nt eger M atrix

Dir ect ion=O utputPO RT=5

UE1_ChannelBit s

Bus=NODat a Type=Com plexDir ect ion=O utput

PO RT=3f r m _FDBus=NO

Dat a Type=I nt egerDir ect ion=O utput

PO RT=6SC_St at us

Bus=NODat a Type=Com plexDir ect ion=O utput

PO RT=2f r m _TD

Taps=Real Ar r ay ( 1x49) Disabled: O PEN

F1

LTE

SpecShaping

CI _St ar t Pos=- 3 [ CI _St artPos]CyclicI nt er val=6 [ CyclicI nt erval]

WindowType=Tukey [ WindowType]Spect r um ShapingType=Tim eWindowing [ Spect r um ShapingType]

CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]O ver sam plingO pt ion=Rat io 2 [ O ver sam plingOption]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]L3

LTE_DL_DMRS

DM RS_AllSeq

DMRS_NoOOC

DMRS_WithOOC

DMRS

UE_Specif icRS=Por t 7 [ UEs_Specif icRS(6)]n_SCI D=0 [ UE6_n_SCID]

Num O f Layers=1RB_Alloc=0; 0 [ UE6_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

Disabled: O PENDM RS6

LTE_DL_DMRS

DM RS_AllSeq

DMRS_NoOOC

DMRS_WithOOC

DMRS

UE_Specif icRS=Por t 7 [ UEs_Specif icRS(5)]n_SCI D=0 [ UE5_n_SCID]

Num O f Layers=1RB_Alloc=0; 0 [ UE5_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

Disabled: O PENDM RS5

LTE_DL_DMRS

DM RS_AllSeq

DMRS_NoOOC

DMRS_WithOOC

DMRS

UE_Specif icRS=Por t 7 [ UEs_Specif icRS(4)]n_SCI D=0 [ UE4_n_SCID]

Num O f Layers=1RB_Alloc=0; 0 [ UE4_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

Disabled: O PENDM RS4

LTE_DL_UESRS_Port5

UEs_n_RNTI =1; 2; 3; 4; 5; 6 [ UEs_n_RNTI]UE6_RB_Alloc=0; 0 [ UE6_RB_Alloc]UE5_RB_Alloc=0; 0 [ UE5_RB_Alloc]UE4_RB_Alloc=0; 0 [ UE4_RB_Alloc]UE3_RB_Alloc=0; 0 [ UE3_RB_Alloc]UE2_RB_Alloc=0; 0 [ UE2_RB_Alloc]

UE1_RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

UEs_SRS_Por t 5_Gen

LTE_DL_VirtualAntMapping

Tx_AntennaI nputPorts

Ant M appingM at r ix=1 [[1]]Num O f Layers=1

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Num TxAnt s=Tx1

UE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t ( por t 0) [ UEs_Tr ansMode(1)]UE_Por t 5_Vir t ualAnt M apping

LTE_DL_VirtualAntMapping

Tx_AntennaI nputPorts

Ant M appingM at r ix=1 [[1]]Num O f Layers=1

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Num TxAnt s=Tx1

UE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t ( por t 0) [ UEs_Tr ansMode(2)]UE2_Por t 5_Vir t ualAnt M apping

LTE_DL_VirtualAntMapping

Tx_AntennaI nputPorts

Ant M appingM at r ix=1 [[1]]Num O f Layers=1

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Num TxAnt s=Tx1

UE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t ( por t 0) [ UEs_Tr ansMode(3)]UE3_Por t 5_Vir t ualAnt M apping

LTE_DL_VirtualAntMapping

Tx_AntennaI nputPorts

Ant M appingM at r ix=1 [[1]]Num O f Layers=1

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Num TxAnt s=Tx1

UE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t ( por t 0) [ UEs_Tr ansMode(4)]UE4_Por t 5_Vir t ualAnt M apping

LTE_DL_VirtualAntMapping

Tx_AntennaI nputPorts

Ant M appingM at r ix=1 [[1]]Num O f Layers=1

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Num TxAnt s=Tx1

UE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t ( por t 0) [ UEs_Tr ansMode(5)]UE5_Por t 5_Vir t ualAnt M apping

LTE_DL_VirtualAntMapping

Tx_AntennaI nputPorts

Ant M appingM at r ix=1 [[1]]Num O f Layers=1

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Num TxAnt s=Tx1

UE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t ( por t 0) [ UEs_Tr ansMode(6)]UE6_Por t 5_Vir t ualAnt M apping

LTE_DL_DMRS

DM RS_AllSeq

DMRS_NoOOC

DMRS_WithOOC

DMRS

UE_Specif icRS=Por t 7 [ UEs_Specif icRS(1)]n_SCI D=0 [ UE1_n_SCID]

Num O f Layers=1RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

Disabled: O PENDM RS1

LTE_DL_DMRS

DM RS_AllSeq

DMRS_NoOOC

DMRS_WithOOC

DMRS

UE_Specif icRS=Por t 7 [ UEs_Specif icRS(2)]n_SCI D=0 [ UE2_n_SCID]

Num O f Layers=1

RB_Alloc=0; 0 [ UE2_RB_Alloc]RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]

RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

Disabled: O PENDM RS2

LTE_DL_DMRS

DM RS_AllSeq

DMRS_NoOOC

DMRS_WithOOC

DMRS

UE_Specif icRS=Por t 7 [ UEs_Specif icRS(3)]n_SCI D=0 [ UE3_n_SCID]

Num O f Layers=1RB_Alloc=0; 0 [ UE3_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

Disabled: O PENDM RS3

DataIn

HARQ_Bits

DataOut

Qm

LTE DL

ChannelCoder

RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]

DM RS_Num Ant Por ts=1UE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t ( por t 0) [ UEs_Tr ansMode(1)]

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]

Num TxAnt s=Tx1RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]ChBit _Conf ig=REs per subf rame

RV_Sequence=0; 1; 2; 3 [ UE1_RV_Sequence]UE_Cat egor y=Cat egor y 1 [ UE1_Cat egory]

M appingType=0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UE1_M appingType]Payload=2555; 2555; 2555; 2555; 2555; 2555; 2555; 25. . . [ UE1_Payload]

Payload_Conf ig=Tr anspor t block size [ UE1_Config]n_RNTI =1 [ UEs_n_RNTI (1)]

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]

M axHARQ Tr ans=4 [ UE1_M axHARQ Trans]Num HARQ =8 [ UE1_Num HARQ]

HARQ _Enable=YES [ UE1_HARQ _Enable]LTE_DL_ChannelCoder

LTE DL Src

RangeCheck

UEs_Specif icRS=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UEs_Specif icRS]UEs_n_RNTI =1; 2; 3; 4; 5; 6 [ UEs_n_RNTI]

UE1_RV_Sequence=0; 1; 2; 3 [ UE1_RV_Sequence]UE1_CL_Pr ecoding_Enable=NO

UE1_M axHARQ Tr ans=4 [ UE1_M axHARQ Trans]UE1_Num HARQ =8 [ UE1_Num HARQ]

UE1_HARQ _Enable=YES [ UE1_HARQ _Enable]UEs_Tr ansM ode=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UEs_TransMode]

RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]LTE_DL_Sr c_RangeCheck

LTE

RB AllocI nfo

UE6_AllocI nfo

LTE

RB AllocI nfo

UE5_AllocI nfo

LTE

RB AllocI nfo

UE2_AllocI nfo

LTE

RB AllocI nfo

UE3_AllocI nfo

LTE

RB AllocI nfo

UE4_AllocI nfo

LTE

DL_DCI _CRC

DisplayPor t Rat es=NOPHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]UE_TxAnt Select ion=Non_config

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Num TxAnt s=Tx1Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L19

LTE

ConvCoder

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L20

DataInDataOut

ModSymLTE

PDCCH

Scr am bler

PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Num TxAnt s=Tx1Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L30

LTE

DL_DCI _Gen

DisplayPor t Rat es=NOUE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t (port 0)

PUSCH_RBSize=1; 1; 1; 1; 1; 1; 1; 1; 1; 1 [ [ 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1]]PUSCH_RBO f f set =0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0]]

SRS_SF_Conf ig=0

SRS_Enable=NOPHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L18

LTE

DL_DCI _Rat eMatch

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L21

LTE

PDCCH_M ux

CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L22

LTE PDCCH

I nt er leaver

PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

Num TxAnt s=Tx1Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

L23

LTE

PBCH_Scr am bler

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]

L10

Table( n)

Values=0. 707 + 0. 707j; 0.707 – 0. 707j; - 0. 707 . . . [ UE2_Mapper]L29

Num Bit s=2 [ UE6_M apper Bits]B5

Num Bit s=2 [ UE2_M apper Bits]B8

LTE_DL_PstRS

Pst N_RB_PRS=6 [ N_PRS_RB]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]L2

Pilots

PSCH

SSCH

PBCH

PCFICH

PHICH

PDCCH

Data_UE6

Data_UE5Data_UE4

Data_UE3

Data_UE2

Data_UE1

DataOut

StdOut

SC_Status

DM RS_UE1

DM RS_UE2

DM RS_UE3

DM RS_UE6

Posit ion_RS

DM RS_UE4

DM RS_UE5

LTE_DL

M uxO FDMSym

DL_M uxO FDMSym

Ant M appingM at r ix=1 [[1]]N_PRS=1 [ N_PRS]

Posit ionCf gI dx=1 [ PRS_Conf igIdx]N_PRS_RB=6 [ N_PRS_RB]Posit ionFact or =0 [ PRS_Ra]

Fr am eI ncr eased=NO [ Fr am eI ncreased]Fr am eNum =0 [ Fr ameNum]

Posit ionEnable=NO [ PRS_Enable]DM RS_Ra=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ DM RS_Ra]

SSS_Ra=0 [ SSS_Ra]PSS_Ra=0 [ PSS_Ra]

UEs_Pa=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UEs_Pa]PDSCH_Power Rat io=p_B/ p_A = 1 [ PDSCH_Power Rat io]

PDCCH_Rb=0 [ PDCCH_Rb]PDCCH_Ra=0 [ PDCCH_Ra]PBCH_Rb=0 [ PBCH_Rb]PBCH_Ra=0 [ PBCH_Ra]

PHI CH_Rb=0 [ PHI CH_Rb]PHI CH_Ra=0 [ PHI CH_Ra]

PCFI CH_Rb=0 [ PCFI CH_Rb]

RS_EPRE=- 25 [ RS_EPRE]PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]

PHI CH_Dur at ion=Nor m al_Dur at ion [ PHI CH_Dur ation]PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]

UE6_RB_Alloc=0; 0 [ UE6_RB_Alloc]UE5_RB_Alloc=0; 0 [ UE5_RB_Alloc]UE4_RB_Alloc=0; 0 [ UE4_RB_Alloc]UE3_RB_Alloc=0; 0 [ UE3_RB_Alloc]UE2_RB_Alloc=0; 0 [ UE2_RB_Alloc]

UE1_RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]

RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]

SS_Per TxAnt =NOUEs_Num O f Layer s=1; 1; 1; 1; 1;1 [[1, 1, 1, 1, 1, 1]]UEs_Tr ansM ode=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UEs_TransMode]

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_G r oup]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPr efix]CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1

Num TxAnt s=Tx1Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr am eMode]

65

4.2.3. Blok CxToRect

Blok CxToRect konvertuje ulaznu kompleksnu veličinu u realni i imaginarni dio. Ovaj

model čita jedan uzorak sa ulaza i piše po jedan uzorak na svaki od dva moguća izlaza. Na

jedan izlaz šalje realnu vrijednost ulazne veličine, a na drugi imaginarnu vrijednost ulazne

veličine.

4.2.4. Blok Modulator

Blok Modulator implementira modulator koji može obavljati amplitudnu, faznu,

frekvencijsku ili I/Q modulaciju. Modulator čita jedan uzorak sa ulaza i piše po jedan

uzorak na svaki od svojih izlaza. LO ulaz je opcionalan, ako je izostavljen onda

modulator predstavlja tipični modulator osnovnog opsega. U našem slučaju je korišten

LO ulaz s nosečom frekvencijom od 2 GHz.

4.2.5. Blok AddNDensity

Blok Add Noise Density implementira AWGN kanal sa kontantnom spektralnom

gustinom snage koja se određuje na osnovu temperature sredine prema formuli k*T, gdje je

k=1.3806504e-23 Bolcman-ova konstanta, a T je temperatura izražena u stepenima Kelvina.

Za standardnu teperaturu sistema od 290 K (16.85°C), spektralna gustina snage

šuma NDensity je 4.00388587e-21 W/Hz (-173.975 dBm/Hz).

4.2.6. Blok Demodulator

Blok Demodulator implementira demodulator koji može obavljati amplitudnu, faznu,

frekvencijsku ili I/Q demodulaciju. Demodulator čita jedan uzorak sa ulaza, ulazne vrijednosti

moraju biti kompleksne vrijednosti, i piše po jedan uzorak na svaki od svojih izlaza.

4.2.7. Blok RectToCx

Blok RectToCx konvertuje ulazni realni i imaginarni dio kompleksne veličine u

kompleksnu vrijednost . Ovaj model čita jedan uzorak sa ulaza i piše po jedan uzorak na svom

izlazu.

66

4.2.8. Blok 3GPP LTE downlink prijemnika

Kao i u slučaju bloka za LTE predajnik, parametri i ovog bloka se mogu podijeliti na:

sistemske parametre, parametre korisničkih terminala, parametri za kontrolu kanala, parametri

za kontrolu snage, parametri za algoritam prijemnika. Sistemski parametri, parametri

korisničkih terminala / parametri za dodjelu bloka resursa, parametri za kontrolu snage su isti

kao i kod bloka za LTE predajnik. Stoga, u ovom dijelu opisat će se samo parametri za

algoritam prijemnika, koji su dati na slijedećoj slici.

Sl.4. 10 Parametri algoritma prijemnika

PreDownsampling – odnosi se na to da li se koristilo poduzorkovanje ili ne.

ReceiverDelay – kašnjenje koje unosi prijemnik, može biti postavljen na vrijednost od

jednog okvira ili jednog podokvira. Ako prijemnik koristi zatvorenu petlju za HARQ

simulaciju, ovaj parametar se treba postaviti na vrijednost kašnjenja od jednog

podokvira, dok u drugom slučaju kada se ne koristi HARQ postavlja na vrijednost od

67

jednog okvira. Ovaj parametar utječe na ponašanje vremenske i frekvencijske

sinhronizacije.

SearchType – definiše način na koji se obavlja vremenska sinhronizacija, Ako je

postavljen SearchType = Search every frame kompletna procedura pretraživanja se

obavlja za svaki okvir, opseg pretraživanja je definisan parametrom SearchRange.

Kada je SearchType = Search+Track, za prvi okvir se obavlja kompletna procedura

pretraživanja dok se za ostale okvire obavlja proces praćenja u opsegu definiranom

parametrom TrackRange. Ovaj parametar je validan jedino kada je ReceiverDelay =

'One frame delay (10ms)'.

SearchRange – definiše opseg pretraživanja za sve okvirove kada je SearchType =

Search every frame, i za prvi okvir kada je SearchType = Search+Track. Ovaj

parametar je validan jedino kada je ReceiverDelay = 'One frame delay (10ms)'.

TrackRange - definiše opseg pretraživanja za ostale okvirove kada je SearchType =

Search+Track. Ovaj parametar je validan jedino kada je ReceiverDelay = 'One frame

delay (10ms)'.

FreqSync – opseg za frekvencijsku sinhronizaciju, koji može biti postavljen na non,

<100Hz, <15kHz, <35kHz.

ChEstimatorMode – način estimacije kanala, može biti postavljen na Linear,

MMSE_2D ili For EVM. Detaljnije o ovim načinima estimacije kanala pogledati u

Help meniju.

MMSE_RBWinLen – broj blokova resursa uključeni u obavljenje MMS 2D

estimacije. Ovaj parametar je validan samo kada je ChEstimatorMode = MMSE_2D.

SNR – odnos signal-šum na svakoj prijemnoj anteni u dB za PDSCH kanale. Ovaj

parametar je koristan za estimator kanala.

Tmax – maksimalno kašnjenje kod kanala sa više putanja. Ovaj parametar je koristan

za estimator kanala.

Fmax – maksimalan Doplerov pomak. Ovaj parametar je koristan za estimator kanala.

Sym_StartPos – početna pozicija za FFT operaciju za dobijanje OFDM simbola u

odnosu na početnu poziciju OFDM simbola poslije CP-a.

68

DemapperType – tip demapiranja simbola u bite. Može biti postavljen na Hard, Soft

ili CSI (engl. Channel State Information). Općenito, dekoder sa CSI ima najbolje

performanse, dok dekoder s tvrdim odlučivanjem ima najgore performanse.

DemapperMaxLevel – predstavlja nivo izlaznih soft bita poslije demapiranja čiji se

broj nalaze u opsegu [-DemapperMaxLevel, DemapperMaxLevel]. Ovaj parametar je

validan samo kada je DemapperType postavljen na Soft ili CSI. Obično je ovaj nivo

postavljen na 100 za QPSK i 1 za 16/64 QAM .

TC_Iteration – broj iteracija za Turbo dekoder.

Izgled šeme bloka LTE_DL_Recevier je dat na slijedećoj slici.

Sl.4. 11 Šema bloka LTE_DL_Recevier

Synchronization, Demux Frame and OFDM demod

Channel Estimation with CRS and Demux Symbol

Demapper and Channel Decoder

Channel

Estimation

with DMRS

M ATHCXRec ip

Funct ionType=RecipM 1 { M at hCx@Dat a Flow Models}

G ain=1G 1 { G ain@Dat a Flow M odels}

Equalizer { M py@Dat a Flow M odels}A1 { Add@Dat a Flow M odels}

LTE

DL_Pilot

DisplayPor t Rat es=NOCellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]Num TxAnt s=Tx1 [ Num TxAnts]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]DL_Pilot _Gen

Pilots

inputCoef

RcvPower

LTE

DL_ChEst im ator

Subf r am eI gnor ed=1 [ Subf r ameIgnored]Fm ax=100Hz [ Fmax]Tm ax=1e- 6s [Tmax]

SNR=15 [ SNR]M M SE_RBWinLen=3 [ M M SE_RBWinLen]

ChEst im at or M ode=Linear [ ChEst imatorMode]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

Num RxAnt s=Rx1Num TxAnt s=Tx1 [ Num TxAnts]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]SpecialSF_Conf ig=Conf ig 4 [ SpecialSF_Config]

TDD_Conf ig=Conf ig 0 [ TDD_Config]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

Channel_Est _and_I nterp

DataIn

Pilots

PSCH

SSCH

PBCH

PCFICH

PHICH

PDCCH

Dat a_UE6

Dat a_UE5

Dat a_UE4

Dat a_UE3

Dat a_UE2

Dat a_UE1

StdOut

DM RS_UE1

DM RS_UE2

DM RS_UE3

DM RS_UE4

CSI_RS

DM RS_UE5

DM RS_UE6

LTE_DL

Dem ux

O FDM Sym

Subf r am eI gnor ed=1 [ Subf r ameIgnored]DM RS_Ra=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ DMRS_Ra]

SSS_Ra=0. 65 [ SSS_Ra]PSS_Ra=0. 65 [ PSS_Ra]

UEs_Pa=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UEs_Pa]PDSCH_Power Rat io=p_B/ p_A = 1 [ PDSCH_Power Ratio]

PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]PHI CH_Dur at ion=Nor m al_Dur at ion [ PHI CH_Duration]

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]UE1_RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

SS_Per TxAnt=NOUEs_Num O f Layer s=1; 1; 1; 1; 1; 1 [[1,1,1,1,1,1]]

UEs_Tr ansM ode=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UEs_TransMode]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

Num RxAnt s=Rx1CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Num TxAnt s=Tx1 [ Num TxAnts]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

O FDM Sym _Dem ult iplexer

DataIn

Pilots

PSCH

SSCH

PBCH

PCFICH

PHICH

PDCCH

Dat a_UE6

Dat a_UE5

Dat a_UE4

Dat a_UE3

Dat a_UE2

Dat a_UE1

StdOut

DM RS_UE1

DM RS_UE2

DM RS_UE3

DM RS_UE4

CSI_RS

DM RS_UE5

DM RS_UE6

LTE_DL

Dem ux

O FDM Sym

Subf r am eI gnor ed=1 [ Subf r ameIgnored]DM RS_Ra=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ DMRS_Ra]

SSS_Ra=0. 65 [ SSS_Ra]PSS_Ra=0. 65 [ PSS_Ra]

UEs_Pa=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UEs_Pa]PDSCH_Power Rat io=p_B/ p_A = 1 [ PDSCH_Power Ratio]

PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]PHI CH_Dur at ion=Nor m al_Dur at ion [ PHI CH_Duration]

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]UE1_RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

SS_Per TxAnt=NOUEs_Num O f Layer s=1; 1; 1;1;1;1 [[1, 1, 1, 1, 1, 1]]UEs_Tr ansM ode=0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UEs_TransMode]

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

Num RxAnt s=Rx1CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Num TxAnt s=Tx1 [ Num TxAnts]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

CI R_Dem ult iplexer

LTE

DL_Dem uxSlot

Sym _St ar t Pos=- 3; - 3 [ Sym_StartPos]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

O ver sam plingO pt ion=Rat io 2 [ Post_Oversamp]Num RxAnt s=Rx1

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Dem uxSlot

O ver sam plingO pt ion=Rat io 2 [ Post_Oversamp]Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]

O FDM _Dem odulator

Bus=NODat a Type=Com plex

Ant s_TD { DATAPORT}

DataIn

CIR

Qm

DataOutLTE

Dem apper

Dem apper M axLevel=1 [ Dem apperMaxLevel]Dem apper Type=Sof t [ Dem apperType]

UE1_Dem apper

[ ]Dynamic

# r ows # cols

For m at =Colum nMajorD1 { Dynam icUnpack_M @Dat a Flow Models}

Bit Def or m atNRZ

- 1 V : Bit 11 V : Bit 0

For m at =NRZSam plesPer Bit=1

B1Dat a Type=I ntegerDir ect ion=O utput

PO RT=3UE1_ChannelBit s { DATAPORT}

Dat a Type=I ntegerDir ect ion=O utput

PO RT=2UE1_RawBit s { DATAPORT}

Bus=NODat a Type=I nteger

PO RT=18UE1_TBS { DATAPO RT}

Bus=NODat a Type=I nteger

PO RT=17UE1_HARQ _Bit s { DATAPORT}

DataInHARQ_Bits

BitsDataOut

M atrixDataOut

QmTBSLTE_DL

ChannelDecoder

RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]

DM RS_Num Ant Ports=1UE_Tr ansM ode=TM 1: Single Ant Por t ( por t 0) [ UEs_TransMode(1)]

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Subf r am eI gnor ed=1 [ Subf r ameIgnored]

TC_I t er at ion=4 [ TC_I t eration]RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

RV_Sequence=0; 1; 2; 3 [ UE1_RV_Sequence]UE_Cat egor y=Cat egor y 1 [ UE1_Category]

M appingType=0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0 [ UE1_MappingType]Payload=2555; 2555; 2555; 2555; 2555; 2555; 2555; 25. .. [UE1_Payload]

Payload_Conf ig=Tr anspor t block size [ UE1_Config]n_RNTI =1 [ UE1_n_RNTI]

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]

M axHARQ Tr ans=4 [ UE1_M axHARQTrans]Num HARQ =8 [ UE1_NumHARQ]

HARQ _Enable=YES [ UE1_HARQ _Enable]LTE_DL_ChannelDecoder _1 { LTE_DL_ChannelDecoder @LTE 8.9 Models}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=4UE1_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=5UE2_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=6UE3_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=7UE4_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=9UE6_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=8UE5_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=10PDCCH_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=11PHI CH_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=12PCFI CH_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=13PBCH_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=14SSS_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plex M atrixDir ect ion=O utput

PO RT=15PSS_M odSym bols { DATAPORT}

Dat a Type=Com plexDir ect ion=O utput

PO RT=16Dat aO ut { DATAPORT}

BlockSize=1M 2 { M ux@Dat a Flow M odels}

LTE_DL_DMRS

DM RS_AllSeq

DMRS_NoOOC

DM RS_WithOOC

DMRS

UE_Specif icRS=Por t 7 [ UEs_Specif icRS(1)]n_SCI D=0 [ UEs_n_SCI D(1)]

Num O f Layers=1RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

DM RS1

0

Value=0 [ UE1_CIR]C2 { Const @Dat a Flow M odels}

2.22e-300

Value=2. 22e-300C1 { Const @Dat a Flow M odels}

DMRS

inputCoef

LTE_DL

ChEst im ator

DM RS

Subf r am eI gnor ed=1 [ Subf r ameIgnored]Fm ax=100Hz [ Fmax]Tm ax=1e- 6s [Tmax]

SNR=15 [ SNR]M M SE_RBWinLen=3 [ M M SE_RBWinLen]

ChEst im at or M ode=Linear [ ChEst imatorMode]RB_Alloc=0; 25 [ UE1_RB_Alloc]

RB_AllocType=St ar t RB + Num RBs [ RB_AllocType]RB_G ap=Ngap1 [ RB_Gap]

RB_M appingType=Localized [ RB_M appingType]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

Num RxAnt s=Rx1UE_Specif icRS=Por t 7 [ UEs_Specif icRS(1)]

Num O f Layers=1UE_Tr ansM ode=TM 8: Dual- Layer t r ansm ission or Singl...

CRS_Num Ant Por t s=CRS_Tx1Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]

SpecialSF_Conf ig=Conf ig 4 [ SpecialSF_Config]TDD_Conf ig=Conf ig 0 [ TDD_Config]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

Control Channel Decoder

[ ]Dynamic

# r ows # cols

For m at =Colum nMajorD2 { Dynam icUnpack_M @Dat a Flow Models}

REPEAT

BlockSize=120Num Tim es=3

R1 { Repeat @Dat a Flow M odels}

nWr it e=378nRead=360

C3 { Chop@Dat a Flow M odels}

DataIn

CIR

Qm

DataOutLTE

Dem apper

Dem apper M axLevel=100Dem apper Type=Soft

M appingType=0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0;0;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0]]L1 { LTE_Dem apper @LTE 8. 9 Models}

LTE

PBCH

Rat eDem atch

BCH_BlockSize=24CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

L3 { LTE_PBCH_Rat eDem at ch@LTE 8.9 Models}

VITERBI

DECO DER

Const r aint Length=7CodingRat e=r at e_1_3

V1 { Vit er biDecoder @Dat a Flow M odels}

nWr it e=40nRead=126

C4 { Chop@Dat a Flow M odels}

DataInCRCOut

DataOut

LTE PBCH

CRC

DECO DER

BCH_BlockSize=24Num TxAnt s=Tx1

L4 { LTE_PBCH_CRCDecoder @LTE 8. 9 M odels}

LTE

PHI CH_Layer Dem apper

Subf r am eI gnor ed=1 [ Subf r ameIgnored]PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]Num O f Layer s=1 [ NumLayers]

CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

PHI CH_Layer Dem apper

LTE

PBCHDeScr am bler

CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

L2 { LTE_PBCH_DeScr am bler @LTE 8. 9 Models}

DataIn

CIR

Qm

DataOutLTE

Dem apper

Dem apper M axLevel=100Dem apper Type=Soft

M appingType=0; 0; 0; 0; 0; 0; 0; 0;0;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0]]L6 { LTE_Dem apper @LTE 8. 9 Models}

PHICH

HI

Const ellationLTE

PHI CH

Dem odulator

Subf r am eI gnor ed=1 [ Subf r ameIgnored]PHI CH_Ng=Ng 1/ 6 [ PHI CH_Ng]

PDCCH_Sym sPer SF=2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2; 2 [ PDCCH_SymsPerSF]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

PHI CH_Dem odulator

In

CFI Value

CFI CWbits

Num PDCCHSymsDeScr am bler

LTEPCFI CH

Subf r am eI gnor ed=1 [ Subf r ameIgnored]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]L5 { LTE_PCFI CH_DeScr am bler @LTE 8.9 Models}

input

TODete

FODeteLTEDL

Tim eFr eqSync

Fr eqSync=non [ Fr eqSync]Sync_M ode=SyncPerPort

Receiver Delay=O ne subf r am e delay ( 1m s) [ ReceiverDelay]CellI D_G r oup=0 [ CellI D_Group]CellI D_Sect or =0 [ CellI D_Sector]CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]

O ver sam plingO pt ion=Rat io 2 [ O ver sam plingOption]Num RxAnt s=Rx1

Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]Fr am eM ode=FDD [ Fr ameMode]

LTE_DL_Tim eFr eqSyncDataIn

index

DeltaF

DataOutLTE

DL_Dem uxFr ame

Receiver Delay=O ne subf r am e delay ( 1m s) [ ReceiverDelay]Pr eDownsam pling=NO [ Pr eDownsampling]

CyclicPr ef ix=Nor m al [ CyclicPrefix]O ver sam plingO pt ion=Rat io 2 [ O ver sam plingOption]

Num RxAnt s=Rx1Bandwidt h=BW 5 M Hz [ Bandwidth]

Dem uxFrame

69

4.2.9. Rezultati simulacije za AWGN okruženje

U slijedećoj tabeli sumirani su parametri modela LTE sistema.

Parametar Vrijednost

Mod rada FDD

Širina propusnog opsega 5 MHz

Frekvencija nosioca 2 GHz

Modulaciona šema QPSK

Dužina cikličkog prefiksa Normalna

Kašnjenje prijemnika 1 okvir

Broj korisničkih terminala 6

Snaga predajnih antena UE-ova 0 dB

RS EPRE -25 dBm/15kHz

Window Tukey

Spektralna gustina šuma -173.975 dBm/Hz

Estimator kanala MMSE

Tabela 4.2 Parametri modela LTE sistema u AWGN okruženju

Nakon pokretanja simulacije dobiju se slijedeći grafici.

70

Sl.4. 12 BER za model LTE downlink sistema u AWGN okruženju

Sl.4. 13 BLER za model LTE downlink sistema u AWGN okruženju

SNR

BE

R

10e-6

100e-6

1e-3

0.01

0.1

SNR

-2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

LTE_FDD_DL_AWGN_BER__CodedBER_BER

BER

SNR

BL

ER

0.01

0.1

1

SNR

-2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

LTE_FDD_DL_AWGN_BER__CodedBER_FER

BLER

71

4.3. Simulacija modela LTE downlink sistema u feding

okruženju

Model LTE downlink sistema u feding okruženju dat je na slijedećoj slici.

Sl.4. 14 Model LTE downlink sistema u feding okruženju

Razlika u odnosu na analizirani model LTE sistema u AWGN okruženju je jedino u dodatku

bloka CommsChannel između bloka Modulator i bloka AddNDensity. Ovaj blok predstavlja

model bežičnog kanala. Parametri ovog modela dati su na slijedećoj slici.

LTE: FDD Downlink SISO BER and PER Measurements on Fading Channel

LTE_FDD_DL_Fading_BER.dsn

Coded BER/BLERSource

Re

Im

Cx ToRect1

Sam pleRate=15.36e+6Hz [SamplingRate]Power=1W

Frequency=2GHzO2

ModOUT

QUADOUT

FreqPhaseQ

IAmp

FCarrie r=2GHzInputTy pe=I/Q

M odulator1

1 1 0 1 0

DataPattern=PN9

B3 {DataPatte rn@Data Flow Models}

DeMod IAmp

FreqPhase

Q

FCarrie r=2GHzOutputTy pe=I/QDem odulator1

Re

Im

Rec tToCx1

Noise

Density

NDens i ty =33.41e-12W [NDensity]NDens i ty Ty pe=Constant noise density

AWGN1

1 1 0 1 0

DataPattern=PN9

B2 {DataPatte rn@Data Flow Models}

Source

ChannelOut

Taps

M odelTy pe=Ex tended_Vehicular_AC1

UE1_Data

HARQ _Bits

f r m _TD

f r m _FD

UE1_M odSym bols

UE1_ChannelBits

SC_St atus

LTE

DL

Src

LTE_DL_Src _3 {LTE_DL_Src@LTE 8.9 Models}

SetupFi le=' C:\LTE_DL_Src.setxDis p lay M sg=SimplePRS_Enable=NO

PDCCH_Com m on_DCI_Form ats =-1 ;-1 ;-1;-1 [[-1, -1, -1, -1]]PDCCH_Com m on_AggreLevel=4 [[4]]

PDCCH_UE_DCI_Form ats =0;-1 ;-1 ;-1 ;-1 ;-1 [[0, -1, -1, -1, -1, -1]]

PDCCH_UE_AggreLevel=1 [[1]]ShowSpec trum ShapingParameters=NO

DM RS_Ra=0;0 ;0 ;0 ;0 ;0 [[0 ,0,0,0,0,0]]UEs _Pa=0;0 ;0 ;0 ;0 ;0 [[0 ,0,0,0,0,0]]PDSCH_PowerRatio=p_B/p_A = 1

ShowPowerParam eters=YESUEs _n_SCID=0;0 ;0 ;0 ;0 ;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0]]

HI=1;0 ;1 ;0 ;1 ;0 ;1 ;0 ;1 ;0 [[1 ,0 ,1 ,0,1,0,1,0,1,0]]PHICH_Ng=Ng 1/6

PHICH_Duration=Norm al_Duration

PDCCH_Sy m s PerSF=2 [PDCCH_SymsPerSF]ShowContro lChanne lParameters=YES

ShowOtherUEs _Param eters=YESUE1_RB_Al loc =0;25 [UE1_RB_Alloc]

RB_Al loc Ty pe=StartRB + Num RBs [RB_AllocType]

UE1_Category =Category 4UEs _n_RNTI=1;2 ;3 ;4 ;5 ;6 [[1,2,3,4,5,6]]UE1_RV_Sequenc e=0;1;2;3 [[0, 1, 2, 3]]

UE1_M appingTy pe=0 [UE1_MappingType]UE1_Pay load=0.333 [UE1_Payload]

UE1_Config=Code ra te [UE1_Config]UE1_HARQ_Enable=NO

UEs _Spec i fi c RS=0;0 ;0 ;0 ;0 ;0 [[0,0,0,0,0,0]]

UEs _Trans M ode=0;0 ;0 ;0;0;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0]]ShowUE1_Param eters=YES

RB_Gap=Ngap1RB_M appingTy pe=Localized

Cel l ID_Group=0

Cel l ID_Sector=0Cy c l ic Pre fix =Norm al [CyclicPrefix]

Ov ers am pl ingOption=Ratio 2 [OversamplingOption]

Bandwid th=BW 5 M Hz [Bandwidth]Fram eM ode=FDD [FrameMode]

ShowSy s tem Parameters=YES

r ef

t estLTE

BER_FER

Status UpdatePeriod=1000Es tRe lVarianc e=0.0000001

Fram eStop=100 [FrameStop]Fram eStart=1

Fram eDelay=1

Dis p lay PortRates=NOSRS_Enable=NO

PDCCH_Sy m s PerSF=2 [PDCCH_SymsPerSF]

RB_Al loc =0;25 [UE1_RB_Alloc]RB_Al loc Ty pe=StartRB_Num RBs [RB_AllocType]

Cy c l ic Pre fix =Norm al [CyclicPrefix]Bandwid th=BW_5_M Hz [Bandwidth]

Fram eM ode=FDD [FrameMode]

DM RS_Num AntPorts=1CRS_Num AntPorts=Tx1

M appingTy pe=0 [UE1_MappingType]Pay load=0.333 [UE1_Payload]

Pay load_Config=Code_rate [UE1_Config]

UE_Trans Mode=Mode 1L ink Di r=Downlink

CodedBER {LTE_BER_FER@LTE 8.9 Models}

Ant s_TD

UE1_RawBits

UE1_ChannelBits

UE1_M odSym bols

UE2_M odSym bols

UE3_M odSym bols

UE4_M odSym bols

UE5_M odSym bols

UE6_M odSym bols

PDCCH_M odSym bols

PHI CH_M odSym bols

PCFI CH_M odSym bols

PBCH_M odSym bols

SSS_M odSym bols

PSS_M odSym bols

Dat aOutUE1_HARQ _BitsUE1_TBS

LTE DL

BB

Rec e iver

LTE_DL_Rec e iv er_2 {LTE_DL_Receiver@LTE 8.9 Models}

UEs _n_SCID=0;0 ;0 ;0 ;0 ;0 [[0,0,0,0,0,0]]DM RS_Ra=0;0 ;0 ;0 ;0 ;0 [[0 ,0,0,0,0,0]]

UEs _Spec i fi c RS=0;0 ;0 ;0 ;0 ;0 [[0,0,0,0,0,0]]TC_Itera tion=6

Dem apperM ax Level=100.0Dem apperType=Soft

Sy m _StartPos =-20;-18 [[-20,-18]]

Fm ax=0HzTmax=0μs

SNR=8 [SNR]M M SE_RBWinLen=3

ChEs tim atorM ode=MMSE_2D

FreqSy nc=nonTrac k Range=0.1e-3sSearc hRange=3e-3s

Searc hTy pe=Search+TrackRec e iv erDe lay =One frame delay (10ms)

PreDowns am pling=NOShowRx Algori thm Parameters=YES

SSS_Ra=10

PSS_Ra=10UEs _Pa=0;0 ;0 ;0 ;0 ;0 [[0 ,0,0,0,0,0]]

PDSCH_PowerRatio=p_B/p_A = 1PCFICH_Rb=0

ShowPowerParam eters=YES

PHICH_Ng=Ng 1/6PHICH_Duration=Norm al_Duration

PDCCH_Sy m s PerSF=2 [PDCCH_SymsPerSF]ShowContro lChanne lParameters=YES

ShowOtherUEs _Parameters=NO

UE1_RB_Al loc =0;25 [UE1_RB_Alloc]RB_Al loc Ty pe=StartRB + Num RBs [RB_AllocType]

UE1_Category =Category 4

UE1_n_RNTI=1UE1_RV_Sequenc e=0;1 ;2;3 [[0,1,2,3]]

UE1_M appingTy pe=0 [UE1_MappingType]UE1_Pay load=0.333 [UE1_Payload]

UE1_Config=Code ra te [UE1_Config]

UE1_M ax HARQTrans=4UE1_Num HARQ=8

UE1_HARQ_Enable=NOShowUE1_Param eters=YES

UEs _Trans M ode=0;0 ;0 ;0;0;0 [[0, 0, 0, 0, 0, 0]]

RB_Gap=Ngap1RB_M appingTy pe=Localized

Cel l ID_Group=0Cel l ID_Sector=0

Cy c l ic Pre fix =Norm al [CyclicPrefix]

Ov ers am pl ingOption=Ratio 2 [OversamplingOption]Bandwid th=BW 5 M Hz [Bandwidth]

Fram eM ode=FDD [FrameMode]

ShowSy s tem Parameters=YES

72

Sl.4. 15 Parametri bloka CommsChannel

Blok CommsChannel čita jedan uzorak sa ulaza i piše po jedan uzorak na svakom od izlaza.

Ovaj blok karakterišu parametri Velocity, PropDistance, PathLoss, PwrNormal i

PwrMeasPeriod.

Velocity se koristi za opisivanje relativne pokretljivosti mobilnog terminala u odnosu na

baznu stanicu.

PropDistance određuje rastojanje između bazne stanice i mobilne stanice.

PathLoss određuje da li će se koristiti large-scale slabljenje u slobodnom prostoru. Ako je

PathLoss = NO, tada slabljenje u slobodnom prostoru nije uključeno u model i parametri koji

opisuju okruženje se ne koriste. Ako je PathLoss = YES, tada je slabljenje u slobodnom

prostoru i za urbane i suburbane okoline modelirano pomoću COST 207 modela sa

odgovarajućim izrazima:

- Model slabljenja u slobodnom prostoru za outdoor, indoor i pedestrian testno

okruženje je:

73

, (4.1)

gdje je R udaljenost mobilne i bazne stanice, a f je frekvencija.

- Model slabljenja u slobodnom prostoru za vehicular testno okruženje je:

, (4.2)

gdje je R propagacijska udaljenost, f frekvencija, a je razlika visine antene bazne

stanice i antene mobilne stanice.

PwrNormal - određuje da li je izlazna snaga normalizirana na ulaznu snagu. Kada je

PwrNormal = YES, tada je izlazna snaga normalizirana koristeći PwrMeasPeriod, koji

predstavlja vremenski period mjerenja snage kako bi se provjerilo da li je izlazna snaga

jednaka ulaznoj sa rezolucijom od PwrMeasPeriod.

ModelType – definira tip kanala. Definirana su tri različita seta modela kanala.

1. Kada je ModelType = Extended_Pedestrian_A, Extended_Vehicular_A,

Extended_TypicalUrban onda se implementiraju slijedeći zahtjevi prema modelu kanala

definirani za 3GPP LTE mobilne bežične aplikacije i bazira se na R4-070872 3GPP TR

36.803v0.3.0. Za ove modele Delay, Power i RiceanFactor su predefinirani i ne mogu se

podesiti od strane korisnika. Ovi modeli kanala unose kašnjenje od 64 uzoraka. Ovaj set

od tri modela kanala je implementiran za simulaciju uslova u multipath feding okruženju.

Multipath feding je modeliran kao tapped-delay linija sa brojem tap-ova na fiksnim

pozicijama u mreži uzorkovanja. Pojačanje dodjeljeno svakom tap-u je okarakterizirano

distribucijom (Ricean sa K-faktor>0, ili Rayleigh sa K-faktor=0) i maksimalna Doplerova

frekvencija je određena brzinom kretanja UE-a. Definicije ova tri modela kanala date su u

slijedećim tabelama.

74

Tap Excess tap delay [ns] Relativna snaga [dB]

1 0 0.0

2 30 -1.0

3 70 -2.0

4 90 -3.0

5 110 -8.0

6 190 -17.2

7 410 -20.8

Tabela 4.3 Extended Pedestrian A model (EPA)

Tap Excess tap delay [ns] Relativna snaga [dB]

1 0 0.0

2 30 -1.5

3 150 -1.4

4 310 -3.6

5 370 -0.6

6 710 -9.1

7 1090 -7.0

8 1730 -12.0

9 2510 -16.9

Tabela 4.4 Extended Vehicular A model (EVA)

75

Tap Excess tap delay [ns] Relativna snaga [dB]

1 0 -1

2 50 -1

3 120 -1

4 200 0

5 230 0

6 500 0

7 1600 -3

8 2300 -5

9 5000 -7

Tabela 4.5 Extended Typical Urban model (ETU)

Ukupno pojačanje kanala je normalizirano, tako što je na svaki tap dodat određeni faktor

normalizacije.

Doplerov spektar je modeliran koristeći dobro poznati Clarke–ov ili klasični Doplerov

spektar. Funkcija spektralne gustine snage (PSD – engl. Power Spectral Density) je definirana

kao:

(4.3)

gdje je P ukupna snaga, je maksimalna Doplerova frekvencija, data izrazom:

, (4.4)

gdje je v brzina kretanja mobilne stanice, a je brzina nosioca i c je brzina svjetlosti.

2. Kada je ModelType = Pedestrian_A, Pedestrian_B, Vehicular_A, Vehicular_B

ovi modeli kanala se implementiraju prema Rec.ITU-R M.1225 za mobilne bežične

aplikacije. Za ove modele Delay, Power i RiceanFactor su predefinirani i ne mogu se

podesiti od strane korisnika. Ovi modeli kanala unose kašnjenje od 64 uzoraka. Ovaj set

76

od četiri modela kanala je implementiran za simulaciju uslova u multipath feding

okruženju. Multipath feding je modeliran kao tapped-delay linija sa 6 tap-ova sa

neuniformnim kašnjenjem. Pojačanje dodjeljeno svakom tap-u je okarakterizirano

distribucijom (Ricean sa K-faktor>0, ili Rayleigh sa K-faktor=0) i maksimalna Doplerova

frekvencija je određena brzinom kretanja UE-a. Za svaki tap, metoda filtriranja šuma je

korištena za generiranje koeficijenata kanala sa određenom distribucijom i spektralnom

gustinom snage. Definicije ova četiri modela kanala date su u slijedećim tabelama.

Tap

Kanal A Kanal B

Relativno

kašnjenje [ns]

Srednja

snaga [dB]

Relativno

kašnjenje [ns]

Srednja

snaga [dB]

Doplerov

spektar

1 0 0.0 0 0 Klasični

2 110 -9.7 200 -0.9 Klasični

3 190 -19.2 800 -4.9 Klasični

4 410 -22.8 1200 -8.0 Klasični

5 0TM

0TM

0TM

0TM 2300 -7.8 Klasični

6 0TM

0TM

0TM

0TM 3700 -23.9 Klasični

Tabela 4.6 Outdoor to Indoor i Pedestrian Test Environment Tapped-Delay-Line parametri

Tap

Kanal A Kanal B

Relativno

kašnjenje [ns]

Srednja

snaga [dB]

Relativno

kašnjenje [ns]

Srednja

snaga [dB]

Doplerov

spektar

1 0 0.0 0 -2.5 Klasični

2 310 -1.0 300 0 Klasični

3 710 -9.0 8900 -12.8 Klasični

4 1090 -10.0 12900 -10.0 Klasični

5 1730 -15.0 17100 -25.2 Klasični

6 2510 -20.0 2000 -16.0 Klasični

Tabela 4.7 Vehicular Test Environment Tapped-Delay-Line parametri

77

Ukupno pojačanje kanala je normalizirano, tako što je na svaki tap dodat određeni faktor

normalizacije.

Doplerov spektar je modeliran kao klasični Doplerov spektar. Funkcija spektralne gustine

snage (PSD – engl. Power Spectral Density) je definirana kao:

(4.5)

gdje je

.

Za ovaj set modela kanala, može se koristiti model propagacionog slabljenja opsian COST

207 modelom.

3. Kada je ModelType =UserDefined, tada za vektorske veličine

Delay, Power i RiceanFactor korisnik definiše vrijednosti. Ova tri vektora moraju imati

iste dimenzije 1xN. N definira broj tap-ova u liniji za kašnjenje. Multipath feding je

modeliran kao tapped-delay linija sa N tap-ova sa neuniformnim kašnjenjem. Pojačanje

dodjeljeno svakom tap-u je okarakterizirano distribucijom (Ricean sa K-faktor>0, ili

Rayleigh sa K-faktor=0) i maksimalnom Doplerovom frekvencijom. Za svaki tap, metoda

filtriranja šuma je korištena za generiranje koeficijenata kanala sa određenom

distribucijom i spektralnom gustinom snage.

4.3.1. Opis testiranih scenarija

Kao model bežičnog kanala koristit ćemo Extended Typical Urban. U cilju ilustracije

utjecaja feding okruženja na performanse sistema i važnosti sinhronizacije prijemnika

simulirat ćemo dva scenarija.

1. Koristi se frekventna i vremenska sinhronizacija na prijemniku;

2. Ne koristi se ni frekventna ni vremenska sinhronizacija na prijemniku.

Ostali parametri modela su isti kao za već testirani model LTE downlink sistema u AWGN

okruženju.

78

4.3.2. Rezultati simulacije

4.3.2.1 Scenarij 1

Kada se koristi vremenska i frekventna sinhronizacija dobiju se slijedeći grafici za BER i

BLER u funkcije SNR-a.

Sl.4. 16 BER za model LTE sistema u feding okruženju s korištenim blokom za sinhronizaciju

Sl.4. 17 BLER za model LTE sistema u feding okruženju s korištenim blokom za sinhronizaciju

4.3.2.2 Scenarij 2

Kada se ne koristi ni vremenska ni frekventna sinhronizacija dobiju se slijedeći grafici za

BER i BLER u funkcije SNR-a.

SNR

BE

R

0

0.02

0.04

0.06

0.08

0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

SNR

2 3 4 5 6 7 8

LTE_FDD_DL_Fading_BER__CodedBER_BER

y

SNR

BL

ER

0.2

0.27

0.34

0.41

0.48

0.55

0.62

0.69

0.76

0.83

0.9

SNR

2 3 4 5 6 7 8

LTE_FDD_DL_Fading_BER__CodedBER_FER

y

2 , 0.841

4 , 0.58

79

Sl.4. 18 BER za model LTE sistema u feding okruženju bez bloka za sinhronizaciju

Sl.4. 19 BLER za model LTE sistema u feding okruženju bez bloka za sinhronizaciju

4.4. Zaključak na osnovu rezultata simulacije

Na osnovu slika 4.12 i 4.16 može se uočiti degradirajući efekat multipath fedinga na

performanse LTE downlink sistema. Za konstantnu vrijednost SNR-a, BER u feding

okruženju je znatno veći od BER za AWGN okruženje. Za slučaj blokovskih greški, BLER je

veći za feding okruženje (slika 4.13 i 4.17). Komparacijom slika 4.16 i 4.18 može se zaključiti

veličina značaja bloka za sinhronizaciju na prijemniku u očuvanju performansi sistema u

multipath feding okruženju. Sinhronizacija ne igra toliko važnu ulogu u sistemima u kojima je

zastupljen samo AWGN šum, dok je kod sistema sa feding fenomenima od presudne važnosti.

Gubitak SNR za razmatrani scenarij bez bloka za sinhronizaciju u odnosu na scenarij sa

SNR

BE

R

0

0.03

0.06

0.09

0.12

0.15

0.18

0.21

0.24

0.27

0.3

SNR

2 3 4 5 6 7 8

LTE_FDD_DL_Fading_BER__CodedBER_BER

y

SNR

BL

ER

0.6

0.64

0.68

0.72

0.76

0.8

0.84

0.88

0.92

0.96

1

SNR

2 3 4 5 6 7 8

LTE_FDD_DL_Fading_BER__CodedBER_FER

y

80

blokom za sinhronizaciju jednak je približno 4-5 dB. Također, analizom grafika 4.16 i 4.18

za istu vrijednost SNR-a, BER u sistemu bez bloka za sinhronizaciju je veći za 5 dB. Sistem

LTE downlink-a sa blokom za sinhronizaciju na prijemniku je okarkterisan manjom

blokovskom greškom BLER-om u odnosu na sistem bez bloka za sinhronizaciju.

81

5. LTE OFDMA u SEAMCAT-u

Kokanalska interferencija i interferencija od susjednih kanala predstavljaju ozbiljan

problem u prenosu digitalnih signala u celularnim sistemima. Interferencije od susjednih

kanala posljedica su nesavršenosti predajnika (spektralna maska predajnog signala) i

nesavršenosti prijemnika (neidealni prijemni filter). U simulacijama, razlog interferencije je

sporednog značaja, dok je iznos interferencije od interesa. Na prijemniku, od interesa je

koliko prijemni filter uspije suzbiti snage u glavnom lobu. Ovo uključuje potiskivanje

interferencije od strane RF filtra, ali ne i procesno pojačanje prijemnika. Selektivnost

susjednog kanala ACS (engl. Adjacent Channel Selectivity) je veličina kojom se izražava ta

sposobnost prijemnog filtra. Dakle, ACS je mjera sposobnosti prijemnika da primi signal na

svojoj dodjeljenoj frekvenciji nosioca u prisutnosti moduliranih signala u susjednim kanalima.

To je omjer slabljenja prijemnog filtra na dodjeljenoj frekvenciji nosioca i slabljenja

prijemnog filtra na frekvenciji nosioca susjednog kanala.

U ovom poglavlju, simulirat će se dva scenarija interferencije za LTE OFDMA DL

sistem, koji predstavlja žrtvu u ovim scenarijima. Simulacija će se izvršiti u okviru

SEAMCAT softverskog alata. Potom će se za različite vrijednosti ACS ispitati gubitak

propusnosti za aktivne korisnike i za referentnu ćeliju.

5.1. SEAMCAT

SEAMCAT (engl. Spectrum Engineering Advanced Monte Carlo Analysis Tool) je

softverski alat baziran na Monte Karlo simulacionoj metodi, koja omogućava statističko

modeliranje različitih radio-interferirajućih situacija. Razvijen je od strane SEAMCAT

tehničke grupe u okviru CEPT-a (engl. European Conference of Postal and Telecom-

munication Administrations) 1997. godine, kao open-source besplatni softverski alat. To je

generički kompatibilan alat za analizu, koji nije sistemski niti servisno orijenitiran, te iz tih

razloga se može simulirati bilo koji scenarij interferencije bezobzira na tip žrtve ili

interferirajućih radio sistema. [12]

82

5.1.1. SEAMCAT metodologija

SEAMCAT alat modelira žrtvu (željeni prijemnik) među populacijom interferencija.

Svaki od kreiranih scenarija sadrži jedan link žrtve i najmanje jedan link interferencije.

Interferencije mogu biti isti sistem kao i sistem žrtve, različiti ili kombinacija oboje.

Interferencije su slučajno raspoređene oko žrtve na korisnički definiran način. U praksi se

obično koristi uniformna slučajna raspodjela interferencija. Gustoća interferencija je

postavljena u skladu s okruženjem koji se modelira ( npr. urbana sredina ima veću gustoću od

ruralne). Samo jedan udio interferencija je aktivan u nekom trenutku. Taj udio se naziva

iskorištenje (engl. utilisation) i ovisi od dana u sedmice, kao i vremena u toku dana. Na slici

5.1 ilustrovan je raspored interferencija i žrtve za jedan simulacijski scenarij. Također,

prikazan je i željeni signal žrtve. Utjecaji pojedinačnih interferencija na žrtvu se sumiraju. U

metodologiju SEAMCAT-a uključene su slijedeći mehanizmi interferencije: neželjene

emisije, blokiranje žrtve-prijemnika, intermodulacioni produkti, kokanalska interferencija i

interferencija od susjednih kanala. [13]

Sl.5. 1 Tipični scenarij interferencije za Monte Karlo simulacioni metod [13]

Na slijedećoj slici ilustrovana je osnova terminologije korištenoj u SEAMCAT-u, gdje je

dRSS (engl. desired Received Signal Strength) snaga željenog signala žrtve, a iRSS (engl.

interfering Received Signal Strength) snaga primljenog interferirajućeg signala.

83

Sl.5. 2 SEAMCAT terminologija [13]

5.2. Opis testiranih scenarija

Simulirat će se dva scenarija. U oba scenarija sistem žrtve predstavlja LTE OFDMA

DL. U prvom scenariju interferenciju predstavlja tradicionalni sistem sa više baznih stanica.

Dok u drugom scenariju, na ovu interferenciju je dodan još jedan link interferencije koji

predstavlja LTE OFDMA DL. Simulacija se temelji na pretpostavkama i parametrima 3GPP

E-UTRA 10 MHz-nog makro-ćelijskog sistema. Utjecaj intereferirajućih signala na željeni

signal žrtve odredit će se na osnovu gubitka propusnosti za E-UTRAN u odnosu na različite

vrijednosti ACIR-a (engl. Adjacent Channel Interference Power Ratio). ACIR se definiše

kao:

, (5.1)

gdje je ACLR definiran kao:

, (5.2)

a ACS (engl. Adjacent Channel Selectivity) definiran kao:

, (5.3)

Na DL-u, ograničavajući faktor dizajna je UE prijemnik, na kojem dominiraju DL

interferencije. Razlog tome je što , što implicira da je . Na

osnovu toga možemo reći da će se ispitati performanse sistema u odnosu na vrijednost ACS-a.

84

5.2.1. Parametri linka žrtve

U slijedećoj tabeli su sumirane parametri linka žrtve.

Parametar Vrijednost u SEAMCAT-u

Mrežna topologija Heksagonalna mreža, 19 strana (57 ćelija)

raspoređene okolo

Poluprečnik ćelije 433 m

Tip antene Omnidirekciona antena (default-na

3GPP omni antena)

Pojačanje antene BS 15 dBi

Pojačanje antene UE-a 0 dBi

Frekvencija nosioca 2000 MHz

Propagacijski model Urban makro-ćelijski sistem / Okumara

Hata model outdoor

Log-normalni shadowing (varijansa) 10 dB

Minimalni gubitak spajanja na antenu

70 dB

Širina propusnog opsega 10 MHz

Max subcarriers per BS ( Maksimalan broj

raspoloživih resursnih blokova)

24

Number of subcarrier per mobile (Maksimalan

broj resursnih blokova po UE-u)

1

Širina propusnog opsega za RB 180 kHz

Margina handovera 3 dB

UE nivo šuma 9 dB

85

Maksimalna izlazna predajna snaga BS 46 dBm

ACS 20 dB

Tabela 5. 1 Parametri linka žrtve

Na slijedeće dvije slike prikazano je podešavanje navedenih parametara u SEAMCAT-u.

Sl.5. 3 Opšti parametri linka žrtve

Sl.5. 4 Parametri pozicije žrtve u celularnom sistemu

86

5.2.2. Parametri linka interferencije

5.2.2.1 Prvi scenarij

Interferenciju ne predstavlja ni CDMA ni OFDMA sistem, već tradicionalni sistem s

parametrima datim u slijedećoj tabeli.

Parametar Vrijednost u SEAMCAT-u

Predajna snaga BS 33 dBm

Pojačanje antene BS 15 dBi

Pojačanje antene UE-a 0 dBi

Frekvencija nosioca 2010 MHz

Propagacijski model Urban makro-ćelijski sistem / Okumara Hata model outdoor

Osjetljivost prijemnika -103 dBm

Tabela 5. 2 Parametri linka interferencije

Na slijedećim slikama prikazano je podešavanje navedenih parametara u SEAMCAT-u.

Sl.5. 5 Parametri predajnika za interferirajući link

87

Sl.5. 6 Parametri prijemnika za interferirajući link

Sl.5. 7 Udaljenost predajnika i prijemnika – ineterferirajući link

88

Sl.5. 8 Parametri propagacionog modela i raspodjela aktivnih intereferirajućih korisnika

5.2.2.2 Drugi scenarij

U ovom scenariju dodan je još jedan link interferencije, koji sada predstavlja LTE

OFDMA DL sistem. Dakle, ovaj scenarij ima dva linka interferencije i link žrtve. Dodani link

interferencije ima centralnu frekvenciju od 1990 MHz i isti propusni opseg kao i sistem žrtve.

Također, definirana je spektralna maska za predajni signal data na slici 5.10. Podešeni

parametri za ovaj link interferencije u SEAMCAT-u, dati su na slijedećim slikama.

89

Sl.5. 9 Opšti parametri linka interferencije (LTE OFDMA DL)

Sl.5. 10 Spektralna maska predajnog signala

90

Sl.5. 11 Pozicija linka interferencije u celularnom sistemu

Sl.5. 12 Pozicija linka interferencije u odnosu na žrtvu prijemnik

91

5.3. Rezultati simulacije

Za oba scenarija grafici koji prikazuju rezultati simulacije, dobijeni su simulacijom pri

ACS jednakom 20 dB.

1. Scenarij 1

Pokretanjem simulacije za gore podešene parametre za scenarij 1 dobiju se slijedeći rezultati.

Sl.5. 13 Pregled simulacije

92

Sl.5. 14 Rezultati simulacije

Sl.5. 15 Celularna struktura simuliranog scenarija

93

2. Scanarij 2

Sl.5. 16 Pregled simulacije

Sl.5. 17 Rezultati simulacije

94

Sl.5. 18 Celularna struktura simuliranog scenarija

Ponavljajući simulaciju za različite vrijednosti ACS i za različite scenarije dobijeni su

slijedeći gubici propusnosti, koji su sumirani u tabeli.

Scenarij

ACS

[dB]

Srednja

vrijednost

iRSS-

unwanted

[dBm]

Srednja

vrijednost

iRSS-blocking

[dBm]

Reference Cell

Prosječni

gubitak

propusnosti

[%]

OFDMA Sistem

(Aktivni korisnici )

Prosječni gubitak

propusnosti [%]

1 0 -139.69 -88.78 15.88 3.83

1 20 -139.29 -108.38 5.452 1.42

1 30 -140.31 -119.4 3.819 1.071

1 40 -140.73 -129.82 2.023 0.495

2 20 -123.49 -94.42 10.193 3.539

2 40 -118.05 -108.33 2.514 1.03

Tabela 5. 3 Karakteristične veličine rezultata simulacije

95

5.4. Zaključak na osnovu rezultata simulacije

Analizom dobijenih rezultata može se zaključiti da veće vrijednosti za ACS

impliciraju bolje sistemske performanse. Za oba scenarija, pri većim vrijednostima ACS-a

gubici propusnosti su manji i za OFDMA sistem (aktivni korisnici) i referentnu ćeliju. Za

dovoljno veliku vrijednost ACS (veću od 40 dB) ovi gubici se mogu svesti na nulu. Također,

bitno je uočiti da su gubici za referentnu ćeliju uvijek veći nego za OFDMA sistem (aktivni

korisnici), što je posljedica aktivnosti samo jednog dijela korisnika unutar ćelije. Kako je već

rečeno, nikada nisu aktivni svi korisnici unutar ćelije. Utjecaji interferencija na žrtvu se

sumiraju, te je za veći broj interferencija potreban veći iznos ACS-a, kako bi se dobile iste

sistemske performanse. Srednja vrijednost za iRSSunwanted signale je reda 140 dBm i ne

mjenja se značajno sa povećanjem ACS-a. S druge strane, srednja vrijednost za iRSSblocking

je manja za manje vrijednosti ACS-a. Za oba ova signala, standardna devijacija je 3-4 dB.

Na slikama 5.15 i 5.18 prikazana je referentna ćelija i 18 okolnih ćelija, koje zajedno

predstavljaju klaster. Na ovim slikama su ilustrovani linkovi interferencije na žrtvu, kao i

aktivni korisnici, vanjske interferencije i oznake ćelija.

Iz svega navedenog, možemo konstatovati da je SEAMCAT vrlo koristan alat za ovu

vrstu analize sistema. Jednostavan je i omogućava vrlo brzo i pouzdano razmatranje prostorne

i vremenske raspodjele primljenih signala žrtve i rezultirajuće statističke vjerojatnosti

interferencije za razne scenarije.

96

Zaključak

Uvođenje LTE/SAE arhitekture nije proces koji će biti nadogradnja na postojeću

mobilnu mrežu već izgradnja nove mreže. Iako postojeći operateri već imaju izgrađenu

pristupnu, prenosnu mrežu kao i infrastrukturu jezgra, intervencije na svakom segmentu će

biti nezaobilazne: od nadogradnje ili zamjene postojećih baznih stanica, preko uvođenja IPv6

bazirane all-IP mreže, pa sve do zamjene terminalne opreme i kreiranja novih usluga na novoj

platformi. Evolucija ka LTE podrazumjeva smanjivanje broja mrežnih elemenata u cilju

postizanja što veće jednostavnosti arhitekture mreže. Također, teži se potpunom prelasku na

mreže sa komutacijom paketa što predstavlja prve korake ka nastanku all-IP ravne arhitekture.

Unapređenjem arhitekture mreže dolazi do revolucije u komunikacijama i eksponencijalnog

razvoja širokopojasnih mreža nove generacije koje predstavljaju prioritet svih zemalja koje

imaju želju da se ravnopravno uključe u informaciono društvo i podignu konkurentnost svojih

privreda. Koliko će trebati LTE tehnologiji da zaživi kao glavni globalni komunikacijski

standard teško je procijeniti. LTE koristi novu tehniku višestrukog pristupa, OFDMA tehnika

koja se zasniva na ortogonolanosti podnosilaca i ima veoma dobre osobine od zaštite podataka

prilikom prenosa od raznih štetnih uticaja kanala, do odličnog iskorištavanja propusnog

opsega. Jedini problem OFDMA je bila sinhronizacija, koja je riješena primjenom

odgovarajućih sinhronizacijskih algoritama.

U ovom radu simulacijom modela LTE downlink sistema u SystemVue pokazan je sam

doprinos bloka za sinhronizaciju za očuvanje performansi sistema u multipath feding

okruženju. Očuvanje zadovoljavajućih performansi sistema plaćeno je kompleksnošću dizajna

prijemnika. No, s obzirom na razvoj tehnologije ova kompleksnost je svedena na minimum.

U zadnjem dijelu rada, za testirane scenarije interferencije za LTE OFDMA DL sistem

u SEAMCAT-u, pokazan je utjecaj selektivnosti prijemnog filtra na gubitke propusnosti. S

dovoljno dobrim i selektivnim prijemnim filtrom moguće je smanjiti utjecaje mnogobrojnih

interferencija koje su prisutne u celularnim sistemima.

97

Literatura

[1] Christopher Cox. An introduction to LTE, LTE, LTE-Advanced, SAE and 4G mobile

communications. A John Wiley & Sons, Ltd., Publication, United Kingdom, 2012.

[2] Harri Holma, Antti Toskala. LTE for UMTS – OFDMA and SC-FDMA Based Radio

Access. John Wiley & Sons, Ltd. ISBN: 978-0-470-99401-6, 2009.

[3] K. Fazel, S. Kaiser. Multi-Carrier and Spread Spectrum Systems, From OFDM and

MC-CDMA to LTE and WiMAX. A John Wiley & Sons, Ltd., Publication, United

Kingdom, 2008.

[4] Stefania S., Issam T., Matthew B. Long Term Evolution, From Theory to Practice. A

John Wiley & Sons, Ltd., Publication, United Kingdom, 2011.

[5] Web:Predavanje, pristup ostvaren 24.12.2012.

[6] Darko Ćulibrk, Sinhronizacija u OFDM sistemima, Banjaluka, juli 2009.

[7] Web: LTE Introduction, pristup ostvaren 28.12.2012.

[8] Web: LTE PHY Layer, pristup ostvaren 28.12.2012.

[9] Web: LTE PHY Layer, pristup ostvaren 28.12.2012.

[10] Dennis Silage. Digital communication systems using SystemVueTM

. Temple

University,2006.

[11] SystemVue 2011.10 Help

[12] Web: SEAMCAT, pristup ostvaren 03.02.2013.

[13] Web: SEAMCAT Handbook, pristup ostvaren 03.02.2013.

98

Skraćenice

APN Access Point Name

ARQ Automatic Repeat reQuest

AWGN Additive White Gaussian Noise

BER Bit Error Rate

BLER Block Error Rate

BPSK Binary Phase Shift Keying

CCITT Consultative Committee for International Telephony and Telegraphy

CDMA Code-Division Multiple Access

CP Cyclic Prefix

E-DCH Enhanced Dedicated Channel

EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution

EPC Evolved Packet Core

ETSI European Telecommunications Standards Institute

E-UTRAN Evolved UMTS Terrestrial Radio Access Network

FCC Federal Communications Commission

FDD Frequency-Division Duplex

FDMA Frequency-Division Multiple Access

FFT Fast Fourier Transform

99

3GPP Third Generation Partnership Project

GPRS General Packet Radio Service

GSM Global System of Mobile

HSDPA High-Speed Downlink Packet Access

HSS Home Subscriber Server

HSUPA High-Speed Uplink Packet Access

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

IP Internet Protocol

ISM Industrial, Science and Medical

LAN Local Area Network

LTE Long Term Evolution

MAC Media Access Layer

MAN Metropolitan Area Network

MCM Multi-Carrier Modulation

MME Mobility Management Entity

MMSE Minimum Mean Square Error

OFDM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing

OFDMA Orthogonal Frequency-Division Multiple Access

PCRF Policy and Charging Rules Function

PDCP Packet Data Convergence Protocol

PDDCH Physical Downlink Control Channel

P-GW PDN Gateway

100

PHICH Physical Hybrid ARQ Indicator Channel

PSS Primary Synchronisation Sequences

RAN Radio Access Network

RNC Radio Network Controller

RRM Radio Resource Management

QoS Quality of Service

SAE System Architecture Evolution

SC-FDMA Single Carrier Frequency Division Multiple Access

S-GW Serving Gateway

SNR Signal-to-Noise Ratio

SSS Secondary Synchronisation Sequences

TDD Time-Division Duplex

TDMA Time-Division Multiple Access

UMTS Universal Mobile Telecommunications System

UTRA Universal Terrestrial Radio Access

WAN Wide Area Network

WCDMA Wideband Code Division Multiple Access