МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение

высшего профессионального образования «УЛЬЯНОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ»

ОСНОВЫ ТЕЛЕВИДЕНИЯ Учебное пособие

Составители: В.А. Глушков, А.В. Смирнов

Ульяновск УлГТУ

2014

2

УДК 621.397.13 (075) ББК 32.88я7

О -75

Рецензенты: директор УФ ИРЭ РАН, доктор технических наук, доцент Сергеев В. А.; доцент кафедры «Сети связи и системы коммутации» ВАС, кандидат технических наук, доцент Нестеренко А.Г.

Утверждено редакционно-издательским советом университета в качестве

учебного пособия О-75

Основы телевидения : учебное пособие / сост.: В.А. Глушков, А.В. Смирнов. – Ульяновск : УлГТУ, 2014. – 88 с.

ISBN 978-5-9795-1239-6 Составлено в соответствии с программой курса «Основы телевидения». Описываются принципы построения систем цифрового телевидения и

телевизионных приемников. Описаны методы сжатия телевизионного сигнала. Приведены сведения о помехоустойчивом кодировании в системах цифрового телевидения и об используемых методах передачи сигналов цифрового телевидения.

Пособие предназначено для студентов направления подготовки 210400.68 «Радиотехника» по профилю «Методы и устройства обработки сигналов и изображений», а также для студентов других направлений, изучающих дисциплины, связанные с основами построения цифровых телевизионных систем.

УДК 621.397.13(075) ББК 32.88я7

© Глушков В. А., Смирнов А.В., составление, 2014

ISBN 978-5-9795-1239-6 © Оформление. УлГТУ, 2014

3

ОГЛАВЛЕНИЕ

Предисловие …………..……………………………………………………………………….. 4

Введение………………………………………………………………………………………... 5

1. Цифровой телевизионный сигнал ……………………………………………….. 8

1.1. Преобразование аналогового телевизионного сигнала в цифровой……………… 8

1.2. Передача цифрового телевизионного сигнала по каналам связи ……………….. 18

1.3. Задача сокращения полосы частот цифрового телевизионного сигнала………… 23

Контрольные вопросы……………………………………………………………. 28

2. Внутрикадровое кодирование телевизионного сигнала……………………... 29

2.1. Ортогональные преобразования изображений…………...………………………… 29

2.2. Быстрые алгоритмы ДПФ и ДКП ……………………...……………………………. 33

2.3. Сокращение избыточности телевизионных сигналов с помощью дискретного

косинусного преобразования………………………………………………………..

37

Контрольные вопросы……………………………………………………………. 46

3. Межкадровое кодирование телевизионного сигнала …………………………….. 47

3.1. Дифференциальная импульсно–кодовая модуляция…………………………………... 47

3.2. Передача движущихся изображений с компенсацией движения……………………….. 54

Контрольные вопросы…………………………………………………………….. 60

4. Реализация полностью цифровых систем телевидения ……………………………. 61

4.1. Краткий исторический очерк………………………………………….…………………. 61

4.2. Структурная схема и основные параметры полностью цифровой телевизионной

системы ……………………………………………………………………………………

65

4.3. Совместимость и масштабируемость систем цифрового телевидения………………….. 75

Контрольные вопросы…………………………………………………………….. 81

Заключение…………………………………………………………………………………… 82

Глоссарий……………………………………………………………………………………... 84

Библиографический список………………………………………………………………..... 87

3

4

ПРЕДИСЛОВИЕ

В учебном пособии описываются принципы построения систем

цифрового телевидения и телевизионных приемников. Описаны методы

сжатия телевизионного сигнала. Приведены сведения о помехоустойчивом

кодировании в системах цифрового телевидения и об используемых

методах передачи сигналов цифрового телевидения.

Пособие предназначено для студентов направления подготовки

210400.68 «Радиотехника» по профилю «Методы и устройства обработки

сигналов и изображений», а также для студентов других направлений,

изучающих дисциплины, связанные с основами построения цифровых

телевизионных систем.

Выписка из ФГОС ВПО

Цикл, к которому относится дисциплина

Компетенция студента в результате освоения дисциплины

М2.Ф5 ПК–5 способность владеть основными приемами обработки и представления экспериментальных данных. ПК–9 способность уметь осуществлять сбор и анализ исходных данных для расчета и проектирования деталей, узлов и устройств радиотехнических систем. В результате изучения дисциплины студент должен: – знать: методы и алгоритмы обработки сигналов в различных звеньях ТВ–тракта, параметры ТВ сигналов, перспективы развития телевидения, современные системные и технические решения в области ТВ–техники, системы видеозаписи; – уметь: осуществлять измерения сигналов в ТВ–тракте; разбираться в работе узлов и блоков современного ТВ–приемника; – владеть: навыками настройки и регулировки параметров ТВ–приемника.

4

5

ВВЕДЕНИЕ Цифровое телевидение это отрасль телевизионной техники, в которой

передача, обработка и хранение телевизионного сигнала осуществляются с

его преобразованием в цифровую форму.

Преимущества цифрового телевидения по сравнению с аналоговым

телевидением:

повышение помехоустойчивости трактов передачи и записи

телевизионных сигналов;

повышение качества изображения и звука в телевизионных приемниках

с обычным стандартом разложения (625 или 525 строк);

создание телевизионных систем с новыми стандартами разложения

изображения (в том числе телевидение высокой четкости – ТВЧ);

расширение функциональных возможностей студийной аппаратуры,

используемой при подготовке н проведении телевизионных передач;

передача в телевизионном сигнале различной дополнительной

информации, превращение телевизионного приемника в

многофункциональную информационную систему.

Эти достоинства обусловлены как самими принципами цифрового

телевидения, так и наличием разнообразных алгоритмов, схемных решений и

мощной технологической базы для создания соответствующих устройств.

В своем развитии цифровое телевидение прошло ряд этапов.

Первый из этих этапов – использование цифровой техники в отдельных

частях телевизионной системы при сохранении обычного стандарта

разложения и аналогового канала связи. Наиболее важным достижением

данного этапа было создание полностью цифрового студийного

оборудования.

Другое направление использования цифровой техники, характерное для

первого этапа развития цифрового телевидения, введение цифровых блоков в

5

6

телевизионные приемники с целью повышения качества изображения или

расширения функциональных возможностей. Примерами таких блоков могут

служить цифровые фильтры для разделения яркостного и цветоразностных

сигналов и для подавления эхо–сигналов, возникающих при отражении

радиоволн от поверхности Земли и различных объектов. Широко известны

также устройства для перехода от чересстрочной развертки к

квазипрогрессивной, реализации функций «стоп–кадр» и «кадр в кадре»,

декодирования и воспроизведения на экране дополнительной информации,

передаваемой по системе «Телетекст» и т. д.

Все эти усовершенствования не затрагивают стандарт разложения и

принципы передачи телевизионного сигнала по каналу связи.

Второй этап развития цифрового телевидения – создание гибридных

аналого–цифровых телевизионных систем с параметрами, отличающимися от

принятых в обычных стандартах телевидения. Можно выделить два

основных направления изменений телевизионного стандарта: переход от

одновременной передачи яркостного и цветоразностных сигналов к

последовательной их передаче и увеличение количества строк в кадре и

элементов изображения в строке. Реализация второго направления связана с

необходимостью сжатия спектра телевизионных сигналов для обеспечения

возможности его передачи по каналам связи с приемлемой полосой частот.

Примерами гибридных телевизионных систем могут служить японская

система телевидения высокой четкости MUSE и западноевропейские

системы семейства MAC. Во всех этих системах в передающей и приемной

частях сигналы обрабатываются цифровыми средствами, а в канале связи

сигналы передаются в аналоговой форме.

Третьим этапом развития цифрового телевидения можно считать

создание полностью цифровых телевизионных систем. Значительный шаг

вперед в решении этой задачи был сделан в 1990 – 1993 годах и связан в

6

7

первую очередь с работами, выполненными в США и завершившимися

принятием весной 1994 года Национального стандарта на системы наземного

цифрового телевизионного вещания. Главными особенностями нового

поколения телевизионных систем являются:

1. Высокая степень сжатия спектра цифрового телевизионного сигнала,

достигаемая путем последовательного применения нескольких методов

эффективного кодирования изображений и позволяющая передавать

программы ТВЧ по стандартным наземным каналам телевизионного вещания

с шириной полосы частот 6 МГц.

2. Единый подход к кодированию и передаче телевизионных сигналов с

различным разрешением: видеотелефон с уменьшенной четкостью,

стандартный сигнал NTSC, ТВЧ с количеством строк 1050.

3. Интеграция с другими видами информации при передаче по

цифровым сетям связи.

В данном учебном пособии рассматриваются принципы построения и

работы наиболее важных из перечисленных частей цифровой телевизионной

системы.

7

8

1. ЦИФРОВОЙ ТЕЛЕВИЗИОННЫЙ СИГНАЛ

1.1. Преобразование аналогового телевизионного сигнала

в цифровой

Цифровой телевизионный сигнал получается из аналогового

телевизионного сигнала путем преобразования его в цифровую форму. Это

преобразование включает следующие три операции:

1. Дискретизацию во времени, то есть замену непрерывного аналогового

сигнала последовательностью его значений в дискретные моменты времени –

отсчетов или выборок.

2. Квантование по уровню, заключающееся в округление значения

каждого отсчета до ближайшего уровня квантования.

3. Кодирование, в результате которого значение отсчета представляется

в виде числа, соответствующего номеру полученного уровня квантования.

Все три операции выполняются в одном узле – аналого–цифровом

преобразователе (АЦП). В современной аппаратуре АЦП, как правило,

реализуется в виде одной БИС. На входы АЦП (рис.1.1) подаются

аналоговый сигнал )(tu и тактовые импульсы ТC , синхронизирующие

моменты выборок. Выходные сигналы ndd ...1 образуют параллельный

n–разрядный двоичный код, представляющий получающееся в результате

аналого–цифрового преобразования число. Для определенности

предполагается, что в схеме, показанной на рис.1.1, преобразование

очередного отсчета начинается по фронту тактового импульса, а результат

появляется на выходах АЦП по срезу тактового импульса. Поэтому сигналы

ndd ...1 изменяются в моменты перехода сигнала ÒC из высокого состояния в

низкое.

Параметры аналого–цифрового преобразования. Первым из них

является частота дискретизации Дf . В соответствии с теоремой Котельникова

8

9

должно выполняться условие 2Д Вf f> , где Вf – верхняя граничная частота

преобразуемого в цифровую форму сигнала.

АЦП

)(tU

ТC

ТC

1d

2d

3d

t4d

)(tU

t

t

t

t

t

Рис. 1.1. Входные и выходные сигналы АЦП

Отсюда следует, что частота дискретизации телевизионного сигнала,

используемого в нашей стране 6Вf МГц= , должна быть не менее 12МГц . Для

дискретизации используется ортогональная структура расположения

отсчетов на передаваемом изображении (рис.1.2,а).

а) б) Рис.1.2. Расположение отсчетов при дискретизации изображения:

а – ортогональная структура; б – шахматная структура

Следует отметить, что в некоторых экспериментальных разработках

систем цифрового телевидения используется шахматная структура

9

10

расположения отсчетов (рис.1.2,б), лучше согласующаяся с особенностями

зрительного восприятия.

Искажения, возникающие при нарушении требований теоремы

Котельникова. На рис.1.3,а показан спектр дискретизированного сигнала в

случае, если 2Д Вf f> . Спектр исходного сигнала занимает полосу частот от

0 до Вf (огибающая этого спектра показана более жирной линией). Влево

от 0f = показано симметричное продолжение спектра. В результате

дискретизации в спектре возникают новые составляющие, огибающие

которых совпадают по форме с огибающей исходного спектра, а точки,

соответствующие точке 0f = в исходном спектре, находятся на

частотах , 2 ...Д Дf f .

Вf

)( fS

2Дf

23 Дf

Дf2Дf

Вf

Дf Дf2 Дf3 f

f

0

0

а)

б)

)( fS

Рис.1.3. Спектры сигнала после дискретизации в случаях выполнения

(а) и нарушения (б) условия теоремы Котельникова

Если условие теоремы Котельникова выполнено, и 2В Дf f< , новые

составляющие спектра не перекрываются с исходным спектром. Поэтому с

помощью идеального ФНЧ, имеющего частоту среза, равную Вf , можно

10

11

выделить частотные составляющие исходного сигнала, полностью подавив

составляющие, возникшие в результате дискредитации. Это означает, что

исходный сигнал, передаваемый с использованием дискретизации, может

быть восстановлен без искажений.

На рис.1.3,б показан спектр дискретизированного сигнала в случае,

когда требования теоремы Котельникова не выполняются, т. е. 2Д Вf f< .

При этом спектр исходного сигнала и спектр составляющих,

возникших при дискретизации, перекрываются. Если пытаться выделить

исходный сигнал с помощь идеального ФНЧ с частотой среза Вf , то на

выходе ФНЧ помимо исходного сигнала окажутся дополнительные

составляющие, т. е. возникнут искажения исходного сигнала. Заметность

этих искажений на экране телевизионного приемника во многом зависит от

характера передаваемого изображения. Наиболее заметные искажения в

виде муара возникают на периодических структурах в изображении,

имеющих достаточно малый пространственный период.

Следующий важнейший параметр аналого–цифрового преобразования

– к о л и ч е с т в о у р о в н е й к в а н т о в а н и я Nкв, определяемое числом

двоичных разрядов АЦП n в соответствии с соотношением

2nквN = . (1.l)

Выбор значения квN осуществляется таким образом, чтобы влияние

квантования на изображение не было заметно для получателя информация.

На рис.1.4,а показана зависимость величины ошибки u∆ , вносимой в

сигнал квантованием, от величины сигнала и в случае равномерного

квантования, т.е. когда уровни квантования отстоят друг от друга на одну

и ту же величину h, называемую шагом квантования. При этом

предполагается, что квантование осуществляется путем округления

значения сигнала до ближайшего уровня квантования.

11

12

а) б)

U∆

U

2h

2h

−hc )11( − hc )21( − 2h− 0

h1

)( Uf ∆

U∆2h

Рис.1.4. Ошибка квантования:

а – зависимость от величины сигнала; б – график плотности вероятности

Интервал значений сигнала, округляемых до одного и того же уровня

квантования, называется интервалом квантования. Величина ошибки

квантования u∆ изменяется в пределах от –h/2 до h/2.

На рис.1.4,б показан график плотности вероятности ошибки

квантования в случае равномерного распределения вероятностей значений

сигнала. Ошибка квантования является случайной величиной. Поэтому ее

обычно называют шумом квантования. Дисперсия шума квантования при

равномерном квантовании и равновероятных значениях сигнала равна

(σш.кв.)2 = h2/12, где σш.кв. – среднеквадратическая величина напряжения

шума квантования.

На изображении шум квантования может проявляться различным

образом в зависимости от изменений яркости или цвета данного участка

изображения. На участках, состоящих из мелких деталей, квантование

приведет к случайным изменениям их яркости или цвета. На участках

изображения с плавным изменением уровня видеосигнала квантование

может привести к возникновению ложных контуров по тем линиям, на

которых уровень видеосигнала пересекает границу двух смежных

интервалов квантования.

12

13

Равномерное квантование телевизионного сигнала, вообще говоря, не

является наилучшим. Это обусловлено в первую очередь свойствами

зрительного аппарата человека. Как известно, пороговое превышение

яркости ΔBпор объекта над фоном, при котором объект различается

наблюдателем, подчиняется в первом приближении закону Вебера–

Фехнера

ΔBпор/ B0 = k, (1.2)

где 020,0..015,0=k ; B0 – яркость фона. Таким образом, с ростом яркости

фона растет и порог ΔBпор. Отсюда следует, что в области значений

телевизионного сигнала, близких к уровню черного, шаг квантования

должен быть меньше, чем в области, близкой к уровню белого. Однако

техническая реализация неравномерного квантования существенно

сложнее, чем равномерного. Вместо использования переменного шага

квантования обычно выполняют предварительное нелинейное

преобразование видеосигнала (компандирование). Примерный вид

передаточной характеристики такого преобразования показан на рис.1.5.

Как правило, компандирование совмещают с гамма–коррекцией

телевизионного сигнала.

Uвх

Uвых

Рис.1.5. Передаточная характеристика нелинейного преобразования

телевизионного сигнала

В современном телевидении повсеместно применяется равномерное

квантование прошедшего нелинейное преобразование сигнала с

13

14

количеством двоичных разрядов АЦП n = 8, что дает количество уровней

квантования. При этих условиях 256квN = шум квантования на

изображении практически незаметен.

На выходе АЦП полученный номер уровня квантования представляется в

виде двоичного числа, т. е. к о д и р у е т с я . Обычно используется прямой

двоичный код.

Значения цифрового сигнала представляются числами от 00000000 до

11111111 в порядке нарастания их величины.

Рассмотрим требования Рекомендации 601 МККР (Международного

комитета по радио), определяющие единый международный стандарт

цифрового кодирования телевизионного сигнала для студийной

аппаратуры. В этом стандарте предусмотрено раздельное кодирование

сигналов яркости и цветности. Установлено одно значение частоты

дискретизации сигнала яркости, равное 13,5 МГц для обоих стандартов

развертки – 25 Гц/625 строк и 30 Гц/525 строк.

Каждый цветоразностный сигнал дискретизируется с вдвое меньшей

частотой. При этом за время активного участка строки формируется 720

отсчетов сигнала яркости и 360 отсчетов каждого цветоразностного

сигнала.

Количество разрядов квантования n = 8. Таким образом, количество

уровней квантования 256квN = . При этом уровню черного сигнала яркости

соответствует 16-й уровень квантования, а номинальному уровню белого –

235-й уровень квантования. 16 уровней квантования снизу и 20 уровней

квантования сверху образуют резервные зоны на случай выхода значений

аналогового сигнала яркости за пределы номинального диапазона. Особое

назначение имеют 0-й и 255-й уровни квантования. С помощью

соответствующих им кодов передаются сигналы синхронизации.

14

15

При квантовании цветоразностных сигналов также

предусматриваются резервные зоны – по 16 уровней квантования сверху и

снизу. Так как цветоразностные сигналы являются двуполярными и

максимальные отклонения от нулевого значения в положительную и

отрицательную сторону примерно одинаковы, 128-й уровень квантования

должен соответствовать нулевому значению этих сигналов. Чтобы

выполнялось это условие, на АЦП должны поступать не сами

цветоразностные сигналы YRE −′ , YBE −′ (штрих, как это принято в

технической литературе по телевидению, означает, что сигналы прошли

гаммакоррекцию), а сигналы CR, CB, формируемые в соответствии с

соотношениями:

5,0713,0 +′⋅= −YRR EC , 5,0564,0 +′⋅= −YBB EC , (1.3)

причем предполагается, что сигналы YRE −′ , YBE −′ изменяются в диапазоне

(–0,5, 0,5).

На рис.1.6 показано соответствие между уровнями аналоговых

телевизионных сигналов и уровнями квантования для обычного тестового

изображения в виде восьми цветных полос.

Произведение частоты дискретизации fД и числа разрядов квантования

n называется скоростью передачи двоичных символов цифрового сигнала –

Q [бит/с]. Для цифровой студийной аппаратуры, удовлетворяющей

требованиям Международного стандарта, получаются следующие

значения этого параметра:

– для яркостного сигнала: QY = 13,5·8 = 108 Мбит/с;

– для цветоразностного сигнала: QC = 6,75·8 = 54 Мбит/с.

Суммарная скорость передачи двоичных символов преобразованного

в цифровую форму полного цветного телевизионного сигнала (ПЦТС)

равна: QS = QY + 2QC = 216 Мбит/с. В соответствии с принятыми

15

16

обозначениями данный стандарт – цифрового кодирования телевизионных

сигналов – обозначается 4:2:2.

255(11111111)

235(11101011)

16(00010000)0(00000000)

240(11110000)

128(10000000)

16(00010000)0(00000000)

255(11111111)240(11110000)

128(10000000)

16(00010000)0(00000000)

0,9221,000

0,063

0

1,0000,941

0,502

1,0000,941

0,502

0,0630

0,63

255(11111111)

0

RC

BC

Yа)

б)

в)

Рис.1.6. Соответствие между уровнями аналоговых сигналов и

уровнями квантования по Рекомендации 601 МККР

Это означает, что частота дискретизации цветоразностных сигналов в

два раза меньше, чем частота дискретизации яркостного сигнала,

определенная на основании теоремы Котельникова, причем в каждой

строке присутствуют оба цветоразностных сигнала.

16

17

Встречаются и другие варианты преобразования телевизионных

сигналов в цифровую форму. Например, запись 4:2:0 означает, что в

каждой строке присутствует один цветоразностный сигнал, частота

дискретизации которого в два раза ниже частоты дискретизации

яркостного сигнала, а запись 4:4:4 означает, что оба цветоразностных

сигнала дискретизируются с той же частотой, что и яркостный.

При переходе к новым стандартам разложения количество отсчетов в

строке и, соответственно, частота дискретизации увеличиваются. В

японском стандарте MUSE (1125 строк в кадре, частота кадров 30 Гц)

сигнал яркости имеет верхнюю граничную частоту около 20 МГц и

дискретизируется с частотой 48,6 МГц. В западноевропейском стандарте

HD–MAC (количество строк 1250, частота кадров 25 Гц) частота

дискретизации 54 МГц. Скорость передачи двоичных символов в таких

телевизионных системах оказывается существенно больше.

Рассмотренный метод кодирования цветного телевизионного сигнала

называется к о м п о н е н т н ы м ( и л и р а з д е л ь н ы м ) , так как яркостный

и цветоразностные сигналы преобразуются в цифровую форму раздельно,

а затем полученные цифровые сигналы объединяются в единый цифровой

поток данных. Компонентное кодирование хорошо приспособлено для

студийной аппаратуры, в которой сигнал цветного телевидения разделен

на компоненты. В то же время в некоторых применениях необходимо

преобразовывать в цифровую форму полный сигнал одной из систем

цветного телевидения (NTSC, PAL или SECAM). Такой вариант

кодирования применяется в системах цифровой записи телевизионных

сигналов на магнитный носитель и в цифровых преобразователях

телевизионных стандартов. В таблице 1.1 приведены основные параметры

преобразования в цифровую форму полных телевизионных сигналов

стандартов NTSC и PAL.

17

18

Табл.1.1

Система NTSC (525 строк)

PAL (625 строк)

Отсчетов в строке 910 1135 Отсчетов в активной части строки 768 948 Структура отсчетов на изображении Ортогональная Ортогональная Частота дискретизации, МГц 14,31818 17,734475 Скорость передачи двоичных символов, Мбит/c 143 177

Уровень гашения 4 1 Уровень белого 200 211 Уровень черного 60 64

Квантование сигналов осуществляется на 256 уровнях.

Для обоих стандартов частота дискретизации берется равной

4Д поднf f= ⋅ ,

где 4 поднf⋅ – частота цветовой поднесущей в данном стандарте.

Уровни гашения, белого и черного в таблице записаны в виде номеров

соответствующих уровней квантования.

После преобразования полного сигнала системы цветного

телевидения в цифровую форму, средствами цифровой техники могут быть

выполнены такие операции, как разделение яркостного и цветоразностных

сигналов, преобразование в другой стандарт, ослабление шума и др.

1.2. Передача цифрового телевизионного сигнала по каналам

связи

Цифровой телевизионный сигнал можно передавать в виде

параллельного цифрового кода, как показано на рис.1.1. Для этого

требуется n линий связи для параллельной передачи n двоичных разрядов

и еще одна линия для передачи тактовых импульсов. Линии связи обычно

выполняются в виде скрученных пар проводов или ленточного кабеля.

Таким способом можно передавать цифровой телевизионный сигнал

18

19

внутри блоков и устройств или между устройствами на относительно

небольшие расстояния (до 50 м).

Международным стандартом на цифровую студийную аппаратуру

(Рекомендация 601 MKKP) устанавливаются параметры каналов

параллельной передачи цифрового телевизионного сигнала, называемых

параллельными видеостыками. Передача значений отсчетов яркостного

YE′ и цветоразностных RC′ , BC′ сигналов происходит по одним и тем же

линиям в следующем порядке: YE′ , RC′ , YE′ , BC′ , YE′ ,… . Частота тактовых

импульсов при этом равна fT = 13.5 + 6.75 + 6.75 = 27 МГц.

Сигналы синхронизации телевизионной развертки передаются с

помощью кодов 00000000 и 11111111, не используемых для передачи

яркостного и цветоразностных сигналов.

Передача цифрового телевизионного сигнала на расстояния до 1–1.5

км осуществляется в последовательной форме. В этом случае двоичные

разряды или биты каждого отсчета передаются один за другим по одной

линии, в качестве которой можно использовать коаксиальный или

волоконно–оптический кабель. Импульсы тактовой частоты отдельно не

передаются. Тактовая частота восстанавливается в приемном устройстве

по самому передаваемому сигналу.

Один из простейших способов синхронизации при приеме цифрового

сигнала, передаваемого по последовательному каналу, иллюстрируется

структурной схемой, показанной на рис.1.7, и временными диаграммами,

показанными на рис.1.8.

Формировательимпульсов

Расширительимпульсов

Узкополосный фильтр

Усилитель-ограничитель

а б в г д

Рис.1.7. Устройство для выделения тактовых импульсов из последовательного

цифрового сигнала

19

20

Принимаемый цифровой сигнал, состоящий из последовательности

единичных и нулевых значений (рис.1.8,а), поступает на формирователь

импульсов, вырабатывающий короткие импульсы на каждый

положительный и отрицательный перепад напряжения в сигнале

(рис.1.8,б).

t

t

t

а

б

в

г

д

t

t

Рис.1.8. Временные диаграммы работы устройства выделения

тактовых импульсов

Расширитель импульсов преобразует короткие импульсы в импульсы,

длительность которых равна половине периода тактовой частоты

(рис.1.8,в). Эти импульсы поступают на узкополосный фильтр,

настроенный на тактовую частоту. На выходе фильтра выделяется

гармонический сигнал тактовой частоты (рис.1.8,г), который затем

преобразуется в прямоугольные импульсы (рис.1.8,д), используемые для

тактирования принимаемого сигнала.

Как видно из временных диаграмм, в случае, если в принимаемом

цифровом сигнале подряд идут несколько бит с одинаковым значением,

импульсы на выходе формирователя отсутствуют, и выходные тактовые

импульсы продолжают формироваться за счет наличия затухающего

20

21

гармонического колебания на выходе узкополосного фильтра. Это

накладывает ограничения на передаваемый сигнал, так как передача

достаточно длинных последовательностей нулей или единиц приведет к

прекращению формирования тактовых импульсов. Кроме того, в начале

передачи цифрового сигнала в начале передачи амплитуда колебаний на

выходе узкополосного фильтра нарастает постепенно, поэтому проходит

некоторое время до появления тактовых импульсов на выходе устройства

синхронизации.

В более совершенных системах передачи цифровых сигналов по

последовательным каналам связи выполняется дополнительное

преобразование передаваемых данных, в результате которого количество

передаваемых подряд нулей или единиц ограничивается

Такую операцию выполняет канальный кодер. Методы канального

кодирования, которые применяются в цифровом телевидении, будут

рассмотрены в следующих разделах.

Рассмотрим построение последовательного видеостыка,

соответствующего Международному стандарту на цифровую студийную

аппаратуру.

В таком видеостыке предусмотрена передача каждого 8-разрядного

кода отсчета яркостного или цветоразностного сигнала с помощью

9-битовой посылки со скоростью 243 Мбит/с. Таким образом, для передачи

используется код с избыточностью. Эго позволяет надежно осуществлять

синхронизацию и избегать накопления ошибок передачи.

Структурная схема последовательного видеостыка приведена на

рис.1.9. В передающей части 8-разрядный параллельный код

преобразуется в 9-разрядный параллельный код, который затем

преобразуется в последовательный код. Тактовая частота 243 МГц

формируется с помощью ФАПЧ из тактовой частоты 27 МГц

21

22

параллельного видеостыка. В приемной части происходит восстановление

тактовой частоты 243 МГц по принятому сигналу. Блок синхронизации

кодовых слов определяет начало параллельных кодовых слов по

синхрослову, содержащемуся в каждой телевизионной строке.

Преобразователь последовательного кода в параллельный формирует

9-разрядные слова, выдача которых синхронизируется в блоке

фазирования тактовой частотой 27 МГц. Наконец в декодере 9-разрядный

параллельный код преобразуется в 8-разрядный.

Кодер8..>9

преобр. паралл. кода в послед.

Генератор ФАПЧ

СИГНАЛ ПАРАЛЛЕЛЬНОГО

ВИДЕОСТЫКА ЛИНИЯ СВЯЗИ

243 МГц ТАКТОВЫЙ

СИГНАЛ27 МГц

синхронизатор кодовых слов

преобр. послед. кода в паралл.

синхронизатор кодовых слов

блокфазирования

ТАКТОВЫЙ

СИГНАЛ 27 МГц

декодер9..>8

СИГНАЛ ПАРАЛЛЕЛЬНОГО

ВИДЕОСТЫКА

Рис. 1.9. Последовательный видеостык

Цифровой телевизионный сигнал в последовательной форме может

непосредственно передаваться по каналам связи, предназначенным

специально для передачи дискретных сигналов, например, по

широкополосным многоканальным линиям телеграфной связи с

временным разделением каналов. В последние годы все шире

используются широкополосные линии связи, образующие сети ЭВМ.

Примером таких сетей является цифровая сеть ISDN.

В телевизионном вещании, однако, пока что в основном используются

каналы связи с модуляцией несущей частоты. Передача цифрового сигнала

22

23

на несущей частоте имеет некоторые особенности. Главная из них

заключается в том, что при детектировании цифрового сигнала

необходимо в простейшем случае различать только два его уровня, и не

надо точно восстанавливать исходную величину передаваемого сигнала.

Это позволяет снижать мощность передатчиков, так как требуемая

верность приема достигается при значительно меньшем отношении

сигнал/шум, чем при передаче аналогового сигнала.

1.3. Задача сокращения полосы частот цифрового телевизионного

сигнала

Перейдем к вопросу о ширине полосы частот канала связи,

необходимой для передачи цифрового сигнала в последовательной форме.

Рассмотрим периодическую последовательность прямоугольных

импульсов, имеющих амплитуду 0U , длительность иt и период 2 ИТ ,

(риc.1.10,а).

f

kA

20U

иt21

иt22

иt23

иt24

иt25

иt26

иtT 2=

0

U0U

2иt

2иt− t

а)

б)

Рис. 1.10. Последовательность прямоугольных импульсов (а) и ее спектр (б)

Спектр такого сигнала состоит из дискретных составляющих,

отстоящих друг от друга на интервал 1 Т . Спектр содержит постоянную

23

24

составляющую, основную гармонику на частоте 1 Т и постепенно

убывающие нечетные гармоники (рис.1.10,б).

Если ограничить полосу частот канала связи с помощью ФНЧ с

достаточно крутым срезом АЧХ, форма импульсов на выходе канала связи

будет искажена (рис.1.11), так как часть частотных составляющих спектра

окажется подавленной.

U

t

Рис. 1.11. Форма импульса на выходе ФНЧ

Искажения проявятся в виде увеличения длительности нарастания и

спада импульса и возникновения колебательного переходного процесса.

Это будет причиной ограничения допустимой частоты передаваемого

импульсного сигнала, то есть ограничения скорости передачи двоичных

символов по каналу связи.

Длительность нарастания импульса иt , как известно, связана с

верхней граничной частотой ФНЧ Bf соотношением

1 2и Bt f= .

Если длительность входного импульса меньше иt , амплитуда

импульса на выходе ФНЧ станет уменьшаться. Этот случай показан на

рис.1.11 пунктиром. При достаточно малой длительности импульсов, их

амплитуда на выходе канала связи станет сравнимой с уровнем помех, что

приведет к ошибкам работы приемного устройства.

24

25

Выбросы и колебательные переходные процессы также ограничивают

частоту передаваемых по каналу связи импульсов. Если эта частота

слишком велика, колебательный переходный процесс, созданный одним

импульсом, будет накладываться на следующий импульс. Возникает

помеха, называемая интерференционной, которая может привести к

ошибкам приема.

Изложенные причины приводят к известному еще с ранних работ по

теории связи условию: по каналу связи с шириной полосы пропускания ΔF

можно передавать ΔF бит информации за 1 секунду. То есть

эффективность использования полосы частот канала связи составляет

2 бит/с/Гц. Следовательно, для передачи в последовательной форме

цифрового телевизионного сигнала со скоростью передачи двоичных

символов 216 Мбит/с необходим канал связи с шириной полосы 108 МГц.

Ясно, что ни стандартный канал наземного телевизионного вещания,

имеющий ширину полосы 8 МГц, ни спутниковый канал связи, имеющий

ширину полосы 27 МГц, непригодны для передачи цифрового

телевизионного сигнала. Поэтому одной из важнейших задач в области

цифрового телевидения была задача сокращения скорости передачи

двоичных символов и, соответственно, требуемой полосы частот канала

связи.

Необходимо отметить, что приведенное условие справедливо для

случая непосредственной передачи цифрового сигнала по каналу связи.

Если используется модуляция несущей частоты, эффективность

использования полосы частот может быть как меньше, так и больше, в

зависимости от метода модуляции. Методы модуляции несущей,

применяемые в системах цифрового телевидения и позволяющие повысить

эффективность использования полосы частот, будут рассмотрены в одном

из следующих разделов пособия.

25

26

Задача сокращения полосы частот телевизионного сигнала является

частным случаем более общей задачи уменьшения избыточности

информации, передаваемой в телевизионном сигнале. Уменьшение

избыточности необходимо как для обеспечения передачи телевизионных

сигналов по каналам связи с ограниченной полосой пропускания, так и для

уменьшения требуемого объема ЗУ при записи телевизионных программ или

отдельных изображений.

Избыточность телевизионного сигнала разделяется на структурную,

статистическую и психофизиологическую.

Структурная избыточность связана с наличием в обычном

телевизионном сигнале гасящих импульсов, во время которых информация

об изображении не передается.

Статистическая избыточность вызывается наличием корреляционных

связей между значениями сигнала в одной строке, в соседних строках и в

соседних кадрах.

Психофизиологическая избыточность телевизионного сигнала

определяется той информацией в нем, которая не воспринимается человеком

и, следовательно, могла бы и не передаваться. Психофизиологическая

избыточность сокращается за счет удаления из передаваемого сигнала

информации, которую человек воспринять не может.

Примером метода сокращения психофизиологической избыточности

может служить способ кодирования Кретцмера, в соответствии с которым

при передаче крупных деталей изображения количество градаций яркости

увеличивается, а при передаче мелких деталей уменьшается. Этот способ

основан на использовании обратно пропорциональной зависимости между

геометрическим и градационным разрешением зрительного аппарата

человека. При восприятии мелких деталей ухудшается различие градаций

яркости. В других методах используется ухудшение геометрического и

26

27

градационного разрешения зрения при наблюдении движущихся объектов.

Общая основа всех этих методов – ограниченность пропускной способности

зрения как системы передачи информации.

Структурная избыточность телевизионного сигнала может быть

уменьшена путем передачи во время гасящих импульсов какой-либо

полезной информацией, например звукового сопровождения.

Наибольшее значение имеет сокращение статистической избыточности.

Оно достигается путем устранения корреляционных связей между

значениями отсчетов сигнала, передаваемых по каналу связи. В следующих

разделах пособия будут рассмотрены методы сокращения статистической

избыточности, применяемые в современных системах цифрового

телевидения.

Применение различных способов сжатия информации, заключенной в

телевизионном изображении, позволяет не только передавать цифровой

телевизионный сигнал по стандартным каналам телевизионного вещания, но

и добиться возможности передачи по этим каналам сигналов новых систем

телевидения высокого разрешения, а также передачи цифровых

телевизионных сигналов по каналам связи с более узкой полосой частот, чем

стандартные вещательные каналы. Соотношение потоков информации и

требуемых значений ширины частотного диапазона пропускания каналов

связи иллюстрируется рис.1.12.

КодерАЦПАналоговый сигнал

Цифровой сигнал

Сжатый цифровой

сигнал

Рис. 1.12. Соотношение значений ширины спектра сигналов в системе цифрового

телевидения

27

28

Контрольные вопросы

1. Определить этапы развития цифрового телевидения.

2. Назвать особенности телевизионных систем нового поколения.

3. Раскрыть этапы преобразования аналогового сигнала при АЦП.

4. Дать характеристику параметров аналого-цифрового преобразования.

5. Как изменится сигнал на выходе ФНЧ при ограничении АЧХ?

6. Пояснить выбор количества уровней квантования при АЦП.

7. Как взаимосвязаны прямое и обратное преобразование ДКП?

8. Пояснить быстрые алгоритмы ДПФ и ДКП.

9. Дать определение шага квантования.

10. Какова структура пространственного расположения отсчетов сигнала

яркости и цветоразностных сигналов в формате «4:2:2»?

11. Пояснить временные диаграммы работы устройства выделения

тактовых импульсов при синхронизации.

12. Дать характеристику спектра последовательно передаваемых

прямоугольных импульсов.

13. Какие существуют способы сжатия информации?

14. Раскрыть виды избыточности телевизионного сигнала.

15. Пояснить структурную избыточность телевизионного сигнала.

16. Пояснить статистическую избыточность телевизионного сигнала.

17. Пояснить психофизиологическую избыточность телевизионного

сигнала.

28

29

2. ВНУТРИКАДРОВОЕ КОДИРОВАНИЕ ТЕЛЕВИЗИОННОГО СИГНАЛА

2.1. Ортогональные преобразования изображений Ортогональные преобразования являются одним из наиболее мощных

средств сокращения избыточности изображений. Сущность ортогональных

преобразований заключается в представлении исходного сигнала в виде

суммы базисных функций.

Наиболее известным примером использования ортогонального

преобразования является разложение периодического сигнала ( )x t в ряд

Фурье

0 0 01

1( ) ( cos sin ),2 k k

kx t a a k t b k tω ω

∞

== + ∑ +

(2.1)

где 02Tπω = , T– период сигнала x(t).

Действительные коэффициенты ряда Фурье ak , bк определяются

соотношениями:

2

0

2

2 ( ) cos ,

T

kT

a x k dT

τ ω τ τ−

= ∫

(2.2)

2

0

2

2 ( )sin .

T

kT

b x k dT

τ ω τ τ−

= ∫

В комплексной форме разложение в ряд Фурье имеет вид

0( ) ,jk tk

kx t C e ω

∞

=−∞

= ∑ (2.3)

29

30

где 0

2

2

1 ( ) ,

T

jkk

T

C x e dtT

ω ττ −

−

= ∫

j– мнимая единица.

В ряд Фурье может быть разложен не только периодический сигнал,

имеющий период Т, но и сигнал, отличный от 0 только на интервале времени

(–T/2, T/2). В этом случае используется периодическое продолжение сигнала

на всю ось времени с периодом Т.

Рассмотрим дискретный сигнал х(п), отличный от 0 при п = 0,1...N–1.

Для такого сигнала также можно ввести разложение по базису

синусоидальных функций. Так как частотный спектр сигнала, подвергаемого

дискретизации, должен быть ограничен сверху в соответствии с условием

теоремы Котельникова, в разложении дискретного сигнала остается конечное

число частотных составляющих. Такое разложение, называемое дискретным

преобразованием Фурье (ДПФ), имеет вид

1...1,0,)(1)()2(1

0−== ∑

−

=

NnekXN

nxnk

NjN

k

π

, (2.4)

где коэффициенты преобразования Х(к) определяются соотношением

1...1,0,)(1)()2(1

0−== ∑

−

=

NkenxN

kXnk

NjN

n

π

. (2.5)

В этих соотношениях вместо интегралов появились суммы, так как

исходный сигнал не непрерывный, а дискретный. Частоте 0kω ,

используемой в разложении аналоговых сигналов и имеющей размерность

рад/c, в ДПФ соответствует безразмерная величина 2 kNπ , где k = 0,1… N–1. Отношение k

N показывает, какую часть частоты

дискретизации составляет частота данной составляющей.

30

31

Следует отметить, что ДПФ, или п р я м ы м ДПФ, обычно называют

нахождение коэффициентов Х(k) по (2.5), а разложение сигнала по (2.4)

называют обратным ДПФ.

Коэффициенты ДПФ Х(k) и экспоненциальные множители в (2.4),

(2.5) являются комплексными числами. Каждое комплексное число

запоминается в цифровом ЗУ в виде пары действительных чисел,

представляющих его действительную и мнимую части. Сложение двух

комплексных чисел требует выполнения двух операций сложения

действительных чисел отдельно, складываются действительные и мнимые

части. Умножение двух комплексных чисел требует выполнения четырех

операций умножения и двух операций сложения действительных чисел.

Таким образом, выполнение ДПФ в комплексной форме приводит к

существенному увеличению необходимого объема ЗУ и времени

вычислений.

Чтобы иметь дело только с действительными числами, обычно

используют разложение с помощью д и с к р е т н о г о к о с и н у с н о г о

п р е о б р а з о в а н и я (ДКП), описываемого соотношением

1

0

2 2 1( ) ( ) cos ,2

N

k

nx n C k kN N

π−

=

+ =

∑ (2.6)

где коэффициенты ДКП находятся по формулам:

1

0

1(0) ( ),2

N

nC x n

N

−

=

= ∑

1

0

2 2 1( ) ( ) cos , 1... 1.2

N

n

nC k x n k k NN N

π−

=

+ = = −

∑ (2.7)

31

32

Как и в случае ДПФ, нахождение коэффициентов С(k) по (2.7)

называется п р я м ы м ДКП, а представление сигнала в виде (2.6)

называется о б р а т н ы м ДКП.

Аналогично можно записать соотношения для прямого и обратного

ДПФ и ДКП в д в у м е р н о м с л у ч а е . Двумерный дискретный сигнал,

например, отдельный кадр цифрового телевизионного сигнала,

представляется матрицей значений х(т,п), где т = 0 ... М–1 – номер

отсчета в строке, п = 0... N–1 – номер строки в кадре.

П р я м о е д в у м е р н о е ДПФ имеет вид

2 21 1

0 0

1( , ) ( , ) ,M N f km f ln

M N

m nX k l x m n e e

MN

π π − − − −

= =

= ∑∑ (2.8)

0... 1,k M= − 0... 1,l N= −

где X(k,l) – комплексные коэффициенты ДПФ, отображающие

п р о с т р а н с т в е н н о – ч а с т о т н ы й с п е к т р и з о б р а ж е н и я .

О б р а т н о е д в у м е р н о е ДПФ представляет разложение

изображения по базисным функциям:

,),(1),()2()2(1

0

1

0

lnN

jkmM

jN

l

M

keelkX

MNnmx

ππ

∑∑−

=

−

=

= (2.9)

Коэффициенты двумерного прямого ДКП определяются по формулам: 1 1

0 0

2 2 1 2 1( , ) ( , ) cos cos ,2 2

M N

m n

m nC k l x m n k lM NMN

π π− −

= =

+ + =

∑∑

1 1

0 0

1 2 1(0, ) ( , ) cos ,2

M N

m n

nC l x m n lNMN

π− −

= =

+ =

∑∑

1 1

0 0

1 2 1( ,0) ( , ) cos ,2

M N

m n

mC k x m n kMMN

π− −

= =

+ =

∑∑ (2.10)

1 1

0

1(0,0) ( , ).2

M N

m o nC x m n

MN

− −

= =

= ∑∑

32

33

О б р а т н о е д в у м е р н о е ДКП имеет вид 1 1

0 0

1 2 1 2 1( , ) ( , ) cos cos .2 2

M N

k l

m nx m n C k l k lM NMN

π π− −

= =

+ + =

∑∑ (2.11)

Величины kM

и lN

являются дискретными пространственными

частотами, соответственно, по горизонтальной и вертикальной

координатам, выражаемыми безразмерными величинами, имеющими

такой же смысл, как и дискретная частота в одномерном случае. Они

пропорциональны отношению пространственного периода дискретизации

по данной координате к пространственному периоду этой частотной

составляющей. Пространственные периоды при этом измеряются в

единицах расстояния.

Следует иметь в виду, что в различных книгах запись соотношений

для ДПФ и ДКП может отличаться.

В соотношениях (2.4) ... (2.11) нормирующие множители вида 1N

или

1MN

введены и в прямое, и в обратное преобразования. В то же время в

(2.1) ... (2.3) нормирующий множитель имеется только в выражениях для

прямого преобразования, как обычно делается в справочниках по высшей

математике. В технической литературе встречаются оба варианта записи

для ДПФ и ДКП.

2.2. Быстрые алгоритмы ДПФ и ДКП

Оценим количество операций, необходимых для вычисления ДПФ в

соответствии с (2.5). Для этого преобразуем (2.5), выделив в нем операции

над действительными и мнимыми частями чисел

1

0

1( ) ( ) Re( ) ( )Im( ) ,N

kn knN N

nX k x n W jx n W

N

−

=

= + ∑ (2.12)

33

34

где 0,1,..., 1;k N= − 2

.j nk

kn NNW e

π =

При этом учитывается, что значения сигнала x(n) являются

действительными числами.

Из (2.12) видно, что для вычисления одного значения Х(k) необходимо

выполнить приблизительно 2N умножений и (2N–2) сложений

действительных чисел. Для вычисления всех N значений X(k) надо

выполнить 2N2 умножений и N(2N–2) сложений действительных чисел.

Кроме того, требуется ЗУ для хранения значений х(п), X(k) и knNW .

Выполнение обратного ДПФ потребует в два раза больше операций,

так как значения Х(k) являются комплексными числами, и число слагаемых

увеличится вдвое.

В целом можно оценить затраты вычислительных ресурсов при

выполнении прямого и обратного ДПФ как пропорциональные N2.

Аналогично можно показать, что вычисление двумерных прямого и

обратного ДПФ требует выполнения количества операций,

пропорционального N2M2.

Например, вычисление ДПФ для квадратного блока изображения,

содержащего 8×8 элементов (пикселов), потребует выполнения порядка

16·103 операций умножения и сложения. А вычисление ДПФ черно–белого

телевизионного кадра обычного стандарта разложения, содержащего

768×576 пикселов, потребует выполнения порядка 8·1011 операций. Если

вычисления выполняются на ЭВМ, выполняющей 106 операций над

действительными числами в секунду, время вычисления ДПФ составит

8·105 с, или более 200 часов. Очевидно, что для вычисления ДПФ

телевизионных изображений в реальном времени, то есть за период

кадровой развертки, необходимо искать пути сокращения количества

требуемых операций.

34

35

Наиболее радикальный способ уменьшения объема вычислений

заключается в применении быстрых алгоритмов ДПФ, открытых в 60–е

годы, так называемого быстрого преобразования Фурье (БПФ). Подход

основан на периодичности экспоненциальных функций типа 2j nk

kn NNW e

π − = и их симметрии относительно перестановки множителей n, k .

В наиболее простом случае, когда N=2r, где r – натуральное число,

вычисление значения X(k) одномерного ДПФ разбивается на r шагов. На

первом шаге отсчеты исходного сигнала х(п) разбиваются на пары и для

каждой пары вычисляются коэффициенты ДПФ при N=2. На втором шаге

по результатам первого шага находят коэффициенты ДПФ с N=4 для групп

по 4 элемента и т. д. Аналогично выполняется вычисления обратного

ДПФ.

Алгоритм вычисления ДПФ при N = 8 изображен в виде

направленного графа на рис. 2.1. В узлах графа, в которые входят две

ветви, выполняется сложение соответствующих величин. Коэффициенты 2j S

S NNW e

π − = ,показанные рядом с ветвями, имеющими значок ⊗ , означают,

что величина, передаваемая по данной ветви, умножается на этот

коэффициент. Если рядом в ветви нет значка⊗ , значит коэффициент ее

передачи равен единице.

Необходимо отметить, что данный алгоритм не единственный.

Из рис. 2.1 видно, что на каждом шаге необходимо N комплексных

сложений и N комплексных умножений. Число же шагов равно log2 N.

Таким образом, количество операций, которые необходимо выполнить для

вычисления прямого или обратного ДПФ, оказывается пропорциональным

N log2 N.

35

36

08W

28W

)0(x

)4(x

)2(x

)6(x

)0(X

08W

28W

)1(x

)5(x

)3(x

)7(x 38W

28W

18W

08W

)1(X

)2(X

)3(X

)4(X

)5(X

)6(X

)7(X

Рис.2.1. Направленный граф алгоритма БПФ для N = 8

Двумерное БПФ может быть разложено на последовательность

одномерных. Количество требуемых операций оказывается

пропорциональным NM log2(NM).

Для приведенного выше примера телевизионного кадра, состоящего

из 768·576 пикселов, эта величина оказывается равной примерно 8·106, что

в 105 раз меньше, чем количество операций, требуемое для

непосредственного вычисления ДПФ.

Перейдем к быстрому алгоритму вычисления ДКП. При его

получении этого алгоритма используется связь коэффициентов ДКП С(k) с

коэффициентами ДПФ Х(k)

2

( ) Re ( ) .j k

NC k X k eπ −

=

(2.13)

Быстрый алгоритм вычисления ДКП для N=8 показан в виде

направленного графа на рис. 2.2. Знак (–) около узлов графа означает, что в

этих узлах дополнительно осуществляется инверсия.

36

37

Коэффициенты передачи ветвей графа имеют обозначения: 2

,j

rrA e

π − = 2 .

jN

sB eπ

=

Значок ⊗ в ветви графа показывает, что в ней выполняется

умножение на указанный рядом коэффициент.

Как видим, граф быстрого алгоритма ДКП не имеет такого изящного и

симметричного вида, как граф алгоритма БПФ. Тем не менее, существуют

закономерности, позволяющие получать алгоритмы для N=16, 32, 64 и т.д.

2.3. Сокращение избыточности телевизионных сигналов

с помощью дискретного косинусного преобразования

Как видно из изложенного выше материала, при выполнении ДКП

квадратной матрицы из N×N элементов изображения, получается

квадратная матрица из N×N коэффициентов преобразования, выражаемых

действительными числами. Каким же образом удается уменьшить скорость

передачи двоичных символов и, соответственно, ширину полосы частот

канала связи для передачи цифрового телевизионного сигнала, используя

ДКП?

В первую очередь необходимо отметить, что каждый коэффициент

преобразования содержит информацию не об одном каком–то элементе из

матрицы элементов изображения, а о всех N2 элементах. Пусть {х(т,п)},

т,п = 0, …N–1 – квадратная матрица элементов изображения,

представляющая собой один из его фрагментов, {С(k,l)}, k,l = 0,…, N–1 –

квадратная матрица коэффициентов двумерного дискретного косинусного

преобразования. Коэффициент C(0,0), как следует из (2.10),

пропорционален постоянной составляющей, то есть среднему значению

величин х(т,п) фрагмента изображения. Коэффициент С(0,1) показывает

величину пространственно–частотной составляющей, имеющей нулевую

37

38

пространственную частоту по горизонтальной координате и

пространственную частоту, равную 1/N, по вертикальной координате и т.

д. (Смысл безразмерной дискретной частоты разъяснялся выше).

При выполнении обратного ДКП в соответствии с (2.11) изображение

формируется в виде суперпозиции составляющих, каждая из которых

имеет определенную пространственную частоту. Как известно,

наибольший вклад при формировании большинства реальных

изображений вносят низкочастотные составляющие, определяющие форму

и яркость фона и основных объектов. Высокочастотные составляющие в

основном обеспечивают резкость границ и контуров.

Возможность уменьшения скорости передачи двоичных символов при

помощи ДКП (как и при помощи ДПФ) основана, во–первых, на том, что

корреляционные связи между коэффициентами ДКП значительно меньше,

чем между элементами исходного изображения, во–вторых, на

неравномерном распределении мощности телевизионного сигнала по

частотным составляющим, и, в–третьих, на ограниченной способности

человеческого зрения воспринимать изменения и искажения мелкой

структуры изображения.

Количество передаваемой информации уменьшается путем

отбрасывания тех частотных составляющих, для которых коэффициенты

С(k,l), получаемые при выполнении ДКП, оказываются меньше заданного

порога. Дополнительное уменьшение скорости передачи двоичных

символов достигается путем более грубого квантования части или всех

передаваемых коэффициентов, то есть за счет уменьшения количества

двоичных разрядов, используемых для представления этих

коэффициентов.

Как видим, уменьшение скорости передачи двоичных символов

достигается за счет отбрасывания части информации. Поэтому

38

39

изображение, получаемое с помощью обратного ДКП в приемной части

системы, не будет идентично исходному передаваемому изображению.

Такой метод кодирования относится к методам кодирования с потерей

части информации. Однако отбрасываемая информация оказывается

несущественной для зрительного восприятия, а возникающие изменения и

искажения изображения не снижают или почти не снижают его

субъективно–воспринимаемого качества. Следовательно, отбрасываемая

информация избыточна для зрения, а рассмотренный метод кодирования

является методом сокращения психофизиологической избыточности

телевизионного сигнала.

Остановимся на последнем утверждении. Как уже указывалось, для

реальных изображений наибольшую величину имеют низкочастотные

составляющие, которые, естественно, должны передаваться.

Высокочастотные составляющие, имеющие достаточно большой уровень,

создают резкие границы и контуры, а также высококонтрастные

малоразмерные летали. Эта информация также должна передаваться.

Остальные высокочастотные составляющие, величины которых малы и

оказываются ниже порогового значения, создают слаборазличимую

мелкую структуру, текстуру отдельных участков изображения, а также

незначительные особенности контуров объектов. Отбрасывание этой

информации изменит изображение, но в обычном вещательном

телевидении эти изменения не существенны для получателя информации –

телезрителя. В то же время в случае, когда получателем информации

является система автоматического распознавания образов (например, в

медицинской диагностике или при обнаружении целей), описанный

подход может оказаться неприемлемым, так как именно отбрасываемая

информация может быть принципиально важной для распознавания.

39

40

Для сравнения можно отметить, что приравнивание нулю всех, не

превышающих заданного порога значений яркости, элементов исходного

изображения, приведет к потере деталей в тенях и к существенным

искажениям изображения. В этом заключается отличие между яркостной и

спектральной информацией.

Далее, переход к более грубому квантованию исходного

изображения приводит к возникновению заметных искажений в виде

ложных контуров. Это обусловлено наличием сильных корреляционных

связей между соседними элементами изображения. В то же время ошибка

квантования, возникающая при грубом квантовании коэффициентов ДКП,

«размазывается» по всем элементам, и возникающие при этом искажения

оказываются менее заметными.

Таким образом, использование ДКП создает возможность

уменьшения скорости передачи двоичных символов и, следовательно,

требуемой ширины полосы частот канала связи.

Рассмотрим теперь более детально, как на практике реализуется эта

возможность. В разработанных в последние годы цифровых системах

телевидения передаваемое изображение подвергается ДКП поблочно.

Размер блоков, как правило, 8×8 пикселов. В результате выполнения ДКП

получается матрица, содержащая 8×8 коэффициентов ДКП. В результате

сравнения с заданным порогом значительная часть этих коэффициентов

приравнивается нулю. Оставшиеся коэффициенты передаются следующим

образом. Двумерная матрица коэффициентов преобразуется в одномерную

последовательность путем считывания ее элементов в зигзагообразном

порядке, как показано в табл. 2.1. По горизонтали и по вертикали показаны

значения индексов l,k коэффициентов Сkl,. В клетках таблицы показаны

номера, которые получают эти коэффициенты в одномерной

последовательности.

40

41

Табл. 2.1

k / l 0 1 2 3 4 5 6 7 0 1 2 6 7 15 16 28 29 1 3 5 8 14 17 27 30 43 2 4 9 13 18 26 31 42 44 3 10 12 19 25 32 41 45 54 4 11 20 24 33 40 46 53 55 5 21 23 34 39 47 52 56 61 6 22 35 38 48 51 57 60 62 7 36 37 49 50 58 59 63 64

Как видно из табл. 2.1, первым следует коэффициент С00,

соответствующий постоянной составляющей, затем самые низкочастотные

составляющие, величина которых выражается коэффициентами С01 и С10, а

затем все более и более высокочастотные составляющие.

В получаемой одномерной последовательности коэффициентов в

результате пороговой обработки оказывается большое количество нулевых

элементов. Это позволяет применить следующий метод кодирования.

Каждый отличный от нуля коэффициент передается в виде пары чисел.

Первое из этих чисел показывает, сколько нулевых значений подряд

прошло в последовательности перед данным нулевым коэффициентом.

Второе число в паре показывает значение самого коэффициента. Если,

например, все элементы в матрице отличны от нуля, то вместо 64 чисел

оказывается необходимо передать 128, то есть кодирование увеличивает

объем информации. Если же нулевых коэффициентов много, кодирование

по такому методу дает значительный выигрыш.

Рассмотрим пример. Пусть в результате пороговой обработки

матрица коэффициентов ДКП блока изображения приняла вид,

показанный в табл. 2.2. Величины Скl, показывают значения отличных от

нуля коэффициентов.

41

42

В результате кодирования получается такая последовательность пар

чисел:

(0, С00), (0, С01.), (0, С10), (0, С11), (0, С02), (2, С21), (5, С04), (3, С32),(19, С53),

(18, С74), (9,ЕОВ),

где ЕОВ – символ конца блока (END OF BLOCK). Всего необходимо

передать 11 пар, то есть 22 числа. Достигается сжатие передаваемой

информации приблизительно в три раза.

Табл.2.2

k / l 0 1 2 3 4 5 6 7 0 C00 C01 C02 0 C04 0 0 0 1 C10 C11 8 14 17 0 0 0 2 C20 C21 0 0 0 0 0 0 3 0 0 C32 0 0 0 0 0 4 0 0 0 0 0 0 0 0 5 0 0 0 C53 0 0 0 0 6 0 0 0 0 0 0 0 0 7 0 0 0 0 C74 0 0 0

Изменение порога и количества уровней квантования

коэффициентов Ckl дает возможность изменять в широких пределах

степень сжатия данного блока изображения. Конечно, чем больше сжатие,

тем больше оказываются потери в передаваемом изображении. При

переходе предела, зависящего от характера изображения, искажения

становятся заметными и неприятными для зрителей. Поэтому указанная

возможность управления степенью сжатия оказывается полезным

свойством описанного метода кодирования.

Рассмотрим возможности дальнейшего сжатия информации при

использовании ДКП. Первая из них связана с выбором разных значений

шага квантования для различных спектральных составляющих, то есть

коэффициентов ДКП. Повторное квантование осуществляется после

42

43

выполнения ДКП. При этом коэффициенты ДКП, несущие информацию о

спектральных составляющих, к которым зрение мало чувствительно,

квантуются более грубо, то есть с меньшим количеством двоичных

разрядов. При передаче этих коэффициентов требуется меньшее

количество бит на каждый коэффициент. Общее количество передаваемой

информации при этом уменьшается без заметного ухудшения качества

изображения.

Вторая возможность связана с применением методов эффективного

кодирования получаемых, как это было описано выше, пар чисел, несущих

информацию о количестве нулевых коэффициентов ДКП между двумя

отличными от нуля коэффициентами. Эффективное кодирование потока

пар чисел основано на применении кодов с переменной длиной кодового

слова, в частности кодов Хаффмена.

Все возможные пары чисел образуют алфавит символов A1, A2,...,АМ,

где М – полное количество возможных пар чисел. Это количество

ограничено, так как и первое, и второе числа пары целые и имеют верхние

граничные значения. На основе изучения статистики появления различных

символов Ai при кодировании реальных изображений находят вероятности

появления символов P1, Р2 … РМ. Построение кода с переменной длиной

кодового слова основано на том, что более вероятным символам ставятся в

соответствие более короткие кодовые слова, а менее вероятным символам

– более длинные кодовые слова. Методика построения кода Хаффмена

позволяет получить кодовые слова различной длины таким образом, что

начало и конец каждого кодового слова однозначно определяются в

непрерывно принимаемой последовательности двоичных символов.

Рассмотрим следующий простой пример. Пусть имеется алфавит из

четырех символов А1, А2, А3, А4 . Вероятности появления этих символов в

сообщениях приведены во втором столбце таблицы 2.3.

43

44

Табл.2.3

Символ Вероятность Символа

Обычное кодирование

Код Хаффмена

А1 0,5 00 0 А2 0,25 01 10 А3 0,125 10 110 А4 0,125 11 111

При обычном кодировании алфавита из четырех символов на

каждый символ требуется 2 бита, как это показано в третьем столбце

таблицы. Код Хаффмена использует от 1 до 3 бит на символ.

Проанализировав различные последовательности кодовых слов, можно

убедиться, что непрерывный поток бит однозначно разделяется на кодовые

слова.

Для оценки эффективности данного кодирования необходимо

сопоставить среднее количество бит на символ в сообщении при обоих

методах кодирования. Эта величина определяется соотношением

∑=

=4

1iii Pnn ,

где in – длина кодового слова при передаче i–го символа: iP –

вероятность появления данного символа в сообщении. Легко видеть, что

при обычном кодировании с постоянной длиной кодового слова среднее

количество бит на символ равно 2, а при применении кода Хаффмена

среднее количество бит на символ равно 1,75. Если, как в случае

кодирования последовательностей пар чисел при передаче коэффициентов

ДКП, алфавит содержит большое количество символов, вероятности

появления которых существенно различаются, выигрыш в среднем

количестве бит на символ при применении кодов с переменной длиной

кодового слова оказывается существенно больше. Кодирование по

44

45

Хаффмену обеспечивает наименьшую среднюю длину кодового слова

среди всех возможных методов кодирования.

Изложенные методы внутрикадрового кодирования явились основой

принятого Международной организацией стандартизации ISO стандарта

JPEG (Joint Photographic Experts Group). Данный стандарт определяет

методику кодирования неподвижных изображений или отдельных кадров

телевизионного сигнала. Методика включает разбиение изображения на

блоки 8×8 пикселов, выполнение ДКП в каждом блоке, пороговую

обработку и квантование полученных коэффициентов ДКП, считывание

обработанных коэффициентов ДКП каждого блока изображения в

зигзагообразном порядке, преобразование полученной последовательности

коэффициентов ДКП в последовательность пар чисел, кодирование

последовательности пар чисел с переменной длиной кодового слова.

Изменением порога и шага квантования коэффициентов ДКП

обеспечивается изменения качества воспроизводимого изображения в

обмен на скорость передачи двоичных символов.

Методы JPEG используются при записи неподвижных изображений

для экономии объема ЗУ. Для большинства изображений эти методы

позволяют уменьшить объем информации в 5 – 10 раз без заметного

ухудшения визуально воспринимаемого качества. В телевидении

внутрикадровое кодирование является составной частью арсенала методов

кодирования. Для еще большего сжатия информации применяется

межкадровое кодирование, принципы которого рассматриваются в

следующем разделе.

45

46

Контрольные вопросы

1. Раскрыть процедуру ортогональных преобразований изображений.

2. Что называется дискретным преобразованием Фурье ДКП?

3. Пояснить быстрые алгоритмы ДПФ и ДКП.

4. На чем основаны алгоритмы быстрого преобразования Фурье (БПФ)?

5. Определить возможности сокращения избыточности телевизионных

сигналов с помощью дискретного косинусного преобразования.

6. Как уменьшить скорость передачи двоичных символов по каналу

связи?

7. Каковы возможности дальнейшего сжатия информации при

использовании ДКП?

8. Методика построения кода Хаффмена.

9. Что определяет стандарт JPEG для внутрикадрового кодирования?

10. Приведите частотную характеристику пространственного фильтра,

эквивалентного зрительной системе человека.

11. Из каких соображений выбирается частота дискретизации

телевизионного сигнала?

12. Каким образом осуществляется квантование телевизионных

сигналов?

13. Какое число уровней квантования дискретизированных отсчетов

используется в системах цифрового телевидения?

14. Дайте краткую характеристику международным стандартам

цифрового представления сигналов в телевизионных системах стандартной

четкости.

15. Охарактеризуйте основные параметры цифрового представления

телевизионных сигналов в системах ТВЧ.

46

47

3. МЕЖКАДРОВОЕ КОДИРОВАНИЕ ТЕЛЕВИЗИОННОГО

СИГНАЛА

3.1. Дифференциальная импульсно–кодовая модуляция

В простейшем варианте передачи цифровой информации по каналу

связи передаются значения цифрового кода каждого отсчета сигнала в

виде последовательности импульсов. Такой способ передачи называется

и м п у л ь с н о – к о д о в о й м о д у л я ц и е й (И К М).

Если между отдельными отсчетами имеется корреляционная связь, то

количество передаваемой информации можно сократить. Большая группа

методов сокращения статистической избыточности основана на

разностном кодировании телевизионного сигнала. Наиболее

распространенным методом разностного кодирования является

д и ф ф е р е н ц и а л ь н а я и м п у л ь с н о – к о д о в а я м о д у л я ц и я (ДИКМ),

при которой по каналу связи передается разность между действительным

значением текущего отсчета сигнала и значением этого же отсчета,

предсказанным по предыдущим отсчетам. Такой метод кодирования

называется еще к о д и р о в а н и е м с п р е д с к а з а н и е м .

ДИКМ достаточно хорошо соответствует статистическим свойствам

реальных изображений, в которых имеется сильная корреляция между

значениями отсчетов. Кроме того, ДИКМ согласуется и со свойствами

зрения, для которого более важной является передача контуров

изображения, чем постоянных уровней яркости. Это показывает тесную

связь между методами сокращения статистической и

психофизиологической избыточности.

Для предсказания значения отсчета можно использовать

корреляционные связи между отсчетами одной строки, соседних строк и

следующих друг за другом кадров. При этом в кодере и декодере должны

быть запоминающие устройства на несколько элементов, на несколько

47

48

строк или на несколько кадров, соответственно.

Ознакомимся сначала с основными принципами ДИКМ. Структурная

схема простейшего варианта системы с ДИКМ приведена на рис.3.1.

кванто-ватель

канал связи

)(nx

t∆t∆ )1( −ny)1( −nx)(nS

)(' nS )('' nS )(ny

Рис.3.1. Структурная схема системы с ДИКМ без обратной связи в кодере

В этом устройстве в качестве блока предсказания используется блок

задержки на Δt. Если Δt равно периоду дискретизации, то в качестве

предсказанного значения текущего отсчета используется значение

предыдущего отсчета. Если Δt равно периоду строчной развертки,

предсказанное значение берется равным значению соответствующего

отсчета предыдущей строки. Если же Δt равно периоду кадровой

развертки, предсказанное значение берется равным значению

соответствующего отсчета предыдущего кадра.

Система состоит из кодирующей части (кодера), канала связи и

декодирующей части (декодера). На вход кодера поступает

последовательность отсчетов входного сигнала х(п). Входной сигнал

может быть как в цифровой форме, так и в дискретно–аналоговой. При

величинах Δt, равных периоду строчной или кадровой развертки, входной

сигнал, как правило, цифровой.

В вычитателе определяется разность предсказанного и действительного

значений текущего сигнала, равная S(n) = х(п) · х(п–1) в случае задержки на

один отсчет. Затем эта разность поступает в квантователь. Так как величина

48

49

S(n), как правило, невелика, то для передачи ее значений по каналу связи

требуется меньше разрядов квантования, чем для передачи значений

отсчетов исходного сигнала. Например, для непосредственной передачи

телевизионного сигнала требуется 8 бит на отсчет, а для передачи его

приращений достаточно от 3 до 5 бит на отсчет. За счет этого и достигается

уменьшение скорости передачи двоичных символов и, следовательно,

уменьшение требуемой ширины полосы канала связи. Таким образом, в

квантователе осуществляется уменьшение количества двоичных разрядов

величины S(n), в результате чего получается передаваемый по каналу связи

сигнал S'(n).

На вход приемной части системы поступает сигнал S"(n), прошедший

канал связи. В декодере происходит формирование выходного сигнала y(n)

в соответствии с соотношением y(n) = у(п –1) + S"(n). Получим общее

выражение для выходного сигнала у(п), учитывающее ошибки,

возникающие в системе передачи с ДИКМ. Будем считать, что ошибок в

самом канале связи нет, то есть S"(n) = S(n). Тогда источником ошибок е(п)

в системе будет квантователь

)()()( nenSnS +=′ . (3.1)

Выходной сигнал имеет вид

[ ] =++=+= ∑∑==

n

k

n

kkekSykSynY

11

' )()()0()()0()(

[ ]1 1 1

(0) ( ) ( 1) ( ) (0) (0) ( ) ( ).n n n

k k ky x k x k e k y x x n e k

= = =

= + − − + = − + +∑ ∑ ∑ (3.2)

Следует отметить, что выходной сигнал у(п) обычно имеет столько же

разрядов квантования, как и входной сигнал х(п). Требуемое количество

разрядов квантования восстанавливается в накапливающем сумматоре в

декодере.

49

50

Начальные значения x(0) и y(0) могут быть установлены равными

между собой. В этом случае выходной и входной сигналы будут

различаться между собой на сумму ошибок, вносимых квантователем за

все время передачи сигнала.

Причины появления ошибок и их влияние на входной сигнал

поясняются с помощью таблицы 3.1 значений отсчетов входного сигнала

х(n), передаваемого разностного значения S'(n) и выходного сигнала у(n).

Табл.3.1

n 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 x(n) 0 5 12 27 24 54 61 53 74 80 S'(n) – 5 7 15 –3 15 15 –1 15 12 y(n) 0 5 12 27 24 39 54 53 68 80

Предполагается, что отсчеты сигналов х(п) и у(п) представляются

8-разрядными двоичными словами. То есть в десятичной форме их

значения представляются числами от 0 до 255. Разность S'(n)

представляется 5-разрядными двоичными числами, причем старший бит

дает информацию о знаке, так как приращение сигнала может быть и

положительным, и отрицательным. Поэтому передаваемые значения

разности S'(n) могут быть от –15 до 15. Предполагается также, что шаг

квантования S'(n) такой же, как х(п).

Из табл. 3.1 видно, что при п=1...5 модуль приращения х(п) за один

период дискретизации не превышает 15, и выходной сигнал y(n) точно

повторяет х(п). При n=6 приращение х(п) равно 30, а по каналу связи

передается максимально возможное значение S'(n)=15. В результате в

выходном сигнале возникает ошибка, которая в дальнейшем не

компенсируется, а остается во всех отсчетах у(п). При n = 9 возникает еще

одна ошибка, которая складывается с первой.

Таким образом, в выходном сигнале происходит накопление ошибок.

50

51

Для повышения точности системы с ДИКМ в кодер вводят обратную

связь (рис. 3.2).

кванто-ватель

канал связи

)(ny

предсказательпредска

затель )('' nр

)(' nр

)(nx )(nS )(' nS )('' nS

)(' nx

Рис.3.2. Структурная схема системы с ДИКМ с петлей обратной связи в кодере

Вычитатель в кодере формирует разность входного значения х(п) и

предсказанного значения p '(n) : S(n)=x(n)–p’(n).

Квантователь преобразует значения S(n) в значения S'(n) с меньшим

количеством бит на отсчет, которые передаются по каналу связи. Декодер

принимает значения сигнала S"(n).

Предсказатели в кодере и декодере работают по идентичным

алгоритмам. Кроме того, в кодере появился сумматор, выполняющий

накопление поступающих на него разностных значений, аналогичных

сумматору в декодере. Пусть в качестве предсказанного значения

пользуется предыдущее значение сигнала на входе блока предсказателя.

Тогда для сигналов в кодере можно записать следующие соотношения:

)1()()()()( −′−=′−= nxnxnpnxnS , (3.3)

( ) ( ) ( ) ( ) ( 1).x n S n p n S n x n′ ′ ′ ′ ′= + = + − (3.4)

При появлении приращения S(n), выходящего за пределы диапазона

допустимых значений S'(n), возникает ошибка.

( ) ( ) ( ).E n S n S n′= − (3.5)

Предположим, что до n–го такта ошибок не было. Тогда для всех

nk < имеем: S'(k) = S(k); )()( kxkx <′ . Так как предполагается, что в

51

52

канале связи ошибок также нет, то и х"(k) = х(k). Пусть в n–м такте

возникла ошибка (3.5). Эта ошибка приводит к появлению неправильного

значения )(nx′ в накопителе.

)()()1()()1()( nenSnxnSnxnx ++−=′+−′=′ . (3.6)

В следующем такте эта ошибка попадает в контур обратной связи в

кодере:

[ ] =′′−++++−=+′+′=+′ )()1()()()1()1()()1( nxnxnenSnxnSnxnx

[ ]′−−−−++++−= )()()1()1()()()1( nenSnxnxnenSnx . (3.7)

Штрих у квадратных скобок означает, что величина, заключенная в

них, проходит квантователь, в котором преобразуется в число с меньшим

количеством двоичных разрядов.

Если величина в квадратных скобках в (3.7) не выходит за пределы

диапазона возможных значений S'(n), то операция квантования не изменяет

ее значения (естественно, с точностью до одного уровня квантования

входного цифрового сигнала х(n)). Тогда получаем

)1()1( +=+′ nxnx ,

то есть ошибка скомпенсировалась. Так как в декодере сигнал у(n)

формируется по тому же алгоритму, что и сигнал х'(n) в кодере, то

компенсация ошибки будет иметь место и на выходе системы с ДИКМ.

В случае, если сразу ошибка не компенсируется, происходит

постепенная коррекция ошибки путем передачи увеличенных значений

разности S(n) в нескольких следующих периодах дискретизации. Резкие

перепады в передаваемом сигнале в такой системе могут несколько

сглаживаться, но накопление ошибки не происходит. В табл. 3.2 показано

действие обратной связи в кодере в системе ДИКМ для того же входного

сигнала, что и в табл. 3.1. Из приведенной таблицы видно, что ошибка,

52

53

возникшая из–за перегрузки квантователя в такте 6, компенсируется за 2

такта, а ошибка, возникшая в такте 9, за I такт.

Табл.3.2

n 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 x(n) 0 5 12 27 24 54 61 53 74 80 S'(n) – 5 7 15 –3 15 15 –1 15 12 y(n) 0 5 12 27 24 39 54 53 68 80

Еще одна причина появления ошибок, распространяющейся на ряд

отсчетов выходного сигнала у(n) – помехи в канале связи. По аналогии с

(3.2) можно получить соотношение, из которого будет ясно, что ошибки,

возникшие в канале связи, накапливаются в выходном сигнале декодера,

если не принять мер для их коррекции.

Один из наиболее универсальных методов коррекции ошибок,

возникших в канале связи, это использование обратной связи, охватывающей

этот канал. В такой системе требуется два канала связи: прямой и обратный.

В телевизионном вещании такой подход сопряжен со значительными

трудностями и не применяется.

Распространенным методом борьбы с ошибками в канале связи

системы с ДИКМ является кодирование с утечкой. В этом случае

накапливающие сумматоры в кодере и в декодере работают по алгоритму,

аналогичному интегрирующей RC–цепи. Для декодера такой алгоритм может

иметь вид

, где обозначения соответствуют рис. 3.2, постоянная m показывает

скорость спада в интеграторе вклада ранее принятых значений. Если в

каком–то такте в канале связи возникла ошибка, то примерно через 3m

тактов вклад этой ошибки в выходной сигнал спадет до нуля. Так как в

53

54

кодере сигнал х(n) в цепи обратной связи формируется аналогично (3.8),

выходной сигнал у(n) будет близок к передаваемому сигналу y(n).

Можно показать, что введение утечки в накапливающих сумматорах

снижает эффективность ДИКМ, то есть требует увеличения скорости

передачи двоичных символов в канале связи. Как следует из общих теорем

теории связи, такова плата за всякий способ увеличения

помехоустойчивости.

Еще один распространенный способ повышения помехоустойчивости

систем с ДИКМ – передача с определенной периодичностью опорных

отсчетов с использованием обычной ИКМ. После приема каждого такого

отсчета в декодере формирование выходного сигнала по принимаемым

разностным значениям начинается заново. Все накопившиеся к этому

моменту ошибки аннулируются. В телевидении этот метод согласуется с

необходимостью периодически передавать опорный кадр без

межкадрового предсказания, чтобы можно было начинать прием передачи

в любой момент времени. Конкретная реализация такого подхода в

системах цифрового телевидения будет рассмотрена позже.

3.2. Передача движущихся изображений с компенсацией движения

Рассмотрим теперь применение принципов ДИКМ для передачи

телевизионного сигнала, то есть последовательности кадров. Как уже

указывалось, в этом случае для каждого элемента изображения следует

передавать разницу между его действительным значением и его же

значением, предсказанным по элементам изображения, относящимся к

предыдущим кадрам.

Реальные изображения, передаваемые по телевидению, обычно

содержат неподвижный фон и изменяющиеся или перемещающиеся

объекты. Возможен и случай отсутствия неподвижного фона, если

54

55

передающая телевизионная камера осуществляет панорамирование сцены,

то есть сама перемещается или поворачивается. На рис. 3.3 приведен

случай перемещения объекта как целого относительно неподвижного

фона. Предполагается, что все элементы объекта имеют одинаковую

яркость 0B , а элементы фона – яркость фB . Для упрощения

рассматривается случай кадра, состоящего из 10 строк по 12 элементов в

строке.

а) б)

Рис.3.3. Иллюстрация к методу компенсации движения. Положение объекта в первом

кадре (а) и во втором кадре (б)

Сравним два идущих друг за другом кадра (рис.3.3,а,б). Изменение

положения объекта привело к тому, что во втором кадре по сравнению с

первым изменилось значение видеосигнала в 12 элементах изображения.

При этом в 6 элементах произошло изменение яркости со значения фB на

0B и в 6 элементах произошло изменение яркости со значения 0B на фB .

Если за предсказанные значения видеосигнала элементов второго кадра

),(2 jiB′ принять значения яркости элементов первого кадра ),(1 jiB′ с

такими же координатами, то есть ),(),( 12 jiBjiB =′ , где ij – дискретные

значения координат по горизонтали и по вертикали соответственно, то при

использовании ДИКМ надо передать разностные

55

56

значения ),(),(),( 222 jiBjiBjiB ′−=∆ , где ),(2 jiB – действительное

значение элемента второго кадра, для 12 элементов: 6

значений 2 0( , ) фB i j B B∆ = − и 6 значений 2 0( , ) фB i j B B∆ = − . Это

количество информации меньше, чем полное количество информации в

кадре, содержащем 120 элементов изображения. Однако, если

использовать дополнительные данные о перемещении объекта, объем

передаваемой информации можно еще значительно уменьшить.

В данном примере объект перемещается без поворота. Следовательно,

его перемещение можно описать с помощью одного вектора ),( ji ∆∆ , где

ji ∆∆ , – смещения объекта как целого по горизонтали и по вертикали

соответственно, выраженные в изменениях номера элемента в строке и

номера строки. В данном случае Δi = –1, Δj = 1, так как объект сместился

на один элемент влево и на одну строку вниз (счет строк идет сверху вниз

в соответствии с законом телевизионной развертки).

Если передавать вектор (Δi,Δj), называемый вектором движения, или

вектором смещения, вместе с цифровым телевизионным сигналом, то в

приемной части системы можно будет в качестве предсказанного значения

видеосигнала второго кадра ),(2 jiB ∆∆′ использовать не значение

видеосигнала того же элемента первого кадра ),(1 jiB , a значение

видеосигнала, ),(1 jjiiB ∆−∆− получающегося при смещении кадра на Δi

по горизонтали и на Δj по вертикали.

В рассматриваемом примере кадр, предсказанный с учетом

смещения ),(2 jjiiB ∆−∆−′ , в точности совпадет с действительным вторым

кадром, то есть разностный сигнал 0),(2 =∆ jiB для всех i,j. Если передача

разностного сигнала осуществляется таким образом, что передаются

только отличные от нуля значения ),(2 jiB∆ , то для данного примера

56

57

вообще никакой информации, кроме вектора движения (Δi,Δj),передавать

не нужно. Таким образом, вместо 12 чисел, передаваемых при

использовании простой межкадровой ДИКМ, необходимо передать 2

числа, описывающих вектор движения.

Такой способ кодирования телевизионного сигнала называется

межкадровой ДИКМ с компенсацией движения. Конечно, при передаче

реальных сцен оказывается, что объекты не только смещаются

относительно фона, но и поворачиваются, приближаются и удаляются,

появляются и исчезают, перекрываются и т. д. Кроме того, постепенно, а

иногда скачком меняется фон. Поэтому обойтись передачей только

векторов движения нельзя. Тем не менее, использование компенсации

движения, то есть предсказание текущего кадра по предыдущему с

использованием принятых в общем потоке данных векторов движения,

позволяет существенно уменьшить требуемую скорость передачи

двоичных символов и, следовательно, сузить необходимую для передачи

полосу частот канала связи.

кванто-ватель

канал связи

)(ny

предсказательпредска

затель )('' nр

)(' nр

)(nx )(nS )(' nS )('' nS

)(' nx

Оценка движения

Канал связи Вектор движения

Рис.3.4. Система передачи изображений с ДИКМ и компенсацией движения

Рассмотрим структурную схему системы передачи телевизионных

изображений с использованием межкадрового кодирования с

57

58

предсказанием и компенсацией движения (рис. 3.4). По сравнению со

структурной схемой системы с ДИКМ на рис. 3.2 здесь прибавился блок

оценки движения и дополнительный канал связи для передачи вектора

движения. Этот канал введен условно, так как в реальных системах

используется тот же канал связи, что и для передачи кодированного с

предсказанием изображения.

Для выполнения оценки и компенсации движения кадр разбивается на

прямоугольные блоки, называемые макроблоками, чтобы не пугать с

блоками, на которые разбивается кадр при внутрикадровом кодировании с

применением дискретного косинусного преобразования. Размер

макроблоков обычно 16×16 элементов изображения. Средства для

выполнения этой операции на рис. 3.4 не показаны.

На вход кодера поступает цифровой телевизионный сигнал x(i,j,n), где

i,j – номера, соответственно, элемента в строке и строки, п – номер кадра в

последовательности кадров. Пришедший на вход кодера кадр разбивается

на макроблоки. Для каждого макроблока R(k,l), где к;1 – координаты

макроблока по горизонтали и по вертикали в матрице макроблоков, на

которые разделен кадр, находится вектор движения kljj ),( ∆∆ . Для этого

выполняются перебор возможных значений вектора движения kljj ),( ∆∆ ,

вычисление параметра, равного сумме квадратов разностей всех элементов

данного макроблока, и соответствующих элементов смещенного на этот

вектор движения макроблока в реконструированном в цепи обратной связи

кодера предыдущем кадре )1,,( −′ njix . Вектор движения kljj ),( ∆∆ ,

обеспечивающий минимальное значение этого параметра, и принимается

за истинный для макроблока R(k,l). To есть находится вектор kljj ),( ∆∆ ,

обеспечивающий минимум суммы

58

59

23),(),( )1,,(),,(∑ −∆−∆−−∈ njjiixnjixlkji , (3.9)

где суммирование ведется по всем элементам входного кадра,

относящимся к макроблоку R(k,l).

В качестве предсказанных значений элементов данного макроблока

),,( njip′ берутся элементы реконструированного предыдущего

кадра )1,,( −′ njix , смещенные на kljj ),( ∆∆

)1,,(),,( −∆−∆−′=′ njjiixnjiP . (3.10)

Значения p(i,j,n) поступают на вычитатель, формирующий значения

разностного сигнала S(i,j,n), которые передаются по каналу связи. Блок

предсказания в декодере функционирует аналогично, то есть в нем также

выполняется смещение элементов предыдущего кадра на принятый вектор

движения в каждом макроблоке.

Перебор возможных значений в каждом макроблоке

осуществляется в пределах заранее установленного диапазона смещений,

на которые может сместиться объект за один период кадровой развертки.

Для ускорения перебора существует ряд алгоритмов, основанных,

например, на последовательном поиске оптимума сначала по одной, а

потом по другой пространственной координате, а также на некоторых

других принципах.

Рассмотренный метод оценки и компенсации движения называется

методом соответствующих блоков (block matching). Имеются более

общие методы оценки движения, в которых используются

четырехугольные макроблоки произвольной формы, причем при переходе

от предыдущего кадра к текущему могут изменяться не только координаты

макроблока, но также его размеры и форма. Это позволяет учитывать и

компенсировать повороты и деформации объекта.

59

60

Следует отметить, что разработанные с целью сжатия потока данных

при передаче телевизионных изображений методы оценки и компенсации

движения находят и другие применения в различных областях

телевидения. Среди них коррекция искажений, возникающих при переходе

к чересстрочной развертке в телекинопроекторах, в режиме замедленного

воспроизведения в видеомагнитофонах, при переходе от одного

телевизионного стандарта к другому и др.

Контрольные вопросы

1. Раскрыть сущность межкадрового кодирования телевизионного

сигнала.

2. Пояснить методы дифференциальной импульсно–кодовой модуляции и

основные принципы ДИКМ.

3. Пояснить структурную схему системы с ДИКМ с петлей обратной

связи в кодере.

4. Пояснить метод борьбы (кодирование с утечкой) с ошибками в канале

связи системы с ДИКМ.

5. Пояснить возможности передачи движущихся изображений с

компенсацией движения.

6. Дать определение понятия «вектор движения».

7. Пояснить сущность межкадровой ДИКМ с компенсацией движения.

8. Пояснить структурную схему системы передачи изображений с ДИКМ

и компенсацией движения.

60

61

4. РЕАЛИЗАЦИЯ ПОЛНОСТЬЮ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ

ТЕЛЕВИДЕНИЯ

4.1. Краткий исторический очерк

Рассматривая историю создания полностью цифровых телевизионных

систем, необходимо ясно представлять себе, что параллельно протекало

несколько процессов:

– развитие методов сжатия видеоинформации для самых разных

областей применения (телевидение, хранение и обработка графической

информации на компьютерах, мультимедиа, видеотелефон и другой

видеосервис и т. д.);

– разработка и утверждение стандартов на методы кодирования и

сжатия видеоинформации;

– поиск путей построения систем телевизионного вещания высокого

разрешения с сохранением стандартной ширины полосы радиоканала;

– развитие и совершенствование элементной базы.

Первая практически реализованная система телевидения высокого

разрешения MUSE, созданная в Японии в первой половине 80–х годов и

доведенная до стадии достаточно массового применения, сохраняла

аналоговый сигнал в канале связи. При этом в передающей части системы

аналоговый телевизионный сигнал преобразовывался в цифровую форму и

обрабатывался с целью уменьшения требуемой для передачи полосы

частот. Затем полученный цифровой сигнал преобразовывался обратно в

аналоговую форму и передавался в аналоговом виде по каналу связи.

В приемной части принятый аналоговый сигнал снова преобразовывался в

цифровую форму, обрабатывался для восстановления исходного

количества элементов изображения, опять преобразовывался в аналоговую

форму и поступал на аналоговый монитор для отображения принятого

изображения.

61

62

В системе MUSE, имеющей количество строк 1125 при частоте полей

60 Гц, исходный аналоговый сигнал имел верхнюю граничную частоту

около 25 МГц. Аналоговый сигнал на выходе передающей части системы

имеет верхнюю граничную частоту 8,1 МГц. Это слишком много для

передачи по стандартным радиоканалам наземного телевизионного

вещания, имеющим в США и в Японии ширину 6 МГц, но приемлемо для

передачи с ЧМ по спутниковым каналам связи, имеющим ширину полосы

27 МГц. Сходный принцип построения и параметры имеет

западноевропейская система ТВ высокого разрешения HD–MAC.

Под телевизионной системой мы понимаем в первую очередь систему

наземного телевизионного вещания в метровом или дециметровом

диапазонах длин волн с приемом на индивидуальные или коллективные

антенны или с доставкой потребителям телевизионного сигнала по кабелю

в тех же частотных диапазонах. Кратко рассмотрим историю работ по

созданию таких цифровых телевизионных систем.

После появления в Японии и Европе упомянутых выше систем

телевидения высокого разрешения MUSE и HD–MAC в США в 1987 году

был объявлен конкурс на лучший проект системы телевидения высокого

разрешения для утверждения в качестве стандарта. В первые годы на этот

конкурс были выдвинуты различные аналоговые системы.

Система MUSE и другие системы, предусматривающие передачу

только по спутниковым каналам, вскоре были сняты с рассмотрения. Это

объяснялось тем, что в США около 1400 компаний наземного

телевизионного вещания и очень широко развитая сеть кабельных линий.

Вся эта инфраструктура рассчитана на ширину полосы частот

телевизионного канала 6 МГц.

Рассматривались проекты телевизионных систем высокого

разрешения, в которых по одному стандартному каналу передается

62

63

обычный сигнал NTSC, а по другому дополнительный сигнал, который в

приемнике с соответствующим декодером позволяет получить

изображение с большим количеством строк и элементов разложения в

строке. В то время никто не мог предположить, что через несколько лет

удастся по стандартному каналу с шириной полосы 6 МГц передавать

сигнал полностью цифровой системы телевидения как обычного, так и

высокого разрешения.

Первые предложения по полностью цифровым системам телевидения

появились в 1990 году. В основе этих проектов лежали достижения в

методах и технике эффективного кодирования и сжатия изображений.

Работы в этой области проводились не только с целью создания цифровых

телевизионных систем, но и для таких применений, как видеотелефон и

видеоконференции, запись видеопрограмм на цифровые лазерные

компакт–диски, компьютерная графика, видеосредства мультимедиа и др.

В результате были выработаны методы сжатия изображений, о которых

шла речь в разделах 3 и 4 данного пособия.

С каждым годом возрастало количество проектов цифровых

телевизионных систем и улучшались их характеристики. В начале 1993

года последние аналоговые системы были сняты с рассмотрения. В мае

1993 года 4 группы компаний и исследовательских организаций,

представлявших близкие по существу проекты, объединились в «Grand

Aliance» и в дальнейшем представляли единый проект, который и должен

стать основой стандарта полностью цифровой телевизионной системы в

США. В числе создателей новой системы Массачусетский

Технологический Институт, корпорации Zenith, AT&T, General Instruments,

американские отделения Philips и Thomson и др.

Одновременно с разработчиками вели работу и организации,

занимающиеся стандартизацией. Выше уже упоминался стандарт JPEG,

63

64

определяющий методы и параметры кодирования неподвижных

изображений. Для разработки стандартов кодирования движущихся

изображений Международной организацией стандартизации (ISO) была

создана рабочая группа MPEG (Motion Picture Experts Group – Группа

Экспертов по Движущимся Изображениям). В результате ее работы был

принят стандарт MPEG–1, определяющий методы кодирования

движущихся изображений для запоминания в ЗУ компьютеров, в том

числе на лазерных дисках CD–ROM.

В ноябре 1993 года был принят стандарт MPEG–2, предназначенный

уже для телевизионного вещания и учитывающий особенности

чересстрочной развертки. Следует отметить, что MPEG–2 – это не

стандарт телевизионной системы, а только стандарт метода кодирования

телевизионного изображения. Стандарт на систему в целом должен

включать еще метод канального кодирования и модуляции несущей и ряд

других параметров. Некоторые важные особенности MPEG–2 будут

рассмотрены в дальнейшем изложении.

В 1994 году прошли успешные испытания оборудования цифровой

телевизионной системы. В настоящее время и в Японии, и в Западной

Европе ведутся работы в таком же направлении, так как признано, что

полностью цифровые телевизионные системы более перспективны, чем

гибридные MUSE и HD–MAC.

В нашей стране работы по цифровому телевидению ведутся в МТУСИ

(бывший МЭИС), а также в ряде других высших учебных заведений и

научно–исследовательских организаций.

64

65

4.2. Структурная схема и основные параметры полностью

цифровой телевизионной системы

Источником телевизионного сигнала является передающая камера или

видеомагнитофон. В цифровой телевизионной системе (рис. 4.1)

используется компонентное кодирование, при котором отдельно

преобразуются в цифровую форму яркостные и цветоразностные сигналы.

канал связи

Кодер канала и

модулятор

мультиплексор

Кодер изображения

АЦПИсточник

ТВ сигнала

АЦПИсточникзвука

Кодерзвука

демультиплекс

ор

Демодулятор и

декодер канала

Декодер изображ

енияЦАП

ЦАПдекодер

звука

Монитор

R-YB-Y

Y

Рис.4.1. Структурная схема цифровой телевизионной системы

После преобразования в цифровую форму эти сигналы поступают на

кодер изображения, в котором скорость передачи двоичных символов

уменьшается во много раз, благодаря последовательному применению

нескольких методов эффективного кодирования.

В телевизионной системе обязательно должен передаваться сигнал

звука. Он также преобразуется в цифровую форму и кодируется в

соответствующем кодере. Метод кодирования звука будет кратко описан

несколько позже. Кодированные сигналы звука и изображения

объединяются в общий поток данных в мультиплексоре.

65

66

Далее цифровой сигнал поступает на блок канального кодирования и

модуляции. Здесь осуществляются помехоустойчивое кодирование сигнала

и модуляция несущей. Сведения об этих операциях были изложены в двух

предыдущих разделах.

Сигнал цифровой телевизионной системы на несущей частоте

передается по каналу связи и поступает в приемник. Здесь производится

демодуляция несущей и декодирование помехоустойчивого кода. Затем из

общего потока данных выделяются цифровые сигналы изображения и

звука, поступающие на соответствующие декодеры. На выходе декодера

изображения получаются яркостный и цветоразностные сигналы. После

преобразования в аналоговую форму эти сигналы поступают на монитор,

на котором воспроизводится цветное телевизионное изображение.

Декодированный сигнал звука также преобразуется в аналоговую форму и

поступает на усилитель низкой частоты монитора.

Так как параметры радиочастотного канала связи в цифровой

телевизионной системе остаются такими же, как в стандартных

аналоговых телевизионных системах, высокочастотная часть

телевизионного приемника, включающая селектор каналов и усилитель

промежуточной частоты изображения, в принципе остается такой же, как в

обычных современных телевизорах.

Наиболее важная и специфическая часть цифровой телевизионной

системы – это кодер и декодер изображения. Отдельные методы

эффективного кодирования видеосигнала были рассмотрены в разделах 2 и

3. Совокупность этих методов, обеспечивающая необходимую степень

сжатия потока информации, определяется стандартом MPEG–2. Следует

отметить, что этот стандарт определяет только наиболее важные принципы

построения системы, оставляя простор для выбора ряда ее параметров.

66

67

Рассмотрим структурную схему кодера изображения по стандарту

MPEG–2 (рис. 4.2).

1

2ВКДК

ВКДК

Мульти-плексор Буфер

Предсказатель

Оценка движения

Рис.4.2. Структурная схема кодера изображения

Как уже говорилось выше, в цифровой телевизионной системе

используется два основных метода кодирования: внутрикадровое

кодирование, основанное на использовании дискретного косинусного

преобразования в блоках изображения размером 8x8 элементов с

последующим квантованием коэффициентов этого преобразования, и

межкадровое кодирование с предсказанием и компенсацией движения.

Часть кадров должна обязательно передаваться только с

внутрикадровым кодированием. В стандартах MPEG–1 и MPEG–2 принято

разделение последовательности кадров на группы по 15 кадров в каждой.

В группе есть кадры трех типов:

– I–кадры, которые передаются с внутрикадровым кодированием и

являются опорными для декодирования остальных кадров;

– Р–кадры, которые передаются с межкадровым кодированием путем

предсказания с компенсацией движения по предшествующему I–кадру или

Р–кадру;

67

68

– В–кадры, которые формируются в приемной части системы путем

интерполяции по ближайшим к ним как спереди, так и сзади I–кадрам и

Р–кадрам.

Порядок следования кадров в передаваемой последовательности

таков:

I B B P B B P B B P B B P B B I B B P B... . (4.1)

Кадры разделяются на макроблоки 16x16 элементов. Для Р–кадров для

каждого макроблока передается вектор движения, показывающий

смещение данного макроблока по сравнению с его положением в

предыдущем I–кадре или Р–кадре. Для В–кадров для каждого макроблока

передаются два вектора смещения: относительно предыдущего I– или Р–

кадра и относительно последующего. Это необходимо для выполнения

интерполяции В–кадров в приемной части.

Стандарт MPEG–1 предназначен только для систем с построчной

(прогрессивной) разверткой, при которой каждый кадр состоит из одного

поля. Стандарт MPEG–2 предназначен для телевизионного вещания с

чересстрочной разверткой. В нем возможны кадровый и полевой режимы

работы, в которых макроблоки выделяются или в целом кадре, то есть

включают строки, как первого, так и второго поля, или же в одном из двух

полей.

Таким образом, кодер изображения имеет два режима работы:

внутрикадровый, в котором кодируются I–кадры, и межкадровый, в

котором кодируются Р–кадры и находятся векторы смещения для Р–кадров

и В–кадров. На структурной схеме наличие двух режимов отображается с

помощью переключателя, направляющего на блок внутрикадрового

кодирования ВКК или непосредственно входной сигнал в режиме

внутрикадрового кодирования (положение 1), или разностный сигнал с

вычитателя, представляющий собой ошибку сделанного с учетом оценки

68

69

движения предсказания передаваемого кадра. Последний случай

соответствует межкадровому кодированию (положение 2).

В блоке ВКК выполняются операции внутрикадрового кодирования. в

основном совпадающие со стандартом JPEG, рассмотренным в разделе 3.

Кратко напомним, что при внутрикадровом кодировании выполняются

разбиение кодируемого изображения на блоки 8×8 элементов, дискретное

косинусное преобразование (ДКП) в каждом блоке с получением матрицы

8×8 коэффициентов ДКП, квантование этих коэффициентов, считывание

полученных квантованных коэффициентов в зигзагообразном порядке,

кодирование получаемых последовательностей чисел с помощью кодов с

переменной длиной кодового слова. Сжатие данных происходит в первую

очередь за счет квантования, при котором различные пространственно–

частотные составляющие квантуются с разным шагом, в зависимости от

заметности их квантования для человека. Количество бит информации,

необходимых для передачи данного блока, при этом существенно

сокращается. Пространственно–частотные составляющие, имеющие

низкий уровень, вообще отбрасываются. Дополнительное сжатие

достигается с помощью кодирования с переменной длиной кодового слова

(энтропийного кодирования).

В соответствии с изложенными принципами построения кодеров

ДИКМ с ОС для предсказания в режиме межкадрового кодирования

используется не сам предыдущий входной кадр, а результат

внутрикадрового декодирования (ВКДК), формируемый соответствующим

блоком. В блоке ВКДК в обратном порядке выполняются декодирование

кодов с переменной длиной кодового слова, формирование матрицы

коэффициентов ДКП каждого блока, восстановление исходного

количества бит всех коэффициентов, обратное дискретное косинусное

69

70

преобразование (ОДКП), объединение блоков 8×8 элементов в единое

изображение.

Мультиплексор объединяет данные, поступающие с выхода блока

ВКК, и векторы движения макроблоков, поступающие с блока оценки

движения.

Важную роль в работе кодера изображения играет буфер,

представляющий собой ЗУ достаточного объема со схемами управления.

Основная функция буфера – согласование неравномерного во времени

потока данных на выходе кодера изображения со строго постоянной

скоростью передачи двоичных символов в канале связи.

Неравномерность потока данных на выходе кодера изображения

обусловлена в первую очередь наличием разных типов кадров. При

передаче I–кадра поток информации будет самым большим, так как

происходит передача изображения только с внутрикадровым

кодированием. При передаче Р–кадров поток информации меньше, так как

передается разность предсказанного и действительного кадров, а также

векторы движения, имеющие относительно небольшой объем данных.

Наконец при передаче В–кадров передаются только векторы движения, и

поток информации будет наименьшим.

Буфер работает по принципу «первым вошел – первым вышел».

Запись данных в буфер производится по мере их поступления с блока

ВКК. Считывание данных из буфера осуществляется с постоянной

скоростью, определяемой скоростью передачи двоичных символов в

канале связи. Степень заполненности буфера будет колебаться во времени,

возрастая при увеличении потока данных с блока ВКК и уменьшаясь при

уменьшении этого потока.

Помимо различия типов кадров на степень заполнения буфера может

влиять характер передаваемого изображения. Если в изображении много

70

71

мелких деталей, возрастает количество и уровень высокочастотных

составляющих пространственно–частотного спектра, то есть количество

отличных от нуля коэффициентов ДКП. Это приводит к увеличению

потока данных на выходе блока ВКК. Обратно, при передаче «гладких»

изображений количество отличных от нуля коэффициентов ДКП

уменьшается, так как изображение имеет в основном низкочастотные

составляющие пространственно–частотного спектра.

Для оптимизации работы системы желательно поддерживать уровень

заполнения буфера приблизительно постоянным. Если буфер

переполняется, то, очевидно, будет происходить потеря части данных, то

есть ухудшение качества изображения на выходе системы. Если же буфер

полностью опорожняется, то по каналу связи приходится передавать

«пустые» блоки, что приводит к снижению эффективности его

использования. Чтобы избежать обоих нежелательных случаев в кодере

изображения, имеется обратная связь с буфера на квантователь в блоке

ВКК.

Сущность действия этой обратной связи заключается в следующем.

Если передается мелкоструктурное изображение, и заполнение буфера

увеличивается, то под воздействием обратной связи увеличивается шаг

квантования коэффициентов ДКП. При этом количество бит на каждый

коэффициент уменьшается, и величина потока данных поддерживается

примерно постоянной. Наоборот, при передаче «гладких» изображений

квантование становится более точным. Такой метод соответствует

свойствам человеческого зрения: на мелкоструктурных изображениях

меньше заметны неточности в передаче уровней яркости, так как в первую

очередь воспринимаются контуры деталей.

71

72

Изменение шага квантования может осуществляться или после

кодирования каждого кадра с учетом его типа, или в пределах одного

кадра после кодирования каждой его части.

Рассмотрим структурную схему декодера изображения в приемной

части системы (рис. 4.3).

БуферДемульти-

плексор ВКДК

Предсказатель

1

2

Рис.4.3. Структурная схема декодера изображения

Поток данных, поступающий с демодулятора, разделяется в

демультиплексоре на кодированные сигналы изображения и векторы

движения. В блоке внутрикадрового декодирования осуществляются, как

уже пояснялось раньше, декодирование кода с переменной длиной

кодового слова, восстановление количества уровней квантования, обратное

дискретное косинусное преобразование, сборка изображения из принятых

блоков.

Так же как и в кодере, имеется два режима работы. При приеме I–

кадров на выходе блока ВКДК формируется цифровой сигнал самого

кадра. Коммутатор на структурной схеме при этом находится в положении

1, и сигнал с блока ВКДК направляется на выход. При приеме Р–кадров и

В–кадров коммутатор находится в положении 2. В этом случае

формирование выходного сигнала происходит путем сложения

72

73

поступающих с блока ВКДК значений межкадровых разностей с

предсказанным кадром, формируемым на основе ранее принятых кадров

блоком предсказателя. На этот блок поступают с мультиплексора

принятые в общем потоке данных векторы движения, с помощью которых

осуществляется компенсация движения.

Буфер на входе декодера выполняет функцию согласования

постоянной скорости передачи двоичных символов в канале связи с

процессами в декодере, при которых данные из буфера считываются

неравномерно во времени.

Кодирование и декодирование яркостного и цветоразностных

сигналов осуществляется раздельно, а получаемые при кодировании

потоки данных объединяются в общий поток.

Стандарт MPEG–2 определяет методы кодирования не только

видеосигнала, но и звука. На рис. 4.4 и 4.5 приведены структурные схемы,

соответственно, кодера и декодера звука.

Мультиплексор

КвантовательРазложение на поддиапазоны

Масштаб

БПФ Распределениебит

Рис.4.4. Структурная схема кодера звука

Дискретизация звукового сигнала в АЦП осуществляется с частотой

32,0, 44,1 или 48,0 кГц. Цифровой сигнал поступает на блок разложения на

частотные поддиапазоны, содержащий набор цифровых полосовых

73

74

фильтров. Число частотных поддиапазонов равно 32. В каждом

поддиапазоне отсчеты звукового сигнала группируются в блоки по 12 или

по 36 отсчетов в зависимости от типа кодера. В блоке вычисления

масштаба определяется максимальное значение сигнала в каждом блоке, и

устанавливается соответствующий масштабирующий коэффициент.

В блоке БПФ выполняется быстрое преобразование Фурье полного

звукового сигнала. Для БПФ берутся участки звукового сигнала по 512 или

по 1024 отсчета. По результатам обработки полученного частотного

спектра в блоке распределения бит определяются параметры квантования

сигнала в разных частотных поддиапазонах. В тех поддиапазонах, в

которых искажения звука, вызываемые квантованием, менее заметны для

слушателя или маскируются большим уровнем сигнала в других

поддиапазонах, квантование делается более грубым. Благодаря этому

удается существенно уменьшить количество передаваемой информации.

Затем выполняется квантование с различным шагом квантования для

разных частотных поддиапазонов и с учетом масштабирующего

коэффициента. В мультиплексоре объединяются данные с выходов

квантователя, блока вычисления масштабирующего коэффициента и блока

определения распределения бит.

Демультиплексор

Декодер масштаба

Декодер распределения

бит

Восстановление отсчетов

Синтез поддиапазонов

Рис.4.5. Структурная схема декодера звука

74

75

4.3. Совместимость и масштабируемость систем цифрового

телевидения

При переходе к новым системам телевидения – от черно–белого

телевидения к цветному и от аналогового телевидения к цифровому –

приходится решать проблему с о в м е с т и м о с т и старой и новой систем.

Проблема эта в первую очередь заключается в следующем: можно ли

будет принимать передачи новой системы на телевизионные приемники

старой системы, хотя бы теряя при этом какие–то свойства новой системы,

или же для приема передач новой системы необходим совершенно новый

приемник.

Напомним, что при переходе от черно–белого телевидения к цветному

по системам NTSC, SECAM и PAL была обеспечена полная совместимость

новых систем со старой. Передачи цветного телевидения можно принимать

на черно–белые телевизионные приемники, получая нормальное черно–

белое изображение, черно–белые передачи, в свою очередь, принимаются

на приемники цветного телевидения, также давая нормальное черно–белое

изображение, параметры канала связи остались неизменными.

Выше уже указывалось, что новые системы телевидения MAC и

MUSE несовместимы с обычным телевидением ни по параметрам сигнала,

ни по параметрам канала телевизионного вещания. Упоминались также

проекта совместимых или частично совместимых аналоговых систем

телевидения повышенного и высокого разрешения.

Создаваемые полностью цифровые телевизионные системы

совместимы с аналоговыми системами цветного телевидения NTSC,

SECAM и PAL по ширине полосы частот канала наземного и кабельного

телевизионного вещания. Это очень важное достоинство, так как оно

позволяет сохранить существующую сеть телевизионного вешания и

75

76

параллельно вести передачи как старой, так и новой систем телевидения

(табл.4.1).

Принимать передачи цифрового телевидения непосредственно на

обычный телевизионный приемник, конечно нельзя. Но можно дополнить

такой приемник декодером, вход которого подключается к выходу

селектора каналов, а выходы ко входам оконечных видеоусилителей и

усилителя низкой частоты старого телевизионного приемника, получая

при этом высококачественное цветное изображение и высококачественный

звук. Таким образом, можно говорить о частичной совместимости нового

телевидения с традиционным.

Табл. 4.1

В таблице 4.1 показаны различные варианты телевизионных систем и

методов кодирования телевизионных сигналов, предусмотренные

стандартом MPEG–2. Четыре строки таблицы соответствуют четырем

уровням пространственного разрешения:

76

77

– Low (352×280 элементов) – уровень телевидения пониженной

четкости, используемый в видеотелефоне и технике телеконференций;

– Main (720×576 элементов) – уровень телевидения обычного

разрешения;

– High–1440 (1440×1152 элементов) – уровень телевидения высокого

разрешения с форматом экрана 4:3;

– High (1920×1152 элементов) – уровень телевидения высокого

разрешения с форматом экрана 16:9.

Вертикальные столбцы таблицы соответствуют новой градации

цифровых телевизионных систем – профилям. С переходом на более

высокие профили, то есть при продвижении по таблице направо,

увеличивается количество используемых методов кодирования,

появляются новые свойства телевизионной системы, но, естественно,

усложняется аппаратура и алгоритмы обработки сигналов. В трех нижних

строках таблицы приведены дополнительные сведения о свойствах

профилей, которые будут пояснены ниже.

Увеличивается количество используемых методов кодирования,

появляются новые свойства телевизионной системы, но, естественно,

усложняется аппаратура и алгоритмы обработки сигналов. В трех нижних

строках таблицы приведены дополнительные сведения о свойствах

профилей, которые будут пояснены ниже.

Рассматривавшаяся до сих пор совокупность методов

внутрикадрового и межкадрового кодирования относится к главному

профилю (Main Profile). Этот профиль предназначен для наземного и

кабельного телевизионного вещания. Как видно из таблицы, на главном

уровне, соответствующем телевидению обычного разрешения, скорость

передачи двоичных символов в канале связи достигает 15 Мбит/с. Сравнив

77

78

эту величину с исходной величиной 216 Мбит/с, видим, что

осуществляется сжатие потока информации почти в 15 раз.

На более высоких уровнях главного профиля, соответствующих

телевидению высокого разрешения, скорость передачи двоичных символов

в канале связи возрастает до 60 или 80 Мбит/с. Следует особо

подчеркнуть, что для всех уровней разрешения данного профиля

используются один и тот же набор методов кодирования. В этом

заключается совместимость разных уровней. На более высоких уровнях

кодеры и декодеры должны иметь большее быстродействие и больший

объем ЗУ. Очевидно, аппаратура более высоких уровней разрешения

может работать на более низких уровнях разрешения. Использование

декодеров более низких уровней для декодирования сигналов более

высоких уровней с потерей части содержащейся в них информации

требует наличия нового свойства – масштабируемости, которая на главном

профиле не предусмотрена, и о которой пойдет речь в дальнейшем.

Сигналы системы цифрового телевидения всех уровней должны

передаваться по стандартным каналам связи с шириной полосы частот 6

МГц (для США). Для передачи данных с большей скоростью по каналу

связи с той же полосой частот необходимо повышать эффективность

использования полосы частот. Если для главного уровня, то есть

телевидения обычного разрешения, достаточна эффективность 2,5 – 3

бит/с/Гц, то для передачи сигналов телевидения высокого разрешения

(High level) необходима эффективность 12 – 15 бит/с/Гц. Для достижения

такой эффективности использования полосы частот должна

использоваться модуляция несущей частоты с большим количеством

позиций, например, 64–позиционная квадратурная амплитудная

манипуляция. Качественный прием таких сигналов в свою очередь требует

78

79

повышения отношения сигнал/шум в канале связи и применения более

сложных методов помехоустойчивого кодирования.

Перейдем к рассмотрению других профилей стандарта MPEG–2.

Простой профиль (Simple Profile) отличается от главного отсутствием

В–кадров, что дает упрощение аппаратуры, но приводит к ухудшению

качества изображения при той же скорости передачи двоичных символов.

Данный профиль может использоваться для записи изображений на

магнитные или лазерные диски и для других целей.

На более высоких уровнях появляется новое свойство –

масштабируемость (Scalability). Это свойство заключается в том, что

можно принимать с помощью более простой декодирующей аппаратуры

часть потока данных, получая при этом изображение с меньшим

пространственным разрешением или с более грубым квантованием. Пусть

по каналу связи передается сигнал с наивысшим качеством изображения.

Пользователи, имеющие декодеры более высокого уровня сложности и,

следовательно, большей стоимости, будут получать на экранах своих

приемников изображение наивысшего качества. Другие пользователи,

имеющие более простые и дешевые декодеры, также смогут смотреть эти

передачи, но с менее качественным изображением, например, не с

высокой, а с обычной четкостью.

Таким образом, при наличии масштабируемости улучшается

совместимость разных уровней телевизионных систем.

Стандартом MPEG–2 предусмотрены два вида масштабируемости: по

пространственному разрешению (Spatial Scalable Profile) и по отношению

сигнал/шум (SNR Scalable Profile), причем имеется в виду шум

квантования и кодирования.

Масштабируемость по пространственному разрешению может

обеспечиваться применением кодирования в пространственно–частотных

79

80

поддиапазонах. При этом исходное изображение с помощью цифровых

пространственных фильтров разделяется на НЧ и ВЧ составляющие по

пространственным частотам. На рис. 4.6 показано разделение диапазона

пространственных частот изображения на 4 поддиапазона. Для

выполнения такого разделения достаточно иметь один фильтр НЧ и один

фильтр ВЧ по каждой пространственной координате. Телевидению

обычного разрешения соответствует поддиапазон НЧ по обеим

пространственным координатам X и Y. Для получения высокого

пространственного разрешения необходимо принимать и декодировать все

4 поддиапазона.

Кодирование пространственно–частотных поддиапазонов

осуществляется раздельно, после чего данные объединяются в общий

поток, организованный таким образом, что для извлечения из него данных

НЧ–поддиапазона необходим более простой декодер.

Возможны и другие пути обеспечения масштабируемости по

пространственному разрешению, которые, как и методы получения

масштабируемости по отношению сигнал/шум, здесь не рассматриваются.

Еще одно отличие высших профилей стандарта MPEG–2 – это

применение компонентного кодирования сигнала цветного телевидения не

только с передачей цветоразностных сигналов через строку (4:2:0), но и в

каждой строке (4:2:2).

НЧ-ХВЧ-Y

ВЧ-ХВЧ-Y

НЧ-ХНЧ-Y

ВЧ-ХНЧ-Y

xF

yF

Рис.4.6. Разделение диапазона пространственных частот на поддиапазоны

80

81

Таким образом, в стандарте MPEG–2 даны параметры целого

семейства цифровых телевизионных систем для разных применений и с

разным качеством изображения, имеющих в своей основе сходные методы

кодирования изображения. По этому стандарту должны строиться не

только телевизионные системы, но и все остальные системы,

предназначенные для передачи движущихся изображений в цифровой

форме – видеотелефон и телеконференции, интерактивный видеосервис и

мультимедиа и т. д.

Контрольные вопросы

1. Раскрыть возможности реализации полностью цифровых систем

телевидения.

2. Дать характеристику истории создания полностью цифровых

телевизионных систем.

3. Дать характеристику системы телевидения высокого разрешения

MUSE и разработки стандартов кодирования движущихся изображений

(MPEG–1, MPEG–2).

4. Пояснить структурную схему и основные параметры полностью

цифровой телевизионной системы.

5. Дать характеристику применяемых кадров при кодировании.

6. Пояснить структурную схему декодера изображения.

7. Пояснить cтруктурную схему кодера (декодера) звука.

8. Совместимость и масштабируемость систем цифрового телевидения.

9. Дать характеристику телевизионных систем и методов кодирования

телевизионных сигналов, предусмотренные стандартом MPEG–2.

10. Перспективы развития телевидения и телевизионных приемников.

81

82

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Телевидение продолжает непрерывно развиваться, и это затрагивает

все части тракта телевизионного вещания, включая и телевизионные

приемники.

Телевидение высокой четкости (ТВЧ) на цифровой основе уже сейчас

получает все более широкое распространение в США и Японии. Нет

сомнений, что ТВЧ скоро придет во все развитые страны мира.

Возможности для этого заложены в стандарте MPEG–2. Достоинства

новых форматов телевизионной развертки не только в повышении

качества воспроизведения традиционных телевизионных программ

(фильмов, репортажей и т. д.), но и в возможности отображения на

телевизионном экране значительно больших объемов текстовой и

графической информации.

Для реализации в полном объеме преимуществ ТВЧ телевизионные

приемники должны сильно измениться. При этом цифровые блоки

становятся еще более важной частью телевизора. Плазменные экраны и

матричные оптические модуляторы в проекционных установках

управляются цифровыми схемами, которые заменяют блоки разверток

телевизоров с кинескопами. Большие размеры экрана требуют применения

в приемнике более совершенных методов преобразования развертки для

повышения частоты полей и устранения искажений, связанных с

чересстрочностью.

Еще одно направления развития телевидения и телевизионных

приемников – расширение информационных функций. Телевизор

подключен к широкополосным каналам связи и может стать для семьи

главным средством интерактивного обмена информацией с окружающим

миром, в первую очередь, через Интернет. Для этого телевизор должен

быть снабжен средствами управления, похожими на те, которые имеет

82

83

персональный компьютер: клавиатурой, указателем типа «мышки» и т. п.,

а также мощным процессором и программным обеспечением. Помимо

упоминавшихся ранее интерактивных телевизионных систем,

компьютеризированные телевизоры станут основой двусторонней ви-

деосвязи: видеотелефона и видеоконференций, которые уже сейчас

реализуются в Интернете и локальных сетях.

Персональные компьютеры оснащаются средствами приема

телевизионных программ и воспроизведения видеозаписей. Произойдет ли

полное слияние телевизионных приемников и персональных компьюте-

ров? Ответ на этот вопрос скорее должен быть отрицательным. Все-таки

между двумя этими классами устройств сохраняется ряд принципиальных

отличий. Телевизор – это устройство с большим экраном,

приспособленным для одновременного наблюдения группой людей,

находящихся на относительно больших расстояниях от него. В то же

время персональный компьютер предназначен преимущественно для

использования одновременно одним человеком, находящимся в

непосредственной близости от него. Такие выполняемые на рабочем столе

с помощью компьютера работы, как создание текстов, чертежей, таблиц

данных, вряд ли будет удобнее выполнять сидя в кресле перед телеви-

зором.

Тем не менее, телевизоры новых поколений по производительности

имеющихся в них процессоров и объемам встроенной памяти будут вполне

сопоставимы с персональными компьютерами. Это позволит им во многих

случаях становиться центральным элементом домашних сетей,

объединяющих различные бытовые устройства.

83

84

ГЛОССАРИЙ

АДИКМ – Адаптивная дифференциальная импульсно–кодовая

модуляция (англ. ADPCM). Разновидность ДИКМ, в которой шаг

квантования и параметры предсказания изменяются в зависимости от

текущих свойств кодируемого сигнала.

АЦП – Аналого–цифровой преобразователь.

БИС – Большая интегральная схема (БИС) – интегральная схема с

высокой степенью интеграции (число элементов в ней достигает 104),

используемая в электронной аппаратуре как функционально

законченный узел устройств вычислительной техники, автоматики,

измерительной техники и др.

БИХ-фильтр – Фильтр с бесконечной импульсной характеристикой.

То же, что рекурсивный цифровой фильтр.

БПФ – Быстрое преобразование Фурье. Так называются алгоритмы

ускоренного выполнения ДПФ.

Видеопоследовательность (video sequence) – Самая крупная

структурная единица потока видеоданных MPEG–1,2. Встречается также

название «видеоряд».

Внутрикадровое кодирование (англ. intraframe) – Сжатие

видеоинформации, основанное на уменьшение внутрикадровой

избыточности.

ВКДК – внутрикадрового декодирования.

Гибридное кодирование – Метод кодирования движущихся

изображений, используемый в MPEG–1, MPEG–2 и MPEG–4 и

сочетающий внутрикадровое и межкадровое кодирование.

ДИКМ – Дифференциальная импульсно–кодовая модуляция (англ.

DPCM). Также называют «Кодирование с предсказанием». Вид ИКМ, в

котором на основе значений одного или нескольких предшествующих

84

85

отсчетов сигнала формируется предсказанное значение текущего

отсчета, а по каналу связи передается ошибка предсказания – разность

истинного и предсказанного значений текущего отсчета сигнала.

ДКП – Дискретное косинусное преобразование.

ДПФ – Дискретное преобразование Фурье.

ЕОВ (END OF BLOCK) – символ конца блока.

Иерархическая модуляция – Способ модуляции, применяемый в

DVB–T. Более важная для получения устойчивого изображения

информация передается с более высокой помехозащищенностью.

ЗУ – запоминающее устройство.

Интерактивное телевидение – ТВ–системы, в которых зритель

может воздействовать на получаемую им программу, передавая сигналы

по обратному каналу на головную станцию.

Квадратурная амплитудная манипуляция (КАМн или КAM) – Один

из видов модуляции, применяемый при передачи цифровых сигналов.

Дискретно изменяются амплитуды двух квадратурных составляющих (cos

и sin) несущей.

Компенсация движения – Формирование изображения из блоков,

элементов, фрагментов другого (опорного) изображения, смещаемых на

векторы движения, которые определены в результате оценки движения.

Используется при формировании предсказанных кадров в стандартах

MPEG.

КМОП – (комплементарная структура металл-оксид-полупроводник;

англ. CMOS, complementary metal-oxide-semiconductor) – технология

построения электронных схем.

Маскирование ошибки – Замена группы символов, в которой

обнаружена ошибка, на ранее принятую без ошибки группу символов.

85

86

Нерекурсивный цифровой фильтр – Цифровой фильтр, в котором

значение формируемого отсчета выходного сигнала зависит только от

значений отсчетов входного сигнала.

ОДКП – Обратное дискретное косинусное преобразование.

Опорное изображение (Reference Picture) – Кадр или поле, по

которому выполняется предсказание с компенсацией движения

макроблоков кодируемого изображения.

ОЗУ – Оперативное запоминающее устройство.

ПЦТС – Полный цветной телевизионный сигнал.

ТВЧ – Телевидение высокой четкости.

ФНЧ – Фильтр нижних частот.

ФАПЧ – Фазовая автоподстройка частоты.

ЧМ – Частотная модуляция.

SECAM (Sequentiel Couleur Avec Memoire), в русской транскрипции –

СЕКАМ, аналоговая система цветного телевидения, разработка началась

во Франции в конце 1950-х годов. В 1965–66 годах совместно с СССР была

доработана, став первым европейским стандартом цветного

телевидения.

PAL (Phase Alternation Line), аналоговая система цветного

телевидения, разработана фирмой Telefunken (ФРГ) в 1962-1966 гг.

NTSC (National Television System Committee), аналоговая система

цветного телевидения, разработана в США и принята для вещания в

1953 г.

HDTV – (High–Definition Television), с английского языка переводится

как телевидение высокой четкости.

ISDN (англ. Integrated Services Digital Network) — цифровая сеть с

интеграцией служб.

86

87

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Джакония, В.Е. Телевидение : учебник для вузов / В.Е. Джакония, А.А. Гоголь, Я.В. Друзин и др.; под ред. В.Е. Джаконии. – М. : Радио и связь, 1997. – 640 с.

2. Зубарев, Ю.Б. Основные направления внедрения цифрового вещания в России / Ю.Б. Зубарев, М.А. Быховский, М.И. Кривошеев, В.Г. Дотолев, Ю.Д. Шавдия // Broadcasting. – 2000. – №3 (7). – С. 28 – 31.

3. Карякин, В.Л. Методы построения и оптимизации эфирных сетей цифрового телевизионного вещания / В.Л. Карякин, Д.В. Карякин, В.Б. Толмачев // Физика волновых процессов и радиотехнические системы. – 2010. – Т. 13, №3.– С. 77–83.

4. Карякин, В.Л. Цифровое телевидение / В.Л. Карякин. – М. : СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 272 с.

5. Кларк, Дж., мл. Кодирование с исправлением ошибок в системах цифровой связи: пер. с англ./ Дж. Кларк, мл., Дж. Кейн. – М. : Радио и связь, 1987. – 392 с.

6. Куприянов, М.С. Цифровая обработка сигналов: процессоры, ал-горитмы, средства проектирования / М.С. Куприянов, Б.Д. Матюшкин. –2-е изд., перераб. и доп. – СПб. : Политехника, 1999. – 592 с.

7. Мамаев, Н.С. Цифровое телевидение / Н.С. Мамаев, Ю.Н. Мамаев, Б.Г. Теряев; под ред. Н.С. Мамаева. – М. : Горячая линия – Телеком, 2001. – 180 с.

8. Нефедов, В.И. Основы радиоэлектроники и связи: учебное пособие/В.И. Нефедов, А.С. Сигов; под ред. В.И.Нефедова. — М. : Высшая школа, 2009. — 735 с.

9. Нефедов, В.И. Основы радиоэлектроники / В.И. Нефедов. – М. : Высшая школа, 2000. – 399 с.

10. Новаковский, С.В. Новые системы телевидения. Цифровые методы обработки видеосигналов / С.В. Новаковский, А.В. Котельников. – М. : Радио и связь, 1992. – 88 с.

87

88

11. Брайс, Р. Справочник по цифровому телевидению / Р. Брайс. –Жуковский : Эра, 2001. – 230 с.

12. Рудаков, П.И. Обработка сигналов и изображений. MATLAB 5.x / П.И. Рудаков, И.В. Сафонов; под общ. ред. В.Г. Потемкина. – М. : ДИАЛОГ–МИФИ, 2000. – 416 с. – (Пакеты прикладных программ; Кн.2).

13. Прокис, Дж. Цифровая связь: пер. с англ. / Дж. Прокис; под ред. Д.Д. Кловского. – М. : Радио и связь. 2000. – 800 с.

14. Птачек, М. Цифровое телевидение : Теория и техника / М. Птачек; пер. с чеш. под ред.Л.С. Виленчика. – М. : Радио и связь, 1990. – 528 с.

15. Севальнев, Л.А. Эфирное вещание цифровых ТВ – программ со сжатием данных/ Л.А. Севальнев //Теле – Спутник. – 1998. – №10 (36).

16. Смирнов, А.В. Цифровое телевидение: от теории к практике/ А.В. Смирнов, А.Е. Пескин. – М. : Горячая линия-Телеком, 2012. – 352 с.

17. Смирнов, А.В. Основы цифрового телевидения : учебное пособие А.В. Смирнов. – М. : Горячая линия-Телеком, 2001. – 224 с.

18. Хохлов, Б.Н. Декодирующие устройства цветных телевизоров / Б.Н. Хохлов. – М. : Радио и связь, 1998.–512 с.

Учебное издание

Основы телевидения

Учебное пособие

Составители: ГЛУШКОВ Владимир Андреевич

СМИРНОВ Александр Викторович

Редактор Н. А. Евдокимова ЛР №020640 от 22.10.97.

Подписано в печать 10.05.2014. Формат 60×84/16 . Усл. печ. л. 5,12 .Тираж 70 экз. Заказ 678.

Ульяновский государственный технический университет 432027, Ульяновск, Сев. Венец, 32 .

ИПК «Венец» УлГТУ, 432027, Ульяновск, Сев. Венец, 32 .