UNIVERSIDAD A U T ~ N O M A METROPOLITANA UNIDAD IZTAPALAPA

“DISEÑO Y OPERACI~N DE UN RADIOMODEM”

TESIS QUE PRESENTAN LOS ALUMNOS:

ASTORGA PUGA ANTONIO HERNANDEZ PÉREZ JULIO LUIS

PARA LA OBTENCI~N DEL GRADO DE: LICENCIATURA EN INGENIER~A ELECTR~NICA Y COMUNICACIONES

ASESOR :

ING. OTHON GANDARILLA

l:c, 8 0 .

CONTENIDO

Capitulo 1 Introducción 1

Capitulo 2 Marco Teórico Nota histórica acerca de F M F M Aplicaciones de F M Generación de ondas de F M El método indirecto de Armstrong Generación directa de F M Demodulación Modulación Digital por llave0 en Frecuencia (FSK) Sistemas de comunicación Multicanalización de señales Mensajes analógicos y digitales Conversion analogica Digital Modem en la actualidad Línea telefónica 56Kbps ... Promesas y limitaciones RadioModems La velocidad Corrección de errores Comandos internos Software de comunicaciones El estándar RS-232 El puerto serial Requisitos Alcance Modelos de T N C

Capitulo 3 Desarrollo Introducción Descripcion General Funcionamiento y calibracion

Capitulo 4 Conclusiones y comentarios

Apendice Hoja de especificaciones del XR2206 Hoja de especificaciones del XR2211 Hoja de especificaciones del BF 494 Hoja de especificaciones del B C 548 Hoja de especificaciones del TDA7231 Hoja de especificaciones del TDA7000

5 5 6 7 8 8 9

10 10 11 12 15 17 18 18 19 20 20 20 20 21 22 23 23 23 24

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INTRODUCCION

La comunicación es la transferencia de señales o inteligencia de una fuente a un receptor. La comunicación más común es la voz de persona a persona a través de unos cuantos metros de aire como el medio que las separa. Algunas primeras y primitivas formas de comunicación son las señales de humo indias y los tambores de las tribus selváticas, la famosa autora ciega y sorda Helen Keller aprendió a comunicarse aplicando apropiadamente el tacto.

Estos ejemplos sugieren que la fuente de comunicación puede ser sonido, movimiento, tacto, o radiación de calor. De igual manera, el receptor de una comunicación puede estar usando el oído, la vista, el tacto o el olfato.

Un estudio de comunicaciones electrónicas digitales y donde solo se desarrollará la técnica de modulación digital por desplazamiento en frecuencia, es el propósito de este trabajo, porque si los sistemas de comunicaciones se extienden desde el telégrafo básico continuando con el teléfono, radio, televisión, radar, láser, hasta las sofisticadas comunicaciones por satélite. Conforme avanzó la tecnología de comunicaciones, una sociedad industrial compleja requirió un espectro de frecuencia siempre creciente. Desarrollos recientes han impulsado al espectro de frecuencia utilizable dentro de la región de luz visible con el advenimiento de láseres y cable flexible conductor de luz asociado. Cada sistema de comunicaciones tiene un comienzo y un final. El sistema electrónico de comunicaciones más común es el teléfono, comentado en el próximo párrafo. Comienza con una voz humana que pone aire en movimiento. En un sentido verdadero las cuerdas vocales y la boca son el más básico transductor. (Un transductor es un dispositivo para convertir un tipo de energía a otra y para los sistemas de comunicación esta ultima es una señal eléctrica). En la voz, las vibraciones de las cuerdas vocales se transforman en movimiento de aire. Hay muchos transductores usados en la sociedad moderna en la que vivimos. Una lista parcial es la conversión de escena en estudio a señales de televisión, la formación de nubes a señales para radar de condiciones atmosféricas, la presión barométrica a señales eléctricas, velocidad y dirección del viento a señales eléctricas, cantidad de lluvia a señales eléctricas, aceleración a señales eléctricas, altitud a señales eléctricas, intensidad de luz a señales eléctricas, profundidades del océano a señales eléctricas, y una multitud de otras aplicaciones.

El sistema telefónico simplificado a cableado directo incluye un micrófono que convierte las ondas de aire que inciden sobre éI a señales eléctricas. Esta señal se amplifica en la sección del transmisor y se envía enseguida sobre alambre a un receptor que pasa la señal al transductor de salida a audífono o bocina. Este convierte la señal eléctrica en ondas de presión de aire que golpean el tímpano. En la práctica, el sistema telefónico moderno es una masa de circuitería de conmutación, amplificadores, repetidores y cables.

A partir de la creación y utilización de los sistemas telefónicos se dio un giro en los sistemas de comunicación ya que de esta manera dos o más personas se pueden comunicar entre sí sin importar la distancia en que se encuentren. Pero las necesidades de comunicación del hombre aumentaron ya que ahora no solo se requería de escuchar la voz sino ahora se necesitaba un sistema de comunicación en donde la información a transmitir se pudiera visualizar y almacenar “físicamente” y esta fue la razón de ser de las computadoras. Si bien es cierto que el desarrollo de las computadoras desde un principio estuvo orientado a aplicaciones militares nadie tiene la menor duda que la aparición de estas resulto un fenómeno fundamental para el desarrollo de nuevos sistemas de comunicación.

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Así considerando las características de los sistemas telefónicos y las computadoras apareció un nuevo sistema de comunicación basado estos dispositivos. Es importante mencionar que con las computadoras surgió la digitalización de la información razón por la cual empezar ha fabricarse dispositivos que fueran capaces convertir una señal analógica (usada en los sistemas telefónicos) en una señal digital (empleadas en las computadoras) y viceversa, dichos dispositivos son los denominados módems (módem es la contracción de modulador- demodulador). De esta manera teniendo una computadora con un módem y una línea telefónica tenemos un nuevo sistema de comunicación en donde se puede enviar información de un punto a otro y comunicar a cientos de personas mediante este sistema de comunicación. Claro esta que para llegar a construir dicho sistema pasaron muchas décadas de trabajo de investigación que abarca desde el surgimiento del transistor, posteriormente la aparición de los circuitos integrados (básicamente un circuito integrado es un arreglo de capacitores, resistores, inductores y transistores que realizan una o más funciones especificas), retomar los conceptos del siglo XIX respecto a la maquina de Blas Pascal y la maquina de Babbage que la esencia de esas maquinas son las funciones que realizan las computadoras actuales, el establecimiento de los protocolos de comunicaciones (un protocolo son aquellas reglas que se deben seguir para el intercambio de información) y en la finalidad el presente trabajo no es describir lo anteriormente mencionado sino emplear dichos fundamentos que son básicos en la ingeniería electrónica de nuestro tiempo e implementar un nuevo sistema de comunicación. Partiendo de la pregunta ¿Tengo una computadora pero no poseo una línea telefónica y deseo comunicarme a otro lugar? Y es aquí en donde introducimos el concepto de radiomódem el cual es un sistema de comunicación en donde escribimos un mensaje en una computadora y lo radiamos a través del espacio libre de la atmósfera de la Tierra y así un receptor captará dicha información y ala visualizara en su computadora.

No estamos inventando nada nuevo ya que desde los inicios de la humanidad esta sé a comunicado usando como canal de comunicación el espacio libre. Por lo tanto utilizamos una computadora, un módem, un transmisor y una antena para satisfacer la necesidad de establecer una comunicación digital en un sistema de comunicación idem seguro, confiable y económico.

En el espacio libre tendremos un espectro de frecuencia que contendrá la información transmitida. El rango de frecuencias utilizables para transmisión de información se llama espectro de frecuencia. La FCC (Comisión Federal de Comunicaciones de EUA) ubica al espectro en rangos de décadas, llamados bandas. La banda de muy baja frecuencia (VLF) va de 3 a 30 KHz se usa para sistemas de audio. La banda de baja frecuencia (LF) de 30 a 300 KHz se usa para radio larga distancia y navegación. La banda de frecuencia media (MF) de 0.3 a 3 MHz se usa para radio AM. La banda de alta frecuencia (HF) de 3 a 30 MHz cubre la banda civil (CB). La banda de muy alta frecuencia (VHF) de 30 a 300 MHz incluye televisión (TV) y FM. La banda de ultra alta frecuencia (VHF) de 0.3 a 3 GHz cubre la parte alta de las bandas de TV y región baja de microondas. Las dos últimas bandas, super alta frecuencia (SHF), de 3 a 30 GHz y extrema alta frecuencia (EHF). de 30 a 300 GHz, están ambas en región de microondas y se usan para radar y satélite.

Los sistemas de comunicaciones que operan abajo de 30 MHz pueden tener señales radiadas desde tierra y reflejadas a la misma por la ionosfera. De esta manera, por una serie de reflexiones tierra-cielo, una señal de radio puede viajar alrededor del mundo. Los sistemas que operan arriba de 30 MHz están limitados a transmisiones por línea de vista. Por supuesto, una transmisión por línea de vista que incluya un satélite todavía permite comunicaciones alrededor del mundo.

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Las comunicaciones generalmente requieren la transmisión de inteligencia a través del espacio. Esto, a su vez, dicta la necesidad de una línea de transmisión y una antena. Es el segmento de transmisión de espacio de cualquier sistema de comunicaciones el que es más susceptible de degeneración. Esto es el resultado de dos características distintivas del espacio. Una es la atenuación natural de la intensidad de la señal en el espacio, conforme la distancia de transmisión se incrementa. La segunda es la superimposición de ruido sobre la señal. El ruido está siempre presente en cualquier espacio terrestre.

El ruido es el enemigo natural de cualquier sistema de comunicaciones. El ruido es cualquier señal indeseada, ya sea dos estaciones radiodifusoras sintonizadas simultáneamente, niños jugando cuando usted esta tratando de dormirse, o un concierto de rock cuando está usted tratando de realizar su declaración anual de impuestos. Una señal que en si misma puede ser totalmente disfrutable en un tiempo es ruido en el tiempo equivocado. Según se afirma, uno de los métodos más efectivos para proteger una conversación de espionaje o vigilancia electrónicos es conversar durante una bulliciosa fiesta o reunión. El clamor de las otras conversaciones lo hacen imposible de ser escuchado, incluso con el más moderno equipo de espionaje. El otro extremo de reserva en una conversación, es mantener la conversación en una pradera abierta alejada de la gente, no proporciona protección de micrófono altamente directivo y extremadamente sensitivo debido a la ausencia de ruido. Los sistemas de comunicaciones digitales (como los radiomódems) tienen una alta inmunidad al ruido,.Habiendo concluido que el ruido es indeseable, el próximo paso es catalogarlo como externo o interno.

El ruido externo puede clasificarse ya sea como natural o por el hombre. El ruido natural incluye la estática que resulta de las tormentas de truenos. El ruido de espacio exterior, otra forma de ruido natural, tiene muchas fuentes. Nuestro propio sol es el mayor transgresor. La contribución de ruido del sol varia de muchas maneras: del día a la noche, variación estacional, variación cíclica de siete años y finalmente una variación cíclica de cien años. La Tierra también recibe ruido cósmico de soles (estrellas) de muchas galaxias distantes. También, dentro de la categoría de ruido del espacio exterior, están las señales de los quasars (estrellas con emisión de radiofrecuencias y frecuencias visibles) y los pulsars (fuentes de radio galácticas de muy corto período). Muy poco puede hacerse respecto al ruido del espacio exterior que no sea un movimiento impráctico a una galaxia más remota y silenciosa.

El ruido provocado por el hombre, dependiendo de las circunstancias, puede ser igualmente inevitable. Tipos especiales de comunicación tales como radiotelescopios, sistemas militares y estaciones espaciales, pueden utilizarse tan remotamente de la civilización como para minimizar el efecto del ruido producido por el hombre. La casa habitación promedio incluye 27 dispositivos manejados por motor eléctrico. Incluso los receptores de AM, FM o TV vecinos pueden actuar como una fuente de ruido eléctrico para su receptor.

Obviamente se tiene más control específico sobre las fuentes de ruido generado dentro del sistema de comunicaciones. A pesar de eso, hay varios tipos de ruido interno (dentro de cualquier dispositivo electrónico) que solamente puede ser minimizado pero no eliminado. Para ser escuchada adecuadamente, la señal impuesta sobre una bocina debe ser muchas veces mayor que el ruido.

Hay varios tipos de ruido generado internamente. Cada uno de éstos es amplificado en etapas subsecuentes del sistema y finalmente aparece en forma amplificada en la salida. El ruido

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generado en la propia entrada de un sistema es el ruido más problemático porque éste se amplifica entonces (junto con la inteligencia) a Io largo de todo el sistema.

De acuerdo a las ideas expuestas en los párrafos anteriormente descritos y considerando que en dichos párrafos se abordaron los elementos que caracterizan a los sistemas digitales de comunicaciones en donde el envío de información es a través del espacio libre de la Tierra estamos en condiciones de establecer lo que deseamos obtener a lo largo del desarrollo del presente trabajo. De manera general esperamos realizar la construcción de un sistema digital de comunicaciones el cual se denominara Radiomódem y consistirá de un equipo transmisor y uno receptor. El equipo de transmisión estará conformado por una computadora personal 486, un módem, un transmisor de frecuencia modulada y una antena telescópica y en el equipo receptor tendremos otra antena, un demodulador de frecuencia modulada, un módem y otra computadora personal 486 y esperamos que la distancia que cubra el sistema sea entre 8 y 12 metros y si en un futuro se deseara comercializar el radiomódem se deben analizar las características de los materiales a usar en la elaboración del mismo para que de esta manera el radiomódem sea una propuesta de tecnología universitaria confiable, económica y segura en el envío de la información y que básicamente este sistema digital de comunicación inalámbrica satisfaga las necesidades de un lugar en donde no se encuentren líneas telefónicas. Aunque claro esta que no deseamos encasillar el propósito y el uso de este sistema para un lugar en específico ya que también se puede implementar en lugares en los cuales exista la infraestructura de los sistemas telefónicos y que este sistema sea una alternativa en el envío de información entre dos equipos de comunicaciones. Es importante mencionar que el desarrollo actual de los sistemas digitales inalámbricos fue una de las causas principales para llevar a cabo la realización del presente trabajo.

La causa principal para el desarrollo de esta investigación fue debido a la inquietud por parte de los integrantes que realizaron este trabajo por mostrar y demostrar que los conocimientos teóricos aprendidos durante nuestra estancia en la Universidad Autónoma Metropolitana se pueden ver reflejados en una aplicación práctica para tratar de satisfacer la necesidad de comunicación entre dos o más equipos de telecomunicaciones.

Otra causa por la cual se deseó realizar este proyecto fue la importancia que tienen actualmente los radiomódems en algunas de las compañías que se encuentran establecidas en nuestro país y que tienen la necesidad de establecer comunicación a grandes distancias, algunas de las compañías que cuentan con radiomódems son Petróleos Mexicanos y La Compañía de Luz y Fuerza.

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MARCO TEóRICO

Nota histórica acerca de la FM

A la fecha, nadie duda que la FM tiene un lugar preponderante en la radiodifusión y en diversos sistemas de comunicaciones. La historia de la FM se encuentra llena de extrañas ironías. El ímpetu tras el desarrollo de la FM fue la necesidad de reducir el ancho de banda de transmisión. Un razonamiento superficial demostraba que era factible reducir el ancho de banda de transmisión utilizando la FM. Empero los resultados experimentales demostraron otra cosa. El ancho de banda de transmisión de la FM era realmente más grande que el de la AM. Sin embargo, un minucioso análisis matemático efectuado por Carlson demostró que la FM en realidad requería de un ancho de banda mayor que el de la AM. Desafortunadamente, Carlson no captó la ventaja compensatoria de la FM de su capacidad para suprimir el ruido. Sin muchas bases, concluyó que la FM introducía distorsión inherente y no presentaba ventaja compensatoria alguna. La opinión de uno de los matemáticos más hábiles de esos días, en el campo de la comunicación, impidió de esta manera el desarrollo de la FM. La ventaja de la supresión de ruido de la FM fue comprobada posteriormente por el mayor Edwin H. Armstrong, un brillante ingeniero cuyas contribuciones al campo de los sistemas de radio son comparables con las de Hertz y Marconi. Gracias al trabajo de Armstrong se logró que renaciera el interés por la FM.

Aunque Armstrong no inventó el concepto de FM, debe considerársele el padre de la FM moderna. Citaremos uno de los primeros libros sobre la materia, el texto británico frequency Modulation Engineering, escrito por Christopher E. Tibbs: “El tema de la modulación en frecuencia, como lo comprendemos a la fecha, puede considerarse que data del artículo de Armstrong de 1936. Es verdad que una buena parte del conocimiento del concepto existía antes de esa fecha, pero Arnistnong fue el primero en puntualizar en un trabajo verdaderamente notable aquellas características peculiares a las cuales debe su valor la técnica moderna.”’

Armstrong fue uno de los arquitectos principales que pusieron los cimientos del sistema de comunicación de masas. La revista fortune dice: ”la modulación en frecuencia de banda ancha es la cuarta, y quizá la más grande, en una línea de invenciones de Armstrong que ha hecho de la radiodifusión moderna lo que es hoy día. El mayor Armstrong es el inventor reconocido del circuito regenerativo ‘de retroalimentación’, que trajo la radio fuera de la etapa del detector de cristal y audífonos e hizo posible la amplificación de la radiodifusión; el circuito superheterodino, que es la base de prácticamente toda la radio moderna; y del circuito superregenerativo que en la actualidad tiene amplio uso en los sistemas de onda corta.”

Por el bien del establecimiento de la radiodifusión de FM, libré una larga y enconada batalla contra las autoridades oficiales de la radiodifusión, quienes, incitadas por la FCC (Federal Communications Commission), pelearon a dientes y uñas para oponerse a la FM. En 1944, la FCC, con base en un testimonio erróneo de un técnico experto, desplazó bruscamente el ancho de banda localizado de la FM de 42-50 MHz hasta 88-108 MHz. Esto dio un golpe mortal a la FM al hacer obsoleto todo el equipo (transmisores, receptores, antenas, etc.) que se había construido y vendido para las bandas de FM anteriores con lo cual se tuvieron que cambiar los equipos. Armstrong continuó combatiendo contra esta decisión y, en 1947, obtuvo éxito al hacer que el técnico experto admitiera su error. A pesar de todo esto, las posiciones de la FCC continuaron sin cambio. Armstrong gastó una considerable fortuna que había obtenido de inventos anteriores en luchas legales. La industria de la radiodifusión, que tanto se había resistido a la FM, cambió de idea y utilizó sus inventos sin pagarle regalías. Armstrong dedicó

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casi la mitad de su vida en las cortes judiciales en algunos de los procesos sobre patentes más largos, notables y amargos de esta era.

La variación de la frecuencia de una sinusoide continua en proporción a la amplitud de una señal moduladora, se llama modulación de frecuencia (FM). La variación de la fase de una sinusoide continua proporcionalmente a la amplitud de una señal moduladora, se llama modulación de fase (PM). Ambos son ejemplos de modulación de ángulo. La frecuencia instantánea es la derivada en el tiempo de la fase por lo que la PM y la FM están estrechamente relacionadas.

En la generación de FM hay una conversión de amplitud a frecuencia y una de frecuencia a frecuencia. La desviación de frecuencia pico es una medida de la primera y la frecuencia moduladora de la última, a esta relación se le llama índice de modulación p.

El valor de p determina las características espectrales de la onda FM. Para valores de p por debajo de alrededor de 0.2, la densidad espectral de una onda FM consiste en dos bandas laterales sobre una gran portadora lo que se llama FM de banda estrecha. Los detalles espectrales para valores mayores de p, FM de banda ancha, dependen de cada señal moduladora en particular porque la generación de FM no es lineal. Sin embargo, la banda total puede aproximarse agregando el doble de la desviación de frecuencia pico al doble del ancho de banda de la señal moduladora (regla de Carson). La mayoría de los principios de la FM se aplican también a la PM. Una diferencia es que, en la PM, la desviación de fase pico está controlada por la señal moduladora, por lo que varía tanto con la frecuencia como con la amplitud de la señal moduladora. La potencia media total en una señal de ángulo modulado se mantiene constante independientemente del índice de modulación.

La generación de señales de ángulo modulado se obtiene ya sea generando primero una señal de banda estrecha y aumentando luego el índice de modulación por multiplicación de frecuencias, ya sea generando directamente una señal de banda ancha. La demodulación puede conseguirse con un circuito convertidor de frecuencia a voltaje llamado discriminador o bien usando técnicas de retroalimentación en un convertidor de voltaje a frecuencia.

Los sistemas de ángulo modulado de banda ancha ofrecen, con respecto a la AM, mejora de la razón señal a ruido, a expensas de anchos de banda aumentados. Sin embargo, esta mejora sólo puede conseguirse cuando la razón señal a ruido está por encima del nivel umbral. En la radiodifusión FM se emplea un circuito preénfasis-deénfasis para suprimir parcialmente el ruido de alta frecuencia en la salida del demodulador.

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Aplicaciones de la FM

La modulación en frecuencia (y la modulación angular en general) tiene cierto número de características únicas que la recomiendan para diferentes sistemas de radio.

La amplitud constante de la FM la hace menos susceptible a las no linealidades. Consideremos, por ejemplo, un canal no lineal con entrada x y salida y que se relacionan mediante

y = alx + a2x2 + a3x3

Para una onda de FM, la entrada x(t) = A cos [wc t + 0(t)],en donde

0(t) = k m (a) da

Por lo tanto,

Y(t> = Aal cos [WC t + 0(t)] + A2a2 cos [wc t + 0(t)] + A3a3 cos [wC f + 0(t)]

y(t) = (A2a2 /2)+ (Aa, + (3 A3a /4))cos [WC t + 0(t)] + (A2a2 /2) cos[2wC t + 20(t)] + (A3a3 /4) cos[3wc t + 30(t)]

El término cos [2wc t + 20(t)] = cos[2wC t + 2 k m(a) da] representa una onda de FM con portadora 2wc y con el doble de desviación de frecuencia (Aw = 2k m). De manera similar, el término cos [3wc t + 30(t)] es una onda de FM con portadora 3Wc y el triple de desviación de frecuencia. En consecuencia, la no linealidad genera componentes de frecuencias no deseadas, pero el término deseado cos [wc t + 0(t)] se encuentra libre de distorsión, y al utilizar un filtro de pasabanda con centro en wc podernos suprimir todos los términos no deseados de y(t) y obtener la componente deseada de la señal sin distorsión.

Recordemos que una no linealidad similar en AM no sólo causa modulación indeseable con frecuencias portadoras 2wc y 3wc sino que también ocasiona distorsión de la señal deseada. Esta es la razón principal por la cual se utiliza la modulación angular en los sistemas relevadores de microondas, en donde la operación no lineal del amplificador y de otros dispositivos ha sido hasta ahora inevitable a los niveles de potencia que se requieren. Además, la amplitud constante de la FM le proporciona un tipo de inmunidad contra un desvanecimiento rápido. El efecto de las variaciones en la amplitud causadas por un desvanecimiento rápido se puede eliminar utilizando control automático de ganancia y limitación de pasabanda. Estas características hacen a la FM atractiva para los sistemas relevadores de microondas. La modulación angular es también menos vulnerable que la AM a la interferencia de las señales procedentes de canales adyacentes. Finalmente, la FM es capaz de intercambiar Relación Señal a Ruido por ancho de banda de transmisión.

En los sistemas telefónicos, varios canales se multiplexan usando señales BLU(Banda Lateral Unica). La señal multiplexada se modula en frecuencia y se transmite a través de un sistema relevador de microondas con muchos enlaces. En esta aplicación, sin embargo, la FM se utiliza no para efectuar reducción del ruido sino para realizar otras ventajas de la amplitud constante y, en consecuencia, se usa FMBA más que FM de banda ancha. La FM de banda ancha tiene gran uso en los sistemas de comunicación espacial y por satélite. La gran expansión del ancho de banda reduce la Relación Señal a Ruido requerida y por lo tanto el requisito de potencia del transmisor "que es muy importante debido a consideraciones de peso en las comunicaciones

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espaciales. La FM de banda ancha se utiliza también para la radiotransmisión de alta fidelidad a través de áreas limitadas.

Generación de ondas FM

Básicamente, existen dos formas de generación de ondas de FM: generación indirecta y generación directa.

El método indirecto de Armstrong

En este método, la FMBA se genera integrando m(t) y utilizándola para modular en fase a una portadora. La FMBA se convierte después en FM de banda ancha utilizando multiplicadores de frecuencia. Un multiplicador de frecuencia es justamente un dispositivo no lineal. Un simple dispositivo de ley cuadrada, por ejemplo, puede multiplicar la frecuencia por un factor de 2. Para un dispositivo de ley cuadrada, la entrada e,(t) y la salida eo(t) están relacionadas por

el = (DFM = cos (wct + k m(a) da

entonces

eo = cos (wct + k m(a) da

eo = '/2 + % cos(2wct + 2 k m(a) da

El término de cd se filtra para obtener la salida, cuya frecuencia portadora así como la desviación de frecuencia se multiplican por dos. Cualquier dispositivo no lineal, como un diodo o un transistor, se puede emplear para este propósito. Estos dispositivos presentan la característica

eo(t)=ao+alei(t)+a2ei '(t)+ . . . . . . a,ei '(t)

En consecuencia, la salida tendrá espectros en wc, 2wc, ..., nwc con desviaciones de frecuencia Af, 2Af, . . .. . .., nAf respectivamente. Se utiliza después el filtro apropiado para elegir el valor multiplicador que se desee.

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A continuación se muestra el circuito transmisor de FM indirecta:

Generación Directa de FM

Un oscilador cuya frecuencia se puede controlar mediante un voltaje externo es un oscilador controlado a voltaje (VCO). En un VCO, la frecuencia de oscilación varía linealmente con el voltaje de control. Podemos generar una onda de FM utilizando la señal moduladora m(t) como una señal de control. Esto da

w(t) = wc f k m(t)

Se puede construir un VCO utilizando un amplificador operacional y un comparador de histéresis. Otra forma de alcanzar el mismo objetivo consiste en hacer variar uno de los parámetros reactivos del circuito resonante de un oscilador.

La generación de FM directa por lo general produce suficiente desviación de frecuencia requiere poca multiplicación de frecuencia; sin embargo, este método tiene baja estabilidad de frecuencia. En la práctica, se emplea retroalimentación para estabilizar la frecuencia. La frecuencia de salida se compara con una frecuencia constante que genera un oscilador de cristal estable. Se detecta una señal de error (error en frecuencia) y sé retroalimenta al oscilador para corregir el error. A continuación se muestra el circuito generador de FM directa

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DEMODULACION DE FM

En una onda de FM, la información reside en la frecuencia instantánea wi(t) = wc + k m(t). En consecuencia, un circuito selector de frecuencia con una función de transferencia de la forma IH(w)j = aw + b a través de la banda de FM daría como resultado una salida proporcional a la frecuencia instantánea. Existen varios posibles circuitos con estas características. El más simple de ellos es un diferenciador ideal con función de transferencia jw.

Si aplicamos @FM a un diferenciador ideal, la salida será:

@FM = (d/dt) { A cos [ wct + k m(a) da] }

= A [ wct + k m(t) ] sin [ wct + k m(a) da]

La señal @FM se modula tanto en amplitud como en frecuencia, siendo la envolvente A [ wct + k m(t) 1. Ya que Aw = k m < wc, wc + k m(t) > O para toda t, y m(t) se puede obtener mediante la detección de envolvente de (DFM.

La amplitud a de la portadora de FM de entrada se supone constante. Si la amplitud a no fuera constante sino una función del tiempo, habría un término adicional conteniendo a dWdt en el segundo miembro de la ecuación anterior. Aunque este término se despreciara, la envolvente de (DFM sería A(t) [ wct + k m(t) 1, y la salida del detector de envolvente seria proporcional a m(t)A(t). Por lo tanto, es esencial mantener A constante. Ciertos factores, como el ruido de canal, el desvanecimiento y otros, hacen que A varíe. Esta variación de A debe eliminarse antes de aplicar la señal al detector de FM.

Modulación Diqital por Llaveo en Frecuencia (FSK).

Esta modulación consiste en desplazar la frecuencia de una portadora senoidal desde una frecuencia de marca (correspondiente al envío de 1 binario) hasta una frecuencia de espacio (correspondiente al envío de un O binario) de acuerdo con una señal de banda base digital. Esta modulación es idéntica a modular una portadora de FM con una señal digital binaria. Existen dos tipos diferentes de caracterización de una señal FSK, esto depende del método que se utilice para generar dicha señal.

Un tipo se genera conmutando la línea de salida del transmisor entre dos diferentes osciladores. Este tipo genera una forma de onda de salida discontinua en los instantes en que se presenta la conmutación (es decir cuando existe un cambio de un cero a un uno o viceversa) razón por la cual esta es considerada una señal FSK de fase discontinua y la expresión matemática que la representa :

f(t) = Ac Cos( w,t+ 0,) para t, cuando se envía un 1 AC Cos( w2t+ 0,) para t, cuando se envía un O

en donde f, es la frecuencia de marca, y f2 es la frecuencia de espacio.

Como existe un problema de discontinuidad en esta señal se recurre a un circuito para generar una señal FSK de fase continua alimentando la señal de datos a un modulador de FM en donde ahora f(t) estará descrita por :

f(t) = Ac COS( wet+ 0(t))

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en donde 0(t) = Dr 1 m(a) doc

y Df es la constante de desviación de frecuencia y m(t) es una señal digital de banda base. Aunque m(t) es discontinua en el instante de conmutación, la función de fase 0(t) es continua debido a que es proporcional a la integral de m(t). Si la forma de onda de entrada de datos es binaria, tal como una señal de banda base polar, la señal FSK se llama FSK binaria.

Para demodular la señal FSK podemos utilizar un detector de frecuencia (detección no coherente) o mediante 2 detectores de producto (detección coherente) ver figuras . En este tipo de detección también podemos involucrar un filtro acoplado es cual es un filtro que reduce al mínimo el efecto del ruido al mismo tiempo que incrementa al máximo la señal.

Este tipo de modulación es usada en los módem que se utilizan las computadoras (siendo estos externos o internos) y sirven para la transmisión y/o recepción de datos.

SISTEMAS DE COMUNICACION

Existen numerosas formas de comunicación. Dos personas pueden comunicarse entre sí por la voz, los ademanes o los símbolos gráficos. En el pasado se llevaba a cabo la comunicación a larga distancia con medios como sonidos de tambor, señales de humo, palomas mensajeras y señales luminosas. Hoy en día, estas formas de comunicación han quedado superadas por la comunicación eléctrica. Esto se debe a que se pueden transmitir las señales eléctricas a distancias mucho mayores (teóricamente a cualquier distancia en el universo) y con velocidad sumamente alta (3 x I O 8 metros por segundo aproximadamente). En este texto nos dedicaremos exclusivamente a la comunicación mediante señales eléctricas.

Un ingeniero está primordialmente interesado en la comunicación eficiente. Esto implica la transmisión de mensajes lo más rápidamente posible y con un mínimo de errores. Estudiaremos dichos aspectos en forma cuantitativa en el transcurso de este texto. Sin embargo resulta muy ilustrativo analizar cualitativamente los factores que limitan la rapidez de transmisión de información. Por conveniencia, consideraremos la transmisión de símbolos (tales como los símbolos alfanuméricos del idioma inglés) utilizando ciertas formas de ondas eléctricas. En el proceso de su transmisión, estas señales se contaminan con señales de ruido presentes en todas partes y generadas por numerosos fenómenos naturales o provocados por el hombre. Estos últimos, como interruptores de contactos defectuosos, el apagado y el encendido de equipo eléctrico, radiación por ignición y lámparas fluorescentes, emiten constantemente señales de ruido aleatorias. Los fenómenos naturales como las tormentas y descargas eléctricas, la radiación solar se consideran como fuentes de ruido. Otro productor importante de ruido en todos los sistemas eléctricos es el ruido de fluctuación como el ruido térmico en resistores y el ruido de disparo en dispositivos activos. Cuando las señales que transportan el mensaje se transmiten en un canal, sufren alteración debido a las señales de ruido aleatorias y, por consiguiente, son difíciles de identificar en el receptor. Para superar esta dificultad, es necesario incrementar la potencia de las formas de onda portadoras del mensaje, También se debe mantener una determinada relación de la potencia de señal a la potencia de ruido. Esta relación, S/N, constituye un parámetro importante en la evaluación del comportamiento de un sistema.

Consideraremos a continuación el incremento de la velocidad de transmisión mediante la compresión, en la escala del tiempo, de las formas de onda con el objeto de transmitir más mensajes en un cierto intervalo de tiempo. Cuando se comprimen las señales sus variaciones son más rápidas. Esto incrementa naturalmente sus frecuencias. Por lo tanto la compresión de

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una señal plantea el problema de transmitir señales de frecuencias más elevadas. Esto, a su vez, requiere un incremento en el ancho de banda del canal por el que se transmiten los mensajes. En esta forma puede incrementarse la rapidez de comunicación al aumentar el ancho de banda del canal. Por lo tanto, para que la comunicación sea más rápida y de mejor calidad, conviene incrementar la relación de potencias de señal a ruido y el ancho de banda.

Estas conclusiones que resultan evidentes se basan en un razonamiento cualitativo; sin embargo, lo interesante del caso es que el ancho de banda y la relación señal a ruido sean intercambiables. Para mantener una rapidez dada de comunicación que tenga una calidad específica, podemos intercambiar la relación S/N y el ancho de banda y viceversa. Se puede reducir el ancho de banda con el fin de incrementar la relación S/N. Por otra parte, se puede considerar adecuada una relación S/N pequeña si se incrementa en forma correspondiente el ancho de banda del canal. Esto se expresa por medio de la ley de Shannon-Hartley :

C=5 log (I+S/N)

En donde C es la capacidad del canal o la rapidez de transmisión del mensaje y 5 es el ancho de banda del sistema (en Hz). Con una C dada, podemos incrementar 5 y reducir S/N y viceversa.

La ingeniería de comunicaciones se dedica a estudiar la transmisión de señales de un punto a otro. Este problema se presenta en las emisiones de radio y televisión, la comunicación a larga distancia en líneas telefónicas, las comunicaciones por satélite, los sistemas de control remoto, la tele - medición, etc.

Las señales se transmiten de un punto a otro por un canal que puede tener la forma de línea de transmisión (como un canal telefónico) o simplemente por el espacio abierto, en el cual se reciben las señales portadoras de información deseada (como la difusión de radio y televisión, la comunicación por satélite, etc.). En general, cada una de las señales transmitidas tienen un ancho de banda finito y pequeño, comparado con el ancho de banda de l canal mismo. Por lo tanto, si sólo se transmite una señal por canal, éste i se aprovecha adecuadamente, pues se le hace funcionar muy por debajo su capacidad de transmitir información; sin embargo, no podemos transmitir directamente más de una señal a la vez, porque esto causará interferencia entre las señales y éstas no las podremos recuperar individualmente en el extremo receptor. Eso significa que no es posible, mediante un método directo, transmitir más de una conversación en una línea telefónica ni explotar simultáneamente, más de una estación de radio o de televisión. Empleando las técnicas de multicanalización por división de frecuencia o de tiempo, se pueden transmitir vanas señales simultáneamente en el mismo canal.

Multicanalización de señales

Como se mencionó anteriormente, la transmisión de una sola señal por un canal es una situación de mal aprovechamiento. Sin embargo, esto se mejorará si logramos trasladar los espectros de las diferentes señales para ocupen rangos diferentes de frecuencia sin traslaparse. Por lo cual si hacemos una traslación de frecuencia, es decir que llevemos a cabo la modulación de una señal (al multiplicarla por una señal sinusoidal o cosenoidal) y trasladamos su espectro de frecuencia. En consecuencia, empleando las técnicas de la modulación, se puede transmitir simultáneamente por un canal un gran número de señales.

En el caso de varias señales, se traslada el espectro de cada una en una cantidad adecuada, para evitar el traslapamiento de los diferentes espectros. En el extremo receptor, se separan

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las diferentes señales mediante filtros apropiados; sin embargo, los espectros individuales así separados, no representan la señal original ya que han sufrido una traslación. Así, para obtener la señal original, se debe trasladar cada espectro en la cantidad adecuada, de modo que recupere su forma original.

La modulación cumple con el importante propósito en los sistemas que transmiten señales por radiación en el espacio. En la teoría de las ondas electromagnéticas se demuestra que sólo se puede radiar una señal en forma efectiva si la antena radiadora es del orden de un décimo o más de la longitud de onda correspondiente a las frecuencias de las señales radiadas. En la voz humana, la frecuencia máxima es de aproximadamente 10,000 Hz., lo cual corresponde a una longitud de onda mínima de 30,000 metros. Así, para radiar ondas electromagnéticas que correspondan al rango de frecuencia de la voz humana, se necesitaría una antena de varios kilómetros de longitud; esto, desde luego, no es nada práctico. El proceso de modulación traslada el espectro de frecuencia a cualquier rango de frecuencia superior que resulte conveniente, haciendo más fácil radiarlo mediante ondas electromagnéticas. En la práctica, todas las señales de radio y de televisión están moduladas, es decir, el espectro de frecuencia está trasladado a un rango más alto. Por consiguiente, la modulación no solamente permite la transmisión simultánea de varias señales sin interferencia entre ellas, sino que también hace posible su transmisión (radiación) efectiva.

El método de traslación de frecuencia que hemos mencionado no es la única forma de transmitir simultáneamente varias señales en un canal. También es posible transmitir varias señales simultáneamente por un canal, siempre que se les pueda separar en el extremo receptor. Cada señal queda especificada en el dominio del tiempo o el dominio de la frecuencia. Así, en el receptor, recuperamos individualmente las señales, ya sea en el dominio del tiempo o de la frecuencia. En el método de la traslación de frecuencia, todas las señales se mezclan en el dominio del tiempo, pero sus espectros están separados de manera que ocupan diferentes bandas de frecuencia. Se recuperan las señales en el receptor empleando filtros adecuados.

Obsérvese que se recuperan los espectros de las señales individuales, por lo que este método de separación se lleva a cabo en el dominio de la frecuencia. Este procedimiento, en el que las diferentes señales comparten diferentes intervalos de frecuencia, se conoce como sistema de multicanalización por división de frecuencia. En el segundo método, se intercalan las muestras de las diferentes señales y éstas se separan individualmente en el extremo receptor mediante el detector síncrono adecuado. En este caso, recuperamos las diferentes señales en el dominio del tiempo; los espectros de frecuencia de todas las señales muestreadas están mezclados ocupando el mismo rango de frecuencia. Este sistema, en el que todas las señales comparten los diferentes intervalos de tiempo se conoce como sistema de multicanalización por división de tiempo.

Todo lo anteriormente descrito engloba a un sistema de comunicación, en la figura 1 se muestra un sistema de comunicación típico el cual puede modelarse con los siguientes componentes :

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Señal de Sefial

a enwar tecibido

Una fuente, que origina el mensaje, como una voz humana, una imagen de televisión un mensaje de teletipo, o simplemente datos. Si los datos son no eléctricos (la voz humana, mensaje de teletipo, imagen de televisión), deben convertirse mediante un transductor de entrada en una forma de onda eléctrica que se conoce como sena/ de banda base o sefial de mensaje.

El transmisor, que modifica la señal de banda base para una eficiente transmisión.

El canal, que es un medio, tal como un alambre, un cable coaxial, una guía de ondas, una fibra óptica, o un enlace de radio (a través del cual se envía la salida del transmisor).

El receptor, que re procesa la señal proveniente del canal al deshacer las modificaciones introducidas por el transmisor y el canal. La salida del receptor alimenta al transductor de salida, que convierte la señal eléctrica a su forma original, el mensaje.

El destinatario, que es la unidad a la que se comunica el mensaje.

Un canal actúa en parte como un filtro, para atenuar la señal y distorsionar su forma de onda. La longitud del canal incrementa la atenuación, y ésta varía desde un pequeño porcentaje para distancias cortas hasta órdenes importantes de magnitud para la comunicación interplanetaria. La forma de la onda se distorsiona debido a las diferentes cantidades de atenuación y de corrimiento de fase que experimentan las distintas componentes de frecuencia de la señal. Por ejemplo, un pulso cuadrado es redondeado o ampliado mediante el proceso. Este tipo de distorsión, que se llama distorsión lineal, puede ser corregida en parte en el receptor mediante un ecualizador o compensador con características complementarias de ganancia y de fase con respecto a las del canal.

El canal puede también ocasionar distorsión no lineal a través de la atenuación que varía con la amplitud de la señal. Esta distorsión puede también ser corregida en parte mediante un ecualizador complementario en el receptor.

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La señal no es sólo distorsionada por el canal sino también es contaminada a lo largo de la trayectoria por señales indeseables, agrupadas bajo el término genérico de ruido, que son señales aleatorias y no predecibles debidas a causas tanto externas como internas. El ruido externo incluye a la interferencia proveniente de señales transmitidas por canales vecinos: el ruido generado por el hombre por fallas de contactos en el equipo eléctrico, por radiación de la ignición de los automóviles y el ruido natural de los relámpagos, tormentas eléctricas, radiación solar. Con cuidado apropiado, el ruido externo puede minimizarse pero no o eliminarse por completo. El ruido interno resulta del movimiento térmico de los electrones dentro de los conductores, la emisión aleatoria y la difusión o recombinación de portadoras de carga dentro de los dispositivos electrónicos. El ruido es uno de los factores básicos que establece un limite sobre el índice de comunicación.

La relación de señal a ruido (S/N) se define como la relación de la potencia de la señal a la potencia del ruido. El canal distorsiona a la señal y el ruido se acumula a lo largo de la trayectoria. Peor aún, la intensidad de la señal decrece mientras el nivel del ruido aumenta con la distancia desde el transmisor. Por consiguiente, la relación S/N va decreciendo en forma continua a lo largo del canal. La amplificación de la señal recibida para compensar la atenuación no es útil debido a que el ruido se amplificará en la misma proporción, y la relación S/N se conserva, en el mejor de los casos, sin cambio.

Mensajes Analógicos y Diqitaies

Los mensajes pueden ser digitales y analógicos; los mensajes digitales se construyen con un número finito de símbolos. La voz humana podemos considerarla como un mensaje digital, ya que se construye con un vocabulario finito de un lenguaje. De manera similar, un mensaje telegráfico en código Morse es

un mensaje digital construido con un conjunto de solo dos símbolos: raya y punto; es, por lo tanto, un mensaje binario, que comprende solamente dos símbolos. Un mensaje digital construido con M símbolos se llama mensaje M-ario.

Por otra parte, los mensajes analógicos se caracterizan por contener datos cuyo valor varía en un rango continuo. Por ejemplo, la temperatura o la presión atmosférica de cierta localidad pueden variar dentro de un rango continuo y pueden tomar un número infinito de valores posibles. De manera similar, la forma de onda de un discurso contiene amplitudes que varían dentro de un rango continuo. En un intervalo de tiempo dado, existe un número infinito de formas de onda de la voz, en contraste con sólo un número finito de mensajes digitales posibles. Los mensajes digitales se transmiten utilizando un conjunto finito de formas de onda eléctricas; por ejemplo, en el código Morse, una raya puede transmitirse mediante un pulso eléctrico de amplitud N2, y un espacio puede transmitirse mediante un pulso de amplitud -N2. En un caso M-ario, se utilizan M pulsos (o formas de onda) eléctricos distintos; cada uno de los M pulsos representa a uno de los M símbolos posibles. La tarea del receptor consistirá en extraer un mensaje de una señal distorsionada y afectada por ruido a la salida del canal. La extracción del mensaje es en ocasiones más fácil en las señales digitales que en las señales analógicas. Consideremos el caso binario: se codifican dos símbolos como pulsos

rectangulares de amplitudes N 2 y -N2. La única decisión en el receptor será la selección entre dos pulsos recibidos posibles, no entre los detalles de la forma del pulso; la decisión se toma rápidamente con razonable certidumbre, aun si los pulsos se encuentran distorsionados y afectados por ruido (fig. 2). En consecuencia, un sistema de comunicación digital puede transmitir mensajes con mayor exactitud que un sistema analógico en presencia de distorsión y ruido.

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t

La posibilidad de utilizar repetidores regenerativos es una ventaja adicional para la comunicación digital. Una estación repetidora detecta los pulsos y transmite nuevos pulsos limpios, combatiendo en esta forma la acumulación de distorsión y de ruido, y permitiendo la transmisión de información a través de distancias más largas y con más exactitud. En contraste con los mensajes digitales, la forma de onda de los mensajes analógicos es importante, y aún una leve distorsión o interferencia en la forma de la onda ocasionará un error en la señal recibida. Existe una dificultad adicional: un repetidor regenerativo no es viable para las señales analógicas, ya que el ruido y la distorsión, no importa lo pequeños que sean, no podrán ser eliminadas de una señal. Como resultado, la distorsión y la interferencia por ruido son acumulativas a través de toda la trayectoria de transmisión. Para superar esta dificultad, la señal se atenúa continuamente, a lo largo del trayecto de transmisión; entonces, con el aumento de la distancia la señal se hace más débil mientras que la distorsión y el ruido se hacen cada vez más fuertes.

Finalmente, la señal, dominada por la distorsión y el ruido, queda mutilada. La amplificación es de escasa ayuda, ya que acentúa la señal y el ruido en la misma proporción. En consecuencia, la distancia a través de la cual se puede transmitir un mensaje analógico es limitada por la potencia del transmisor. No obstante, la comunicación analógica es ampliamente utilizada a pesar de estos problemas. Cabe señalar que existe la tendencia a reemplazar los sistemas analógicos por sistemas digitales. ya que estos últimos han venido a ser más económicos debido a una dramática reducción de costos lograda en la fabricación de los circuitos digitales.

En resumen la comunicación digital presenta varias ventajas con respecto a la comunicación analógica y mencionaremos las siguientes :

1. La comunicación digital es fuerte en el sentido de que es más inmune al ruido de canal y a la

2. Los repetidores regenerativos a lo largo de la ruta de transmisión pueden detectar una señal

3. La implementación del hardware digital es flexible y permite el uso de microprocesadores,

distorsión del canal.

digital y retransmitirla limpia (libre de ruido).

conmutación digital y circuitos integrados a gran escala.

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4. Las señales digitales pueden ser codificadas para obtener indices de error extremadamente

5. Es más fácil y más efectiva la multiplexión de varias señales digitales. 6. La comunicación digital es inherentemente más eficiente que la analógica en la realización

bajos y alta fidelidad, así como privacía.

del intercambio de la relación S/N por ancho de banda.

Conversión analógica a digital

Existe un punto de reunión de las señales analógicas y digitales: su conversión de analógicas a digitales (conversión ND). El espectro de frecuencia de una señal indica las magnitudes relativas de las diferentes componentes de la frecuencia. El feorema del muestre0 establece que si la frecuencia más alta del espectro de la señal es B (en Hz), la señal se puede reconstruir a partir de sus muestras, tomadas a una razón no menor que 28 muestras/segundo. Esto significa que para transmitir la información dentro de una señal continua, se necesita solamente transmitir sus muestras. Desafortunadamente, los valores de las muestras no son todavía digitales ya que se encuentran dentro de un rango continuo y pueden tomar uno o cualquiera del número infinito de valores del rango. Esta dificultad se resuelve mediante lo que se conoce como cuantificación, en donde cada muestra se aproxima, o redondea, al nivel cuantificado más próximo. (ver fig. 3) Las amplitudes de la señal, m(t) están dentro del rango (- mp ,m,), que se subdivide en L intervalos, cada uno de magnitud Av= 2m,/L. La magnitud de cada muestra se aproxima al punto medio del intervalo en el cual desciende el valor de la muestra. Cada muestra se aproxima ahora a uno de los L números. La información queda así digitalizada. La señal cuantificada es una aproximación de la señal original. Se puede mejorar la exactitud de la serial cuantificada a cualquier grado que se desee aumentando el número de niveles L

-P

P

FIGURA 3 EN LA GRÁFICA SUPERIOR VEMOS EL MUESTRE0 Y EN LA INFERIOR LA CUANTlFlCAClÓN DE UNA SEÑAL

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Durante cada intervalo de muestre0 To, se transmite una muestra cuantificada, la cual toma uno de los L valores. Se pueden construir éstas, utilizando un pulso básico rectangular de amplitud N 2 y sus múltiplos ( &(N2), k(3N2) k (5N2) ) para formar L distintas formas de onda que se asignarán a los L valores que se van a transmitir. Las amplitudes de dos cualesquiera de estas formas de onda son separadas cuando menos en A para protección contra interferencia debida a ruido y a la distorsión de canal. El caso binario tiene gran importancia práctica debido a su simplicidad y facilidad de detección. Virtualmente, toda la comunicación digital hoy en día es binaria.

Modems en la actualidad

Si bien existen muchas formas de conectarse a Internet, la más popular y económica es la línea telefónica. Esto implica usar un aparato denominado módem (modulador/ demodulador) que se encarga de convertir las señales digitales de la computadora en señales análogas que pueden viajar por el

cableado telefónico y viceversa. El parámetro más importante de un módem es su velocidad de conexión, medida en kilobauds por segundo (Kbps). Siendo las velocidades más comunes hoy en día 33.6 Kbps y 56 Kbps. Este número equivale a la cantidad de bits que se pueden enviar o recibir por segundo. En realidad no son iguales ambas cantidades, pues durante la comunicación es necesario ocupar algunos bits para control y verificar que los datos lleguen bien. El asunto se complica si se tiene en cuenta que los modems actuales comprimen los datos que manejan en tiempo real para aumentar su capacidad de transferencia.

El resultado es que la velocidad a la que se conecta el módem a la computadora debe ser por lo menos dos veces mayor a la velocidad física a la que se conecta con otro de sus mismas capacidades. Por ejemplo, si un módem es de 28.8 Kbps la computadora debe conectarse a una velocidad de 57.6 Kbps para mejorar la eficiencia del proceso. Existen dos tipos principales de modems: externos e internos. Los primeros son dispositivos que se conectan por fuera a la computadora, por lo general por el puerto serial (conocido también como puerto RS-232). Tienen la ventaja de ser fáciles de instalar y pueden compartirse entre varias máquinas, cuentan con luces indicadoras del estado de una conexión y consumen energía sólo cuando se prenden. Sin embargo, ocupan espacio en el escritorio y son un poco más caros que los modelos internos. Por otra parte existen tarjetas que permiten conectar un módem de forma interna al bus ISA o al bus PC1 de una PC. Cuentan con toda la electrónica necesaria de un puerto serial tal y como lo espera la computadora. AI ser internos no requieren una fuente de alimentación adicional, ni un empaque de plástico, lo que reduce su precio. Creative Labs ofrece tarjetas con las funciones de módem y sonido, con lo que permiten contar con servicios de telefonía digital. Los modems internos pueden ser más difíciles de configurar (hay que lidiar con números de interrupciones y direcciones de puertos), implican abrir la máquina para su instalación y no cuentan con luces indicadoras de estado.

Línea telefónica

“Las líneas telefónicas en México no sirven para telecomunicaciones”, Este es un mito muy extendido y equivocado pero como todos encierra un poco de verdad. El hecho es que por mucho tiempo las líneas telefónicas nacionales carecían de la suficiente calidad para lograr una comunicación estable. Pero eso ha cambiado, Teléfonos de México (Telmex) ha recableado y cambiado la mayor parte de sus centrales a sistemas digitales, más acordes con las nuevas necesidades. Conexiones a 28.8 Kbps son normales y la gran mayoría de los proveedores de acceso a Internet los manejan como plataforma base. Con una línea de buena calidad y un módem que maneje el protocolo correcto es posible alcanzar hasta 33.6 Kbps. Aun así subsisten casos donde es imposible lograr la velocidad máxima del módem. Esto se debe por

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lo general a cables defectuosos en la instalación local o al aislamiento insuficiente contra posible ruido electromagnético como pueden ser motores, equipo electrónico defectuoso o maquinaria pesada. Si un recableado local o reubicación de equipo no soluciona el problema, es hora de llamar a los técnicos especializados de la compañía telefónica indicándoles con claridad que la línea no funciona bien con un módem.

56 Kbps ... Promesas y limitaciones

La cercanía geográfica con Estados Unidos permite que ciertos avances tecnológicos entren más rápido al país. En el caso del acceso a Internet, los modems de 56 Kbps pueden significar un enlace de casi la misma velocidad que un ISDN (Red Digital de Servicios Integrados de 64 Kbps) a una fracción de su precio y sin necesidad de infraestructura muy sofisticada. Cuando aparecieron los de 28.8 Kbps hace casi cinco años, se mencionaba a estos como el límite de la velocidad de la luz. Es decir la velocidad máxima a la que era posible conectar dos modems. En forma estricta no se ha rebasado este limite, aun los modems de 33.6 y 56 Kbps implican una reorganización de la forma en que se codifican las señales y la suposición que las líneas son de una calidad superior a la definida por los estándares de telefonía. Sin embargo, el límite está impuesto por razones técnicas que siguen siendo válidas.

Lograr 56 Kbps implica varías concesiones sobre cómo se debe transmitir una señal y el hecho que las líneas telefónicas ya no son 100% análogas además es necesario contar con enlaces de fibra óptica en la líneas telefónicas. Con el paso de los años las compañías de teléfonos han convertido la mayor parte de sus centrales a sistemas digitales, más inmunes al ruido comparados con los medios análogos.

Esto significa que la mayor parte del recorrido de una señal es digital (vía enlaces de ese tipo o fibra óptica entre centrales) y la parte análoga sólo es la famosa ú/tima milla, el tramo de conexión entre la central y el teléfono local. Si se elimina una conversión digital - análoga entre la central y un proveedor de servicios con el equipo adecuado, se pueden alcanzar los mágicos 56 Kbps con menor probabilidad de errores. La necesidad de líneas de buena calidad no desaparece, pues en caso de no contarse con éstas, los nuevos modems se bajarán a velocidades de V.34(28.8 o 33.6 Kbps).

No obstante, esta técnica tiene ciertos detalles. Así, si existe alguna conexión análoga en el camino (por ejemplo, una vieja central telefónica por la que deba pasar la llamada) la señal no resiste el proceso de conversión. Tampoco es compatible con técnicas de compresión de voz digital (ADPCM) o servicios de mejoramiento de voz que ofrecen algunas compañías. La conexión tampoco puede realizarse en forma directa entre dos modems de 56 Kbps, pues es necesario que un extremo del enlace sea digital. Por otra parte, los 56 Kbps no son bidireccionales. Dependiendo de la técnica usada, la velocidad a la que el módem enviará datos al proveedor puede variar entre 33.6 y 45 Kbps. Lo que limita su uso para servidores dedicados o aplicaciones bidireccionales como juegos o teleconferencia.

Para México existe también la duda de la infraestructura. Saber si las centrales digitales de Telmex pueden ser adaptadas a esta tecnología y si el cada vez mayor tráfico del propio Internet no anulará cualquier aumento en la velocidad del módem. Pero el principal problema de utilizar los modems era la carencia de un estándar definido. Las dos principales tecnologías en competencia son por una parte Lucent y Rockwell (Hayes, Motorola y Multitech, entre otros) con su V.flex2, mientras que por el otro lado está US-Robotics con el K56plus o X2, ambas han sido postuladas para su estandarización pero no eran compatibles entre sí. Actualmente es un problema que ha sido solucionado debido a que existió una suficiente presión comercial razón por la cual existe una compatibilidad entre ambos estándares que es aceptado por todos los

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involucrados en el mundo de los modems y teniendo como consecuencia la existencia de los llamados winmodems que son modems internos que son compatibles con cualquier estándar de interconexión y de un precio muy barato.

Radiomodems

En las comunicaciones digitales existe una extensa área de técnicas de comunicaciones, incluyendo transmisión digital y radio digital. La transmisión digital es la transmisión de pulsos digitales entre dos o mas puntos de un sistema de comunicación. Para esta transmisión es necesario de un elemento físico entre el transmisor y el receptor como por ejemplo : un par de cables o un cable de fibra óptica. El radio digital es la transmisión digital de portadoras analógicas moduladas, de manera digital entre dos o mas puntos del sistema de comunicación. El medio de transmisión es el espacio libre de la Tierra.

Las comunicaciones digitales vía radio no son nada nuevo, pero exigen un requerimiento básico, el de disponer de una licencia de radioaficionado y una emisora de radio. Por esta razón constituyen un tema poco conocido. Las TNCs, por lo general, son externas y se conectan a la computadora por un puerto serie. Las comunicaciones digitales de radioaficionado se denominan, en su propio medio, Packet.

La velocidad

Existen algunas distinciones entre las comunicaciones digitales vía telefónica y vía radio esencialmente en los tipos de conexiones tanto respecto del hardware como del software que utilizan. Sin embargo, sus funciones son básicamente las mismas: convertir las señales digitales de la computadora en analógicas y a la inversa.

La principal diferencia entre ambas es la velocidad. En el módem telefónico, el límite actual de velocidad de transferencia es la calidad de la línea telefónica. En las TNCs (Terminal Note Computer), la rapidez dependerá del ancho de banda de la frecuencia en que se emita. Así, por ejemplo, la de 1200bps es una velocidad prácticamente en desuso en los modems telefónicos, mientras que es el estándar vía radio. No obstante, actualmente se están imponiendo los 9,600 bps. Las velocidades superiores a éstas se dan muy rara vez en las TNCs.

Corrección de errores

En los modems a través de la radio los mecanismos de protección contra errores en la transferencia de información son más sofisticados que en los telefónicos. Esto se debe a que en una misma línea telefónica normal sólo puede haber dos usuarios interconectados, y por lo tanto los errores casi siempre se deben a ruido en la línea. En cambio, vía radio puede haber muchos usuarios conectados en la misma frecuencia, de manera que tienen que existir unos sistemas de hardware y software que discriminen, por así decirlo, los paquetes de información destinados a un usuario determinado. Además, existen infinidad de condiciones que pueden influir en el ruido en una frecuencia, incluidas las condiciones metereológicas.

Comandos internos

Los modems telefónicos disponen de comandos internos llamados AT, que sirven para comunicarse con el software y configurar distintos aspectos de la comunicación. Las TNCs disponen también de comandos internos, pero son muy superiores en número y sofisticación. Casi todas las TNCs incorporan en la misma EPROM en la que residen, los comandos

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internos, lo que se llama una PBBS, o Personal Bulletin Board System. La PBBs es parecida a una BBS telefónica, pero dedicada exclusivamente a mensajería y con un número limitado de mensajes. Se encarga de almacenar en una memoria interna del módem los mensajes que otros usuarios dejan, incluso cuando no esté encendida la computadora ni cargado el programa de comunicaciones. Sólo es necesario tener en funcionamiento el equipo de radioaficionado y la TNC. Para acceder a los mensajes almacenados y realizar el mantenimiento de esta mini BBS, es necesario encender la computadora y cargar el programa de comunicaciones. Para leer dichos mensajes, el propietario del módem lo conecta, por así decirlo, con el suyo.

Software de comunicaciones

Los programas existentes para esta clase de modems son casi todos shareware o freeware, lo cual no significa que sean de baja calidad. Las diferencias con los programas habituales de comunicaciones vía telefónica son numerosas, dado que tanto el establecimiento de una conexión como la gestión de BBS, mensajería y transferencia de archivos es totalmente distinta. En una conexión telefónica, cuando se quiere entrar en una BBS, el programa de comunicaciones se encarga de marcar el número de teléfono indicado, generalmente mandando al módem el comando AT DT número, dependiendo de si la línea es digital o no. Vía radio no se usa el comando AT sino que existen comandos diferentes para cada función. El comando de conexión es simplemente una C seguida del indicativo del radioaficionado o BBS con la cual se quiere conectar. El indicativo sustituye al número telefónico, y está formado por una serie de letras y números que la Secretaría de Comunicaciones y Transportes adjudica al radioaficionado cuando éste obtiene la licencia.

La TNC o el programa de comunicaciones manda a intervalos regulares una señal, que consiste en una serie de caracteres que indican que se trata de la frecuencia. De esta forma, otros radioaficionados que se encuentran en la misma frecuencia recibirán esta señal y sabrán qué estaciones estarán disponibles.

Los programas de Packet más conocidos son el TPK y el PYM, muy similares a primera vista a cualquier otro software de comunicaciones, pero distintos en funciones y características. El primero incorpora un potente Gestor de correo y Mensajería. El programa recibe automáticamente de las BBS que estén en frecuencia las cabeceras/títulos de los mensajes, de tal forma que se puedan ver marcar los que se deseen. Así, cada cierto tiempo, el programa se conectará automáticamente a la BBS, recogiendo los mensajes marcados. A esta operación se le llama Forwarding. Además, el TPK es altamente programable mediante un lenguaje propio a base de scripts y dispone de una amplia ayuda . El PTM no incorpora funciones de correo tan amplias como el TPK, pero incluye una mini BBS, de modo que cualquier usuario se pueda conectar y dejar sus mensajes, realizar BBS y correo electrónico

Una BBS en Packet es totalmente distinta a una telefónica. Puesto que las velocidades son inferiores, se prescinde de todo aquello que pudiera ralentizar algo en el funcionamiento. Por esta razón, al conectarse sólo aparece un sencillo mensaje de bienvenida, seguido de una barra de comandos muy simple. El nombre de la BBS vendrá dado por el indicativo de su Sysop. Todo lo referente a la mensajería es más sencillo: no existen las llamadas Breas de mensajes, únicamente un área global donde están todos los mensajes de la BBS. Esto se debe básicamente a dos razones: por una parte el número de usuarios es bastante reducido, aunque diariamente se dejan muchos mensajes; la otra razón es que, en un principio, la mensajería en Packet tiene como fin la exposición y solución de problemas de carácter técnico entre radioaficionados. Aunque en la actualidad esto ha cambiado mucho, sigue habiendo ciertas normas de conducta.

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En cuanto a la transferencia de archivos, los protocolos no son los mismos, excepto el ASCII. Los más extendidos en las comunicaciones por radio son el YAPP y el YAPP-C. Cuando se inicia la transferencia de un archivo, la operación se puede detener y volver a continuar en cualquier otro momento. Otra característica común de casi todas las BBS vía radio es la posibilidad de entrar en lo que se llama FBB-DOS. Es como acceder al disco duro de la BBS utilizando gran cantidad de los comandos del MS-DOS relativos a discos. Se exceptúan los de carácter destructivo (Del, Format, etc.).

Una cualidad que atraerá a muchos adictos a los módem es que las BBS por Packet no tienen ninguna clase de restricción o ratio a la hora de hacer downloading (cargar archivos). El primero es imprescindible para obtener la licencia de radioaficionado, con la cual se obtiene el indicativo. También es necesario disponer de un equipo de radioaficionado. Este se compone de una emisora que emita en las frecuencias establecidas para Packet. Las más comunes son 144,650 MHz para 1200 bps y 430,500 MHz para 9600. Las emisoras de la primera frecuencia son las llamadas de 2 m y las de la segunda de 70 cm (esas medidas corresponden a la longitud de onda de dichas frecuencias). Nuevamente, existe una diferencia importante respecto a un módem telefónico, ya que éste suele funcionar en un modo llamado Full-Duplex. Es decir, es capaz de enviar y recibir datos simultáneamente por la línea telefónica. En Packet, y con una emisora normal, se usa el modo Simplex, o lo que es lo mismo, no se pueden enviar o recibir datos simultáneamente. Con este modo, las prestaciones respecto al módem común se ven notablemente reducidas. Para resolver este inconveniente existen ciertas emisoras llamadas Bi-Banda, con las cuales se emite en una frecuencia y al mismo tiempo se puede recibir en otra. El equipo de radioaficionado no se reduce sólo a la emisora, también es necesaria una antena específica para la frecuencia en la que se emita y, si es necesario, un amplificador lineal.

El estándar RS-232C

El puerto RS232C, presente en todas las computadoras personales, es la forma más comúnmente usada para realizar transmisiones de datos entre computadoras que no cuenten con tarjeta de red.

El RS232C, consiste en un conector tipo Sub-D de 25 pines, tipo hembra, aunque es mas común encontrarse con el Sub-D de 9 pines, ya que es más económico incluso más difundido por ciertos periféricos (como el ratón serie de la PC). De cualquier modo nunca se emplean mas de los 9 pines en el conector DB-25. Las señales que suelen manejarse por este puerto serial son digitales de +12V ( O lógico) ó -12V (1 lógico), para la entrada y salida de datos, y a la inversa en las señales de control. Dependiendo de la velocidad de transmisión empleada, es posible tener cables hasta de 15m de longitud entre las computadoras.

En la figura siguiente se muestra el conector DB-9 que se empleará en la interconexión de las señales generadas por la computadora y que servirán de alimentación del modem FSK

\ E 7 a g I O 0 0 0

Conector DB-9 con terminales tipo macho (vista de frente)

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En la siguiente tabla se indica la señal que maneja de cada pin del conector DB-9

1 CD Detección de portadora 2 RXD Recepción de datos 3 TXD Transmisión de datos 4 DTR Terminal de datos lista 5 GND Terminal de tierra 6 DSR Fijación de datos lista 7 RTS Requerimiento de envío 8 CTS Borrar para envío 9 RI Indicador de llamada

Las señales TDX,DTR y RTS son de salida mientras que RXD, DSR, CTS y CD son de entrada.

El puerto serial

La computadora controla el puerto serial mediante un circuito integrado específico, llamado UART (Transmisor-Receptor Asíncrono Universal). Normalmente se utilizan los siguientes modelos de este chip: 8250 (bastante antiguo, solamente alcanza hasta 9600 baudios), 16450 (versión corregida del 8250, llega hasta 1 15200 baudios) y 16450 (versión corregida del 8250, llega hasta 11 5200 baudios) y 16550 (con buffer de E/S).

Debemos tomar en cuenta que en los sistemas operativos militares, es necesario tener una UART 16550A a o superior para sobrepasar los 9600 baudios sin que se produzcan pérdidas ocasionales de caracteres.

Para controlar el puerto serial, la PC emplea direcciones de puertos E/S y líneas de interrupción (IRQ). Para el AT-286 se escogieron las direcciones 3F8H ó (Ox3F8) e IRQ4 4 para el puerto COMI (puerto de comunicaciones serial I ) , 2F8H e IRQ 3 para el COMZ. El estándar para la PC hasta aquí llega, por lo que añadir más puertos seriales, se puede escoger las direcciones 3E8 y 2E8 para el COM3 y COM4, pero las IRQ no están especificadas. Cada usuario debe elegirlas con respecto a la disponibilidad de su PC en cuanto a las IRQ. Una IRQ puede estar compartida por un puerto serial, siempre y cuando no se utilicen simultáneamente.

Requisitos

Son necesarios ciertos requisitos para poner una estación de Packet. Lo primero es obtener la licencia de radioaficionado, con la cual se obtiene el indicativo. Para ello hay que presentar exámenes en la Escuela Oficial de Telecomunicaciones. Para aprobar estas pruebas basta con saber un poco de electricidad, electrónica y de temas relacionados con la radiofrecuencia así como conocer la legislación vigente sobre radioafición.

Alcance

La situación y el tipo de las antenas son la clave para lograr un buen alcance. En la mejor de las situaciones, el alcance es de 30 a 60 Km. como máximo a unos 10 watts de potencia en la antena. Esto hace imprescindible la ayuda de unos dispositivos instalados estratégicamente en diversos puntos geográficos, y que reciben el nombre de repetidores digitales. Gracias a ellos, la información es enviada a un punto más lejano, al cual nunca se podría llegar en directo. Su

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funcionamiento es similar al de los repetidores de televisión: los datos son enviados en una determinada frecuencia hacia un repetidor, el cual a su vez reenvía la señal a un nuevo repetidor o estación.

Modelos de TNCs

Existen varios modelos de modems vía radio. Las dos casas más conocidas en la fabricación de estos aparatos son Kantronics, con sus modelos KAM (Kantronics All Mode) y MFS. Las diferencias entre ambas no son muchas, ya que las dos tienen una velocidad de 1,200 bps. La KAM ofrece la posibilidad de codificar/decodificar morse, y posee unos comandos internos y PBBs algo mejores que la MFS. Esta última tiene como características destacables la posibilidad de añadir módulos de ampliación de velocidad hasta los 9,600 bps y la de recibir JVFAX (FAX vía radio). Algunas de estas características demuestran que las TNCs no sólo sirven para las comunicaciones digitales habituales, sino también como codificadores/decodificadores de otras modalidades de radio-emisión, como pueden ser el morse, radio teletipos y recepción de imágenes enviadas por satélites.

Aunque más lento, un módem vía radio supone el ahorro del costo del servicio telefónico. Además, si una persona vive en un punto al que nunca llegaría la línea telefónica, podría conectarse digitalmente con otras partes del mundo a través de la radio.

A continuación se muestra el diagrama a bloques del sistema de comunicación llamado Radio- Modem y que fue desarrollado a Io largo del Proyecto de Ingeniería Electrónica I y II

Antena

Breve descripción del RadioModem

+ Fuente analógica .- De aquí saldrá la información que será transmitida. + Módem .- Será la circuitería encargada de realizar de la conversión analógica-digital y

digital-analógica de la información a enviar. La velocidad de procesamiento de la información será de 300 bps.

+ Emisor y Amplificador Lineal .- Será la circuitería encargada de entregarle potencia a la información a enviar y transmitirla por el espacio libre.

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DESARROLLO

INTRODUCCION

La nota de la aplicación describe la construcción de un sistema del módem simple que usa la conmutación de desplazamiento en frecuencia, FSK, para la transmisión serial de los datos. El sistema utiliza los circuitos integrados XR-2206 como un modulador, el XR-2211 como un demodulador y un amplificador XR-4136 como un filtro pasabandas. Estos tres IC's constituyen un funcionamiento completo de 300 baudios, en comunicación full-duplex de un módem de FSK.

DESCRIPCION GENERAL

La figura 1 muestra el diagrama a bloques de un sistema de FSK. El sistema completo se comprende de un módem respuesta y un módem origen. El módem de respuesta convertirá los datos de la entrada a 1070 Hz o 1270 Hz y lo envían a la línea telefónica, mientras se descifraran los 1 y O en un rango de frecuencias de 2025 Hz y 2225 Hz que serán recibidos en la línea. El módem origen simplemente invierte las frecuencias a su rendimiento que corresponde a un 1 o un O a su entrada de los datos. La línea híbrida dirigirá estas frecuencias a la línea telefónica mientras recibe frecuencias para ir al filtro pasabandas y al demodulador. Este bloque proporcionará aislamiento entre el modulador-demodulador en cada extremo. El filtro pasabandas se usa para quitar las señales no deseadas y el ruido recibidos de la línea telefónica antes de que ellos alcancen el demodulador.

El demodulador PLL cerrará con llave hacia las frecuencias entrantes a su entrada y producirá I o O a la salida. En la salida de la detección de la portadora se producirá un bajo O como señal de salida cuando los datos válidos se empiezan a recibir.

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FUNCIONAMIENTO y CALIBRACION

El circuito se ha diseñado para un funcionamiento de +I2 volts. Las entradas de los datos admiten niveles señalados compatibles con TTL, mientras los rendimientos proporcionan niveles de señales entre O y +I2 V.

La calibración es hecha primero ajustando el modulador. Con una señal de un bajo en su entrada, se ajustan R21 para 1270 Hz o 2225 Hz para el módem origen y conteste respectivamente. Entonces con una señal de un alto en R22 se ajustan para 1070 Hz o 2025.

El demodulador es ajustado alimentando una señal senoidal alternada entre las frecuencias de 1070 Hz / 1270 Hz o 2025 Hz / 2225 Hz a la entrada del módem. La frecuencia de modulación debe ser de 150 Hz, el cual es un medio de la proporción del sistema de 300 baudios.

El módem de respuesta puede usarse para manejar el módem origen y viceversa. Si se ajusta R19 entonces se obtiene onda cuadrada de 50% ciclo de trabajo sobre los datos recibidos.

Se usa R20 para poner el nivel de rendimiento del modulador. Con el rendimiento del modulador puesto a -6 DBm, el sistema operará con un rango en la señal de entrada de + I O DBm a -48 DBm. La figura 1 muestra sistema de comunicación vía módem considerando la nota de aplicación del manual de Exar.

Pero la aplicación tomada del manual estaba pensada para ser utilizada en conjunto con una sistema telefónico pero queremos desarrollar un sistema de comunicación en donde la información se radiara por el espacio libre de la atmósfera entonces tuvimos que analizar el funcionamiento de la aplicación de la construcción del módem para poderlo vincular con un sistema que contara con un transmisor y receptor. Debido a los aspectos que se abordaron en el Capitulo 2 y las características eléctricas propias de módem FSK determinamos que tanto el transmisor como el receptor utilizaran la técnica de modulación en frecuencia. Por lo tanto podíamos empezar a visualizar al sistema denominado Radiomódem como se muestra en la figura 2.

Primeramente nos dedicamos a resolver el problema de contar con un software que fuera capaz de mandar señales de voltaje al puerto serial de la computadora que fueran compatible con las señales que manejaban la circuitería del módem. AI principio desarrollamos programas realizados en el lenguaje de Programación Visual Basic en donde habilitábamos el puerto serial pero al medir la amplitud de las señales obtenidas consideramos que estas no eran lo suficientemente grandes para excitar al módem o que tal vez el programa no funcionaba de manera correcta. Así mientras uno de los integrantes del equipo seguía trabajando en el software y otro de los integrantes investigaba si se podían utilizar algunos amplificadores de voltaje, el otro integrante del equipo se dedico a buscar en el Internet un software que nos fuera útil. Afortunadamente esta última acción fue la solución de nuestro problema pues se encontró el software gratuito denominado AirTest (para mayor información de este software ver la página web www.proqrammersheaven.com )en el cual se puede enviar la información no solo al puerto serial sino también al puerto paralelo de una computadora. Las características de las computadoras asignadas para este proyecto fueron unas 586, que tuvieran Windows 95 y un puerto serial que se encontrara en buen estado. Otra de las bondades de este programa es que permite que el proceso de envío de información a los puertos se puede regular la velocidad de la información, así los datos pueden ser enviados a los puertos con una velocidad desde 300 bps hasta los 9600 bps. El software que utilizamos bien lo podemos describir como un

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programa que simula el funcionamiento de un módem comercial. En la gráfica siguiente se muestra la forma de onda de las señales obtenidas en el puerto serial que eran enviadas por el programa de computación. La amplitud de la señal era de 24 volts pico a pico por lo cual se empleo un voltaje de offset de 12 volts con la finalidad de aplicar 12 volts como señal de entrada al módem FSK. Es importante mencionar que la señal de voltaje de 24 Vpp se lograba al apretar una sola tecla y sin tomar en cuenta si se tratara de la tecla de una letra o de un numero, lo que variaba era la duración de la señal. Además dicha señal tenia un numero indistinto de pulsos cuadrados.

1 0 - : V o l t a j e ( v o I t s )

5 -

3 4 5 t ( s e g u n d o s )

- 5 -

FIGURA 3 Forma de onda obtenida en el Puerto Serial

Así la siguiente etapa que se desarrolló fue la de acoplar las señales obtenidas en el puerto serial con el módem FSK, dicho proceso fue soldando unos cables a los pines 2,3 y 5 del conector DB9 y cuya descripción del mismo se encuentra en éI capitulo 2.

El paso siguiente fue la construcción del Módem utilizando los circuitos integrados XR2206 y XR2211. El XR-2206 es un circuito integrado con la capacidad de producir formas de onda de alta calidad tales como señales senoidales, cuadradas, triangulares y rampa de alta gran estabilidad y exactitud. Las formas de onda de salida pueden ser moduladas en amplitud y frecuencia mediante un voltaje externo. La frecuencia de operación puede estar seleccionada externamente en un rango de 0.01 Hz hasta un poco mas de 1 MHz. Este circuito es idealmente adaptado para comunicaciones, instrumentación, y aplicaciones de generador de funciones requeridas en AM, FM, o FSK. La frecuencia de oscilación puede ser barrida desde un rango de frecuencias de 2OOO:l con un control externo de voltaje, mientras sé esta manteniendo una baja distorsión en las señales a manejar.

El circuito integrado XR-221 es un sistema PLL (phase-locked loop) especialmente diseñado para aplicaciones de comunicaciones de datos. Es particularmente usado para aplicaciones como módem FSK. Opera sobre un rango de voltaje de alimentación que puede ir desde 4.5 V. hasta 20V y soporta un ancho de banda de frecuencias desde 0.01 Hz hasta 300 KHz. Puede manejar señales analógicas que se sitúen entre los 300 mV y los 3V y puede servir de interface con familias lógicas como TTL, ECL y DTL. El circuito consiste de un básico PLL para el seguimiento de una señal de entrada sin banda de paso, un detector de cuadratura de fase el cual provee de detección de portadora, y un comparador de voltaje FSK el cual provee de demodulación FSK. Los componentes externos son usados para poner de manera independiente la frecuencia central, el ancho de banda y el retardo de salida. Un voltaje interno de referencia es proporcional al voltaje de alimentación el cual es provisto en un pin de salida

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Siguiendo el diagrama de conexiones de la figura 3 y para el cual los valores de los resistores y capacitores indicados en la hoja de aplicación AN-20 se trató de que fueran lo mas aproximados por lo cual se hicieron arreglos en serie y paralelo para obtener dichos valores. Los valores utilizados se listan a continuación y además se indica con un asterisco los valores que tuvieron que ser aproximados considerando la formación de arreglos de resistencias y capacitores en serie y paralelo.

Es importante mencionar que los resistores utilizados son de película de carbón y tienen una tolerancia de +5% y son a Xi de watt, los potenciómetros utilizados son preajustables multivueltas y de una vuelta y con una tolerancia de + I O % , los capacitores usados son de película plástica, electrolíticos, poliéster, tantalio y de poliéster metalizado. Las características descritas anteriormente hacen referencia a todo los elementos usados para todas las etapas desarrolladas. Para interconectar los circuitos empleamos alambre de cobre del numero 20 y/o 22.

La velocidad a la que el módem envía la información es de 300 bps. Para considerar un 1 lógico sé tenia una frecuencia de 1070 Hz y para un O lógico de 1270 Hz. Es importante mencionar que en la hoja de la aplicación del manual de EXAR se contemplaba el uso de un filtro pasabanda para que así limitar el ancho de banda de banda de la señal transmitida o recibida sin embargo nos encontramos ante el problema de los circuitos operacionales propuestos en dicha hoja no se encontraban en el mercado mexicano, después buscamos un chip con características similares al propuesto pero al conectar el módem con el filtro existía una disminución muy significativa en la amplitud de la señal. Después de varios intentos en donde utilizamos algunos circuitos amplificadores operacionales como amplificadores de voltaje pero optamos por no utilizar el filtro pasabanda. La forma de onda obtenida en el módem fue la siguiente:

Forma de onda obtenida en el módem FSK

La amplitud de la señal anterior era de 4 volts pico a pico. El espectro en frecuencia de la señal anterior es (y el cual obtuvimos mediante el analizador de espectros):

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5 1 0 1 5 f ( M H z )

Espectro en frecuencia de módem FSK

Amplitud (dBm)

Espectro en frecuencia para un “O” lógico del módem FSK

Es importante mencionar que en un instante aparecía la primera señal y después la segunda señal esto es debido a que era señal con dos frecuencias distintas y por lo tanto salían dos espectros de frecuencia, también se debe recordar que el analizador de espectros muestra la forma de onda de la señal pero en magnitud ya que de manera teórica deberíamos ver una forma de onda como la siguiente:

o .

o .

o .

o .

o .

- 0 .

Espectro en frecuencia para un “1” lógico del módem FSK

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Para realizar el circuito transmisor de FM revisamos varios libros de circuitos prácticos así como algunas revistas de electrónica siendo en una de estas en donde encontramos el circuito empleado. A continuación se indica el funcionamiento del circuito: El transmisor consiste de dos etapas, la primera es la amplificación de la señal analógica a través del transistor BC548C y este nivel de amplificación es controlado con el potenciómetro de 2.2 MR. Por otra parte esta la etapa de modulación de la cual se encarga el transistor BF494B, este transistor cumple las funciones de un modulador y amplificador de RF, el potenciómetro conectado al colector del transistor BC548C nos permite controlar el nivel de modulación, también nos es posible ajustar el nivel de retroalimentación con el objetivo de que se produzca una oscilación estable con la cual se diseño el transmisor.

La antena se conecta a la salida del colector del transistor BF494B y esta debe tener una impedancia de 5 0 0 a 75Q si se conecta una antena de impedancia diferente se recomienda diseñar una red acopladora de impedancias o en su defecto colocar un Balun para acoplar la antena con la salida del transmisor, en nuestro caso se coloco un Balun para acoplar la antena. Para verificar el funcionamiento del transmisor realizamos algunas pruebas al conectar un micrófono en donde dice entrada de datos (ver figura del transmisor) y entonces utilizábamos el analizador de espectros como receptor, y es importante mencionar que al hacer estas pruebas el transmisor llego a tener un alcance de unos 25 metros. La frecuencia portadora se encontraba alrededor de los 68 MHz. La forma de onda obtenida en el transmisor fue la siguiente:

Forma de onda obtenida a la salida del Transmisor de FM

La amplitud de la señal anterior era de 12 volts pico a pico. Básicamente escogimos ese circuito transmisor debido a las facilidades para la obtención de los componentes; en un principio estabamos utilizando el transistor 2N2222A (en lugar del BF494B) que realizaba la función de modulador según se muestra el circuito eléctrico, pero tuvimos bastantes problemas al momento de aumentar la frecuencia de resonancia del circuito tanque que tenia conectado en el colector, el transistor dejaba prácticamente de funcionar ya que después de 10MHz dejaba de oscilar o transmitir, por una parte no existía un problema serio ya que de todos modos estaba trasmitiendo, pero la potencia no era aceptable ya que al alejarse el transmisor del analizador de espectros (el cual lo utilizamos como un receptor de FM) la señal era prácticamente imposible de captar, entonces estabamos olvidando algo, si trasmitíamos a una frecuencia mayor, la potencia del transmisor tenía que incrementarse; entonces cambiamos el transistor por el BF494B debido a que este transistor tiene una respuesta de trabajo en altas frecuencias y de esta manera se arreglo el problema.

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Otra situación que se tuvo que solucionar fue de eliminar un ruido interferente que molestaba bastante y a su vez distorsionaba la modulación en banda base que se estaba utilizando, en un principio supusimos que se le introducía ruido del medio ambiente (lamparas, algún motor, etc.) pero no era así, lo que nos faltaba era acoplar la impedancia de salida del circuito transmisor y la antena, se compró un Balun y se soluciono dicho problema e inclusive obtuvimos una mayor potencia ya que con las impedancias si no están completamente acopladas la energía transmitida a la antena disminuía y nosotros deseábamos un mayor alcance del circuito transmisor de FM.

Otro problema era construir un inductor para el circuito tanque (circuito resonante), ya que se construyeron bastantes, el núcleo de aire de varios diámetros, de calibre diferentes, pero esto fue más un trabajo artesanal es decir se estuvo a prueba y error todo el tiempo para por fin obtener un inductor de 5 vueltas, con un calibre del alambre de cobre de 0.5mm sobre un núcleo de aire de 0.5cm, pero porque todo esto si con el primer inductor construido funcionó el circuito, pero no todos se comportaban de la misma manera ya que con algunos de estos se obtenían oscilaciones muy inestables, medidas en el osciloscopio TEKTRONIC.

Es importante mencionar que todas las etapas de las cuales consta el radiomodem se estaban probando una por una. También nos dimos cuenta que al tratar de modificar las frecuencias para un 1 y/o lógico en el módem FSK este dejaba de funcionar como modulador de FSK.

Después comenzamos a trabajar en el circuito demodulador de FM siendo esta etapa la que nos causó mas dificultades básicamente debido a que necesitábamos que dicho circuito tuviera una frecuencia de oscilación bastante aproximada a la frecuencia portadora del transmisor de FM. Buscamos en libros, revistas, en Internet, verificamos la circuitería de un walkman para utilizarlo como transmisor e inclusive recibimos bastantes libros de circuitos prácticos de compañías fabricantes de chips. Así la solución fue encontrada en Internet en la dirección de www.phillips.com, ahí encontramos un circuito que por sus características eléctricas (como frecuencia de operación, impedancia de entrada, impedancia de salida, voltaje de alimentación, etc.) era el indicado para usar. El circuito que empleamos es el TDA700 el cual incluye las siguientes funciones: almacenar una señal de entrada de radiofrecuencia, mezclador, oscilador local, amplificador/limitador de frecuencia intermedia, demodulador de fase, detector de mudez e interruptor de mudez. Este circuito tiene un sistema FLL(Frequency Locked Loop) con una frecuencia intermedia de 70 KHz. La selectividad de la frecuencia intermedia es obtenida mediante filtros RC activos. La única función la cual se necesita alinear es el circuito resonante para el oscilador, así de esta manera de esta seleccionando la frecuencia de recepción. Con los capacitores y el inductor conectados entre los pines 5 y 6 se obtiene la frecuencia de la portadora a captar (para este caso dicha frecuencia es de 68Mhz y la formula que se empleo es la siguiente: f = 1/2IldLC siendo C de 6.6 picofarads y L de 83 microhenrios; el inductor fue construido con el alambre de cobre del numero 20). La figura que se encuentra en el pin 13 es equivalente a una antena. Se pensó en trabajar a esta frecuencia ya que se construyeron otros inductores y junto con el capacitor variable que empleamos teníamos una frecuencia inestable entre 47 MHz y 9OMHz sin que existiera alguna razón coherente para que esto sucediera.

El problema de trabajar con este chip radicó en el hecho de que constante el circuito oscilador no trabajaba por lo cual no había detección de señal recibida, en mas de una ocasión se tuvieron que verificar las interconexiones del circuito. La configuración utilizada es la siguiente:

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La forma de onda obtenida fue:

Voltaje (volts)

Forma de onda obtenida a la salida del Receptor de FM

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La amplitud de la señal anterior era 800 milivolts pico a pico y con una frecuencia de 68 MHz aproximadamente. La forma de onda obtenida en el analizador de espectros es la siguiente:

Amplitud (dBm)

I d 8 0 L f ( M H . )

8 5 9 0 Espectro en frecuencia de la forma de onda obtenida a la salida del Receptor de FM

Para verificar el funcionamiento del Receptor de FM se realizaron pruebas de manera conjunta con el transmisor y en donde colocábamos una bocina en el pin 2 del TDA7000 y se escuchaba con claridad el mensaje enviado por el transmisor de FM. Para realizar el circuito oscilador utilizamos un capacitor de un radio portátil. Dicho capacitor es variable y el rango de capacitancia que maneja es de 4 picofarads hasta 25 picofarads. Como esta señal era muy pequeña decidimos utilizar un amplificador de voltaje empleando un amplificador operacional (TDA7231A) con la siguiente configuración:

La salida del amplificador operacional se conectaba (dicha señal se obtenía en el lugar donde esta indicada la bocina mostrada en el circuito anterior) a la entrada del módem receptor (ver figura 3 y la tabla anterior)con el cual se demodulaba la señal FSK y la salida de este circuito se conectaba al puerto serial de la computadora receptora sirviéndonos de los pines 2, 3 y 5 del conector DB-9. En esta computadora también se instalo el software gratuito Airtest y aquí visualizábamos el mensaje escrito y enviado desde la computadora transmisora. Las mediciones fueran hechas cuando el sistema radiomódem tenía un alcance de 5 metros.

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Conclusiones y comentarios.

Durante el proceso de desarrollo e implementación del sistema de comunicación denominado Radiomódem, observamos la importancia que tienen las hojas de especificaciones de los circuitos integrados ya que, cuando una persona se encuentra diseñando e implementando un circuito debe considerar dichas especificaciones (características eléctricas y de construcción de los elementos a emplear) con la finalidad de realizar un circuito que tenga un excelente rendimiento, es decir, el saber dar una buena interpretación a los parámetros que caracterizan a un circuito nos permitirá visualizar otros circuitos que se puedan acoplar para el diseño de una aplicación especifica. Si bien es cierto que nosotros tratamos de darle prioridad a los elementos resistivos, capacitivos, inductivos y demás elementos que utilizamos en el sentido que cumplieran con ciertos requisitos de tolerancia con éI fin de que tuvieran el valor mas aproximado a los propuestos o que soportaran el trabajar a ciertas frecuencias, en algunas ocasiones nos encontramos limitados debido a que en el mercado solo se encuentran elementos que cumplen con características semejantes a las que se suponen deben tener los elementos indicados en las hojas de aplicación, o de las revistas en las que nos guiamos para la realización de este proyecto. Por ejemplo, en la hoja de aplicación para la construcción de un módem se sugiere utilizar resistores con una tolerancia de 5% y nosotros consideramos usar resistencias con una tolerancia de 1% no importando que tuvieran un costo mucho mayor pero surgió una limitante de estas ultimas resistencias solo encontramos de valores de 1, 10 o 100 ohms y sus múltiplos por Io cual si necesitábamos una resistencia de 6.8 KR tendríamos que utilizar dos resistencias de 10 KR en un arreglo paralelo más dos resistencias de 1 KQ en un arreglo serie por lo cual la corriente en esa etapa disminuiría considerablemente, además obviamente de que se generarían mas gastos económicos. Para las etapas en donde se necesitaban utilizar capacitores de valores de picofarads en el mercado electrónico mexicano no existen (o al menos no los encontramos) capacitores de poliester metalizado de estos valores (y que son ideales cuando se trabajan con circuitos que trabajaran con frecuencias de megahertz) por lo cual se tuvieron que emplear capacitores cerámicos que tuvieron un desempeño bastante aceptable pero que tienen deficiencias muy evidentes y que se dejaron ver en la implementación de los circuitos transmisor y receptor de FM. Primeramente existía una gran atenuación de la señal que era enviada y la que era recibida por el receptor y de lo cual aprendimos que una señal debe tener la potencia suficiente para que la circuitería electrónica en el receptor pueda detectarla e interpretarla, la señal debe tener un nivel lo suficientemente alto para discriminar entre ella y el ruido además, notamos que la atenuación de una señal la podemos considerar una función creciente de la frecuencia y siempre tenemos claro que el ruido se supone independiente de la frecuencia. Obviamente el ruido no lo podemos controlar completamente pero si minimizarlo.

También visualizamos la interferencia entre símbolos que es una de las mayores limitaciones de la velocidad a la cual se transfiere la información. Este fenómeno es causado por la distorsión de retardo. La distorsión es producida por el hecho de que la velocidad de propagación de una señal es una función de la frecuencia. Para una señal limitada en banda, la velocidad tiende a ser mas alta cerca de la frecuencia central y decae hacia los extremos de la banda. Por ello las componentes de frecuencia de una señal llegaban al receptor con diferencias de tiempo. La interferencia entre símbolos es cuando en lugar de que se detecte un uno lógico enviado se reciba un cero lógico. Quizás una de las mejores experiencias que tuvimos a lo largo del desarrollo de este trabajo fue éI poder realizar la comprobación de la calidad con la que puede ser transmitida una señal si se emplean las técnicas de modulación digital, en este caso FSK, debido a que si uno busca literatura que aborde radiomódems o módems se da un especial énfasis al aspecto de la corrección y detección de errores y en donde en ocasiones son tópicos en los cuales los

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investigadores invierten gran parte de tiempo para realizar el circuito y aunque nosotros en un principio estábamos estudiando las maneras con las cuales detectaríamos y corregiríamos los errores debidos al ruido térmico (este ruido es debido a la agitación térmica de los electrones en un conductor y se presenta en todos lo dispositivos electrónicos y medios de transmisión y es función de la temperatura la cual se encuentre el lugar en donde estemos trabajando; este tipo de ruido se encuentra distribuido sobre el espectro de frecuencias), a las ondas electromagnéticas que viajan en el espacio libre de la atmósfera, al ruido impulsivo (este tipo de ruido es de naturaleza discontinua y consiste en impulsos irregulares o picos de ruido de breve duración y una amplitud relativamente grande; este ruido es producido por diversas causas por ejemplo disturbios electromagnéticos ajenos al sistema además este ruido es la principal fuente de errores en los sistemas de comunicación digital) etcétera no tuvimos la necesidad de implementar ya sea en hardware o software los algoritmos de detección y corrección debido a que utilizamos la radiación de la información mediante la modulación en frecuencia por lo cual en ancho de banda de la señal lo podíamos manejar tan grande como nosotros quisiéramos, además de que el receptor debería trabajar con una buena sincronización con el receptor.

A nosotros nos hubiera gustado que el alcance de la transmisión fuera de una mayor distancia pero el costo de la circuitería que necesitábamos emplear para alcanzar dicha meta nos hizo desistir. Aproximadamente el costo del sistema radiomódem fue de 500 pesos. También por esta razón la comunicación entre los módem es half-duplex y no full-duplex como señala la aplicación del manual de Exar. Por otra parte nos dimos cuenta de que no todo lo descrito en dichas hojas funciona de la manera ahí descrita, y en ocasiones tuvimos que estar verificando el funcionamiento a prueba y error, claro esta que no variamos valores de elementos o voltajes por cualquier razón sino esto era después de analizar analíticamente el funcionamiento de los circuitos a emplear.

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XR-2206 Monolithic

Function Generator

Low-Sine Wave Distortion, 0.5%, Typical

Excellent Temperature Stability, 20ppmPC, Typ. e Sweep Generation

Wide Sweep Range, 2000:1, Typical AMIFM Generaticn

Low-Supply Sensitivity, 0.01 %V, Typ.

e Waveform Generation

e VIF Conversion Linear Amplitude Modulation

TTL Compatible FSK Controls

Wide Supply Range, 1OV to 26V . ..

Adjustable Duty Cycle, 1% TO 99%

o FSK Generation

e Phase-Locked Locps (VCO)

GENERAL DESCRIPTION

The XR-2206 is a monolithic function generator The circuit is ideally suited for communications, integrated circuit capable of producing high quality sine, instrumentation, and function generator applications square, triangle, ramp, and pulse waveforms of requiring sinusoidal tone, AM, FM, or FSK generation. It high-stability and accuracy. The output waveforms can be has a typical drift specification of 20ppml"C. The oscillatx both amplitude and frequency modulated by an external frequency can be !¡nearly swept over a 2000:l frequency voltage. Frequency of operation can be selected range with an external control voltage, while maintaining externally over a range of 0.01 Hz to more than 1 MHz. low distortion.

ORDERING INFORMATION

Operating Part No. Temperature Range Package

XR-2206M

4 0 ° C to ~ 8 5 ° C 16 Lead 3CO Mil ?DIP XR-2206P

16 Lead 300 Mil CDiP 1 -55°C to +175'C

XR-220ECP

Q'C to +70°C 16 Lead 300 Mil J E E C SCiC XR-22C6D

C'C to +7OoC 16 Lead 3CO Mil PDIF

Caoacltor Tmlng

r

L

TC 1

TC2

r TR1 @ Resis:ors

1 ming

TR2 @ I Switches Currect

FSKl @

I I

I Ar,d Sine h!ul!iplier

Snzper

WAVEA2 @ SYMAl @ SYMM @

Figure 1. XR-2206 Elcck Diagram

SYNC0

AMSl STO M0 vcc TC 1 TC2 TR1 T W

16 Lead PDIP, CDlP (0.300") 16 Lead S3IC (Jedec, 0.300")

PIN D E S C R I P T I O N

Pin $

1

2

3

4

5

6

7

8

9

io 11

12 .- 13

4 i I -

: 5 " - . "

Symbol

AMSl

STO

M o "cc TC1 TC2

TR1

T E

FSKl

BIAS

SYNC0

C-ND

'I'/AV EA 1

W A V E U

S'tLIAl 5'/:,\>2

I

O

O

I

1

O

O

I

O

O

I

I

;

lescription

mplitude Modulating Signal Input

;¡ne o r Triangle Wave Output

lultiplier Output.

'ositive Power Supply.

7rning Capacitor Input.

Iming Capacitor Input.

k i n g Resistor 1 Output.

Trning Resistor 2 Output.

'requency Shift Keying Input.

Internal Voltage Reference.

Sync Output. i'nis output is a cpen collectcr and needs a pull up resisfor to Vc-. Ground pin.

Wave Form Adjust Input 1.

Wave Form Adjust Input 2.

Wave Syrnetr-j Adjust 1 .

Wave Symetrf Adjusr 2.

XR-2206MlP XR-2206CPID

Parameters Conditions Units Max. Typ. in. - T ~ ~ . ax. General Characteristics

Single Supply Voltage V 51 3 25 - +13 - +5 Split-Supply Voltage

V 26 i o 26 10

' Supply Current R1 2 10kQ n A 20 13 I I 12 .- Oscil lator Section

Max. Operating Frequency

Lowest Practical Frequency

Frequency Accuracy

Temperature Stabi!ity Frequency

Sine Wave Amplitude Stsbility2

Supply Ssnsitivity

Sweep Range

I +I0

1

0.01

- +2

- +20

4800

0.01

2000: 1

- I

1O:l Sweep

+lo% Deviation ?'o 0.1 o. 1 FM Distortion

i~ = 1 OOHZ, fH = 1 OOkHz '% 8 e 1OOO:l Sweep

% f, = 1 kHz. f" = 1 OkHz 2 2

Recommended Timing Components

Timing Capacitor: C o.ao1

Site Wave Amplitude

Ffgure 2, S, Open ' nVikR ; 60 3 2 CiJ en Triangie Amplitude

kR 2000 1 icco Timing Resistors: R1 8 R2 I ' Figure 5 UF 100 0.001 120

Triangle Sine Wave Output ' Figure 3

l i e 6

60 Figure 2. S, Closed nV/i<R eo E3 1 Max. CGIZL!t S\V¡KG 6 '4-P OcizLt i o ~ ~ e d a ~ c t I I R I - . i I r:z,?s!? iirear;?? : I o1 13

Amoil;l;ce s:2C~ii>; " I .J : ~ d e For ;CCO:! S+JEC?

DC ELECTRICAL CHARACTERISTICS (CONT'D)

XR-2206MlP XR-2206CPID

Parameters

2 Linearity

dB 55 55 Carrier Suppression

Yo 1 O0 1 O0 Moduia!ion Range

kS2 100 50 100 50 Input Impedance

Amplitude Modulation

Conditions Units Min. Typ. Max. Min. ~ y p . Max.

2 % For 95% modulation

Square-Wave Output

Amplitude 12 12 Vgp Measured at Pin 11.

Rise T m e 250 250 ns CL= lOpF

Fall Time 50 50 ns

3.3 3.1 2.9 Reference Eypass Voltage

See section on circuit controls V 2.4 1.4 0.8 2.4 1.4 0.8 FSK KeyinG Level (Pin 9)

Vcc = 26V p 4 100 0.1 20 0.1 Leakage Ccrrent

I ~ = 2 r n A V 0.6 0.2 0.4 0.2 Saturation Vcitage

CL= lOpF

, 2.5 3 3.5 V Measured at Pin 10.

h'otes Output am,ditude is directlypro,mrtional to the resistance, R3, on Pin 3. See Figure 3. Fsr ma,kk:um amplitude stability, R3 should be a positive temperature coefficient resistor.

Eold fzce parameters are covered by production test and guaranteed over operating tem,"erature range.

Specifications are subject to change without notice . '

"cc

FSK Input Triangle Or S h e Wave Output Square Wave

Figure 2. f3asic Test Circuit

- N in Y

D - E F

1 h.1

ICOK

1 OK

1 K

10-2 10 102 104 106

Frequency (Hz) DC Voltage At Pin 1

Figure 5 . R versus Oscillation Frequency. Figure 6. Normalized Output Amplitude versus DC Bias at AM Input (Pin 1)

5

4

3

2

Tnmmed For hlininurn

O i i I I 10 1CO 1K 10K 100% :hl

Frequency (Hz)

Figure S. SiRe Wave Distortion versus Cperating Frequency with - I in ing Capacitors Varied.

XR-2206

3

2

$ 0 m 2 U

U. E -1

-2

-3 -50 -25 O 25 50 75 100 125

Ambient Temperature (Co)

Figure 9. Frequency Drift versus Temperature.

Sweep lcput

Figure 1 O. Circuit Connection for Frequency Sweep.

" R I I C ! 1 2 1 3

Square Wave Ourput

- , !- " _

Ficure 1:. C i rcu i t tor Sine ' t 'kve Generat ion wi thcut Exzernai Adjustment (See Figure 3 for Choice of R2)

XR-2206

Figure 12. Circuit for Sine Wave Generation with Minimum Harmonic Distortion. (R3 Determines Output S w h g - See Figure 3)

"cc - 1 ' I ,h. 5.1K 5.1K

1 I

Figure 14. Circuit for Pulse and Ramp Generation.

Frequency-Shift Keying

The XR-2206 can be operated with two separate timing resistors, R1 and R2, connected to the timing Pin 7 and 8, respectively, as shown in Figure 13. Depending on the polarity of the logic signal at Pin 9, either one or the other of these timing resistors is activated. I f Pin 9 is open-cirruited or connected to a bias voltage 2 2V, only R1 is activated. Similarly, if the voltage level at Pin 9 is I l V . only R2 is activated. Thus, the output frequency can be keyed between two levels. f , and f2, as:

i, = lIRIC and f2 = 1/R2C

For s?lit-supply oceraticn, the keying voltace at Pin 9 is reierezced to V .

O u t p u t D C LPve i Control

APPLICATIONS INFORMATION

Sine Wave Generation

Without External Adjustment

Figure 71 shows the circuit connection for generating a sinusoidal output from the XR-2206. The potentiome!er, R1 at Pin 7, provides the desired frequency tunins. Tne maximum output swing is greater than V'i2, ana t h e typical distortion (THD) is 2.5%. If lower sine w z ~ e distortion is desired, additiofial adjustments can be provided as described in the following secticn.

With External Adjustment:

The harmonic content of sinusoidal output can be reduced to -0.5% by additional adjustments as shown in Figure 72. The potentiometer, RA, adjusts the sine-shaping resistor, and Rs provides the fine adjustment for the waveform symmetry. The adjustment procedure is as follows:

l. Set Ra at midpoint and Edjust RA for minimum distortion.

2. With RA set as above, adjust RB to further reduce distortion.

Triangle Wave Generation

The circuits of Figure 7 7 and Figure 12can be converted to triangle wave generation, by simply opencircuiting Pin 13 and 14 (¡.e., S1 open). Amplitude of the triangle is approximately twice the sine wave output.

FSK Generation

Figure 73shows the circuit connection for sinusoidal FSK signal operation. blark and space frequencies can be independently adjusted by the choice of timing resistors, R1 and R2; the output is phass-continuous during transitions. The keying signal is applizd to Pin 9. The circuit can be converted to split-supply operation by Simply replacing ground with \t.

Pulse and R z n p Generation

Fi_~urz 7-i shcy,vs :Fe ::rcL;: I-- _ , - ,-!::se arc x - z .,vaveforrn ssneraricn. I r , i i ; S ,TCCZ :' ----- -,=.,ction, ;?,e F S K icqir.2 :2rTifis\ (?i; E: Is S ; r - s ; - 8 ." .- _- . - - ~zuare-~ ; ' ;~ -L:=c[ ('in X ) , and {>? C:?:,'; El-[,:-?..:?:!;{ frey5?,z./-S7)x . ~. +(S

. ~ s e ! f ker#esn ?:.:: S S ~ E - : : ~ 'rtc;ce=c:es : ~ , y c s :he ccs;tiv+gcirG Z F C :.sc~:.'. 5.12,:s CC::~: :::,;eicr-s.

-3 ?ulsa 'NIC:: 3rc 1~:; 3.: 2 ~ 2 , - be Z.C' . - :-~: :;cm i ' d -

" = c z , b > .- - ~ 3 - 4 11-5 Z,-C;CS 37 -,. :"I - - . , y ',: -<: 2 ; -,. ;rc - =, "- -tL!C c e , F - 5 -=--3 " .

. - . . - -. . -

- - ' I. i- . "I 1: z:,!c".

PRINCIPLES OF OF'ERATION

Description of Controls

Frequency of Operation:

The frequency of oscillation, f,, is determined by the external timing capacitor, C, across Pin 5 and 6, and by the timing resistor, R, connected to either Pin 7 or 8. The frequency is given as:

fro = - Hz 1 RC

and can be adjusted by varying either R or C. The recommended values of R, for a given frequency range, as shown in Figure 5. Temperature stability is optimum for 4kQ < R c 200kQ. Recommendzdvalues of C are from 1 OOOpF to 1 OOpF.

Frequency Sweep and Modulation:

Frequency of oscillation is proportional to the total timing current, IT, drawn from Pin 7 or 8:

Timing terminals (Pin 7 or 8) are low-impedance points, and are internally biased at +3V, with respect to Pin 12. Frequency varies lineariy with IT, over a wide range of current values, from 1 pA to 3mA. The frequency can be controlled by applying a control voltage, VC, to the activated timing pin as shown in Figure 70. The frequency of oscillation is íelated io VC as:

Output Amplitude:

Maximum output amplitude is inversely proportional to at Pin 1 is approximately 100kQ. Output amplitude vanes the external resistor, RJ, connected to Pin 3 (see linearly with the applied voltage at Pin 1, for values of dc Figure 3). For sine wave output, amplitude is bias at this pin, within 14 volts of Vcc12 as shown in approximately 60mV peak per kQ of R3; for triangle, the Figure 6. As this bias level approaches Vcc12, the phase peak amplitude is approximately 160mV peak per kR of of the output signal is reversed, and the amplitude goes RJ. Thus, izr example, R3 = 50kQ would produce through zero. This property is suitable for phase-shift approximately 13V sinusoidal output amplitude. keying and suppressed-carrier AM generation. Total

dynamic range of amplitude modulation is approxircateiy

Amplitude Modulation: CAUTION: AM contml must be used in conjunction with a

Outpot arr.pliiude can be modulated by applying a.dc bias well-regulatedsupply since theoutputamplitudenow becomes and a modulating signal to Pin 1 . The internal impedarice a funcuon of VCC.

. 55dB.

VR Vcr 11 . 15V2 5 14 16 6 13 1 3 2

vcc ?

‘ 4

16 LEAD CERAMIC DUAL-IN-LINE (300 MIL CDIP)

Rev. 1.00

.-

16 LEAD PLASTIC DUAL-IN-LINE (300 MIL PDIP)

Rev. 1.00

XR-2206

16 LEAD SMALL OUTLINE (300 MIL JEDEC SOIC)

Rev. 7.00

-. - , "

15

NOTICE

EXAR Corporation reserves the right to make changes to the products csntained in this publication in order to im- prove design, performance or reliability. D(AR Corporation assumes no responsibility for the use of any circuits de- scribed herein. conveys no license under any patect or other right. and rakes no representation that the circuits are free of patent infringement. ChaCs ar,d schedules cmained here in aíe ccly for illustraticn purposes and may vary depending upon a user's specific apF!ica!icn. While the infmnaticn ir, :?,is publication has been carefully checked; no reSpCnSibiiity, hcwever, is asscmed fcr inaccurxies.

FrnR ... the analog pius companyLti

FSK Demodulator/ Tone Decoder

~~~

FEATURES June 1997-3

APPLICATIONS

Wide Frequency Range, 0.OlHz to 300kHz 0 Caller Identification Delivery

Wide Supply Voltage Range, 4.5V to 20V

HCMOS/TTULogic Compatibility

FSK Demodulation, with Carrier Detection

o FSK Demodulation

o Data Synchronization

Wide Dynamic Range, lOmV to 3V rms

0 Adjustable Tracking Range, +I% to 80% 6 0 FM Detection

Excellent Temp. Stability, +50ppm/"C, m a . ' . . . ,Carrier Detection

0 Tone Decoding

. :

. .

GENERAL DESCRIPTION ... . . . .

The XR-2211 is a monolithic. phase-locked ioop (PLL) . I quadrature phase detector which provides carrier system especially designed for data communications i:: detection, and an FSK voltage comparator which provides applications. It is . particularly. suited .for. FSK. modem:.;. : FSK.' domodulation.:..Extemal components are used to applications. It operates over a wide supply volfage range . I independently set cénterfrequency, bandwidth, and output of 4.5 to 20V and a wide frequency':mnge . . of O..OlHz to .':. deiay.' An' intema1:voltage reference proportional to the 3OOkHr. It can abmmodate analog' signals be&een,'.,f.'power supply is proyided at an output pin. lOmV and 3V, and &n interface'with conventional DS',:li:,- ~~ . ' ' ~ (~ ~:,., ;:,:',,- ., . . TTL, and ECL logic families..The circuit consists of a basic ' - 1 . TheXR-2211,isávailable in 14 pin packages specified for PLL for tracking an input signal within the pass band, a . j military and industrial temperature ranges.

, . ' . > . -

1 .

,: ..- - . : - . .t' . . , .. . .... . , ;

. .

ORDERING INFORMATION

Operating Part No. Temperature Range Package

XR-2211 M

40°C to -8 j'C 14 Lead SOlC (Jedec, 0.150") XR-2211 ID

40°C to -85'C 14 Pin PDlP (0.300") XR-2211 P

-40°C to +85T 14 Pin COlP (0.300") XR-2211 N

-55°C to +125=c 14 Pin COlP (0.300")

BLOCK DIAGRAM

Figure 1. XR-2211 Block Diagram

LDO

LDF

LDOQ

LDOQN

DO

.. _. 1 PIN CONFIGURATION

vcc TIM C1 INP

L D F GNO

LOOQN LDOQ

DO

TIM C2 TIM R LOO VREF NC COMP I

14 Lead CDIP, PDlP (0.300”) i .

INP LDF

GND LDOQN

LDOQ DO

TIM C1 TIM C2 TIM R LOO VREF NC COMP I

14 Lead SOlC (Jedec, 0.150’’)

PIN DESCRIPTION Pin #

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10 11 12 13

14

-.

1

I

I

I

1

1 7

7

Description

Positive Power Supply.

Receive Analog Input.

Ground Pin.

Lock Detect Output Not- This output will be low if fie vco is in h e capture range.

Lock Detect Output. This output will be high if the VCO is in b e range.

Dab Output. Decoded FSK output.

=SK Comparator Input.

Vot Connected.

Lock Detect Filter. . .

. . , . . ‘ . .

XR-221 I

ELECTRICAL CHARACTERISTICS Test Conditions: Vcc = 12V, TA= +25"C, Ro = 30KR, CO = 0.033pF, unless othentise specified.

'arameter I Min. I Typ. I Max. I Unit I Conditions 1 3eneral

Supply Voltage

3scil lator Section

R, 2 10KR. See Figure 4. nA 7 4 3upply Current

V 20 4.5

,

Frequency Accuracy

Frequency Stability

Temperature

Power Supply

Upper Frequency Limit

Lowest Practical Operating Frequency

Timing Resistor, - See Figure 5

Operating Range

. Recommended Range

Loop Phase Dectector Section

I O0

5

5

- +I

- +20

0.05

0.2

300

2000 I KR I

Deviation from f, = I/& Co

See Figure 7and Figure 8.

Peak Output Current

3CO 1 O0 Peak Output Current

Quadrzture Phase Detector Measured at Pin 3

Referenced to Pin 10 V - + 5 - +4 Maximum Swing

M R 1 Output Impedance

. . 1 Output Offset Current

Measured at Pin 11 .uA - +300 - +200 kl50

1 !.LA Cutput Impedance 1 ?vl G!

Maximum Swing 11 \/=D

' ~nput Preampt Section I I

Measured at Pin 2

Input Impedance

Input Signal

20 ! KR I

Voltage Required to 2 I 1c j r,,v 7 , s Cause Limiting

1

DC ELECTRICAL CHARACTERISTICS (CONT'D) Test Conditions: vcc = 12v, TA = i25'C. 5 = 30KQ, Co = O.O33uF, unles otherwise specified.

Parameter hfin. I TYP. I Max. Unit Conditions Voltage Comparator Section

input Impedance 2 MR

UA 80 Maximum Source Current

AC Small Signal R 1 O0 Output impedance

V . ' Measured at Pin 10 5.7 5.3 4.9 Voltage Level Internal Reference

vo= 20v j\ 10 0.01 Output Leakage Current

I C = 3mA mV 500 300 Output Voltage Low

R~=5.1Kn dB 70 51 Voltage Gain

nA 1 O0 Input Bias Current

Measured at Pins 3 and 8

"

I

Notes Parameters are guaranteed over the rscornmended operzting conditions, but are not 100% tested in production. Bold face parameters are mvered by produc6on test and guaranteed over operating temperature range.

Specifications are subject to change without notice

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Power Supply ............................. .20V ,Package Power Dissipation Ratings . . Input Signal Level ........................ 3V rms CDlP ....... ......................... 750mW Power Dissipation ....................... 900mW Derate Above TA = 25°C 8mWI"C

PDlP .................................. 800mW Derate Above TA = 25% . . . . . . . . . . . . . . GOmW/"C

SOlC .................................. 390mW Derate Above Tp, = 25°C . . . . . . . . . . . . . . . 5mWI"C

................

(internally connected). When in lock, these frequencies are flNC fvco (2 times f[N when in lock) and flN - fvc- (OHz wken lock). 6y addin2 a capacitor to the phase detecicr output, the 2 times f l ~ component is reduced, leaving a DC voltage that represents the phase difference between the two irequencies. This closes the loop and allows the VCO to trzc.4 the input frequency.

The FSK cmgaratcr is used to deternine i i tb,e VCO is driven abcve cr be!ow the center frequenq (FSK camparstor). This ' 4 crecuce both acrive hish anc active low cutputs to incicaie when the main PLL is ir: 'cck (quadraicrs phase ce:x:cr acd icck derccrc: ccmcaratcr).

XR-2211 . . .,

PRINCIPLES OF OPERATION

Signal Input (Pin 2): Signal is AC coupled to this terminal. The internal impedance at pin 2 is 20KQ. Recommended input signal level is in the range of lOmV rms to 3V rms.

Quadrature Phase Detector Output (Pin 3): This is the high impedance output of quadrature phase detector and is internally connected to the input of lock detect voltage corn?arator. In tone detection applications, pin 3 is. connected to ground through a parallel combination of Rb and CO (see Figure 3) to eliminate the chatter at lock detect outputs. If the tone detect section is not used, pin 3 can be leit open.

Lock Detect Output, Q (Pin 6): The output at pin 6 is at "low" state when the PLL is out of lock and goes to "high" siate when the PLL is locked. It is an open collector type output and requires a pull-up resistor, RL, to Vcc for proper operation. At "low" state, it can sink up to 5mA of load current.

Lock Detect Complement, (Pin 5): The output at pin 5 is the losic complement of the lock detect output at pin 6. This output is also an open collectortype stage which can sink 5rnA of load current at low or "on" state.

FSKDataOutput(Pin7):ThisoutputisanopencOllector logic s:age which requires a pull-up resistor, RL, toVcc for proper cperation. It can sink 5mA of load current. When decodins FSK signals, FSK data output is at "high" or "of f Stare for Icw input frequency, and at "low" or 'on" state for high input frequency. If no input signal is presect, the logic state at pin 7 is indeterminate.

FSK Comparator Input (Pin 8): This is the high i m F c a r , c e input :o the FSK voltage comparatcr. Ncrr;.zlly. 3n FSK post-?erection or data filter is CCCE~<:SC, &?tween this terminal ana the PLL $,ase

::= 522 Fi_cure 3.) The !hreshcld vcltace ci t h t cL , -. - . - 'S se:: hy the interrai referents vcitage, V~~~ i; 1 z 7 ?1 :in 1'3

F , ~ f : : ~ r . z ~ Voltags, VREr (pin 10): This pir: is irterrzlly

- - - - . i: - I J,.cse lev$! a:;k~s ;IC k c s ar; inrernal

GC4zJP." - . - - < & I .:-:?ut (;¡E 11). This cata filter is forned ky R=

"rrz,-z"- ^. - " ..

" ~ ~ , - -. ." "" ... - - - - -. - - - - . - r=-c= - I - I ~ voltzce !D'iF?!, V,?;iE'. '/?E= = ' /cc 12

". - ~ - - . - - " .. z I _ .cS'\fvr!S 2:;Irs S , ? . 1; zcc 12. 'ir:

". " - " -,- -

" - - "." ~-

input Signal

Preamf

Figure 2. Functional Block Diagram of a Tone.and FSK Decoding System Using XR-2211 a . ; - . , . . . .

DESIGN EQUATIONS

(All resistance in Q, all frequency in Hz and all capacitance .in farads, udess otherwise specified)

(See Figure 3 for definition of components)

1. VCO Center Frequency, fo:

2. Internal Reference Voltage, VREF (measured at pin 10):

3. Loop Low-Pass Filter Time Constant, 5:

T = C,.R, (seconds)

. ,

where:

if RF is co or CF reactance is c o , then Rpp = R1

4. Loop Damping, S:

Note: For derivationlexplanation of this equation, please see TAV-Oi?.

5. Loop-tracking

bandwidth, * = a fo

Lf - Ro fo R, "

xw-221 I

7. Loop phase detector conversion gain, Kd: (Kd is the differential CC voltage across pin 10 and p in l l , per unit of phase error at phase detector input):

Note: For derivation/explanation of this equation, please seea.TAN-Ol 7.

8. VCO conversion gain, KO: (KO is the amount of change in VCO frequency, per unit of DC voltage change at pin 11):

KO = radian/second

VR, . co * Rl = ( volt

9. The filter transfer function:

F(s) = 1 1 + SRl-Cl

at O Hz. S = h a n d w = O

10. Total loop gain. KT:

11. Peak detector current I*:

I, = ____ VREF 20,000 (VREF in volts and lA in amps)

Note: For derivation/explanation of this equation, please see TAN-011.

APPLICATIONS INFORMATION

FSK Decoding

Figu.re 70 shows the basic circuit connection for FSK decoding. With reference to Figure 3 and Figure 70, the functions of external components are defined as follows: Ro and CO set the PLL center frequency, Rl sets the system bandwidth, and C1 sets the loop filter time constant and the loop damping factor. CF and RF form a one-pole post-detection filter for the FSK data output. The resistor Rg from pin 7 to pin 8 introduces positive feedback across the FSK comparator to faciiitate rapid transition between output logic states.

b) Choose value of timing resistorb, to be in the range of 10KR to 100KQ. This choice is arbitrary. The recommended value is Ro = 20KR. The final value of Ro is normally fine-tuned with the series potentiometer, Rx.

c) Calculate value of CO from design equation (1) or from Figure 7:

C) Caicukts El to give the desired tracking bandwidth (See design equation 5).

e) Calculate C1 to set loop damping. (See design equation 4):

Norm~li:/, ; = 0.5 is recsmmended.

c. = ____ 253c, R : . 5'

XR-221 I

f) The input to the XR-2211 may sometimes be too sensitive to noise conditions on the input line. Figure 4 illustrates a method o: de-sensitizing the XR-2211 from such noisy line conditions by the use of a resistor, Rx, connected from pin 2 to ground. The value of Ftx is chosen by the equation and the desired minimum signal threshold level.

V,, minimum (peak) = V,-V, = AV * 2.8mV offset = v,, *Or ‘Oo or R,’= 20,000 --1 (20,000 + R,) (3 )

VI% minimum (peak) input voltage must exceed this value to be detected (equivalent to adjusting V threshold)

S) Calculate Data Filter Capacitance, CF:

Km = (R= + R,).RB

( Rl f R, f RB)

. . . . I - -

- ,

. . . . . . . ,

1:

4 6 0 10 12 14 16 13 20 22 24

Supply Voltage, V+ (Volts)

Figure 5. Typical Supply Current vs. ‘/+ (Logic Outputs Open Circuited)

1.000

g 100 u

2

10 O 1 CCO 1 coco

f O ( W

Figure 7. VCO Frequency vs. Timicg Capacitor

1 O0 1000 10000 f O ( W

Figure 6. VCO Frequency vs. Timing Resistor

3 6 8 10 12 Id 16 18 20 22 24

v+ (volts)

Figure 8. Typical fo vs. Power Supply Characteristics

x?? W K XR-221 I

Design Example:

1200 Baud FSK demodulator with mark and space frequencies of 120012200.

Step 1: Calculate fo: from design instructions

(a) fo = m =1624

Step 2: Calculate : =lOK.with a potentiometer of 10K. (See design instructions (b))

(b) R, = 10 +

Step 3: Calculate CO from design instructions

(c) c, = 1

15000.1 624 = 39nF

Step 4: Calculate R1 :from design instructions

Step 5: Calculate C1 : from design instructions

Step 6: Calculate R; : RF should be at least five times R1, R; = 51,000-5 = 255 KC? Step 7: Calculate R3 : Ra should be at least five !¡mes RF, R3 = 255,000.5 = 1.2 MR Step 8: Calculate RsuM:

Rsubr = (R,= - R,).R3

(R.: - r i , + R3) = 2 4 0 a

Step S: Calculate CC

Input Signal

Figure 1 O. Circuit Connection for FSK Decoding of Caller Identification Signals (Bell 202 Format)

Signal Input

RL 5. lk

vcc 9

I .

Internal Reference

211K 1 Y O

r?_" :Ifl: Fine

6 LDOQ J"L n

L - QE3d 1 Logic Output Phase Detect . 3

u

LO& Detect Comp.

5 LDOQN

RD 470K

-

. . I . , , , . _ x . 5 , , ... .. .. . ~'

FSK Decoding with Carrier Detect

The lock detect section of' XR-2211 can be used as a carrier detect option for FSK decoding. The recommended circuit connection for this application is shown in Figure 77. The open collector lock detect output, pin 6, is shorted to data output (pin 7). Thus, data output will be disabled at "low" state, until there is a carrier within :he detection band of the PLL ar.d the pin 6 output goes "high" to enable the data output. Note: Data Output is 'Low' When No Carrier is Present. The minimum value of the lock detect filter capacitance CD is inversely proportional to the capture r a s e . 2Afc. This is the range of incoming frequencies over which the loop can acquire lock and is always less than the tracking range. It is further limited by C,. Fcr most aoplicaicns. Aic > Af12. For RD = 470KQ. the approximate minirnui;; %ice of C g can be determined by:

. .

. , L . , .

frequency approaches the capture bandwidth. Excessively large values of CD will slow the response time of the lock detect output. For Caller I.D. applications choose Co = 0.1pF.

Tone Detection

Figure 12 shows the generalized circuit connection for tone detection. The logic outputs, LDOQN and LDOQ at Fins 5 and 6 are normally at "high" and "low" logic states, respectively. When a tone is present within the detection b2r.d of the PLL. the logic state at these outputs become reversed icr the dcration of the input tone. Each logic output czfi sink ScA of load current.

Bcth outzcis ai cins 5 and 6 are COW collector type srages, a r c :ecelre external pull-up resistcrs RL2 am! R ~ , as s b c m jr, ,Epre 12.

'Niih reiererce :c r;s"Lr? 3 and Figure 72, the ;unc:ions of Lke e x k r ~ s i ,::r::i: c z r ~ p o ~ e n t s czn Le explained as

c

-.

'ci(cs)/s: ?>,- , Z" -. L. ?. "':>e: " " / - 4LOCC.,L. -r- cr:--,-. tIC.iEE?,cy 9.1 setsthe sc;c4.;ct- ::-z,:<ic:h: S- se?s :P.e !cw ae:."cco Siter tirZ:e

"I = . k c . . - - -,-S 'CCG .'ar;.,=1rc -2c:cr. ""(". "" "". = - " . .

XR-221 I

Design Instructions:

The circuit of Figure 72can be optimized for any tone detection application by the choice of the 5 key circuit components: Ro, R.1, Co, C1 and CD. For a given input, the tone frequency;fs, these parameters are calculated as follows:

(All resistance in a's, all frequency in Hz and all capacitance in farads, unless otherwise specified)

a) Choose value of timing resistor Roto be in the range of lOKQ to 50KR. This choice is dictated by the max./rnin. current that the internal voltage reference car: deliver. The recommended value is Ro = 20KQ. The final value of Ro is normally fine-tuned with the series potentiometer, Rx. . .

b) Calculate value of Co from design equation (1) or from Figure 7fs = fo:

1 co=%. fs ; r - . .

c) Calculate R1 to set the bandwidth +Af (See design equation 5):

Note: The totaal detection bandwidth covers the frequency range of Z A f d) Calculate value of C1 for a given loop damping factor:. .

Normally, S = 0.5 is recommended.

Increasing C1 improves the out-of-band signal rejection, but increases the PLL capture time.

e) Calculate value of the filter capacitor CI, . To avoid chatter at the logic output, with Ro = 470KS2, CD must be:

C, > - C inpF 16 A f

Increasing CD slows down the logic output respons? time.

Design Examples:

Toro detector with a detection band of 5 100Hz: a) Choose value of timing resistor Ro to be in the range of lOKR to 50KR. This choice is dictated by the rnax.lrnin.

current !hat the internal voltase reference can deliver. The recommended value is Q = 20 KR. The final value of R,, is normally fine-tuned with the series potentiometer, Rx.

b) Calculate value of Co from design equation (:) cr from iigure 5 is = fo:

c) Calculate R1 to set the bandwidth 2Af (See design equation 5):

R, =

Note: The total detection bandwidth covers the frequency range of io -id f

d) Calculate value of Co for a given loop damping factor:

Normally, 5 = 0.5 is recommended.

Increasing C1 improves the out-of-band signal rejection, but increases the PLL capture time.

e) 'Calculate value of the filter capacitor CD . To avoid chatter at the logic output, with RD = 470KQ CD must be:

Increasing Co slows down the logic output response time.

9 Fine tune center frequency with 5KQ potentiometer, Rx:

vcc ? L

Figure 13. Linear FM De!ec'.cr Using XR-2211 and an Externa¡ Cs p. (See Section c n DesiSr: Equation for Ccnpcnent 'JaiLzs.;

. -

Linear FM Detection

XK-22i l can be used as a licear FM detector for a wide rar.se of analog communications and telemetry applications. The recommended circuit connection for this application is shown in Figure 13. The demodulated output is taken from the loop phase detector output (pin 11), through a post-detection filter made up of RF and C5 and an external buffer amplifier. This buffer amplifier is necessary because of the high impedance output at pin 11. Ncrrnally, a non-inverting unity gain op amp can bel used as a buffer amplifier, as shown in Figure 13.

The FM detector gain, ¡.e., the output voltage change per unit of FM deviation can be given as.

where VR is the internal reference voltage (VREF = VCC 12 - 650mV). For the choice of external components R,, Ro, CD, Cy and. CF; see the section on design equations.

"""_"""""""""""""

Phase De!edor I

- """_""' ,- r

I I

I """"""""

I - - - - - - -

2z I I

A :cm 'IC 3

14 LEAD CERAMIC DUAL-IN-LINE (300 MIL CDIP)

Rev. 1.00

14 LEAD PLASTIC DUAL-IN-LINE (300 MIL PDIP)

Rev. 7.00

nmnnT-Lnn

14

Seating Plane 3

I INCHES MILLIMETERS

SYMBOL I MIN M A X I MIN MAX

A I 0.145 0.210 I 3.68 5.33

C

14 LEAD SMALL OUTLINE (150 MIL JEDEC SOIC)

Rev. 1.00

XR-2211

Notes

Notes

XR-221 I

i

XR-221 I

NOTICE

1 BF494; BF495 1 NPN medium frequency transistors

Phliipc Serniconduclors

.-\pL!:!1Ú:c:.

Product spx:i~caricn

NPN medium frzquency transistors 8 F494; 8 F495

FEATURES PINX!NG

APPLlCATlONS

OUICK REFERENCE OAfA

.. . ,

.")

THERXIAL CHAfiACTERISTICS

I SYlClBOL I PARAMETER I CONDITIONS I VALUE 1 UNIT I

8 C548 C

L

I

TBA7231A

I .6W AUDIO AMPLIFIER

OPERATING VOLTAGE 1.8 TO 15 V

= HIGH POWER CAPABILITY LOW CROSSOVER DISTORTION

m LOW QUIESCENT CURRENT

9 SOFT CLlPPlNG

DESCRIPTION The TDA7231 A is a monolithic integrated circuit m 4 + 4 lead minidip package. It is intended for use as class AB power amplifier with wide range of supply voltage in portable radios, czssette re- corders and players, etc.

PIN CONNECTION

MINIDIP (4+4)

ORDERlNG NUMBER : TDA7231A

TDA7231 A

ABSOLUTE MAXIMUM RATlNGS

Symbol 1 Parameter . I Value I Unit

VS I SUPPIY Voltase I 16 l v Ptot

W 4 at Tcasa = 70 'C W 1.25 Total Power Dissipation at Tab = 50 "C

l o

"C - 40 to 150 Storage and Junction Temperature Ts:~, Tj

A 1 Output Peak Current

THERMAL DATA

1 Symbol I Parameter I Value I unit f R;h "amo 1 Thermal Resistance Junction-ambient Max. I 80 I o c / w

1 FEh tp,ns I Thermal Resistance Junction-pins Max. I 15 7 "CMI

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Vs.= 6 V, Tamb = 25 "C, unless otherwise specified) Symbol I Parameter

Supply Voltage Quiescent Out Voltage

Id Quiescent Drain Current

lb Input Bias Current Po Output Power

d Distortion

I G" Closed Lcop Voltase Gain R n Input Resistaance

1 eN Total Input Ncise I

Figure 1 : Test and AcGiicaticn Circuit

Test Conditions I Min. I 1.8

V s = 6 V v s = 3 v

Typ. ! Max. I Unit

dB f = IkHz 100 1 , kQ

R, = 1C:O- B = Curve A 1 7 1

TDA7231 A

Figure 2 : P.C. Board and Components Layout of the figcre 1 (1 : I scale)

i c s - 0 2 3 ~

Figure 3 : Output Power versus Supply Voltage Figure 4 : Quiescent Current versus Supply Voltage

'd h A

1

3

2

I

z 4 ' 6 8 !a 12 v,tv,

FiGure 6 : SupolyVoltage Rejection versus Frequency

TDA7231 A

MINIDIP PACKAGE MECHANICAL DATA I

" DIM. mrn i inch

MIN. TYP. I MAX. I MIN. j P I P . MAX.

A 3.3 I I

I j 0.130

I 1.6 1 0.0:7 1 0.44 2 I 1 0.130

0.189 I 4.8 I ! ' I 0.280 I I 7.1 1 1

I 1 0.300

e3 I 7.62 I I j 0.300

I I 0.100

I I 0.346 l 8.8 I E

1 9.8 I 1 ! D

I 1.04 I 0.036 1 0.91 81

1.65 I 0.055 ! 1.39 8

! 0.925 j al 0.7

0.065

0.041

b

bl I 0.5 1 0.015 I 0.38

I 0.5 1 I 1 0.020

0.020

0.386

e 1 2.54 I

e3

F 7.62 1

1

L " 3.3 '

0.063

Z - e3 _ I I : 2

I I

TDA7231A

. .

TDA7000 FM radio circuit

Fit1 r-sdio circuit TDA7000

!

L

." t

I-. ! i i 4 .

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c

SnABCL

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UPIIT